JP3755990B2 - Ｎｔｓｃ同一チャネル干渉を抑制するための適応形フィルタ回路を有するディジタルｔｖ受信機 - Google Patents
Ｎｔｓｃ同一チャネル干渉を抑制するための適応形フィルタ回路を有するディジタルｔｖ受信機 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はテレビジョン発展副委員会（ＡＴＳＣ）の標準による米国における地上放送に用いられる、高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）のようなディジタルテレビジョン装置に係り、さらに詳しくは国営テレビジョンシステム委員会（ＮＴＳＣ）の標準によるアナログテレビジョン信号から発生する同一チャネル干渉を防止するに適したフィルタ回路を有するディジタルテレビジョン受信機装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
テレビジョン発展副委員会（ＡＴＳＣ）は１９９５年９月１６日に発表したディジタルテレビジョンの標準において、米国内の国営テレビジョン副委員会（ＮＴＳＣ）がアナログテレビジョン空中波信号に主に用いている、６ＭＨｚ帯域幅のテレビジョンチャネル内のディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号送信のための残留側波帯（ＶＳＢ）信号を明示している。前記残留側波帯（ＶＳＢ）ＤＴＶ信号のスペクトルはまるで同一チャネルのスペクトルがＮＴＳＣアナログＴＶ信号を干渉するように設計されている。これはＮＴＳＣ同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の輝度と色差成分エネルギーの大部分が低くなる偶数倍で、前記ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の１／４水平走査線比率の偶数倍の間で低くなる、前記ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の１／４水平走査線比率の奇数倍の時、前記パイロット搬送波と前記ＤＴＶ信号の主要振幅変調側帯波周波数が位置することになされる。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波はＴＶチャネルの下限周波数から得たオフセット値１.２５ＭＨｚである。ＤＴＶ信号の搬送波は、ＴＶチャネルの下限周波数から得た約３０９，８７７．６ＫＨｚのＤＴＶ搬送波信号を配列するために、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線比率の５９．７８倍を乗算した値から得たオフセット値である。従って、ＤＴＶ信号の搬送波はＴＶチャネルの中間周波数から得た約２，６９０１２２．４Ｈｚになる。
【０００３】
ディジタルテレビジョン標準に現れた正確な符号比率は（６８４／２８６）倍を乗算した値であって、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波から音声搬送波オフセット値４．５ＭＨｚを得る。ここで、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線／符号数は６８４であり、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線比率因子の２８６を乗算してＮＴＳＣアナログＴＶ信号に含まれたビデオ搬送波から４．５ＭＨｚの音声搬送波オフセット値を得る。前記符号比率は１０．７６２２３８メガ符号／秒であって、これはＤＴＶ搬送波信号から５．３８１１１９ＭＨｚだけ拡張されたＶＳＢ信号に含まれることができる。即ち、前記ＶＳＢ信号はＴＶチャネルの下限周波数から５．６９０９９７ＭＨｚ拡張された帯域まで制限されうるものである。
【０００４】
一般に、米国内におけるディジタルＨＤＴＶ信号地上放送に関するＡＴＳＣ標準は１６：９の比率をもつ２種の高精細度ＴＶ形式の送信が全て可能である。第１のＨＤＴＶディスプレイ形式は１９２０標本／走査線と、２：１の飛び越し領域をもつ１０８０の活性化水平走査線／３０Ｈｚフレーム形式を使用する。第２のＨＤＴＶディスプレイ形式は１２８０輝度標本／走査線と、順次走査されたＴＶ映像／６０Ｈｚフレーム形式を使用する。また、ＡＴＳＣ標準はＮＴＳＣアナログＴＶ信号と比較した時、正常的な解像度を有する４個のＴＶ信号を並列伝送するＨＤＴＶディスプレイ形式よりはＤＴＶディスプレイ形式の伝送方法を取っている。
【０００５】
米国内地上放送から残留側波帯振幅変調によって伝送されたＤＴＶはそれぞれ３１３個の連続データセグメントを含む連続データ領域を保って構成している。前記データ領域は、それぞれ奇数で計数されるデータ領域と、データフレームを構成する偶数で計数されるデータ領域が連続されるモジュール−２が連続的に計数されるものと見なされる。前記フレーム比率は２０．６６フレーム／秒である。それぞれのデータセグメントは７７．３マイクロ秒の間に活性化される。従って、符号比率が１０．７８ＭＨｚであれば、８３２符号／データセグメントになる。各データのセグメントは１本のラインに＋Ｓ、−Ｓ、−Ｓ、＋Ｓを連続的にもつ４個の同期符号集合を有する。前記＋Ｓの値は最大陽性データ偏位下のレベルであり、−Ｓの値は最大音声データ偏位上のレベルである。各データ領域の初期ラインは、チャネルの等化と多経路処理防止のための実験信号を符号化する同期符号集合領域を含む。前記実験信号は５１１擬似雑音順次標本（ＰＮ順次）に相次いで３個の６３−ＰＮ順次標本を連続する。この実験信号は奇数で計数されたデータ領域の第１ラインの初期論理規則と、偶数で計数されたデータ領域の第１ラインの第１論理規則によって伝送され、第１と第２論理規則が互いに補数となる。
【０００６】
データライン内のデータは１２個の挿入されたトレリス（trellis）符号を用いてトレリス（trellis）符号化されるが、これらそれぞれは１個のビットを符号化していない２／３比率のトレリス（trellis）符号である。前記挿入されたトレリス（trellis）符号は、露出した自動車の点火装置のような雑音源から発生する突発状況を訂正するための誤り訂正対備策の一環として設けられたもので、リードソロモンコーティングである。前記リードソロモンコーティング結果値は空中波伝送のために８レベル（３ビット／符号）の一次元整列符号でコード化して伝送されるが、この時の伝送はトレリス（trellis）コーティング手続と識別される符号のプリコード化無しでなされる。前記リードソロモンコーディング結果値は有線ＴＶ放送の伝送のために１６レベル（４ビット／符号）の一次元整列符号にコード化して伝送されるが、この時の伝送もプリコーディング無しでなされる。残留側波帯（ＶＳＢ）信号はこれら固有の伝送をもっているが、これらの振幅は変調比率によって異なる。
【０００７】
前記固有搬送波は前述した変調比率による固定振幅のパイロット搬送波で代置される。この固定振幅のパイロット搬送波は、フィルタに供給されてその応答としてＶＳＢ信号を供給する振幅変調側帯域を生成する平衡変調器に印加される電圧を変調する時、直流成分をシフトして発生される。もし前記４ビット符号コーディングの８つのレベルが搬送波変調信号として−７、−５、−３、−１、＋１、＋３、＋５、＋７の正常値をもつならば、前記パイロット搬送波は正常値１．２５をもつ。＋Ｓの正常値は＋５であり、−Ｓの正常値は−５である。
【０００８】
ＤＶＴの先行技術分野において、送信時にＤＴＶ放送に符号プリコーダの使用可否決定が要求されたが、この符号プリコーダは符号発生回路を行い、符号をプリコードフィルタリングするものである。放送局のこのような決定は、ＮＴＳＣ放送局の要求と関係なく同一チャネル干渉に左右される。前記符号プリコーダは同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を干渉することを防止するための、符号デコーダ回路内部にあるデータスライサの使用に先だって用いられた、コームフィルタを有するそれぞれのＤＴＶ受信機に偶然捕らえられた符号のポストコーディングを補完する。符号プリコーディングはデータラインの符号同期集合あるいはデータ領域の同期データが伝送されるデータライン上では用いられない。
【０００９】
同一チャネル干渉はＮＴＳＣ放送局から遠く離れたところで除去されるが、一定の電離層条件が形成されるか、同一チャネル干渉の可能性が高い高温の夏季になれば十中八九発生する。しかし、このような干渉はＮＴＳＣ放送局から発生する同一チャネルがなければ発生しない。もし、ＮＴＳＣの干渉がその放送領域内部にのみ局限されるならば、ＨＤＴＶ放送はＮＴＳＣ干渉とは別途により容易にＨＤＶ信号を運営するための符号プリコーダを使用することができる。また、このようになると、コームフィルタは、ＤＴＶ受信機で完全にマッチされたフィルタリングを行うための符号ポストコーダとして用いられることができる。もしＮＴＳＣ信号干渉の排除または可能性が稀であれば、トレリス（trellis）デコーダ内符号値誤りの原因となるフラットスペクトル雑音が減少することになって、ＤＴＶ放送は符号プリコーダの使用を中断することにより、各ＤＴＶ受信機には符号ポストコーダが不要となるであろう。このような状況に対する放送局の認識がなければ、ＮＴＳＣ信号の同一チャネル干渉は一部放送受信地域に対する障害要件となり、有線放送の漏電を引き起こし、ＮＴＳＣ受信機に不適した中間周波数映像障害を生じさせ、アナログＴＶ録画の結果をもっているディジタルＴＶ録画のためにマグネティックテープを使用しなければならないか、或いは他の非正常状態の本質的な問題が生じる虞がある。
【００１０】
現在のＡＴＳＣ ＤＴＶ標準は符号プリコーディングを使用する伝送方式を認めていない。同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の遮断は、符号デコーディングに関連したデータスライシングの処理後に、トレリス（trellis）デコーディング処理過程で行われるべきと判断される。この処理過程は伝送時にプリコーディングが成されるべきかどうかを省略する。しかし、不幸ながら同一チャネル干渉アナログＴＶ信号は、データスライシング処理過程で誤りを生じさせるが、これは誤り訂正デコーディングの手続、トレリス（trellis）デコーディング、リードソロモンデコーディングにより多くの負担を与える。これらの誤りは放送区域の範囲を制限して商業用ＤＴＶ放送の収入節減をもたらす。従って、現在ＡＴＳＣ ＤＴＶの標準でＤＴＶ伝送時に符号プリコーディングを認めていないが、データスライシングに先だって同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の防止を提供することが好ましい。
【００１１】
一般に、線形組合せは古典数式またはモジューラ数式による適用の可否によって意味が加減される。線形組合せに適用されて行われたモジュラ組合せはモジュラ数式で処理される。差別的な遅延を通じたディジタル符号の流れと、差別的に遅延された区間の線形組合せと、ＨＤＴＶ受信機の先行技術に用いられた符号のポストコーディングによる例証をレコードしたコーディングの類型を、本明細書で「第１類型の符号レコーディング」と定義する。また、モジュラ組合せの遅延した結果値を有するモジュラ組合せ自体を通じたディジタル符号の流れと、ＨＤＴＶ送信機の先行技術に用いられた符号のプリコーディングによる例証をレコードしたコーディングの類型を、本明細書で「第２類型の符号レコーディング」と定義する。
【００１２】
アナログＴＶ信号から派生する同一チャネル干渉の問題は、過去受信機の電波妨害問題から受信機の内部に適切なフィルタ回路を設置して解決したことを察してみることができる。システムチャネルの活性領域を超過しなければ、ＤＴＶ変調時に信号伝送を遮断することにより同一チャネル干渉を防止することができ、システムの遂行を信号の重畳問題として察してみることができる。受信機内部のフィルタ回路は、アナログＴＶ信号による同一チャネル干渉から派生するディジタル信号を選択するために適用し、先だって言及したシステムチャネルのエネルギーを充分減少させるために、アナログＴＶ信号の相関関係と反相関関係特性を活用する。
【００１３】
アナログＴＶ信号から派生した同一チャネル干渉を察して見れば、これはＤＴＶ送信機とＤＴＶ受信機との間で、システムチャネルへ流入する。ＤＴＶ送信機における符号プリコーディングの使用または非使用はアナログＴＶ信号から派生する同一チャネル干渉に影響を全く与えない。ＤＴＶ受信機において、同一チャネル干渉が受信機の終端にわたるほど広くないため、システムチャネルを捕獲することができれば、これは同一チャネル干渉の上位エネルギースペクトル要素のエネルギーを減少させるためのコームフィルタをもつデータスライシング回路より好ましいものである。従って、データスライシングの中に発生する誤りを減少することができる。ＤＴＶ放送局は搬送波周波数を正確に合わせなければならないが、これはＴＶチャネル割当下限周波数に近接した３１０ＫＨｚとなる。従って、この搬送波周波数は干渉に近い同一チャネルＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波から得た周波数の最適オフセット値となる。この搬送波周波数の最適オフセット値は正確に、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線周波数（ｆH）の５９．７５倍に相当する。
【００１４】
復調されたＤＴＶ信号に含まれた同一チャネル干渉の結果は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線周波数（ｆＨ）の５９．７５倍の時にビットを含み、ディジタルＨＤＴＶ搬送波と同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のビデオ搬送波との間でヘテロダインによって発生し、ディジタルＨＤＴＶ搬送波と同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の色差副搬送波との間でヘテロダインによって生成されたｆＨの２８７．７５倍の時のビットであって、これらのビットはｆＨの５９．７５倍の時の５番目の高調波に近いビットである。この結果値はディジタルＨＤＴＶ搬送波と同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のオーディオ搬送波との間でヘテロダインによって生成された、ｆＨの３４５．７５倍に近いビットを包括するが、このビットはｆＨの５９．７５倍の時の６番目の高調波に近いビットである。これらビットの高調波関係は正確に設計された単一コームフィルタであって、差別的な遅延をもつ少数の符号を統合している。ＤＴＶ受信機内部のデータスライシングに先だってＮＴＳＣ除去コームフィルタを使用することは付随的に第１類型の符号レコーディングを行い、データスライシングによる符号を修正するためである。
【００１５】
ＤＴＶ受信機内部の第１類型の符号レコーディングによるデータスライシング動作は、第１類型の符号レコーディング結果として得た符号の非破壊定量化処理を行うが、これはデータ送信に関する限り、データ定量化レベルは符号レベルとマッチされるように設計されるためである。定量化は第１類型の符号レコーディングに関連したフィルタリングの後に残ったアナログＴＶ信号結果に干渉する同一チャネルと識別されるが、その程度はコード符号レベル間の段階よりは少ない。
これは定量化処理過程で微小な信号を消耗して優良の信号利得を得る現象捕獲の一種である。
【００１６】
データ送信に関する限り、ディジタルデータ符号の流れはシステムチャネルの全体長さにわたってなされる。第２類型の符号レコーディングが、ＤＴＶ送信機における符号プリコーディングで処理される時、差別的に遅延したデータ符号流れの付加的な組合せは、送信電力を昇圧しないか或いはアナログＴＶ信号の電波妨害をより多く抑制するために平均内部符号距離を増加させる、モジュラ原理に基づいてなされる。その代わり、アナログＴＶ信号の電波妨害を抑制するための基本メカニズムは、自分の減衰器とＤＴＶ信号を対向させ、ＤＴＶ受信機側の遮断コームフィルタリングによって提供されるようになり、データスライサ内部の定量化の効果によって抑制された、コームフィルタ応答に含まれたアナログＴＶ信号の結果は直ちにコームフィルタを介して伝送される。
【００１７】
第１と第２類型の符号レコーディング処理の進行順序は、符号の流れに対するコーディング配合が信号の伝送度を減少させるのではないので、このような状況でシステムチャネルを通じた信号伝送には別に影響を及ぼさない。第１と第２類型の符号レコーディング処理の進行順序は、第１類型の符号レコーディングと、連続するデータスライシングとの間に重畳していない、第２類型の符号がレコーディングされる間、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号を防止するためのディジタル受信機の受信力に別に影響を及ぼさない。このような見解は本発明の基礎としている一般的な事項である。
【００１８】
ディジタルＴＶ受信機のようなディジタル受信機において、多重レベルの符号を伴う同一チャネル干渉は、データスライシングに先だって同一チャネル干渉のエネルギーを減少させるための第１コームフィルタを使用することにより防止される。第１コームフィルタはそれぞれの時間の長さが明示された地点の符号をもつ一連の２Ｎ−レベル符号となるが、この一連の２Ｎ−レベル符号は同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の結果を招き易く、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のこれらの結果に応答することは防止されるべきである。
【００１９】
付随的に、第１コームフィルタはデータスライシングによって生成された符号のデコーディング結果に誤りを挿入する、第１類型の符号レコーディング処理を行う。一連の２Ｎ−レベル符号を遅延させるために、所定の数字だけの符号をもつ一連の２Ｎ−レベル符号を、第１コームフィルタが遅延させると仮定すれば、一連の２Ｎ−レベル符号を線形的に組合せ、第１コームフィルタの応答結果を第１線形に組み合わせるために一連の２Ｎ−レベル符号を遅延させる。（４Ｎ−１）−レベル符号をもつこの応答は第１データスライサに印加される。
【００２０】
本発明において、第１データスライサによるデータスライシングに先だって行われる第１類型の符号レコーディング手続は、プリレコーディング手続と見ることができる。第２コームフィルタはデータスライシングの後に第２類型の符号レコーディング手続を行い、第１類型の符号レコーディング手続を補償するためにポストコーディング手続を行って、訂正された符号デコーディング結果を生成する。第１類型の符号レコーディング手続は、差別的な遅延を通して入力された符号の流れと、差別的に遅延した区間の第１線形組合せをレコードする。第２類型の符号レコーディング手続は第１データスライサによって復旧された、部分的にフィルタリングされた符号デコーディング結果をレコードする。第２類型の符号レコーディング手続は第１データスライサによって復旧された、部分的にフィルタリングされた符号デコーディング結果の第２線形組合せとして用いられ、モジュラ数式で処理される。第１と第２線形組合せの中の一つは（−）であり、残りのもう一つは（＋）となる。第２線形組合せの結果は符号デコーディング結果をポストコード化したものである。
【００２１】
前記ポストコーディングは遮断コームフィルタリングに次いで行われ、データスライシングはポストコーディングを適切に駆動させるべき根本的な問題を抱えている。前記問題点の一つは、部分フィルタリングされた符号デコーディング結果値に一回誤りが生じると、その誤りは遅延してフィードバックされ、符号デコーディング結果値がポストコード化される間に誤りが引き続き発生する。他の問題点は遅延したフィードバック回路における初期条件をどのように設定するかと、１回誤りの生じた遅延したフィードバック回路における初期条件をどのように設定されるかということにある。
【００２２】
かかる問題点は第２類型のレコーディングがポストコーディングに用いられる時に発生するが、その理由はこのようなレコーディングに用いられるフィードバックによって、時間経過によって引き続き累積されるためである。第２類型のレコーディングがプリコード化される間に行われ、第１類型のレコーディングがポストコード化される間に行われる時、第１類型のレコーディングは第２類型レコーディングの初期条件の応答を直ちに遮断する時間差を与える。累積に関する初期条件は全く考慮されない。プリコーディングが行われる間に第１類型のレコーディングがなされ、ポストコーディングが行われる間に第２類型のレコーディングがなされる時、第２類型のレコーディングにおける累積に対する初期条件が修正されないことによって発生する誤りが、ポストコーディングがなされる間に引き続き影響を及ぼす。このようにして最終デコーディング結果にまで発生した誤りは一時的誤りでないシステム誤りを生じさせ、一般にかかる持続的な誤りは自己診断とならない。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明はかかる従来の技術の問題点を解決するためのもので、その目的は一定時間内に一定長さの符号を有する、２Ｎ−レベルの流れに対する符号デコーディング方法を提供することにある。
【００２４】
この時、一連の２Ｎ−レベル符号は同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の結果を行い、この結果の影響を受け易くなる。この時のＮは正の整数である。前記方法は少しでも存在すれば遮断される同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の結果から、（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号をもつコームフィルタの応答を生成するために、一連の２Ｎ−レベル符号を遮断コームフィルタリングする段階を含む段階から選択された符号デコーディング結果を生成する。前記遮断コームフィルタリングの段階は、遅延した一連の２Ｎ−レベル符号を生成するために、所定数の符号区間によって一連の２Ｎ−レベル符号を遅延させる副段階を含み、前記一連の２Ｎ−レベル符号と、前記遅延した一連の２Ｎ−レベル符号を線形的に組み合わせ、加算と減算処理過程の中の一つの処理過程によって第１線形組合せ結果を、前記（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号をもつコームフィルタ応答とする。
【００２５】
プリコード化された符号デコーディング結果を生成するために、（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号をもつコームフィルタの応答をデータスライシングする段階がある。遅延選択されたコームフィルタの応答をデータスライシングする段階がある。遅延選択された符号デコーディング結果を生成するために、所定数の符号区間をもつ選択された符号デコーディング結果を遅延させ、第２線形組合せの結果を生成するために遅延選択された符号デコーディング結果をもつプリコード化された符号デコーディング結果を線形的に組み合わせる段階がある。第２線形組合せの結果を生成するためになされる前記線形組合せは、第１線形組合せの結果を生成するためになされる線形組合せの副段階に用いられた一つから加減算の相反した処理過程をモジュラ数式を通してなされる。前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する同期データを示す符号デコーディング時点を決定し、前記一連の２Ｎ−レベル符号で前記同期データの符号デコーディングが叙述される時、前記同期データは誤り無く再生され、前記一連の２Ｎ−レベル符号で同期データの符号コーディングが叙述される時、前記同期データと誤り無く一致し、前記一連の２Ｎ−レベル符号で同期データの符号コーディングが叙述されない時、最小限の選択区間で前記第２線形組合せの結果に一致するために、選択された符号デコーディング結果を生成する段階がある。
【００２６】
本発明のまた他の方法は回路の組合せである。以下で説明するように、前記回路はディジタルＴＶ受信機に含まれている。前記組合せは一定時間、それぞれの符号区間をもつ一連の２Ｎ−レベル符号を支援するためのディジタルＴＶ信号検出装置を含んでいる。前記流れは同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の結果に影響され易い。前記組合せは前記符号区間の所定の一番目の数だけの遅延を現す第１、第２遅延装置を含んでいる。前記組合せは第１、第２線形組合せ器を含むが、このいずれか一方は加算器となり、他方は減算器となって、前記第２線形組合せ器はモジュロ−２Ｎ数式によって動作する。前記第１遅延装置は第１の２Ｎ−レベル符号の遅延した流れを２Ｎ−符号の流れに応答するために連結され、これにより前記２Ｎ−レベル符号の差別的に遅延した流れの一番目の対を生成する。前記第１線形組合せ器は前記２Ｎ−レベル符号の差別的に遅延した一番目の対を線形的に組み合わせるために連結されるが、これは前記第１線形組合せ器の第１、第２のそれぞれの入力信号として受信される。これら入力信号に応じて前記第１線形組合せ器は（４Ｎ−１）レベル符号の第１流れをその出力信号とする。第１データスライサは前記第１線形組合せ器からそれぞれの出力信号として伝達された（４Ｎ−１）レベル符号の第１流れをデコードして第１プリコード化された符号デコーディング結果を生成するために組合せに含まれる。それぞれの第１、第２入力信号を受信して線形的に組み合わせ、これによりそれぞれの出力信号を伝達する前記第２線形組合せ器は、それぞれの第１入力信号として前記第１プリコード化された符号デコーディング結果を受信するために連結される。前記第２遅延装置はそれぞれの入力信号を遅延させ、前記第２線形組合せ器の前記第２入力信号を生成する。
【００２７】
さらに、前記組合せは前記一連の２Ｎ−レベル符号に現れたデータ同期に符号が用いられる場合を決定するためのデータ同期回路と、前記一連の２Ｎ−レベル符号に符号が、データ同期に符号が用いられた場合、理想符号デコーディング結果を生成する回路を含む。また、前記組合せは多数個の入力をもつ第１マルチプレクサが、それぞれの出力信号を前記第２遅延装置にそれぞれの入力信号として伝達され、前記理想符号デコーディング結果を自分の第１入力信号とし、前記第２線形組合せ器の出力信号を受信して自分のもう一つの入力信号とする。前記第１マルチプレクサは前記一連の２Ｎ−レベル符号で符号がデータ同期に用いられる場合にのみ自分の出力信号を自分の第１入力信号として再生する条件が形成される。別の方法として、前記第１マルチプレクサは最小限の選択区間で、前記第２線形組合せ器の出力信号を第１ポストコード化された符号デコーディング結果とする条件が形成される。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明による符号デコーディング方法は、一定の時間長さの符号区間をそれぞれ有する一連の２Ｎ−レベル符号を符号デコーディングする方法であって、前記一連の２Ｎ−レベル符号は、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分によって伴われ易く、前記Ｎは正の整数を示し、前記方法は、前記一連の２Ｎ−レベル符号を所定数の前記符号区間だけ遅延させることによって、かつ、前記一連の２Ｎ−レベル符号と前記遅延した一連の２Ｎ−レベル符号とを加算及び減算のいずれか一方を用いて線形的に組合せることによって、（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号を有するコームフィルタ応答として、第１線形組合せ結果値を生成するコームフィルタリング段階と、前記コームフィルタ応答をデータスライシングすることによって、プリコード化された符号デコーディング結果値を生成する段階と、前記所定数の前記符号区間だけ前記プリコード化された符号デコーディング結果値を遅延させる段階と、モジュロ計算法に従って働く論理演算であって、前記加算及び減算のいずれか一方以外の論理演算を用いて、前記生成されかつ遅延された符号デコーディング結果値と前記プリコード化された符号デコーディング結果値とを線形的に組合わせることによって、第２線形組合せ結果値を生成する段階と、一連の２Ｎ−レベル符号が中間符号デコーディング結果値において実質的な誤りを生じさせるほど充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する検出段階と、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないという決定に応じて、誤り無しで中間符号デコーディング結果値を生成する段階と、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うという決定に応じて、同期データを示す符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、制御器にあるメモリから伝達される符号デコーディング結果値をフィードバックさせることによりポストコード化された符号デコーディング結果から発生する実行誤りを減少させ、かつ、前記同期データを示さない符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、少なくとも選択された時間の間、前記生成された符号デコーディング結果値を前記第２線形組合せ結果に相当するものとして生成する段階とからなることを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態を詳細に説明する。
図１は誤りの訂正されたデータを復旧するに用いられたディジタルＴＶ信号受信機を示している。この時のデータはディジタルビデオカセットレコードのレコーディング、或いはＴＶセットにおけるＭＰＥＧ−２デコーディングとディスプレイに適するものである。図１のＤＴＶ信号受信機は受信アンテナ８からＴＶ放送信号を受信するものと示されているが、この代わりにケーブルネットワークから信号を受信することもできる。前記ＴＶ放送信号は装置の終端１０に入力される。一般に、装置の終端１０はラジオ周波数増幅器と、ラジオ周波数ＴＶ信号を中間周波数ＴＶ信号に変換させる第１検出器とから構成され、中間周波数増幅器チェーン１２へ残留側波帯ＤＴＶ信号を伝達する。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、第１検出器で超高周波帯域に変換されたＤＴＶ信号を増幅するために、中間周波数増幅器を含んでいる中間周波数増幅器チェーン１２で多重変換を施し、さらにＶＨＦ帯域に変換されたＤＴＶ信号を増幅するために中間周波数増幅器を備える。もしディジタル部門で基底帯域に対する復調を施すと、中間周波数増幅器チェーン１２は増幅されたＤＴＶ信号を基底帯域に近い最終中間周波数帯域に変換させるために第３検出器を備える。
【００３０】
なるべく、チャネル選択応答を実現し、隣接チャネルを除去するためにＵＨＦ帯域に対して、中間周波数増幅器に表面音響波（ＳＡＷ）フィルタを使用した。前記表面音響波フィルタはＶＳＢ ＤＴＶ信号とパイロット搬送波の遮断された搬送波周波数から極めて速く５．３８ＭＨｚ以上を遮断するが、これは周波数の固定振幅である。従って、前記表面音響波フィルタは、アナログＴＶ信号を干渉するいずれの同一チャネルの周波数変調された音響搬送波でも遮断する。中間周波数増幅器チェーン１２でアナログＴＶ信号を干渉する、いずれの同一チャネルのＦＶ音響搬送波を遮断することは、符号デコーディングが行われる間これらの基底帯域にある符号のデータスライシングによる残留物の干渉を予め防止し、基底帯域の符号を復旧させるために最終中間周波数信号が検出される時に発生する搬送波の残留物を遮断する。符号デコーディングの行われる間、これらの基底帯域符号のデータスライシングによる残留物の干渉を予め防止することが、データスライシングに先だって遮断コームフィルタリングすることより好ましいこともある。
【００３１】
