CN1122401C - 受同频道ntsc干扰的dtv信号接收机频道均衡器操作方法 - Google Patents

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Abstract

一种DTV信号接收机，包括：自适应频道均衡滤波器、用于抑制同频道NTSC干扰的人工噪声的梳状滤波器、以及补偿由梳状滤波器引起的符号间干扰的符号间干扰抑制滤波器，均衡滤波器系数的自适应使得对同频道NTSC干扰的有或无不敏感，这就避免了试图将频道均衡滤波器用于补偿由梳状滤波器引起的符号间干扰，均衡滤波器系数的自适应使得由梳状滤波器引起的符号间干扰不会受影响，由此，能够由符号间干扰抑制滤波器正确地补偿符号间干扰。

Description

受同频道NTSC干扰的DTV信号接收机 频道均衡器操作方法
技术领域
本发明涉及数字电视系统，更具体地，涉及一种调节采用相同于广播NTSC模拟电视信号的频道接收经无线电广播的数字电视信号的接收机中的频道均衡电路的方法。
背景技术
由高级电视制式委员会(ATSC)于1995年9月16日颁布的数字电视标准，规定采用残留边带(VSB)信号在6MHz带宽电视频道中传输数字电视(DTV)信号。当前DTV信号将在美国国内使用国家电视制式委员会(NTSC)模拟电视信号无线电广播的一些超高频传输频道传输。设计的VSB DTV信号其频谱可能与同频道干扰NTSC模拟电视信号的频谱相交织。DTV信号的符号率是NTSC彩色副载波频率的三倍，该3.58MHz的副载波频率是455/2乘以NTSC的扫描行频。导频载波和此DTV信号的主要幅度调制边带频率位于NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描行频的奇倍数上。这使得这些DTV信号分量落入NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描行频的偶倍数之间，而大部分同频道干扰NTSC模拟电视信号的亮度和色度分量的能量集中在所述偶倍数的位置上。NTSC模拟电视信号的视频载波从所述电视频道的下限频率起偏移1.25MHz。DTV信号的载波能够从该视频载波频率起偏移NTSC模拟电视信号的水平扫描行频乘以59.75，以便将该DTV信号载波放置到距所述电视频道的下限频率约309,877.6kHz的位置上。所以，该DTV信号的载波在距所述电视频道中频约2,690122.4Hz的位置上。
该数字电视标准的确切符号率是距NTSC模拟电视信号中视频载波偏移了4.5MHz音频载波的(684/286)倍。在NTSC模拟电视信号中每个水平扫描行的符号数为684，而286是为了获得距NTSC模拟电视信号中视频载波偏移的4.5MHz音频载波而与NTSC模拟电视信号中水平扫描行频相乘的因子。符号率为每秒10.762238×106个符号，这些符号能够被包括在从DTV信号载波起扩展5.381119MHz的VSB信号内。即，VSB信号能够被限制在从电视频道的下限频率起扩展5.690997MHz的频带内。
美国的DTV信号地面广播的ATSC标准能够发送16∶9宽高比的两种高清晰度电视(HDTV)格式之一的信号。一种HDTV显示格式中每个扫描行采用1920个样本，并且每30Hz帧采用2∶1场交错(field interlace)的1080个有效水平扫描行。另一种HDTV显示格式中每个扫描行使用1280个亮度样本，并且每60Hz帧采用电视图像的720个逐行扫描的扫描行。ATSC标准还建议了除HDTV显示格式以外的DTV显示格式的发送方案，如对比于一路NTSC模拟电视信号并行发送四路具有普通清晰度的电视信号。
在美国的地面广播中以残留边带(VSB)幅度调制(AM)发送的DTV，包括一系列各包含313个时间连续数据段的时间连续数据场。可以认为数据场是按模2连续地编号的，每个奇数数据场和其后的偶数数据场形成一个数据帧。帧速率是每秒20.66个帧。每个数据段的持续时间为77.3微秒。所以，若符号率为10.76MHz，则每个数据段有832个符号。各段数据以四个具有连续值+S，-S，-S，+S的符号组成的一数据段同步(DSS)码组开始。值+S是最大正数据振幅(data excursion)之下的一级电平值，值-S是最大负数据振幅上的一级电平值。各数据场的初始数据段包括一个数据场同步(DFS)码组，其中编码用于频道均衡和多路径抑制过程的训练信号。训练信号是511个样本的伪噪声序列(或“PN序列”)，它跟有三个63个样本的PN序列。按照各个奇数数据场的第一行中的第一逻辑协议(logic convention)、以及按照各个偶数数据场的第一行中的第二逻辑协议，来发送在DFS代码中的中间的63个样本的PN序列中之一，第一和第二逻辑协议是互补(即相反方向极性)的协议。
采用十二个交织的格式码(trellis code)来格式编码各数据段内的数据，每个2/3比率的格式码中有一个要预先编码的未编码位。交织的格式码要经过里德-索罗门(Reed-Solomon)前向纠错编码，以便纠正因诸如附近的未屏蔽的汽车点火系统等的噪声源所引起的突发错误。对于无线传输，以8级(3位/符号)一维星图符号编码来传输里德-索罗门编码结果。对于有线广播，以16级(4位/符号)一维星图符号编码来传输里德-索罗门编码结果，在产生符号后没有任何预编码就进行这种传输。VSB信号具有被抑制的其固有载波，这些载波的幅度随着调制百分比而变化。
固有载波由固定幅度的导频载波来代替，该幅度对应于规定的调制百分比。固定幅度的导频载波通过将一直流分量偏移引入到调制电压中来产生，该调制电压施加到产生幅度调制边带的平衡调制器，幅度调制边带被输出到滤波器作为其响应信号提供VSB信号。如果在载波调制信号中的4位符号编码的八级电平具有正规化值-7，-5，-3，-1，+1，+3，+5，和+7，则导频载波具有正规化值1.25。+S的正规化值是+5，-S的正规化值是-5。
众所周知，VSB DTV信号的接收机采用了梳状滤波器来抑制伴随基带符号编码的同频道NTSC干扰人工噪声(artifacts)，并采用符号间干扰抑制滤波器来补偿由梳状滤波器引起的符号间干扰(ISI)。在1992年2月11日颁发给R.W.Citta等人的美国专利号为5,087,975、题目为“降低NTSC同频道干扰的VSB HDTV传输系统”的专利，涉及到这样一种接收机。另外，于1998年5月5日授予A.L.R.Limberg的美国专利号为5,748,226、题目为“具有抑制NTSC同频道干扰的自适应滤波器电路的数字电视接收机”的专利也涉及了这样一种接收机。美国专利号5,087,975的专利文献的图16示出的ISI抑制滤波器，用于补偿位于NTSC带阻梳状滤波器和数据限幅器(data slicer)之间的NTSC带阻滤波器的预编码影响。美国专利号5,748,226的专利文献的图1示出的ISI抑制滤波器，用于补偿位于NTSC带阻梳状滤波器和数据限幅器(data slicer)之后的NTSC带阻滤波器的预编码影响。
在检测数字电视信号的同步以恢复基带符号编码的期间，会出现上述同频道NTSC干扰人工噪声。这种同频道干扰NTSC彩色电视信号的视频载波人工噪声处在59.75fH，fH为NTSC信号的水平扫描频率。彩色副载波人工噪声处在287.25fH，并且未调制的NTSC音频载波人工噪声处在345.75fH。
