CN1072881C - 用于滤除高清晰度信号中存在的ntsc信号的方法及其接收机 - Google Patents

Abstract

一种用于滤除高清晰度信号中存在的NTSC信号的方法及其接收机，根据确定期望的高清晰度信号和NTSC信号的能量比来生成NTSC信号序列，再利用该序列确定滤波器抽头数目及计算NTSC信号的自相关矩阵。把NTSC带阻滤波器输出中所有干扰噪声，如输入NTSC干扰信号、附加高斯噪声和VSB信号的功率用作代价函数，通过微分获得使代价函数最小的滤波器系数公式，然后把自相关矩阵代入该公式以算出NTSC带阻滤波器的各个系数。

Description

用于滤除高清晰度信号中存在的NTSC 信号的方法及其接收机

本发明涉及接收高清晰度信号的接收机，尤其涉及使用NTSC带阻滤波器的接收机。

在美国，已经完成了对数字电视传输用的大联盟先进电视(GA-ATV)系统的测试。这是能替换NTSC的新的电视标准。由先进电视系统委员会(ATSC)标准化的称为GA-HDTV或GA-VSB系统的GA-ATV系统使用数字传输的残留边带(VSB)调制。这种调制为地面广播方式选择了使用八电平的8-VSB，为高速有线方式选择了使用十六电平的16-VSB。

新的ATV信号通过在给定地区不使用的电视频道(所谓的“禁忌频道”)与常规的模拟电视信号(NTSC)同时传输。因此，GA-VSB接收机必须设计成在存在NTSC同频道干扰下经得起使用。

其间，ATSC标准提议一种梳齿滤波器作为NTSC同频道干扰带阻滤波器(NTSC带阻滤波器)。该梳齿滤波器用于GA-VSB接收机(见图1)，1994年2月披露在提交给ACATS技术小组的“大联盟HDTV系统规范”中。

当在HDTV频道中存在NTSC信号时，NTSC信号起着干扰的作用。为了减轻干扰的影响，在GA-VSB系统的接收机中，通过使用由梳齿滤波器组成的NTSC带阻滤波器112来排除NTSC信号的调制载波。

即，图2A和2B分别表示梳齿滤波器的结构及其频率特性。在VSB信号和NTSC信号同时广播的同频道中，NTSC信号和VSB信号之间有约为0.89MHz的固定载波频率偏移。从基带区域来判断，NTSC信号的调制频率高达该频率偏移值。NTSC信号的大部分能量集中在原始DC分量即调制载波上。因此，如图2A所示，在梳齿滤波器的减法器132中，从输入码符中减去由12码符延迟器130输出的码符，以排除调制载波分量，从而减轻NTSC信号的影响。

如图2B所示，梳齿滤波器在HDTV信号频带即VSB的6MHz内有六个频率凹口。在HDTV信号中起到干扰信号作用的NTSC信号的大部分能量集中在图像载波(V)、色彩副载波(C)和声音载波(A)上。然而，这些载波都位于梳齿滤波器的频率凹口附近，使得通过梳齿滤波器的NTSC信号的能量大大减少。因此，梳齿滤波器结构简单，能很好地抑制NTSC干扰信号。

然而，虽然ATSC标准建议的梳齿滤波器具有优良的抑制NTSC干扰信号的性能，它却改变了由A/D变换器108接收的滤波后信号的输出电平的数目。即，由于梳齿滤波器的部分响应特性，通过梳齿滤波器的信号电平数目由输入处的8电平{±7,±5,±3,和±1}增加到输出处的15电平{±14,±12,±10,±8,±6,±4,±2,和0}。梳齿滤波器的操作涉及两个具有全增益的信号的相减。因此，信号由8电平增加到15电平，与此同时，附加高斯噪声的功率增加3dB，使得信号通过梳齿滤波器时信噪比(SNR)减少了3dB。

TCM(网格编码调制)译码器122的设计也必须考虑梳齿滤波器引起的延迟。因此，当在接收机中使用梳齿滤波器时，TCM译码器122必须起到8-状态而不是4-状态译码器的作用。所以，TCM译码器122必须既包括8-状态网格译码器又包括4-状态网格译码器。

如上所述，在使用梳齿滤波器抑制NTSC干扰的情况下，适用于15电平信号的8状态网格译码器的结构比4-状态网格译码器结构复杂。这就导致复杂的硬件，并且由于SNR损失降低了接收系统的性能。

