KR100246916B1 - 엔티에스씨 공동-채널 간섭 신호의 주파수 변조 음성 반송파를 억압하기 위한 중간 주파수 회로에 있어서 필터를 갖는 디지털 텔레비젼 수신기 - Google Patents

Abstract

디지털 텔레비전 수신기와 같은 디지털 수신기에서 다중-레벨 심볼을 수반하는 어떤 공동-채널 혼신 NTSC 텔레비전 신호의 주파수-변조 음성 반송파는 중간-주파(IF)중폭기 회로의 표면 음향파(SAW) 필터를 사용하여 억압된다. 이렇게 함으로써, 심볼 디코딩중에 데이터-슬라이싱 오류가 감소되고, 후속 트렐리스 디코딩중에 비트 오류율(BER)이 향상된다. 공동-채널 혼신 NTSC 텔레비전 신호의 에너지를 감소시키기 위해 콤필터가 데이터 슬라이싱이전에 사용되는 경우, 상기 IF 증폭기 회로의 SAW 필터는 상기 콤필터에 대하 필터링 요건을 완화시켜줌으로써, 공동-채널 혼신 NTSC 텔레비전 신호의 영상 성분만이 억압될 필요가 있게 된다.

Description

엔티에스씨 공동-채널 간섭 신호의 주파수 변조 음성 반송파를 억압하기 위한 중간 주파수 회로에 있어서 필터를 갖는 디지털 텔레비전 수신기{DTV RECEIVER WITH FILTER IN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND CARRIER OF NTSC CO-CHANNEL INTERFERING SIGNAL}

본 발명은 첨단 텔레비전 시스템 위원회(ATSC:United States Advanced Television System committee)표준에 따라 미국 지상 방송에 사용되는 디지털 고-해상도 텔레비전(HDTV:High Definition Television) 시스템과 같은 디지털 텔레비전 시스템에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는엔티에스씨(NTSC: National Television System Committee, 미국 텔레비전 표준 위원회, 이하 NTSC라 칭함)의 표준에 부합하는 아날로그 텔레비전 신호로부터의 공동-채널 간섭(co-channel interference)을 억압하기 위한 적응 필터 회로를 구비한 디지털 텔레비전 수신기에 관한 것이다.

디지털 텔레비전(DTV:Digital Television) 신호 무선 수신기는 디지털 텔레비전 신호를 기저대 심볼로 변환하고, 데이터-슬라이싱 과정을 이용하여 심볼 디코딩을 수행한다. DTV 신호 무선 수신기는 뷰잉 스크린을 갖춘 완전한 디지털 텔레비전 수상기에서 찾아볼 수 있고, 발명자는 상기 DTV 신호 무선 수신기가 디지털 테이프 레코더에서 발견될 것으로 생각한다. 디지털 테이프 레코더의 경우, 여러개의 수평 주사선상에서 연장하는 DTV 신호의 차동 지연을 포함하는 콤필터링이 이용될 수 있을 정도로 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 시간-축 안정성이 양호해 지도록, 테이프 레코딩이전에 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호를 제거하는 것이 바람직하다. 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호를 억압하기 위한 콤필터링 동작에 후속하여 심볼 디코딩 동작이 수행됨으로써, 심볼 디코딩 과정중에 상기 콤필터링의 레코딩 효과가 보상될 수 있다. 디코딩된 데이터는 디지털 테이프 레코딩에 적합한 심볼 부호화에 따라 레코딩될 수 있다. 예컨대, 상기 심볼 부호화 과정은 I-NRZI(interleaved non-return to-zero, invert-on-ONEs)변조를 포함할 수 있다.