ISI抑制滤波器被设计成用来匹配NTSC带阻梳状滤波器以消除NTSC带阻梳状滤波器所引起的符号间干扰的梳状滤波器。ISI抑制滤波器的正确操作取决于符号间干扰已知的性质。DTV信号接收机通常包括自适应频道均衡滤波器，用来提供匹配滤波以抑制在所接收的传输频道中出现的符号间干扰，还包括用来恢复基带符号编码的解调器。通常由训练信号方法，采用从数据场的初始数据段中的数据场同步(DFS)信号中提取的训练信号，来初始化自适应频道均衡滤波器的滤波器系数。伴随DFS信号的同频道NTSC干扰人工噪声会影响自适应频道均衡滤波器的滤波器系数，而且会消弱这些系数。这对于自适应频道均衡滤波器要对传输频道进行的匹配滤波产生了负面影响。这样，NTSC带阻梳状滤波器响应不再被设计成用来抑制由NTSC带阻梳状滤波器引起的符号间干扰的梳状滤波器所进行的匹配滤波。因此，未抑制的符号间干扰使得与基带符号代码被转换为纠错编码数据有关的误码率上升，而误码率的增加是不期望出现的。
发明内容
本发明的目的是避免响应于受伴随DFS信号的同频道NTSC干扰的人工噪声影响的训练信号，来初始化自适应频道均衡滤波器的滤波器系数。
本发明是一种操作数字电视信号接收机中的频道均衡器的方法，所述数据电视信号易遭受模拟电视信号的同频道干扰。解调一数字电视信号以产生基带符号代码信号，该基带符号代码信号有时伴随有来自同频道模拟电视信号的干扰的人工噪声。在梳状滤波所述基带符号代码信号来抑制来自所述同频道模拟电视信号的干扰的人工噪声之后，符号解码所述基带符号代码信号。在所述符号解码所述基带符号代码信号之前，还要频道均衡滤波所述基带符号代码信号。所述频道均衡滤波使从所述梳状滤波和频道均衡滤波步骤得到的整个频道响应符合对匹配滤波传输频道的梳状滤波响应。
本发明的另一方案是一种数字电视信号的接收机，所述数字电视信号易遭受模拟电视信号的同频道干扰，所述接收机是按照本发明操作的接收机。该接收机包括：解调器装置，响应于所接收的所述数字电视信号，提供包括符号编码的数字化基带解调器响应，该符号编码伴随有来自同频道模拟电视信号的任意干扰的解调人工噪声。在接收机中包括的级连滤波器链路，用于提供对所述数字化的基带解调器响应的级连滤波器响应。在所述级连滤波器链路中包括具有可调节滤波系数的自适应频道均衡滤波器、以及用于抑制来自同频道模拟电视信号的干扰的所述解调人工噪声的梳状滤波器。该接收机还包括用于提供响应于所述级连滤波器响应的数据的符号解码器、以及用于处理所述数据来补偿由所述梳状滤波器引起的符号间干扰的符号间干扰抑制滤波器。该接收机包括提取装置，用于在所述数字电视信号中出现数据场同步信号的时期内从所述级连滤波器响应中提取出所接收的训练信号。在该接收机中包括一计算机，用于计算所述训练信号的离散傅里叶变换的各项。该计算机通过将这些项除以在所述计算机的存储器中保存的对无重影的训练信号的匹配滤波和梳状滤波响应的离散傅里叶变换的相应各项、产生表征频道特性的离散傅里叶变换。该计算机计算与频道特性互补的所述自适应频道均衡滤波器的可调节滤波系数。
在本发明的又一方案中，所述接收机还包括一检测器，用于确定是否有明显的来自同频道模拟电视信号的干扰。若没有明显的来自同频道模拟电视信号的干扰，则所述计算机仍计算那个训练信号的离散傅里叶变换的各项。但是，所述计算机通过将这些项除以在所述计算机的存储器中保存的对无重影的训练信号的匹配滤波响应而不是梳状滤波响应的离散傅里叶变换的相应各项，产生表征频道特性的离散傅里叶变换。该计算机计算与频道特性互补的所述自适应频道均衡滤波器的可调节滤波系数。
附图说明
图1是按照本发明的一个DTV信号接收机一部分的方框图，该部分包括具有选择地启动同频道NTSC干扰抑制电路的符号解码器，这种NTSC干扰抑制电路包括响应于基带I通道信号的同频道NTSC干扰检测器；
图2是图1的数字电视接收机的一部分操作的流程图，该流程图示出怎样根据是否采用抑制同频道NTSC干扰的梳状滤波来修改均衡过程；
图3是按照本发明的一个DTV信号接收机一部分的方框图，该部分包括具有选择地启动同频道NTSC干扰抑制电路的符号解码器，这种NTSC干扰抑制电路包括响应于基带Q通道信号的同频道NTSC干扰检测器；
图4是图3的数字电视接收机的一部分操作的流程图，该流程图示出怎样根据是否采用抑制同频道NTSC干扰的梳状滤波来修改均衡过程；
图5是采用图2或图4方法的程序的流程图，该程序在未采用抑制同频道NTSC干扰的梳状滤波器时响应于训练信号用于调节频道均衡滤波器的系数；
图6是采用图2或图4方法的程序的流程图，该程序在采用抑制同频道NTSC干扰的梳状滤波器时响应于训练信号用于调节频道均衡滤波器的系数；
图7是图1或图3所示DTV信号接收机部分的详细方框图，该部分涉及用于执行图5和图6的程序的电路；
图8和图9是图1和图3的同频道NTSC干扰检测器可采用的另一种通用形式的方框图。
具体实施方式
如电子电路设计领域的技术人员所理解的，各电路的不同点说明在附图中的图1、3、7、8和9，为使操作顺序正确，可能要插入补偿延迟器(shimmingdelay)在以下的说明中将不特别描述它们，除非有不同寻常的特定补偿延迟器要求。
图1示出了用于已恢复纠错数据的数字电视信号接收机，所述数据适于由数字录像机(DVCR)记录或在电视机中进行MPEG-2解码和显示。图1所示的DTV信号接收机接收来自接收天线8的电视广播信号，它也能接收来自有线网络的信号。电视广播信号作为输入信号提供到DTV接收机“前端”10。DTV接收机“前端”10一般包括射频放大器和第一检测器，用于将射频电视信号转换成中频电视信号，并作为输入信号提供给残留边带DTV信号的中频(IF)放大器链路12。DTV信号接收机最好有多种转换类型的IF放大器链路12，后者包括：用于放大被第一检测器转换到超高频(UFH)频带的DTV信号的IF放大器、用于将放大后的DTV信号转换为甚高频(VHF)频带的第二检测器、以及用于放大转换到VHF频带的DTV信号的另外的IF放大器。如果按数字方法进行了基带的解调，则IF放大器链路12还包括用于将放大的DTV信号转换到更接近基带的最终中频频带的第三检测器。
最好是，在UHF频带的IF放大器中采用表面声波(SAW)滤波器，来整形频带选择响应和阻挡相邻频道。该SAW滤波器从5.38MHz起开始快速截止，使从被抑制的VSB DTV信号的载波频率和导频载波中去除相近频率和固定幅度的信号。因此，该SAW滤波器阻挡了很多同频道干扰模拟电视信号的频率调制的音频载波。在IF放大器链路12中去除同频道干扰模拟电视信号的FM音频载波，防止了在检测最终中频信号来恢复基带符号时产生该载波的人工噪声，并阻止这些人工噪声在符号解码期间干扰这些基带符号的数据限幅。防止这种人工噪声在符号解码期间干扰那些基带符号的数据限幅，比依赖于在数据限幅之前的梳状滤波来实现的方式要好，特别是在梳状滤波器的差分延迟大于几个符号周期(symbol epochs)的情况下。
IF放大器链路12的最终IF输出信号提供给复数解调器14，后者将最终中频频带残留边带幅度调制的DTV信号解调成实部基带信号和虚部基带信号。例如，解调可以在几个兆赫兹范围的最终中频频带的模拟至数字转换之后在数字方法中完成，如美国专利号5,479,449的专利文献中所述。或者，解调可以在模拟方法中完成，其中解调结果通常要进行模拟到数字的转换，以便进一步处理。这种复数解调最好通过同相(I)同步解调和正交相位(Q)同步解调来完成。前述的解调过程的数字结果通常具有8位或更高的精度，并表示编码N位数据的2N级符号。此处，在图1的DTV信号接收机经天线8接收无线电广播的情况下，2N为8；在图1的DTV信号接收机接收有线广播的情况下，2N为16。此处，本发明给出的是接收无线电广播的地面波的例子，图1没有示出DTV信号接收机中为接收的有线广播传输提供符号解码和纠错解码的部分。