然而，为了把白噪声增益约束到规定的0.3dB数值而不是由梳齿滤波器造成的3dB的噪声增益，以及为了使NTSC干扰最小，曾经提出过一种在发射机和接收机中使用FIR滤波器的新的GA系统，见于HDTV国际讨论会会议录，“为增进ATV复盖范围而使用的适合已编码6-VSB调制的新的NTSC同频道干扰抑制滤波器(A New NTSC Co-Channel Interference Reection Filterwith Coded 6-VSB Modulation for Improved ATV Coverage)”，作者Samir N．Hulyalkar等人，Intemational Wodkshop on HDTV,October 8-9,1966。在该参考文献中提议的GA系统是一种使用6-VSB调制方法的新系统。使用这种FIR滤波器作为发射机中的预编码器和接收机中的NTSC带阻滤波器。由于在发射机和接收机中必须使用同样的滤波器系数，该FIR滤波器不能应用到当前的GA系统中。

为了解决上述问题，本发明的一个目的是提供一种设计NTSC带阻滤波器的方法，该NTSC带阻滤波器减少噪声增益又不改变通过信号的电平数目。

本发明的另一目的是提供一种接收机，该接收机不需要因电平数目的改变而添加额外的网格译码器。由于在GA-VSB接收机中不改变通过NTSC带阻滤波器的信号的电平数目，简化了硬件。

为实现以上目的，提供一种用于滤除高清晰度信号中存在的NTSC信号的方法，包括以下步骤：确定期望的高清晰度信号的能量和NTSC信号的能量之比；根据该能量比生成NTSC信号序列；用生成的NTSC信号序列获得如下的输入NTSC信号的自相关矩阵： $R_I=\left[\begin{array}{cc}a& b^T\\ b& C\end{array}\right]$ 其中“R_I”表示当滤波器抽头数目预定为“N”时输入NTSC信号的自相关矩阵，“a”是输入NTSC信号的能量，“b”表示1×N向量，“b^T”表示“b”的矩阵转置，“C”表示N×N矩阵；根据该自相关矩阵计算滤波器系数，其中该滤波器的系数“g”由以下等式得到：

                 g=-(C+(N_o+E_s)I)^-1b，其中N_o表示输入到NTSC带阻滤波器的高斯噪声功率，“E_s”表示输入的高清晰度信号的平均功率，“I”表示单位矩阵；根据该计算出的滤波器系数来配置NTSC带阻滤波器；使用该配置的NTSC带阻滤波器从高清晰度信号中排除NTSC信号。

为实现本发明的另一目的，提供一种使用不改变电平数目的NTSC带阻滤波器并且接收具有预定电平数目的高清晰度信号的接收机。该接收机中有把接收的高清晰度信号变换为具有预定频率的中频(IF)信号用的调谐器。IF放大器放大IF信号，锁频和锁相环(FPLL)电路从IF信号中恢复载波并把恢复的载波乘以IF信号以解调出基带信号，模数(A/D)变换器按照取样时钟对FPLL电路的输出取样以把取样输出变换成数字数据，NTSC带阻滤波器包括有限冲激响应(FIR)滤波器以从A/D变换器的输出中排除NTSC信号的诸载波分量，均衡器均衡NTSC带阻滤波器的输出，第一译码器包括4-状态网格译码器以对均衡器的输出进行网格译码，以及第二译码器对网格译码后的数据进行纠错译码。

为实现本发明的另一目的，提供另一种使用不改变电平数目的NTSC带阻滤波器并且接收具有预定电平数目的高清晰度信号的接收机。该接收机有把接收的高清晰度信号变换为具有预定频率的IF信号用的调谐器。在该接收机中，IF放大器放大IF信号，A/D变换器把从IF放大器输出的模拟IF信号变换成数字数据，数字锁频和锁相环(DFPLL)电路用包含在A/D变换器输出数据中的导频信号恢复载波，并将恢复的载波乘以A/D变换器的输出以恢复基带数据，匹配滤波器控制从数字FPLL电路输出的数据码符率，NTSC带阻滤波器包括FIR滤波器以从匹配滤波器的输出中排除NTSC信号的诸载波分量，均衡器均衡NTSC带阻滤波器的输出，第一译码器包括4-状态网格译码器以对均衡器的输出进行网格译码，以及第二译码器对网格译码后的数据进行纠错译码。