1995년 9월 16일 첨단 텔레비전 시스템 위원회(ATSC)에 의해 공포된 디지털 텔레비전 표준에는 미국내에서의 미국 텔레비전 표준 위원회(이하는, "NTSC"라 한다)의 아날로그 텔레비전 신호의 무선 방송에 최근 사용되는 6-MHz 대역폭의 텔레비전 채널로 디지털 텔레비전(DTV) 신호를 송신하기 위한 잔류 측파대(VSB:Vestigial Sideband) 신호가 명시되어 있다. 상기 VSB DTV 신호는 그 스펙트럼이 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 TV 신호의 스펙트럼과 인터리브될 수 있도록 고안된다. 이것은 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 TV 신호의 휘도 및 크로미넌스 성분 에너지의 짝수배수가 속하게될 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도의 1/4 짝수배수사이에 속하는 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도의 1/4 홀수배수로 상기 DTV 신호의 주 진폭-변조 측파대 주파수 및 파일럿 반송파를 위치시킴으로써 달성된다. NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파는 텔레비전 채널의 낮은 한계 주파수로부터 1.25 MHz 오프셋된다. DTV 신호의 반송파를 텔레비전 채널의 낮은 한계 주파수로부터 약 309,877.6KHz지점에 위치시키기 위해, 상기 DTV 신호의 반송파는 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도의 59.75배 만큼 상기 영상 반송파로부터 오프셋된다. 따라서, 상기 DTV 신호의 반송파는 텔레비전 채널의 중간 중파수로부터 약 2,690,122.4 Hz에 위치한다.

디지털 텔레비전 표준의 정확한 심볼 레이트(symbol rate)는 NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파로부터 오프셋된 4.5 MHz 음성 반송파의 684/286 배에 해당한다. NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주기당 데이터 기호의 수는 684이고, 286은 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 속도가 곱해져서 그 결과 NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파로부터 오프셋된 4.5 MHz의 음성 반송파가 얻을 수 있는 인자이다. 상기 심볼 레이트는 DTV 신호 반송파로부터 5.381119 MHz연장된 VSB 신호에 포함될 수 있는 10.762238 메가심볼/초이다. 즉, 상기 VSB 신호는 텔레비전 채널의 낮은 한계 주파수로부터 5.690997 MHz연장된 대역으로 제한될 수 있다.

미국내의 디지털 HDTV 신호 지상 방송을 위한 ATSC 표준에 의해 16:9의 가로 세로 화면비를 갖는 두가지의 고-해상도 텔레비전(HDTV) 포맷중 어느 하나를 송신할 수 있다. 그 중 한가지 HDTV 디스플레이 포맷에서는 주사선당 1920개의 샘플과 2:1 필드 인터레이스를 갖는 30Hz 프레임당 1080 개의 유효 수평 주사선이 사용된다. 나머지 다른 HDTV 디스플레이 포맷에서는 주사선당 1280개의 휘도 샘플과 60Hz 프레임당 텔레비전 영상의 720 개의 순행주사된 주사선이 사용된다. 또한, ATSC 표준은 NTSC 아날로그 텔레비전 신호와 비교해 볼때 정상적인 해상도를 갖는 4개의 텔레비전 신호의 병렬 전송과 같은, HDTV 디스플레이 포맷이외의 DTV 디스플레이 포맷의 전송을 수용한다.

미국내에서의 지상 방송중에, 잔류-측파대(VSB) 진폭 변조(AM)에 의해 전송되는 DTV는 313개의 연속적인 시간내 데이터 세그먼트로 각각 이루어진 일련의 연속적인 시간내 데이터 필드를 포함한다. 상기 데이터 필드는 각각 홀수번의 데이터 필드와 그 후속되는 짝수번의 데이터 필드가 데이터 프레임을 형성하는, 연속적으로 번호가 매겨진 모듈로-2로 간주될 수도 있다. 프레임 속도는 20.66프레임/초이다. 각 데이터 세그먼트는 77.3 마이크로초의 지속 시간을 갖는다. 그 결과, 심볼 레이트가 10.76 MHz가 되고, 데이터 세그먼트당 832개의 기호가 존재한다. 데이터의 각 세그먼트는 +S,-S,-S 및 +S의 연속값을 갖는 4개의 심볼로 이루어진 라인 동기화 코드 그룹으로 시작한다. 상기 +S 값은 최대 정(+)의 데이터 엑스커션(excursion)이하의 한 레벨이고, -S 값은 최대 부(-)의 데이터 엑스커션이상의 한 레벨이다. 각 데이터 필드의 초기 선은 채널-등화 및 다중경로 억압 과정을 위해 트레이닝 신호를 부호화하는 필드 동기화 코드 그룹을 포함한다. 상기 트레이닝 신호는 3개의 63-샘플 PN 시퀀스를 후속 수반하는 511-샘플 의사-잡음 시퀀스( 또는 "PN-시퀀스")이다. 필드 동기화 코드의 63-샘플 PN 시퀀스중 중앙 시퀀스는 각 홀수번 데이터 필드의 첫번째 선에서는 제 1 논리 규약에 따라 그리고, 각 짝수번 데이터 필드의 첫번째 선에서는 제 2 논리 규약에 따라 전송되고, 상기 제 1 논리 규약 및 제 2 논리 규약은 상호 각각 상보관계에 있다.