前記中間周波数増幅器チェーン１２の最終中間周波数出力信号は複素復調器１４に伝達されるが、この時の複素復調器１４は基底帯域信号の実数部と虚数部を復旧するために、最終中間周波数帯域で残留側波帯振幅変調ＤＴＶ信号を復調する。復調は少数のメガサイクル領域にある最終中間周波数帯域のアナログ−ディジタル変換の後、ディジタル部門でなされるが、これは米国で１９９５年１２月２６日に公告された、特許出願番号５，４７９，４４９の「ＨＤＴＶを含んで位相追跡装置を有するディジタルＶＳＢ検出器」に示された実施形態を参照した。
【００３２】
他の方法として、復調はアナログ部門で行われることもできるが、この場合の結果は一般に向後の手続をより有用にするためのアナログ−ディジタル変換を目的とする。複素復調はできる限り同位相（Ｉ）同期復調と直角位相（Ｑ）同期復調からなる。一般に前述した復調手続のディジタル結果は、８ビット或いはそれ以上の正確度を有し、データのＮビットをエンコードする２Ｎ−レベルの符号を示す。一般に、図１のＤＴＶ信号受信機がアンテナ１２を介して空中波を受信する場合に２Ｎは８となり、有線放送波を受信する場合に２Ｎは１６となる。本発明の着目点は地上から空中までの放送波を受信することにある。図１において、受信された有線放送波の伝送に関する、符号デコーディングと誤り訂正デコーディングを提供するＤＴＶ受信機の一部を省略した。
【００３３】
符号同期回路と等化回路（イコライザ１６）は複素復調器１４から、同位相（Ｉチャネル）基底帯域信号の最小ディジタル実数標本を受信する。図１のＤＴＶ受信機回路１６は直角位相（Ｑチャネル）基底帯域信号のディジタル虚数標本を受信することを示している。回路１６は受信された信号に含まれたゴーストと傾斜角（チルト）を補償する、実効加重効果をもつディジタルフィルタを備える。前記符号同期と等化回路１６は振幅等化及びゴースト除去と同様に、符号同期または回転を行う。符号同期に用いられる符号同期と等化回路は振幅等化に先だって行われるが、これは米国出願番号５，４７９，４４９を参照した。
【００３４】
このような設計において、前記復調器１４は前記符号同期と等化回路１６に基底帯域信号の実数と虚数を含む過抽出された復調器応答を伝達する。符号同期後、前記過抽出されたデータは１／１０程度が除去されるが、これは正常的な符号率における基底帯域Ｉチャネル信号を抽出し、振幅等化とゴースト除去に用いられたディジタルフィルタリングを通じた標本率を減らすためである。振幅等化が符号同期を行う符号同期と等化回路における、回転または位相追跡またはディジタル信号受信機設計部門で広く知られている技術である。
【００３５】
回路１６の出力信号の各標本は１０個またはそれ以上のビットに分けられるが、効果的に一つのアナログ符号は（２Ｎ−８）レベルの中の一つをディジタルで表したものである。前記回路１６の出力信号は、予め知られている幾つかの方法の一つによって利得が制御されたもので、符号に対する理想的な段階のレベルが知られている。このような利得制御の応答速度が著しく速いために選択された利得制御の一つの方法は、複素復調器１４で＋１．２５の正常レベルまで伝達される基底帯域信号実数部の直流成分を調節する。一般に、このような利得制御方法は米国特許出願番号５，４７９，４４９によく示されており、１９９５年１２月１５日付けで出願された米国特許出願番愚５，５７３，４５４の「ディジタルＨＤＴＶ信号受信に対するラジオ受信機の自動利得制御」にさらに詳しく示されており、本発明はこれを参照した。
【００３６】
回路１６から出た出力信号はデータ同期回路１８に入力信号として伝達されるが、これは等化された基底帯域Ｉチャネルの信号から派生したデータ領域の同期情報（Ｆ）と、データセグメント同期情報（Ｓ）を復旧する。他の方法として、同期検出回路１８に伝達される入力信号は等化に先だって得ることもできる。
【００３７】
正常的な符号率で、回路１６から出力信号として伝達された、等化されたＩチャネルの信号標本はＮＴＳＣ除去コームフィルタ２０の入力信号として伝達される。前記コームフィルタ２０は、一対の差別的に遅延した一連の２Ｎ−レベル符号を生成するための第１遅延装置２０１と、前記コームフィルタ２０の応答を生成するために差別的に遅延した符号の流れを線形的に組み合わせるための第１線形組合せ器２０２とを備える。米国特許番号第５，２６０，７９３に記述された内容を参照すれば、前記第１遅延装置２０１は２Ｎ−レベル符号の１２周期と同一の遅延を提供し、前記第１線形組合せ器２０２は加算器となる。前記コームフィルタ２０の出力信号のそれぞれの標本は１０個またはそれ以上のビットに分けられ、効果的に一つのアナログ符号は（４Ｎ−１）＝１５レベルの中の一つをディジタルで表すものである。
【００３８】
前記符号同期と等化回路１６は自分の入力信号の直流バイアス成分を制限するために設計されたと見なされ、この直流バイアス成分は＋１．２５の正常化されたレベルを有し、パイロット搬送波検出による複素復調器１４から伝達された基底帯域信号の実数部に現れる。従って、回路１６の出力信号のそれぞれの標本はコームフィルタ２０の入力信号として印加され、効果的に一つのアナログ符号は次の正常レベル、即ち−７、−５、−３、−１、＋１、＋３、＋５、＋７のいずれか一つをディジタルで表すものである。
【００３９】
これら符号レベルは奇数符号レベルとし、０００、００１、０１０、０１１、１００、１０１、１１０、１１１のそれぞれの臨時符号デコーディング結果を生成するために奇数レベルデータスライサ２２で検出される。コームフィルタ２０の出力信号のそれぞれの標本は、効果的に、一つのアナログ符号は次の正常レベル、即ち−１４、−１２、−１０、−８、−６、−４、−２、０、＋２、＋４、＋６、８、＋１０、＋１２、＋１４のいずれか一つをディジタルで表すものである。これら符号レベルは偶数符号レベルとし、００１、０１０、０１１、１００、１０１、１１１、０００、００１、０１０、０１１、１００、１０１、１１０、１１１のそれぞれの臨時符号デコーディング結果を生成するために偶数レベルデータスライサ２４で検出される。
【００４０】
このような意味における前記データスライサ２２、２４は「難しい解決」と銘ずるか、或いはビタビ（Viterbi）デコーディング構造を行うのにもちいられる「簡単な解決」と銘ずる。回路内における自分の位置をシフトするためにマルチプレクサ連結を使用し、自分のスライシング範囲を修正するためのバイアスを印加して、前記奇数レベルデータスライサ２２と偶数レベルデータスライサ２４を単一データスライサで代替する配列が可能である。しかし、これら配列は動作が複雑なので適しない。
【００４１】
次に、前記符号同期と等化回路１６が自分の入力信号に含まれた直流バイアス成分を抑制するための方法を説明する。この時の直流バイアス成分は＋１．２５の正常レベルを有し、パイロット搬送波検出による複素復調器１４から伝達された基底帯域信号の実数部に現れる。別の方法として、前記符号同期と等化回路１６は自分の入力信号に含まれた直流バイアス成分を保つために設計されたもので、これはある意味では回路１６で等化フィルタの設計を簡単にする。このような場合、奇数レベルデータスライサにおける前記データスライシングレベルは、自分の入力信号に含まれた前記データ過程を伴う前記直流バイアス成分を計数してオフセット値として取る。
【００４２】
前記回路１６が、偶数レベルデータスライサ２４でデータスライシングレベルと見なされる、非連続性をもつ入力信号に含まれた直流バイアス成分を遮断または保持するために設計されたとしても、前記第１線形組合せ器２０２は加算器として提供される。しかし、もし前記第１遅延装置２０１から伝達された差別的な遅延が選択されると、前記第１線形組合せ器２０２は加算器となり、前記偶数レベルデータスライサ２４におけるデータスライシングレベルは自分の入力信号に含まれた前記データ過程を伴う重畳した直流バイアス成分を計数してオフセット値として取る。
【００４３】
ポストコーディングフィルタ応答は、コームフィルタ２０のプリコーディングフィルタ応答で生成するために、コームフィルタ２６を前記データスライサ２２、２４後に用いられる。前記コームフィルタ２６は、３つの入力をもつマルチプレクサ２６１、第２線形組合せ器２６２、コームフィルタで第１遅延装置２０１と同一の遅延を有する第２遅延装置２６３から構成される。前記第２線形組合せ器２６２はもし前記第１線形組合せ器２０２が減算器であれば、モジュロ−８加算器となり、前記第１線形組合せ器２０２が加算器であれば、モジュロ−８減算器となる。前記第１線形組合せ動作速度を充分上昇させるためのそれぞれのＲＯＭから構成することもできる。前記マルチプレクサ２６１から出た出力信号は、前記ポストコーティングコームフィルタ２６から得た応答を伝達し、前記第２遅延装置２６３によって遅延する。前記第２線形組合せ器２６２は前記第２遅延装置２６３から得た出力信号をもつ、前記偶数レベルデータスライサ２４から得たプリコード化された符号デコーディング結果を組み合わせる。
【００４４】
前記マルチプレクサ２６１の出力信号は、制御器２８からマルチプレクサ２６１に印加されたマルチプレクサ制御信号の、第１、第２、第３状態の応答から選択された時、マルチプレクサ２６１に印加された３つの入力信号の中から一つを再生する。データ領域同期情報（Ｆ）と、前記等化された基底帯域Ｉチャネルの信号から得たデータセグメント同期情報（Ｓ）が前記データ同期検出回路１８で復旧される間、前記マルチプレクサ２６１の第１入力ポートは、制御器２８内にあるメモリから印加された理想的な符号デコーディング結果を受信する。出力信号の最終コーディング結果と、制御器２８内のメモリから印加された理想的な符号デコーディング結果をマルチプレクサ２６１から提供するための条件を形成する間、前記制御器２８は前記マルチプレクサ制御信号の第１状態をマルチプレクサ２６１に伝達する。前記奇数レベルデータスライサ２２は出力信号として中間符号デコーディング結果をマルチプレクサ２６１の第２入力ポートへ伝達する。
【００４５】
マルチプレクサ２６１は、自分の出力信号である最終コーディング結果として中間符号デコーディング結果を再生するためにマルチプレクサ制御信号の第２状態に条件が合わせられる。前記第２線形組合せ器２６２は自分の出力信号としてポストコード化された符号デコーディング結果を前記マルチプレクサ２６１の第３入力ポートへ伝達する。マルチプレクサ２６１は自分の出力信号である最終コード結果としてポストコード化された符号デコーディング結果を再生するためにマルチプレクサ制御信号の第３状態に条件が合わせられる。
【００４６】
データ同期検出回路１８がデータ領域同期情報（Ｆ）とデータセグメント同期情報（Ｓ）を復旧する間、制御器２８にあるメモリから伝達される理想的な符号デコーディング結果値をフィードバックさせることにより、前記ポストコーディングコームフィルタからポストコード化された符号デコーディング結果から発生する実行誤りは減少する。この部分は本発明の主要部分であって後術する。
【００４７】
３つの並列ビットグループに含まれた最終的な符号デコーディング結果を含む、前記ポストコーディングコームフィルタ２６にあるマルチプレクサ２６１から出た出力信号は、データ挿入器３２に適用するためのデータアセンブラ３０に取り合わせられる。前記データ挿入器３２は取り合わせられたデータを並列データ流れで整流して、トレリス（trellis）デコーダ回路３４へ送る。一般に、トレリス（trellis）デコーダ回路３４は１２トレリス（trellis）デコーダを使用する。前記トレリス（trellis）デコーダ回路３４から印加されたトレリス（trellis）デコーディング結果は整流のためにデータ挿入器回路３６へ伝達される。
【００４８】
バイト分析回路３８は前記データ挿入器３６の出力信号を、データランダマイザ（randomizer）４２へ伝達される訂正された誤りバイトの流れを生成するためにリードソロモンデコーディングを行うリードソロモンデコーダ回路４０へ伝達して、リードソロモン誤り訂正コーディングバイトに変換させる。前記データランダマイザ４２は再生されたデータを他方の受信機（図示せず）へ伝達する。完全なＤＴＶ受信機のもう一つはパケット分類器、オーディオデコーダ、ＭＰＥＧ−２デコーダ及びその他のものを含む。ディジタルテープレコーダ／再生器に統合されたもう一つの前記ＤＴＶ受信機はレコーディングに必要な形でデータを変換させるための回路を備えている。
【００４９】
同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器４４は同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号がデータスライサ２２で行われたデータスライシングに含まれた修正不可能な誤りを発生させるほど充分完璧な状態であるかが分かる制御器２８を提供している。もし検出器４４が同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が充分完璧な状態でないことを示すと、データ領域同期情報（Ｆ）とデータセグメント同期情報（Ｓ）がデータ同期検出器回路１８によって復旧される時を除いた他の時に、前記制御器２８は前記マルチプレクサ制御信号の第２状態をマルチプレクサ２６１へ伝達する。このような条件は前記マルチプレクサ２６１が奇数レベルデータスライサ２２から伝達された中間符号デコーディング結果を、自分の出力信号で再生するために用いられる。
【００５０】
もし検出器４４がデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた訂正不可能な誤りを生じさせるほど同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が充分完全な状態であることを示すと、データ領域同期情報（Ｆ）とデータセグメント同期情報（Ｓ）がデータ同期検出器回路１８によって復旧される時を除いた他の時に、前記制御器２８は前記マルチプレクサの制御信号の第３状態をマルチプレクサ２６１へ伝達する。このような条件は前記マルチプレクサ２６１が前記第２線形組合せ器２６２から第２線形組合せの結果として伝達された、ポストコード化された符号デコーディング結果を、自分の出力信号で再生するために用いられる。
【００５１】
図２は前記同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器４４が取ることのできる形式であって、この形式は関連技術分野の関心事となる。減算器４４１は奇数レベルデータスライサ２２から伝達された中間符号デコーディング結果と、前記第２線形組合せ器２６２から第２線形組合せの結果として伝達されたポストコード化された符号デコーディング結果を別途に組み合わせる。もし同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が無視してもよいほどの量であり、基底帯域のＩチャネル信号に含まれたランダムノイズが無視するほどの量であれば、これらの仮想、ポストコード化された符号デコーディング結果は同様である。従って、減算器４４１から出た出力信号差は少なくなるであろう。しかし、もし同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が相当な量であれば、一般に減算器４４１から出た出力信号差は少なくはならない。しかし、時には信号差の大きいものが出ることもある。
【００５２】
前記減算器４４１から出た出力信号差に含まれたエネルギーを測定する方法は、二乗器４４２をもつ出力信号の差異値を二乗し、平均値回路４４３を有する短い区間にわたって二乗器応答の平均値を決定して得る。前記二乗器４４２はＲＯＭを用いて行う。前記平均値回路４４２は幾つかの適したディジタル標本を貯蔵するための遅延ラインメモリと、現在遅延ラインメモリに貯蔵されたディジタル標本を足し合わせる加算器を用いて行われる。前記平均値回路４４３で決定された、減算器４４１で得た出力信号差に含まれた短い区間に分布されたエネルギーの平均値は、しきい検出器４４４を支援するためにディジタル比較器に連結される。前記しきい検出器４４４のしきい値は中間符号デコーディング結果を伴うランダムノイズに含まれた、短い区間の平均値差異と、減算器４４１に印加されるポストコード化された符号デコーディング結果値を超過しないほど充分大きい。もし同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号がデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど充分大きければしきい値が超過する。前記しきい検出器４４４はしきい値の超過の可否を制御器２８が表すようにする。
【００５３】
図３は図１とは異なるディジタルＴＶ受信機を示している。この回路でデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が充分大きいかどうかを決定する回路類型は、１９９７年３月２１日付に米国特許出願番号（０８／８２１，９４４）で出願された「ディジタルＴＶ受信機でＮＴＳＣ干渉の検出に対するアナログＴＶ受信機からのビデオ信号使用」を参照する。
【００５４】
装置の終端１０で中間周波数に変換されたＤＴＶ信号は、ＮＴＳＣ信号に対して中間周波数増幅器チェーン４６へ伝達される。ＮＴＳＣ信号における中間周波数増幅器チェーン４６は、ＮＴＳＣ信号受信機に一般に用いられた中間周波数増幅器とは区別される。中間帯域の利得特性を見なす時、ＤＴＶ信号に対する中間周波数増幅器チェーン１２に含まれた、増幅器の段階に対応するＮＴＳＣ信号に対する中間周波数増幅器チェーン４６に含まれた増幅器の段階は、線形利得を連続的に有し、中間周波数増幅器チェーン４６に含まれた増幅器段階に対する対応値として同一の自動利得制御値を有する。前記ＮＴＳＣ信号の残留側波帯域は、前記中間周波数増幅器チェーン４６で遮断されない。特性上単一側帯域の前記ＮＴＳＣ信号の前側帯域の一部は、同一チャネルＤＴＶ信号のエネルギーを減少させるために、前記中間周波数増幅器チェーン４６で適切に遮断される。中間周波数増幅器チェーン４６応答の活性範囲に対する減少は複素復調器４８に用いられたビデオ搬送波局部発振器の位相をロッキング（Locking）するための、ビデオ搬送波の追加増幅を容易にする。
【００５５】
前記中間周波数増幅器チェーン４６の帯域幅を測定するためのフィルタリング過程は、多重変換受信回路が用いられる場合、ＵＨＦ中間周波数増幅器では表面音響波ＳＡＷフィルタリングで行うことができる。前記中間周波数増幅器チェーン４６の増幅した中間周波数応答は、直接又はそれ以上の増幅遂行後、ＮＴＳＣビデオ信号に対する複素復調器４８へ伝達される。前記複素復調器４８はＮＴＳＣ信号標本から構成された同位相Ｉチャネルの応答と、ＤＴＶ構造に対する実数部因子を伝達する。また、前記複素復調器４８はＤＴＶ構造に対する虚数部因子の標本から構成された、直角位相Ｑチャネルの応答を伝達するが、この時の標本はヒルバート変換フィルタ５０へ伝達される。前記ヒルバート変換フィルタ５０の応答は線形組合せ器５２へ伝達される。
【００５６】
前記線形組合せ器５２はＤＴＶ結果とは関係なく、連続的にＮＴＳＣ信号の標本を復旧するために、適切に遅延した同位相Ｉチャネルの応答で応答する。前記線形組合せ器５２はＩチャネルとＱチャネルにおける応答を得るために、複素復調器４８で用いられた同期復調過程が行われる間、相対ビデオ搬送波の位相合わせに従属される加算器または減算器である。
【００５７】
前記線形組合せ器５２から伝達されて大抵ＤＴＶ結果に関係ないＮＴＳＣ信号は、７５０ＫＨｚまたはそれ以下のコームフィルタ周波数を有する低域フィルタ５４へ伝達される。同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号に含まれた輝度信号に対するエネルギー測定値は、二乗器５６を備えている低域フィルタ５４の応答を二乗し、平均値回路５８を備えている二乗器応答の、短い時間にわたった平均値を決定して算出する。前記測定値は臨界検出器５８へ伝達される。前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉がデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りを訂正し得ないほど大きい場合、前記しきい検出器５８のしきい値は超過される。前記しきい検出器５８は前記制御器２８が前記しきい値の超過の可否を表すことができるように支援する。
【００５８】
図４は図１及び図３と区別されるディジタルＴＶ受信機を示しているが、この回路において、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉がデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りを訂正し得ないほど充分大きいか否かを決定する部分は、１９９７年３月２１日米国特許出願番号（０８／８２１，９４５）を有する「インタキャリア信号を用いてディジタルＴＶ受信機のＮＴＳＣ干渉を検出する方法」を参照する。
【００５９】
装置の終端１０で中間周波数に変換された前記ＤＴＶ信号は、ＮＴＳＣ音響信号に対して準並列の類型をもつ中間周波数増幅器チェーン６２へ伝達される。ＮＴＳＣ音響信号の中間周波数増幅器チェーン６２に含まれた増幅段階は、ＤＴＶ信号の中間周波数増幅器チェーン１２に含まれた増幅段階とほぼ等しく、前記中間周波数増幅器チェーン１２に含まれた増幅段階の対応値で連続線形利得、同一の自動利得制御を行う。前記中間周波数増幅器チェーン６２の周波数選択は、ＮＴＳＣオーディオ搬送波の＋２５０ＫＨｚ以内の範囲とＮＴＳＣビデオ搬送波の＋２５０ＫＨｚ以内の範囲でなされる。
【００６０】
前記中間周波数増幅器チェーン６２の周波数選択を測定するためのフィルタリング過程は、ＵＨＦ中間周波数増幅器で多重変換受信機回路を使用する場合、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタリングによって行われる。前記中間周波数増幅器チェーン６２の応答はインタキャリア検出器６４へ伝達されるが、これは４．５ＭＨｚの搬送波周波数をもつインタキャリア音響中間周波数信号を発生させるために、ＮＴＳＣオーディオ搬送波をヘテロダインするに必要な、強化された搬送波として変調されたＮＴＳＣビデオ搬送波を使用する。前記インタキャリア音響中間周波数信号は、インタキャリア音響中間周波数増幅器６６によって増幅されるが、４．５ＭＨｚの中間周波数増幅器６６は、増幅したインタキャリア音響中間周波数信号をインタキャリア振幅検出器６８へ伝達する。
【００６１】
前記振幅検出器６８の応答は平均値回路７０から短い区間にわたって平均値を算出し、前記平均値はしきい検出器７２へ伝達される。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉がデータスライサ２２で行われたデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど大きい場合、前記しきい検出器７２のしきい値は超過される。前記しきい検出器７２は前記制御器２８がしきい値の超過の可否を表すことができるように支援する。
【００６２】
図５はポストコーディングコームフィルタ２６内のマルチプレクサ２６１が優先的に行われることを示している。前記３つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１は２つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１１，２６１２と比較して示した。前記制御器２８はＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器（例えば４４）から出た出力信号を２つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１１へ制御信号として伝達する。
【００６３】
もし前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が、前記データスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど充分大きい場合、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の条件で出た出力信号結果１はマルチプレクサ２６１１へ伝達されて再生され、前記マルチプレクサ２６１２の第２入力ポートに伝達されて応用され、前記第２線形組合せ器２６２でポストコード化された符号デコーディング結果はマルチプレクサ２６１１の第１入力ポートへ伝達される。もし前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が、前記データスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど充分大きい場合、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の条件で出た出力信号結果０は、中間符号デコーディング結果を再生するためにマルチプレクサ２６１１へ伝達され、前記データスライサ２２の結果は前記マルチプレクサ２６１１の第２入力ポートへ伝達される。これらの再生された中間符号デコーディング結果はマルチプレクサ２６１２の第２入力ポートへ伝達される。
【００６４】
図５、図６、図７のそれぞれは前記制御器２８内に含まれたＯＲゲート２８１を示している。前記ＯＲゲート２８１は領域セグメント同期検出器１８１が「１」を伝達してその応答として領域同期セグメントが検出される時と、前記データセグメント同期検出器１８２が「１」を伝達してその応答としてデータ同期コードが検出される時、「１」が応答されるようにする。他の全ての場合に、前記ＯＲゲート２８１は「０」と応答する。
【００６５】
図５において、前記ＯＲゲート２８１の応答はマルチプレクサ２６１２へ制御信号として伝達される。前記マルチプレクサ２６１２がデータアセンブラ３０に伝達し得る最終的な符号デコーディング結果と、前記マルチプレクサ２６１１の周力信号を、さらに良好な符号デコーディング測定結果値として、前記マルチプレクサ２６１２の第２入力ポートへ伝達して再生し得るようにするため、前記ＯＲゲート２８１の応答は「０」となる。前記マルチプレクサ２６１２がデータアセンブラ３０に伝達し得る最終的な符号デコーディング結果と、制御器２８にあるメモリから抽出された理想的なデコーディング結果を再生し得るようにするため、前記ＯＲゲート２８１の応答は「１」となる。次に、図８を参照してこれについて詳細に説明する。
【００６６】
図６はポストコーディングコームフィルタ２６の別の構造２６０を示している。２つの入力信号をもつ２つのマルチプレクサ２６１１、２６１２と比較される３つの入力信号を有するマルチプレクサ２６１は、２つの入力信号を有する３つのマルチプレクサ２６１０１、２６１０２、２６１０３を含んでいる３つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１０で代替された。
【００６７】
図７は前記ポストコーディングコームフィルタ２６の変形２６００であって、ここで２つの入力信号をもつ２つのマルチプレクサ２６１１、２６１２を含んでいる３つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１は、２つの入力信号を有する２つのマルチプレクサ２６１００１、２６１００２を含んでいる３つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１００で代替され、前記ＯＲゲート２８１と前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器からそれらそれぞれの制御信号を受信する。
【００６８】
前記ポストコーディングコームフィルタ２６００は前記ポストコーディングコームフィルタ２６，２６０とは多少異なって動作する。前記マルチプレクサ２６１００１は前記ＯＲゲート２８１の応答が「１」の時、ポストコード化された符号デコーディング結果を理想的な符号デコーディング結果で代替する。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器が、前記データスライサ２２によって行われた前記データスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分大きい場合を「１」と表示する時、マルチプレクサ２６１００２は訂正されたポストコード符号デコーディング結果を、データアセンブラ３０に応用するための最終的な符号デコーディング結果として選択する。
【００６９】
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器が、前記データスライサ２２によって行われた前記データスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分大きい場合を「０」と表示する時、前記マルチプレクサ２６１００２は、データアセンブラ３０に応用するために前記データスライサ２２から前記中間符号デコーディング結果を最終的な符号デコーディング結果として選択する。この時、これらのいずれの中間符号デコーディング結果も理想的な符号デコーディング結果で代替されない。
【００７０】
図８は図５のマルチプレクサ２６１２をより詳細に示したもので、理想的な符号デコーディング結果をマルチプレクサ２６１２に印加するに必要な回路を示している。前記マルチプレクサ２６１２はマルチプレクサ２６１２から３ビット広帯域出力バス８０を選択的に読み出すための出力バッファレジスタＲＯＭ７４，７６，７８から構成される。さらに、前記マルチプレクサ２６１２はマルチプレクサ２６１１の３ビット広帯域出力信号を選択的に出力バス８０へ伝達するために３相バッファ８２を備えている。
【００７１】
前記マルチプレクサ２６１２へ前記理想的な符号デコーディング結果を伝達するための回路は、ＲＯＭ７４、７６、７８、符号クロックゼネレータ８４、ＲＯＭ７４、７６、７８のアドレスを指定するためのアドレスカウンタ８６、カウンタ８６をリセットするためのジャム（jam）リセット回路８８、ＲＯＭ７４、７６、７８が読み取り可能な信号を発生させるためのアドレスデコーダ９４、９６、９８、３相バッファ８２を制御するＮＯＲゲート９２から構成される。前記アドレスカウンタ８６は前記符号クロックゼネレータ８４における符号デコーディング率を受信して入力パルスをカウントする。従って、一つのデータフレーム内の符号のそれぞれに対するアドレスを連続的に与える。これらアドレスの中の適切な部分をＲＯＭ７４、７６、７８の入力アドレスとして取る。
【００７２】
前記ジャムリセット回路８８はデータ領域同期情報Ｆとデータセグメント同期情報Ｓを図１、図３または図４のデータ同期検出回路１８で速く復旧されるように適切な値にリセットする。カウンタ８６の構成はより重要なビットをデータセグメントの数／データフレームでカウントするグループと、より重要でないビットセグメント数／データフレームでカウントするグループから構成することが好ましい。このような構成はジャムリセット回路８８の設計を単純化し、アドレス検出器９４、９６、９８に印加される入力信号のビット幅を減らし、ＲＯＭ７４、７６、７８がカウンタ８６の一部アドレスに容易にアドレスされ、ＲＯＭアドレシングのビット幅を減らすことができる。
【００７３】
前記ＲＯＭ７４は奇数領域同期セグメントに対する理想的な符号デコーディング結果を貯蔵し、前記アドレスデコーダ９４で「１」を受信したものに対して選択的にイネーブルされる。前記ＲＯＭ７４はより重要でないビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループによってアドレスされ、前記アドレスデコーダ９４は、より重要なビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループに応答する。前記アドレスデコーダ９４は前記アドレスカウンタ８６によって伝達されるアドレスのデータセグメント部分が奇数領域同期セグメントのアドレスと一致する場合にのみ「１」となる。
【００７４】