本发明的以上目的和优点通过参照附图对优先实施例的详细描述将变得更加清楚。附图中：

图1是使用传统NTSC带阻滤波器的VSB接收机的方框图；

图2A和2B表示图1中NTSC带阻滤波器的结构及其频率特性；

图3是按照本发明一个实施例的使用NTSC带阻滤波器的接收机的方框图；

图4表示图3中NTSC带阻滤波器的结构；

图5是按照本发明另一个实施例的使用NTSC带阻滤波器的接收机的方框图；

图6表示本发明NTSC带阻滤波器的输入/输出信号；以及

图7是表示本发明NTSC带阻滤波器的设计方法的操作流程图。

在下文中参照附图说明不改变信号电平数目的NTSC带阻滤波器的设计方法及使用该NTSC带阻滤波器的接收机的优先实施例。

参看图3，在调谐器202中，把从天线接收的VSB信号变换成预定中频(IF)的信号。在IF放大器204中，根据自动增益控制信号(未示出)控制IF信号的幅度。用锁频和锁相环(FPLL)电路206恢复载波，并且跟踪包含在IF放大器204的输出信号中的导频信号，以控制调谐器202中的本振频率使导频信号位于0Hz上。因此，在FPLL电路206中，恢复了载波并且把恢复的载波乘以IF放大器204的输出，以把结果解调为基带信号。在A/D变换器208中，对FPLL电路206的输出取样并根据在同步(sync)和定时恢复器210中恢复的码符时钟把取样的输出变换成数字数据。在同步和定时恢复器210中，预测A/D变换器208的取样时刻，把存储在同步和定时恢复器210中的场同步基准信号与在每一场中传送的场同步信号序列比较，以恢复该场同步信号序列。此外，VSB数据帧包括两场，每场包括一个场同步段和312个数据段。数据段又包括4个码符的段同步及828个数据码符。此时，分别在场同步段及每个数据段的前端把段同步插入8-电平数字数据流。

NTSC带阻滤波器212包括FIR滤波器，用于防止VSB信号被同时与VSB信号一起广播的、同频道状态的NTSC信号破坏，其输出保持在不增加电平数目的8个电平上。在NTSC干扰检测器214中，把存储在同步和定时恢复器210中的场同步基准信号和从A/D变换器208输出的场同步信号序列作比较，通过对它们之差的平方的积分，检测NTSC信号是否干扰了VSB信号，以输出检测信号。

选择器216包括复接器(multiplexer)以根据从NTSC干扰检测器214输出的检测信号选择NTSC带阻滤波器212的输出或者未曾通过NTSC带阻滤波器212的A/D变换器208的输出。在均衡器218中，排除在发送信号通过发送信道时产生的多路径失真。多路径失真是由于众山、建筑群或多架飞机的电波反射而在地面广播中产生的失真。相位跟踪器220排除未被FPLL电路206排除的由相位误差造成的相位噪声。

由于没有增加NTSC带阻滤波器212输出信号的电平数目，所以TCM译码器222没有8-状态网格译码器而只包括4-状态网格译码器，使得从相位跟踪器220输出的信号，不论它是否已通过NTSC带阻滤波器212，都用4-状态网格译码器译码。前向纠错(FEC)译码器224使已网格译码的数据去交错，再对去交错的数据进行纠错译码，然后加以去随机化以便输出。

按照本发明，把有限冲激响应(FIR)滤波器用于不改变信号电平数目的NTSC带阻滤波器的设计。其结构见图4。在图4中，NTSC带阻滤波器由包括N个延迟器226.1～226.N、乘法器228.1～228.N+1和加法器的FIR滤波器组成。互相串接的N个延迟器226.1～226.N有一连接到A/D变换器208输出端的输入端。第一乘法器228.1有连接到A/D变换器208输出端的第一输入端和第一抽头系数为1的第二输入端。乘法器228.2～228.N+1有分别连接到延迟器226.1～226.N输出端的第一输入端和分别施加系数g₁,…,g_N的第二输入端。加法器230把乘法器228。1～228.N+1的输出相加。这里Z-1表示单位延迟。相应地，在本发明NTSC带阻滤波器212的FIR滤波器中，滤波器系数是[1,g₁,g₂,…,g_N]，第一抽头系数是1，滤波器抽头的数目是N+1。