데이터 선(data line)내의 데이터는 12개의 인터리빙된 트렐리스 코드(trellis codes)를 사용하여 트렐리스 부호화되고, 2/3속도의 각 트렐리스 코드는 부호화되지 않은 1 비트를 갖는다. 상기 인터리빙된 트렐리스 코드는 바로 가까이에서 노출된 자동차 점화 시스템과 같은 잡음 소스에서 야기되는 버스트 오류의 정정에 대비하는 리드-솔로몬 순행 오류-정정 부호화 과정(Reed-Solomon forward error-correction coding)을 거친다. 리스-솔로몬 부호화 결과는 기호 프리코딩(precoding)과정이 상기 트렐리스 부호화 과정과 구별됨이 없이 수행되는 무선 전송을 위한 8-레벨(3비트/기호)의 1-차원 컨스텔레이션(constellation) 심볼 부호화로서 전송된다. 상기 리드-솔로몬 부호화 결과는 프리코딩없이 이루어지는 유선 방송을 위한 16-레벨(4비트/기호)의 1-차원 컨스텔레이션 심볼 부호화로서 전송된다. 상기 VSB 신호는 억압되는 변조 비율에 따라 진폭이 변할 수도 있는 그 자체의 반송파를 갖는다.

그 자체 반송파는 규정된 변조비율에 대응하는 고정 진폭의 파일럿 반송파로 대체된다. 고정 진폭의 이러한 파일럿 반송파는 상기 VSB 신호를 그 응답으로서 공급하는 필터에 공급되는 진폭-변조 측파대를 발생시키는 평형 변조기에 인가되는 변조 전압속에 다이렉트 성분 시프트를 도입함으로써 발생된다. 만약, 4-비트 심볼 부호화의 8개의 레벨이 반송파 변조 신호속에 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, 및 +7의 정규화값을 갖는다면, 파일럿 반송파는 1.25의 정규화값을 갖는다. +S의 정규화 값은 +5이고, -S의 정규화값은 -5가 된다.

현재의 ATSC DTV 표준에 의하면, 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 억압이 심볼 디코딩과 관련한 데이터-슬라이싱 과정이후의, 트렐리스 디코딩 과정에서 상기 DTV 신호 수신기에 의해 수행될 것이라는 것을 추정할 수 있다. 그러나, 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호로 인해, 데이터-슬라이싱 과정속에서 오류가 불필요하게 발생되어, 오류-정정 디코딩 과정, 트렐리스 디코딩 및 리드-솔로몬 디코딩시 많은 부담을 주게 된다. 이들 오류로 인해 상기 DTV 수신기와 DTV 송신기간의 거리가 감소하고, 상기 DTV 수신기의 만족스런 수신이 보장되는 거리가 감소한다. 따라서, 만약, 상기 DTV 신호 수신기가 DTV 송신기로부터 떨어져 위치하게 되는 경우, 데이터-슬라이싱 이전에 콤필터링을 도입하여 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 억압, 특히 상기 아날로그 TV 신호의 영상 내용을 억압하는 것이 바람직하다. 현재의 ATSC DTV 표준은 상기 DTV 수신기내에서 데이터-슬라이싱 과정을 수행하기 전에, 콤필터링의 사용을 보상하기 위해, 상기 DTV 송신기에서의 모든 데이터의 프리코딩에 대비하지 않는다.

