KR19990029972A - 3엔.티.에스.씨 아티팩트를 추출하기 위해 디.티.브이 파일럿반송파를 억압하는 콤 필터를 이용한 엔.티.에스.씨 간섭 검출기를 구비하는 디지털 텔레비젼 수신기 - Google Patents

3엔.티.에스.씨 아티팩트를 추출하기 위해 디.티.브이 파일럿반송파를 억압하는 콤 필터를 이용한 엔.티.에스.씨 간섭 검출기를 구비하는 디지털 텔레비젼 수신기 Download PDF

Info

Publication number
KR19990029972A
KR19990029972A KR1019980038878A KR19980038878A KR19990029972A KR 19990029972 A KR19990029972 A KR 19990029972A KR 1019980038878 A KR1019980038878 A KR 1019980038878A KR 19980038878 A KR19980038878 A KR 19980038878A KR 19990029972 A KR19990029972 A KR 19990029972A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
comb filter
channel
ntsc
symbol
Prior art date
Application number
KR1019980038878A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100278854B1 (ko
Inventor
레로이 림버그 알렌
Original Assignee
윤종용
삼성전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 윤종용, 삼성전자 주식회사 filed Critical 윤종용
Publication of KR19990029972A publication Critical patent/KR19990029972A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100278854B1 publication Critical patent/KR100278854B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0064—Concatenated codes
    • H04L1/0065—Serial concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
    • H04N7/015—High-definition television systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
    • H04L25/03133—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a non-recursive structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
    • H04N5/211—Ghost signal cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03382—Single of vestigal sideband
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
    • H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Picture Signal Circuits (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

제1콤 필터는 DTV 수신기용으로 NTSC 동일-채널 간섭 검출기에 입력신호로서 공급되는 I-또는 Q-채널 베이스밴드 신호를 제1차동 지연양에 의해 영향받는 신호와 결합함으로써, 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트가 억압되는 제1콤 필터 응답이 발생된다. 상기 검출기는 동일-채널 간섭의 아티팩트가 강화되는 제2콤 필터 응답을 발생시키기 위해 제2차동 지연 양에 의해 영향받는 신호와 상기 입력신호를 결합하는 제2콤 필터를 구비한다. 상기 제1 및 제2콤 필터는 입력신호의 직접 항이 상기 제1콤 필터 응답 및 상기 제2콤 필터 응답으로 유사하게 처리되도록 동일한 형태의 선형 콤바이너를 사용한다. 상기 제1 및 제2콤 필터 응답의 각 진폭은 제1 및 제2진폭 검출기에 의해 각각 검출된다. 진폭 비교기는 제1진폭 검출응답과 제2진폭 검출응답을 비교하고, 상기 제1 및 제2진폭 검출응답이 규정양 이상으로 차이가 나는 경우와 그러한 경우에만, 동일-채널 간섭이 바람직하지 못할 정도의 충분한 강도를 지니고 있다는 것을 표시한다.