前記ＲＯＭ７６は偶数領域同期セグメントに対する理想的な符号デコーディング結果を貯蔵し、前記アドレスデコーダ９６で「１」を受信したものに対して選択的にイネーブルされる。前記ＲＯＭ７６はより重要でないビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループによってアドレスされ、前記アドレスデコーダ９６はより重要なビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループに応答する。前記アドレスデコーダ９６は、前記アドレスカウンタ８６によって伝達されるアドレスのデータセグメント部分が、偶数領域同期セグメントのアドレスと一致する場合にのみ「１」となる。
【００７５】
前記ＲＯＭ７８はそれぞれの同期セグメント初期で開始コードグループに対する理想的な符号デコーディング結果を貯蔵し、前記アドレスデコーダ９８からｐ「１」を受信して読み出した値は選択的にイネーブルされる。前記ＲＯＭ７８はカウンタ８６出力の２つの無意味なビットに応答し、前記アドレスデコーダ９８は、より重要でないビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループに応答する。前記アドレスデコーダ９８は前記アドレスカウンタ８６によって伝達されるデータ符号／アドレスのデータセグメント部分が、開始コード部分の一部アドレスと一致する場合にのみ「１」となる。
【００７６】
前記ＮＯＲゲート９２は、３つの入力連結部分のそれぞれの一点で、アドレスデコーダ９４、９６、９８の応答を受信する。理想的な符号デコーディング結果を得た時、アドレスデコーダ９４、９６、９８の中の一つはそれの出力信号として「１」を伝達し、前記ＮＯＲゲート９２が３相データバッファ８２に「０」と応答するための条件が形成される。この条件において、前記３相データバッファ８２は前記データバス８０へ高い電源のインピダンスを付加してマルチプレクサ２６１１の信号が前記３ビット広帯域データバス８０に伝達されず、マルチプレクサ２６１２の信号が伝達される。予測不可能な理想的符号デコーディング結果に対するデータセグメント部分で、前記アドレスデコーダ９４、９６、９８のいずれもも出力信号として「１」を伝達せず、前記ＮＯＲゲート９２は前記３相データバッファ８２に「１」と応答するための条件が形成される。この条件において、前記３相データバッファ８２は前記データバス８０へ低い電源のインピダンスを付加してマルチプレクサ２６１１とマルチプレクサ２６１２の信号が前記３ビット広帯域データバス８０に伝達される。
【００７７】
図８はマルチプレクサ２６１２に印加される理想的な符号デコーディング結果を生成するための回路図で、図６と図７の構成で用いられるディジタル回路設計分野で容易に適用される技術である。
【００７８】
図９はＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０と、ポストコーディングコームフィルタ１２６を使用する図１、図３、図４の、ディジタルＴＶ信号受信機ブロック構成の一部分を詳細に示している。減算器１２０２はＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０内で第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８加算器１２６２はポストコーディングコームフィルタ１２６内で第２線形組合せ器として作用する。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０は第１遅延装置１２０１を用いて１２個の符号区間の遅延を示し、さらに前記ポストコーディング遮断フィルタ１２６は第２遅延装置１２６３を用いて１２個の符号区間の遅延を示す。それぞれの前記遅延装置１２０１、１２６３によって現れる１２符号遅延は、アナログＴＶの水平走査周波数ｆHの５９．７５倍の時のアナログＴＶビデオ搬送波結果の一サイクル遅延に近い。前記１２符号遅延はｆHの２８７．７５倍の時、アナログＴＶ色差副搬送波結果の５サイクルに近い。前記１２符号遅延はｆHの３４５．７５倍の時、アナログＴＶ色差副搬送波結果の６サイクルに近い。
【００７９】
これは前記オーディオ搬送波、ビデオ搬送波、周波数に対する、減算器１２０２の差分的に組み合わせられた応答が、同一チャネル干渉を遮断しようとする前記第１遅延装置１２０１によって差別的に遅延した色差副搬送波に近いためである。しかし、終端が水平走査線を交差するところにあるビデオ信号の一部分において、水平空間方向にある距離でアナログＴＶビデオ信号の相関関係程度は極めて低い。
【００８０】
マルチプレクサ１２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、大部分の場合、即ち前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると決定される時に第２状態にあり、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると決定される大部分の場合には第３状態にある。前記マルチプレクサ１２６１は第３の状態で制御信号となって、前記加算器１２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置１２６３で１２個の符号区間だけ遅延して加算器１２６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りとして波及される部分におけるモジュラ累算処理で、１２個の全ての符号区間で誤りが繰り返される。前記ポストコーディングコームフィルタ１２６からポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの全体が領域同期を含む間だけ、前記マルチプレクサ１２６１がそれぞれのデータセグメントの初期に４つの符号区間に対する第１状態に置かれた時に短縮される。
【００８１】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ１２６１は制御器２８にあるメモリから伝達された出力信号理想符号デコーディング結果を再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ１２６１の出力信号で誘導すれば走行誤りが停止する。４＋６９（１２）符号／データセグメントがあるため、前記理想符号デコーディング結果は各データセグメントの位相で４つの符号区間をスリップバックして、３つのデータセグメントより長く残る走行誤りは無くなる。
【００８２】
図１０は２２０種のＮＴＳＣ除去コームフィルタ２０と、２２６種のポストコーディングコームフィルタ２６を使用する図１、図３、図４の、ディジタルＴＶ信号受信機の一部分に対するブロック構成を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０は第１遅延装置２２０１を用いて６つの符号区間の遅延を示し、前記ポストコーディングコームフィルタ２２６は第２遅延装置２２６３を用いて６個の符号区間の遅延を示す。それぞれの前記遅延装置２２０１、２２６３によって現れる６符号遅延は、アナログＴＶの水平走査周波数ｆＨの５９．７５倍の時のアナログＴＶビデオ搬送波結果の２．５サイクルに近く、ｆＨの３４５．７５倍の時、アナログオーディオ搬送波結果の３サイクルに近い。加算器２２０２はＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０内で第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８減算器２２６２はポストコーディングコームフィルタ２２６内で第２線形組合せ器として作用する。前記遅延装置２２０１、２２６３によって現れた前記遅延は、前記遅延装置１２０１、１２６３に現れた遅延より短いため、アナログＴＶ搬送波周波数から変換された０に近い周波数であっても狭帯域になり、減算器１２０２によって差分的に組み合わせられた信号における良い相関関係より、加算器２２０２によって追加的に組み合わせられた信号における反相関関係がより良い。
【００８３】
音響搬送波遮断は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０応答でより前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０でさらに微弱である。しかし、もし同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の音響搬送波が表面音響フィルタリングまたは中間周波数増幅器チェーン１２にある音響搬送波が表面音響フィルタリングまたは中間周波数増幅器チェーン１２にある音響トラップから遮断されると、コームフィルタ２２０の少ない音除去は問題とならない。図９のＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０よりは図１０のＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０を使用する間、同期チップに対する応答が除去される。従って、トレリス（trellis）デコーディングとリード−ソロモンコーディングにおける誤り訂正強化は実質的に減少趨勢にある。
【００８４】
マルチプレクサ２２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、大部分の場合、即ち前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると決定される時に第２状態にあり、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどにＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると決定される大部分の場合には第３状態にある。前記マルチプレクサ２２６１は第３の状態で制御信号となって、前記加算器２２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置２２６３で６つの符号区間だけ遅延して加算器２２６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りに波及される部分におけるモジュラ累算処理で、６つの全ての符号区間で誤りが繰り返される。前記ポストコーディングコームフィルタ２２６からポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの全体が領域同期を含む間だけ、前記マルチプレクサ２２６１がそれぞれのデータセグメントの初期に４つの符号区間に対する第１状態に置かれる時に短縮される。
【００８５】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ２２６１は制御器２８にあるメモリから伝達された出力信号理想符号デコーディング結果を再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ２２６１の出力信号で誘導すれば走行誤りが停止する。４＋１３８（６）符号／データセグメントがあるため、前記理想符号デコーディング結果は各データセグメントがあるため、前記理想符号デコーディング結果は各データセグメントの位相で４つの符号区間をスリップバックして、２つのデータセグメントより長く残る走行誤りはなくなる。前記走行誤りがより頻繁に繰り返されて前記１２個の挿入されたトレリス（trellis）コードに二重に影響を及ぼすとしても、実質的に前記ポストコーディングコームフィルタ２２６に含まれた走行誤りの周期が持続される可能性は、前記ポストコーディングコームフィルタ１２６の場合より少ない。
【００８６】
図１１はＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０とポストコーディングコームフィルタ３２６を使用する図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０は１３６８符号区間の遅延を現す第１遅延装置３２０１を使用するが、実質的にこれの遅延はアナログＴＶ信号の２つの水平走査線の区間と同一であり、前記ポストコーディングコームフィルタ３２６は第２遅延装置３２６３を用いて遅延を示す。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０に含まれた第１線形組合せ器は減算器３２０２になり、前記ポストコーディングコームフィルタ３２６に含まれた第２線形組合せ器はモジュロ−８加算器３２６２になる。
【００８７】
マルチプレクサ３２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると判断される大部分の場合には第２状態に置かれ、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると判断される大部分の場合には第３状態に置かれることにある。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉で交差する走査線間の変化を検出するための回路を備えており、前記制御器２８はこのような条件の下で前記マルチプレクサ３２６１が第３の状態に置かれることを保留させる。
【００８８】
前記マルチプレクサ３２６１は第３の状態で制御信号になり、前記加算器３２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置３２６３で１３６８個の符号区間だけ遅延して加算器３２６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りで波及される部分におけるモジュラ累算処理で、１３６８個の全ての符号区間で誤りが繰り返される。この符号コードの長さは前記リード−ソロモンコードの単一ブロックの長さより長いため、単一走行誤りはリード−ソロモンデコーディングが行われる間に容易く訂正される。前記ポストコーディングコームフィルタ３２６から出た前記ポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの初期にある４つの符号区間と同様に、それぞれのデータセグメントが含む領域同期の全体区間にわたって、前記マルチプレクサ３２６１が第１状態に置かれることにより短縮される。
【００８９】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ３２６１は前記制御器２８のメモリから伝達される理想符号デコーディング結果を出力信号として再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ３２６１の出力信号として誤り走行を中断させる。ＮＴＳＣビデオ領域の１６．６７×１０−６秒期間はＤＴＶデータ領域の２４．１９×１０−６秒期間に対して位相ずれを示して、領域同期を含む前記ＤＴＶデータセグメントは結局ＮＴＳＣフレーム画像全体を走査する。それぞれの６８４個の符号区間をもつＮＴＳＣフレーム画像には５２５個のラインがあって総３５９、１００個の符号区間をもつ。これは領域同期を含んでいるＤＴＶデータセグメントに含まれた８３２個符号区間の４３２倍より多少少ないもので、一つ類推される事実は、走行誤りの持続期間が４３２より長くなると、ＤＴＶデータセグメントが領域同期を含んでいる間、前記マルチプレクサ３２６１がリス符号デコーディングを再生してデータ領域が消失される。また、理想符号デコーディング結果を用いる開始コードグループに関するデータセグメントと、ＮＴＳＣビデオ走査線間に位相ずれが生じる。
【００９０】
コード開始グループに含まれた４つの符号区間の８９、７７５倍に該当する３５９、１００個の符号区間が測定されるが、これは８９、７７５個の連続データセグメントに対して走査された値である。ＤＴＶデータ領域／３１３個のデータセグメントから類推される一つの事実は、走行誤りの持続期間が２８７より長くなると、コード開始グループが進む間、前記マルチプレクサ３２６１が理想符号デコーディングを再生してデータ領域が消失される。
【００９１】
前記２つの走行誤り防止法はそれぞれ独立的なので、誤りの走行期間が２００またはデータ領域より長くなる可能性は稀である。ここに加えて、もし走行誤りが循環される時にＮＴＳＣ同一チャネル干渉程度が低くなれば、前記マルチプレクサ３２６１が出力信号で前記データスライサ２２の応答を再生する条件が形成され、前記誤りは他の方法を用いる場合より速く訂正されることができる。
【００９２】
図１１はＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２が、アナログＴＶ垂直同期パルスに対する応答から派生した多量の復調結果を遮断してパルスを等化させることと同様に、アナログＴＶ水平同期パルスに対する応答から派生した復調結果を遮断する一実施形態を示している。
【００９３】
これらの結果は多量のエネルギーをもっている同一チャネル干渉である。２つの走査線周期にわたってアナログＴＶ信号のビデオ内容に含まれた走査線と走査線の差異がある部分を除き、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０はビデオ内容と関係のない色相を遮断する。前記符号同期と等化回路１６に含まれたトラッキングコームフィルタで遮断されない場合、前記アナログＴＶ信号のＦＭオーディオ搬送波は遮断される。大部分のアナログＴＶ色相バースト（burst）結果も前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０応答で遮断される。さらに、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０によるフィルタリングは、トレリス（trellis）デコーディング手続でなされる前記ＮＴＳＣ干渉除去に対して直角を成す。
【００９４】
図１２はＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０とポストコーディングコームフィルタ４２６を使用する図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０は１７９、２０８符号区間の遅延を示す第１遅延装置４２０１を使用するが、実質的にこれの遅延はアナログＴＶ信号の２６２水平走査線の周期と同一であり、前記ポストコーディングコームフィルタ４２６は第２遅延装置４２６１を使用して遅延を示す。減算器４２０２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０で含まれた第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８加算器４２６２は前記ポストコーディングコームフィルタ４２６に含まれた第２線形組合せ器として作用する。
【００９５】
マルチプレクサ４２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると判断される大部分の場合には第２状態に置かれ、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると判断される大部分の場合には第３状態に置かれることになる。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた領域と領域との間の変化を検出するための回路を備えており、前記制御器２８はこのような条件の下でマルチプレクサ４２６１が第３の状態に置かれることを保留させる。
【００９６】
前記マルチプレクサ４２６１は第３の状態で制御信号となり、前記加算器２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置４２６３で１７９、２０８個の符号区間だけ遅延して加算器４２６２の被加数になる。これは単一誤りが走行誤りへ波及される部分におけるモジュラ累算処理で、１７９、２０８個の全ての符号区間で誤りが繰り返される。この符号コードの長さは前記リード−ソロモンコードの単一ブロックの長さより長いため、単一行誤りはリード−ソロモンデコーディングが行われる間に容易く訂正される。前記ポストコーディングコームフィルタ４２６から出た前記ポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの初期にある４つの符号区間と同様に、それぞれのデータセグメントが含む領域同期の全体区間にわたって、前記マルチプレクサ４２６１が第１状態に置かれることにより短縮される。
【００９７】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ４２６１は前記制御器２８のメモリから伝達された理想符号デコーディング結果を出力信号として再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ４２６１の出力信号にして誤り走行を中断させる。前記マルチプレクサ４２６１の出力信号に含まれた走行誤りを除去するために要求されるデータ領域の最高値は、実質的に前記マルチプレクサ３２６１に含まれた走行誤りを除去するために要求される値と同一である。しかし、この周期内で繰り返される誤りの回数は要素１３１によって低くなる。
【００９８】
図１２のＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０が、アナログＴＶ水平同期パルス応答から発生される全ての復調結果を遮断することと同様に、アナログＴＶ垂直同期パルス応答から派生した大部分の復調結果を遮断する一実施形態を示している。これらの結果は高いエネルギーをもつ同一チャネル干渉である。また、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０は、領域間またはライン間の変化でない、アナログＴＶ信号のビデオ内部から発生する結果を遮断して、それら水平空間周波数または色差と関係ない停止パターンを除去する。また、アナログＴＶカラーバースト大部分の結果は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０の応答で遮断される。
【００９９】
図１３はＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０とポストコーディングコームフィルタ５２６を使用する図１、図３、または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０は７１８、２００符号区間の遅延を示す第１遅延装置５２０１を使用するが、実質的にこれの遅延はアナログＴＶ信号の２フレーム周期と同一であり、前記ポストコーディングコームフィルタ５１２６は第２遅延装置５２６１を用いて遅延を示す。減算器５２０２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０で含まれた第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８減算器５２６２は前記ポストコーディングコームフィルタ５２６に含まれた第２線形組合せ器として作用する。
【０１００】
マルチプレクサ５２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると判断する大部分の場合には第２状態に置かれ、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると判断される大部分の場合には第３状態に置かれることになる。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた交差フレーム間の変化を検出するための回路を備えており、前記制御器２８はこのような条件の下で前記マルチプレクサ５２６１が第３の状態に置かれることを保留させる。
【０１０１】
前記マルチプレクサ５２６１は、第３の状態で制御信号になり、前記加算器５２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置５２６３で７１８、２００個の符号区間だけ遅延して加算器５２６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りに波及される部分におけるモジュラ累算処理で、７１８、２００個の符号区間で誤りが繰り返される。この符号コードの長さは前記リード−ソロモンコードの単一ブロックの長さより長いため、単一走行誤りはリード−ソロモンデコーディングが行われる間容易く訂正される。前記ポストコーディングコームフィルタ５２６から出た前記ポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの初期にある４つの符号区間と同様に、それぞれのデータセグメントが含む領域同期の全体区間にわたって、前記マルチプレクサ５２６１が第１状態に置かれることにより短縮される。
【０１０２】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ５２６１は前記制御器２８のメモリから伝達された理想符号デコーディング結果を出力信号として再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ５２６１の出力信号にして誤り走行を中断させる。前記マルチプレクサ５２６１の出力信号に含まれた走行誤りを除去するために要求されるデータ領域の最高値は、実質的に前記マルチプレクサ３２６１に含まれた走行誤りを除去するために要求される値と同一である。しかし、この周期内で繰り返される誤りの回数は要素５２５によって低くなる。
【０１０３】
図１３のＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０が、アナログＴＶ水平同期パルス応答から派生する全ての復調結果を遮断することと同様に、アナログＴＶ垂直同期パルス応答から派生した全ての復調結果を遮断する一実施形態を示している。これらの結果は高いエネルギーをもつ同一チャネル干渉である。また、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０は、２フレームにわたった変化でない、アナログＴＶ信号のビデオ内容から派生する結果を遮断して、それら空間周波数または色彩と関係のない停止パターンを除去する。また、アナログＴＶカラーバーストの全ての結果は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０の応答から遮断される。
【０１０４】
ＴＶシステム設計分野に従事する人であれば、他の類型のＮＴＳＣ除去フィルタ設計に活用し得るアナログ信号における、図９と図１３に示した、相関関係と反−相関関係の異なる特性を知ることができる。前記従属された２つのＮＴＳＣ除去フィルタ使用は既に公知されたもので、２Ｎレベルの基底帯域信号を（８Ｎ−１）データレベルに上昇させた。このようなフィルタは符号デコーディングを有するランダムなノイズの干渉による信号：雑音比を制限すべき欠点にも拘わらず、特に悪性同一チャネル干渉問題解決が非常に要求されている。
【０１０５】
図１４は前述したように、先行技術によってそれぞれの偶数レベルデータスライサを使用する、並列に構成された多数個の符号デコーダの動作のように、変形されたディジタルＴＶ信号受信機を示している。この時、ＮＴＳＣ除去コームフィルタの他の類型は、ＮＴＳＣ除去コームフィルタに先に発表されたプリコーディングを補償するそれぞれのポストコーディングコームフィルタである。
【０１０６】
偶数レベルデータスライサＡ２４は、第１類型のＮＴＳＣ除去フィルタＡ２０の応答を、第１類型のポストコーディングコームフィルタＡ２６に適用するためにプリコード化された符号デコーディング結果に変換させる。偶数レベルデータスライサＢ２４は第２類型のＮＴＳＣ除去フィルタＢ２０の応答を、第２類型のポストコーディングコームフィルタＢ２６に適用するためにプリコード化された符号デコーディング結果に変換させる。偶数レベルデータスライサＣ２４は、第３類型のＮＴＳＣ除去フィルタＣ２０の応答を、第３類型のポストコーディングコームフィルタＣ２６に適用するためにプリコード化された符号デコーディング結果に変換させる。前記奇数レベルデータスライサ２２は中間符号デコーディング結果を前記ポストコーディングコームフィルタＡ２６、Ｂ２６、Ｃ２６へ伝達する。図１４の構成要素番号の前に付けられたＡ、Ｂ、Ｃは図９乃至図１３で適用している受信機一部のそれぞれに対応する１、２、３、４、５を区別して付けたものである。
【０１０７】
図１４の符号デコーディング選択回路９０は訂正された符号デコーディングの最適値を前記トレリス（trellis）デコーディング回路３４に適用し、前記データスライサ２２から受信された中間符号デコーディング結果から選択して、ポストコーディングコームフィルタＡ２６、Ｂ２６、Ｃ２６から受信された多様なポストコード化された符号コーディング結果を示している。前記符号デコーディング結果の最適値は前記ポストコーディングフィルタＡ１６、Ｂ２６、Ｃ２６で合算処理して訂正するのに用いられる。
【０１０８】
図１５は図１６と図１７に分けられ、符号デコーディング選択回路９０の遂行過程をより詳しく示している。図１６はデータ同期区間で符号デコーディング選択回路９０の３ビット広帯域出力データバス８００まで前記符号デコーディング結果を適用して生成する回路を詳細に示している。図１６の回路は図８で説明された回路と類似である。
【０１０９】
図１７は前記中間符号デコーディング結果と前記多様なプリコード化された符号デコーディング結果の中から選択するための符号デコーディング選択回路９０を詳細に示すもので、データ同期区間の周期で最終的な符号デコーディング結果を生成する。ＤＴＶ信号でＮＴＳＣ同一チャネル干渉を除去する前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ２０、Ｂ２０、Ｃ２０の効果は、ＤＴＶ信号結果で基底帯域に伝送されて分離されたＮＴＳＣ同一チャネル干渉のエネルギーが、ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００とどのように連関されるかを察してみることにより解決される。ＤＴＶ信号からＮＴＳＣ同一チャネル干渉を分離させるのは前記図３で察してみた。
【０１１０】
前記低域フィルタ５４は基底帯域のビデオに応答するが、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉から同時に検出される基底帯域のビデオはＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００の入力信号へ伝達される。前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００は前記フィルタＡ２０、Ａ１００の一つは加算器となり、もう一つは減算器になって線形組合せ器として用いられる前記第１類型のＮＴＳＣ除去フィルタＡ２０とは区別される。その理由は前記フィルタＡ１００は基底帯域ビデオに伝達されるが、前記ＤＴＶ信号に含まれて前記フィルタＡ２０へ伝達されるＮＴＳＣビデオ搬送波の結果は基底帯域のビデオ搬送波でないためである。
【０１１１】
これと同様に、前記ＮＴＳＣ除去フィルタＢ１００は線形組合せ器として用いられる第２類型のＮＴＳＣ除去フィルタＢ２０と区別され、前記ＮＴＳＣ除去フィルタＣ１００は線形組合せ器として用いられる第３類型のＮＴＳＣ除去フィルタＣ１００は線形組合せ器として用いられる第３類型のＮＴＳＣ除去フィルタＣ２０と区別される。前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００の応答はそれぞれの二乗器Ａ１０２、Ｂ１０２、Ｃ１０２で二乗され、これら応答のエネルギーを決定する。前記低域フィルタ４の応答は二乗器１０４によって二乗されてエネルギーを決定する。
【０１１２】
図１７は図８を変形したもので、前記マルチプレクサ２６１１と前記３相データバッファ８２を４つの３相データバッファ０８２、Ａ８３、Ｂ８２、Ｃ８２で代替した。前記３相データバッファ０８２は前記データスライサ２２で中間符号デコーディング結果を選択して前記符号デコーディング選択回路９０の３ビット広帯域出力データバス８００へ伝達するに用いられる。前記３つの３相データバッファＡ８２、Ｂ８２、Ｃ８２は前記それぞれのポストコーディングコームフィルタＡ２６、Ｂ２６、Ｃ２６から出た前記ポストコード化された符号デコーディング結果を選択して前記データバス８００へ伝達するのに用いられる。