아날로그 텔레비전 신호로부터 야기되는 공동-채널 간섭에 관한 한, 상기 공동-채널 간섭은 DTV 송신기 뒤와 DTV 수신기 앞에의 시스템 채널 속에 혼입된다. 상기 DTV 송신기에서 기호 프리코딩을 사용하거나 사용하지 않든 아날로그 텔레비전 신호에 의한 공동-채널 간섭은 영향을 받지 않는다. 상기 DTV 수신기에서, 공동-채널 간섭이 수신기 전단부를 오버로드하고 시스템 채널을 포획할 정도로 크지 않는 한, 데이터-슬라이싱 중에 발생하는 오류를 줄이기 위해, 공동-채널 간섭의 높은 에너지 스펙트럼 성분의 에너지를 감소시키기 위한 콤필터를 데이터-슬라이싱 회로에 앞서 먼저 배치하는 것이 유리하다. DTV 방송장치는 그 반송파 주파수가 간섭될 가능성이 있는 공동-채널 NTSC 아날로그 TV 신호의 영상 반송파로부터 최적으로 오프셋될 수 있도록, 텔레비전 채널 할당의 낮은 한계 주파수위의 공칭 310 KHz인 그 반송파 주파수를 조절해야 한다. 상기와 같은 반송파 주파수의 최적의 오프셋은 정확히 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주파수 f_H의 59.75 배이다. 복조된 DTV신호의 공동-채널 간섭의 아티팩트(artifacts)는 디지털 HDTV 반송파와 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 영상 반송파간의 헤테로다인(heterodyne)에 의해 발생되는 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주파수 f_H의 59.75배의 비트 및, 디지털 HDTV 반송파와 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 크로미넌스 부반송파간의 헤테로다인에 의해 발생되는 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주파수 f_H의 287.25배의 비트, 즉 상기 f_H의 59.75배의 비트의 제 5 고조파에 매우 가까운 주파수를 갖는 비트를 포함할 것이다. 또한, 상기 아티랙트는 디지털 HDTV 반송파와 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파간의 헤테로다인에 의해 발생되는 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주파수 f_H의 약 345.75배의 비트, 즉 상기 f_H의 59.75배의 비트의 제 6 고조파에 매우 가까운 주파수를 갖는 비트를 포함할 것이다. 이들 비트의 밀접한 고조파 관계로 인해, 이들 모든 반송파 주파수는 차동 지연의 극소수의 심볼 주기를 포함하는 적절히 설계된 단일 콤필터에 의해 억압될 수 있다.

1996년 11월 12일자로 출원된 "Digital Television Receiver with Adaptive Filter Circuitry for Suppressing NTSC Co-channel Interference(NTSC 공동-채널 간섭을 억압하기 위한 적응 필터 회로를 구비한 디지털 텔레비전 수신기)"라는 발명의 명칭의 미국 특허 출원 제 08/746,520 호(본 명세서에 참고로 언급됨)는 그러한 콤필터링이 상기 DTV 신호 수신기에서 사용될 때 발생하는 기호 부호화의 변경이 상기 DTV 송신기에서의 프리코딩(precoding)에 의하기보다는 상기 DTV 수신기에서의 기호 디코딩에 후속하는 포스트코딩(postcoding)에 의해 어떻게 보상될 수 있는지에 관해 설명되어 있다. 데이터-슬라이싱 동작은 데이터 전송에 관한 한, 데이터 양자화 레벨이 기호 레벨과 정합되도록 설계되기 때문에, 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호를 억압하기 위한 콤필터링으로부터 생긴 심볼들에 악영향을 끼치지 않는 양자화 처리과정(quantizing process)이다. 그러나, 상기 양자화 처리과정을 통해, 상기 콤필터링 이후에 남게되고 기호 코드 레벨간의 스텝보다 다소 작은 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 잔여신호가 차별화된다. 이것은 보다 강한 신호가 양자화 처리과정에서 상대적으로 보다 약한 신호의 대가로 얻어지는 일종의 포획 현상(capture phenomenon)이다. 데이터 전송에 관한한, 디지털 데이터 심볼 스트림은 시스템 채널의 전체 길이를 통해 유동한다. 모든 데이터에 대한 종합적인 심볼 프리코딩 과정이 DTV 송신기에서 수행되는 경우, 차동 지연된 데이터 기호 스트림의 가산 조합 과정은 재밍 아날로그 TV 신호를 극복하는데 일조하기 위해 송신기 전력을 상승시키거나 평균 기호간 거리를 증가시키지 않는 모듈러에 기초하여 이루어진다. 대신에, 재밍 아날로그 TV 신호를 극복하기 위한 주 메커니즘은 DTV 수신기에서 콤필터에 의해 제공되어, 콤필터 응답의 잔여 아날로그 TV 신호가 상기 콤필터 바로 뒤에 후속하는 데이터-슬라이서의 양자화 효과에 의해 억제되는 것과 같은, DTV 신호에 대한 감쇠이다. 상기 DTV 송신기에서의 모든 데이터에 대한 종합적인 심볼 프리코딩 및 상기 DTV 수신기에서의 콤필터링과 관련이 있는 방식의 심볼 재부호화(recoding) 과정을 수행하는 순서는, 어떠한 부호화 방법도 심볼 스트림을 위한 신호 송신 능력을 쓸모없게 하지 못하기 때문에, 상기한 환경하에서 시스템 채널을 통한 신호 송신에 거의 영향을 미치지 않는다. 이들 심볼 재부호화 과정을 수행하는 순서는 상기 NTSC-제거 콤필터링의 효과가 데이터-슬라이싱 이전에 달성되지 않는 한, 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호를 억압할 수 있는 디지털 수신기의 능력에 전혀 영향을 미치지 않는다. 종래에는, 상기 DTV 수신기내에서 데이터-슬라이싱 과정이전에 콤필터링 과정을 이용하여 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파, 크로마 부반송파 및 영상 반송파를 억압하기 위한 시도가 있었다. 그러나, 이러한 콤필터링 과정이 기호 디코딩에 사용되는 상기 데이터-슬라이싱 과정에 미치는 효과는 상기 DTV 수신기에서 수행되는 포스트코딩 과정에 의하기보다는 상기 DTV 송신기에서 수행되는 프리코딩 과정에 의해 보상되는 것으로 추정되었다.