图5是本发明另一实施例的使用NTSC带阻滤波器的GA-VSB接收机的方框图。在图5的调谐器302中，把从天线接收的VSB信号变换成预定频率的IF信号。在IF放大器304中，根据(未示出的)自动增益控制信号来控制IF信号的幅度，以把A/D变换器306的输入信号保持在恒定电平。

在A/D变换器306中，从IF放大器304输出的模拟IF信号根据取样时钟被变换成数字数据。取样对钟的频率是同步和定时恢复器312供应的码符时钟频率(fs)的二倍。在数字锁频锁相环(DFPLL)电路308中，用包含在A/D变换器306输出数据中的导频信号恢复载波，再把恢复的载波乘以A/D变换器306的输出，以恢复基带的数据。

在匹配滤波器310中，使已解调的基带信号和发送前的信号匹配，以排除信号失真和混叠。即，在匹配滤波器310中，DFPLL 308输出数据的码符率受码符时钟频率的控制，因为该输出数据的码符率是2fs。在同步和定时恢复器312中，从匹配滤波器310的输出中恢复码符时钟以把两倍于码符时钟频率的取样时钟加到A/D变换器306，并且从匹配滤波器310的输出中检测段同步和场同步。

如图4所示，NTSC带阻滤波器314包括具有滤波器系数[1,g₁,g₂,…,g_N]的FIR滤波器。FIR滤波器在不增加电平数目保持8级电平的情况下从匹配滤波器310的输出中排除各NTSC载波成分。NTSC干扰检测器316把存储在同步和定时恢复器312中的场同步基准信号与匹配滤波器310输出的场同步信号序列相比，并检测是否有干扰VSB信号的NTSC信号，以输出检测信号。

包括复接器的选择器318根据来自NTSC干扰检测器316的检测信号选择NTSC带阻滤波器314的输出，或者未通过该NTSC带阻滤波器的匹配滤波器310的输出。均衡器320用插入场同步段中的训练序列更新安装在该均衡器中的滤波器的系数，然后执行均衡以排除多路径失真。相位跟踪器322排除未被DFPLL电路308排除的相位误差。

TCM译码器324没有8-状态网格译码器，只包括4-状态网格译码器，对相位跟踪器322的输出进行网格译码。前向纠错(FEC)译码器326将已网格译码的数据去交错，对去交错的数据进行纠错译码，然后进行去随机化以便输出。

下面说明本发明不改变信号电平数目的NTSC带阻滤波器的设计方法。

ATSC提议的先有技术的梳齿滤波器增加信号电平的数目。由于增加了梳齿滤波器输出信号的电平数目，使网格译码器的结构复杂化，必须按照NTSC干扰的有无来选择8-状态或4-状态网格译码器。因此，为了简化接收机的结构，需要不增加电平数目的NTSC带阻滤波器。

即，由于部分响应特性，先有技术的梳齿滤波器增加了电平的数目。所以，为了防止电平数目的增加，就增加NTSC带阻滤波器的抽头数目。用第一抽头系数1来维持传统的电平数目，抑制干扰信号的性能和先有技术梳齿滤波器相似。

如图2B所示，梳齿滤波器不仅在NTSC信号的三个载波位置上有凹口，除此之外还另有三个凹口，因而明显地放大了噪声。因此，梳齿滤波器的输出有放大了大约3dB的噪声。而按照本发明的NTSC带阻滤波器的设计方法，噪声的放大受到约束，并确定NTSC带阻滤波器的系数，使得除了NTSC信号各载波所在的区域外频率响应恒定不变。

而且，一旦预置了滤波器抽头数目和起着干扰信号作用的NTSC信号序列，就可以确定滤波器抽头系数的数值。

图6示出本发明NTSC带阻滤波器的输入和输出信号。在图6中，输入到NTSC带阻滤波器400的信号有VSB信号、NTSC信号和附加高斯噪声，其中接收到的高斯噪声的功率为N₀，接收到的VSB信号的平均功率为E_s。NTSC带阻滤波器400的输出信号有VSB信号、NTSC信号和噪声，其中从NTSC带阻滤波器400输出的NTSC信号的功率为“J”，输出的VSB信号包括原始VSB信号的功率(E(v₀)²)和自身噪声功率“S”。此时，输出噪声的功率为“P”。在设计本发明的NTSC带阻滤波器时，重要的是设置滤波器系数使包含在输出信号中的干扰信号的功率为最小，即，使NTSC信号功率“J”、自身噪声功率“S”和噪声功率“P”的总和值为最小。