【０１１３】
実質的に前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００の応答が前記低域フィルタ５４の応答エネルギーより少ないか否かを決定して、前記３相データバッファ０８２よりは前記３つの３相データバッファＡ８２、Ｂ８２、Ｃ８２の中の一つを決定することが、前記ＮＯＲゲート９２の応答が「１」となる時、低い電源を提供し得る条件となる。
【０１１４】
このような決定がなされると、前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００の応答はそこに残っている最小限のエネルギーをもつことになって、前記３つの３相データバッファ０８２、Ａ８２、Ｂ８２、Ｃ８２は前記ＮＯＲゲート９２の応答が「１」になる時、低い電源のインピダンスを提供する条件を形成する。向後目標は二乗器１０４、Ａ１０２の応答を比較器１０６と比較し、二乗器１０４、Ｂ１０２の応答を比較器１０８と比較し、二乗器１０４、Ｃ１０２の応答を比較器１１０と比較し、二乗器Ａ１０、Ｂ１０２の応答を比較器１１２と比較し、二乗器Ａ１０２、Ｃ１０２の応答を比較器１１と比較し、二乗器Ｂ１０２、Ｃ１０２の応答を比較器１１２と比較する。
【０１１５】
３つの入力を有するＮＯＲゲート１１８は前記比較器１０６、１０８、１１０のいずれにも応答しないが、前記比較器は二乗器１０４の応答が「１」の出力信号を示すために前記二乗器Ａ１０２、Ｂ１０２、Ｃ１０２の応答を超過するかを示す。そうでなければ、前記ＮＯＲゲート１１８の出力信号は「０」になる。２つの入力を有するＡＮＤゲート１２０は応答「１」を伝達するが、これはＮＯＲゲート９２の応答が「１」であり、同時に前記ＮＯＲゲート１１８の応答が「１」の場合にのみ、前記３相データバッファ０８２が低い電源のインピダンスを提供する条件を示すものである。
【０１１６】
３つの入力を有するＡＮＤゲート１２２は前記比較器１０６の出力が「１」の時、「１」の出力信号応答をするが、これは二乗器Ａ１０２が二乗器１０４より少ないエネルギーをもっていることを意味し、同時に前記比較器１１２、１１４の全ての相補出力は「１」になって、二乗器１０４の応答は二乗器Ｂ１０２、Ｃ１０２より少ないエネルギーをもっていることを示す。そうでなければ、前記ＡＮＤゲート１２２の出力信号は「０」となる。２つの入力を有するＡＮＤゲート１２４は応答「１」を伝達するが、これはＮＯＲゲート９２の応答が「１」であり、同時に前記ＡＮＤゲート１２２の応答が「１」の場合にのみ、前記３相データバッファＡ８２が低い電源のインピダンスを提供する条件を示すものである。
【０１１７】
３つの入力を有するＡＮＤゲート１２６は前記比較器１１６の相補出力が「１」の時、「１」の出力信号で応答するが、これは前記二乗器Ｂ１０２の応答が前記二乗器Ｃ１０２応答のエネルギーより多くなく、同時に前記比較器１０８、１１２の出力とも「１」となることを示し、二乗器Ｂ１０２の応答が前記二乗器１０４、Ａ１０２応答のエネルギーより多くないことを示す。そうでなかれば、前記ＡＮＤゲート１２６の出力信号は「０」になる。２つの入力を有するＡＮＤゲート１２８は、応答「１」を伝達するが、これはＮＯＲゲート９２の応答が「１」であり且つ前記ＡＮＤゲート１２６の応答が「１」の場合にのみ、前記３相データデータバッファＢ８２が低い電源のインピダンスを提供する条件を示すものである。
【０１１８】
３つの入力を有するＡＮＤゲート１３０は前記比較器１１０、１１４、１１６の出力が全て「１」の時、「１」の出力信号で応答するが、これは前記二乗器Ｃ１０２の応答が前記二乗器１０４、Ａ１０２、Ｂ１０２応答のエネルギーより多くないことを示す。そうでなければ、前記ＡＮＤゲート１３０の出力信号は「０」となる。２つの入力を有するＡＮＤゲート１３２は応答「１」を伝達するが、これはＮＯＲゲート９２の応答が「１」であり且つ前記ＡＮＤゲート１３０の応答が「１」の場合にのみ、前記３相データバッファＣ８２が低い電源のインピダンスを提供する条件を示すものである。
【０１１９】
再び図１４を察してみれば、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＡ２６回路は図１３のＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０とポストコーディングコームフィルタ５２６を改善した形である。従って、これは７１８，２００個の符号がそれぞれの２−ビデオフレーム遅延装置５２０１、５２６３に貯蔵されるべきなので、費用の面でメモリを考慮すべきである。しかし、前記２−ビデオフレーム遅延装置５２０１の記憶場所は図１５の同一チャネル干渉検出器Ａ４４に要求される記憶場所を割り当てている。しかも、図１５のまた他の同一チャネル干渉検出器における短い区間を遅延させる遅延装置４２０１、３２０１、２２０１、１２０１を実行する時にも同一のメモリを使用している。また、前記２−ビデオフレーム遅延装置５２６３は遅延装置４２６３、３２６３、２２６３、１２６３に必要な記憶場所を割り当てる。
【０１２０】
アナログＴＶ同期パルス、等化パルス、カラーバーストの応答から発生するエネルギーをもつ復調結果は全て、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２０が付加的に交番ビデオフレームを組み合わせる時に遮断される。また、２つのフレームにわたって変換されていない、前記アナログＴＶ信号のビデオ内容から派生した結果は遮断されてそれらの空間周波数またはカラーと関係のない停止パターンを除去する。ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２０が交番ビデオフレームを組み合わせる時、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ１００はこれら交番ビデオフレームと、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた交番フレーム間の変化を検出する検出器を支援する前記二乗器Ａ１０２を差分的に組み合わせる。
【０１２１】
優先的に考慮されるべき復調結果遮断の問題は、前記アナログＴＶ信号画像内の特定ピクセル地点でフレームとフレームとの間の差異から発生するこれらの復調結果である。これらの復調結果は内部的フレームフィルタリング方法で遮断されることができる。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＢ２６回路は水平方向の相関関係に従属された残りの復調結果を遮断するために選択される。このような設計がどのようにより優れた遂行をするかを察してみる。
【０１２２】
もしアナログＴＶ信号を干渉する同一チャネルの音響搬送波が、前記中間周波数増幅チェーン１２において、表面音響とフィルタリングまたは音響トラップによって遮断されなければ、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＢ２６回路は、このような類型の図９の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０と前記ポストコーディングコームフィルタ１２６回路を選択する。
【０１２３】
もし同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の音響搬送波が、前記中間周波数増幅器チェーン１２で、表面音響とフィルタリングまたは音響トラップによって遮断されると、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＢ２６回路は、このような類型の図９の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０と前記ポストコーティングコームフィルタ２２６回路を選択する。その理由は互いに離れている６個の符号区間を有するビデオ構成要素間の反−相関関係が、互いに離れている１２個の符号区間を有するビデオ構成要素間の相関関係よりさらによりためである。
【０１２４】
前記同一の領域で時間的に近接した走査線を選択するか、それとも前記ＮＴＳＣ棄却遮断フィルタＣ２０に含まれた現在の走査線で組み合わせられた前記領域にある空間的に近接した走査線を選択するかの２つの中からいずれか一つのみが選択されるべきなので、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＣ２６回路に対する最上の選択はより簡単になる。一般に、領域間のジャンプカートは前記コームフィルタＣ２０によるＮＴＳＣ除去を少なくするために、同一領域で時間的に近接した走査線を選択することがさらによい。
【０１２５】
このような選択で、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＣ２６回路は、図１１の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０と前記ポストコーディングコームフィルタ３２６回路のような類型である。ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０が付加的にビデオの交番走査線を組み合わせる時、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ１００はこれらビデオの交番走査線と、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた交番走査線間の変化を検出するための検出器を支援する二乗器Ｃ１０２を組み合わせる。
【０１２６】
また他の選択の、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＣ２６回路は図１２の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０と前記ポストコーディングコームフィルタ４２６回路のような類型である。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ１００と前記二乗器Ｃ１０２は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた領域間の変化を検出するための検出器を支援する。
【０１２７】
図１４のディジタル受信機装置は本発明の追加並列データスライシング動作に使用するために変形されたもので、それぞれに対する遂行はそれぞれのＮＴＳＣ除去フィルタ、偶数レベルデータスライサ、ポストコーディングコームフィルタを従属的に連結して行う。図１４に２つの追加並列データスライシング動作を示した反面、並列データスライシング動作の変形は、訂正された符号デコーディング結果の測定を持続的に最適化させる。
【０１２８】
前記トレリス（trellis）デコーダ回路３４は複製されて多様な符号デコーディング解決の関連成果と符号デコーディング結果を比較して測定を最適化することができる。しかし、これに対するものはディジタルハードウェアに対するより多くの考慮を必要とする。
【０１２９】
【発明の効果】
本発明の実施形態を通して上述したように、前記符号デコーディング選択回路９０は、前記奇数レベルデータスライサ２２から伝達された符号コードのフォーリングに対する選択回路と、第１類型のポストコーディングコームフィルタＡ２６、第２類型のポストコーディングコームフィルタＢ２６、第３類型のポストコーディングコームフィルタＣ２６を含む。もし４つの符号デコーディング結果が全て一致すれば、前記一致した符号デコーディング結果は前記データアセンブラ３０へ伝達される。もし前記符号デコーディング結果が前記奇数レベルデータスライサ２２から伝達されると、前記第１類型のポストコーディングコームフィルタＡ２６、前記第２類型のポストコーディング遮断フィルタＢ２６、前記第３類型のポストコーディングコームフィルタＣ２６は一致せず、簡単な選択手続は最小限の誤りを有するデコーディング結果を選択する選択回路でなされる。
【０１３０】
より精密な符号デコーディングは、加重された選択手続を有する選択回路でより多く得ることができる。選択に対する加重程度は前記デコーディング結果の変数を取って変形することができ、もし大部分の他の符号デコーディング回路でデコーディング結果が一致しなければ、選択手続で一致する加重値を除去する。図１７に示した回路と同様の幾つかの回路と、幾つかの追加回路を使用して、前記二乗器１０４、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ１００と二乗器Ａ１０２、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ１００と二乗器Ｂ１０２、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ１００と二乗器Ｃ１０２によって算出されたエネルギーサイズと反転関係にある選択の加重値を解決することができる。
【０１３１】
米国で地上放送に用いられるディジタルＴＶシステムに適用されているディジタルＴＶシステム分野で、ＰＡＬ標準のようなＮＴＳＣよりは異なる標準のアナログＴＶ信号を有する同一チャネル干渉が出現する。本発明はこのような同一チャネル干渉に適した簡単な設計であって、容易に変形し得る効果をもつ。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による、符号をデコードする前にＮＴＳＣ除去フィルタを使用し、符号をデコードした後除去フィルタをポストコード化し、基底帯域のエネルギーを比較する同一チャネル干渉検出器を使用するディジタルＴＶ信号受信機のブロック構成図である。
【図２】 図１のディジタルＴＶ受信機に用いられる同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器のブロック構成図である。
【図３】 本発明による、符号をデコードする前にＮＴＳＣ除去フィルタを使用し、符号をデコードした後除去フィルタをポストコード化し、米国で１９９７年３月２１日付に特許出願された出願番号Atty.Dkt.1500-1の装置を同一チャネル検出器として使用する、ディジタルＴＶ信号受信機の部分ブロック構成図である。
【図４】 本発明による、符号をデコードする前にＮＴＳＣ除去フィルタを使用し、符号をデコードした後除去フィルタをポストコード化し、米国で１９９７年３月２１日付に特許出願された出願番号Atty.Dkt.1500-1の装置を同一チャネル検出器として使用する、ディジタルＴＶ信号受信機の部分ブロック構成図である。
【図５】 前述したデータ同期区間における符号デコーディング結果値から選択された最終的な符号デコーディング結果値と、データスライサの受信された基底帯域の符号に応答する時間帯とは異なる時間帯で選択された最終的な符号デコーディング結果値または前記受信された基底帯域の符号が同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号から充分独立的であるか否かによって受信された基底帯域の符号に応答する除去フィルタに応答するポストコード化されたデータスライサから選択された最終的な符号デコーディング結果値の選択に関連した図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図６】 図５の他の一例を示すブロック構成図である。
【図７】 図５のまた他の一例を示すブロック構成図である。
【図８】 前述したデータ同期区間で符号デコーディング結果値を算出するための図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図９】 ＮＴＳＣ除去フィルタが１２−符号を遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１０】 ＮＴＳＣ除去フィルタが６−符号を遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１１】 ＮＴＳＣ除去フィルタが２−ビデオ−ラインを遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１２】 ＮＴＳＣ除去フィルタが２６２−ビデオ−ラインを遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１３】 ＮＴＳＣ棄却フィルタが２−ビデオ−フレームを遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１４】 並列符号デコーディングを行うために多数個のＮＴＳＣ除去フィルタを使用するディジタルＴＶ信号受信機を示すブロック構成図である。
【図１５】 図１４に示した類型のディジタルＴＶ信号受信機に用いられる、適度なコード選択回路を詳細に示している図１６と図１７の結合構成図である。
【図１６】 図１６は前述したデータ同期区間で符号デコーディング結果値を算出するための図１４のディジタルＴＶ信号受信機の回路構成を詳細に示すブロック構成図、
【図１７】 図１７はデータ同期区間の周期で得た符号デコーディング結果値の中から選択するための図１４のディジタルＴＶ信号受信機の回路構成を詳細に示すブロック構成図である。
【符号の説明】
８ 受信アンテナ
１０ 装置の終端
１２ 中間周波数増幅器チェーン
１４ 複素復調器
１６ 符号同期回路と等化回路
１８ データ同期回路
２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
２２ 奇数レベルデータスライサ
２４ 偶数レベルデータスライサ
２６ ポストコーディングコームフィルタ
２８ 制御器
３０ データアセンブラ
３２ データ挿入器
３４ トレリス（trellis）デコーダ回路
３６ データ挿入器
３８ バイト分析回路
４０ リードソロモンデコーダ回路
４２ データランダマイザ
４４ 同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器
４６ 中間周波数増幅器チェーン
４８ 複素復調器
５０ ヒルバート変換フィルタ
５２ 線形組合せ器
５４ 低域フィルタ
５６ 二乗器
５８ 平均値回路
６０ しきい検出器
６２ 準並列型ＮＴＳＣ音響信号中間周波数増幅器チェーン
６４ インタキャリア検出器
６６ インタキャリア音響中間周波数増幅器
６８ インタキャリア振幅検出器
７０ 平均値回路
７２ しきい検出器
７４，７６，７８ 出力バッファレジスタＲＯＭ
８０ ３ビット広帯域出力バス
８２ ３相バッファ
８４ 符号クロックゼネレータ
８６ アドレスカウンタ
８８ ジャムリセット回路
９０ 符号デコーディング選択回路
９２ ＮＯＲゲート
９４，９６，９８ アドレスデコーダ
１０４ 二乗器
１０６，１０８，１１０，１１２，１１４，１１６ 比較器
１１８ ＯＲゲート
１２０，１２２，１２４，１２６，１２８，１３０，１３２ ＡＮＤゲート
１２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
１２６ ポストコーディングコームフィルタ
１８１ 領域セグメント同期検出器
１８２ データセグメント同期検出器
２０１ 第１遅延装置
２０２ 第１線形組合せ器
２２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
２２６ ポストコーディングコームフィルタ
２６０ ポストコーディングコームフィルタ
２６１ マルチプレクサ
２６２ 第２線形組合せ器
２６３ 第２遅延装置
２８１ ＯＲゲート
３２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
３２６ ポストコーディングコームフィルタ
４２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
４２６ ポストコーディングコームフィルタ
４４１ 減算器
４４２ 二乗器
４４３ 平均値回路
４４４ しきい検出器
５２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
５２６ ポストコーディングコームフィルタ
８００ 出力データバス
１２０１ 第１遅延装置
１２０２ 減算器
１２６１ マルチプレクサ
１２６２ 加算器
１２６３ 第２遅延装置
２２０１ 第１遅延装置
２２０２ 加算器
２２６１ マルチプレクサ
２２６２ 減算器
２２６３ 第２遅延装置
２６００ ポストコーディングコームフィルタ
２６１１，２６１２ マルチプレクサ
３２０１ ２−ビデオ−ライン遅延装置
３２０２ 減算器
３２６１ マルチプレクサ
３２６２ 加算器
３２６３ 第２遅延装置
４２０１ 第１遅延装置
４２０２ 減算器
４２６１ マルチプレクサ
４２６２ 加算器
４２６３ 遅延装置
５２０１ 第１遅延装置
５２０２ 減算器
５２６１ マルチプレクサ
５２６２ 加算器
５２６３ 遅延装置
２６１０１，２６１０２，２６１０３ マルチプレクサ
２６１００１，２６１００２，２６１００３ マルチプレクサ
Ａ２０，第１類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ｂ２０ 第２類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ｃ２０ 第３類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ａ２４，Ｂ２４，Ｃ２４ 偶数レベルデータスライサ
Ａ２６，Ｂ２６，Ｃ２６ ポストコーディングコームフィルタ
０８２，Ａ８２，Ｂ８２，Ｃ８２ ３相データバッファ
Ａ１００，Ｂ１００，Ｃ１００ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ａ１０２，Ｂ１０２，Ｃ１０２ 二乗器
【発明の属する技術分野】
本発明はテレビジョン発展副委員会（ＡＴＳＣ）の標準による米国における地上放送に用いられる、高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）のようなディジタルテレビジョン装置に係り、さらに詳しくは国営テレビジョンシステム委員会（ＮＴＳＣ）の標準によるアナログテレビジョン信号から発生する同一チャネル干渉を防止するに適したフィルタ回路を有するディジタルテレビジョン受信機装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
テレビジョン発展副委員会（ＡＴＳＣ）は１９９５年９月１６日に発表したディジタルテレビジョンの標準において、米国内の国営テレビジョン副委員会（ＮＴＳＣ）がアナログテレビジョン空中波信号に主に用いている、６ＭＨｚ帯域幅のテレビジョンチャネル内のディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号送信のための残留側波帯（ＶＳＢ）信号を明示している。前記残留側波帯（ＶＳＢ）ＤＴＶ信号のスペクトルはまるで同一チャネルのスペクトルがＮＴＳＣアナログＴＶ信号を干渉するように設計されている。これはＮＴＳＣ同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の輝度と色差成分エネルギーの大部分が低くなる偶数倍で、前記ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の１／４水平走査線比率の偶数倍の間で低くなる、前記ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の１／４水平走査線比率の奇数倍の時、前記パイロット搬送波と前記ＤＴＶ信号の主要振幅変調側帯波周波数が位置することになされる。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波はＴＶチャネルの下限周波数から得たオフセット値１.２５ＭＨｚである。ＤＴＶ信号の搬送波は、ＴＶチャネルの下限周波数から得た約３０９，８７７．６ＫＨｚのＤＴＶ搬送波信号を配列するために、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線比率の５９．７８倍を乗算した値から得たオフセット値である。従って、ＤＴＶ信号の搬送波はＴＶチャネルの中間周波数から得た約２，６９０１２２．４Ｈｚになる。
【０００３】
ディジタルテレビジョン標準に現れた正確な符号比率は（６８４／２８６）倍を乗算した値であって、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波から音声搬送波オフセット値４．５ＭＨｚを得る。ここで、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線／符号数は６８４であり、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線比率因子の２８６を乗算してＮＴＳＣアナログＴＶ信号に含まれたビデオ搬送波から４．５ＭＨｚの音声搬送波オフセット値を得る。前記符号比率は１０．７６２２３８メガ符号／秒であって、これはＤＴＶ搬送波信号から５．３８１１１９ＭＨｚだけ拡張されたＶＳＢ信号に含まれることができる。即ち、前記ＶＳＢ信号はＴＶチャネルの下限周波数から５．６９０９９７ＭＨｚ拡張された帯域まで制限されうるものである。
【０００４】
一般に、米国内におけるディジタルＨＤＴＶ信号地上放送に関するＡＴＳＣ標準は１６：９の比率をもつ２種の高精細度ＴＶ形式の送信が全て可能である。第１のＨＤＴＶディスプレイ形式は１９２０標本／走査線と、２：１の飛び越し領域をもつ１０８０の活性化水平走査線／３０Ｈｚフレーム形式を使用する。第２のＨＤＴＶディスプレイ形式は１２８０輝度標本／走査線と、順次走査されたＴＶ映像／６０Ｈｚフレーム形式を使用する。また、ＡＴＳＣ標準はＮＴＳＣアナログＴＶ信号と比較した時、正常的な解像度を有する４個のＴＶ信号を並列伝送するＨＤＴＶディスプレイ形式よりはＤＴＶディスプレイ形式の伝送方法を取っている。
【０００５】
米国内地上放送から残留側波帯振幅変調によって伝送されたＤＴＶはそれぞれ３１３個の連続データセグメントを含む連続データ領域を保って構成している。前記データ領域は、それぞれ奇数で計数されるデータ領域と、データフレームを構成する偶数で計数されるデータ領域が連続されるモジュール−２が連続的に計数されるものと見なされる。前記フレーム比率は２０．６６フレーム／秒である。それぞれのデータセグメントは７７．３マイクロ秒の間に活性化される。従って、符号比率が１０．７８ＭＨｚであれば、８３２符号／データセグメントになる。各データのセグメントは１本のラインに＋Ｓ、−Ｓ、−Ｓ、＋Ｓを連続的にもつ４個の同期符号集合を有する。前記＋Ｓの値は最大陽性データ偏位下のレベルであり、−Ｓの値は最大音声データ偏位上のレベルである。各データ領域の初期ラインは、チャネルの等化と多経路処理防止のための実験信号を符号化する同期符号集合領域を含む。前記実験信号は５１１擬似雑音順次標本（ＰＮ順次）に相次いで３個の６３−ＰＮ順次標本を連続する。この実験信号は奇数で計数されたデータ領域の第１ラインの初期論理規則と、偶数で計数されたデータ領域の第１ラインの第１論理規則によって伝送され、第１と第２論理規則が互いに補数となる。
【０００６】
データライン内のデータは１２個の挿入されたトレリス（trellis）符号を用いてトレリス（trellis）符号化されるが、これらそれぞれは１個のビットを符号化していない２／３比率のトレリス（trellis）符号である。前記挿入されたトレリス（trellis）符号は、露出した自動車の点火装置のような雑音源から発生する突発状況を訂正するための誤り訂正対備策の一環として設けられたもので、リードソロモンコーティングである。前記リードソロモンコーティング結果値は空中波伝送のために８レベル（３ビット／符号）の一次元整列符号でコード化して伝送されるが、この時の伝送はトレリス（trellis）コーティング手続と識別される符号のプリコード化無しでなされる。前記リードソロモンコーディング結果値は有線ＴＶ放送の伝送のために１６レベル（４ビット／符号）の一次元整列符号にコード化して伝送されるが、この時の伝送もプリコーディング無しでなされる。残留側波帯（ＶＳＢ）信号はこれら固有の伝送をもっているが、これらの振幅は変調比率によって異なる。
【０００７】
前記固有搬送波は前述した変調比率による固定振幅のパイロット搬送波で代置される。この固定振幅のパイロット搬送波は、フィルタに供給されてその応答としてＶＳＢ信号を供給する振幅変調側帯域を生成する平衡変調器に印加される電圧を変調する時、直流成分をシフトして発生される。もし前記４ビット符号コーディングの８つのレベルが搬送波変調信号として−７、−５、−３、−１、＋１、＋３、＋５、＋７の正常値をもつならば、前記パイロット搬送波は正常値１．２５をもつ。＋Ｓの正常値は＋５であり、−Ｓの正常値は−５である。
【０００８】
ＤＶＴの先行技術分野において、送信時にＤＴＶ放送に符号プリコーダの使用可否決定が要求されたが、この符号プリコーダは符号発生回路を行い、符号をプリコードフィルタリングするものである。放送局のこのような決定は、ＮＴＳＣ放送局の要求と関係なく同一チャネル干渉に左右される。前記符号プリコーダは同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を干渉することを防止するための、符号デコーダ回路内部にあるデータスライサの使用に先だって用いられた、コームフィルタを有するそれぞれのＤＴＶ受信機に偶然捕らえられた符号のポストコーディングを補完する。符号プリコーディングはデータラインの符号同期集合あるいはデータ領域の同期データが伝送されるデータライン上では用いられない。
【０００９】
同一チャネル干渉はＮＴＳＣ放送局から遠く離れたところで除去されるが、一定の電離層条件が形成されるか、同一チャネル干渉の可能性が高い高温の夏季になれば十中八九発生する。しかし、このような干渉はＮＴＳＣ放送局から発生する同一チャネルがなければ発生しない。もし、ＮＴＳＣの干渉がその放送領域内部にのみ局限されるならば、ＨＤＴＶ放送はＮＴＳＣ干渉とは別途により容易にＨＤＶ信号を運営するための符号プリコーダを使用することができる。また、このようになると、コームフィルタは、ＤＴＶ受信機で完全にマッチされたフィルタリングを行うための符号ポストコーダとして用いられることができる。もしＮＴＳＣ信号干渉の排除または可能性が稀であれば、トレリス（trellis）デコーダ内符号値誤りの原因となるフラットスペクトル雑音が減少することになって、ＤＴＶ放送は符号プリコーダの使用を中断することにより、各ＤＴＶ受信機には符号ポストコーダが不要となるであろう。このような状況に対する放送局の認識がなければ、ＮＴＳＣ信号の同一チャネル干渉は一部放送受信地域に対する障害要件となり、有線放送の漏電を引き起こし、ＮＴＳＣ受信機に不適した中間周波数映像障害を生じさせ、アナログＴＶ録画の結果をもっているディジタルＴＶ録画のためにマグネティックテープを使用しなければならないか、或いは他の非正常状態の本質的な問題が生じる虞がある。
【００１０】
現在のＡＴＳＣ ＤＴＶ標準は符号プリコーディングを使用する伝送方式を認めていない。同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の遮断は、符号デコーディングに関連したデータスライシングの処理後に、トレリス（trellis）デコーディング処理過程で行われるべきと判断される。この処理過程は伝送時にプリコーディングが成されるべきかどうかを省略する。しかし、不幸ながら同一チャネル干渉アナログＴＶ信号は、データスライシング処理過程で誤りを生じさせるが、これは誤り訂正デコーディングの手続、トレリス（trellis）デコーディング、リードソロモンデコーディングにより多くの負担を与える。これらの誤りは放送区域の範囲を制限して商業用ＤＴＶ放送の収入節減をもたらす。従って、現在ＡＴＳＣ ＤＴＶの標準でＤＴＶ伝送時に符号プリコーディングを認めていないが、データスライシングに先だって同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の防止を提供することが好ましい。