Description

엔.티.에스.씨 아티팩트를 추출하기 위해 디.티.브이 파일럿 반송파를 억압하는 콤 필터를 이용한 엔.티.에스.씨 간섭 검출기를 구비하는 디지털 텔레비젼 수신기
본 발명은 디지털 텔레비전 시스템에 관한 것으로, 특히 NTSC 아날로그 텔레비전 신호로 부터 동일-채널 간섭이 존재하는지의 여부를 판정하기 위한 디지털 텔레비전(DTV) 수신기에 이용되는 회로에 관한 것이다.
1995년 9월 16일 ATSC(Advanced Television Systems Committee: 첨단 텔레비전 시스템 위원회)에 의해 공표된 디지털 텔레비전 표준(Digital Television Standard)에는, 6MHz-대역폭의 텔레비전 채널로 디지털 텔레비전(DTV) 신호를 송신하기 위한 잔류 측파대(VSB: Vestigial Sideband) 신호가 명시되어 있다. DTV 신호들은 미국내에서의 미국 텔레비전 표준 위원회(이하는, NTSC라 한다)의 아날로그 텔레비전 신호의 공중파 방송에 최근 사용되는 극초단파 송신 채널들중 일부 채널로 송신될 것이다. 상기 VSB DTV 신호는 그 스펙트럼이 NTSC 동일-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 스펙트럼과 인터리브(interleave)될 수 있도록 설계된다. DTV 신호의 심볼 주파수는 NTSC 색 부반송파 주파수의 3배이고, 3.58 MHz 부반송파 주파수는 NTSC 주사선 속도(scan line rate)의 455/2배에 해당한다. 상기 DTV 신호의 주 진폭-변조 측파대 주파수 와 파일럿 반송파는 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도의 1/4 홀수배수로 위치된다. 그 결과, 이들 DTV 신호 성분들은 NTSC 동일-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 휘도 및 크로미넌스 성분 에너지의 짝수배수가 속하게 될 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도의 1/4 짝수배수사이에 속하게 된다. NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파(video carrier)는 텔레비전 채널의 하한 주파수(the lower limit frequency)로 부터 1.25 MHz 오프셋 된다. 상기 DTV 신호의 반송파는 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도의 59.75배 만큼 상기 영상 반송파로 부터 오프셋됨으로써, 상기 DTV 신호의 반송파가 텔레비전 채널의 하한 주파수로 부터 약 309,877.6 kHz지점에 위치하게 된다. 따라서, 상기 DTV 신호의 반송파는 상기 텔레비전 채널의 중간 중파수로 부터 약 2,690,122.4 Hz 지점에 위치한다.
디지털 텔레비전 표준의 정확한 심볼 레이트(symbol rate)는 NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파로 부터 오프셋된 4.5 MHz 음성 반송파의 684/286 배에 해당한다. NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선당 심볼의 수는 684이고, 286은 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도가 곱해져서 그 결과 NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파로 부터 오프셋된 4.5 MHz의 음성 반송파를 얻도록 해주는 인자이다. 상기 심볼 레이트는 DTV 신호 반송파로 부터 5.381119 MHz연장된 VSB 신호에 포함될 수 있는 10.762238 밀리언 심볼/초(million symbols per second)이다. 즉, 상기 VSB 신호는 텔레비전 체널의 하한 주파수로 부터 5.690997 MHz연장된 대역으로 제한될 수 있다.
미국에서 DTV 신호 지상 방송을 위한 ATSC 표준에 의해 16:9의 화면비(즉, 종횡비)를 갖는 두가지의 고-해상도 텔레비전(HDTV) 포맷중 어느 하나를 송신할 수 있다. 그중 한가지 HDTV 디스플레이 포맷에서는 주사선당 1920개의 샘플과 2:1 필드 인터레이스(interlace:격행주사)를 갖는 30Hz 프레임당 1080 개의 유효 수평 주사선이 사용된다. 나머지 다른 HDTV 디스플레이 포맷에서는 주사선당 1280개의 휘도 샘플과 60Hz 프레임당 텔레비전 영상의 720 개의 순행주사된 주사선이 사용된다. 또한, ATSC 표준은 NTSC 아날로그 텔레비전 신호와 비교해 볼때 정상적인 해상도를 갖는 4개의 텔레비전 신호의 병렬 전송과 같은, HDTV 디스플레이 포맷이외의 DTV 디스플레이 포맷의 전송을 수용한다.
미국내에서의 지상 방송중에, 잔류-측파대(VSB) 진폭 변조(AM)에 의해 전송되는 DTV는 313개의 시간상으로 연속적인 데이터 세그먼트(consecutive-in-time data segments)로 각각 이루어진 시간상으로 연속적인 일련의 데이터 필드(a succession of consecutive-in-time data fields)를 포함한다. 상기 데이터 필드는 매 홀수번째의 데이터 필드와 그에 후속되는 짝수번째의 데이터 필드가 데이터 프레임을 형성하는, 연속적으로 번호가 매겨진 모듈로-2로 간주될 수도 있다. 프레임 속도는 20.66 프레임/초이다. 각 데이터 세그먼트는 77.3 마이크로초의 지속 시간을 갖는다. 그 결과, 심볼 레이트가 10.76 MHz가 되고, 데이터 세그먼트당 832개의 심볼이 존재한다. 데이터의 각 세그먼트는 +S,-S,-S및 +S의 연속값을 갖는 4개의 심볼로 이루어진 DSS( data-segment-synchronization: 데이터-세그먼트-동기화) 코드 그룹으로 시작한다. 상기 +S 값은 최대 정(+)의 데이터 엑스커션(excursion)이하의 한 레벨이고, -S 값은 최대 부(-)의 데이터 엑스커션이상의 한 레벨이다. 각 데이터 필드의 초기 데이터 세그먼트는 채널-등화및 다중경로 억압 과정을 위해 트레이닝 신호(training signal)를 부호화하는 DFS(data-field-synchronization:데이터-필드-동기화) 코드 그룹을 포함한다. 상기 트레이닝 신호는 3개의 63-샘플 PN 시퀀스를 후속 수반하는 511-샘플 의사-잡음 시퀀스(또는 PN(pseudo-noise)-시퀀스)이다. 필드 동기화 코드에서 63-샘플 PN 시퀀스중 중앙 시퀀스는 각 홀수번째 데이터 필드의 첫번째 라인에서 제1논리 규약에 따라 전송되고, 각 짝수번째 데이터 필드의 첫번째 라인에서 제2논리 규약에 따라 전송된다. 상기 제1논리 규약 및 제2논리 규약은 상호 각각 상보관계에 있다(즉, 상호 정반대의 특성을 지님).
데이터 세그먼트(data segments)내의 데이터는 12개의 인터리브드된 트렐리스 코드를 사용하여 트렐리스 부호화되고, 2/3속도의 각 트렐리스 코드는 프리코딩된 부호화되지 않은 1 비트를 갖는다. 상기 인터리브드된 트렐리스 코드들은 바로 가까이에서 노출된 자동차 점화 시스템과 같은 잡음 소스에서 야기되는 버스트 오류의 정정에 대비하는 리드-솔로몬 순행 오류-정정 부호화 과정(Reed-Solomon forward error-correction coding)을 거친다. 리드-솔로몬 부호화 결과는 상기 트렐리스 부호화 과정과 구별되는 심볼 프리코딩 과정(precoding)없이 이루어지는 무선 전송을 위한 8-레벨(3비트/심볼)의 1-차원-컨스텔레이션(constellation) 심볼 부호화로서 전송된다. 상기 리드-솔로몬 부호화 결과는 프리코딩 과정없이 이루어지는 유선 전송을 위한 16-레벨(4비트/심볼)의 1-차원 컨스텔레이션 심볼 부호화로서 전송된다. 상기 VSB 신호는 억압되는 변조 비율에 따라 진폭이 변할 수도 있는 그 자체의 반송파를 갖는다.
그 자체 반송파는 규정된 변조비율에 대응하는 고정 진폭의 파일럿 반송파로 대체된다. 고정 진폭의 이러한 파일럿 반송파는 상기 VSB 신호를 그 응답으로서 공급하는 필터에 공급되는 진폭-변조 측파대를 발생시키는 평형 변조기에 인가된 변조 전압에 다이렉트 성분 시프트(direct component shift)를 도입함으로써 발생된다. 만약, 4-비트 심볼 부호화의 8개 레벨이 반송파 변조 신호속에 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5,및 +7의 정규화값을 갖는다면, 파일럿 반송파는 1.25의 정규화값을 갖는다. +S의 정규화 값은 +5이고, -S의 정규화값은 -5가 된다.
DTV 기술의 초기 개발에 있어서, DTV 방송장치가 심볼 프리코더를 송신기에 사용할 것인지 아닌지의 여부를 결정하도록 요청받았을 것으로 예상된다. 이러한 심볼 프리코더는 심볼 발생회로에 후속배치되고 각각의 DTV 신호 수신기의 콤 필터와 함께 사용되는 경우, 심볼의 정합 필터링에 대비하게 된다. 상기 콤 필터는 상기 DTV 신호 수신기의 심볼 디코더 회로의 데이터 슬라이서에 앞서 선행배치되고 심볼 포스트-코더(symbol post-coder)로서 동작하게 된다. 방송장치에서의 이러한 결정은 동일-채널 NTSC 방송국으로 부터의 간섭이 예상되었는지의 여부에 달려있다. 상기 심볼 프리코딩 과정은 데이터 필드 동기화 데이터가 전송되도록 하는 데이터 세그먼트 또는 데이터 세그먼트 동기화 코드 그룹을 위해 사용되지는 않았을 것이다. 동일-채널 간섭은 NTSC 방송국에서 보다 멀리 떨어질수록 감소하고, 어떤 전리층 조건이 조성될 때 더욱 발생하기 쉽고, 태양의 활동이 활발한 해의 여름철에는 동일-채널 간섭의 발생 가능성이 매우 높다. 물론, 그러한 간섭은 동일-채널 NTSC 방송국이 없는 곳에서는 발생하지 않을 것이다. 만약, 방송 유효 시청 범위의 영역내에 NTSC 간섭의 발생 가능성이 있는 경우, HDTV 신호가 NTSC 간섭으로 부터 보다 용이하게 분리되도록 하기 위한 심볼 프리코더가 HDTV 방송장치에 사용되는 것으로 추정된다. 따라서, 콤 필터는 DTV 신호 수신기에서 완전한 정합 필터링(complete matched filtering)을 위해 심볼 포스트-코더로서 이용된다. 만약, NTSC 간섭의 발생 가능성이 없다면, DTV 방송장치는 심볼 프리디코더의 사용을 중지했을 것으로 추정된다. 따라서, 플랫 스펙트럼 잡음(flat spectrum noise)으로 인해 트렐리스 디코더의 심볼값에 관한 잘못된 결정이 야기되지 않도록 하기 위해, 각각의 DTV 신호 수신기의 상기 심볼 포스트코더가 작동불능상태에 있게 된다.
Receiver post coder selection circuit(수신기 포스트코더 선택회로)라는 발명의 명칭으로 1993년 11월 9일자 R.W.Citta씨등에게 공고된 미국 특허 제 5,260,763 호에서는 포스트코더 콤 필터가 선택적으로 이용된다. 상기 콤 필터는 DTV 신호 수신기내에 사용되는 복조기의 복소 출력신호의 실(real)또는 동위상(in-phase) 베이스밴드 성분(I-채널)에 수반되는 동일-채널 NTSC 간섭 아티팩트를 억압한다.
상기 복조기 응답의 I-채널 성분에 있는 이들 아티팩트의 존재는, 콤 필터링에 의한 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트의 억압이 가능 또는 불가능하도록 제어 신호를 자동으로 전개시키기 위해 검출된다. 각각의 데이터 필트 동기 간격동안에, 상기 DTV 신호 수신기의 콤 필터 타입의 NTSC 억압 필터로 들어가는 입력신호 및 상기 NTSC 억압필터로 부터 나오는 출력신호는 선험적으로 공지된 각각의 신호와 비교되고, 상기 HDTV 신호 수신기내의 메모리로 부터 인출된다. 만약, 상기 입력신호와 비교된 최소한의 결과가 상기 NTSC 억압 필터로 부터의 출력신호와 비교된 최소한의 결과보다 더 약한 에너지를 갖는다면, 이것은 예상 수신으로 부터 변화되는 주원인이 NTSC 동일-채널 간섭이라기 보다는 오히려 랜덤 잡음(random noise)이라는 것을 암시해준다. 특수한 디지털 텔레비전 수신기에 관한 한, 수신율은 향상되고 상기 시스템에서 프리코딩 및 포스트코딩 기술이 이용되지 않으며, 방송장치가 프리코딩 기술을 이용하지 않았음을 추정할 수 있다. 만약, 상기 입력신호와 비교된 최소한의 결과가 상기 NTSC 억압 필터로 부터의 출력신호와 비교된 최소한의 결과보다 더 강한 에너지를 갖는다면, 이것은 예상 수신으로 부터 변화되는 주원인이 랜덤 잡음이라기 보다는 NTSC 동일-채널 간섭이라는 것을 암시해준다. 특수한 디지털 텔레비전 수신기에 관한한, 상기 시스템에서 프리코딩 및 포스트코딩 기술이 이용되었다면 수신율은 향상되고, 방송장치가 프리코딩 기술을 이용하였음을 추정할 수 있다.
NTSC interference detector(NTSC 간섭 검출기)라는 발명의 명칭으로 1996년 8월 13일자 K.S.Kim씨등에게 공고된 미국 특허 제 5,546,132호는 상기 간섭의 존재가 I-채널에 대한 NTSC-추출 콤 필터 응답으로 검출되는 경우 동일-채널 NTSC 간섭을 억압하기 위한 포스트-코더 콤 필터링 기술의 사용에 관해 개시하고 있다. 미국 특허 제 5,546,132호는 특히 디지털 DTV 신호 수신기에 사용되는 복조기에서 공급되는 복소 출력신호의 허(imaginary)또는 직교-위상 베이스밴드 성분(Q-채널)에 관해서는 개시하고 있지 않다. VSB AM 신호를 베이스밴드로 싱크로디이닝 처리하는 DTV 신호 수신기는 일반적으로 (프리디코딩 기술이 송신기에서 사용되는 경우, 포스트-코딩 과정 이후의) 트렐리스 디코딩을 위해 수신된 I-채널 신호를 공급하기 위한 동위상 동기 검출기(in-phase synchronous detector)를 구비하는 복조기를 이용한다. 상기 복조기는 싱크로다이닝을 위한 반송파를 공급하는 국부 발진기용의 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC:automatic frequency and phase control) 신호를 발생시키기 위해 저역 통과 필터링된 수신 Q-채널 신호를 공급하는 직교-위상 동기 검출기(quadrature-phase synchronous detector)를 추가로 구비한다. Digital VSB detector with bandpass phase tracker,as for inclusion in an HDTV receiver(HDTV 수신기에 사용하기 위한 대역통과 위상 트랙커를 구비한 디지털 VSB 검출기)라는 발명의 명칭으로 1996년 12월 26일자 C.B.Patel 및 A.L.R.Limberg씨등에게 공고된 미국 특허 제 5,479,449호(삼성전자 주식회사에 양도됨)의 명세서 및 첨부도면이 본 명세서에 참고로 언급되어 있다. 독자의 관심대상은 특히, 미국 특허 제 5,479,449호의 도 1에 도시된 구성요소 22-27 및 첨부 명세서에 기재된 해당 설명부분이다. 이들 구성요소는 VSB AM 최종 중간 주파수(I-F) 신호의 복소 복조 기능을 수행하기 위해 상기 DTV 신호 수신기에 사용된다. 미국 특허 제 5,479,449 호는 디지털 방식으로 수행되는 상기 VSB AM 최종 I-F 신호의 복소 복조에 관해 개시하고 있지만, 대체 DTV 수신기 설계에 있어서, 상기 VSB AM 최종 I-F 신호의 복소 복조 기능은 그 대신 아날로그 방식으로 수행된다.
미국 특허 제 5,260,793 호 및 제 5,546,132호에서, 포스트-코딩 동작은 실질적인 동일-채널 NTSC 간섭이 발생되는 시기동안에 인에이블 상태가 되고, 그렇지 않은 경우에 디스에이블 상태가 되며, 그러한 선택적인 인에이블 상태를 위한 제어 신호는 상기 수신 I-채널 신호로 부터 전개된다. 동일-채널 NTSC 간섭 레벨의 결정은 동일-채널 NTSC 간섭에 수반되는 다이렉트(direct) 바이어스에 의해 복잡해지는데, 이러한 직접 바이어스는 VSB AM DTV 신호의 파일럿 반송파의 동위상 동기 검출로 부터 야기된다. 이것은 특히, 자동 이득 제어로는 동위상 동기 검출에 의해 복구되는 수신 I-채널 신호의 진폭을 정확하게 조절하지 못하는 DTV 신호 수신기의 문제점이 된다.
NTSC 신호의 영상 방송파는 6-MHz 대역폭의 방송 채널의 에지로 부터 1.25 MHz떨어져 있는 반면, 지상 무선 방송을 위한 DTV 신호용의 반송파는 6-MHz 대역폭의 방송 채널의 에지로 부터 310 kHz떨어져 있다. 동일-채널 NTSC 신호는 디지털 정보를 운반하는 잔류-측파대 진폭-변조(VSB AM)의 반송파에 대해 대칭적인 진폭-변조측파대를 나타내지 않는다. 따라서, DTV 신호 반송파로 부터 940 kHz 떨어진 NTSC 영상 반송파의 아티팩트 및 그 측파대의 아티팩트는 베이스밴드로 싱크로다이닝 처리된 것과 같이 DTV 신호에서는 잘 제거되지 않는다. 물론, DTV 신호 반송파로 부터 5.44 MHz 떨어진 NTSC 음성 반송파 및 그 측파대의 아티팩트 역시 DTV 신호에서는 잘 제거되지 않는다.
ATSC에서 1995년 9월 16일자로 공표된 디지털 텔레비전 표준은 NTSC 동일-채널 간섭을 제거하기 위해 DTV 신호 수신기에서 콤 필터링 기술을 후속 사용할 때에 부수적으로 일어나는 포스트-코딩을 보상하도록 DTV 송신기에 완전한 데이터 심볼에 대한 프리코딩 기술의 사용을 허용하지 않는다. 그 대신, 트렐리스 디코딩 과정에서 초기 심볼만이 프리코딩 처리된다. 이러한 과정은 그 자체가 데이터 슬라이싱 과정이 수행되기 전에 NTSC 동일-채널 간섭을 제거하기 위한 콤 필터링을 DTV 신호 수신기가 이용하는 것을 용이하게 하지 못한다. 데이터 슬라이싱 과정이 수행되기 전에 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 제거하지 못하는 DTV 신호 수신기는, 강한 NTSC 동일-채널 간섭 상태하에서는 양호한 수신율을 갖지 못할 것이다. 이러한 간섭 상태는 DTV 송신기로 부터 떨어져 있거나 아날로그 TV 송신기가 매우 근접하게 위치하는 DTV 수신기에 의해 야기될 수 있다. 베이스밴드로 싱크로다이닝 처리되는 DTV 신호에 있어서, 동일-채널 간섭 NTSC 컬러 TV 신호의 영상 반송파의 아티팩트는 59.75 fH에 존재한다(fH는 그러한 신호의 수평 주사 주파수임). 컬러 부반송파의 아티팩트는 287.25 fH에 존재하고, 비변조된 NTSC 음성 부반송파의 아티팩트는 345.75 fH에 존재한다.
콤 필터링 과정은, 특히 반송파 주파수 편의(carrier frequency deviation) 범위가 크게 되는 주파수 변조 상태하에서는, 주파수-변조 NTSC 음성 반송파의 아티팩트를 억압함에 있어서 전적으로 만족스럽지 못하다고 발명자가 지적하고 있다. 이것은 일부 실질적인 고정 지연에 의해 가끔 분리되는 FM 반송파 샘플의 상관관계(또는 반-상관관계)가 양호하지 못하기 때문이다. DTV RECEIVER WITH FILTER IN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND CARRIER OF CO-CHANNEL NTSC INTERFERING SIGNAL(NTSC 동일-채널 간섭 신호의 FM 음성 반송파를 억압하기 위한 I-F 회로에 필터가 내장될 DTV 수신기)라는 발명의 명칭으로 본 발명자에게 1998년 5월 5일자 특허 허여된 미국 특허 제 5,748,226호의 내용이 참고로 본 명세서에서 언급되고 있다. 상기 미국 특허 제 5,748,226호에서, 발명자는 중간-주파수 증폭의 전체 대역폭을 확립하는데 사용되는 필터링은 일부 NTSC 동일-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 FM 음성 반송파를 제거하는데 사용되는 것과 같이 수행될 것을 추천하고 있다.
콤 필터링 과정은 상기 영상 반송파로부터 야기된 동일-채널 NTSC신호의 아티팩트들, 저 영상 주파수 및, 컬러 반송파에 근접한 크로미넌스 신호(chrominance signal) 주파수로 부터 베이스밴드 TV 신호를 분리시키는데 있어 보다 만족스럽다. 그 이유는 이들 아티팩트가 어떤 특정 지연 간격에 의해 분리되는 샘플들간의 양호한 상관관계를 나타냄은 물론, 어떤 다른 특정 지연 간격에 의해 분리되는 샘플들간의 양호한 반-상관관계를 나타내려는 경향이 있기 때문이다.
미국 특허 제 5,748,226호에서, 본 발명자는 NTSC 동일-채널 간섭이 데이터-슬라이싱 동작에 악 영향을 미칠 정도로 충분히 큰 경우 상기 NTSC 동일-채널 간섭을 억압하기 위해 콤 필터링 기능을 구비한 DTV 신호 수신기에서 선행 데이터-슬라이싱 동작의 사용을 지지한다. 본 발명자는 심볼 디코딩 과정에 있어서 그러한 콤 필터링 동작이 선택적으로 수행될 때 심볼 부호화시에 상기 콤 필터링 동작의 효과를 어떻게 보상하는지 그 방법을 시사해준다. 이때, 이러한 결정이 NTSC 동일-채널 간섭을 억압하기 위한 콤 필터링 동작의 선택적인 사용을 제어하는데 사용될 수 있도록, NTSC 동일-채널 간섭이 허용가능하게 작은 것으로 명명된 규정값보다 언제 크게 되는지 그 시기를 결정하는 것이 유용하다.
NTSC 동일-채널 간섭은 NTSC 동일-채널 간섭이 복소 출력신호의 실(real)또는 동위상 베이스밴드 성분(I 채널)에 나타날 때마다 DTV 신호 수신기에 사용되는 복조기의 복소 출력 신호의 허(imaginary) 또는 직교-위상 베이스밴드 성분(Q 채널)에 나타날 것이다. 따라서, NTSC 간섭 검출기는 그 NTSC 추출 필터가 수신 I-채널 신호보다는 수신 Q-채널 신호에 응답하도록 배치될 수 있다. 만약, NTSC 동일-채널 간섭으로 인하여, 트렐리스 디코더에 후속하는 리드-솔로몬 디코더에 의해 정정될 등화된 수신 I-채널 신호의 트렐리스 디코딩 처리시 너무 많은 오류가 야기되면, 상기 NTSC 동일-채널 간섭은 상당한 양이 된다. 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 상기 수신 Q-채널 신호에 수반되는지의 여부를 판정함으로써, 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 상기 수신 I-채널 신호에 수반되는지의 여부가 추론적으로 판정된다. NTSC 동일-채널 간섭 레벨의 정확한 판정이 더욱 단순화되는 경향이 있는데, 그 이유는 동기 검출 장치가 파일럿 반송파로 위상-동기(phase-lock)를 달성한 후에 상기 VSB AM DTV 신호의 파일럿 반송파의 직교-위상 동기 검출로 부터 다이렉트 바이어스가 근본적으로 발생되지 않기 때문이다.
상기 파일럿 반송파의 동기 검출로 부터 발생되는 다이렉트 바이어스에 민감하지 않은 NTSC 동일-채널 간섭 검출기는 본 명세서에 개시된 장치의 개발시 본 발명자가 의도한 본 발명의 목적 대상이다. 상기한 NTSC 동일-채널 간섭 검출기는, 파일럿 반송파의 동기 검출로 부터 야기되는 다이렉트 바이어스를 억압하는 등화 필터의 필요성을 배재한 채, 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 수신 I-채널 신호에 수반되는지의 여부를 직접적으로 판정할 수 있게 해준다. 제로 주파수에서 응답하는 등화 필터보다는 상기 등화 필터를 실행하는 것이 더 어렵다. 또한, 제로 주파수에서 응답하지 않는 등화 필터는 DTV 신호 수신기 설계시 AGC 및 AFPC(automatic -frequency -and-phase-control: 자동 주파수 및 위상 제어)루프를 방해할 수 있다. NTSC 동일-채널 간섭의 양이 상당한지의 여부를 판정하기 위해 상기 수신 Q-채널 신호에 응답하는 DTV 신호 수신기에 있어서, 파일럿 반송파의 동기 검출로 부터 야기되는 다이렉트 바이어스에 민감하지 않은 NTSC 동일-채널 간섭 검출기는 여전히 유용하다. 그러한 NTSC 동일-채널 간섭 검출기는 DTV 신호 수신기 등화의 초기 조절시 연속성을 제공한다.
따라서, 본 발명의 목적은 잔류-측파대 진폭-변조 반송파로서 수신되고 경우에 따라 바람직하지 못한 강도의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호를 수반하기 쉬운 디지털 텔레비전 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기를 제공하는데 있다.
도 1은 베이스밴드 I-채널 신호로 부터 NTSC 아티팩트를 추출하고 상기 아티팩트에 수반되는 DTV 파일럿 반송파를 억압하기 위한 콤 필터를 구비하는 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 응답에 따라 선택적으로 동작하는, 본 발명의 일면에 따른 NTSC 동일-채널 간섭 억압 회로가 내장된 심볼 디코더를 구비하는 디지털 텔레비전(DTV) 수신기의 일부 회로 구성을 도시한 블록도.
도 2는 NTSC 동일-채널 간섭을 억압하기 위한 콤 필터링 기술의 이용여부에 따라 등화 과정이 어떻게 수정되는지를 보여주는, 도 1의 디지털 텔레비전 수신기의 일부 회로구성 블록도에서의 동작을 나타낸 플로우챠트.
도 3은 베이스밴드 I-채널 신호로 부터 NTSC 아티팩트를 추출하고 상기 아티팩트에 수반되는 DTV 파일럿 반송파를 억압하기 위한 콤 필터를 구비하는 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 응답에 따라 선택적으로 동작하는, 본 발명의 일면에 따른 NTSC 동일-채널 간섭 억압 회로가 내장된 심볼 디코더를 구비하는 디지털 텔레비전(DTV) 수신기의 일부 회로 구성을 도시한 블록도.