符号同步和均衡电路16从复数解调器14中至少接收数字化的同相(I通道)基带信号的实样本。在图1的DTV信号接收机中，示出的电路16也接收正交相位(Q通道)基带信号的数字化的虚样本。电路16包括一个具有可调加权系数的数字滤波器，它补偿接收信号中的重影和倾斜(ghost and tilt)。符号同步和均衡电路16具有符号同步或“去旋转”以及幅度均衡和重影消除的功能。从美国专利号5,479,499中可知，符号同步和均衡电路中的符号同步在幅度均衡之前完成。在这种设计中，解调器14将包括实部和虚部基带信号的过采样的解调器响应，提供给符号同步和均衡电路16。为通过用于幅度均衡和重影消除的数字滤波来降低采样率，在符号同步之后，抽取过采样的数据，以提取出正常符号率的基带I通道信号。在符号同步和均衡电路中幅度均衡在符号同步、“去旋转”或“相位跟踪”之前，对于数字信号接收机设计领域的技术人员来说，这也是已知的。
电路16输出信号的每个采样被分解成10位或更多位，实际是展现(2N＝8)级中之一级的模拟符号的数字表示。通过几种已知方法中的任何一种来精心地对电路16输出信号进行增益控制，所以已知用于符号的理想数据步长值(step level)。最好选一种增益控制响应速度非常快的增益控制方法，来将由复数解调器14提供的实部基带信号的直流分量调节为正规化值1.25。这种增益控制方法的一般知识在美国专利号5,479,449的专利文献有描述。在1997年6月3日授予C.B.Patel等人的美国专利号为5,573,454、题目为“接收数字高清晰度电视信号的无线电接收机中的自动增益控制”的专利文献中更具体地描述了这种方法，在此列出供参考。
电路16的输出信号作为输入信号被提供到数据同步检测电路18，后者从均衡后的基带I通道信号中恢复数据场同步信息DFS和数据段同步信息DSS。另外，还可以在均衡之前获得数据同步检测电路18的输入信号。
作为电路16输出信号而提供的正常符号率的均衡后的I通道信号样本，作为输入信号输入到NTSC带阻梳状滤波器20。梳状滤波器20包括第一延迟器201用于产生一对差分延迟的2N级符号流、以及用于线性组合差分延迟的符号流来产生梳状滤波器20响应的第一线性组合器202。如美国专利号5,260,793的专利文献中所述，第一延迟器201能够提供等于12个2N级符号周期的延迟，第一线性组合器202可以是减法器。梳状滤波器20输出信号的每个样本被分解成10位或更多位，实际上是展现(4N-1)＝15级中之一级的模拟符号的数字表示。
假定，设计符号同步和均衡电路16来抑制其输入信号的直流偏置分量(即由数字样本所表示的系统函数的直流项)。然后，作为梳状滤波器20输入信号输入的电路16输出信号的每个样本就是展现下述正规值：-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7中之一的模拟符号的数字表示。这些符号值被指定为“奇数”符号值，并由奇数值数据限幅器22来检测，以分别产生中间符号解码结果000、001、010、011、100、101、110和111。
梳状滤波器20输出信号的每个样本实际上是展现下述正规值：-14、-12、-10、-8、-6、-4、-2、0、+2、+4、+6、+8、+10、+12和+14中之一的模拟符号的数字表示。这些符号值被指定为“偶数”符号值，并由偶数值数据限幅器24来检测，以分别产生梳状滤波后的符号解码结果001、010、011、100、101、110、111、000、001、010、011、100、101、110和111。
数据限幅器22和24可以是在本说明中此处假定的所谓的“硬判定”类型，或者可以是在维特比(Viterbi)解码方案中使用的所谓的“软判定”类型。在电路结构中可以使用多工器连接，让单个数据限幅器在电路中移动它的位置并提供偏置来修改它的限幅范围，来代替奇数值数据限幅器22和偶数值数据限幅器24，但这些结构不是最佳的，因为操作复杂。
在前述的说明中，假定设计符号同步和均衡电路16来抑制其输入信号的直路偏置分量(即由数字样本所表示的系统函数的直流项)。该直流偏置分量具有正规化值1.25，并在检测导频信号时出现在复数解调器14提供的实部基带信号中。实际上，设计符号同步和均衡电路16来，至少部分地，保留其输入信号的直流分量，这将从某种程度上简化电路16中的均衡滤波器。因此，奇数值数据限幅器22中的数据限幅值被偏置，以便考虑到其输入信号中伴随数据步长的直流偏置分量。假若第一线性组合器202是减法器，无论设计电路16是抑制还是保留其输入信号的系统函数的直流项，对偶数值数据限幅器24中的数据限幅值均无影响。然而，假定选择由第一延迟器201提供的差分延迟，这样第一线性组合器202就变成加法器。然后，偶数值数据限幅器24中的数据限幅值应被偏置，以便考虑在其输入信号中伴随数据步长的双倍直流项。
在数据限幅器22和24之后采用符号间干扰抑制梳状滤波器26来产生一滤波器响应，其中抑制了由梳状滤波器20引起的符号间干扰(ISI)。ISI抑制梳状滤波器26包括：3输入多工器261、第二线性组合器262、以及其延迟等于NTSC带阻梳状滤波器20中第一延迟器201的第二延迟器263。如果第一线性组合器202是减法器，则第二线性组合器262为模8加法器；如果第一线性组合器202是加法器，则第二线性组合器262为模8减法器。第一线性组合器202和第二线性组合器262可以分别用只读存储器(ROM)来构造，以将线性组合操作的速度提高到足够支持相关的采样率。多工器261的输出信号提供ISI抑制梳状滤波器26的响应，并由第二延迟器263延迟。第二线性组合器262将来自偶数值数据限幅器24的预编码符号解码结果和第二延迟器263的输出信号相组合。
多工器261的输出信号再现了输入到多工器261的三个输入信号之一，作为响应于由控制器28提供给多工器261的多工器控制信号的第一、第二和第三状态所作出的选择。在数据同步检测电路18从均衡的基带I通道信号中恢复数据场同步信息DFS和数据段同步信息DSS的时期，多工器261的第一输入端接收控制器28内存储器提供的理想符号解码结果。在这些时期内，控制器28将第一状态的多工器控制信号提供给多工器261，控制多工器261提供从控制器28内存储器输出的理想符号解码结果，作为其输出信号，即最终编码结果。奇数值数据限幅器22将中间符号解码结果作为其输出信号提供给多工器261的第二输入端。第二状态的多工器控制信号控制多工器261再现在多工器261输出的最终解码结果中的中间符号解码结果。第二线性组合器262将ISI抑制滤波的符号解码结果作为其输出信号提供给多工器261的第三输入端。第三状态的多工器控制信号控制多工器261再现在多工器261输出的最终解码结果中的ISI抑制滤波符号解码结果。在数据同步检测电路18恢复DSS或DFS同步信息的时期，通过反馈控制器28内存储器提供的理想符号解码结果，来减小ISI抑制梳状滤波器26输出的ISI抑制滤波符号解码结果中的运行错误。