공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파의 주파수가 많이 변조되지 않을 경우에만, 상기 음성 반송파는 콤필터링 과정에 의해 억압된다. 음성 반송파 변조 신호의 주파수에 비해 비교적 높은 심볼 레이트(10.76 MHz)는 단지 12 기호만큼 차동 지연되는 신호들을 조합하는 콤필터가 그 주파수 변조에도 불구하고, 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파를 적절하게 억압하는 것을 돕는다. 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파에 대한 억압은 TV 사운드가 강한 스테레오이거나 제 2 오디오 프로그램(SAP; second audio program)이 사용되는 경우만큼 양호하지는 않다. 그러나, 바로 근접한 수평 주사선사이, 영상 프레임사이와 영상 프레임의 성분 필드사이의 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 영상 내용에서 명백한 강한 상관성(correlation) 및 반-상관성(anti-correlation) 방식은 주파수-변조 음성 반송파를 획득하지 못한다. 따라서, 일반적으로, 영상 수평 주사선 정도의 주기만큼 차동 지연된 신호들을 조합하는 콤필터는 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파를 충분히 억압하지 못한다.

아날로그 TV 수신기의 문제점은 음성 반송파가 최종 IF 신호로부터 제거되지 않는 한, 크로마 부반송파와 음성 반송파간의 상호 변조로 인해 영상 검출기의 응답에서 나타나는 920 KHz 비트에 있다. 휘도 신호의 상기 920 KHz 비트로 인해, 대부분의 시청자들에게 불쾌감을 주는 아날로그 TV 영상 디스플레이에 가시적인 아티팩트가 야기되고, 그 결과, IF 증폭기의 음성 반송파를 "트랩 필터(trap filter)" 또는 "트랩(trap)"을 이용하여 억압하게 되는, 아날로그 TV 수신기 설계에서의 통상적인 관행을 낳게된다. 본 발명자는 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 존재시, 크로마 부반송파와 음성 반송파간의 상호 변조로 인해 DTV 수신기의 최종 IF 신호에는 920 KHz 비트가 발생된다고 지적한다. 또한, 영상 부반송파와 크로마 반송파간의 상호 변조 및 영상 부반송파와 크로마 부반송파간의 상호 변조로 인해, 다른 비트들이 발생된다. 이들 비트는 상기 DTV 수신기의 인-채널(in-channel) 음성 트랩의 사용을 제안하기 위해, 상기 DTV 영상 디스플레이의 휘도에 직접적인 영향을 미치지는 않는다. 그러나, 이들 비트는 약간은 데이터 슬라이싱 과정에 영향을 미친다.

12 심볼 주기만큼 차동 지연된 DTV 기저대 신호를 미분 조합하는 콤필터는 상기 모든 비트 주파수를 어느 정도 억압한다. 상기 콤필터는 1993년 11월 9일자로 R.W.Citta씨등에게 공고된 "Receiver Post coder Selection Circuit(수신기 포스트코더 선택 회로)"라는 발명의 명칭의 미국 특허 제 5,260,793 호에 개시된 프리코딩을 이용한 DTV 송신기용으로 설계된 DTV 수신기에서 포스트코딩 과정을 수행하는데 사용된다.