도 4는 NTSC 동일-채널 간섭을 억압하기 위한 콤 필터링 기술의 이용여부에 따라 등화 과정이 어떻게 수정되는지를 보여주는, 도 3의 디지털 텔레비전 수신기의 일부 회로구성 블록도에서의 동작을 나타낸 플로우챠트.
도 5는 NTSC-제거 콤 필터가 12-심볼 지연회로를 이용할 경우의, 도 1또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로구성의 상세를 개략적으로 도시한 블록도.
도 6은 NTSC-제거 콤 필터가 6-심볼 지연회로를 이용할 경우의, 도 1 또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로구성의 상세를 개략적으로 도시한 블록도.
도 7은 NTSC-제거 콤 필터가 2-영상-라인(1368-심볼) 지연회로를 이용할 경우의, 도 1 또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로구성의 상세를 개략적으로 도시한 블록도.
도 8은 NTSC-제거 콤 필터가 262-영상-라인(179,208-심볼) 지연회로를 이용할 경우의, 도 1 또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로구성의 상세를 개략적으로 도시한 블록도.
도 9는 NTSC-제거 콤 필터가 2-영상-프레임(718,200-심볼) 지연회로를 이용할 경우의, 도 1 또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로구성의 상세를 개략적으로 도시한 블록도.
도 10은 본 발명에 따라 구성되는데, DTV 파일럿 반송파 신호를 수반하지 않는 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 추출하는데 사용되는 콤 필터에서 6-심볼 차동 지연되는 것과 같이 그 자신과 차동 결합되는 입력신호를 갖는 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 일반적인 형태의 회로구성을 도시한 블록도.
도 11은 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는데 사용되는 콤 필터에서 12-심볼 차동 지연되는 것과 같이 그 자신과 차동 결합되는 입력신호를 갖는도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 한 회로 구성형태를 개략적으로 도시한 블록도.
도 12는 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는데 사용되는 콤 필터에서 2-영상라인 또는 1368-심볼 차동 지연되는 것과 같이 그 자신과 차동 결합되는 입력신호를 갖는 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 한 회로 구성형태를 개략적으로 도시한 블록도.
도 13은 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는데 사용되는 콤 필터에서 262-영상라인 또는 179,208-심볼 차동 지연되는 것과 같이 그 자신과 차동 결합되는 입력신호를 갖는 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 한 회로 구성형태를 개략적으로 도시한 블록도.
도 14는 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는데 사용되는 콤 필터에서 2-영상 프레임 또는 718,200-심볼 차동 지연되는 것과 같이 그 자신과 차동 결합되는 입력신호를 갖는 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 한 회로 구성형태를 개략적으로 도시한 블록도.
도 15는 도 1의 DTV 신호 수신기의 짝수-레벨 데이터 슬라이서에 선행하여 배치되는 NTSC-제거 콤 필터와 함께 요소들을 공유하는 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 한 회로 구성형태를 개략적으로 도시한 블록도.
도 16은 본 발명에 따라 구성되되, 도 10의 검출기에서 콤 필터 쌍이 차동-지연된 검출기 입력 신호를 각각 가산 결합하는, NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 일반적인 한 대체 형태의 회로구성을 도시한 블록도.
도 17은 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는데 사용되는 콤 필터에서 6-심볼 차동 지연되는 것과 같이 그 자신과 가산 결합되는 입력신호를 갖는 도 16의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 한 회로 구성형태를 개략적으로 도시한 블록도.
도 18 및 도 19는 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트에 대해 선택적으로 필터링하기 위해 다수의 콤 필터 및 관련 NTSC 동일-채널 간섭 검출기가 이용되는, 본 발명에 따른 디지털 텔레비젼 수신기의 회로구성을 개략적으로 도시한 블록도.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 잔류-측파대 진폭-변조 반송파로서 수신되고 경우에 따라 바람직하지 못한 강도의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호를 수반하기 쉬운 디지털 텔레비전 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비전 신호 수신기에 있어서,
증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비전 신호를 공급하기 위한 증폭기 회로와;
최소 하나의 베이스밴드 신호를 공급하기 위해 상기 증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비전 신호에 응답하는 복조 회로와;
심볼 디코딩 결과가 발생되도록 I-채널 베이스밴드 신호를 심볼 디코딩하기 위해, 상기 I-채널 베이스밴드 신호를 상기 복조 회로에서 공급된 입력신호로서 수신하도록 연결되고, 심볼 디코딩 장치가 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭의 존재를 나타내는 신호를 수신할 때와 그 신호를 수신할 때에만 동작가능하되 심볼 디코딩될 상기 I-채널 베이스밴드 신호에 수반되는 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 아티팩트를 억압하기 위해 선택적으로 동작가능한 필터를 구비하는 심볼 디코딩 장치와;
상기 심볼 디코딩 장치에서 발생된 결과에 대한 심볼 디코딩 처리시 발생하는 오류를 정정하기 위한 오류 정정 회로와;
상기 복조 회로로 부터 추가의 베이스밴드 입력 신호를 수신하도록 연결되고, 그 입력 신호로서 수신하는 베이스밴드 신호의 시스템 기능의 직접적인 조건에 민감하지 않은 방식의 동일-채널 간섭 검출기를 구비하는데,
상기 동일-채널 간섭 검출기는,
상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트가 억압되는, 제1콤 필터 응답을 발생시키기 위해 제1차동 지연 양이 될 때와 것과 같이 상기 추가의 베이스밴드 입력 신호를 그 자신과 결합하는 제1콤 필터와;
상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트는 강화시키고, 상기 반송파의 동기 검출로 인해 야기되는 시스템 특성의 직접적인 조건은 상기 제1콤 필터 응답의 시스템 특성의 직접적인 조건과 유사한, 제2콤 필터 응답을 발생시키기 위해 제2차동 지연 양이 될 때와 같이 상기 추가의 베이스밴드 입력 신호를 그 자신과 결합하는 제2콤 필터와;
제1진폭 검출 응답이 발생되도록 상기 제1콤 필터 응답의 진폭을 검출하기 위한 제1진폭 검출기와;
제2진폭 검출 응답이 발생되도록 상기 제2콤 필터 응답의 진폭을 검출하기 위한 제2진폭 검출기; 및,
상기 제1진폭 검출 응답과 상기 제2진폭 검출 응답을 비교하고, 상기 제 1 및 제2진폭 검출 응답이 규정양 이상만큼 차이가 나는 경우와 그러한 경우에만 상기 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다는 것을 나타내는 상기 신호를 공급하기 위한 진폭 비교기를 구비하는 것을 특징으로 한다.
상기 DTV 신호 수신기는 선행배치되는 회로의 시스템 기능의 직접적인 조건에 민감하지 않은 특수 형태의 동일-채널 간섭 검출기를 구비한다. 상기 DTV 신호 수신기는 증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비전 신호를 공급하기 위한 증폭기 회로와, 동일-채널 간섭 검출기에 그 입력신호로서 공급되는 최소 하나의 베이스밴드 신호를 공급하기 위해 상기 증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비전(DTV) 신호에 응답하는 복조 회로를 구비한다. 상기 최소 하나의 베이스밴드 신호는 상기 DTV 신호 수신기에 내장되는 심볼 디코딩 장치에 공급되는, 일부 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트를 포함하는 I-채널 베이스밴드 신호를 구비한다. 상기 심볼 디코딩 장치는 심볼 디코딩될 상기 I-채널 베이스밴드 신호에 수반되는 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 아티팩트를 억압하기 위해 선택적으로 동작가능한 필터를 구비한다. 이러한 필터는 상기 심볼 디코딩 장치가 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭의 존재를 나타내는 신호를 수신한다. 상기 DTV 신호 수신기에 내장되는 오류 정정 회로는 상기 심볼 디코딩 장치에서 공급된 심볼 디코딩 결과에 발생된 오류를 정정하도록 연결된다. 동일-채널 간섭 검출기는 다음과 같은 구성을 갖는다.
제1콤 필터는 상기 동일-채널 간섭 검출기에 입력신호로서 공급되는 하나의 베이스밴드 신호를 제1차동 지연양이 될 때와 같이 하나의 베이스밴드 신호와 차동결합하여, 제1콤 필터 응답을 발생시킨다. 이같은 제1콤 필터 응답으로, 상기 반송파의 동기 검출로 인해 야기되는 시스템 특성의 직접적인 조건 및 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트가 억압된다. 제2콤 필터는 상기 동일-채널 간섭 검출기에 입력신호로서 공급되는 하나의 베이스밴드 신호를 제2차동 지연양이 될 때와 같이 하나의 베이스밴드 신호와 차동결합하여 제2콤 필터 응답을 발생시킨다. 이러한 제2콤 필터 응답으로, 상기 반송파의 동기 검출로 인해 야기되는 시스템 특성의 직접적인 조건은 억압되고, 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트는 강화된다. 제1진폭 검출기는 제1진폭 검출 응답이 발생되도록 상기 제1콤 필터 응답의 진폭을 검출하고, 제2진폭 검출기는 제2진폭 검출 응답이 발생되도록 상기 제2콤 필터 응답의 진폭을 검출한다. 진폭 비교기는 상기 제1진폭 검출 응답과 상기 제2진폭 검출 응답을 비교하고, 상기 제1 및 제2진폭 검출 응답이 규정양 이상만큼 차이가 나는 경우와 그러한 경우에만 상기 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다는 것을 나타내는 상기 신호를 공급한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하며, 도면전체를 통하여 동일한 부분에는 동일한 도면부호를 사용하기로 한다. 또한, 본 발명의 주제와 관련이 없는 공지 구성요소의 기능에 대한 상세한 설명은 본 명세서에서 생략하기로 한다.
전자 설계분야에 종사하는 당업자들이 이해하고 있는 바와 같이, 첨부도면에 도시된 회로의 여러곳에서, 동작 순서를 정확히 하기 위해 시밍 지연부(shimming delays)가 삽입된다. 특정 시밍 지연 요건에 관해 비정상적인 그 어떤것이 있다면, 본 명세서에서는 명확하게 언급되지 않을 것이다.
도 1은 디지털 비디오 카셋 레코더(DVCR)에 의한 레코딩 또는 텔레비전 세트에서의 MPEG-2 디코딩 및 디스플레이에 적합한 오류-정정 데이터를 복원하는데 사용되는 디지털 텔레비전 신호 수신기를 도시한 것이다. 도 1의 DTV 신호 수신기는 수신 안테나 8로 부터 텔레비전 방송 신호를 수신하는 것으로서 도시되지만, 안테나 대신에 케이블 네트워크로 부터 신호를 수신할 수 있다. 상기 텔레비전 방송 신호는 DTV 수신기의 프런트 엔드(front end) 10에 입력신호로서 공급된다. 상기 DTV 수신기의 프런트 엔드 10은 일반적으로, 무선-주파수 텔레비전 신호를, 잔류-측파대 DTV 신호를 얻기 위한 중간-주파수(IF) 증폭기 체인 12에 입력 신호로서 공급되는 중간-주파수(IF) 텔레비전 신호로 변환하기 위한 무선-주파수 증폭기 및 제1검출기를 구비한다. 상기 DTV 신호 수신기는 상기 제1검출기에 의해 극초단파(UHF;Ultra-High-Frequency) 대역으로 변환된 DTV 신호를 증폭하기 위한 중간-주파수(IF) 증폭기, 상기 증폭된 DTV 신호를 VHF(Very-High-Frequency; 초단파) 대역으로 변환하기 위한 제2검출기 및 상기 VHF 대역으로 변환된 DTV 신호를 증폭하기 위한 또 다른 중간-주파수(IF) 증폭기를 구비하는 IF 증폭기 체인 12를 갖는 복수 변환 방식으로 구성되는 것이 유리하다. 만약, 베이스밴드로의 복조가 디지털 방식으로 수행된다면, 상기 IF 증폭기 체인 12는 상기 증폭된 DTV 신호를 기저대에 가까운 최종 중간-주파수 대역으로 변환하기 위한 제3검출기를 추가로 구비할 것이다.
SAW(surface-acoustic-wave) 필터는 채널 선택 응답을 형성하고 인접 채널을 제거하도록, 상기 UHF 대역을 위한 IF 증폭기에서 사용되는 것이 유리하다. 상기 SAW 필터는 유사 주파수 및 고정 진폭을 갖는 파일럿 반송파 및 VSB DTV 신호의 억압 반송파 주파수로 부터 5.38 MHz 이상 떨어진 곳에서 신속하게 컷 오프된다. 따라서, 상기 SAW 필터는 임의의 동일-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 많은 양의 주파수-변조(FM) 음성 반송파를 제거한다. 상기 IF 증폭기 체인 12에서 임의의 동일-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 FM 음성 반송파를 제거함으로써, 베이스밴드 심볼을 복원하기 위해 최종 IF 신호가 검출될 때 발생되는 반송파의 아티팩트가 방지되고, 심볼 디코딩중에 상기 베이스밴드 심볼의 데이터-슬라이싱을 간섭하는 상기 아티팩트를 예측할 수 있다. 상기 심볼 디코딩중에 상기 베이스밴드 심볼의 데이터-슬라이싱을 간섭하는 상기 아티팩트의 방지는, 특히 상기 콤 필터에서의 차동 지연이 몇 개의 심볼 주기보다 많을 경우, 데이터-슬라이싱 과정의 이전단계인 콤 필터링 과정에 의존하여 달성되는 것보다 더 낫다.
상기 IF 증폭기 체인 12에서 발생되는 최종 IF 출력신호는 실 베이스밴드 신호(real baseband signal) 및 허 베이스밴드 신호(imaginary baseband signal)를 복원하기 위해 최종 중간-주파수 대역의 잔류 측파대 진폭 변조 DTV 신호를 복조하는 복소 복조기(complex demodulator) 14에 공급된다. 이러한 복조는 예컨대, 미국 특허 제 5,479,449호에 설명된 것과 같은, 적은 메가사이클 범위의 최종 중간-주파수 대역의 아날로그-디지털 변환 이후에 디지털 방식으로 수행될 수도 있다. 이와는 달리, 상기 복조는 아날로그 방식으로 수행될 수도 있는데, 이 경우, 그 결과는 통상적으로 또 다른 처리과정을 용이하게 하기 위해 아날로그-디지털 변환과정을 거치게 된다. 복소 복조는 동위상(in-phase)(I) 동기 복조 및 직교-위상(quadrature-phase)(Q) 동기 복조에 의해 수행되는 것이 바람직하다. 상기 복조 과정의 디지털 결과값은 일반적으로 8-비트 정도의 확도(accuracy)를 가지며, 데이터의 N-비트를 부호화하는 2N-레벨 심볼을 설명한다. 최근, 2N은, 도 1의 DTV 신호 수신기가 상기 안테나 8을 통해 공중파 방송(through-the-air broadcast)을 수신하는 경우에는 8 이고, 도 1의 DTV 신호 수신기가 유선방송(cablecast)을 수신하는 경우에는 16 이다. 본 발명은 지상에서의 공중파 방송 수신과 관련이 있고, 도 1은 수신된 유선 송신신호에 대한 심볼 디코딩 및 오류-정정 디코딩 기능을 제공하는 DTV 신호 수신기의 일부 회로들을 도시하는 것은 아니다.
심볼 동기화 및 등화 회로 16은 적어도 복소 복조기 14의 동위상(I-채널)베이스밴드 신호의 디지털화된 실 샘플(real samples)을 수신한다. 또한, 도 1의 DTV 신호 수신기의 상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16은 직교-위상(Q-채널) 베이스밴드 신호의 디지털화된 허 샘플(imaginary samples)을 수신한다. 상기 심볼 동기화 및 등화회로 16은 수신된 신호의 고스트 및 틸트(ghost and tilt)를 보상하는 조절가능한 가중 계수(adjustable weighting coefficients)를 갖는 디지털 필터를 구비한다. 상기 심볼 동기화 및 등화회로 16은 심볼 동기화 또는 탈-회전(de-rotation) 기능은 물론, 진폭 등화 및 고스트 제거 기능을 제공한다. 진폭 등화이전에 심볼 동기화가 달성되는 심볼 동기화 및 등화 회로는 미국 특허 제 5,479,449호에 공지되어 있다. 그러한 설계에 있어서, 상기 복소 복조기 14는 실 베이스밴드 신호 및 허 베이스밴드 신호를 포함하는 오버샘플링된 복조기 응답을 상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16에 공급할 것이다. 심볼 동기화 이후에, 정상 심볼 레이트로 베이스밴드 I-채널 신호를 추출하고, 진폭 등화 및 고스트 제거에 사용되는 디지털 필터링을 통해 샘플 레이트를 감소시키기 위해 상기 오버샘플링된 데이터가 데시메이팅(decimated)처리 된다. 진폭 등화 과정이 심볼 동기화 과정에 선행하는 심볼 동기화 및 등화 회로에 있어서, 탈-회전또는 위상 트랙킹(phase tracking)역시 디지털 신호 수신기 설계에 종사하는 기술자들에게 이미 공지되어 있다.
상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16의 출력신호의 각 샘플은 약 10 비트정도로 분해되고, 사실상, (2N=8) 레벨중 하나를 나타내는 아날로그 심볼을 디지털 형태로 설명한 것이다. 상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16의 출력신호는 여러 공지된 방법중 어느 한 방법에 의해 신중히 이득-제어처리되어, 심볼에 대한 이상적인 스텝 레벨(ideal step levels)이 공지된다. 그러한 이득 제어의 응답 속도는 대단히 빠르기 때문에, 한 가지 이득 제어 방법에 의해, 상기 복소 복조기 14로 부터 공급된 실 베이스밴드 신호의 직접 성분이 +1.25의 정규화 레벨로 조절된다. 이러한 이득 제어 방법은 일반적으로, 미국 특허 제5,479,449호에 설명되어 있고, 1997년 6월 3일자로 공고된 C.B.Patel씨등의 Automatic Gain Control of Radio Receiver for Receiving Digital High-Definition Television Signals(디지털 고 해상도 텔레비전 신호를 수신하기 위한 무선 수신기의 자동 이득 제어)라는 발명의 명칭의 미국 특허 제5,573,454호에 보다 상세히 설명되어 있고, 본 명세서에도 참고로 언급되어 있다.
상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16의 출력 신호는 등화된 베이스밴드 I-채널 신호로 부터 데이터 필드 동기화 정보 DFS 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 DSS를 복원하는 데이터 동기 검출 회로 18에 그 입력 신호로서 공급된다. 이와는 달리, 상기 데이터 동기 검출 회로 18의 입력 신호는 등화과정 이전에 얻어질 수 있다.
상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16에서 출력신호로서 공급된 정상 심볼 레이트의 상기 등화 I-채널 신호 샘플은 NTSC-제거 콤 필터 20에 그 입력 신호로서 인가된다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 20은 2N-레벨 심볼의 차동 지연 스트림 쌍을 발생시키기 위한 제1지연기 201 및, 상기 콤 필터 20의 응답이 발생되도록 상기 차동 지연 심볼 스트림을 선형으로 결합하기 위한 제1선형 콤바이너 202를 구비한다. 미국 특허 제5,260,793호에 설명된 바와같이, 상기 제1지연기 201은 12개의 2N-레벨 심볼의 주기와 동일한 지연을 제공하고, 상기 제1선형 콤바이너 202는 감산기(제1 및 제2선형 콤바이너중 하나는 감산기이고 다른 하나는 가산기임)가 될 수 있다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 20의 출력신호의 각 샘플은 약 10 비트 정도로 분해되고, 사실상, (14N-1)=15 레벨중 하나를 나타내는 아날로그 심볼을 디지털 형태로 설명한 것이다.
그 입력 신호의 직접 바이어스 성분(즉, 디지털 샘플로 표현되는 시스템 함수의 직접항(direct term))을 억압할 수 있도록 상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16이 설계되는 것으로 생각된다. 콤 필터 20의 입력 신호로서 공급되는 상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16의 출력신호의 각 샘플은 사실상, 정규화 레벨 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5 및 +7중 하나를 나타내는 아날로그 심볼을 디지털 형태로 설명한 것이다. 이들 심볼 레벨은 홀수 심볼 레벨로 명명되고 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22에 의해 검출되어, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110 및 111이라는 중간 심볼 디코딩 결과가 각각 발생된다.
상기 콤 필터 20의 출력신호의 각 샘플은 사실상, 정규화 레벨 -14, -12, -10, -8, -6, -4, -2, 0, +2, +4, +6, +8, +10, +12 및 +14중 하나를 나타내는 아날로그 심볼을 디지털 형태로 설명한 것이다. 이들 심볼 레벨은 짝수 심볼 레벨로 명명되고 짝수-레벨 데이터-슬라이서 24에 의해 검출되어 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110 및 111이라는 프리코딩된 심볼 디코딩 결과가 각각 발생된다.
상기 데이터 슬라이서 22 및 24는 상세한 설명에서 이러한 관점으로 생각되는 소위 하드 디시전(hard decision) 형태로 구성되거나, 비터비 디코딩 방식(viterbi decoding scheme)을 수행하는데 사용되는 소위 소프트 디시전(soft decision) 형태로 구성될 수 있다. 회로의 위치를 변경하고 그 슬라이싱 범위를 수정할 바이어스를 제공하기 위한 멀티플렉서 연결부를 이용하여, 상기 홀수-레벨 데이터-슬라이서 22 및 짝수-레벨 데이터-슬라이서 24를 단일 데이터-슬라이서로 교체할 수 있는 배치상태가 가능하지만, 이러한 배치는 동작의 복잡성으로 인하여 바람직하지 못하다.
상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16은 그 입력 신호의 직접 바이어스 성분(즉, 디지털 샘플로 표현되는 시스템 함수의 직접 항)을 억압할 수 있도록 설계되는 것으로 생각되고, 상기 직접 바이어스 성분은 +1.25의 정규 레벨을 가지며, 파일럿 반송파의 검출로 인해, 상기 복소 복조기 14로 부터 공급된 실 베이스밴드 신호에서 나타난다. 실제로는, 상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16은 그 입력 신호의 직접 바이어스 성분을 보존할 수 있도록 설계됨으로써, 적어도 부분적으로는, 상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16의 등화 필터의 설계가 다소 단순화된다. 따라서, 상기 홀수-레벨 데이터-슬라이서 22의 데이터-슬라이싱 레벨은 그 입력 신호로 데이터 스텝에 수반되는 직접 바이어스 성분을 고려하도록 오프셋된다. 상기 제1선형 콤바이너 202가 감산기인 경우, 상기 심볼 동기화 및 등화 회로 16이 그 입력 신호의 시스템 함수의 직접 항을 억압 또는 보존하도록 설계될 것인지의 여부는 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24의 데이터 슬라이싱 레벨과 관련하여 볼때 별로 중요하지 않다. 그러나, 상기 제1지연기 201에 의해 제공된 차동 지연이 선택되어 상기 제1선형 콤바이너 202가 가산기가 되는 경우에, 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24의 데이터 슬라이싱 레벨은 그 입력 신호로 데이터 스텝에 수반되는 두배의 직접 바이어스 성분을 고려하도록 오프셋 되어져야 한다.