图7表示本发明NTSC带阻滤波器设计方法的流程图，下面参照图6加以说明。

在图7中，确定期望VSB信号和NTSC信号的能量比(D/U)，即，确定希望信号“D”和不希望信号“U”的能量比(步骤402)。“D/U”的值为2～3dB。

根据期望的D/U值生成NTSC信号序列(步骤404)。这里，NTSC信号序列为[i₀,i₁,i₂,…,i_N]。

确定滤波器抽头的数目“N”，以保持排除干扰信号的性能与梳齿滤波器相近(步骤406)。

用生成的NTSC信号序列和确定的滤波器抽头数“N”来计算NTSC信号的自相关矩阵(步骤408)。

输入NTSC信号序列[i₀,i₁,…,i_N]的自相关矩阵“R_I”表达如下： $R_I=\left[\begin{array}{cc}a& b^T\\ b& C\end{array}\right]----\left(1\right)$

这里，字符“a”表示输入NTSC信号的能量，字符“b”表示1×N向量，字符“b^T”表示“b”的矩阵转置，字符“C”表示N×N矩阵。

在已知“N”和算出NTSC信号的自相关矩阵“R_I”之后，计算滤波器系数(步骤410)。

以下说明获得滤波器系数“g”的等式。

首先，当NTSC带阻滤波器400的第一抽头的系数为1且抽头总数为“1+N”时，冲激响应是[1g]=[1,g₁,…,g_N]。此时，NTSC带阻滤波器400的输出附加噪声的增益“A”是NTSC带阻滤波器400的每个滤波器系数的平方和，如等式(2)所示：

              A=l+g² ₁+…+g² _N ${=1+[g}_1...g_N]\left[\begin{array}{c}{g}_1\\ .\\ .\\ .\\ g_N\end{array}\right]---\left(2\right)$

输出噪声的功率“P”由下式(3)表示：

    P=(1+g^Tg)N₀                    …(3)

式中，字符“N₀”是输入到NTSC带阻滤波器400的输入高斯噪声的功率。

然而，从NTSC带阻滤波器400输出的NTSC信号功率“J”可以由等式(4)表达如下： $J=\left[l{g}^T\right]R_I\left[\begin{array}{c}l\\ g\end{array}\right]=a{+g}^{T}b+b^{T}g+g^T\mathrm{Cg}---\left(4\right)$

NTSC信号的功率“J”是NTSC信号序列[i₀,i₁,…,i_N]和NTSC带阻滤波器的冲激响应[1,g₁,g₂,…,g_N]的卷积及平方的结果，也可以表达如下：

             J=E[(i₀+g₁i₁+…+gNⁱN)²]

$=\left[l{g}^T\right]\left[\begin{array}{cc}a& b^T\\ b& C\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}l\\ g\end{array}\right]$ $=[a+g^{T}b{b}^T+g^{T}C]\left[\begin{array}{c}l\\ g\end{array}\right]$

              =a+g^Tb+b^Tg+g^TCg    …(5)

这里，“E”是取平均值算符。

同时，如果输入VSB序列为[V₀V]=[V₀,V₁,…,V_N]，则根据VSB信号序列[V₀,V₁,…,V_N]和NTSC带阻滤波器冲激响应[1,g₁,g₂,…,g_N]的卷积，NTSC带阻滤波器400的VSB信号的自身噪声为V₀+v₁g₁+…+v_Ng_N。自身噪声功率“S”可以由等式(6)表达如下：

              S=E[(g^Tv)²]

               =E[(g^Tv)(g^Tv)^T]

               =g^TE[vv^T]g

               =g^TE_sg

               =E_sg^Tg                        …(6)