본 발명자는 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 주파수-변조 음성 반송파의 에너지의 대부분을 억압하고, 그와 동시에, VSB DTV 신호의 적절한 수신에 필요한 대역에 걸쳐 응답을 유지하기 위한 필터링 과정이 DTV 수신기의 IF 증폭기에서 사용될 수 있다고 지적한다. 상기 필터링 과정에서는 협대역 트랙킹 필터를 이용할 필요가 없다. VSB DTV 신호의 반송파 주파수는 TV 채널의 하한 주파수위의 310 KHz이고, 10.76 MHz 심볼 레이트 신호에 필요한 대역은 상기 반송파 주파수보다 높은 5.38 MHz의 주파수로 연장된다. 상기 VSB DTV 신호의 적절한 수신에 필요한 대역의 상한 주파수는 상기 TV 채널의 하한 주파수위의 5.69 MHz에서 종료된다. 아날로그 TV 신호의 음성 반송파는 상기 TV 채널의 하한 주파수로부터 5.75 MHz이고, 이것은 즉, 상기 TV 채널의 상한 주파수 아래의 250 KHz이다. 만약, 제 2 오디오 프로그램(SAP) 및 전문 채널이 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호에 포함되는 경우, 음성 반송파의 주파수 편이는 73 KHz정도만큼 높아질 수 있다. 그러나, IF 응답이 TV 채널의 하한 주파수위로 5.69 MHz이상인 지점에서 변환 주파수를 컷오프시키기 위해 상기 IF 응답을 필터링하면, 주파수-변조 음성 반송파의 대부분의 에너지가 억압될 것이다. 상기한 컷오프 동작은 매우 갑작스럽게 이루어져야 하고, 가능한 한 위상 직선성(phase linearity)으로부터 변경을 수반해서는 안된다.

DTV 수신기는 일반적으로 복수-변경 수신기이다. 그러한 DTV 수신기에 있어서, 데이터 반송파는 UHF 텔레비전 방송 채널로서 할당된 주파수위의 극초단파(UHF) 중간-주파수 신호로 업 컨버팅된 다음, UHF 중간-주파 증폭기에서 증폭된다. 상기 UHF IF 증폭기의 응답은 VHF 텔레비전 방송 채널로서 할당된 주파수아래의 초단파(VHF) 중간-주파수 신호로 다운 컨버팅된 다음, VHF 중간-주파 증폭기에서 증폭된다. 상기 VHF IF 증폭기는 통상, 복수-스테이지 증폭기이고, 그 중 일부 스테이지는 자동 이득 제어(AGC)가 필요하다. 선행 패러그래프에서 설명된 IF 필터링에 꼭 필요한 것은 전체 IF 대역폭을 결정하기 위해 VHF IF 대역에서 동작하는 표면-음향파(SAW)필터를 이용함으로써 충족될 수 있다. 그러나, 급경사의 스커트(steep-slope skirt)와 함께 통과 대역폭에서 플랫-진폭 선형-위상 응답을 얻기 위해서는 많은 수의 제로점 및 극점이 필요하기 때문에, 상기 IF 필터링에 꼭 필요한 것은 전체 IF 대역폭을 결정하기 위해 UHF IF 대역에서 동작하는 SAW 필터를 이용함으로써 보다 쉽게 충족될 수 있다.

심볼 디코딩중에 행해지는 데이터 슬라이싱 과정에 앞서 콤필터링 과정이 선행되는지의 여부, 상기 SAW 필터링이 제공하는 음성 반송파의 감소 및 그로부터 야기되는 비트로 인해, 심볼 부호화를 수반하는 스퓨리어스 신호(spurious signal)의 에너지가 감소되고, 따라서, 심볼 디코딩중에 이용되는 데이터-슬라이싱 과정에서의 오류가 감소될 것이다. 만약, 심볼 디코딩중에 수행되는 데이터 슬라이싱 과정에 앞서 콤필터링 과정이 선행되는 경우, 상기 SAW 필터링으로 인해, 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 영상 성분에 의해 야기되는 아티팩트를 적절하게 억압하는 반면, 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 성분의 아티팩트를 억압하지 않는 콤필터의 사용이 허용된다. 6 심볼 주기만큼 차동 지연되는 DTV 기저대 신호를 가산 조합하는 콤필터는 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 성분의 아티팩트를 잘 억압하지 못하지만, 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 영상 신호에 의해 야기되는 아티팩트는 양호하게 억압한다. 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 영상 신호에 의해 야기되는 아티팩트는 통상적으로, 6-심볼 간격의 반-상관성이 12-심볼 간격의 상관성보다 더 높아질 가능성이 있기 때문에, 12 심볼 주기만큼 차동 지연된 DTV 기저대 신호를 감산 조합하는 콤필터보다 더 잘 억압된다.