심볼간-간섭 억압 콤 필터(intersymbol-interference suppression comb filter) 26은 상기 콤 필터 20에 의해 유입된 ISI(intersymbol interference: 심볼간 간섭)가 억압되는 필터 응답을 발생시키기 위해 상기 데이터 슬라이서 22 및 24에 후속배치되어 사용된다. 상기 ISI-억압 콤 필터 26은 3-입력 멀티플렉서 261, 제2선형 콤바이너 262 및, 상기 NTSC-제거 콤 필터 20의 상기 제1지연기 201의 지연과 동일한 지연을 갖는 제2지연기 263을 구비한다. 상기 제2선형 콤바이너 262는 만약, 상기 제1선형 콤바이너 202가 감산기인 경우에는 모듈로-8 가산기가 되고, 만약, 상기 제1선형 콤바이너 202가 가산기인 경우에는 모듈로-8 감산기가 된다. 상기 제1선형 콤바이너 202 및 상기 제2선형 콤바이너 262는 관련 샘플 레이트를 충분히 지원하기 위한 선형 결합 동작을 향상시키기 위해 각각의 판독-전용 메모리(ROMs)로 구성될 수도 있다. 상기 멀티플렉서 261의 출력 신호는 상기 ISI-억압 콤 필터 26의 응답을 제공하고, 상기 제2지연기 263에 의해 지연된다. 상기 제2선형 콤바이너 262는 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24로 부터 프리코딩된 심볼 디코딩 결과를 상기 제2지연기 263의 출력 신호와 결합한다.
상기 멀티플렉서 261의 출력 신호는 컨트롤러 28로 부터 상기 멀티플렉서 261에 공급되는 제1, 제2 및 제3상태의 멀티플렉서 제어 신호에 응답하여 선택되는 것과 같이, 상기 멀티플렉서 261에 인가되는 3가지 입력 신호중 하나를 재생한다. 상기 멀티플렉서 261의 제1입력 포트는 상기 등화 베이스밴드 I-채널 신호로 부터의 데이터 필드 동기화 정보 DFS 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 DSS가 상기 데이터 동기 검출회로 18에 의해 복원되는 동안, 상기 컨트롤러 28내의 메모리에서 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 수신한다. 상기 컨트롤러 28은 상기 복원 시간동안에 상기 제1상태의 멀티플렉서 제어신호를 상기 멀티플렉서 261에 공급하여, 상기 컨트롤러 28내의 메모리에서 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력 신호인 최종 코딩 결과로서 공급하도록 상기 멀티플렉서 261을 조절한다. 상기 홀수-레벨 데이터-슬라이서 22는 중간 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 상기 멀티플렉서 261의 제2입력 포트에 공급한다. 상기 멀티플렉서 261은 상기 제2상태의 멀티플렉서 제어 신호에 의해 조절되어, 중간 심볼 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서 261로 부터 공급된 최종 코딩 결과로 재생시킨다. 상기 제2선형 콤바이너 262는 ISI-억압 콤 필터링된 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 상기 멀티플렉서 261의 제3입력 포트에 공급한다. 상기 멀티플렉서 261은 상기 제3상태의 멀티플렉서 제어 신호에 의해 조절되어, ISI-억압 콤 필터링된 심볼 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서 261로 부터 공급된 최종 코딩 결과로 재생시킨다. 상기 ISI-억압 콤 필터 26의 ISI-억압 필터링된 심볼 디코딩 결과에서 발생한 실행 에러(running errors)는 데이터 동기 검출 회로 18이 데이터 필드 동기화 정보 DFS 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 DSS를 복원하는 동안, 상기 컨트롤러 28내의 메모리에서 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 피드백 처리함으로써 감소될 수 있다.
상기 ISI-억압 콤 필터 26의 상기 멀티플렉서 261의 출력 신호는 트렐리스 디코더 회로(trellis decoder dircuitry) 32에 인가하기 위해 데이터 어셈블러 30에 의해 어셈블링된 3-병렬-비트 군(3-parallel-bit groups)으로 이루어진 최종 심볼 디코딩 결과를 포함한다. 상기 트렐리스 디코더 회로 32는 일반적으로 12개의 트렐리스 디코더를 사용한다. 트렐리스 디코딩 결과는 역-변환(de-commutation)을 위해 상기 트렐리스 디코더 회로 32로 부터 데이터 디-인터리버(de-interleaver) 회로 34에 공급된다. 바이트 빌딩(BYTE BUILDING) 회로 36은 상기 데이터 디-인터리버 34의 출력 신호를 리드-솔로몬 오류-정정 부호화 바이트로 변환하여, 리드-솔로몬 디코더 회로 38에 인가하고, 상기 리드-솔로몬 디코더 회로 38은 리드-솔로몬 디코딩 동작을 수행하여 데이터 디-랜더마이저(de-randomizer) 40에 공급되는 오류-정정된 바이트 스트림을 발생시킨다. 상기 데이터 디-랜더마이저 40은 재생 데이터를 상기 수신기의 잔여 구성요소(도시생략)에 공급한다. 완전한 DTV 수신기의 상기 잔여 구성요소는 패킷 분류기, 음성 디코더, MPEG-2 디코더등의 구성요소들을 포함할 것이다. 디지털 테이프 레코더/재생기에 내장되는 DTV 수신기의 잔여 구성요소는 데이터를 기록 형식으로 변환하기 위한 회로를 포함할 것이다.
입력 신호의 직접 바이어스 성분에 민감하지 않은 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44는 도 1의 DTV 신호 수신기의 베이스밴드 I-채널 신호인 그 입력 신호에 있는 NTSC 동일-채널 간섭에서 발생되는 아티팩트의 강도를 검출하는데 사용된다.
상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44는 NTSC 동일-채널 간섭이 상기 홀수-레벨 데이터-슬라이서 22에 의해 수행되는 데이터-슬라이싱 과정에서 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 강도를 가졌는지의 여부를 나타내는 표시를 상기 컨트롤러 28에 공급한다. 만약, 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44가 상기 NTSC 동일-채널 간섭이 상기한 강도를 갖지 않은 것으로 표시하면, 상기 컨트롤러 28은 대부분의 시간에는 상기 제2상태의 멀티플렉서 제어 신호를 상기 멀티플렉서 261에 공급할 것이다. 이러한 경우가 발생하지 않는 유일한 시기는 데이터 필드 동기화 정보 DFS 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 DSS가 상기 데이터 동기 검출 회로 18에 의해 복원되는 시기이고, 따라서 상기 컨트롤러 28은 상기 제1상태의 멀티플렉서 제어 신호를 상기 멀티플렉서 261에 공급한다. 상기 멀티플렉서 261은 상기 홀수-레벨 데이터-슬라이서 22로 부터 공급된 중간 심볼 디코딩 결과를 그 출력 신호로서 재생시키도록 상기 제2상태의 멀티플렉서 제어 신호에 의해 조절된다.
만약, 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44가 상기 NTSC 동일-채널 간섭이 상기 홀수-레벨 데이터-슬라이서 22에 의해 수행되는 데이터-슬라이싱 과정에서 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 강도를 가진 것으로 표시하면, 상기 컨트롤러 28은 대부분의 시간에는 상기 제3상태의 멀티플렉서 제어 신호를 상기 멀티플렉서 261에 공급할 것이다. 이러한 경우가 발생하지 않는 유일한 시기는 데이터 필드 동기화 정보 DFS 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 DSS가 상기 데이터 동기 검출 회로 18에 의해 복원되는 시기이고, 따라서 상기 컨트롤러 28은 상기 제1상태의 멀티플렉서 제어 신호를 상기 멀티플렉서 261에 공급한다. 상기 멀티플렉서 261은 상기 제2선형 콤바이너 262에서 발생되어 제2선형 콤바이닝 결과로서 공급되는 ISI-억압-필터링된 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생시키도록 상기 제3상태의 멀티플렉서 제어 신호에 의해 조절된다.
도 2는 동일-채널 NTSC 간섭을 억압하기 위한 콤 필터링 과정이 이용되는지의 여부에 따라 도 1의 DTV 신호 수신기에서 등화 과정이 어떻게 수정되는지를 보여주는 플로우챠트를 나타낸 것이다. 본 발명자는 베이스밴드 심볼 코딩과정에서 동일-채널 NTSC 간섭의 아티팩트가 존재함으로써 만약, 이들 아티팩트를 제거하기 위한 특별한 조치가 취해지지 않는다면, 등화 필터 커넬 계수(kernel coefficients)의 계산시에 오류가 일어날 수 있음을 지적하고 있다.
초기 단계 S1에서, 디지털 텔레비전 신호의 복소 복조과정은 도 1의 DTV 신호 수신기의 복소 복조기 14에 의해 연속적으로 수행되어, 수신 I-채널 베이스밴드 신호와, 상기 수신 I-채널 베이스밴드 신호와 직교관계에 있는 수신 Q-채널 베이스밴드 신호가 분리된다. 도 1의 DTV 신호 수신기의 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44에 연속적으로 수행되는 판정 단계 S2에서는, 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 상기 수신 I-채널 베이스밴드 신호에 수반되는지의 여부가 판정된다.
DTV 신호 수신기의 상당한 양의 동일-채널 NTSC 간섭은, 트렐리스 디코딩 과정중에 초래되는 오류 횟수로 인해 트렐리스 디코딩 과정이후의 2-차원 리드-솔로몬 디코딩 과정의 오류 정정 능력이 크게 초과되는 레벨이다. 정상적인 백그라운드 잡음이 섞인 수신 상황하에서는, 결국 복원된 데이터에 상당한 횟수의 비트 오류가 야기된다. 특수 설계된 DTV 신호 수신기의 상기 상당한 양의 동일-채널 NTSC 간섭은 그 원형(prototype)에 대해 실시한 실험을 통해 쉽게 결정될 수 있다.
만약, 상기 판정 단계 S2에서 미량의 동일-채널 NTSC 간섭이 상기 수신 I-채널 베이스밴드 신호에 수반된 것으로 판정되면, 디지털 등화 필터의 커넬 가중치(kernel weights)를 조절하는 단계 S3와, 상기 단계 S3에서 발생된 등화 필터 응답을 심볼 디코딩하는 그 후속 단계 S4가 수행된다. 상기 커넬 가중치를 조절하는 단계 S3은, 상기 디지털 등화 필터가 상기 I-채널 베이스밴드 신호에 정합된 응답을 공급하도록 수행된다. 상기 등화 필터 응답을 심볼 디코딩하는 단계 S4가 수행됨으로써, 오류 정정을 위해 심볼 디코딩 결과를 트렐리스 디코딩 처리하는 후속 단계 S5에서 사용되는 심볼 디코딩 결과가 발생된다. 트렐리스 디코딩 과정을 수행하는 단계 S5에 이어서 트렐리스 디코딩의 결과로서 오류 정정을 위해 리드-솔로몬 디코딩 과정을 수행하는 단계 S6이 수행된 다음, 리드-솔로몬 디코딩 과정의 결과를 디포맷팅(deformatting)하기 위한 단계 S7이 수행된다.
한편, 상기 판정 단계 S2에서, 다량의 동일-채널 NTSC 간섭이 상기 수신 I-채널 베이스밴드 신호, 상기 수신 I-채널 베이스밴드 신호를 콤 필터링하기 위한 단계 S8이 적절한 콤 필터를 이용하여 수행된다. 직렬처리된 디지털 등화 필터와 콤 필터의 응답을 상기 필터 캐스케이드용의 이상적인 응답(ideal response)에 일치시키기 위해 상기 디지털 등화 필터의 커넬 가중치가 조절된다. 상기 필터 캐스케이드의 응답을 심볼 디코딩하기 위한 단계 S10이 수행된 다음, 상기 심볼 디코딩 응답을 포스트코딩하기 위한 단계 S11가 수행되어 상기 트렐리스 디코딩 과정을 수행하는 단계 S5에서 사용될 정정된 심볼 디코딩 결과를 얻을 수 있다. 상기 트렐리스 디코딩 과정을 수행하는 단계 S5에 후속하여 트렐리스 디코딩의 결과로서 오류 정정을 위한 리드-솔로몬 디코딩 과정을 수행하는 단계 S6 및 리드-솔로몬 디코딩 과정의 결과를 디포맷팅하기 위한 단계 S7이 계속하여 수행된다.
디지털 등화 필터 응답을 등화하기 위한 단계 S3에서 디지털 등화 필터의 커넬 가중치를 조절하는데 사용되는 보조방법은 종래기술에서 사용되는 디지털 등화 필터의 커넬 가중치의 조절과 유사하다. 이러한 조절은, 수신 데이터 필드 동기화 코드 또는 그 규정 코드부의 이산 푸리에 변환(DFT:discrete Fourier transform)을 계산하고, 상기 수신 데이터 필드 동기화 코드 또는 그 규정 코드부의 이산 푸리에 변환(DFT)을 이상적인 데이터 필드 동기화 코드 또는 그 규정 코드부의 DFT로 나누어 DTV 전송 채널의 DFT를 결정함으로써 가능하다. 상기 DTV 전송 채널의 DFT는 가장 큰 항에 대해 정규화되어 채널이 특성화되고, 상기 디지털 등화 필터의 커넬 가중치가 선택되어 채널을 특성화시키는 정규화된 DFT가 보완된다. 이러한 조절 방법은 예컨대, METHODS FOR OPERATING GHOST-CANCELATION CIRCUITRY FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER(TV 수신기또는 비디오 레코더용의 고스트-소거 회로를 작동하는 방법)이라는 발명의 명칭으로 1994년 7월 19일자 공고된 C.B.Patel씨등의 미국 특허 제5,331,416호에 보다 상세히 설명되어 있다. 이러한 방법은, 초기 조절이 적응 동기화를 이용하는 것보다 더 신속히 이루어지 때문에 디지털 등화 필터의 커넬 가중치의 초기 조절용으로 바람직하다. 상기 디지털 등화 필터의 커넬 가중치를 초기 조절한 후에, 적응 등화 방법이 우선적으로 선택된다.
적응 등화를 수행하기 위한 블록 LMS 방법은, RAPID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATION FILTERING FOR DIGITAL RAPID RECEIVERS, SUCH AS HDTV RECEIVERS(HDTV 수신기와 같은 디지털 고속 수신기를 위한 고속 갱신 적응 채널-등화 필터링 과정)이라는 발명의 명칭으로 1997년 7월 15일자 공고된 J.Yang씨 등의 미국 특허 제5,648,987호에 개시되어 있다. 적응 등화과정을 수행하기 위한 연속 LMS 방법은 DYNAMICALLY ADAPTIVE EQUALIZER SYSTEM AND METHOD(동적 적응 등화기 시스템 및 방법)이라는 발명의 명칭으로 1997년 4월 4일자 공고된 A.L.R.Limberg씨 등의 미국 특허 출원 제08/832,674호에 개시되어 있다.
단계 S9에서, 상기 직렬연결된 디지털 등화 필터와 콤 필터의 응답을 상기 필터 캐스케이드를 위한 이상적인 응답과 일치시키기 위해 상기 디지털 등화 필터의 커넬 가중치를 조절하기 위한 보조 방법을 수행하기 위해 DTF가 사용될 수 있다. 상기 DTF는 특히, 적응 등화 과정으로 변환하기 전에 DFS 코드 또는 트레이닝 신호인 그 규정 부분의 사용에 기초한 고속의 초기 등화 과정을 수행할 경우에 유용하다. NTSC 아티팩트를 제거하기 위한 콤 필터 20에 의해 콤 필터링된 것과 같이 수신 DFS 코드 또는 그 규정 코드부의 DFT(이산 푸리에 변환)가 계산된다. 그런 다음, 상기 DFT는 콤 필터링된 것과 같이 상기 이상적인 DFS 코드또는 그 규정 코드부의 DFT를 이상적인 데이터 필드 동기화 코드 또는 그 규정 코드부의 DFT로 나누어 짐으로써, DTV 전송 채널의 특성을 나타내는 DFT를 결정할 수 있다. 상기 DTV 전송 채널의 DFT는 가장 큰 항에 대해 정규화되어 채널이 특성화되고, 상기 디지털 등화 필터의 커넬 가중치가 선택되어 채널을 특성화시키는 정규화된 DFT가 보완된다. 상기 디지털 등화 필터의 커넬 가중치의 초기 조절이후, 적응 등화 방법(adaptive equalization method)을 이용하는 것이 바람직하다. 이들 적응 등화 방법은, NTSC 아티팩트를 제거하기 위한 상기 콤 필터 20을 이용하여 가능한 유효 신호 상태의 수가 두배가 된다는 점에서 NTSC 동일-채널 간섭의 아티팩트가 미량일 때 사용되는 방법과는 차이가 있다.
도 3은 베이스밴드 I-채널 신호가 아닌 베이스밴드 Q-채널 신호가 입력신호로서 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44에 인가된다는 점에서 도 1의 DTV 신호 수신기와 상이한 DTV 신호 수신기의 구성을 도시한 블록도이다. 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44는 베이스밴드 Q-채널 신호의 NTSC 동일-채널 간섭으로 부터 야기되는 아티팩트의 강도를 검출하는데 사용된다. 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44의 검출 응답은 복소 복조기 14의 동기 검출기의 위상-동기(phase-lock)가 확립될 시간동안 베이스밴드 Q-채널 신호에 나타나는 일부 직접 바이어스 성분에 민감하지 않다. 따라서, 심볼 동기화 및 등화회로 16에서 등화 필터링을 위한 가중 계수를 계산함에 있어 베이스밴드 신호와 콤 필터링 베이스밴드 신호간에는 스위칭 작용이 없다. DTV 신호(예, 약 신호(weak signal) 수신시 불량 위상-동기에 기인함)를 획득하는 상기 DTV 신호 수신기 이후의 상기 베이스밴드 Q-채널 신호에 나타나는 일부 직접 바이어스 성분 역시 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44의 검출 응답에는 영향을 미치지 않을 것이다. 도 3의 DTV 신호 수신기에서, 상당한 양의 동일-채널 NTSC 간섭이 수신 I-채널 베이스밴드 신호에 수반되는지의 여부에 대한 판정은 상당한 양의 동일-채널 NTSC 간섭이 상기 수신 Q-채널 베이스밴드 신호에 수반되는지의 여부에 대한 판정으로 부터 추론된다.
도 4는 NTSC 동일-채널 간섭을 억압하기 위한 콤 필터링 과정이 이용되는지의 여부에 따라 도 3의 DTV 신호 수신기에서 등화 과정이 어떻게 수정되는지를 보여주는 플로우챠트이다. 도 3의 DTV 신호 수신기에 대한 도 4의 플로우챠트는 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 수신 Q-채널 베이스밴드 신호에 수반되는지의 여부를 판정하는 판정 단계 S02가 상당한 양의 동일-채널 간섭이 수신 I-채널 베이스밴드 신호에 수반되는지의 여부를 판정하는 판정 단계 S2를 대신한다는 점에서 도 1의 DTV 신호 수신기에 대한 도 2의 플로우챠트와는 그 내용이 다르다.
도 5는 상기 NTSC-제거 콤 필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터 120 및 상기 ISI-억압 콤 필터 26의 한 변형된 구성의 ISI-억압 콤 필터 126을 사용한 도 1또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로 구성의 상세를 도시한 블록도이다. 감산기 1202는 상기 NTSC-제거 콤 필터 120의 제1선형 콤바이너의 기능을 수행하고, 모듈로-8 가산기 1262는 상기 ISI-억압 콤 필터 126의 제2선형 콤바이너의 기능을 수행한다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 120에서는 제1지연기로서 12 심볼 주기의 지연을 나타내는 12-심볼 지연기 1201이 사용되고, 상기 ISI-억압 콤 필터 126에서도 제2지연기로서 12 심볼 주기의 지연을 나타내는 지연기 1263이 사용된다. 상기 각 지연기 1201 및 1263에 의해 표시되는 12-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 fH의 59.75배의 아날로그 TV 영상 반송파의 아티팩트의 1사이클 지연에 가깝다. 상기 12-심볼 지연은 상기 아날로그 TV 수평 주사 주파수 fH의 287.25배의 아날로그 TV 크로미넌스 부반송파의 아티팩트의 5 사이클 지연에 가깝다. 상기 12-심볼 지연은 상기 아날로그 TV 수평 주사 주파수 fH의 345.75배의 아날로그 TV 음성 반송파의 아티팩트의 6사이클 지연에 가깝다. 그 이유는 상기 음성 반송파, 영상 반송파 및 상기 제1지연기 1201에 의해 차동 지연되는 크로미넌스 부반송파에 근접한 주파수에 대한 상기 감산기 1202의 차동 결합된 응답이 동일-채널 간섭을 감소시키려는 경향이 있기 때문이다. 그러나, 수평 주사선을 가로지르는 에지를 갖는 영상 신호 부분에서, 수평 공간 방향으로 떨어져 있는 아날로그 TV 영상 신호의 상관 양(the amount of correlation)은 매우 적다.
도 1의 상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 1261은, 미량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제2상태에 있고, 다량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제3상태에 있게 되는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 상기 멀티플렉서 1261은 상기 12-심볼 지연기 1263에 의해 12 심볼 주기만큼 지연되는, 상기 가산기 1262의 모듈로-8 합산 결과를 상기 가산기 1262에 피가수로서 피드백시키기 위해 그 제3상태에 있는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 조절된다. 이것을, 단일 오류가 매 12 심볼 주기마다 반복발생되는 실행 에러로서 전달되는 모듈러 누산 과정(modular accumulation procedure)이라 한다. 상기 ISI-억압 콤 필터 126에서 발생된 상기 ISI-억압-필터링 심볼 디코딩 결과치의 실행 에러는 DFS 코드를 포함하는 각 데이터 세그먼트의 전체에 걸쳐서 뿐만 아니라 각 데이터 세그먼트의 시작부의 4 심볼 주기에 대한 상기 제1상태에 있는 멀티플렉서 1261에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 그 제1상태에 있는 경우, 상기 멀티플렉서 1261은 도 1의 컨트롤러 28의 메모리로 부터 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생시킨다. 이상적인 심볼 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서 1261속에 인가함으로써, 실행 오류의 발생이 중지된다. 데이터 세그먼트당 4+69(12) 심볼이 존재하기 때문에, 상기 이상적인 심볼 디코딩 결과로 인해 데이터 세그먼트마다 위상에서 4 심볼 주기가 슬립 백(slip back)됨으로써, 실행 에러가 3 데이터 세그먼트 보다 더 오랫동안 지속되지는 않는다.
도 6은 상기 NTSC-제거 콤 필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터 220 및 상기 ISI-억압 콤 필터 26의 한 변형된 구성의 ISI-억압 콤 필터 226을 사용한 도 1 또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로 구성의 상세를 도시한 블록도이다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 220에서는 6 심볼 주기의 지연을 나타내는 제1지연기 2201이 사용되고, 상기 ISI-억압 콤 필터 226에서도 역시 6 심볼 주기의 지연을 나타내는 제2지연기 2263이 사용된다. 상기 각 지연기 2201 및 2263에 의해 표시되는 6-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 fH의 59.75배의 아날로그 TV 영상 반송파의 아티팩트의 0.5 사이클 지연에 가깝고, 상기 아날로그 TV 수평 주사 주파수 fH의 287.25배의 아날로그 TV 크로미넌스 부반송파의 아티팩트의 2.5 사이클 지연에 가까우며, 상기 아날로그 TV 수평 주사 주파수 fH의 345.75배의 아날로그 TV 음성 반송파의 일부 아티팩트의 3 사이클 지연에 가깝다. 가산기 2202는 상기 NTSC-제거 콤 필터 220의 제1선형 콤바이너의 기능을 수행하고, 모듈로-8 감산기 2262는 상기 ISI-억압 콤 필터 226의 제2선형 콤바이너의 기능을 수행한다. 상기 각 지연기 2201 및 2263에 의해 표시되는 지연은, 상기 각 지연기 1201및 1263에 의해 표시되는 지연보다 더 짧기 때문에, 상기 가산기 2202에 의해 가산 결합된 신호의 양호한 반-상관성(good anti-correlation)이 될 가능성이 상기 감산기 1202에 의해 차동 결합된 신호의 양호한 상관성(good correlation)이 될 가능성보다 더 높다. 아날로그 TV 영상 반송파 및 크로마 부반송파에 근접한 주파수로 부터 변환된 아티팩트들은 상기 NTSC-제거 콤 필터 120 응답의 제거-주파수 대역보다 더 넓은 상기 NTSC-제거 콤 필터 220 응답의 제거-주파수 대역에 걸쳐 트랩 필터링(trap-filtered)된다. 상기 NTSC 음성 반송파 아티팩트는 상기 NTSC-제거 콤 필터 220이 아닌 상기 NTSC-제거 콤 필터 120에 의해 트랩 필터링 된다. 그러나, 만약, 동일-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파가 상기 IF 증폭기 체인 12의 SAW 필터링 또는 음성 트랩에 의해 억압되었다면, 상기 NTSC-제거 콤 필터 220의 불충분한 음성 제거는 문제가 되지 않는다. 동기 팁(sync tips)에 대한 응답은 도 5의 상기 NTSC-제거 콤 필터 120이 아닌 도 6의 상기 NTSC-제거 콤 필터 220를 사용하면, 지속적으로 감소되어, 상기 트렐리스 디코딩 및 리드-솔로몬 코딩중에 오류-정정을 압도하려는 경향이 실질적으로 줄어든다.