在ISI抑制梳状滤波器260中的多工器261的输出信号包括用于输入到格式解码器电路32的由数据汇编器30汇编的3个并行位组中的最终符号解码结果。格式解码器电路32通常使用12个格式解码器。格式解码结果从格式解码器电路32提供到数据解交织器电路34，来解交换。字节构建电路36将数据解交织器电路34的输出信号转换成里德索罗门纠错编码数据的字节，以便输入到里德索罗门解码器电路38，后者执行里德索罗门解码来产生输出到数据去随机化器40的纠错字节流。数据去随机化器40将再现的数据提供给接收机的余项部。完整的DTV信号接收机的余项部包括：组分类装置、音频解码器、MPEG-2解码器等等。在数字磁带记录机/再现机中装备的DTV信号接收机的余项部还将包括用于转换数据记录形式的电路。
同频道NTSC干扰检测器44对于其输入信号的直流偏置分量是不敏感的，该检测器用于检测在其输入信号中由同频道NTSC干扰引起的人工噪声强度。检测器44的输入信号是在图1的DTV信号接收机中的基带I通道信号。同频道NTSC干扰检测器向控制器28提供一个指示信号，来表示同频道NTSC干扰是否有会引起在数据限幅器22执行的数据限幅中的不可纠正错误的足够强度。如果检测器44指示同频道NTSC干扰不具有这样的强度，则控制器28在大部分时间内向多工器261提供第二状态的多工器控制信号。唯一的不是这种情况的时期是当数据同步检测电路18恢复数据场同步信息DFS或数据段同步信息DSS的时期，在这些时期内使得控制器28将第一状态的多工器控制信号输入到多工器261。控制器28的第二状态的多工器控制信号控制多工器261再现作为其输出信号的由奇数值数据限幅器22提供的中间符号解码结果。
如果检测器44指示同频道NTSC干扰具有引起在数据限幅器22执行的数据限幅中的不可纠正错误的足够强度，则控制器28在大部分时间内向多工器261提供第三状态的多工器控制信号。唯一的不是这种情况的时期是当数据同步检测电路18恢复数据场同步信息DFS或数据段同步信息DSS的时期，在这些时期内使得控制器28将第一状态的多工器控制信号输入到多工器261。控制器28的第三状态的多工器控制信号控制多工器261以再现ISI抑制滤波符号解码结果作为其输出信号，该符号解码结果是作为第二线性组合器262输出的第二线性组合结果而提供的。
图2是表示图1的数字电视信号接收机中如何根据是否采用抑制同频道NTSC干扰的梳状滤波来修改均衡过程的流程图。本发明者指出，由于在基带符号编码中同频道NTSC干扰人工噪声的存在，所以除非在均衡滤波器内核系数(kernel coefficient)的计算中采取特定的措施来消除这些人工噪声，否则这种噪声将导致在均衡滤波器内核系数的计算中的错误。
在初始步骤S1，图1的DTV信号接收机中的复数解调器14连续执行数字电视信号的复数解调，以便将接收的I通道基带信号和与其呈正交关系的所接收的Q通道基带信号分离。在判断步骤S2，该步骤由图1的DTV信号接收机中的NTSC同频道干扰检测器44连续执行判断是否有显著量的同频道NTSC干扰伴随接收的I通道基带信号。
在DTV信号接收机中同频道NTSC干扰的显著量，指的是使在格式解码期间产生的差错数量显著地超过了格式解码后的两维里德索罗门解码的纠错能力的量级。在接收条件是正常的背景噪声的情况下，在最终恢复的数据中会产生一定量的位差错。在特别设计的DTV信号接收机中同频道NTSC干扰的显著量容易通过对其原型的试验来确定。
如果判断步骤S2中判定没有显著量的同频道NTSC干扰伴随接收到的I通道基带信号，则执行调节数字均衡滤波器内核系数的步骤S3和随后符号解码从步骤S3中得出的均衡滤波器响应的步骤S4。调节内核权值的步骤S3完成后的数字均衡滤波器响应提供了与I通道基带信号匹配的响应。符号解码均衡滤波器响应的步骤S4产生符号解码结果在用格式解码符号解码结果来纠正其中差错的后面的步骤S5中被使用。格式解码的步骤S5之后是里德索罗门解码以纠正格式解码结果中差错的步骤S6和去格式化里德索罗门解码结果的步骤S7。
如果判断步骤S2中判定有显著量的同频道NTSC干扰伴随接收到的I通道基带信号，步骤S8则利用适当的梳状滤波器来执行梳状滤波所接收的I通道基带信号以产生梳状滤波的I通道基带信号。在步骤S9中，完成通道均衡滤波，以便整体的通道特性对匹配滤波的I通道基带符号代码提供理想梳状滤波器响应。即，调节数字均衡滤波器的内核权值来使级连的数字均衡滤波器和梳状滤波器的响应符合这种滤波器的级连方式的理想响应。步骤S10执行符号解码这种滤波器级连方式响应，之后，是执行后编码符号解码响应的步骤S11，以获得在格式解码的步骤S5中使用的经纠正的符号解码结果。步骤S11中的后编码用来补偿步骤S8的梳状滤波的符号解码结果的预编码，并抑制了与预编码有关的符号间干扰。格式解码的步骤S5之后仍是里德索罗门解码来纠正格式解码结果中差错的步骤S6和去格式化里德索罗门解码结果的步骤S7。
在均衡数字均衡滤波器响应的步骤S3中调节数字均衡滤波器内核权值所采用的子方法，与现有技术中所采用的调节数字均衡滤波器内核权值的方法相似。可以通过计算所接收的数据场同步代码或其规定部分的离散傅里叶变换(DFT)、并将其除以理想数据场同步代码或其规定部分的DFT来进行调节，以确定DTV传输频道的DFT。参照最大项来正规化DTV传输频道的DFT以表征频道特性，选择与表征频道特性的正规化DFT互补的数字均衡滤波器的内核权值。例如，这种调节方法在于1994年7月19日颁发的C.B.Patel等人的美国专利号为5,331,416、题目为“电视接收机或录像机中消除重影电路的操作方法”的专利文献中有详细说明。最好将这种方法用于数字均衡滤波器内核权值的初始调节，因为用这种方法进行初始调节要比通常使用自适应均衡来完成更快。在数字均衡滤波器内核权值的初始调节之后，最好采用自适应均衡方法。在1997年7月15日颁发的J.Yang等人的美国专利号为5,648,987、题目为“HDTV接收机等数字无线电接收机的快速更新的自适应频道均衡滤波”的专利文献中描述了用于执行能够自适应均衡的码组LMS方法。在1997年4月4日申请的美国专利申请号为08/832,674、题目为“动态自适应均衡器系统和方法”的专利申请文件中描述了用于执行自适应均衡的连续LMS方法。
在步骤S9中，能够使用DFT来实现数字均衡滤波器的内核权值的调节的所述子方法，使级连的数字均衡滤波器和梳状滤波器的响应符合这种滤波器级连形式的理想响应。当根据在切换到自适应均衡之前作为训练信号使用的数据场同步(DFS)代码或其规定部分执行快速初始均衡时，DFT特别有用。在初始化期间，均衡滤波器系数被设定为规定值，以便滤波器响应再现其输入信号。计算所接收的被用于阻挡NTSC人工噪声的梳状滤波器20的梳状滤波的DFS代码或其规定部分的离散傅里叶变换(DFT)。然后将此DFT除以同样被梳状滤波的理想DFT代码或其规定部分的DFT，以确定表征DTV传输频道特性的DFT。然后，参照最大项来正规化DTV传输频道的DFT，以表征频道特性，并选择与表征频道特性的正规化DFT互补的数字均衡滤波器内核权值。在数字均衡滤波器内核权值的初始调节之后，最好采用自适应均衡方法。这些自适应均衡方法与在同频道NTSC干扰的人工噪声不明显时采用的那些方法的不同之处在于，利用用于阻挡NTSC人工噪声的梳状滤波器20使可能的有效信号状态的数目加倍，再减去一。