这里，字符“E_s”是输入VSB信号的平均功率。在等式(6)中，自身噪声功率“S”与输入VSB信号的功率“E_s”成正比，并且由于输入VSB信号功率“E_s”远大于附加噪声功率“N_o”，对NTSC带阻滤波器输出信号来说，自身噪声的影响超过附加噪声增益的影响。在NTSC带阻滤波器输出端的干扰信号的功率可以表达如下：φ=P+J+S=a+g^Tb+b^Tg+g^TCg+(l+g^Tg)N₀+E_sg^Tg…(7)

此处，可以按如下得到带阻滤波器的抽头系数“g”的公式，其中图7中的该函数是使干扰信号的输出功率(φ)为最小的代价函数。

     φ/g=b+b+2Cg+N₀+2g+E_s2g=0

          g=-(C+(N_o+E_s)I)^-1b                  …(8)

此处，字符“I”为单位矩阵。

如上所述，使干扰信号的输出功率为最小的NTSC带阻滤波器400可由输入NTSC信号的自相关矩阵“R_I”和输入能量“E_s”、“N_o”之比D/U来确定。

在实际的接收系统中，根据图3的A/D变换器208或图5的匹配滤波器310的输出电平，“E_s”可以是21(=1²+3²+5²+7²/4)，所以按照期望的VSB和NTSC信号的能量比(D/U)来生成NTSC信号序列。此时，一旦获得自相关矩阵的“C”和“b”就可按照式(8)的“g”来设计NTSC带阻滤波器。

按照本发明，VSB信号是高清晰度信号，NTSC信号是对HDTV频道起干扰作用的传统模拟电视信号。然而，本发明不局限于所描述的实施例。

如上所述，本发明的NTSC带阻滤波器是没有部分响应特性的FIR滤波器，它能在不改变信号电平数目的情况下有效地排除NTSC干扰信号。按照本发明的设计方法，还能在NTSC带阻滤波器输出端使除数据信号(VSB信号)功率之外的所有干扰信号功率为最小，从而大大降低噪声增益。

此外，使用按照本发明设计方法的NTSC带阻滤波器的接收机不需要复杂的8-状态网格译码器，这就使接收机能有简单的结构并降低接收系统总的成本。

Claims (9)

1．一种用于滤除高清晰度信号中存在的NTSC信号的方法，包括以下步骤：

(a)确定期望的高清晰度信号的能量和NTSC信号的能量之比；

(b)按照所述能量比生成NTSC信号序列；

(c)用所述生成的NTSC信号序列获得如下的输入NTSC信号的自相关矩阵： $R_I=\left[\begin{array}{cc}a& b^T\\ b& C\end{array}\right]$ 其中“R_I”表示当滤波器抽头数目预定为“N”时输入NTSC信号的自相关矩阵，“a”是输入NTSC信号的能量，“b”表示1×N向量，“b^T”表示“b”的矩阵转置，“C”表示N×N矩阵；

(d)根据所述自相关矩阵计算滤波器系数，其中所述滤波器的系数“g”由以下等式得到：

             g=-(C+(N_o+E_s)I)^-1b，其中“N_o”表示输入到所述NTSC带阻滤波器的高斯噪声功率，“E_s”表示所述输入的高清晰度信号的平均功率，“I”表示单位矩阵；

(e)根据所述计算出的滤波器系数来配置NTSC带阻滤波器；以及

(f)使用步骤(e)中配置的NTSC带阻滤波器从高清晰度信号中排除NTSC信号。

2．如权利要求1所述的用于滤除高清晰度信号中存在的NTSC信号的方法，其特征在于所述步骤(d)包括以下分步骤：

(d1)获得以下的从所述滤波器输出的噪声功率“P”：

                 P=(1+g^Tg)N_o；

(d2)获得以下的从所述滤波器输出的NTSC信号功率“J”： $J=\left[l{g}^T\right]R_I\left[\begin{array}{c}l\\ g\end{array}\right]=a+g^{T}b+b^{T}g+g^T\mathrm{Cg}$

(d3)获得以下的从所述滤波器输出的高清晰度信号自身噪声功率“S”：

                   S=E_sg^Tg；

(d4)用从步骤(d1)、(d2)和(d3)中得到的所述功率作为代价函数来计算从所述滤波器输出的所有干扰信号的功率；

(d5)对所述代价函数微分以获得所述等式“g”；以及

(d6)从所述等式“g”计算滤波器系数“g”。

3．如权利要求2所述的用于滤除高清晰度信号中存在的NTSC信号的方法，其特征在于在步骤(a)中，在所述作为高清晰度信号的VSB信号的平均功率已确定和所述NTSC信号的平均功率对应于所述自相关矩阵“R_I”中的“a”的情况下，所述能量比是所述输入VSB信号和所述输入NTSC信号的平均功率比。