도 1의 상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 2261은 미량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제2상태에 있고, 다량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제3상태에 있게 되는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 상기 멀티플렉서 2261은 상기 6-심볼 지연기 2263에 의해 6 심볼 주기만큼 지연되는, 상기 감산기 2262의 모듈로-8 합산 결과를 상기 감산기 2262에 피가수로서 피드백시키기 위해 그 제3상태에 있는 제어 신호에 의해 조절된다. 이것을, 단일 오류가 매 6 심볼 주기마다 반복발생되는 실행 에러로서 전달되는 모듈러 누산 과정(modular accumulation procedure)이라 한다. 상기 ISI-억압 콤 필터 226에서 발생된 ISI-억압-필터링 심볼 디코딩 결과치의 실행 에러는 데이터 필드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트의 전체에 걸쳐서 뿐만 아니라 각 데이터 세그먼트의 시작부의 4 심볼 주기에 대한 제1상태에 있는 멀티플렉서 2261에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 그 제1상태에 있는 경우, 상기 멀티플렉서 2261은 도 1의 컨트롤러 28의 메모리로 부터 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생시킨다. 이상적인 심볼 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서 2261의 출력신호속에 삽입함으로써, 실행 오류의 발생이 중지된다. 데이터 세그먼트당 4+138(6) 심볼이 존재하기 때문에, 상기 이상적인 심볼 디코딩 결과로 인해 데이터 세그먼트마다 위상에서 4 심볼 주기가 슬립 백됨으로써, 실행 에러는 2 데이터 세그먼트보다 더 오랫동안 지속될 수 없다. 상기ISI-억압 콤 필터 226에서 실행 에러의 주기가 연장될 가능성은, 비록 상기 실행 에러가 더욱 빈번하게 재발생되고 이 실행 에러가 12개의 인터리빙된 트렐리스 코드의 두배인 트렐리스 코드에 영향을 미친다 하더라도, 상기 ISI-억압 콤 필터 126의 경우에서 보다는 실제로 적다.
도 7은 상기 NTSC-제거 콤 필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터 320 및 상기 ISI-억압 콤 필터 26의 한 변형된 구성의 ISI-억압 콤 필터 326을 사용한 도 1 또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로 구성의 상세를 도시한 블록도이다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 320에서는 아날로그 TV 신호의 두개의 수평 주사선의 주기와 거의 동일한 1368 심볼 주기의 지연을 나타내는 제1지연기 3201이 사용되고, 상기 ISI-억압 콤 필터 326에서도 역시 1368 심볼 주기의 지연을 나타내는 제2지연기 3263이 사용된다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 320의 제1선형 콤바이너는 감산기 3202이고, 상기 ISI-억압 콤 필터 326의 제2선형 콤바이너는 모듈로-8 가산기 3262이다.
상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 3261은, 미량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 2 상태에 있고, 다량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제3상태에 있게 되는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 상기 DTV 신호 수신기는 상기 NTSC 동일-채널 간섭내에서의 교호 주사선(alternate scan lines)사이에 일어난 변화를 검출하기 위한 회로를 포함하는 것이 바람직하므로, 상기 컨트롤러 28은 그러한 상태하에서 상기 멀티플렉서 3261의 제3상태 제어신호의 공급을 억제시킬 수 있다.
상기 멀티플렉서 3261은 상기 2-영상라인 지연기 3263에 의해 1368심볼 주기만큼 지연되는, 상기 가산기 3262의 모듈로-8 합산 결과를 상기 가산기 3262에 피가수로서 피드백시키기 위해 그 제3상태에 있는 제어 신호에 의해 조절된다. 이것을, 단일 오류가 매 1368 심볼 주기마다 반복되는 실행 에러로서 전달되는 모듈러 누산 과정(modular accumulation procedure)이라 한다. 이러한 심볼 코드 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 더 길기 때문에, 단일 실행 에러는 상기 리드-솔로몬 디코딩 과정중에 쉽게 정정된다. 상기 ISI-억압 콤 필터 326에서 발생되는 ISI-억압 필터링 심볼 디코딩 결과치의 실행 에러는 필드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트의 전체에 걸쳐서 뿐만 아니라 각 데이터 세그먼트의 시작부의 4 심볼 주기에 대한 제1상태에 있는 멀티플렉서 3261에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 그 제1상태에 있는 경우, 상기 멀티플렉서 3261은 도 1의 컨트롤러 28의 메모리로 부터 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생시킨다. 이상적인 심볼 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서 3261의 출력신호속에 삽입함으로써, 실행 오류의 발생이 중지된다. 상기 NTSC 영상 필드의 16.67 밀리초(millisecond)의 지속시간은 DTV 데이터 필드의 24.19 밀리초에 대해 위상차(phase slippage)를 나타내기 때문에, 필드 동기를 포함하는 DTV 데이터 세그먼트는 결국 전체 NTSC 프레임 래스터를 주사한다. 상기 NTSC 프레임 래스터의 525개의 라인은 각각 전체 359,100 심볼 주기에 대해 684 심볼 주기를 포함한다. 상기 359,100 심볼 주기는 필드 동기를 포함하는 DTV 데이터 세그먼트의 832 심볼 주기의 432배보다 약간 작기 때문에, 432 데이터 필드보다 더 긴 지속시간의 실행 에러가 데이터 필드 동기를 포함하는 DTV 데이터 세그먼트 동안에 이상적인 심볼 디코딩 결과를 재생시키는 멀티플렉서 3261에 의해 제거될 것이라는 확신을 갖고 추측할 수 있다. 또한, 이상적인 심볼 디코딩 결과를 이용할 수 있는 시작 코드 그룹과 NTSC 영상 주사선의 경우, 데이터 세그먼트사이에는 위상 차가 존재한다. 코드 시작 그룹의 4 심볼 주기의 89,775배인 359,100 심볼 주기는 89,775개의 연속 데이터 세그먼트 동안에 주사된다고 추측할 수 있다. DTV 데이터 필드당 313개의 데이터 세그먼트가 존재하기 때문에, 287 데이터 필드보다 더 긴 지속 시간의 실행 에러는 코드 시작 그룹동안에 이상적인 심볼 디코딩 결과를 재생시키는 멀티플렉서 3261에 의해 제거될 것이라는 것을 확신을 갖고 추측할 수 있다. 실행 에러를 억압하기 위한 두가지 소스는 상호 무관하기 때문에 200개 정도의 데이터 필드보다 더 긴 지속 시간의 실행 에러가 발생할 가능성은 매우 적다. 더욱이, 실행 에러가 재발생되는 경우 NTSC 동일-채널 간섭이 단 번에 로우(low) 상태로 떨어져, 상기 데이터-슬라이서 22의 응답을 그 출력 신호로서 재생하기 위한 상기 멀티플렉서 3261를 조절하게 되면, 그렇지 않은 경우 보다 오류가 더 빨리 정정될 수 있다.
도 7의 NTSC-제거 콤 필터 320의 경우, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생되는 복조 아티팩트 및 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생되는 많은 복조 아티팩트를 억압함에 있어서 그 성능은 매우 우수하다. 이들 아티팩트는 가장 높은 에너지를 갖는 동일-채널 간섭이다. 2 주사선 기간에 걸쳐 아날로그 TV 신호의 영상 내용에 있어서 주사선-대-주사선 변경(scan-line-to-scan-line change)이 일어나는 경우를 제외하고, 상기 NTSC-제거 콤 필터 320은 그 색상과는 무관하게 상기 영상 내용을 억압할 수 있는 우수한 기능을 제공한다. 아날로그 TV 신호의 FM 음성 반송파는, 도 1의 심볼 동기화 및 등화회로 16의 트랙킹 제거 필터(tracking rejection filter)에 의해 억압되지 않는 경우, 상당히 양호하게 억압된다. 대부분의 아날로그 TV 칼러 버스트의 아티팩트 역시, 상기 NTSC-제거 콤 필터 320의 응답으로 억압된다. 더욱이, 상기 NTSC-제거 콤 필터 320에 의해 제공되는 필터링 기능은 상기 트렐리스 디코딩 과정으로 구축되는 NTSC-간섭 제거 기능에 대해 직교(orthogonal)관계에 있다.
도 8은 상기 NTSC-제거 콤 필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터 420 및 상기 ISI-억압 콤 필터 26의 한 변형된 구성의 ISI-억압 콤 필터 426을 사용한 도 1 또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로 구성의 상세를 도시한 블록도이다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 420에서는 아날로그 TV 신호의 262개의 수평 주사선의 주기와 거의 동일한 179,208 심볼 주기의 지연을 나타내는 제1지연기 4201이 사용되고, 상기 ISI-억압 콤 필터 426에서도 역시 179,208 심볼 주기의 지연을 나타내는 제2지연기 4263이 사용된다. 감산기 4202는 상기 NTSC-제거 콤 필터 420의 제1선형 콤바이너의 기능을 수행하고, 모듈로-8 가산기 4262는 상기 포스트코딩 콤 필터 426의 제2선형 콤바이너의 기능을 수행한다.
도 1의 상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 4261은, 미량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제2상태에 있고, 다량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제3상태에 있게 되는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 상기 DTV 신호 수신기는 상기 NTSC 동일-채널 간섭내에서의 필드-대-필드(field-to-field) 변화를 검출하기 위한 회로를 포함하는 것이 바람직하므로, 상기 컨트롤러 28은 그러한 상태하에서 상기 멀티플렉서 4261의 제3상태 제어신호의 공급을 억제시킬 수 있다.
상기 멀티플렉서 4261은 상기 262-영상라인 지연기 4263에 의해 179,208심볼 주기만큼 지연되는, 상기 가산기 4262의 모듈로-8 합산 결과를 상기 가산기 4262에 피가수로서 피드백시키기 위해 그 제3상태에 있는 제어 신호에 의해 조절된다. 이것을, 단일 오류가 매 179,208 심볼 주기마다 반복되는 실행 에러로서 전달되는 모듈러 누산 과정이라 한다. 이러한 심볼 코드 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 더 길기 때문에, 단일 실행 에러는 상기 리드-솔로몬 디코딩 과정중에 쉽게 정정된다. 상기 ISI-억압 콤 필터 426에서 발생된 ISI-억압 필터링 심볼 디코딩 결과치의 실행 에러는 필드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트의 전체에 걸쳐서 뿐만 아니라 각 데이터 세그먼트의 시작부의 4 심볼 주기에 대한 제1상태에 있는 멀티플렉서 4261에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 그 제1상태에 있는 경우, 상기 멀티플렉서 4261은 도 1의 컨트롤러 28의 메모리로 부터 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생시킨다. 이상적인 심볼 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서 4261의 출력신호속에 삽입함으로써, 실행 오류의 발생이 중지된다. 상기 멀티플렉서 4261의 출력신호의 실행 에러를 제거하는데 필요한 최대 데이터 필드 수는 상기 멀티플렉서 3261의 출력신호의 실행 에러를 제거하는데 필요한 최대 데이터 필드 수와 거의 동일한 것으로 추정할 수 있다. 그러나, 에러가 상기 주기로 반복되는 횟수는 인자 131만큼 감소된다.
도 8의 NTSC-제거 콤 필터 420의 경우, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생되는 모든 복조 아티팩트 및, 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생되는 대부분의 복조 아티팩트를 억압한다. 이들 아티팩트는 가장 높은 에너지를 갖는 동일-채널 간섭이다. 또한, 상기 NTSC-제거 콤 필터 420은 필드-대-필드 또는 라인-대-라인으로 부터 변경되지 않는 아날로그 TV 신호의 영상 내용에서 야기되는 아티팩트를 억압함으로써, 그 수평 공간 주파수 또는 색상과는 무관하게 정지 패턴을 제거할 수 있다. 대부분의 아날로그 TV 컬러 버스트의 아티팩트 역시, 상기 NTSC-제거 콤 필터 420의 응답으로 억압된다.
도 9는 상기 NTSC-제거 콤 필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터 520 및 상기 ISI-억압 콤 필터 26의 한 변형된 구성의 ISI-억압 콤 필터 526을 사용한 도 1 또는 도 3의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로 구성의 상세를 도시한 블록도이다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 520에서는 아날로그 TV 신호의 2 프레임의 주기와 거의 동일한 718,200 심볼 주기의 지연을 나타내는 제1지연기 5201이 사용되고, 상기 ISI-억압 콤 필터 526에서도 역시 718,200 심볼 주기의 지연을 나타내는 제2지연기 5263이 사용된다. 감산기 5202는 상기 NTSC-제거 콤 필터 520의 제1선형 콤바이너의 기능을 수행하고, 모듈로-8 가산기 5262는 상기 포스트코딩 콤 필터 526의 제2선형 콤바이너의 기능을 수행한다.
도 1의 상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 5261은 미량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제2상태에 있고, 다량의 NTSC 동일-채널 간섭이 존재하는 것으로 판정되어 상기 데이터-슬라이서 22에서 발생된 출력 신호에 정정불가능한 오류가 야기되는 대부분의 시간에는 제3상태에 있게 되는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 상기 DTV 신호 수신기는 상기 NTSC 동일-채널 간섭내에서의 교호 프레임(alternate frames)간의 변화를 검출하기 위한 회로를 포함하는 것이 바람직하므로, 상기 컨트롤러 28은 그러한 상태하에서 상기 멀티플렉서 5261의 제3상태 제어신호의 공급을 억제시킬 수 있다.
상기 멀티플렉서 5261은 상기 2-영상 프레임 지연기 5263에 의해 718,200심볼 주기만큼 지연되는, 상기 가산기 5262의 모듈로-8 합산 결과를 상기 가산기 5262에 피가수로서 피드백시키기 위해 그 제3상태에 있는 제어 신호에 의해 조절된다. 이것을, 단일 오류가 매 718,200 심볼 주기마다 반복되는 실행 에러로서 전달되는 모듈러 누산 과정이라 한다. 이러한 심볼 코드 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 더 길기 때문에, 단일 실행 에러는 상기 리드-솔로몬 디코딩 과정중에 쉽게 정정된다. 상기 ISI-억압 콤 필터 526에서 발생된 ISI-억압 필터링 심볼 디코딩 결과치의 실행 에러는 필드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트의 전체에 걸쳐서 뿐만 아니라 각 데이터 세그먼트의 시작부의 4 심볼 주기에 대한 제1상태에 있는 멀티플렉서 5261에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 그 제1상태에 있는 경우, 상기 멀티플렉서 5261은 도 1의 컨트롤러 28의 메모리로 부터 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생시킨다. 이상적인 심볼 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서 5261의 출력신호속에 삽입함으로써, 실행 오류의 발생이 중지된다. 상기 멀티플렉서 5261의 출력신호의 실행 에러를 제거하는데 필요한 최대 데이터 필드 수는 상기 멀티플렉서 5261의 출력신호의 실행 에러를 제거하는데 필요한 최대 데이터 필드 수와 거의 동일한 것으로 추정할 수 있다. 그러나, 에러가 상기 주기로 반복되는 횟수는 인자 525만큼 감소된다.
도 9의 NTSC-제거 콤 필터 520의 경우, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생되는 모든 복조 아티팩트 및, 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생되는 대부분의 복조 아티팩트를 억압한다. 이들 아티팩트는 가장 높은 에너지를 갖는 동일-채널 간섭이다. 또한, 상기 NTSC-제거 콤 필터 520은 2 프레임에 걸쳐서 변경되지 않는 아날로그 TV 신호의 영상 내용에서 야기되는 아티팩트를 억압함으로써, 그 공간 주파수 또는 색상과는 무관하게 바로 그러한 정지 패턴을 제거할 수 있다. 모든 아날로그 TV 컬러 버스트의 아티팩트 역시, 상기 NTSC-제거 콤 필터 520의 응답으로 억압된다.
도 10은 도 1 및 도 3의 DTV 신호 수신기에서 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44가 취하는 일반적인 구성 형태를 도시한 블록도이다. 노드 440은 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44를 위한 입력신호를 수신하는데, 이 입력신호는 도 1 및 도 3의 DTV 신호 수신기의 심볼 동기화 및 등화기 회로 16으로 부터 공급된 등화 I-채널 또는 Q-채널 베이스밴드 신호가 될 수 있다. 또한, 상기 입력 신호는 그 대신 수정된 도 1 또는 도 3의 DTV 신호 수신기의 복소 복조기 14로 부터 등화되지 않고 공급되는 I-채널 또는 Q-채널 베이스밴드 신호가 될 수 있다. 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44내의 NTSC 제거 콤 필터에 있어서, 제3지연기 441은 상기 노드 440에 인가된 입력신호를 차동 지연시켜, 디지털 감산기 442를 위한 피감수 및 감수 입력신호를 발생시킨다. 상기 감산기 442로 부터 발생되는 차 출력 신호(difference output signal)는 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 부터 야기되는 아티팩트가 억압되는 NTSC-제거 콤 필터 응답 R이다. 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44내의 NTSC-선택 콤 필터에 있어서, 제4지연기 443은 상기 노드 440에 인가된 입력신호를 차동 지연시켜, 디지털 감산기 444를 위한 피감수 및 감수 입력신호를 발생시킨다. 상기 감산기 444로 부터 발생되는 차 출력 신호는 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 부터 야기되는 아티팩트가 강화되는 NTSC-선택 콤 필터 응답 S이다. 파일럿 반송파의 동기 검출로 부터 야기되는 시스템 특성의 직접 항은 상기 NTSC-제거 콤 필터 응답 R 및 상기 NTSC-선택 콤 필터 응답 S로 억압된다.
상기 감산기 442로 부터의 상기 NTSC-제거 콤 필터 응답 R의 진폭은 진폭 검출기 445에 의해 검출되고, 상기 감산기 444로 부터의 상기 NTSC-선택 콤 필터 응답 S의 진폭은 진폭 증폭기 446에 의해 검출된다. 진폭 비교기 447은, 상기 진폭 검출기 446의 응답이 실질적으로 상기 진폭 검출기 445의 응답을 초과하는지의 여부를 나타내는 출력 비트를 발생시키기 위해, 상기 진폭 검출기 445 및 446에 의한 진폭 검출의 결과를 비교한다. 이러한 출력비트는 멀티플렉서 261 동작의 제2 및 제3상태 사이에서 상기 상태를 선택하는데 사용된다. 예컨대, 상기 진폭 비교기 447로 부터 발생된 상기 출력 비트는 상기 컨트롤러 28이 도 1 또는 도 3의 ISI-억압 콤 필터 26의 멀티플렉서 261에 공급하는 두 개의 제어 비트중 하나가 될 수 있다. 나머지 다른 제어 비트는 상기 컨트롤러 28에서 공급된 신호가 상기 멀티플렉서 261 응답으로 재생될 것인지의 여부를 나타낸다.
상기 진폭 검출기 445 및 446은 예컨대, 여러개의 데이터 샘플 간격과 동일한 시간 상수로 포락선 검출기가 될 수 있기 때문에, 그 입력 신호의 데이터 성분의 차는 상기 입력 신호가 랜덤한 것으로 추측하게 하는 낮은값(low value)으로 평균이 되는 경향이 있다. 상기 감산기 442 및 444의 차 출력신호에 수반되는 랜덤 잡음의 진폭 차(amplitude differences in random noise)역시 0으로 평균이 되는 경향이 있다. 따라서, 상기 진폭 검출기 445 및 446의 진폭 검출 응답이 규정 양 이상 차이가 난다고 진폭 비교기 447이 표시하는 경우, 이것은 일부 동일-간섭 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트가 노드 440에 공급되는 베이스밴드 신호에서 상당한 레벨 이상이라는 것을 나타낸다. 이같은 상당한 레벨은 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22에 인가된 상기 등화 I-채널 베이스밴드 신호를 위한 상당한 레벨에 대응한다. 상기 I-채널 베이스밴드 신호를 간단한 데이터 슬라이싱하는 과정을 통해 수행되는 심볼 디코딩에서 발생되는 오류는, 일부 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트가 상당한 레벨 이하에서 유지되는 한은, 상기 텔레리스 및 리드-솔로몬 오류-정정 코딩 과정에 의해 정정될 수 있다.
NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트는 상기 감산기 442에서 발생된 상기 콤 필터 응답 R로 제거되고, NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트는 상기 감산기 444에서 발생된 상기 콤 필터 응답 S로 선택된다. 상기 콤 필터 응답 S의 진폭이 상기 콤 필터 응답 R의 진폭보다 실제로 큰 경우, 이러한 차이는 노드 440에서의 신호에 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트가 존재함으로 인해 야기될 수 있는 것으로 추정할 수 있다. 이러한 상황에 대해, 상기 진폭 비교기 447에 의해 공급되는 출력 비트로 인해, 상기 멀티플렉서 261이 그 제2상태에서 작동되지 않도록 조절됨으로써, 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22로 부터 발생되는 중간 심볼 디코딩 결과는 상기 멀티플렉서 261로 부터 발생되는 최종 심볼 디코딩 결과로서 나타나지 않게 된다.