图3是与图1的DTV信号接收机不同的DTV信号接收机，不同之处在于基带Q通道信号而不是基带I通道信号输入到同频道NTSC干扰检测器44作为其输入信号。同频道NTSC干扰检测器44用于检测在基带Q通道信号中同频道NTSC干扰引起的人工噪声的强度。在各同步检测器锁相的时期内仍要建立复数解调器14，同频道NTSC干扰检测器44的检测响应对可能在基带Q通道信号中出现的任何直流偏置分量不敏感。所以，在电路16中计算均衡滤波的加权系数时，没有了在基带信号和梳状滤波的基带信号之间的切换。(例如，由于在弱信号接收期间锁相较差)在DTV信号接收机获得一DTV信号之后可能在基带Q通道信号DTV信号中出现的任何直流偏置分量，也不会影响同频道NTSC干扰检测器44的检测响应。在图3的DTV信号接收机中，根据对伴随接收的Q通道基带信号的同频道NTSC干扰量是否明显的判断，来确定伴随接收的I通道基带信号的同频道NTSC干扰量是否明显。
图4是表示在图3的DTV信号接收机中怎样根据是否采用抑制同频道NTSC干扰的梳状滤波来修改均衡过程的流程图。用于图3的DTV信号接收机的图4的流程图与图2的流程图的不同之处在于，判断伴随接收的Q通道基带信号的同频道NTSC干扰量是否明显的判断步骤S02，取代了判断伴随接收的I通道基带信号的同频道NTSC干扰量是否明显的判断步骤S2。
图5是在图2或图4方法中均衡频道响应的步骤S3中采用的已知程序的流程图。步骤S3包括一组从子步骤S31开始的子步骤，子步骤S31在每个数据场的开始处从DFS信号中提取训练信号。从复数解调步骤S1产生的DFS信号中，提取训练信号。在子步骤S31之后是子步骤S32，子步骤S32累积在规定的偶数数据场上提取的训练信号，以产生所接收的伴随有重影信号的消除重影基准(GCR)信号。如果GCR信号是ATSC标准DFS信号的中间PN63序列，则DFS信号的极性随每个累积步骤变换。如果GCR信号是ATSC标准DFS信号的PN511序列，则DFS信号的极性在每个累积步骤中保持相同。下面的子步骤S33计算所接收的伴随有重影信号的GCR信号的离散傅里叶变换(DFT)。然后，在子步骤S34，由DFT表征传输频道的特性，该DFT是从DTV接收机中的存储器中提取对没有伴随重影信号的理想GCR信号的匹配滤波器响应的DFT。然后，在子步骤S34将所接收的伴随有重影信号的GCR信号的DFT项除以对理想GCR信号的匹配滤波器响应的相应DFT项，以产生表征传输频道特性的DFT的各项。最后，在子步骤S35，计算与表征传输频道特性的DFT项互补的频道均衡滤波系数。
图6是在均衡频道响应步骤S3中使用的图5程序的修改程序的流程图。按照本发明，该修改程序用于执行频道均衡滤波步骤S9以产生对匹配滤波的传输频道的理想梳状滤波器响应，所提供的该理想梳状滤波响应用于在子步骤S10中进行符号解码。步骤S9包括一组从子步骤S91开始的子步骤，子步骤S91在每个数据场的开始处从梳状滤波的DFS信号中提取训练信号。来自提取的训练信号的DFS信号从梳状滤波步骤S8产生而不是直接来自复数解调步骤S1的DFS信号，在子步骤S91之后是子步骤S92，子步骤S92累积在规定的偶数数据场上提取的训练信号，以产生经梳状滤波的所接收的消除重影基准(GCR)信号伴随有(梳状滤波的)重影信号。如果该GCR信号是ATSC标准DFS信号的中间PN63序列，则DFS信号的极性随每个累积步骤变换。如果GCR信号是ATSC标准DFS信号的PN511序列，则DFS信号的极性在每个累积步骤中保持相同。下面的子步骤S93计算梳状滤波的GCR信号及其附带的重影信号的离散傅里叶变换(DFT)。然后，在子步骤S94，由DFT表征传输频道的特性，该DFT是从DTV接收机中的存储器中提取对没有伴随重影信号的理想GCR信号的梳状滤波的匹配滤波器响应的DFT。然后，在子步骤S94将所接收的伴随有重影信号的GCR信号的DFT项除以对理想GCR信号的梳状滤波的匹配滤波器响应的相应DFT项，以产生表征传输频道特性的DFT的各项。最后，在子步骤S95，根据表征传输频道特性的DFT项的倒数，计算频道均衡滤波系数。
图7示出用于执行图5和图6所示程序的详细电路。累积器50产生和伴随重影信号一起接收的GCR信号，累积器50用于累积偶数数据场的初始数据段中DFS信号的相应符号。如果该GCR信号是ATSC标准DFS信号的中间PN63序列，则DFS信号的极性随每个累积步骤变换。如果GCR信号是ATSC标准DFS信号的PN511序列，则DFS信号的极性在每个累积步骤中保持相同。
若同频道NTSC干扰检测器44判定没有显著量的同频道NTSC干扰伴随接收的I通道基带信号，则经DFS门电路51从NTSC带阻梳状滤波器20的输入信号中提取累积器50累积的DFS信号。若同频道NTSC干扰检测器44判定有显著量的同频道NTSC干扰伴随接收的I通道基带信号，则经DFS门电路52从NTSC带阻梳状滤波器20的输出信号中提取累积器50累积的DFS信号。为了便于执行这些过程，数据段计数器53产生表示正在接收的一组帧中的数据段的计数值，解码器54产生对此计数值的响应。响应于计数器53表示的当前正在接收的数据段是数据场的初始数据段的计数值，解码器54产生逻辑“1”输出。响应于计数器53表示的当前正在接收的数据段是数据场的后来数据段的计数值，解码器54产生逻辑“0”输出。
若同频道NTSC干扰检测器44判定没有显著量的同频道NTSC干扰伴随接收的I通道基带信号，则它提供逻辑“0”输出信号。移位寄存器级56响应于在数据场的初始段的开始处提供的此“0”，在整个该初始数据段将逻辑“0”提供给逻辑反向器55的输入。逻辑反向器55响应于此“0”，向两输入“与”门57的第一输入端提供逻辑“1”。在“与”门57的第二输入端接收的解码器54输出信号为逻辑“1”时，反向器55输出的逻辑“1”控制“与”门57响应一个逻辑“1”。这种情况是响应于计数器53的表示当前接收的数据段是数据场的初始数据段的计数值而发生的。为“1”的“与”门57输出信号控制DFS门电路51向累积器50提供从NTSC带阻梳状滤波器20的输入信号中提取的DFS信号。
若同频道NTSC干扰检测器44判定有显著量的同频道NTSC干扰伴随接收的I通道基带信号，则检测器44提供逻辑“1”输出信号。移位寄存器级56响应于在数据场的初始段的开始处提供的此“1”，在整个该初始数据段将逻辑“1”提供给逻辑反向器55的输入。逻辑反向器55响应一个逻辑“0”输出信号，来控制“与”门57提供一逻辑“0”，作为其输出信号。“与”门57的该“0”响应控制DFS门电路51呈现高电源阻抗，以便从NTSC带阻梳状滤波器20的输入信号中提取的DFS信号不能提供给累积器50。DFS门电路51呈现的高电源阻抗使得DFS门电路52将从NTSC带阻梳状滤波器20的输出信号中提取的DFS信号提供给累积器50。
移位寄存器56的输出信号输入到两输入“与”门58的第一输入端。若移位寄存器56向“与”门58的第一输入端提供逻辑“1”输出信号，则当其第二输入端接收的解码器54输出信号为逻辑“1”时，“与”门58被控制来响应一个逻辑“1”。这种情况是响应于计数器53表示的当前接收的数据段是数据场的初始数据段的计数值而发生的。为“1”的“与”门58输出信号控制DFS门电路52向累积器50提供从NTSC带阻梳状滤波器20的输出信号中提取的DFS信号。
当移位寄存器56向“与”门58的第一输入端提供逻辑“0”输出信号时，该“0”控制“与”门58提供一个逻辑“0”作为其输出信号。该“与”门58响应控制DFS门电路52呈现高电源阻抗，以便从NTSC带阻梳状滤波器20的输出信号中提取的DFS信号不能提供给累积器50。DFS门电路52呈现的高电源阻抗使得DFS门电路51将从NTSC带阻梳状滤波器20的输入信号中提取的DFS信号提供给累积器50。