【００１１】
一般に、線形組合せは古典数式またはモジューラ数式による適用の可否によって意味が加減される。線形組合せに適用されて行われたモジュラ組合せはモジュラ数式で処理される。差別的な遅延を通じたディジタル符号の流れと、差別的に遅延された区間の線形組合せと、ＨＤＴＶ受信機の先行技術に用いられた符号のポストコーディングによる例証をレコードしたコーディングの類型を、本明細書で「第１類型の符号レコーディング」と定義する。また、モジュラ組合せの遅延した結果値を有するモジュラ組合せ自体を通じたディジタル符号の流れと、ＨＤＴＶ送信機の先行技術に用いられた符号のプリコーディングによる例証をレコードしたコーディングの類型を、本明細書で「第２類型の符号レコーディング」と定義する。
【００１２】
アナログＴＶ信号から派生する同一チャネル干渉の問題は、過去受信機の電波妨害問題から受信機の内部に適切なフィルタ回路を設置して解決したことを察してみることができる。システムチャネルの活性領域を超過しなければ、ＤＴＶ変調時に信号伝送を遮断することにより同一チャネル干渉を防止することができ、システムの遂行を信号の重畳問題として察してみることができる。受信機内部のフィルタ回路は、アナログＴＶ信号による同一チャネル干渉から派生するディジタル信号を選択するために適用し、先だって言及したシステムチャネルのエネルギーを充分減少させるために、アナログＴＶ信号の相関関係と反相関関係特性を活用する。
【００１３】
アナログＴＶ信号から派生した同一チャネル干渉を察して見れば、これはＤＴＶ送信機とＤＴＶ受信機との間で、システムチャネルへ流入する。ＤＴＶ送信機における符号プリコーディングの使用または非使用はアナログＴＶ信号から派生する同一チャネル干渉に影響を全く与えない。ＤＴＶ受信機において、同一チャネル干渉が受信機の終端にわたるほど広くないため、システムチャネルを捕獲することができれば、これは同一チャネル干渉の上位エネルギースペクトル要素のエネルギーを減少させるためのコームフィルタをもつデータスライシング回路より好ましいものである。従って、データスライシングの中に発生する誤りを減少することができる。ＤＴＶ放送局は搬送波周波数を正確に合わせなければならないが、これはＴＶチャネル割当下限周波数に近接した３１０ＫＨｚとなる。従って、この搬送波周波数は干渉に近い同一チャネルＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波から得た周波数の最適オフセット値となる。この搬送波周波数の最適オフセット値は正確に、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線周波数（ｆH）の５９．７５倍に相当する。
【００１４】
復調されたＤＴＶ信号に含まれた同一チャネル干渉の結果は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線周波数（ｆＨ）の５９．７５倍の時にビットを含み、ディジタルＨＤＴＶ搬送波と同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のビデオ搬送波との間でヘテロダインによって発生し、ディジタルＨＤＴＶ搬送波と同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の色差副搬送波との間でヘテロダインによって生成されたｆＨの２８７．７５倍の時のビットであって、これらのビットはｆＨの５９．７５倍の時の５番目の高調波に近いビットである。この結果値はディジタルＨＤＴＶ搬送波と同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のオーディオ搬送波との間でヘテロダインによって生成された、ｆＨの３４５．７５倍に近いビットを包括するが、このビットはｆＨの５９．７５倍の時の６番目の高調波に近いビットである。これらビットの高調波関係は正確に設計された単一コームフィルタであって、差別的な遅延をもつ少数の符号を統合している。ＤＴＶ受信機内部のデータスライシングに先だってＮＴＳＣ除去コームフィルタを使用することは付随的に第１類型の符号レコーディングを行い、データスライシングによる符号を修正するためである。
【００１５】
ＤＴＶ受信機内部の第１類型の符号レコーディングによるデータスライシング動作は、第１類型の符号レコーディング結果として得た符号の非破壊定量化処理を行うが、これはデータ送信に関する限り、データ定量化レベルは符号レベルとマッチされるように設計されるためである。定量化は第１類型の符号レコーディングに関連したフィルタリングの後に残ったアナログＴＶ信号結果に干渉する同一チャネルと識別されるが、その程度はコード符号レベル間の段階よりは少ない。
これは定量化処理過程で微小な信号を消耗して優良の信号利得を得る現象捕獲の一種である。
【００１６】
データ送信に関する限り、ディジタルデータ符号の流れはシステムチャネルの全体長さにわたってなされる。第２類型の符号レコーディングが、ＤＴＶ送信機における符号プリコーディングで処理される時、差別的に遅延したデータ符号流れの付加的な組合せは、送信電力を昇圧しないか或いはアナログＴＶ信号の電波妨害をより多く抑制するために平均内部符号距離を増加させる、モジュラ原理に基づいてなされる。その代わり、アナログＴＶ信号の電波妨害を抑制するための基本メカニズムは、自分の減衰器とＤＴＶ信号を対向させ、ＤＴＶ受信機側の遮断コームフィルタリングによって提供されるようになり、データスライサ内部の定量化の効果によって抑制された、コームフィルタ応答に含まれたアナログＴＶ信号の結果は直ちにコームフィルタを介して伝送される。
【００１７】
第１と第２類型の符号レコーディング処理の進行順序は、符号の流れに対するコーディング配合が信号の伝送度を減少させるのではないので、このような状況でシステムチャネルを通じた信号伝送には別に影響を及ぼさない。第１と第２類型の符号レコーディング処理の進行順序は、第１類型の符号レコーディングと、連続するデータスライシングとの間に重畳していない、第２類型の符号がレコーディングされる間、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号を防止するためのディジタル受信機の受信力に別に影響を及ぼさない。このような見解は本発明の基礎としている一般的な事項である。
【００１８】
ディジタルＴＶ受信機のようなディジタル受信機において、多重レベルの符号を伴う同一チャネル干渉は、データスライシングに先だって同一チャネル干渉のエネルギーを減少させるための第１コームフィルタを使用することにより防止される。第１コームフィルタはそれぞれの時間の長さが明示された地点の符号をもつ一連の２Ｎ−レベル符号となるが、この一連の２Ｎ−レベル符号は同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の結果を招き易く、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のこれらの結果に応答することは防止されるべきである。
【００１９】
付随的に、第１コームフィルタはデータスライシングによって生成された符号のデコーディング結果に誤りを挿入する、第１類型の符号レコーディング処理を行う。一連の２Ｎ−レベル符号を遅延させるために、所定の数字だけの符号をもつ一連の２Ｎ−レベル符号を、第１コームフィルタが遅延させると仮定すれば、一連の２Ｎ−レベル符号を線形的に組合せ、第１コームフィルタの応答結果を第１線形に組み合わせるために一連の２Ｎ−レベル符号を遅延させる。（４Ｎ−１）−レベル符号をもつこの応答は第１データスライサに印加される。
【００２０】
本発明において、第１データスライサによるデータスライシングに先だって行われる第１類型の符号レコーディング手続は、プリレコーディング手続と見ることができる。第２コームフィルタはデータスライシングの後に第２類型の符号レコーディング手続を行い、第１類型の符号レコーディング手続を補償するためにポストコーディング手続を行って、訂正された符号デコーディング結果を生成する。第１類型の符号レコーディング手続は、差別的な遅延を通して入力された符号の流れと、差別的に遅延した区間の第１線形組合せをレコードする。第２類型の符号レコーディング手続は第１データスライサによって復旧された、部分的にフィルタリングされた符号デコーディング結果をレコードする。第２類型の符号レコーディング手続は第１データスライサによって復旧された、部分的にフィルタリングされた符号デコーディング結果の第２線形組合せとして用いられ、モジュラ数式で処理される。第１と第２線形組合せの中の一つは（−）であり、残りのもう一つは（＋）となる。第２線形組合せの結果は符号デコーディング結果をポストコード化したものである。
【００２１】
前記ポストコーディングは遮断コームフィルタリングに次いで行われ、データスライシングはポストコーディングを適切に駆動させるべき根本的な問題を抱えている。前記問題点の一つは、部分フィルタリングされた符号デコーディング結果値に一回誤りが生じると、その誤りは遅延してフィードバックされ、符号デコーディング結果値がポストコード化される間に誤りが引き続き発生する。他の問題点は遅延したフィードバック回路における初期条件をどのように設定するかと、１回誤りの生じた遅延したフィードバック回路における初期条件をどのように設定されるかということにある。
【００２２】
かかる問題点は第２類型のレコーディングがポストコーディングに用いられる時に発生するが、その理由はこのようなレコーディングに用いられるフィードバックによって、時間経過によって引き続き累積されるためである。第２類型のレコーディングがプリコード化される間に行われ、第１類型のレコーディングがポストコード化される間に行われる時、第１類型のレコーディングは第２類型レコーディングの初期条件の応答を直ちに遮断する時間差を与える。累積に関する初期条件は全く考慮されない。プリコーディングが行われる間に第１類型のレコーディングがなされ、ポストコーディングが行われる間に第２類型のレコーディングがなされる時、第２類型のレコーディングにおける累積に対する初期条件が修正されないことによって発生する誤りが、ポストコーディングがなされる間に引き続き影響を及ぼす。このようにして最終デコーディング結果にまで発生した誤りは一時的誤りでないシステム誤りを生じさせ、一般にかかる持続的な誤りは自己診断とならない。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明はかかる従来の技術の問題点を解決するためのもので、その目的は一定時間内に一定長さの符号を有する、２Ｎ−レベルの流れに対する符号デコーディング方法を提供することにある。
【００２４】
この時、一連の２Ｎ−レベル符号は同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の結果を行い、この結果の影響を受け易くなる。この時のＮは正の整数である。前記方法は少しでも存在すれば遮断される同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の結果から、（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号をもつコームフィルタの応答を生成するために、一連の２Ｎ−レベル符号を遮断コームフィルタリングする段階を含む段階から選択された符号デコーディング結果を生成する。前記遮断コームフィルタリングの段階は、遅延した一連の２Ｎ−レベル符号を生成するために、所定数の符号区間によって一連の２Ｎ−レベル符号を遅延させる副段階を含み、前記一連の２Ｎ−レベル符号と、前記遅延した一連の２Ｎ−レベル符号を線形的に組み合わせ、加算と減算処理過程の中の一つの処理過程によって第１線形組合せ結果を、前記（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号をもつコームフィルタ応答とする。
【００２５】
プリコード化された符号デコーディング結果を生成するために、（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号をもつコームフィルタの応答をデータスライシングする段階がある。遅延選択されたコームフィルタの応答をデータスライシングする段階がある。遅延選択された符号デコーディング結果を生成するために、所定数の符号区間をもつ選択された符号デコーディング結果を遅延させ、第２線形組合せの結果を生成するために遅延選択された符号デコーディング結果をもつプリコード化された符号デコーディング結果を線形的に組み合わせる段階がある。第２線形組合せの結果を生成するためになされる前記線形組合せは、第１線形組合せの結果を生成するためになされる線形組合せの副段階に用いられた一つから加減算の相反した処理過程をモジュラ数式を通してなされる。前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する同期データを示す符号デコーディング時点を決定し、前記一連の２Ｎ−レベル符号で前記同期データの符号デコーディングが叙述される時、前記同期データは誤り無く再生され、前記一連の２Ｎ−レベル符号で同期データの符号コーディングが叙述される時、前記同期データと誤り無く一致し、前記一連の２Ｎ−レベル符号で同期データの符号コーディングが叙述されない時、最小限の選択区間で前記第２線形組合せの結果に一致するために、選択された符号デコーディング結果を生成する段階がある。
【００２６】
本発明のまた他の方法は回路の組合せである。以下で説明するように、前記回路はディジタルＴＶ受信機に含まれている。前記組合せは一定時間、それぞれの符号区間をもつ一連の２Ｎ−レベル符号を支援するためのディジタルＴＶ信号検出装置を含んでいる。前記流れは同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の結果に影響され易い。前記組合せは前記符号区間の所定の一番目の数だけの遅延を現す第１、第２遅延装置を含んでいる。前記組合せは第１、第２線形組合せ器を含むが、このいずれか一方は加算器となり、他方は減算器となって、前記第２線形組合せ器はモジュロ−２Ｎ数式によって動作する。前記第１遅延装置は第１の２Ｎ−レベル符号の遅延した流れを２Ｎ−符号の流れに応答するために連結され、これにより前記２Ｎ−レベル符号の差別的に遅延した流れの一番目の対を生成する。前記第１線形組合せ器は前記２Ｎ−レベル符号の差別的に遅延した一番目の対を線形的に組み合わせるために連結されるが、これは前記第１線形組合せ器の第１、第２のそれぞれの入力信号として受信される。これら入力信号に応じて前記第１線形組合せ器は（４Ｎ−１）レベル符号の第１流れをその出力信号とする。第１データスライサは前記第１線形組合せ器からそれぞれの出力信号として伝達された（４Ｎ−１）レベル符号の第１流れをデコードして第１プリコード化された符号デコーディング結果を生成するために組合せに含まれる。それぞれの第１、第２入力信号を受信して線形的に組み合わせ、これによりそれぞれの出力信号を伝達する前記第２線形組合せ器は、それぞれの第１入力信号として前記第１プリコード化された符号デコーディング結果を受信するために連結される。前記第２遅延装置はそれぞれの入力信号を遅延させ、前記第２線形組合せ器の前記第２入力信号を生成する。
【００２７】
さらに、前記組合せは前記一連の２Ｎ−レベル符号に現れたデータ同期に符号が用いられる場合を決定するためのデータ同期回路と、前記一連の２Ｎ−レベル符号に符号が、データ同期に符号が用いられた場合、理想符号デコーディング結果を生成する回路を含む。また、前記組合せは多数個の入力をもつ第１マルチプレクサが、それぞれの出力信号を前記第２遅延装置にそれぞれの入力信号として伝達され、前記理想符号デコーディング結果を自分の第１入力信号とし、前記第２線形組合せ器の出力信号を受信して自分のもう一つの入力信号とする。前記第１マルチプレクサは前記一連の２Ｎ−レベル符号で符号がデータ同期に用いられる場合にのみ自分の出力信号を自分の第１入力信号として再生する条件が形成される。別の方法として、前記第１マルチプレクサは最小限の選択区間で、前記第２線形組合せ器の出力信号を第１ポストコード化された符号デコーディング結果とする条件が形成される。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明による符号デコーディング方法は、一定の時間長さの符号区間をそれぞれ有する一連の２Ｎ−レベル符号を符号デコーディングする方法であって、前記一連の２Ｎ−レベル符号は、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分によって伴われ易く、前記Ｎは正の整数を示し、前記方法は、前記一連の２Ｎ−レベル符号を所定数の前記符号区間だけ遅延させることによって、かつ、前記一連の２Ｎ−レベル符号と前記遅延した一連の２Ｎ−レベル符号とを加算及び減算のいずれか一方を用いて線形的に組合せることによって、（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号を有するコームフィルタ応答として、第１線形組合せ結果値を生成するコームフィルタリング段階と、前記コームフィルタ応答をデータスライシングすることによって、プリコード化された符号デコーディング結果値を生成する段階と、前記所定数の前記符号区間だけ前記プリコード化された符号デコーディング結果値を遅延させる段階と、モジュロ計算法に従って働く論理演算であって、前記加算及び減算のいずれか一方以外の論理演算を用いて、前記生成されかつ遅延された符号デコーディング結果値と前記プリコード化された符号デコーディング結果値とを線形的に組合わせることによって、第２線形組合せ結果値を生成する段階と、一連の２Ｎ−レベル符号が中間符号デコーディング結果値において実質的な誤りを生じさせるほど充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する検出段階と、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないという決定に応じて、誤り無しで中間符号デコーディング結果値を生成する段階と、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うという決定に応じて、同期データを示す符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、制御器にあるメモリから伝達される符号デコーディング結果値をフィードバックさせることによりポストコード化された符号デコーディング結果から発生する実行誤りを減少させ、かつ、前記同期データを示さない符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、少なくとも選択された時間の間、前記生成された符号デコーディング結果値を前記第２線形組合せ結果に相当するものとして生成する段階とからなることを特徴とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態を詳細に説明する。
図１は誤りの訂正されたデータを復旧するに用いられたディジタルＴＶ信号受信機を示している。この時のデータはディジタルビデオカセットレコードのレコーディング、或いはＴＶセットにおけるＭＰＥＧ−２デコーディングとディスプレイに適するものである。図１のＤＴＶ信号受信機は受信アンテナ８からＴＶ放送信号を受信するものと示されているが、この代わりにケーブルネットワークから信号を受信することもできる。前記ＴＶ放送信号は装置の終端１０に入力される。一般に、装置の終端１０はラジオ周波数増幅器と、ラジオ周波数ＴＶ信号を中間周波数ＴＶ信号に変換させる第１検出器とから構成され、中間周波数増幅器チェーン１２へ残留側波帯ＤＴＶ信号を伝達する。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、第１検出器で超高周波帯域に変換されたＤＴＶ信号を増幅するために、中間周波数増幅器を含んでいる中間周波数増幅器チェーン１２で多重変換を施し、さらにＶＨＦ帯域に変換されたＤＴＶ信号を増幅するために中間周波数増幅器を備える。もしディジタル部門で基底帯域に対する復調を施すと、中間周波数増幅器チェーン１２は増幅されたＤＴＶ信号を基底帯域に近い最終中間周波数帯域に変換させるために第３検出器を備える。
【００３０】
なるべく、チャネル選択応答を実現し、隣接チャネルを除去するためにＵＨＦ帯域に対して、中間周波数増幅器に表面音響波（ＳＡＷ）フィルタを使用した。前記表面音響波フィルタはＶＳＢ ＤＴＶ信号とパイロット搬送波の遮断された搬送波周波数から極めて速く５．３８ＭＨｚ以上を遮断するが、これは周波数の固定振幅である。従って、前記表面音響波フィルタは、アナログＴＶ信号を干渉するいずれの同一チャネルの周波数変調された音響搬送波でも遮断する。中間周波数増幅器チェーン１２でアナログＴＶ信号を干渉する、いずれの同一チャネルのＦＶ音響搬送波を遮断することは、符号デコーディングが行われる間これらの基底帯域にある符号のデータスライシングによる残留物の干渉を予め防止し、基底帯域の符号を復旧させるために最終中間周波数信号が検出される時に発生する搬送波の残留物を遮断する。符号デコーディングの行われる間、これらの基底帯域符号のデータスライシングによる残留物の干渉を予め防止することが、データスライシングに先だって遮断コームフィルタリングすることより好ましいこともある。
【００３１】
前記中間周波数増幅器チェーン１２の最終中間周波数出力信号は複素復調器１４に伝達されるが、この時の複素復調器１４は基底帯域信号の実数部と虚数部を復旧するために、最終中間周波数帯域で残留側波帯振幅変調ＤＴＶ信号を復調する。復調は少数のメガサイクル領域にある最終中間周波数帯域のアナログ−ディジタル変換の後、ディジタル部門でなされるが、これは米国で１９９５年１２月２６日に公告された、特許出願番号５，４７９，４４９の「ＨＤＴＶを含んで位相追跡装置を有するディジタルＶＳＢ検出器」に示された実施形態を参照した。
【００３２】
他の方法として、復調はアナログ部門で行われることもできるが、この場合の結果は一般に向後の手続をより有用にするためのアナログ−ディジタル変換を目的とする。複素復調はできる限り同位相（Ｉ）同期復調と直角位相（Ｑ）同期復調からなる。一般に前述した復調手続のディジタル結果は、８ビット或いはそれ以上の正確度を有し、データのＮビットをエンコードする２Ｎ−レベルの符号を示す。一般に、図１のＤＴＶ信号受信機がアンテナ１２を介して空中波を受信する場合に２Ｎは８となり、有線放送波を受信する場合に２Ｎは１６となる。本発明の着目点は地上から空中までの放送波を受信することにある。図１において、受信された有線放送波の伝送に関する、符号デコーディングと誤り訂正デコーディングを提供するＤＴＶ受信機の一部を省略した。
【００３３】
符号同期回路と等化回路（イコライザ１６）は複素復調器１４から、同位相（Ｉチャネル）基底帯域信号の最小ディジタル実数標本を受信する。図１のＤＴＶ受信機回路１６は直角位相（Ｑチャネル）基底帯域信号のディジタル虚数標本を受信することを示している。回路１６は受信された信号に含まれたゴーストと傾斜角（チルト）を補償する、実効加重効果をもつディジタルフィルタを備える。前記符号同期と等化回路１６は振幅等化及びゴースト除去と同様に、符号同期または回転を行う。符号同期に用いられる符号同期と等化回路は振幅等化に先だって行われるが、これは米国出願番号５，４７９，４４９を参照した。
【００３４】
このような設計において、前記復調器１４は前記符号同期と等化回路１６に基底帯域信号の実数と虚数を含む過抽出された復調器応答を伝達する。符号同期後、前記過抽出されたデータは１／１０程度が除去されるが、これは正常的な符号率における基底帯域Ｉチャネル信号を抽出し、振幅等化とゴースト除去に用いられたディジタルフィルタリングを通じた標本率を減らすためである。振幅等化が符号同期を行う符号同期と等化回路における、回転または位相追跡またはディジタル信号受信機設計部門で広く知られている技術である。
【００３５】
回路１６の出力信号の各標本は１０個またはそれ以上のビットに分けられるが、効果的に一つのアナログ符号は（２Ｎ−８）レベルの中の一つをディジタルで表したものである。前記回路１６の出力信号は、予め知られている幾つかの方法の一つによって利得が制御されたもので、符号に対する理想的な段階のレベルが知られている。このような利得制御の応答速度が著しく速いために選択された利得制御の一つの方法は、複素復調器１４で＋１．２５の正常レベルまで伝達される基底帯域信号実数部の直流成分を調節する。一般に、このような利得制御方法は米国特許出願番号５，４７９，４４９によく示されており、１９９５年１２月１５日付けで出願された米国特許出願番愚５，５７３，４５４の「ディジタルＨＤＴＶ信号受信に対するラジオ受信機の自動利得制御」にさらに詳しく示されており、本発明はこれを参照した。
【００３６】
回路１６から出た出力信号はデータ同期回路１８に入力信号として伝達されるが、これは等化された基底帯域Ｉチャネルの信号から派生したデータ領域の同期情報（Ｆ）と、データセグメント同期情報（Ｓ）を復旧する。他の方法として、同期検出回路１８に伝達される入力信号は等化に先だって得ることもできる。
【００３７】
正常的な符号率で、回路１６から出力信号として伝達された、等化されたＩチャネルの信号標本はＮＴＳＣ除去コームフィルタ２０の入力信号として伝達される。前記コームフィルタ２０は、一対の差別的に遅延した一連の２Ｎ−レベル符号を生成するための第１遅延装置２０１と、前記コームフィルタ２０の応答を生成するために差別的に遅延した符号の流れを線形的に組み合わせるための第１線形組合せ器２０２とを備える。米国特許番号第５，２６０，７９３に記述された内容を参照すれば、前記第１遅延装置２０１は２Ｎ−レベル符号の１２周期と同一の遅延を提供し、前記第１線形組合せ器２０２は加算器となる。前記コームフィルタ２０の出力信号のそれぞれの標本は１０個またはそれ以上のビットに分けられ、効果的に一つのアナログ符号は（４Ｎ−１）＝１５レベルの中の一つをディジタルで表すものである。
【００３８】
前記符号同期と等化回路１６は自分の入力信号の直流バイアス成分を制限するために設計されたと見なされ、この直流バイアス成分は＋１．２５の正常化されたレベルを有し、パイロット搬送波検出による複素復調器１４から伝達された基底帯域信号の実数部に現れる。従って、回路１６の出力信号のそれぞれの標本はコームフィルタ２０の入力信号として印加され、効果的に一つのアナログ符号は次の正常レベル、即ち−７、−５、−３、−１、＋１、＋３、＋５、＋７のいずれか一つをディジタルで表すものである。
【００３９】
これら符号レベルは奇数符号レベルとし、０００、００１、０１０、０１１、１００、１０１、１１０、１１１のそれぞれの臨時符号デコーディング結果を生成するために奇数レベルデータスライサ２２で検出される。コームフィルタ２０の出力信号のそれぞれの標本は、効果的に、一つのアナログ符号は次の正常レベル、即ち−１４、−１２、−１０、−８、−６、−４、−２、０、＋２、＋４、＋６、８、＋１０、＋１２、＋１４のいずれか一つをディジタルで表すものである。これら符号レベルは偶数符号レベルとし、００１、０１０、０１１、１００、１０１、１１１、０００、００１、０１０、０１１、１００、１０１、１１０、１１１のそれぞれの臨時符号デコーディング結果を生成するために偶数レベルデータスライサ２４で検出される。
【００４０】
このような意味における前記データスライサ２２、２４は「難しい解決」と銘ずるか、或いはビタビ（Viterbi）デコーディング構造を行うのにもちいられる「簡単な解決」と銘ずる。回路内における自分の位置をシフトするためにマルチプレクサ連結を使用し、自分のスライシング範囲を修正するためのバイアスを印加して、前記奇数レベルデータスライサ２２と偶数レベルデータスライサ２４を単一データスライサで代替する配列が可能である。しかし、これら配列は動作が複雑なので適しない。
【００４１】
次に、前記符号同期と等化回路１６が自分の入力信号に含まれた直流バイアス成分を抑制するための方法を説明する。この時の直流バイアス成分は＋１．２５の正常レベルを有し、パイロット搬送波検出による複素復調器１４から伝達された基底帯域信号の実数部に現れる。別の方法として、前記符号同期と等化回路１６は自分の入力信号に含まれた直流バイアス成分を保つために設計されたもので、これはある意味では回路１６で等化フィルタの設計を簡単にする。このような場合、奇数レベルデータスライサにおける前記データスライシングレベルは、自分の入力信号に含まれた前記データ過程を伴う前記直流バイアス成分を計数してオフセット値として取る。
【００４２】
前記回路１６が、偶数レベルデータスライサ２４でデータスライシングレベルと見なされる、非連続性をもつ入力信号に含まれた直流バイアス成分を遮断または保持するために設計されたとしても、前記第１線形組合せ器２０２は加算器として提供される。しかし、もし前記第１遅延装置２０１から伝達された差別的な遅延が選択されると、前記第１線形組合せ器２０２は加算器となり、前記偶数レベルデータスライサ２４におけるデータスライシングレベルは自分の入力信号に含まれた前記データ過程を伴う重畳した直流バイアス成分を計数してオフセット値として取る。
【００４３】
ポストコーディングフィルタ応答は、コームフィルタ２０のプリコーディングフィルタ応答で生成するために、コームフィルタ２６を前記データスライサ２２、２４後に用いられる。前記コームフィルタ２６は、３つの入力をもつマルチプレクサ２６１、第２線形組合せ器２６２、コームフィルタで第１遅延装置２０１と同一の遅延を有する第２遅延装置２６３から構成される。前記第２線形組合せ器２６２はもし前記第１線形組合せ器２０２が減算器であれば、モジュロ−８加算器となり、前記第１線形組合せ器２０２が加算器であれば、モジュロ−８減算器となる。前記第１線形組合せ動作速度を充分上昇させるためのそれぞれのＲＯＭから構成することもできる。前記マルチプレクサ２６１から出た出力信号は、前記ポストコーティングコームフィルタ２６から得た応答を伝達し、前記第２遅延装置２６３によって遅延する。前記第２線形組合せ器２６２は前記第２遅延装置２６３から得た出力信号をもつ、前記偶数レベルデータスライサ２４から得たプリコード化された符号デコーディング結果を組み合わせる。
【００４４】
前記マルチプレクサ２６１の出力信号は、制御器２８からマルチプレクサ２６１に印加されたマルチプレクサ制御信号の、第１、第２、第３状態の応答から選択された時、マルチプレクサ２６１に印加された３つの入力信号の中から一つを再生する。データ領域同期情報（Ｆ）と、前記等化された基底帯域Ｉチャネルの信号から得たデータセグメント同期情報（Ｓ）が前記データ同期検出回路１８で復旧される間、前記マルチプレクサ２６１の第１入力ポートは、制御器２８内にあるメモリから印加された理想的な符号デコーディング結果を受信する。出力信号の最終コーディング結果と、制御器２８内のメモリから印加された理想的な符号デコーディング結果をマルチプレクサ２６１から提供するための条件を形成する間、前記制御器２８は前記マルチプレクサ制御信号の第１状態をマルチプレクサ２６１に伝達する。前記奇数レベルデータスライサ２２は出力信号として中間符号デコーディング結果をマルチプレクサ２６１の第２入力ポートへ伝達する。
【００４５】
マルチプレクサ２６１は、自分の出力信号である最終コーディング結果として中間符号デコーディング結果を再生するためにマルチプレクサ制御信号の第２状態に条件が合わせられる。前記第２線形組合せ器２６２は自分の出力信号としてポストコード化された符号デコーディング結果を前記マルチプレクサ２６１の第３入力ポートへ伝達する。マルチプレクサ２６１は自分の出力信号である最終コード結果としてポストコード化された符号デコーディング結果を再生するためにマルチプレクサ制御信号の第３状態に条件が合わせられる。
【００４６】