상기 콤 필터 응답 S의 진폭이 상기 콤 필터 응답 R의 진폭보다 실제로 크지 않은 경우, 이러한 차의 부족은 노드 440에서의 신호에 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트가 존재하지 않음으로 인해 야기될 수 있는 것으로 추정될 수 있다. 이러한 상황에 대해, 상기 진폭 비교기 447에 의해 공급되는 출력 비트로 인해, 상기 멀티플렉서 261이 그 제3상태에서 작동되지 않도록 조절됨으로써, 상기 제2선형 콤바이너 262로 부터 발생되는 ISI-억압 필터링 심볼 디코딩 결과는 상기 멀티플렉서 261로 부터 발생되는 최종 심볼 디코딩 결과로서 나타나지 않게 된다.
도 11-14에 도시된 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44의 양호한 실시예에서 6-심볼 지연기 1443은 제4지연기 443으로 사용된다.
도 11은 특히 도 5의 심볼 디코딩 장치에 사용하기 위한 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44의 한 변형된 구성의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 144를 도시한 블록도이다. 상기 제3지연기 1441은 상기 노드 440에 공급된 베이스밴드 신호에 수반되는 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는 콤 필터의 상기 감산기 442에 상기 피감수 입력 신호와 감수 입력 신호간의 12-심볼 차동 지연을 제공한다. 이들 아티팩트는 영상 반송파, 컬러 부반송파 및 음성 반송파의 주파수에 근접한 주파수를 갖는 아날로그 TV 신호 성분으로 부터 야기된다. 본 발명의 어떤 양호하지 못한 실시예의 경우, 상기 제3지연기 441은 상기 영상 반송파 및 컬러 부반송파의 주파수에 근접한 주파수를 갖는 아날로그 TV 신호 성분으로 부터 야기된 상기 NTSC 동일-채널 간섭을 억압하기 위해 NTSC 수평 주사선의 지속 시간보다 약간 더 길거나 약간 짧은 지연 시간을 갖도록 선택된다.
도 12는 특히 도 7의 심볼 디코딩 장치에 사용하기 위한 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44의 한 변형된 구성의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 344를 도시한 블록도이다. NTSC 동일-채널 간섭 검출기 344에서, 1368-심볼 제3지연기 3441은 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는데 사용되는 NTSC-제거 콤 필터에서 2-영상라인 지속시간 차동 지연을 제공한다.
도 13은 특히 도 8의 심볼 디코딩 장치에 사용하기 위한 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44의 한 변형된 구성의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 444를 도시한 블록도이다. NTSC 동일-채널 간섭 검출기 444에서, 179,208-심볼 제3지연기 4441은 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는데 사용되는 NTSC-제거 콤 필터에서 262-영상라인 지속시간 차동 지연을 제공한다.
도 14는 특히 도 9의 심볼 디코딩 장치에 사용하기 위한 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44의 한 변형된 구성의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 544를 도시한 블록도이다. NTSC 동일-채널 간섭 검출기 544에서, 2-영상-프레임 지속시간 차동 지연을 제공하는 718,200-심볼 지연기 5441은 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는데 사용되는 NTSC-제거 콤 필터에서 제3지연기로서 사용된다.
도 15는 도 5의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44의 한 변형된 구성의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 044가 제4지연기 443을 도 1의 NTSC-제거 콤 필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터 020의 제1지연부로서 어떻게 공유할 수 있는지를 보여준 블록도이다. 상기 제1지연기의 잔여 구성부 0201은 상기 제4지연부 443과 직렬연결되어, 상기 노드 440에 공급된 입력 신호를 차동 지연시킴으로써 디지털 감산기 0202를 위해 피감수 및 감수 입력 신호를 발생시킨다. 상기 감산기 0202는 상기 NTSC-제거 콤 필터 20에서 제1선형 콤바이너의 역할을 수행한다. 상기 감산기 0202의 차 출력 신호로 인해, NTSC-제거 콤 필터 응답이 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24에 그 입력신호로서 공급됨은 물론, 상기 진폭 검출기 445에도 그 입력 신호로서 공급된다. 상기 제3지연기 441은 상기 NTSC-제거 콤 필터 020에서 제1지연기를 제공하는 상기 직렬연결된 구성 요소 443과 0201에 의해 제공되고, 상기 감산기 442는 상기 NTSC-제거 콤 필터 020의 감산기 0202에 의해 제공된다. 따라서, 도 15에서 상기 구성요소 441 및 442는 상기 NTSC-제거 콤 필터 020에 포함되고, 별개로 존재하지는 않는다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 020에 의해 유입되는 심볼간 간섭은 모듈로-8 디지털 가산기 0262를 제2선형 콤바이너로서 사용하는 ISI-억압 콤 필터 26의 한 변형된 구성의 ISI-억압 콤 필터 026에 의해 억압된다.
도 16은 도 1 및 도 3의 DTV 신호 수신기에서 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 46이 취하는 일반적인 구성 형태를 도시한 블록도이다. 노드 460은 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44를 위한 입력신호를 수신하는데, 이 입력신호는 도 1 및 도 3의 DTV 신호 수신기의 심볼 동기화 및 등화 회로 16으로 부터 공급된 등화 I-채널 또는 Q-채널 베이스밴드 신호가 될 수 있다. 또한, 상기 입력 신호는 그 대신 수정된 도 1또는 도 3의 DTV 신호 수신기의 복소 복조기 14로 부터 등화되지 않고 공급되는 I-채널 또는 Q-채널 베이스밴드 신호가 될 수 있다. 상기 검출기 46내의 NTSC 제거 콤 필터에 있어서, 제5지연기 461은 상기 노드 460에 인가된 입력신호를 차동 지연시켜, 디지털 가산기 462를 위한 피가수 입력신호를 발생시킨다. 상기 가산기 462로 부터 발생되는 합산 출력 신호(sum output signal)는 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 부터 야기된 아티팩트가 억압되는 NTSC-제거 콤 필터 응답 R이다. 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 46내의 NTSC-선택 콤 필터에 있어서, 제6지연기 463은 상기 노드 460에 인가된 입력신호를 차동 지연시켜, 디지털 가산기 464를 위한 피가수 입력신호를 발생시킨다. 상기 가산기 464로 부터 발생되는 합산 출력 신호는 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 동기 검출로 부터 야기된 아티팩트가 강화되는 NTSC-선택 콤 필터 응답 S이다. 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 46에 있어서, 파일럿 반송파의 동기 검출로 부터 야기되는 시스템 특성의 직접 항은 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 44에서와 같이 억압되기 보다는 상기 NTSC-제거 콤 필터 응답 R 및 상기 NTSC-선택 콤 필터 응답 S로 강화된다.
상기 가산기 462로 부터의 상기 NTSC-제거 콤 필터 응답 R의 진폭은 진폭 검출기 465에 의해 검출되고, 상기 가산기 464로 부터의 상기 NTSC-선택 콤 필터 응답 S의 진폭은 진폭 증폭기 466에 의해 검출된다. 진폭 비교기 467은, 상기 진폭 검출기 466의 응답이 실질적으로 상기 진폭 검출기 465의 응답을 초과하는지의 여부를 나타내는 출력 비트를 발생시키기 위해, 상기 진폭 검출기 465 및 466에 의한 진폭 검출의 결과를 비교한다. 이러한 출력비트는 멀티플렉서 261 동작의 제2 및 제3상태 사이에서 상기 상태를 선택하는데 사용된다. 예컨대, 상기 진폭 비교기 467로 부터 발생된 상기 출력 비트는 상기 컨트롤러 28이 도 1 또는 도 3의 ISI-억압 콤 필터 26의 멀티플렉서 261에 공급하는 두 개의 제어 비트중 하나가 될 수 있다. 나머지 다른 제어 비트는 상기 컨트롤러 28에서 공급된 신호가 상기 멀티플렉서 261 응답으로 재생될 것인지의 여부를 나타낸다.
상기 진폭 검출기 465 및 466은 예컨대, 여러개의 데이터 샘플 간격과 동일한 시간 상수로 포락선 검출기가 될 수 있기 때문에, 그 입력 신호의 데이터 성분의 차는 상기 입력 신호가 랜덤한 것으로 추측하게 하는 낮은값(low value)으로 평균이 되는 경향이 있다. 상기 가산기 462 및 464의 합산 출력신호에 수반되는 랜덤 잡음 및 직접 항의 진폭 차 역시 0으로 평균이 되는 경향이 있다. 따라서, 상기 진폭 검출기 465 및 466의 진폭 검출 응답이 규정 양 이상 차이가 난다고 진폭 비교기 467이 표시하는 경우, 이것은 일부 동일-간섭 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트가 노드 460에 공급되는 베이스밴드 신호에서 상당한 레벨 이상이라는 것을 나타낸다. 이같은 상당한 레벨은 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22에 인가된 상기 등화 I-채널 베이스밴드 신호를 위한 상당한 레벨에 대응한다. 상기 I-채널 베이스밴드 신호를 간단한 데이터 슬라이싱하는 과정을 통해 수행되는 심볼 디코딩에서 발생되는 오류는, 일부 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트가 상당한 레벨이하에서 유지되는 한은, 상기 텔레리스 및 리드-솔로몬 오류-정정 코딩 과정에 의해 정정될 수 있다.
NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트는 상기 가산기 462에서 발생된 상기 콤 필터 응답 R로 제거되고, NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트는 상기 가산기 464에서 발생된 상기 콤 필터 응답 S로 선택된다. 상기 콤 필터 응답 S의 진폭이 상기 콤 필터 응답 R의 진폭보다 실제로 큰 경우, 이러한 차이는 노드 460에서의 신호에 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트가 존재함으로 인해 야기될 수 있는 것으로 추정할 수 있다. 이러한 상황에 대해, 상기 진폭 비교기 467에 의해 공급되는 출력 비트로 인해, 상기 멀티플렉서 261이 그 제2상태에서 작동되지 않도록 조절됨으로써, 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22로 부터 발생되는 중간 심볼 디코딩 결과는 상기 멀티플렉서 261로 부터 발생되는 최종 심볼 디코딩 결과로서 나타나지 않게 된다.
상기 콤 필터 응답 S의 진폭이 상기 콤 필터 응답 R의 진폭보다 실제로 크지 않은 경우, 이러한 차의 부족은 노드 460에서의 신호에 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트가 존재하지 않음으로 인해 야기될 수 있는 것으로 추정될 수 있다. 이러한 상황에 대해, 상기 진폭 비교기 467에 의해 공급되는 출력 비트로 인해, 상기 멀티플렉서 261이 그 제3상태에서 작동되지 않도록 조절됨으로써, 상기 제2선형 콤바이너 262로 부터 발생되는 ISI-억압 필터링 심볼 디코딩 결과는 상기 멀티플렉서 261로 부터 발생되는 최종 심볼 디코딩 결과로서 나타나지 않게 된다.
도 17은 특히 도 6의 심볼 디코딩 장치에 사용하기 위한 도 10의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 46의 한 변형된 구성의 NTSC 동일-채널 간섭 검출기 244를 도시한 블록도이다. 상기 제5지연기 2461은 상기 노드 460에 공급된 베이스밴드 신호에 수반되는 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 억압하는 콤 필터의 상기 가산기 462에 상기 피가수 입력 신호간의 6-심볼 차동 지연을 제공한다. 이들 아티팩트는 영상 반송파, 컬러 부반송파의 주파수에 근접한 주파수를 갖는 아날로그 TV 신호 성분으로 부터 야기된다. 상기 제6지연기 2463은 상기 노드 460에 공급된 베이스밴드 신호에 수반되고 영상 반송파, 컬러 부반송파의 주파수에 근접한 주파수로 부터 야기되는 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트를 강화하는 콤 필터의 상기 가산기 462에 상기 피가수 입력 신호간의 12-심볼 차동 지연을 제공한다.
도 18은 병렬로 작동하는 다수의 짝수-레벨 데이터 슬라이서 A24, B24 및 C24를 이용하기 위해, 본 발명의 또다른 일면에 따라 구성되는, 전술한 방식의 도 1의 DTV 신호 수신기의 변형 실시예를 도시한 블록도이다. 상기 각각의 데이터 슬라이서는 NTSC-제거 콤 필터에 후속하여 배치되고, ISI-억압 콤 필터에 선행하여 배치된다. 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 A24는 제1방식의 NTSC-제거 필터 A20의 응답을 첫번째로 프리코딩된 심볼 디코딩 결과로 변환하여 제1방식의 ISI-억압 콤 필터 A26에 인가한다. 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 B24는 제2방식의 NTSC-제거 필터 B20의 응답을 두번째로 콤 필터링된 심볼 디코딩 결과로 변환하여 제2방식의 ISI-억압 콤 필터 B26에 인가한다. 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 C24는 제3방식의 NTSC-제거 필터 C20의 응답을 세번째로 콤 필터링된 심볼 디코딩 결과로 변환하여 제3방식의 ISI-억압 콤 필터 C26에 인가한다. 상기 홀수-레벨 데이터-슬라이서 22는 중간 심볼 디코딩 결과를 상기 ISI-억압 콤 필터 A26, B26 및 C26에 공급한다. 도 18의 구성요소에 대한 식별 번호에 첨가된 접두어 A,B및 C는 도 5내지 도 9중 어느 한 도면에 도시된 것과 같은 수신기 부분이 이용되는 경우, 정수 1,2,3,4 및 5중 어느 하나에 대응할 상이한 정수값이다.
제1방식의 동일-채널 간섭 검출기 A44는 상기 제1방식의 NTSC-제거 콤 필터 A20이 얼마나 효과적으로 현재 등화 I-채널 신호에 있는 아날로그 TV 신호의 동일-채널 간섭을 감소시킬 것인지를 상기 Q-채널 신호로 부터 판단한다. 제2방식의 동일-채널 간섭 검출기 B44는 상기 제2방식의 NTSC-제거 콤 필터 B20이 얼마나 효과적으로 현재 등화 I-채널 신호에 있는 아날로그 TV 신호의 동일-채널 간섭을 감소시킬 것인지를 상기 Q-채널 신호로 부터 판단한다. 제3방식의 동일-채널 간섭 검출기 C44는 상기 제3방식의 NTSC-제거 콤 필터 C20이 얼마나 효과적으로 현재 등화 I-채널 신호에 있는 아날로그 TV 신호의 동일-채널 간섭을 감소시킬 것인지를 상기 Q-채널 신호로 부터 판단한다. 상기 Q-채널 신호의 파일럿 반송파를 억압함으로써, 상기 동일-채널 간섭 검출기 A44, B44 및 C44가 상기 NTSC-제거 콤 필터 A20, B20 및 C20의 상대적인 유효성에 대한 표시를 용이하게 제공할 수 있다.
심볼 디코딩 선택회로 90은 정정 심볼 디코딩의 최상의 개산치(槪算値)를 발생시켜 데이터 어셈블러 30에 인가한다. 이러한 최상의 개산치는 상기 컨트롤러 28에서 발생되는 이상적인 심볼 디코딩 결과, 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22에서 발생되는 중간 심볼 디코딩 결과, 및 ISI-억압 콤 필터 A26, B26 및 C26에서 발생되는 ISI-억압 필터링 심볼 디코딩 결과중에서 선택함으로써 발생된다. 상기 심볼 디코딩 선택회로 90은, 만약 상기 컨트롤러 28이 추가의 심볼 선택 정보를 상기 심볼 디코딩 선택회로 90에 공급하지 않는다면, 상기 동일-채널 간섭 검출기 A44, B44 및 C44로 부터의 유효성의 표시에 응답하여 상기 최상의 개산치를 공식화한다. 상기 컨트롤러 28에서 공급된 상기 추가의 심볼 선택 정보는 동기화 코드가 발생하는 시기에 대한 표시를 포함하는데, 이러한 표시로 인해 상기 최상의 개산치가 상기 컨트로러 28에서 발생된 이상적인 심볼 디코딩 결과에 기초하여 개산되도록 조절된다. 상기 심볼 디코딩 결과의 최상의 개산치는 도 18의 DTV 신호 수신기의 양호한 실시예에서 정합 콤 필터 A26, B26 및 C26으로 합산 과정을 정정하는데 사용된다.
만약, 상기 모든 동일-채널 간섭 검출기 A44, B44 및 C44가 동기화 코드의 발생 시기이외의 시기에 NTSC 동일-채널 간섭으로 부터의 실질적인 아티팩트의 결핍을 나타낸다면, 상기 심볼 디코딩 선택회로 90은 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22에서 발생되는 중간 심볼 디코딩 결과를 정정 심볼 디코딩 결과의 최상의 개산치로서 선택하도록 응답한다. 이렇게 함으로써 심볼 디코딩시 존슨 잡음 효과(effect of Johnson noise)가 최소화된다.
만약, 상기 동일-채널 간섭 검출기 A44, B44 및 C44중 최소 하나의 동일-채널 간섭 검출기가 동기화 코드의 발생시기 이외의 시기에 NTSC 동일-채널 간섭으로 부터 실질적인 아티팩트를 표시한다면, 상기 심볼 디코딩 선택회로 90은 상기 동일-채널 간섭 검출기 A44, B44 및 C44에 의해 결정되는 것과 같은 NTSC 동일-채널 간섭에서 야기되는 아티팩트를 최상으로 억압하는 상기 NTSC-제거 콤 필터 A20, B20 및 C20중 하나에 후속하여 배치되는 상기 ISI-억압 콤 필터 A26, B26 또는 C26에서 발생되는ISI-억압 필터링 심볼 디코딩 결과를 선택하도록 응답한다.
아날로그 TV 동기 펄스, 등화 펄스, 및 컬러 버스트에 응답하여 발생되는 고-에너지 복조 아티팩트는 모두 상기 NTSC-제거 콤 필터 A20이 교호 영상 프레임들을 가산 결합할 때 억압된다. 또한, 두 개의 프레임을 변경시키지 않는 아날로그 TV 신호의 영상 내용에서 발생하는 아티팩트가 억압됨으로써, 그 공간 주파수 또는 색상과는 무관하게 정지 패턴이 제거된다. 도 14의 동일-채널 간섭 검출기 A44는 도 9의 심볼 디코딩 회로와 함께 사용된다.
복조 아티팩트를 억압하는데 따른 나머지 문제점은 아날로그 TV 신호 래스터내의 어떤 픽셀 위치에서의 프레임-대-프레임의 차(frame-to-frame difference)에서 발생하는 그 복조 아티팩트를 억압하는 것과 관련이 있다. 이들 복조 아티팩트는 프레임내 필터링 기술(intra-frame filtering techniques)에 의해 억압될 수 있다. 상기 NTSC-제거 콤 필터 B20 및ISI-억압 콤 필터 B26 회로는 수평방향으로의 상관성에 좌우되어 잔류 복조 아티팩트를 억압하도록 선택될 수 있고, 상기 NTSC-제거 콤 필터C20 및 ISI-억압 콤 필터 C26 회로는 수직방향으로의 상관성에 좌우되어 잔류 복조 아티팩트를 억압하도록 선택될 수 있다. 그러한 설계 결정이 어떻게 추가로 수행되는지를 고려해 보기로 한다.
동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 음성 반송파가 DTV IF-증폭기 체인 12의 음성 트랩(sound trap)또는 SAW 필터링을 통해 억압된다고 가정하면, 상기 NTSC-제거 콤 필터 B20 및 ISI-억압 콤 필터 B26 회로는 도 6의 NTSC-제거 콤 필터 220 및 ISI-억압 콤 필터 226 회로와 같은 방식이 되도록 선택되는 것이 유리하다. 그 이유는 상호간에 단지 6 심볼 주기만큼 떨어져 있는 영상 성분간의 반-상관성(anti-correlation)이 통상적으로 상호간에 단지 12 심볼 주기만큼 떨어져 있는 영상 성분간의 상관성보다 더 우수하기 때문이다. 도 17의 동일-채널 간섭 검출기 B44는 도 6의 심볼 디코딩 회로와 함께 사용된다.
상기 NTSC-제거 콤 필터 C20 및 ISI-억압 콤 필터 C26 회로에 대한 최적의 선택은 간단하지가 않다. NTSC 동일-채널 간섭 신호가 필드 격행 주사된다. 따라서, 상기 NTSC-제거 콤 필터 C20에서 현재 주사선이 동일 필드내의 시간적으로 보다 근접한 주사선과 결합될 것인지 아니면, 선행 필드내의 공간적으로 보다 근접한 주사선과 결합될 것인지의 여부에 대한 양자택일을 해야 한다. 일반적으로, 상기 동일 필드내의 시간적으로 보다 근접한 주사선을 선택하는 것이 보다 나은 선택이다. 그 이유는 필드사이에서의 점프 컷(jump cuts)으로 인해 상기 콤 필터 C20에 의한 NTSC 제거 가능성이 적어지기 때문이다. 그러한 선택으로, 상기 NTSC-제거 콤 필터 C20 및 상기 ISI-억압 콤 필터 C26 회로는 도 7의 NTSC-제거 콤 필터 320 및 상기 ISI-억압 콤 필터 326 회로와 같은 방식으로 구성된다. 도 12의 동일-채널 간섭 검출기 C44는 도 7의 심볼 디코딩 회로와 함께 사용된다.
대신 또다른 선택을 하게 되면, 상기 NTSC-제거 콤 필터 C20 및 상기 ISI-억압 콤 필터 C26 회로는 도 8의 NTSC-제거 콤 필터 420 및 상기 ISI-억압 콤 필터 426 회로와 같은 방식으로 구성된다. 도 13의 동일-채널 간섭 검출기 C44는 도 8의 심볼 디코딩 회로와 함께 사용된다.
도 19는 상기 동일-채널 간섭 검출기 A44, B44 및 C44가 상기 I-채널 베이스밴드 DTV 신호의 아티팩트의 존재를 검출하기 보다는 상기 Q-채널 베이스밴드 DTV 신호의 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트의 존재를 검출하는 도 18의 DTV 신호 수신기의 변형 실시예를 도시한 블록도이다. 도 18의 DTV 신호 수신기로 수행되는 것과 같이, 상기 I-채널 베이스밴드 DTV 신호의 NTSC 동일-채널 간섭 아티팩트의 존재를 검출함으로써, 상기 동일-채널 간섭 검출기 A44, B44 및 C44는 상기 NTSC-제거 콤 필터 A20, B20 및 C20과 함께 지연요소들을 공유할 수 있다.
DTV 수신기 설계에 숙련된 자라면, 본 발명의 다른 실시예들을 설계할 수 있는 전술한 기술내용 및, 본 발명의 범위내에 그러한 실시예를 포함하도록 구성되는 이하의 특허 청구 범위를 숙지함으로써 본 발명을 실시할 수 있을 것이다.
전술한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 상기 파일럿 반송파의 동기 검출로 부터 발생되는 직접 바이어스에 민감하지 않은 NTSC 동일-채널 간섭 검출기를 이용하여 파일럿 반송파의 동기 검출로 부터 야기되는 직접 바이어스를 억압하는 등화 필터의 필요성을 배재한 채, 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 수신 I-채널 신호와 동시에 발생하는지의 여부를 직접적으로 판정할 수 있다. 또한, 상당한 양의 NTSC 동일-채널 간섭이 수신 I-채널 신호에 수반되는지의 여부를 상기 수신 Q-채널 신호에 응답하는 NTSC 동일-채널 간섭 검출기로 간접적으로 판정하는 DTV 신호 수신기에 있어서, 파일럿 반송파의 동기 검출로 부터 야기되는 직접 바이어스에 민감하지 않은 NTSC 동일-채널 간섭 검출기를 사용하면 DTV 신호 수신기 등화의 초기 조절시 연속성이 제공된다.
지금까지, 특정 실시예와 관련하여 본 발명이 설명되었지만, 상기 본 발명에 대한 개시는 단지 본 발명의 적용예에 불과한 것이고, 본 발명을 수행하기 위한 최상 모드로서 본 명세서에 개시된 특정 실시예에 국한되는 것은 아니다.
또한, 하기 특허청구의 범위에 의해 마련되는 본 발명의 정신이나 분야를 일탈하지 않는 범위내에서 본 발명이 다양하게 개조및 변경될 수 있다는 것을 당업계에서 통상의 지식을 가진자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다.