响应于在每个数据场的初始段的开始处由两输入“与”门59产生的移位命令，移位寄存器56移位。“与”门59的第一输入端接收解码器54输出的信号，该信号在且仅在每个数据场的初始数据段期间为逻辑“1”。“与”门59的第二输入端接收在每个数据段结尾处由数据段计数器53提供的脉冲。一解码器响应于采样计数器来传递该脉冲，这些元件在图7中没有给出。
在累积器50产生了所接收的伴有重影信号的GCR信号的更新信号之后，该更新信号被装载到DTV信号接收机内包含的小计算机60的第一输入寄存器。计算机60编程以计算所接收的GCR信号及其附带重影信号的DFT。计算机60在一输入线上接收解码器54的输出信号，该信号指示当前正在接收数据场的初始数据段。计算机60在另一输入线上接收“与”门59产生的移位命令。当然，计算机60接收采样时钟信息，而在图7没有给出这些连接。图7示出的存储器61用于在需要时向计算机60提供匹配滤波过的无重影的GCR信号，该GCR信号没有被梳状滤波，其DFT用于在同频道NTSC干扰被确定为不明显时表征传输频道的特性。图7还示出了存储器62，用于在需要时向计算机60提供已匹配滤波且梳状滤波的无重影的GCR信号，该GCR信号的DFT用于在同频道NTSC干扰被确定为明显时表征传输频道的特性。存储器61和62能够方便地用由采样计数并且指示正在要求哪个DFT的一个额外位来寻址的单个只读存储器(ROM)来实现。
为了使累积器50产生的所接收的伴有重影信号的GCR信号变得有用，必须通过在偶数整数(2N)个同样特定性质的连续数据场上累积初始数据段来获得该GCR信号。必须确定出同频道NTSC干扰或者在上次出现的2N个连续场的任意场中是不明显的或者在所有这些2N个连续场中是明显的。图7示出用于决定由累积器50产生的所接收的伴有重影信号的GCR信号是否有用的电路。该电路包括移位寄存器单元56、数量为(2N-1)的多个附加串行输入/并行输出(SIPO)移位寄存器级63、2N输入“异或”门64、2N输入“与”门65和2输入“或”门66。
“异或”门64接收移位寄存器56和多个附加串行输入/并行输出移位寄存器级63中每个单元的内容，作为相应的输入信号。当且仅当已确定在任意的最近的2N个连续场中没有明显的同频道NTSC干扰时，“异或”门64向“或”门66提供逻辑“1”输出信号，作为第一输入信号。“或”门66接收作为其第一输入信号的“异或”门64响应，并响应于为“1”的该第一输入信号，向计算机60发出一信号，表示累积器50产生的所接收的伴有重影信号的GCR信号是有用的。将“异或”门64响应还提供给计算机60。当计算表征传输频道特性的DFT时，作为“1”的“异或”门64响应向计算机60发出一信号，指示要使用从存储器61读出的DFT。
“与”门65接收移位寄存器56和多个附加串行输入/并行输出移位寄存器级63中每个单元的内容，作为相应的输入信号。当且仅当已确定在所有最近的的2N个连续场中有明显的同频道NTSC干扰时，“与”门65向“或”门66提供逻辑“1”输出信号，作为第一输入信号。“异或”门65接收作为其第二输入信号的“与”门65响应，并响应于为“1”的该第二输入信号，向计算机60发出一信号，指示累积器50产生的所接收的伴有重影信号的GCR信号是有用的。将“与”门65响应还提供给计算机60。当计算表征传输频道特性的DFT时，作为“1”的“与”门65响应向计算机60发出一信号，指示要使用从存储器62读出的DFT。
可以有使累积器50输出信号有效的更复杂方法，并且这些方法通过在计算机60内设置累积器50和用于决定累积器50产生的所接收的伴有重影信号的GCR信号是否有用的电路来实现。将移位寄存器56的单个位输出信号提供给在计算机60内的多个附加SIPO移位寄存器单元。可以编程计算机60以决定采用什么值的2N来决定累积器50产生的所接收的伴有重影信号的GCR信号是否有用。并且，可以进一步编程计算机60在计算机决定当前累积结果不可用时返回到先前的累积结果。
图8示出的是可以在图1和图3的DTV信号接收机中采用的一种通用形式的同频道NTSC干扰检测器44。节点440接收检测器44的输入信号。该输入信号可以是分别由图1和图3的DTV信号接收机中的符号同步和均衡器电路16提供的已均衡的I通道或Q通道基带信号。或者，该输入信号可以是分别由图1和图3的DTV信号接收机的一个变型中的复数解调器14提供的未均衡的I通道或Q通道基带信号。在检测器44内的NTSC带阻梳状滤波器中，第三延迟器441差分延迟提供到节点440的输入信号，以产生用于数字减法器442的减数和被减数输入信号。减法器442的差值输出信号是NTSC带阻梳状滤波器响应R，其中抑制了由同频道干扰模拟电视信号的同步检测而引起的人工噪声。举例来说，第三延迟器441能够引入12个符号周期、1368个符号周期(2个NTSC视频扫描行的持续时间)、179,208符号周期(262个NTSC视频扫描行的持续时间)、或718,200符号周期(两个NTSC视频帧的持续时间)的延迟。在检测器44内的NTSC选择梳状滤波器中，第四延迟器443差分延迟提供到节点440的输入信号，以产生用于数字减法器444的减数和被减数输入信号。减法器444的差值输出信号是NTSC选择梳状滤波器响应S，其中增强了由同频道干扰模拟电视信号的同步检测而引起的人工噪声。例如，第四延迟器443可以引入6个符号周期的延迟。在NTSC带阻梳状滤波器响应R和NTSC选择梳状滤波器响应S中均抑制了因导频载波的同步检测引起的系统特性的直流项。
幅度检测器445检测减法器442输出的NTSC带阻梳状滤波器响应R的幅度，幅度检测器446检测减法器444输出的NTSC选择梳状滤波器响应S的幅度。幅度比较器447比较幅度检测器445和446的幅度检测结果，产生一输出位，它表示幅度检测器446的响应是否明显超过了幅度检测器445的响应。该输出位用于在第二和第三状态的多工器261操作之间进行选择。例如，幅度比较器447输出的该输出位可以是在图1或图3的由控制器28提供给ISI抑制梳状滤波器26中多工器261的两个控制位之一。另一个控制位指示是否要在多工器261响应中再现控制器28输出的信号。
例如，幅度检测器445和446可以是时间常数等于几个数据样本间隔的包络检测器，所以假定这些数据分量是随机的话，检测器输入信号的数据分量中的差值会平均为较低的值。伴随减法器442和444的差值输出信号的随机噪声的幅度差也会平均为零。因此，当幅度比较器447指示出幅度检测器445和446的幅度检测响应的差值大于预定量时，这也表明在提供到节点440的基带信号中有很明显的同频道干扰模拟电视信号的人工噪声。其明显程度与提供到奇数值数据限幅器22的已均衡I通道基带信号的明显程度相一致。只要同频道NTSC信号的人工噪声保持在这个明显程度以下，则格式和里德索罗门纠错编码就能够纠正由简单地数据限幅I通道基带信号在符号解码中引起的错误。
在减法器442输出的梳状滤波器响应R中消除同频道NTSC干扰的人工噪声，并且在减法器444输出的梳状滤波器响应S中消除同频道NTSC干扰的人工噪声。当梳状滤波器响应S的幅度明显大于梳状滤波器响应R的幅度时，则能够假定两者之差是因为在节点440上的信号中存在同频道NTSC干扰的人工噪声而引起的。在这种条件下的幅度比较器447提供的输出位控制多工器261不可在其第二状态操作，从而舍弃奇数值数据限幅器22输出的中间符号解码结果，使多工器261输出的最终符号解码结果不是该中间符号解码结果。