データ同期検出回路１８がデータ領域同期情報（Ｆ）とデータセグメント同期情報（Ｓ）を復旧する間、制御器２８にあるメモリから伝達される理想的な符号デコーディング結果値をフィードバックさせることにより、前記ポストコーディングコームフィルタからポストコード化された符号デコーディング結果から発生する実行誤りは減少する。この部分は本発明の主要部分であって後術する。
【００４７】
３つの並列ビットグループに含まれた最終的な符号デコーディング結果を含む、前記ポストコーディングコームフィルタ２６にあるマルチプレクサ２６１から出た出力信号は、データ挿入器３２に適用するためのデータアセンブラ３０に取り合わせられる。前記データ挿入器３２は取り合わせられたデータを並列データ流れで整流して、トレリス（trellis）デコーダ回路３４へ送る。一般に、トレリス（trellis）デコーダ回路３４は１２トレリス（trellis）デコーダを使用する。前記トレリス（trellis）デコーダ回路３４から印加されたトレリス（trellis）デコーディング結果は整流のためにデータ挿入器回路３６へ伝達される。
【００４８】
バイト分析回路３８は前記データ挿入器３６の出力信号を、データランダマイザ（randomizer）４２へ伝達される訂正された誤りバイトの流れを生成するためにリードソロモンデコーディングを行うリードソロモンデコーダ回路４０へ伝達して、リードソロモン誤り訂正コーディングバイトに変換させる。前記データランダマイザ４２は再生されたデータを他方の受信機（図示せず）へ伝達する。完全なＤＴＶ受信機のもう一つはパケット分類器、オーディオデコーダ、ＭＰＥＧ−２デコーダ及びその他のものを含む。ディジタルテープレコーダ／再生器に統合されたもう一つの前記ＤＴＶ受信機はレコーディングに必要な形でデータを変換させるための回路を備えている。
【００４９】
同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器４４は同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号がデータスライサ２２で行われたデータスライシングに含まれた修正不可能な誤りを発生させるほど充分完璧な状態であるかが分かる制御器２８を提供している。もし検出器４４が同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が充分完璧な状態でないことを示すと、データ領域同期情報（Ｆ）とデータセグメント同期情報（Ｓ）がデータ同期検出器回路１８によって復旧される時を除いた他の時に、前記制御器２８は前記マルチプレクサ制御信号の第２状態をマルチプレクサ２６１へ伝達する。このような条件は前記マルチプレクサ２６１が奇数レベルデータスライサ２２から伝達された中間符号デコーディング結果を、自分の出力信号で再生するために用いられる。
【００５０】
もし検出器４４がデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた訂正不可能な誤りを生じさせるほど同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が充分完全な状態であることを示すと、データ領域同期情報（Ｆ）とデータセグメント同期情報（Ｓ）がデータ同期検出器回路１８によって復旧される時を除いた他の時に、前記制御器２８は前記マルチプレクサの制御信号の第３状態をマルチプレクサ２６１へ伝達する。このような条件は前記マルチプレクサ２６１が前記第２線形組合せ器２６２から第２線形組合せの結果として伝達された、ポストコード化された符号デコーディング結果を、自分の出力信号で再生するために用いられる。
【００５１】
図２は前記同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器４４が取ることのできる形式であって、この形式は関連技術分野の関心事となる。減算器４４１は奇数レベルデータスライサ２２から伝達された中間符号デコーディング結果と、前記第２線形組合せ器２６２から第２線形組合せの結果として伝達されたポストコード化された符号デコーディング結果を別途に組み合わせる。もし同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が無視してもよいほどの量であり、基底帯域のＩチャネル信号に含まれたランダムノイズが無視するほどの量であれば、これらの仮想、ポストコード化された符号デコーディング結果は同様である。従って、減算器４４１から出た出力信号差は少なくなるであろう。しかし、もし同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が相当な量であれば、一般に減算器４４１から出た出力信号差は少なくはならない。しかし、時には信号差の大きいものが出ることもある。
【００５２】
前記減算器４４１から出た出力信号差に含まれたエネルギーを測定する方法は、二乗器４４２をもつ出力信号の差異値を二乗し、平均値回路４４３を有する短い区間にわたって二乗器応答の平均値を決定して得る。前記二乗器４４２はＲＯＭを用いて行う。前記平均値回路４４２は幾つかの適したディジタル標本を貯蔵するための遅延ラインメモリと、現在遅延ラインメモリに貯蔵されたディジタル標本を足し合わせる加算器を用いて行われる。前記平均値回路４４３で決定された、減算器４４１で得た出力信号差に含まれた短い区間に分布されたエネルギーの平均値は、しきい検出器４４４を支援するためにディジタル比較器に連結される。前記しきい検出器４４４のしきい値は中間符号デコーディング結果を伴うランダムノイズに含まれた、短い区間の平均値差異と、減算器４４１に印加されるポストコード化された符号デコーディング結果値を超過しないほど充分大きい。もし同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号がデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど充分大きければしきい値が超過する。前記しきい検出器４４４はしきい値の超過の可否を制御器２８が表すようにする。
【００５３】
図３は図１とは異なるディジタルＴＶ受信機を示している。この回路でデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が充分大きいかどうかを決定する回路類型は、１９９７年３月２１日付に米国特許出願番号（０８／８２１，９４４）で出願された「ディジタルＴＶ受信機でＮＴＳＣ干渉の検出に対するアナログＴＶ受信機からのビデオ信号使用」を参照する。
【００５４】
装置の終端１０で中間周波数に変換されたＤＴＶ信号は、ＮＴＳＣ信号に対して中間周波数増幅器チェーン４６へ伝達される。ＮＴＳＣ信号における中間周波数増幅器チェーン４６は、ＮＴＳＣ信号受信機に一般に用いられた中間周波数増幅器とは区別される。中間帯域の利得特性を見なす時、ＤＴＶ信号に対する中間周波数増幅器チェーン１２に含まれた、増幅器の段階に対応するＮＴＳＣ信号に対する中間周波数増幅器チェーン４６に含まれた増幅器の段階は、線形利得を連続的に有し、中間周波数増幅器チェーン４６に含まれた増幅器段階に対する対応値として同一の自動利得制御値を有する。前記ＮＴＳＣ信号の残留側波帯域は、前記中間周波数増幅器チェーン４６で遮断されない。特性上単一側帯域の前記ＮＴＳＣ信号の前側帯域の一部は、同一チャネルＤＴＶ信号のエネルギーを減少させるために、前記中間周波数増幅器チェーン４６で適切に遮断される。中間周波数増幅器チェーン４６応答の活性範囲に対する減少は複素復調器４８に用いられたビデオ搬送波局部発振器の位相をロッキング（Locking）するための、ビデオ搬送波の追加増幅を容易にする。
【００５５】
前記中間周波数増幅器チェーン４６の帯域幅を測定するためのフィルタリング過程は、多重変換受信回路が用いられる場合、ＵＨＦ中間周波数増幅器では表面音響波ＳＡＷフィルタリングで行うことができる。前記中間周波数増幅器チェーン４６の増幅した中間周波数応答は、直接又はそれ以上の増幅遂行後、ＮＴＳＣビデオ信号に対する複素復調器４８へ伝達される。前記複素復調器４８はＮＴＳＣ信号標本から構成された同位相Ｉチャネルの応答と、ＤＴＶ構造に対する実数部因子を伝達する。また、前記複素復調器４８はＤＴＶ構造に対する虚数部因子の標本から構成された、直角位相Ｑチャネルの応答を伝達するが、この時の標本はヒルバート変換フィルタ５０へ伝達される。前記ヒルバート変換フィルタ５０の応答は線形組合せ器５２へ伝達される。
【００５６】
前記線形組合せ器５２はＤＴＶ結果とは関係なく、連続的にＮＴＳＣ信号の標本を復旧するために、適切に遅延した同位相Ｉチャネルの応答で応答する。前記線形組合せ器５２はＩチャネルとＱチャネルにおける応答を得るために、複素復調器４８で用いられた同期復調過程が行われる間、相対ビデオ搬送波の位相合わせに従属される加算器または減算器である。
【００５７】
前記線形組合せ器５２から伝達されて大抵ＤＴＶ結果に関係ないＮＴＳＣ信号は、７５０ＫＨｚまたはそれ以下のコームフィルタ周波数を有する低域フィルタ５４へ伝達される。同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号に含まれた輝度信号に対するエネルギー測定値は、二乗器５６を備えている低域フィルタ５４の応答を二乗し、平均値回路５８を備えている二乗器応答の、短い時間にわたった平均値を決定して算出する。前記測定値は臨界検出器５８へ伝達される。前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉がデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りを訂正し得ないほど大きい場合、前記しきい検出器５８のしきい値は超過される。前記しきい検出器５８は前記制御器２８が前記しきい値の超過の可否を表すことができるように支援する。
【００５８】
図４は図１及び図３と区別されるディジタルＴＶ受信機を示しているが、この回路において、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉がデータスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りを訂正し得ないほど充分大きいか否かを決定する部分は、１９９７年３月２１日米国特許出願番号（０８／８２１，９４５）を有する「インタキャリア信号を用いてディジタルＴＶ受信機のＮＴＳＣ干渉を検出する方法」を参照する。
【００５９】
装置の終端１０で中間周波数に変換された前記ＤＴＶ信号は、ＮＴＳＣ音響信号に対して準並列の類型をもつ中間周波数増幅器チェーン６２へ伝達される。ＮＴＳＣ音響信号の中間周波数増幅器チェーン６２に含まれた増幅段階は、ＤＴＶ信号の中間周波数増幅器チェーン１２に含まれた増幅段階とほぼ等しく、前記中間周波数増幅器チェーン１２に含まれた増幅段階の対応値で連続線形利得、同一の自動利得制御を行う。前記中間周波数増幅器チェーン６２の周波数選択は、ＮＴＳＣオーディオ搬送波の＋２５０ＫＨｚ以内の範囲とＮＴＳＣビデオ搬送波の＋２５０ＫＨｚ以内の範囲でなされる。
【００６０】
前記中間周波数増幅器チェーン６２の周波数選択を測定するためのフィルタリング過程は、ＵＨＦ中間周波数増幅器で多重変換受信機回路を使用する場合、表面音響波（ＳＡＷ）フィルタリングによって行われる。前記中間周波数増幅器チェーン６２の応答はインタキャリア検出器６４へ伝達されるが、これは４．５ＭＨｚの搬送波周波数をもつインタキャリア音響中間周波数信号を発生させるために、ＮＴＳＣオーディオ搬送波をヘテロダインするに必要な、強化された搬送波として変調されたＮＴＳＣビデオ搬送波を使用する。前記インタキャリア音響中間周波数信号は、インタキャリア音響中間周波数増幅器６６によって増幅されるが、４．５ＭＨｚの中間周波数増幅器６６は、増幅したインタキャリア音響中間周波数信号をインタキャリア振幅検出器６８へ伝達する。
【００６１】
前記振幅検出器６８の応答は平均値回路７０から短い区間にわたって平均値を算出し、前記平均値はしきい検出器７２へ伝達される。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉がデータスライサ２２で行われたデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど大きい場合、前記しきい検出器７２のしきい値は超過される。前記しきい検出器７２は前記制御器２８がしきい値の超過の可否を表すことができるように支援する。
【００６２】
図５はポストコーディングコームフィルタ２６内のマルチプレクサ２６１が優先的に行われることを示している。前記３つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１は２つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１１，２６１２と比較して示した。前記制御器２８はＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器（例えば４４）から出た出力信号を２つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１１へ制御信号として伝達する。
【００６３】
もし前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が、前記データスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど充分大きい場合、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の条件で出た出力信号結果１はマルチプレクサ２６１１へ伝達されて再生され、前記マルチプレクサ２６１２の第２入力ポートに伝達されて応用され、前記第２線形組合せ器２６２でポストコード化された符号デコーディング結果はマルチプレクサ２６１１の第１入力ポートへ伝達される。もし前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が、前記データスライサ２２によって行われるデータスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほど充分大きい場合、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の条件で出た出力信号結果０は、中間符号デコーディング結果を再生するためにマルチプレクサ２６１１へ伝達され、前記データスライサ２２の結果は前記マルチプレクサ２６１１の第２入力ポートへ伝達される。これらの再生された中間符号デコーディング結果はマルチプレクサ２６１２の第２入力ポートへ伝達される。
【００６４】
図５、図６、図７のそれぞれは前記制御器２８内に含まれたＯＲゲート２８１を示している。前記ＯＲゲート２８１は領域セグメント同期検出器１８１が「１」を伝達してその応答として領域同期セグメントが検出される時と、前記データセグメント同期検出器１８２が「１」を伝達してその応答としてデータ同期コードが検出される時、「１」が応答されるようにする。他の全ての場合に、前記ＯＲゲート２８１は「０」と応答する。
【００６５】
図５において、前記ＯＲゲート２８１の応答はマルチプレクサ２６１２へ制御信号として伝達される。前記マルチプレクサ２６１２がデータアセンブラ３０に伝達し得る最終的な符号デコーディング結果と、前記マルチプレクサ２６１１の周力信号を、さらに良好な符号デコーディング測定結果値として、前記マルチプレクサ２６１２の第２入力ポートへ伝達して再生し得るようにするため、前記ＯＲゲート２８１の応答は「０」となる。前記マルチプレクサ２６１２がデータアセンブラ３０に伝達し得る最終的な符号デコーディング結果と、制御器２８にあるメモリから抽出された理想的なデコーディング結果を再生し得るようにするため、前記ＯＲゲート２８１の応答は「１」となる。次に、図８を参照してこれについて詳細に説明する。
【００６６】
図６はポストコーディングコームフィルタ２６の別の構造２６０を示している。２つの入力信号をもつ２つのマルチプレクサ２６１１、２６１２と比較される３つの入力信号を有するマルチプレクサ２６１は、２つの入力信号を有する３つのマルチプレクサ２６１０１、２６１０２、２６１０３を含んでいる３つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１０で代替された。
【００６７】
図７は前記ポストコーディングコームフィルタ２６の変形２６００であって、ここで２つの入力信号をもつ２つのマルチプレクサ２６１１、２６１２を含んでいる３つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１は、２つの入力信号を有する２つのマルチプレクサ２６１００１、２６１００２を含んでいる３つの入力信号をもつマルチプレクサ２６１００で代替され、前記ＯＲゲート２８１と前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器からそれらそれぞれの制御信号を受信する。
【００６８】
前記ポストコーディングコームフィルタ２６００は前記ポストコーディングコームフィルタ２６，２６０とは多少異なって動作する。前記マルチプレクサ２６１００１は前記ＯＲゲート２８１の応答が「１」の時、ポストコード化された符号デコーディング結果を理想的な符号デコーディング結果で代替する。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器が、前記データスライサ２２によって行われた前記データスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分大きい場合を「１」と表示する時、マルチプレクサ２６１００２は訂正されたポストコード符号デコーディング結果を、データアセンブラ３０に応用するための最終的な符号デコーディング結果として選択する。
【００６９】
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器が、前記データスライサ２２によって行われた前記データスライシングに含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分大きい場合を「０」と表示する時、前記マルチプレクサ２６１００２は、データアセンブラ３０に応用するために前記データスライサ２２から前記中間符号デコーディング結果を最終的な符号デコーディング結果として選択する。この時、これらのいずれの中間符号デコーディング結果も理想的な符号デコーディング結果で代替されない。
【００７０】
図８は図５のマルチプレクサ２６１２をより詳細に示したもので、理想的な符号デコーディング結果をマルチプレクサ２６１２に印加するに必要な回路を示している。前記マルチプレクサ２６１２はマルチプレクサ２６１２から３ビット広帯域出力バス８０を選択的に読み出すための出力バッファレジスタＲＯＭ７４，７６，７８から構成される。さらに、前記マルチプレクサ２６１２はマルチプレクサ２６１１の３ビット広帯域出力信号を選択的に出力バス８０へ伝達するために３相バッファ８２を備えている。
【００７１】
前記マルチプレクサ２６１２へ前記理想的な符号デコーディング結果を伝達するための回路は、ＲＯＭ７４、７６、７８、符号クロックゼネレータ８４、ＲＯＭ７４、７６、７８のアドレスを指定するためのアドレスカウンタ８６、カウンタ８６をリセットするためのジャム（jam）リセット回路８８、ＲＯＭ７４、７６、７８が読み取り可能な信号を発生させるためのアドレスデコーダ９４、９６、９８、３相バッファ８２を制御するＮＯＲゲート９２から構成される。前記アドレスカウンタ８６は前記符号クロックゼネレータ８４における符号デコーディング率を受信して入力パルスをカウントする。従って、一つのデータフレーム内の符号のそれぞれに対するアドレスを連続的に与える。これらアドレスの中の適切な部分をＲＯＭ７４、７６、７８の入力アドレスとして取る。
【００７２】
前記ジャムリセット回路８８はデータ領域同期情報Ｆとデータセグメント同期情報Ｓを図１、図３または図４のデータ同期検出回路１８で速く復旧されるように適切な値にリセットする。カウンタ８６の構成はより重要なビットをデータセグメントの数／データフレームでカウントするグループと、より重要でないビットセグメント数／データフレームでカウントするグループから構成することが好ましい。このような構成はジャムリセット回路８８の設計を単純化し、アドレス検出器９４、９６、９８に印加される入力信号のビット幅を減らし、ＲＯＭ７４、７６、７８がカウンタ８６の一部アドレスに容易にアドレスされ、ＲＯＭアドレシングのビット幅を減らすことができる。
【００７３】
前記ＲＯＭ７４は奇数領域同期セグメントに対する理想的な符号デコーディング結果を貯蔵し、前記アドレスデコーダ９４で「１」を受信したものに対して選択的にイネーブルされる。前記ＲＯＭ７４はより重要でないビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループによってアドレスされ、前記アドレスデコーダ９４は、より重要なビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループに応答する。前記アドレスデコーダ９４は前記アドレスカウンタ８６によって伝達されるアドレスのデータセグメント部分が奇数領域同期セグメントのアドレスと一致する場合にのみ「１」となる。
【００７４】
前記ＲＯＭ７６は偶数領域同期セグメントに対する理想的な符号デコーディング結果を貯蔵し、前記アドレスデコーダ９６で「１」を受信したものに対して選択的にイネーブルされる。前記ＲＯＭ７６はより重要でないビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループによってアドレスされ、前記アドレスデコーダ９６はより重要なビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループに応答する。前記アドレスデコーダ９６は、前記アドレスカウンタ８６によって伝達されるアドレスのデータセグメント部分が、偶数領域同期セグメントのアドレスと一致する場合にのみ「１」となる。
【００７５】
前記ＲＯＭ７８はそれぞれの同期セグメント初期で開始コードグループに対する理想的な符号デコーディング結果を貯蔵し、前記アドレスデコーダ９８からｐ「１」を受信して読み出した値は選択的にイネーブルされる。前記ＲＯＭ７８はカウンタ８６出力の２つの無意味なビットに応答し、前記アドレスデコーダ９８は、より重要でないビットをデータセグメント数／データフレームでカウントするグループに応答する。前記アドレスデコーダ９８は前記アドレスカウンタ８６によって伝達されるデータ符号／アドレスのデータセグメント部分が、開始コード部分の一部アドレスと一致する場合にのみ「１」となる。
【００７６】
前記ＮＯＲゲート９２は、３つの入力連結部分のそれぞれの一点で、アドレスデコーダ９４、９６、９８の応答を受信する。理想的な符号デコーディング結果を得た時、アドレスデコーダ９４、９６、９８の中の一つはそれの出力信号として「１」を伝達し、前記ＮＯＲゲート９２が３相データバッファ８２に「０」と応答するための条件が形成される。この条件において、前記３相データバッファ８２は前記データバス８０へ高い電源のインピダンスを付加してマルチプレクサ２６１１の信号が前記３ビット広帯域データバス８０に伝達されず、マルチプレクサ２６１２の信号が伝達される。予測不可能な理想的符号デコーディング結果に対するデータセグメント部分で、前記アドレスデコーダ９４、９６、９８のいずれもも出力信号として「１」を伝達せず、前記ＮＯＲゲート９２は前記３相データバッファ８２に「１」と応答するための条件が形成される。この条件において、前記３相データバッファ８２は前記データバス８０へ低い電源のインピダンスを付加してマルチプレクサ２６１１とマルチプレクサ２６１２の信号が前記３ビット広帯域データバス８０に伝達される。
【００７７】
図８はマルチプレクサ２６１２に印加される理想的な符号デコーディング結果を生成するための回路図で、図６と図７の構成で用いられるディジタル回路設計分野で容易に適用される技術である。
【００７８】
図９はＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０と、ポストコーディングコームフィルタ１２６を使用する図１、図３、図４の、ディジタルＴＶ信号受信機ブロック構成の一部分を詳細に示している。減算器１２０２はＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０内で第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８加算器１２６２はポストコーディングコームフィルタ１２６内で第２線形組合せ器として作用する。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０は第１遅延装置１２０１を用いて１２個の符号区間の遅延を示し、さらに前記ポストコーディング遮断フィルタ１２６は第２遅延装置１２６３を用いて１２個の符号区間の遅延を示す。それぞれの前記遅延装置１２０１、１２６３によって現れる１２符号遅延は、アナログＴＶの水平走査周波数ｆHの５９．７５倍の時のアナログＴＶビデオ搬送波結果の一サイクル遅延に近い。前記１２符号遅延はｆHの２８７．７５倍の時、アナログＴＶ色差副搬送波結果の５サイクルに近い。前記１２符号遅延はｆHの３４５．７５倍の時、アナログＴＶ色差副搬送波結果の６サイクルに近い。
【００７９】
これは前記オーディオ搬送波、ビデオ搬送波、周波数に対する、減算器１２０２の差分的に組み合わせられた応答が、同一チャネル干渉を遮断しようとする前記第１遅延装置１２０１によって差別的に遅延した色差副搬送波に近いためである。しかし、終端が水平走査線を交差するところにあるビデオ信号の一部分において、水平空間方向にある距離でアナログＴＶビデオ信号の相関関係程度は極めて低い。
【００８０】
マルチプレクサ１２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、大部分の場合、即ち前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると決定される時に第２状態にあり、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると決定される大部分の場合には第３状態にある。前記マルチプレクサ１２６１は第３の状態で制御信号となって、前記加算器１２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置１２６３で１２個の符号区間だけ遅延して加算器１２６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りとして波及される部分におけるモジュラ累算処理で、１２個の全ての符号区間で誤りが繰り返される。前記ポストコーディングコームフィルタ１２６からポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの全体が領域同期を含む間だけ、前記マルチプレクサ１２６１がそれぞれのデータセグメントの初期に４つの符号区間に対する第１状態に置かれた時に短縮される。
【００８１】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ１２６１は制御器２８にあるメモリから伝達された出力信号理想符号デコーディング結果を再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ１２６１の出力信号で誘導すれば走行誤りが停止する。４＋６９（１２）符号／データセグメントがあるため、前記理想符号デコーディング結果は各データセグメントの位相で４つの符号区間をスリップバックして、３つのデータセグメントより長く残る走行誤りは無くなる。
【００８２】
図１０は２２０種のＮＴＳＣ除去コームフィルタ２０と、２２６種のポストコーディングコームフィルタ２６を使用する図１、図３、図４の、ディジタルＴＶ信号受信機の一部分に対するブロック構成を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０は第１遅延装置２２０１を用いて６つの符号区間の遅延を示し、前記ポストコーディングコームフィルタ２２６は第２遅延装置２２６３を用いて６個の符号区間の遅延を示す。それぞれの前記遅延装置２２０１、２２６３によって現れる６符号遅延は、アナログＴＶの水平走査周波数ｆＨの５９．７５倍の時のアナログＴＶビデオ搬送波結果の２．５サイクルに近く、ｆＨの３４５．７５倍の時、アナログオーディオ搬送波結果の３サイクルに近い。加算器２２０２はＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０内で第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８減算器２２６２はポストコーディングコームフィルタ２２６内で第２線形組合せ器として作用する。前記遅延装置２２０１、２２６３によって現れた前記遅延は、前記遅延装置１２０１、１２６３に現れた遅延より短いため、アナログＴＶ搬送波周波数から変換された０に近い周波数であっても狭帯域になり、減算器１２０２によって差分的に組み合わせられた信号における良い相関関係より、加算器２２０２によって追加的に組み合わせられた信号における反相関関係がより良い。
【００８３】
音響搬送波遮断は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０応答でより前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０でさらに微弱である。しかし、もし同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の音響搬送波が表面音響フィルタリングまたは中間周波数増幅器チェーン１２にある音響搬送波が表面音響フィルタリングまたは中間周波数増幅器チェーン１２にある音響トラップから遮断されると、コームフィルタ２２０の少ない音除去は問題とならない。図９のＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０よりは図１０のＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０を使用する間、同期チップに対する応答が除去される。従って、トレリス（trellis）デコーディングとリード−ソロモンコーディングにおける誤り訂正強化は実質的に減少趨勢にある。
【００８４】
マルチプレクサ２２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、大部分の場合、即ち前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると決定される時に第２状態にあり、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどにＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると決定される大部分の場合には第３状態にある。前記マルチプレクサ２２６１は第３の状態で制御信号となって、前記加算器２２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置２２６３で６つの符号区間だけ遅延して加算器２２６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りに波及される部分におけるモジュラ累算処理で、６つの全ての符号区間で誤りが繰り返される。前記ポストコーディングコームフィルタ２２６からポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの全体が領域同期を含む間だけ、前記マルチプレクサ２２６１がそれぞれのデータセグメントの初期に４つの符号区間に対する第１状態に置かれる時に短縮される。