4．一种接收具有预定电平数目的高清晰度信号的接收机，包括：

调谐器，用于把接收的高清晰度信号变换成预定频率的中频(IF)信号；

锁频和锁相环(FPLL)电路，用于从所述IF信号中恢复载波及把所述恢复的载波乘以所述IF信号以产生解调的基带信号；

模数(A/D)变换器，用于按照取样时钟对所述FPLL电路的输出取样以把所述取样的输出变换成数字数据；

包括有限冲激响应(FIR)滤波器的NTSC带阻滤波器，用于从所述A/D变换器的输出中排除所述NTSC信号的诸载波分量；

均衡器，用于均衡所述NTSC带阻滤波器的输出；

包括一种类型的网格译码器的第一译码器，用于对所述均衡器的输出进行网格译码；以及

第二译码器，用于对所述网格译码的数据进行纠错译码；

其中选择所述NTSC带阻滤波器的FIR滤波器的抽头系数，使得输入到NTSC带阻滤波器的信号电平数目等于从NTSC带阻滤波器输出的信号电平数目。

5．如权利要求4所述的接收机，其特征在于所述NTSC带阻滤波器是FIR滤波器，其中滤波器系数是[1,g₁,g₂,…,g_N]，第一抽头系数是1，滤波器抽头总数是N+1。

6．如权利要求5所述的接收机，其特征在于所述滤波器的系数获得如下：

               g=-(C+(N_o+E_s)I)^-1b，其中“N_o”表示输入到所述NTSC带阻滤波器的高斯噪声功率，“E_s”表示输入高清晰度信号的平均功率，“I”表示单位矩阵，“C”和“b”从所述输入NTSC信号的自相关矩阵“R_I”中获得，并且 $R_I=\left[\begin{array}{cc}a& b^T\\ b& C\end{array}\right]$ 其中“a”表示所述输入NTSC信号的能量，“b”表示1×N向量，“b^T”表示“b”的矩阵转置，“C”表示N×N矩阵。

7．一种接收具有预定电平数目的高清晰度信号的接收机，包括：

调谐器，用于把接收的高清晰度信号变换成预定频率的IF信号：

A/D变换器，用于把所述IF信号变换成数字数据：

数字锁频和锁相环(DFPLL)电路，用于利用包含在所述A/D变换器输出数据中的导频信号来恢复载波，及把所述恢复的载波乘以所述A/D变换器的输出以恢复基带数据；

匹配滤波器，用于控制从所述DFPLL电路输出的数据的码符率；

包括FIR滤波器的NTSC带阻滤波器，用于从所述匹配滤波器的输出中排除所述NTSC信号的诸载波分量；

均衡器，用于均衡所述NTSC带阻滤波器的输出；

包括一种类型的网格译码器的第一译码器，用于对所述均衡器的输出进行网格译码；以及

第二译码器，用于对所述网格译码的数据进行纠错译码；

其中选择所述NTSC带阻滤波器的FIR滤波器的抽头系数，使得输入到NTSC带阻滤波器的信号电平数目等于从NTSC带阻滤波器输出的信号电平数目。

8．如权利要求7所述的接收机，其特征在于所述NTSC带阻滤波器是FIR滤波器，其中滤波器系数是[1,g₁,g₂,…,g_N]，第一抽头系数是1，滤波器抽头总数是N+1。

9．如权利要求8所述的接收机，其特征在于所述滤波器的系数获得如下：

                 g=-(C+(N_o+E_s)I)^-1b，其中“N_o”表示输入到所述NTSC带阻滤波器的高斯噪声功率，“E_s”表示输入高清晰度信号的平均功率，“I”表示单位矩阵，“C”和“b”从所述输入NTSC信号的自相关矩阵“R_I”中获得，并且 $R_I=\left[\begin{array}{cc}a& b^T\\ b& C\end{array}\right]$ 其中“a”表示所述输入NTSC信号的能量，“b”表示1×N向量，“b^T”表示“b”的矩阵转置，“C”表示N×N矩阵。

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