当梳状滤波器响应S的幅度没有远大于梳状滤波器响应R的幅度时，则可认为两者之差很小表明在节点440上的信号中没有同频道NTSC干扰的人工噪声。在这种条件下的幅度比较器447提供的输出位控制多工器261不可在其第三状态操作，从而舍弃第二线性组合器262输出的已ISI抑制滤波的符号解码结果，使多工器261输出的最终符号解码结果不是该ISI抑制滤波的符号解码结果。
图9示出的是可以在图1和图3的DTV信号接收机中采用的另一种形式的同频道NTSC干扰检测器44’。减法器442和444被替换成加法器448和449。这一改动允许第三延迟器441’引入，例如，6个符号周期的较短延迟。举例来说，第四延迟器443”能够引入12个符号周期、1368个符号周期、179,208符号周期、或718,200符号周期的延迟。
在上述的本发明优选实施例中，均衡滤波在NTSC带阻梳状滤波器之前完成，以便在同频道NTSC干扰周期性地渐隐逐显时，有选择地在数据限幅器22和24之间切换。也可以设计出在NTSC带阻梳状滤波之后完成均衡滤波的本发明各实施例。
本发明可以在采用自适应频道均衡器的DTV信号接收机中有效地加以利用，其中自适应频道均衡器使用训练信号方法初始化它们的滤波器系数。如果正确产生用于决定反馈的差错信号，则同频道NTSC干扰的人工噪声对决定反馈方法的影响比对训练信号方法的影响要小。然而，如果按照本发明修改训练信号方法，则采用训练信号方法初始化滤波器系数通常会比采用决定反馈方法在短得多的时间内完成。
在上面公开的本发明实施例中，采用了直接依赖数据限幅器的结果在“硬判定”基础上来进行决定的符号解码器。本发明还可以有采用如维特比算法在“软判定”基础上执行符号解码的其它实施例。本发明的这些实施例应落入随后权利要求的范围内。
已经参照优选实施例说明了本发明，在优选实施例中，在数据限幅器之后是用于补偿NTSC带阻梳状滤波器预编码影响的ISI抑制滤波器。在本发明的这些实施例中，用于补偿NTSC带阻梳状滤波器预编码影响的ISI抑制滤波器位于NTSC带阻梳状滤波器和数据限幅器之间。这些实施例所采用的结构与在美国专利号为5,087,975的专利文献的附图中图16所示的结构相似。本发明的这些实施例应落入随后权利要求的范围内。
已经参照优选实施例说明了本发明，在优选实施例中，在基带中进行频道均衡滤波。但是，数字接收机设计领域的技术人员能够在理解前述公开内容的基础上来设计本发明的各种实施例其中包括在较低中频内进行通带频道均衡滤波。这些等效实施例应落入随后权利要求的范围内，而在随后的各项权利要求内并没有明确指出频道均衡滤波是在基带中进行的。

Claims (9)

1.一种数字电视信号接收机的操作方法，所述数字电视信号易遭受同频道模拟电视信号的干扰，其特征在于，所述方法包括下列步骤：
解调数字电视信号以产生基带符号代码信号，该基带符号代码信号有时伴随有来自同频道模拟电视信号干扰的人工噪声；
符号解码所述基带符号代码信号；
在所述符号解码所述基带符号代码信号之前，梳状滤波所述基带符号代码信号，抑制在所述基带符号代码信号中来自所述同频道模拟电视信号干扰的人工噪声；以及
在所述符号解码所述基带符号代码信号之前，频道均衡滤波所述基带符号代码信号，使从所述梳状滤波步骤和所述频道均衡滤波步骤得到的整个频道响应符合匹配滤波传输频道的梳状滤波响应。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述频道均衡滤波步骤由具有可调节滤波器系数的自适应频道均衡滤波器来执行，并且，所述梳状滤波步骤由在所述频道均衡滤波器之后级连的NTSC带阻梳状滤波器来执行。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述频道均衡滤波步骤包括一个调节所述自适应频道均衡滤波器的可调节滤波器系数的步骤，该步骤包括下列子步骤：
从所述NTSC带阻梳状滤波器响应中提取出训练信号，所述训练信号被包含在所述基带符号代码信号中设置的在每个数据场开始处的数据场同步信号之内，其中该训练信号是511个样本的伪噪声序列，它跟有三个63个样本的伪噪声序列并按数据场同步码组进行编码；
累积在偶数数据场中的训练信号，产生一个附带有重影的重影消除基准信号；
计算附带有重影的重影消除基准信号的离散傅里叶变换；
将附带有重影的重影消除基准信号的所述离散傅里叶变换的各项，除以从所述数字电视信号接收机中存储器提供的、被匹配滤波和梳状滤波的无重影的重影消除基准信号的离散傅里叶变换的相应各项，从而产生表征传输频道特性的离散傅里叶变换的各项；以及
根据所述数字电视信号接收机的各项的倒数，计算频道均衡滤波器系数。
4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述符号解码步骤通过下列步骤来执行：
数据限幅器响应于所述级连的所述频道均衡滤波器和所述NTSC带阻梳状滤波器的响应，提供初步的符号解码结果；以及
另外的梳状滤波器响应于所述初步的符号解码结果，抑制由所述NTSC带阻梳状滤波器引起的符号间干扰。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，  所述频道均衡滤波步骤包括一个调节所述自适应频道均衡滤波器的可调节滤波器系数的步骤，该步骤包括下列子步骤：
从所述NTSC带阻梳状滤波器响应中提取出训练信号，所述训练信号被包含在所述基带符号代码信号中设置的在每个数据场开始处的数据场同步信号之内；
累积在奇数数据场中的训练信号，产生一个附带有重影的重影消除基准信号；
计算附带有重影的重影消除基准信号的离散傅里叶变换；
将附带有重影的重影消除基准信号的所述离散傅里叶变换的各项，除以从所述数字电视信号接收机中存储器提供的、被匹配滤波和梳状滤波的无重影的重影消除基准信号的离散傅里叶变换的相应各项，从而产生表征传输频道特性的离散傅里叶变换的各项；以及
根据所述数字电视信号接收机的各项的倒数，计算频道均衡滤波器系数。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述频道均衡滤波步骤包括一个调节所述自适应频道均衡滤波器的可调节滤波器系数的步骤，该步骤包括下列子步骤：
从所述NTSC带阻梳状滤波器响应中提取出训练信号，所述训练信号被包含在所述基带符号代码信号中设置的在每个数据场开始处的数据场同步信号之内；
累积在偶数数据场中的训练信号，产生一个附带有重影的重影消除基准信号；
计算附带有重影的重影消除基准信号的离散傅里叶变换；
将附带有重影的重影消除基准信号的所述离散傅里叶变换的各项，除以从所述数字电视信号接收机中存储器提供的、被匹配滤波和梳状滤波的无重影的重影消除基准信号的离散傅里叶变换的相应各项，从而产生表征传输频道特性的离散傅里叶变换的各项；以及
根据所述数字电视信号接收机的各项的倒数，计算频道均衡滤波器系数。
7.一种数字电视信号的接收机，所述数字电视信号易遭受同频道模拟电视信号的干扰，其特征在于，所述接收机包括：
解调器装置，响应于所接收的一个所述数字电视信号，提供包括符号编码的数字化基带解调器响应，该符号编码伴随有来自同频道模拟电视信号的任意干扰的解调人工噪声；
同频道干扰检测器，用于确定是否有明显的来自所述同频道模拟电视信号的干扰；
所连接的频道均衡滤波器，它接收所述数字化的基带解调器响应，作为其输入信号，并具有可调节的滤波系数，所述频道均衡滤波器用于提供根据所述可调节滤波系数的变化而自适应的频道均衡滤波器响应；