Claims (27)

  1. 잔류-측파대 진폭-변조 반송파로서 수신되고, 경우에 따라 바람직하지 못한 강도의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호를 수반하기 쉬운 디지털 텔레비젼 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비젼 신호 수신기에 있어서:
    증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비젼 신호를 공급하기 위한 증폭기 회로와;
    최소 하나의 베이스밴드 신호를 공급하기 위해 상기 증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비젼 신호에 응답하는 복조 회로와;
    I-채널 베이스밴드 신호를 상기 복조 회로에서 입력신호로서 수신하도록 연결된, 심볼 디코딩 결과치를 발생하기 위한 I-채널 베이스밴드신호를 심볼디코딩처리하기 위한 심볼 디코딩 장치로서, 상기 장치는 심볼 디코딩될 상기 I-채널 베이스밴드신호에 수반하는 동일-채널간섭 아날로그 텔레비젼신호의 소정의 아티팩트들을 억압하기 위해 선택적으로 작동하는 필터를 구비하고, 상기 필터는 또한 상기 심볼 디코딩 장치가 상당한 양의 동일-채널 NTSC간섭이 존재함을 지시하는 소정신호를 수신할 때에만 동작가능하도록 구성된 심볼 디코딩장치와;
    상기 심볼 디코딩 장치에서 심볼 디코딩 결과에 발생된 오류를 정정하기 위한 오류 정정 회로와;
    상기 복조 회로로부터 추가의 베이스밴드 입력 신호를 수신하도록 연결되고, 그 입력 신호로서 수신하는 베이스밴드 신호의 시스템 기능의 직접적인 조건에 민감하지 않은 방식의 동일-채널 간섭 검출기와;
    상기 동일-채널 간섭 검출기는,
    상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트가 억압되는, 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 제1콤 필터 응답을 발생시키기 위하여 제1차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신 신호와 결합하는 제1콤 필터와;
    상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트가 강화되는, 그리고 상기 반송파 신호의 동기검출로부터 발생하는 시스템 특성의 직접적인 조건은 상기 제1콤 필터 응답에 있어서의 해당 조건과 유사한, 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 제2콤 필터 응답을 발생시키기 위해 제2차동 지연 양에 의해 영향받는 그 자신 신호와 결합하는 제2콤 필터를 구비하며;
    제1진폭 검출 응답이 발생되도록 상기 제1콤 필터 응답의 진폭을 검출하기 위한 제1진폭 검출기와;
    제2진폭 검출 응답이 발생되도록 상기 제2콤 필터 응답의 진폭을 검출하기 위한 제2진폭 검출기와;
    상기 제1진폭 검출 응답과 상기 제2진폭 검출 응답을 비교하고, 상기 제1 및 제2 진폭 검출 응답이 규정양 이상으로 차이가 나는 경우에만 상기 상당한 양의 동일-채널 NTSC간섭이 존재함을 지시하는 신호를 공급하기 위한 진폭 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 복조 회로는,
    상기 심볼 디코딩 장치에 상기 입력 신호를 인가하는데 사용되는 I-채널 베이스밴드 신호 및, 임의의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 추가 아티팩트를 포함하는 Q-채널 베이스밴드 신호를 공급하기 위해 상기 증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비젼 신호에 응답하는 복소(complex) 복조기를 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 복소 복조기에서 공급되는 상기 Q-채널 베이스밴드 신호는 상기 동일-채널 간섭 검출기에 그 입력 신호로서 상기 추가의 베이스밴드 신호를 인가하는데 사용됨을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  4. 제2항에 있어서, 상기 복소 복조기에서 공급되는 상기 I-채널 베이스밴드 신호는 상기 동일-채널 간섭 검출기에 그 입력 신호로서 상기 추가의 베이스밴드 신호를 인가하는데 사용됨을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제1콤필터는,
    상기 제1콤 필터 응답을 생성하기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 상기 제1차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 차동적으로 결합하는 방식의 것이고, 상기 제2콤필터는 상기 제2콤 필터 응답을 생성하기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 상기 제2차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 차동적으로 결합하는 방식의 것으로 구성됨을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제2차동 지연양은 6 심볼 주기(epoch)인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제1차동 지연양은 12 심볼 주기(epoch)인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  8. 제6항에 있어서, 상기 제1차동 지연양은 1368 심볼 주기 또는 2개의 NTSC 영상 주사선의 지속시간인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  9. 제6항에 있어서, 상기 제1차동 지연양은 179,208 심볼 주기 또는 262개의 NTSC 영상 주사선의 지속시간인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  10. 제6항에 있어서, 상기 제1차동 지연양은 718,200 심볼 주기 또는 2개의 NTSC 영상 프레임의 지속시간인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  11. 제1항에 있어서, 상기 제1콤필터는 상기 제1콤 필터 응답을 생성하기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 상기 제1차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 가산적으로 결합하는 방식의 것이고, 상기 제2콤필터는 상기 제2콤 필터 응답을 생성하기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 상기 제2차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 가산적으로 결합하는 방식의 것으로 구성됨을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제1차동 지연양은 6 심볼 주기인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제2차동 지연양은 12 심볼 주기인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  14. 잔류-측파대 진폭-변조 반송파로서 수신되고, 경우에 따라 바람직하지 못한 강도의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호를 수반하기 쉬운 디지털 텔레비젼 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비젼 신호 수신기에 있어서:
    증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비젼 신호를 공급하기 위한 증폭기 회로와;
    최소 하나의 베이스밴드 신호를 공급하기 위해 상기 증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비젼 신호에 응답하는 복조 회로와;
    임의의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 아티팩트를 포함하는 I-채널 베이스밴드 신호를 상기 복조 회로에서 공급된 입력신호로서 수신하도록 연결되는 심볼 디코딩 장치와;
    제1심볼 디코딩 결과가 발생되도록 상기 I-채널 베이스밴드 신호를 심볼 디코딩하기 위한 상기 심볼 디코딩 장치에 내장되는 제1데이터 슬라이서와;
    상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트를 억압시키는 제1콤 필터 응답이 발생하도록 제1차동 지연 양에 의해 영향받는 상기 I-채널 베이스밴드 신호를 그 자신과 결합하기 위해 상기 심볼 디코딩 장치에 내장되는 상기 제1콤 필터와;
    제2심볼 디코딩 결과가 발생되도록 제2시기 동안에 상기 제1콤 필터 응답을 심볼 디코딩하기 위한 상기 심볼 디코딩 장치에 내장되는 제2데이터 슬라이서와;
    최종 심볼 디코딩 결과가 발생되도록, 제1시기 동안에는 상기 제1심볼 디코딩 결과에 대응하고 제2시기 동안에는 상기 제2심볼 디코딩 결과에 대응하되, 상기 각각의 제1 및 제2지연양이 나머지 다른 하나와 동일한 심볼 주기수인, 선택 심볼 디코딩 결과를 제2지연양에 종속되는 상기 최종 심볼 디코딩 결과와 결합하기 위해 상기 심볼 디코딩 장치에 내장되는 상기 제2콤 필터와;
    임의의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 아티팩트가 상기 I-채널 베이스밴드 신호에서 상기 바람직하지 못한 강도보다 약한 강도를 지니는 한, 상기 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택되는 상기 제 1 심볼 디코딩 결과에 발생된 오류를 정정할 수 있는 능력을 가지며, 상기 최종 심볼 디코딩 결과에 발생된 오류를 정정하도록 연결되는 오류 정정 회로; 및
    상기 복조 회로로 부터 추가의 베이스밴드 입력 신호를 수신하도록 연결되고, 그 입력 신호로서 수신하는 베이스밴드 신호의 시스템 기능의 직접적인 조건에 민감하지 않은 방식의 동일-채널 간섭 검출기를 구비하며;
    상기 동일-채널 간섭 검출기는,
    상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트가 억압된, 제3콤 필터 응답을 발생시키기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력 신호를 제3차동 지연 양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 차동적으로 결합하는 제3콤 필터와;
    상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 동기 검출로 인해 야기되는 아티팩트가 강화되고, 상기 반송파의 동기 검출로부터 발생하는 시스템 특성의 직접적인 조건이 상기 제1콤 필터 응답에 있어서 해당 조건과 유사한, 제4콤 필터 응답을 발생시키기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력 신호를 제4차동 지연 양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 차동적으로 결합하는 제4콤 필터와;
    제1진폭 검출 응답이 발생되도록 상기 제3콤 필터 응답의 진폭을 검출하기 위한 제1진폭 검출기와;
    제2진폭 검출 응답이 발생되도록 상기 제4콤 필터 응답의 진폭을 검출하기 위한 제2진폭 검출기; 및
    상기 제1진폭 검출 응답과 상기 제2진폭 검출 응답을 비교하고, 상기 제1 및 제2진폭 검출 응답이 규정양 이상으로 차이가 나는 경우 상기 I-채널 베이스밴드 신호의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호가 상기 오류 정정 회로로는 상기 제1데이터 슬라이서에서 발생된 제1심볼 디코딩 결과의 오류를 계속하여 정정할 수 없는 정도의 충분한 강도를 지니고 있다는 것을 표시하기 위한 진폭 비교기를 구비하되, 그에 따른 최종 표시는 상기 제1심볼 디코딩 결과이외의 심볼 디코딩 결과를 상기 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하기 위한 명령으로서 상기 제2콤 필터에 공급되는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 복조 회로는;
    상기 심볼 디코딩 장치에 상기 입력 신호를 인가하는데 사용되는 I-채널 베이스밴드 신호 및, 임의의 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호의 추가 아티팩트를 포함하는 Q-채널 베이스밴드 신호를 공급하기 위해, 상기 증폭된 잔류-측파대 진폭-변조 디지털 텔레비젼 신호에 응답하는 복소(complex) 복조기를 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  16. 제15항에 있어서, 상기 복소 복조기에서 공급되는 상기 Q-채널 베이스밴드 신호는, 상기 추가의 베이스밴드 신호를 상기 동일-채널 간섭 검출기에 그 입력 신호로서 인가하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  17. 제15항에 있어서, 상기 복소 복조기에서 공급되는 상기 I-채널 베이스밴드 신호는, 상기 추가의 베이스밴드 신호를 상기 동일-채널 간섭 검출기에 그 입력 신호로서 인가하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  18. 제15항에 있어서, 규정된 제3시기의 상기 제2콤 필터는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 상기 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하고, 상기 제2시기는, 상기 진폭 비교기가 상기 제1심볼 디코딩 결과이외의 심볼 디코딩 결과를 상기 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하기 위해 상기 제2콤 필터에 상기 명령을 공급하는 상기 제3시기이외의 시기에 얻어지고, 상기 제1시기는 상기 제2 및 제3시기 이외의 시기에 얻어지는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  19. 제14항에 있어서, 상기 제3콤필터는, 상기 제3콤 필터 응답을 생성하기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 상기 제1차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 차동적으로 결합하는 방식의 것이고, 한편 상기 제4콤필터는, 상기 제4콤 필터 응답을 생성하기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 상기 제2차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 차동적으로 결합하는 방식의 것으로 구성됨을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  20. 제19항에 있어서, 상기 제4차동 지연양은 6 심볼 주기인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  21. 제20항에 있어서, 상기 제1, 제2 및 제3차동 지연양은 각각 12 심볼 주기인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  22. 제20항에 있어서, 상기 제1, 제2 및 제3차동 지연양은 각각 1368 심볼 주기 또는 2개의 NTSC 영상 주사선의 지속시간인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  23. 제20항에 있어서, 상기 제1, 제2 및 제3차동 지연양은 각각 179,208 심볼 주기 또는 262개의 NTSC 영상 주사선의 지속시간인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  24. 제20항에 있어서, 상기 제1, 제2 및 제3차동 지연양은 각각 718,200 심볼 주기 또는 2개의 NTSC 영상 프레임의 지속시간인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  25. 제14항에 있어서, 상기 제1 콤 필터는, 상기 제1콤 필터 응답을 생성하기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 상기 제1차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 가산적으로 결합하는 방식의 것이고, 한편 상기 제2콤 필터는, 상기 제2콤 필터 응답을 생성하기 위해 상기 추가의 베이스밴드 입력신호를 상기 제2차동 지연양에 의해 영향받는 그 자신의 신호와 가산적으로 결합하는 방식의 것으로 구성됨을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  26. 제25항에 있어서, 상기 제1차동 지연 양은 6 심볼 주기인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
  27. 제26항에 있어서, 상기 제2차동 지연 양은 각각 12 심볼 주기인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호 수신기.
KR1019980038878A 1997-09-19 1998-09-19 엔.티.에스.씨 아티팩트를 추출하기 위해 디.티.브이 파일럿반송파를 억압하는 콤 필터를 이용한 엔.티.에스.씨 간섭 검출기를 구비하는 디지털 텔레비젼 수신기 KR100278854B1 (ko)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US93393497A 1997-09-19 1997-09-19
US8/933,934 1997-09-19
US08/933,934 1997-09-19
US93774097A 1997-09-25 1997-09-25
US8/937,740 1997-09-25
US08/937,740 1997-09-25