【００８５】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ２２６１は制御器２８にあるメモリから伝達された出力信号理想符号デコーディング結果を再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ２２６１の出力信号で誘導すれば走行誤りが停止する。４＋１３８（６）符号／データセグメントがあるため、前記理想符号デコーディング結果は各データセグメントがあるため、前記理想符号デコーディング結果は各データセグメントの位相で４つの符号区間をスリップバックして、２つのデータセグメントより長く残る走行誤りはなくなる。前記走行誤りがより頻繁に繰り返されて前記１２個の挿入されたトレリス（trellis）コードに二重に影響を及ぼすとしても、実質的に前記ポストコーディングコームフィルタ２２６に含まれた走行誤りの周期が持続される可能性は、前記ポストコーディングコームフィルタ１２６の場合より少ない。
【００８６】
図１１はＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０とポストコーディングコームフィルタ３２６を使用する図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０は１３６８符号区間の遅延を現す第１遅延装置３２０１を使用するが、実質的にこれの遅延はアナログＴＶ信号の２つの水平走査線の区間と同一であり、前記ポストコーディングコームフィルタ３２６は第２遅延装置３２６３を用いて遅延を示す。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０に含まれた第１線形組合せ器は減算器３２０２になり、前記ポストコーディングコームフィルタ３２６に含まれた第２線形組合せ器はモジュロ−８加算器３２６２になる。
【００８７】
マルチプレクサ３２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると判断される大部分の場合には第２状態に置かれ、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると判断される大部分の場合には第３状態に置かれることにある。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉で交差する走査線間の変化を検出するための回路を備えており、前記制御器２８はこのような条件の下で前記マルチプレクサ３２６１が第３の状態に置かれることを保留させる。
【００８８】
前記マルチプレクサ３２６１は第３の状態で制御信号になり、前記加算器３２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置３２６３で１３６８個の符号区間だけ遅延して加算器３２６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りで波及される部分におけるモジュラ累算処理で、１３６８個の全ての符号区間で誤りが繰り返される。この符号コードの長さは前記リード−ソロモンコードの単一ブロックの長さより長いため、単一走行誤りはリード−ソロモンデコーディングが行われる間に容易く訂正される。前記ポストコーディングコームフィルタ３２６から出た前記ポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの初期にある４つの符号区間と同様に、それぞれのデータセグメントが含む領域同期の全体区間にわたって、前記マルチプレクサ３２６１が第１状態に置かれることにより短縮される。
【００８９】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ３２６１は前記制御器２８のメモリから伝達される理想符号デコーディング結果を出力信号として再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ３２６１の出力信号として誤り走行を中断させる。ＮＴＳＣビデオ領域の１６．６７×１０−６秒期間はＤＴＶデータ領域の２４．１９×１０−６秒期間に対して位相ずれを示して、領域同期を含む前記ＤＴＶデータセグメントは結局ＮＴＳＣフレーム画像全体を走査する。それぞれの６８４個の符号区間をもつＮＴＳＣフレーム画像には５２５個のラインがあって総３５９、１００個の符号区間をもつ。これは領域同期を含んでいるＤＴＶデータセグメントに含まれた８３２個符号区間の４３２倍より多少少ないもので、一つ類推される事実は、走行誤りの持続期間が４３２より長くなると、ＤＴＶデータセグメントが領域同期を含んでいる間、前記マルチプレクサ３２６１がリス符号デコーディングを再生してデータ領域が消失される。また、理想符号デコーディング結果を用いる開始コードグループに関するデータセグメントと、ＮＴＳＣビデオ走査線間に位相ずれが生じる。
【００９０】
コード開始グループに含まれた４つの符号区間の８９、７７５倍に該当する３５９、１００個の符号区間が測定されるが、これは８９、７７５個の連続データセグメントに対して走査された値である。ＤＴＶデータ領域／３１３個のデータセグメントから類推される一つの事実は、走行誤りの持続期間が２８７より長くなると、コード開始グループが進む間、前記マルチプレクサ３２６１が理想符号デコーディングを再生してデータ領域が消失される。
【００９１】
前記２つの走行誤り防止法はそれぞれ独立的なので、誤りの走行期間が２００またはデータ領域より長くなる可能性は稀である。ここに加えて、もし走行誤りが循環される時にＮＴＳＣ同一チャネル干渉程度が低くなれば、前記マルチプレクサ３２６１が出力信号で前記データスライサ２２の応答を再生する条件が形成され、前記誤りは他の方法を用いる場合より速く訂正されることができる。
【００９２】
図１１はＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２が、アナログＴＶ垂直同期パルスに対する応答から派生した多量の復調結果を遮断してパルスを等化させることと同様に、アナログＴＶ水平同期パルスに対する応答から派生した復調結果を遮断する一実施形態を示している。
【００９３】
これらの結果は多量のエネルギーをもっている同一チャネル干渉である。２つの走査線周期にわたってアナログＴＶ信号のビデオ内容に含まれた走査線と走査線の差異がある部分を除き、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０はビデオ内容と関係のない色相を遮断する。前記符号同期と等化回路１６に含まれたトラッキングコームフィルタで遮断されない場合、前記アナログＴＶ信号のＦＭオーディオ搬送波は遮断される。大部分のアナログＴＶ色相バースト（burst）結果も前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０応答で遮断される。さらに、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０によるフィルタリングは、トレリス（trellis）デコーディング手続でなされる前記ＮＴＳＣ干渉除去に対して直角を成す。
【００９４】
図１２はＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０とポストコーディングコームフィルタ４２６を使用する図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０は１７９、２０８符号区間の遅延を示す第１遅延装置４２０１を使用するが、実質的にこれの遅延はアナログＴＶ信号の２６２水平走査線の周期と同一であり、前記ポストコーディングコームフィルタ４２６は第２遅延装置４２６１を使用して遅延を示す。減算器４２０２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０で含まれた第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８加算器４２６２は前記ポストコーディングコームフィルタ４２６に含まれた第２線形組合せ器として作用する。
【００９５】
マルチプレクサ４２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると判断される大部分の場合には第２状態に置かれ、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると判断される大部分の場合には第３状態に置かれることになる。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた領域と領域との間の変化を検出するための回路を備えており、前記制御器２８はこのような条件の下でマルチプレクサ４２６１が第３の状態に置かれることを保留させる。
【００９６】
前記マルチプレクサ４２６１は第３の状態で制御信号となり、前記加算器２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置４２６３で１７９、２０８個の符号区間だけ遅延して加算器４２６２の被加数になる。これは単一誤りが走行誤りへ波及される部分におけるモジュラ累算処理で、１７９、２０８個の全ての符号区間で誤りが繰り返される。この符号コードの長さは前記リード−ソロモンコードの単一ブロックの長さより長いため、単一行誤りはリード−ソロモンデコーディングが行われる間に容易く訂正される。前記ポストコーディングコームフィルタ４２６から出た前記ポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの初期にある４つの符号区間と同様に、それぞれのデータセグメントが含む領域同期の全体区間にわたって、前記マルチプレクサ４２６１が第１状態に置かれることにより短縮される。
【００９７】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ４２６１は前記制御器２８のメモリから伝達された理想符号デコーディング結果を出力信号として再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ４２６１の出力信号にして誤り走行を中断させる。前記マルチプレクサ４２６１の出力信号に含まれた走行誤りを除去するために要求されるデータ領域の最高値は、実質的に前記マルチプレクサ３２６１に含まれた走行誤りを除去するために要求される値と同一である。しかし、この周期内で繰り返される誤りの回数は要素１３１によって低くなる。
【００９８】
図１２のＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０が、アナログＴＶ水平同期パルス応答から発生される全ての復調結果を遮断することと同様に、アナログＴＶ垂直同期パルス応答から派生した大部分の復調結果を遮断する一実施形態を示している。これらの結果は高いエネルギーをもつ同一チャネル干渉である。また、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０は、領域間またはライン間の変化でない、アナログＴＶ信号のビデオ内部から発生する結果を遮断して、それら水平空間周波数または色差と関係ない停止パターンを除去する。また、アナログＴＶカラーバースト大部分の結果は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０の応答で遮断される。
【００９９】
図１３はＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０とポストコーディングコームフィルタ５２６を使用する図１、図３、または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０は７１８、２００符号区間の遅延を示す第１遅延装置５２０１を使用するが、実質的にこれの遅延はアナログＴＶ信号の２フレーム周期と同一であり、前記ポストコーディングコームフィルタ５１２６は第２遅延装置５２６１を用いて遅延を示す。減算器５２０２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０で含まれた第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８減算器５２６２は前記ポストコーディングコームフィルタ５２６に含まれた第２線形組合せ器として作用する。
【０１００】
マルチプレクサ５２６１はマルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充分であると判断する大部分の場合には第２状態に置かれ、前記データスライサ２２から出た出力信号に含まれた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分であると判断される大部分の場合には第３状態に置かれることになる。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた交差フレーム間の変化を検出するための回路を備えており、前記制御器２８はこのような条件の下で前記マルチプレクサ５２６１が第３の状態に置かれることを保留させる。
【０１０１】
前記マルチプレクサ５２６１は、第３の状態で制御信号になり、前記加算器５２６２のモジュロ−８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置５２６３で７１８、２００個の符号区間だけ遅延して加算器５２６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りに波及される部分におけるモジュラ累算処理で、７１８、２００個の符号区間で誤りが繰り返される。この符号コードの長さは前記リード−ソロモンコードの単一ブロックの長さより長いため、単一走行誤りはリード−ソロモンデコーディングが行われる間容易く訂正される。前記ポストコーディングコームフィルタ５２６から出た前記ポストコード化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データセグメントの初期にある４つの符号区間と同様に、それぞれのデータセグメントが含む領域同期の全体区間にわたって、前記マルチプレクサ５２６１が第１状態に置かれることにより短縮される。
【０１０２】
前記制御信号が第１状態にある時、前記マルチプレクサ５２６１は前記制御器２８のメモリから伝達された理想符号デコーディング結果を出力信号として再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ５２６１の出力信号にして誤り走行を中断させる。前記マルチプレクサ５２６１の出力信号に含まれた走行誤りを除去するために要求されるデータ領域の最高値は、実質的に前記マルチプレクサ３２６１に含まれた走行誤りを除去するために要求される値と同一である。しかし、この周期内で繰り返される誤りの回数は要素５２５によって低くなる。
【０１０３】
図１３のＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０が、アナログＴＶ水平同期パルス応答から派生する全ての復調結果を遮断することと同様に、アナログＴＶ垂直同期パルス応答から派生した全ての復調結果を遮断する一実施形態を示している。これらの結果は高いエネルギーをもつ同一チャネル干渉である。また、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０は、２フレームにわたった変化でない、アナログＴＶ信号のビデオ内容から派生する結果を遮断して、それら空間周波数または色彩と関係のない停止パターンを除去する。また、アナログＴＶカラーバーストの全ての結果は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０の応答から遮断される。
【０１０４】
ＴＶシステム設計分野に従事する人であれば、他の類型のＮＴＳＣ除去フィルタ設計に活用し得るアナログ信号における、図９と図１３に示した、相関関係と反−相関関係の異なる特性を知ることができる。前記従属された２つのＮＴＳＣ除去フィルタ使用は既に公知されたもので、２Ｎレベルの基底帯域信号を（８Ｎ−１）データレベルに上昇させた。このようなフィルタは符号デコーディングを有するランダムなノイズの干渉による信号：雑音比を制限すべき欠点にも拘わらず、特に悪性同一チャネル干渉問題解決が非常に要求されている。
【０１０５】
図１４は前述したように、先行技術によってそれぞれの偶数レベルデータスライサを使用する、並列に構成された多数個の符号デコーダの動作のように、変形されたディジタルＴＶ信号受信機を示している。この時、ＮＴＳＣ除去コームフィルタの他の類型は、ＮＴＳＣ除去コームフィルタに先に発表されたプリコーディングを補償するそれぞれのポストコーディングコームフィルタである。
【０１０６】
偶数レベルデータスライサＡ２４は、第１類型のＮＴＳＣ除去フィルタＡ２０の応答を、第１類型のポストコーディングコームフィルタＡ２６に適用するためにプリコード化された符号デコーディング結果に変換させる。偶数レベルデータスライサＢ２４は第２類型のＮＴＳＣ除去フィルタＢ２０の応答を、第２類型のポストコーディングコームフィルタＢ２６に適用するためにプリコード化された符号デコーディング結果に変換させる。偶数レベルデータスライサＣ２４は、第３類型のＮＴＳＣ除去フィルタＣ２０の応答を、第３類型のポストコーディングコームフィルタＣ２６に適用するためにプリコード化された符号デコーディング結果に変換させる。前記奇数レベルデータスライサ２２は中間符号デコーディング結果を前記ポストコーディングコームフィルタＡ２６、Ｂ２６、Ｃ２６へ伝達する。図１４の構成要素番号の前に付けられたＡ、Ｂ、Ｃは図９乃至図１３で適用している受信機一部のそれぞれに対応する１、２、３、４、５を区別して付けたものである。
【０１０７】
図１４の符号デコーディング選択回路９０は訂正された符号デコーディングの最適値を前記トレリス（trellis）デコーディング回路３４に適用し、前記データスライサ２２から受信された中間符号デコーディング結果から選択して、ポストコーディングコームフィルタＡ２６、Ｂ２６、Ｃ２６から受信された多様なポストコード化された符号コーディング結果を示している。前記符号デコーディング結果の最適値は前記ポストコーディングフィルタＡ１６、Ｂ２６、Ｃ２６で合算処理して訂正するのに用いられる。
【０１０８】
図１５は図１６と図１７に分けられ、符号デコーディング選択回路９０の遂行過程をより詳しく示している。図１６はデータ同期区間で符号デコーディング選択回路９０の３ビット広帯域出力データバス８００まで前記符号デコーディング結果を適用して生成する回路を詳細に示している。図１６の回路は図８で説明された回路と類似である。
【０１０９】
図１７は前記中間符号デコーディング結果と前記多様なプリコード化された符号デコーディング結果の中から選択するための符号デコーディング選択回路９０を詳細に示すもので、データ同期区間の周期で最終的な符号デコーディング結果を生成する。ＤＴＶ信号でＮＴＳＣ同一チャネル干渉を除去する前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ２０、Ｂ２０、Ｃ２０の効果は、ＤＴＶ信号結果で基底帯域に伝送されて分離されたＮＴＳＣ同一チャネル干渉のエネルギーが、ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００とどのように連関されるかを察してみることにより解決される。ＤＴＶ信号からＮＴＳＣ同一チャネル干渉を分離させるのは前記図３で察してみた。
【０１１０】
前記低域フィルタ５４は基底帯域のビデオに応答するが、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉から同時に検出される基底帯域のビデオはＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００の入力信号へ伝達される。前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００は前記フィルタＡ２０、Ａ１００の一つは加算器となり、もう一つは減算器になって線形組合せ器として用いられる前記第１類型のＮＴＳＣ除去フィルタＡ２０とは区別される。その理由は前記フィルタＡ１００は基底帯域ビデオに伝達されるが、前記ＤＴＶ信号に含まれて前記フィルタＡ２０へ伝達されるＮＴＳＣビデオ搬送波の結果は基底帯域のビデオ搬送波でないためである。
【０１１１】
これと同様に、前記ＮＴＳＣ除去フィルタＢ１００は線形組合せ器として用いられる第２類型のＮＴＳＣ除去フィルタＢ２０と区別され、前記ＮＴＳＣ除去フィルタＣ１００は線形組合せ器として用いられる第３類型のＮＴＳＣ除去フィルタＣ１００は線形組合せ器として用いられる第３類型のＮＴＳＣ除去フィルタＣ２０と区別される。前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００の応答はそれぞれの二乗器Ａ１０２、Ｂ１０２、Ｃ１０２で二乗され、これら応答のエネルギーを決定する。前記低域フィルタ４の応答は二乗器１０４によって二乗されてエネルギーを決定する。
【０１１２】
図１７は図８を変形したもので、前記マルチプレクサ２６１１と前記３相データバッファ８２を４つの３相データバッファ０８２、Ａ８３、Ｂ８２、Ｃ８２で代替した。前記３相データバッファ０８２は前記データスライサ２２で中間符号デコーディング結果を選択して前記符号デコーディング選択回路９０の３ビット広帯域出力データバス８００へ伝達するに用いられる。前記３つの３相データバッファＡ８２、Ｂ８２、Ｃ８２は前記それぞれのポストコーディングコームフィルタＡ２６、Ｂ２６、Ｃ２６から出た前記ポストコード化された符号デコーディング結果を選択して前記データバス８００へ伝達するのに用いられる。
【０１１３】
実質的に前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００の応答が前記低域フィルタ５４の応答エネルギーより少ないか否かを決定して、前記３相データバッファ０８２よりは前記３つの３相データバッファＡ８２、Ｂ８２、Ｃ８２の中の一つを決定することが、前記ＮＯＲゲート９２の応答が「１」となる時、低い電源を提供し得る条件となる。
【０１１４】
このような決定がなされると、前記ＮＴＳＣ除去フィルタＡ１００、Ｂ１００、Ｃ１００の応答はそこに残っている最小限のエネルギーをもつことになって、前記３つの３相データバッファ０８２、Ａ８２、Ｂ８２、Ｃ８２は前記ＮＯＲゲート９２の応答が「１」になる時、低い電源のインピダンスを提供する条件を形成する。向後目標は二乗器１０４、Ａ１０２の応答を比較器１０６と比較し、二乗器１０４、Ｂ１０２の応答を比較器１０８と比較し、二乗器１０４、Ｃ１０２の応答を比較器１１０と比較し、二乗器Ａ１０、Ｂ１０２の応答を比較器１１２と比較し、二乗器Ａ１０２、Ｃ１０２の応答を比較器１１と比較し、二乗器Ｂ１０２、Ｃ１０２の応答を比較器１１２と比較する。
【０１１５】
３つの入力を有するＮＯＲゲート１１８は前記比較器１０６、１０８、１１０のいずれにも応答しないが、前記比較器は二乗器１０４の応答が「１」の出力信号を示すために前記二乗器Ａ１０２、Ｂ１０２、Ｃ１０２の応答を超過するかを示す。そうでなければ、前記ＮＯＲゲート１１８の出力信号は「０」になる。２つの入力を有するＡＮＤゲート１２０は応答「１」を伝達するが、これはＮＯＲゲート９２の応答が「１」であり、同時に前記ＮＯＲゲート１１８の応答が「１」の場合にのみ、前記３相データバッファ０８２が低い電源のインピダンスを提供する条件を示すものである。
【０１１６】
３つの入力を有するＡＮＤゲート１２２は前記比較器１０６の出力が「１」の時、「１」の出力信号応答をするが、これは二乗器Ａ１０２が二乗器１０４より少ないエネルギーをもっていることを意味し、同時に前記比較器１１２、１１４の全ての相補出力は「１」になって、二乗器１０４の応答は二乗器Ｂ１０２、Ｃ１０２より少ないエネルギーをもっていることを示す。そうでなければ、前記ＡＮＤゲート１２２の出力信号は「０」となる。２つの入力を有するＡＮＤゲート１２４は応答「１」を伝達するが、これはＮＯＲゲート９２の応答が「１」であり、同時に前記ＡＮＤゲート１２２の応答が「１」の場合にのみ、前記３相データバッファＡ８２が低い電源のインピダンスを提供する条件を示すものである。
【０１１７】
３つの入力を有するＡＮＤゲート１２６は前記比較器１１６の相補出力が「１」の時、「１」の出力信号で応答するが、これは前記二乗器Ｂ１０２の応答が前記二乗器Ｃ１０２応答のエネルギーより多くなく、同時に前記比較器１０８、１１２の出力とも「１」となることを示し、二乗器Ｂ１０２の応答が前記二乗器１０４、Ａ１０２応答のエネルギーより多くないことを示す。そうでなかれば、前記ＡＮＤゲート１２６の出力信号は「０」になる。２つの入力を有するＡＮＤゲート１２８は、応答「１」を伝達するが、これはＮＯＲゲート９２の応答が「１」であり且つ前記ＡＮＤゲート１２６の応答が「１」の場合にのみ、前記３相データデータバッファＢ８２が低い電源のインピダンスを提供する条件を示すものである。
【０１１８】
３つの入力を有するＡＮＤゲート１３０は前記比較器１１０、１１４、１１６の出力が全て「１」の時、「１」の出力信号で応答するが、これは前記二乗器Ｃ１０２の応答が前記二乗器１０４、Ａ１０２、Ｂ１０２応答のエネルギーより多くないことを示す。そうでなければ、前記ＡＮＤゲート１３０の出力信号は「０」となる。２つの入力を有するＡＮＤゲート１３２は応答「１」を伝達するが、これはＮＯＲゲート９２の応答が「１」であり且つ前記ＡＮＤゲート１３０の応答が「１」の場合にのみ、前記３相データバッファＣ８２が低い電源のインピダンスを提供する条件を示すものである。
【０１１９】
再び図１４を察してみれば、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＡ２６回路は図１３のＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０とポストコーディングコームフィルタ５２６を改善した形である。従って、これは７１８，２００個の符号がそれぞれの２−ビデオフレーム遅延装置５２０１、５２６３に貯蔵されるべきなので、費用の面でメモリを考慮すべきである。しかし、前記２−ビデオフレーム遅延装置５２０１の記憶場所は図１５の同一チャネル干渉検出器Ａ４４に要求される記憶場所を割り当てている。しかも、図１５のまた他の同一チャネル干渉検出器における短い区間を遅延させる遅延装置４２０１、３２０１、２２０１、１２０１を実行する時にも同一のメモリを使用している。また、前記２−ビデオフレーム遅延装置５２６３は遅延装置４２６３、３２６３、２２６３、１２６３に必要な記憶場所を割り当てる。
【０１２０】
アナログＴＶ同期パルス、等化パルス、カラーバーストの応答から発生するエネルギーをもつ復調結果は全て、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２０が付加的に交番ビデオフレームを組み合わせる時に遮断される。また、２つのフレームにわたって変換されていない、前記アナログＴＶ信号のビデオ内容から派生した結果は遮断されてそれらの空間周波数またはカラーと関係のない停止パターンを除去する。ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２０が交番ビデオフレームを組み合わせる時、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ１００はこれら交番ビデオフレームと、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた交番フレーム間の変化を検出する検出器を支援する前記二乗器Ａ１０２を差分的に組み合わせる。
【０１２１】
優先的に考慮されるべき復調結果遮断の問題は、前記アナログＴＶ信号画像内の特定ピクセル地点でフレームとフレームとの間の差異から発生するこれらの復調結果である。これらの復調結果は内部的フレームフィルタリング方法で遮断されることができる。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＢ２６回路は水平方向の相関関係に従属された残りの復調結果を遮断するために選択される。このような設計がどのようにより優れた遂行をするかを察してみる。
【０１２２】
もしアナログＴＶ信号を干渉する同一チャネルの音響搬送波が、前記中間周波数増幅チェーン１２において、表面音響とフィルタリングまたは音響トラップによって遮断されなければ、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＢ２６回路は、このような類型の図９の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０と前記ポストコーディングコームフィルタ１２６回路を選択する。
【０１２３】
もし同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の音響搬送波が、前記中間周波数増幅器チェーン１２で、表面音響とフィルタリングまたは音響トラップによって遮断されると、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＢ２６回路は、このような類型の図９の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０と前記ポストコーティングコームフィルタ２２６回路を選択する。その理由は互いに離れている６個の符号区間を有するビデオ構成要素間の反−相関関係が、互いに離れている１２個の符号区間を有するビデオ構成要素間の相関関係よりさらによりためである。
【０１２４】
前記同一の領域で時間的に近接した走査線を選択するか、それとも前記ＮＴＳＣ棄却遮断フィルタＣ２０に含まれた現在の走査線で組み合わせられた前記領域にある空間的に近接した走査線を選択するかの２つの中からいずれか一つのみが選択されるべきなので、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＣ２６回路に対する最上の選択はより簡単になる。一般に、領域間のジャンプカートは前記コームフィルタＣ２０によるＮＴＳＣ除去を少なくするために、同一領域で時間的に近接した走査線を選択することがさらによい。
【０１２５】
このような選択で、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＣ２６回路は、図１１の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０と前記ポストコーディングコームフィルタ３２６回路のような類型である。ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０が付加的にビデオの交番走査線を組み合わせる時、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ１００はこれらビデオの交番走査線と、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた交番走査線間の変化を検出するための検出器を支援する二乗器Ｃ１０２を組み合わせる。
【０１２６】
また他の選択の、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０と前記ポストコーディングコームフィルタＣ２６回路は図１２の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０と前記ポストコーディングコームフィルタ４２６回路のような類型である。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ１００と前記二乗器Ｃ１０２は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた領域間の変化を検出するための検出器を支援する。
【０１２７】