所连接的NTSC带阻梳状滤波器，它接收所述频道均衡滤波器响应，作为其输入信号，并提供梳状滤波器响应，其中抑制了来自同频道模拟电视信号的干扰的所述解调人工噪声；
第一符号解码器，用于提供响应于所述频道均衡滤波器响应的数据；
第二符号解码器，用于提供响应于所述NTSC带阻梳状滤波器响应的数据；
符号间干扰抑制梳状滤波器，用于处理来自所述第二符号解码器的所述数据，来补偿由所述NTSC带阻梳状滤波器引起的符号间干扰；
多工器，用于选择所述接收机中连续处理的数据，所述多工器响应于所述同频道干扰检测器确定出的没有明显的来自所述同频道模拟电视信号的干扰的检测结果，以选择在所述接收机中连续处理的来自所述第一符号解码器的数据；所述多工器响应于所述同频道干扰检测器确定出的有明显的来自所述同频道模拟电视信号的干扰的检测结果，以选择在所述接收机中连续处理的来自所述第二符号解码器的为补偿由NTSC带阻梳状滤波器引起的符号间干扰被所述符号间干扰抑制梳状滤波器处理的数据；
提取装置，用于在所述数字电视信号中出现数据场同步信号的时间内提取出所接收的训练信号，所述训练信号提取装置响应于所述同频道干扰检测器确定出的没有明显的来自所述同频道模拟电视信号的干扰的检测结果，从所述频道均衡滤波器响应中提取出所接收的训练信号，并且，所述训练信号提取装置响应于所述同频道干扰检测器确定出的有明显的来自所述同频道模拟电视信号的干扰的检测结果，从所述NTSC带阻梳状滤波器响应中提取出所接收的训练信号；以及
受控制的计算机，用于计算所接收的训练信号的离散傅里叶变换的各项；所述计算机响应于所述同频道干扰检测器确定出的没有明显的来自所述同频道模拟电视信号的干扰的检测结果，通过将所接收的训练信号的离散傅里叶变换的各项、除以在所述计算机的存储器中储存的对无重影的训练信号的匹配滤波响应的离散傅里叶变换的相应各项、产生表征频道特性的离散傅里叶变换；所述计算机响应于所述同频道干扰检测器确定出的有明显的来自所述同频道模拟电视信号的干扰的检测结果，通过将所接收的训练信号的离散傅里叶变换的各项、除以在所述计算机的存储器中储存的对无重影的训练信号的NTSC带阻梳状滤波和匹配滤波响应的离散傅里叶变换的相应各项、产生表征频道特性的离散傅里叶变换；并且所述计算机计算用于补偿频道特性的所述自适应频道均衡滤波器的可调节滤波系数。
8.如权利要求7所述的接收机，其特征在于，在所述级连滤波器链路中  所述频道均衡滤波器在所述梳状滤波器之前。
9.如权利要求7所述的接收机，其特征在于，所述符号间干扰抑制梳状滤波器具有接收来自所述符号解码器的解码数据的输入端。
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1089427B1 (fr) * 1999-09-28 2007-07-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Procédé de comparaison des amplitudes de deux signaux électriques
US6449002B1 (en) * 1999-12-21 2002-09-10 Thomson Licensing S.A. Truncated metric for NTSC interference rejection in the ATSC-HDTV trellis decoder
KR100705931B1 (ko) * 2000-12-08 2007-04-11 엘지전자 주식회사 Ｖｓｂ 수신기의 복소수 적응 채널 등화장치
CN100373372C (zh) * 2002-09-17 2008-03-05 联发科技股份有限公司 自动功率控制回路的误差校正系统和方法
WO2004049704A1 (en) * 2002-11-26 2004-06-10 Thomson Licensing S.A. An ntsc signal detector
KR100594275B1 (ko) * 2004-05-14 2006-06-30 삼성전자주식회사 Ｎｔｓｃ 코채널 간섭 제거를 위한 채널 상태 생성 회로를구비한 디지털 텔레비전 수신기 및 그 방법
KR100608000B1 (ko) 2004-08-16 2006-08-02 삼성전자주식회사 냉각팬을 구비하는 감열방식 화상형성장치
US7613238B2 (en) * 2005-09-13 2009-11-03 Mediatek Inc. Apparatus and method for decision error compensation in an adaptive equalizer
US7668209B2 (en) 2005-10-05 2010-02-23 Lg Electronics Inc. Method of processing traffic information and digital broadcast system
CN101944964B (zh) * 2005-10-17 2012-10-31 Lg电子株式会社 处理交通信息的方法和数字广播系统
US8238450B2 (en) 2009-01-30 2012-08-07 Futurewei Technologies Inc. Dynamic transmitter noise level adjustment for digital subscriber line systems
WO2018068177A1 (zh) * 2016-10-10 2018-04-19 华为技术有限公司 梳状滤波噪声消除方法、装置及频域自适应均衡装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5602602A (en) * 1994-02-10 1997-02-11 Philips Electronics North America Corporation Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference for digital TV transmission having a simplified rejection filter
US5546132A (en) * 1994-12-07 1996-08-13 Goldstar Co., Ltd. NTSC interference detector
US5648822A (en) * 1995-05-19 1997-07-15 Philips Electronics North America Corporation Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference using a variable-comb filter for digital TV transmission
US5594496A (en) * 1995-06-07 1997-01-14 Zenith Electronics Corporation Detection of co-channel interference in digital television signals

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