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR19990029972A true KR19990029972A (ko) 1999-04-26
KR100278854B1 KR100278854B1 (ko) 2001-01-15

Family

ID=27130052

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019997004430A KR100557122B1 (ko) 1997-09-19 1998-09-18 동일채널간섭을 받는 디지털 텔레비젼 신호용 수신기 및 그의 동작 방법
KR1019980038878A KR100278854B1 (ko) 1997-09-19 1998-09-19 엔.티.에스.씨 아티팩트를 추출하기 위해 디.티.브이 파일럿반송파를 억압하는 콤 필터를 이용한 엔.티.에스.씨 간섭 검출기를 구비하는 디지털 텔레비젼 수신기

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019997004430A KR100557122B1 (ko) 1997-09-19 1998-09-18 동일채널간섭을 받는 디지털 텔레비젼 신호용 수신기 및 그의 동작 방법

Country Status (8)

Country Link
JP (2) JP2000506716A (ko)
KR (2) KR100557122B1 (ko)
CN (2) CN1128550C (ko)
AU (1) AU703907B1 (ko)
BR (1) BR9803498A (ko)
CA (2) CA2247555C (ko)
SG (1) SG68079A1 (ko)
WO (1) WO1999016240A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100744856B1 (ko) * 1999-09-28 2007-08-01 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 진폭 보정 장치 및 수신 장치
US7446791B2 (en) 2004-08-16 2008-11-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Thermal image forming apparatus including cooling fan

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6449002B1 (en) * 1999-12-21 2002-09-10 Thomson Licensing S.A. Truncated metric for NTSC interference rejection in the ATSC-HDTV trellis decoder
KR100705931B1 (ko) * 2000-12-08 2007-04-11 엘지전자 주식회사 Ｖｓｂ 수신기의 복소수 적응 채널 등화장치
CN100373372C (zh) * 2002-09-17 2008-03-05 联发科技股份有限公司 自动功率控制回路的误差校正系统和方法
WO2004049704A1 (en) * 2002-11-26 2004-06-10 Thomson Licensing S.A. An ntsc signal detector
KR100594275B1 (ko) * 2004-05-14 2006-06-30 삼성전자주식회사 Ｎｔｓｃ 코채널 간섭 제거를 위한 채널 상태 생성 회로를구비한 디지털 텔레비전 수신기 및 그 방법
US7613238B2 (en) * 2005-09-13 2009-11-03 Mediatek Inc. Apparatus and method for decision error compensation in an adaptive equalizer
US7668209B2 (en) 2005-10-05 2010-02-23 Lg Electronics Inc. Method of processing traffic information and digital broadcast system
CN101944964B (zh) * 2005-10-17 2012-10-31 Lg电子株式会社 处理交通信息的方法和数字广播系统
US8238450B2 (en) 2009-01-30 2012-08-07 Futurewei Technologies Inc. Dynamic transmitter noise level adjustment for digital subscriber line systems
WO2018068177A1 (zh) * 2016-10-10 2018-04-19 华为技术有限公司 梳状滤波噪声消除方法、装置及频域自适应均衡装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5602602A (en) * 1994-02-10 1997-02-11 Philips Electronics North America Corporation Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference for digital TV transmission having a simplified rejection filter
US5546132A (en) * 1994-12-07 1996-08-13 Goldstar Co., Ltd. NTSC interference detector
US5648822A (en) * 1995-05-19 1997-07-15 Philips Electronics North America Corporation Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference using a variable-comb filter for digital TV transmission
US5594496A (en) * 1995-06-07 1997-01-14 Zenith Electronics Corporation Detection of co-channel interference in digital television signals

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100744856B1 (ko) * 1999-09-28 2007-08-01 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 진폭 보정 장치 및 수신 장치
US7446791B2 (en) 2004-08-16 2008-11-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Thermal image forming apparatus including cooling fan

Also Published As

Publication number Publication date
CA2270994A1 (en) 1999-04-01
CN1239625A (zh) 1999-12-22
KR100557122B1 (ko) 2006-03-03
BR9803498A (pt) 1999-11-03
CA2270994C (en) 2002-06-04
AU703907B1 (en) 1999-04-01
CA2247555C (en) 2001-12-11
CN1212581A (zh) 1999-03-31
JP3272678B2 (ja) 2002-04-08
CA2247555A1 (en) 1999-03-19
KR20000069033A (ko) 2000-11-25
JPH11164222A (ja) 1999-06-18
WO1999016240A1 (en) 1999-04-01
JP2000506716A (ja) 2000-05-30
CN1122401C (zh) 2003-09-24
SG68079A1 (en) 1999-10-19
KR100278854B1 (ko) 2001-01-15
CN1128550C (zh) 2003-11-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5748226A (en) Digital television receiver with adaptive filter circuitry for suppressing NTSC co-channel interference
US6057877A (en) NTSC interference detectors using pairs of comb filters with zero-frequency responses, as for DTV receivers
JPH1065990A (ja) 自動利得調節回路及びその方法
KR100278854B1 (ko) 엔.티.에스.씨 아티팩트를 추출하기 위해 디.티.브이 파일럿반송파를 억압하는 콤 필터를 이용한 엔.티.에스.씨 간섭 검출기를 구비하는 디지털 텔레비젼 수신기
US5801759A (en) Digital TV receiver circuitry for detecting and suppressing NTSC co-channel interference
US6480233B1 (en) NTSC co-channel interference detectors responsive to received Q-channel signals in digital TV signal receivers
US5995135A (en) Digital television receiver with adaptive filter circuitry for suppressing NTSC Co-channel interference
US5835131A (en) Digital television receiver with adaptive filter circuitry for suppressing NTSC co-channel interference
KR100246767B1 (ko) 보조 아날로그 텔레비젼 수신기로부터의 영상신호를 이용하여 엔.티.에스.씨 간섭을 검파하는 디지탈 텔레비젼 수신기
US6023306A (en) NTSC interference detectors using comb filters that suppress digital TV pilot carrier for NTSC extraction
KR100246800B1 (ko) 인터캐리어 신호를 이용하여 엔.티.에스.씨 간섭을 검파하는 디지탈 텔레비젼 수신기
US6201564B1 (en) Method of operating the channel equalizer in a receiver for DTV signals subject to co-channel NTSC interference
US6400393B1 (en) DTV receiver with filter in I-F circuitry to suppress FM sound carrier of NTSC Co-channel interfering signal
KR100273763B1 (ko) 상이한 형태의 텔레비젼신호를 수신하는 동일 고스트 제거회로를 사용하는 텔레비젼신호 수신장치
JP3755990B2 (ja) Ｎｔｓｃ同一チャネル干渉を抑制するための適応形フィルタ回路を有するディジタルｔｖ受信機
CA2267679C (en) Ntsc co-channel interference detectors responsive to received q-channel signals in digital tv signal receivers
KR100260422B1 (ko) 디지털 텔레비젼신호 수신기
CA2241590C (en) Digital tv receiver circuitry for detecting and suppressing ntsc co-channel interference
AU702137B1 (en) Digital television receiver with adaptive filter circuitry for suppressing NTSC co-channel interference
KR100288290B1 (ko) 엔티에스씨동일채널간섭을억제하기위한적응형필터회로를갖는디지털티브이수신기및그의심볼디코딩방법
CA2241067C (en) Digital television receiver with adaptive filter circuitry for suppressing ntsc co-channel interference
AU702333B1 (en) Digital TV receiver circuitry for detecting and suppressing NTSC co-channel interference
KR100246916B1 (ko) 엔티에스씨 공동-채널 간섭 신호의 주파수 변조 음성 반송파를 억압하기 위한 중간 주파수 회로에 있어서 필터를 갖는 디지털 텔레비젼 수신기
MXPA98007649A (en) Interference detectors of the committee of the national television system that uses wave filters suppress the digital television pilot carrier to remove the artifacts from the committee of the television system nacio
MXPA98005803A (en) T.v. digital receiver circuit to detect and delete co interchange interference

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20060928

Year of fee payment: 7

LAPS Lapse due to unpaid annual fee