図１４のディジタル受信機装置は本発明の追加並列データスライシング動作に使用するために変形されたもので、それぞれに対する遂行はそれぞれのＮＴＳＣ除去フィルタ、偶数レベルデータスライサ、ポストコーディングコームフィルタを従属的に連結して行う。図１４に２つの追加並列データスライシング動作を示した反面、並列データスライシング動作の変形は、訂正された符号デコーディング結果の測定を持続的に最適化させる。
【０１２８】
前記トレリス（trellis）デコーダ回路３４は複製されて多様な符号デコーディング解決の関連成果と符号デコーディング結果を比較して測定を最適化することができる。しかし、これに対するものはディジタルハードウェアに対するより多くの考慮を必要とする。
【０１２９】
【発明の効果】
本発明の実施形態を通して上述したように、前記符号デコーディング選択回路９０は、前記奇数レベルデータスライサ２２から伝達された符号コードのフォーリングに対する選択回路と、第１類型のポストコーディングコームフィルタＡ２６、第２類型のポストコーディングコームフィルタＢ２６、第３類型のポストコーディングコームフィルタＣ２６を含む。もし４つの符号デコーディング結果が全て一致すれば、前記一致した符号デコーディング結果は前記データアセンブラ３０へ伝達される。もし前記符号デコーディング結果が前記奇数レベルデータスライサ２２から伝達されると、前記第１類型のポストコーディングコームフィルタＡ２６、前記第２類型のポストコーディング遮断フィルタＢ２６、前記第３類型のポストコーディングコームフィルタＣ２６は一致せず、簡単な選択手続は最小限の誤りを有するデコーディング結果を選択する選択回路でなされる。
【０１３０】
より精密な符号デコーディングは、加重された選択手続を有する選択回路でより多く得ることができる。選択に対する加重程度は前記デコーディング結果の変数を取って変形することができ、もし大部分の他の符号デコーディング回路でデコーディング結果が一致しなければ、選択手続で一致する加重値を除去する。図１７に示した回路と同様の幾つかの回路と、幾つかの追加回路を使用して、前記二乗器１０４、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ１００と二乗器Ａ１０２、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ１００と二乗器Ｂ１０２、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ１００と二乗器Ｃ１０２によって算出されたエネルギーサイズと反転関係にある選択の加重値を解決することができる。
【０１３１】
米国で地上放送に用いられるディジタルＴＶシステムに適用されているディジタルＴＶシステム分野で、ＰＡＬ標準のようなＮＴＳＣよりは異なる標準のアナログＴＶ信号を有する同一チャネル干渉が出現する。本発明はこのような同一チャネル干渉に適した簡単な設計であって、容易に変形し得る効果をもつ。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による、符号をデコードする前にＮＴＳＣ除去フィルタを使用し、符号をデコードした後除去フィルタをポストコード化し、基底帯域のエネルギーを比較する同一チャネル干渉検出器を使用するディジタルＴＶ信号受信機のブロック構成図である。
【図２】 図１のディジタルＴＶ受信機に用いられる同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器のブロック構成図である。
【図３】 本発明による、符号をデコードする前にＮＴＳＣ除去フィルタを使用し、符号をデコードした後除去フィルタをポストコード化し、米国で１９９７年３月２１日付に特許出願された出願番号Atty.Dkt.1500-1の装置を同一チャネル検出器として使用する、ディジタルＴＶ信号受信機の部分ブロック構成図である。
【図４】 本発明による、符号をデコードする前にＮＴＳＣ除去フィルタを使用し、符号をデコードした後除去フィルタをポストコード化し、米国で１９９７年３月２１日付に特許出願された出願番号Atty.Dkt.1500-1の装置を同一チャネル検出器として使用する、ディジタルＴＶ信号受信機の部分ブロック構成図である。
【図５】 前述したデータ同期区間における符号デコーディング結果値から選択された最終的な符号デコーディング結果値と、データスライサの受信された基底帯域の符号に応答する時間帯とは異なる時間帯で選択された最終的な符号デコーディング結果値または前記受信された基底帯域の符号が同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号から充分独立的であるか否かによって受信された基底帯域の符号に応答する除去フィルタに応答するポストコード化されたデータスライサから選択された最終的な符号デコーディング結果値の選択に関連した図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図６】 図５の他の一例を示すブロック構成図である。
【図７】 図５のまた他の一例を示すブロック構成図である。
【図８】 前述したデータ同期区間で符号デコーディング結果値を算出するための図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図９】 ＮＴＳＣ除去フィルタが１２−符号を遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１０】 ＮＴＳＣ除去フィルタが６−符号を遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１１】 ＮＴＳＣ除去フィルタが２−ビデオ−ラインを遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１２】 ＮＴＳＣ除去フィルタが２６２−ビデオ−ラインを遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１３】 ＮＴＳＣ棄却フィルタが２−ビデオ−フレームを遅延させる時の図１、図３または図４のディジタルＴＶ信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。
【図１４】 並列符号デコーディングを行うために多数個のＮＴＳＣ除去フィルタを使用するディジタルＴＶ信号受信機を示すブロック構成図である。
【図１５】 図１４に示した類型のディジタルＴＶ信号受信機に用いられる、適度なコード選択回路を詳細に示している図１６と図１７の結合構成図である。
【図１６】 図１６は前述したデータ同期区間で符号デコーディング結果値を算出するための図１４のディジタルＴＶ信号受信機の回路構成を詳細に示すブロック構成図、
【図１７】 図１７はデータ同期区間の周期で得た符号デコーディング結果値の中から選択するための図１４のディジタルＴＶ信号受信機の回路構成を詳細に示すブロック構成図である。
【符号の説明】
８ 受信アンテナ
１０ 装置の終端
１２ 中間周波数増幅器チェーン
１４ 複素復調器
１６ 符号同期回路と等化回路
１８ データ同期回路
２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
２２ 奇数レベルデータスライサ
２４ 偶数レベルデータスライサ
２６ ポストコーディングコームフィルタ
２８ 制御器
３０ データアセンブラ
３２ データ挿入器
３４ トレリス（trellis）デコーダ回路
３６ データ挿入器
３８ バイト分析回路
４０ リードソロモンデコーダ回路
４２ データランダマイザ
４４ 同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器
４６ 中間周波数増幅器チェーン
４８ 複素復調器
５０ ヒルバート変換フィルタ
５２ 線形組合せ器
５４ 低域フィルタ
５６ 二乗器
５８ 平均値回路
６０ しきい検出器
６２ 準並列型ＮＴＳＣ音響信号中間周波数増幅器チェーン
６４ インタキャリア検出器
６６ インタキャリア音響中間周波数増幅器
６８ インタキャリア振幅検出器
７０ 平均値回路
７２ しきい検出器
７４，７６，７８ 出力バッファレジスタＲＯＭ
８０ ３ビット広帯域出力バス
８２ ３相バッファ
８４ 符号クロックゼネレータ
８６ アドレスカウンタ
８８ ジャムリセット回路
９０ 符号デコーディング選択回路
９２ ＮＯＲゲート
９４，９６，９８ アドレスデコーダ
１０４ 二乗器
１０６，１０８，１１０，１１２，１１４，１１６ 比較器
１１８ ＯＲゲート
１２０，１２２，１２４，１２６，１２８，１３０，１３２ ＡＮＤゲート
１２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
１２６ ポストコーディングコームフィルタ
１８１ 領域セグメント同期検出器
１８２ データセグメント同期検出器
２０１ 第１遅延装置
２０２ 第１線形組合せ器
２２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
２２６ ポストコーディングコームフィルタ
２６０ ポストコーディングコームフィルタ
２６１ マルチプレクサ
２６２ 第２線形組合せ器
２６３ 第２遅延装置
２８１ ＯＲゲート
３２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
３２６ ポストコーディングコームフィルタ
４２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
４２６ ポストコーディングコームフィルタ
４４１ 減算器
４４２ 二乗器
４４３ 平均値回路
４４４ しきい検出器
５２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
５２６ ポストコーディングコームフィルタ
８００ 出力データバス
１２０１ 第１遅延装置
１２０２ 減算器
１２６１ マルチプレクサ
１２６２ 加算器
１２６３ 第２遅延装置
２２０１ 第１遅延装置
２２０２ 加算器
２２６１ マルチプレクサ
２２６２ 減算器
２２６３ 第２遅延装置
２６００ ポストコーディングコームフィルタ
２６１１，２６１２ マルチプレクサ
３２０１ ２−ビデオ−ライン遅延装置
３２０２ 減算器
３２６１ マルチプレクサ
３２６２ 加算器
３２６３ 第２遅延装置
４２０１ 第１遅延装置
４２０２ 減算器
４２６１ マルチプレクサ
４２６２ 加算器
４２６３ 遅延装置
５２０１ 第１遅延装置
５２０２ 減算器
５２６１ マルチプレクサ
５２６２ 加算器
５２６３ 遅延装置
２６１０１，２６１０２，２６１０３ マルチプレクサ
２６１００１，２６１００２，２６１００３ マルチプレクサ
Ａ２０，第１類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ｂ２０ 第２類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ｃ２０ 第３類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ａ２４，Ｂ２４，Ｃ２４ 偶数レベルデータスライサ
Ａ２６，Ｂ２６，Ｃ２６ ポストコーディングコームフィルタ
０８２，Ａ８２，Ｂ８２，Ｃ８２ ３相データバッファ
Ａ１００，Ｂ１００，Ｃ１００ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ａ１０２，Ｂ１０２，Ｃ１０２ 二乗器
Claims (28)
- 一定の時間長さの符号区間をそれぞれ有する一連の２Ｎ−レベル符号を符号デコーディングする方法であって、
前記一連の２Ｎ−レベル符号は、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分によって伴われ易く、
前記Ｎは正の整数を示し、
前記方法は、
前記一連の２Ｎ−レベル符号を所定数の前記符号区間だけ遅延させることによって、かつ、前記一連の２Ｎ−レベル符号と前記遅延した一連の２Ｎ−レベル符号とを加算及び減算のいずれか一方を用いて線形的に組合せることによって、（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号を有するコームフィルタ応答として、第１線形組合せ結果値を生成するコームフィルタリング段階と、
前記コームフィルタ応答をデータスライシングすることによって、プリコード化された符号デコーディング結果値を生成する段階と、
前記所定数の前記符号区間だけ前記プリコード化された符号デコーディング結果値を遅延させる段階と、
モジュロ計算法に従って働く論理演算であって、前記加算及び減算のいずれか一方以外の論理演算を用いて、前記生成されかつ遅延された符号デコーディング結果値と前記プリコード化された符号デコーディング結果値とを線形的に組合わせることによって、第２線形組合せ結果値を生成する段階と、
一連の２Ｎ−レベル符号が中間符号デコーディング結果値において実質的な誤りを生じさせるほど充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する検出段階と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないという決定に応じて、誤り無しで中間符号デコーディング結果値を生成する段階と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うという決定に応じて、同期データを示す符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、制御器にあるメモリから伝達される符号デコーディング結果値をフィードバックさせることによりポストコード化された符号デコーディング結果から発生する実行誤りを減少させ、かつ、前記同期データを示さない符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、少なくとも選択された時間の間、前記生成された符号デコーディング結果値を前記第２線形組合せ結果に相当するものとして生成する段階と
からなることを特徴とする符号デコーディング方法。 - 前記方法が、
一連の２Ｎ−レベル符号をデータスライシングすることによって、中間符号デコーディング結果値を生成する段階と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記中間符号デコーディング結果値において実質的な誤りを生じさせるほど充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出段階と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないという決定に応じて、前記最終符号デコーディング結果値が前記中間符号デコーディング結果値を含むようにする段階と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うという決定に応じて、前記最終符号デコーディング結果値が前記生成された符号デコーディング結果値に相応するようにする段階と
を具備することを特徴とする請求項１記載の符号デコーディング方法。 - 前記方法が、
前記同期データを示す前記符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、誤り無しで前記最終符号デコーディング結果値が前記同期データと一致するようにする段階
を具備することを特徴とする請求項２記載の符号デコーディング方法。 - 前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出段階が、
前記中間符号デコーディング結果値と前記第２線形組合せ結果値とを減算して差信号を生成する副段階と、
前記差信号のエネルギーを決定する副段階と
からなり、
前記差信号のエネルギーが所定のしきい値を超過する場合を検出し、それに応じて、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うことを決定する段階と、
前記差信号のエネルギーが所定のしきい値を超過しない場合を検出し、それに応じて、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないことを決定する段階と
からなることを特徴とする請求項３記載の符号デコーディング方法。 - 前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出段階が、
前記中間符号デコーディング結果値と前記第２線形組合せ結果値とを線形的に組合わせて差信号を生成する段階と、
前記差信号を二乗する段階と、
前記二乗された差信号の平均値を生成する段階と、
前記平均値が所定のしきい値を超過する場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うことを決定する段階と、
前記平均値が前記所定のしきい値を超過しない場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないことを決定する段階と
からなることを特徴とする請求項３記載の符号デコーディング方法。 - ディジタルＴＶ受信機が増幅された中間周波数信号を復調して前記一連の２Ｎ−レベル符号を生成する場合、前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出段階が、
ディジタルＴＶ信号を周波数変換して中間周波数信号を生成する段階と、
前記中間周波数信号を増幅する段階と、
前記増幅された中間周波数信号を前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のビデオ搬送波周波数から同時に検出して、複素復調処理過程で同位相と直角位相同期ビデオ検出応答を得る段階と、
前記同位相と直角位相同期ビデオ検出応答から前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のビデオ成分要素を分離する段階と、
前記分離されたビデオ成分要素のエネルギーを決定する段階と、
前記分離されたビデオ成分要素のエネルギーが所定のしきい値を超過した場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する段階と、
前記分離されたビデオ成分要素のエネルギーが前記所定のしきい値を超過しない場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する段階と
からなることを特徴とする請求項２記載の符号デコーディング方法。 - ディジタルＴＶ受信機が増幅された中間周波数信号を復調して前記一連の２Ｎ−レベル符号を生成する場合、前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出段階が、
ディジタルＴＶ信号を周波数変換して中間周波数信号を生成する段階と、
前記中間周波数信号を増幅して、前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の変調されたビデオとオーディオ搬送波を含む増幅された中間周波数信号として伝達する段階と、
インタキャリア音響信号を検出して、前記増幅された中間周波数信号に含まれた前記同一チャネルアナログＴＶ信号の前記変調されたビデオとオーディオ搬送波との間のヘテロダインに応答する段階と、
前記インタキャリア音響信号のエネルギーを決定する段階と、
前記インタキャリア音響信号のエネルギーが前記所定のしきい値を超過する場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する段階と、
前記インタキャリア音響信号のエネルギーが前記所定のしきい値を超過しない場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する段階と
からなることを特徴とする請求項２記載の符号デコーディング方法。 - 前記第１線形組合せ結果値は、減算処理を用いて生成され、
前記第２線形組合せ結果値は、モジュロ−２Ｎ計算法で行われる加算処理を用いて生成される
ことを特徴とする請求項１記載の符号デコーディング方法。 - 前記符号区間の所定数は１２である
ことを特徴とする請求項８記載の符号デコーディング方法。 - 前記第１線形組合せ結果値は、加算処理を用いて生成され、
前記第２線形組合せ結果値は、モジュロ−２Ｎ計算法で行われる減算処理を用いて生成される
ことを特徴とする請求項１記載の符号デコーディング方法。 - 前記符号区間の所定数は６である
ことを特徴とする請求項８記載の符号デコーディング方法。 - 前記所定数の符号区間は実質的に前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の２つの水平走査線がなされる期間と同一である
ことを特徴とする請求項８記載の符号デコーディング方法。 - 前記所定数の符号区間は実質的に前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の２６２水平走査線がなされる期間と同一である
ことを特徴とする請求項８記載の符号デコーディング方法。 - 前記所定数の符号区間は実質的に前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の２−ビデオフレームがなされる期間と同一である
ことを特徴とする請求項８記載の符号デコーディング方法。 - 一定の時間長さの符号区間をそれぞれ有する一連の２Ｎ−レベル符号を符号デコーディングするディジタルＴＶ信号検出装置であって、
前記一連の２Ｎ−レベル符号は、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分によって伴われ易く、
前記Ｎは正の整数を示し、
前記ディジタルＴＶ信号検出装置は、
前記一連の２Ｎ−レベル符号を所定数の前記符号区間だけ遅延させることによって、かつ、前記一連の２Ｎ−レベル符号と前記遅延した一連の２Ｎ−レベル符号とを加算及び減算のいずれか一方を用いて線形的に組合せることによって、（４Ｎ−１）レベルのプリコード化された符号を有するコームフィルタ応答として、第１線形組合せ結果値を生成するコームフィルタリング手段と、
前記コームフィルタ応答をデータスライシングすることによって、プリコード化された符号デコーディング結果値を生成する手段と、
前記所定数の前記符号区間だけ前記プリコード化された符号デコーディング結果値を遅延させる手段と、
モジュロ計算法に従って働く論理演算であって、前記加算及び減算のいずれか一方以外の論理演算を用いて、前記生成されかつ遅延された符号デコーディング結果値と前記プリコード化された符号デコーディング結果値とを線形的に組合わせることによって、第２線形組合せ結果値を生成する手段と、
一連の２Ｎ−レベル符号が中間符号デコーディング結果値において実質的な誤りを生じさせるほど充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する検出段階と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないという決定に応じて、誤り無しで中間符号デコーディング結果値を生成する段階と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うという決定に応じて、同期データを示す符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、制御器にあるメモリから伝達される符号デコーディング結果値をフィードバックさせることによりポストコード化された符号デコーディング結果から発生する実行誤りを減少させ、かつ、前記同期データを示さない符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、少なくとも選択された時間の間、前記生成された符号デコーディング結果値を前記第２線形組合せ結果に相当するものとして生成する段階と
からなることを特徴とするディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記ディジタルＴＶ信号検出装置が、
一連の２Ｎ−レベル符号をデータスライシングすることによって、中間符号デコーディング結果値を生成する手段と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記中間符号デコーディング結果値において実質的な誤りを生じさせるほど充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出手段と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないという決定に応じて、前記最終符号デコーディング結果値が前記中間符号デコーディング結果値を含むようにする手段と、
前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うという決定に応じて、前記最終符号デコーディング結果値が前記生成された符号デコーディング結果値に相応するようにする手段と
を具備することを特徴とする請求項１５記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記ディジタルＴＶ信号検出装置が、
前記同期データを示す前記符号コーディングが前記一連の２Ｎ−レベル符号で発生する時、誤り無しで前記最終符号デコーディング結果値が前記同期データと一致するようにする手段
を具備することを特徴とする請求項１６記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出手段が、
前記中間符号デコーディング結果値と前記第２線形組合せ結果値とを減算して差信号を生成する副段階と、
前記差信号のエネルギーを決定する副手段と
からなり、
前記差信号のエネルギーが所定のしきい値を超過する場合を検出し、それに応じて、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うことを決定する手段と、
前記差信号のエネルギーが所定のしきい値を超過しない場合を検出し、それに応じて、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないことを決定する手段と
からなることを特徴とする請求項１７記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出手段が、
前記中間符号デコーディング結果値と前記第２線形組合せ結果値とを線形的に組合わせて差信号を生成する手段と、
前記差信号を二乗する手段と、
前記二乗された差信号の平均値を生成する手段と、
前記平均値が所定のしきい値を超過する場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うことを決定する手段と、
前記平均値が前記所定のしきい値を超過しない場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴わないことを決定する手段と
からなることを特徴とする請求項１７記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - ディジタルＴＶ受信機が増幅された中間周波数信号を復調して前記一連の２Ｎ−レベル符号を生成する場合、前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出手段が、
ディジタルＴＶ信号を周波数変換して中間周波数信号を生成する手段と、
前記中間周波数信号を増幅する手段と、
前記増幅された中間周波数信号を前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のビデオ搬送波周波数から同時に検出して、複素復調処理過程で同位相と直角位相同期ビデオ検出応答を得る手段と、
前記同位相と直角位相同期ビデオ検出応答から前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のビデオ成分要素を分離する手段と、
前記分離されたビデオ成分要素のエネルギーを決定する手段と、
前記分離されたビデオ成分要素のエネルギーが所定のしきい値を超過した場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する手段と、
前記分離されたビデオ成分要素のエネルギーが前記所定のしきい値を超過しない場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する手段と
からなることを特徴とする請求項１６記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - ディジタルＴＶ受信機が増幅された中間周波数信号を復調して前記一連の２Ｎ−レベル符号を生成する場合、前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号検出手段が、
ディジタルＴＶ信号を周波数変換して中間周波数信号を生成する手段と、
前記中間周波数信号を増幅して、前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の変調されたビデオとオーディオ搬送波を含む増幅された中間周波数信号として伝達する手段と、
インタキャリア音響信号を検出して、前記増幅された中間周波数信号に含まれた前記同一チャネルアナログＴＶ信号の前記変調されたビデオとオーディオ搬送波との間のヘテロダインに応答する手段と、
前記インタキャリア音響信号のエネルギーを決定する手段と、
前記インタキャリア音響信号のエネルギーが前記所定のしきい値を超過する場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する手段と、
前記インタキャリア音響信号のエネルギーが前記所定のしきい値を超過しない場合を検出して、前記一連の２Ｎ−レベル符号が前記充分な強度の同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のアーチファクト成分を伴うか否かを決定する手段と
からなることを特徴とする請求項１６記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記第１線形組合せ結果値は、減算処理を用いて生成され、
前記第２線形組合せ結果値は、モジュロ−２Ｎ計算法で行われる加算処理を用いて生成される
ことを特徴とする請求項１５記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記符号区間の所定数は１２である
ことを特徴とする請求項２２記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記第１線形組合せ結果値は、加算処理を用いて生成され、
前記第２線形組合せ結果値は、モジュロ−２Ｎ計算法で行われる減算処理を用いて生成される
ことを特徴とする請求項１５記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記符号区間の所定数は６である
ことを特徴とする請求項２２記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記所定数の符号区間は実質的に前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の２つの水平走査線がなされる期間と同一である
ことを特徴とする請求項２２記載のディジタルＴＶ信号検出装置。 - 前記所定数の符号区間は実質的に前記同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の２６２水平走査線がなされる期間と同一である
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ことを特徴とする請求項２２記載のディジタルＴＶ信号検出装置。
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