따라서, 본 발명의 목적은 기호 디코딩중에 데이터를 나타내는 다중-레벨 기호에 대해 수행되는 데이터-슬라이싱 과정에서의 오류를 줄이기 위해, 상기 다중-레벨 기호를 수반하는 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 주파수-변조 음성 반송파 성분을 억압하는 필터를 포함한 중간-주파 증폭기 회로를 구비하는 디지털 텔레비전 신호 수신기를 제공하는데 있다.

도 1은 어떤 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 FM 음성 반송파를 억압하는 중간-주파 증폭기 회로에 내장된 필터, 어떤 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 영상 성분을 억압하는 심볼 디코딩 이전의 NTSC-제거 콤필터 및, 심볼 디코딩 이후의 포스트코딩 콤필터를 이용하여, 본 발명을 구현하는 복수-변환 디지털 텔레비전 신호 수신기의 회로구성을 나타낸 블록도.

도 2는 본 발명에 따른 어떤 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 FM 음성 반송파를 억압하는 도 1의 DTV 신호 수신기의 중간-주파 증폭기 회로에 사용되는 대역 필터에 대한 이상적인 응답을 나타낸 그래프.

도 3은 상기 NTSC-제거 콤필터가 12-심볼(symbol) 지연 장치를 이용하는 경우, 도 1의 DTV 신호 수신기의 일부 회로 구성을 나타낸 상세 블록도.

도 4는 상기 NTSC-제거 콤필터가 6-심볼 지연기를 이용하는 경우, 도 1의 DTV 신호 수신기의 일부 회로 구성을 나타낸 상세 블록도.

도 5는 상기 NTSC-제거 콤필터가 6-영상-라인 지연기를 이용하는 경우, 도 1의 DTV 신호 수신기의 일부 회로 구성을 나타낸 상세 블록도.

도 6은 상기 NTSC-제거 콤필터가 262-영상-라인 지연기를 이용하는 경우, 도 1의 DTV 신호 수신기의 일부 회로 구성을 나타낸 상세 블록도.

도 7은 상기 NTSC-제거 콤필터가 2-영상-프레임 지연기를 이용하는 경우, 도 1의 DTV 신호 수신기의 일부 회로 구성을 나타낸 상세 블록도.

도 8은 각 NTSC-제거 콤필터가 선행배치되고, 포스트코딩 콤필터가 후속배치고, 병렬로 동작하며, 정확한 심볼 디코딩의 최상의 평가가 트렐리스 디코딩 회로에 공급되는, 복수의 심볼 디코더를 이용하기 위해, 본 발명의 또다른 일면에 따라 구성되는 디지털 텔레비전 신호 수신기의 회로 구성을 나타낸 블록도.

도 9는 도 1 및 도 8의 디지털 텔레비전 신호 수신기의 제 1 검출기에 자동 미조정(AFT; Automatic Fine-Tuning)이 어떻게 인가되는가를 나타낸 블록도.

상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 일면에 따라, 규정된 시간 길이의 심볼 주기를 각각 가지며, 진폭-변조 영상 반송파 및 주파수-변조 음성 반송파를 갖는 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트를 수반하기 쉬운 2N-레벨 기호 스트림으로 구성되는 디지털 텔레비전 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비전 신호 수신기가 제공되고, 상기 디지털 텔레비전 신호 수신기는 상기 디지털 텔레비전 신호에 응답하는 중간-주파수 신호를 발생하기 위한 튜너 및 변환 회로와; 상기 2N-레벨 심볼 스트림을 재생하기 위해, 상기 중간-주파수 신호에 응답하는 진폭 검출기와; 상기 진폭 검출기에 의해 재생되는 상기 2N-레벨 심볼 스트림의 상기 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비전 신호의 상기 주파수-변조 음성 반송파의 아티팩트를 억압할 수 있도록, 상기 중간-주파수 신호의 대역폭을 결정하기 위한 대역 필터를 구비하는 것을 그 특징으로 한다.

본 발명의 상기 특성에 따라, 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비전 신호의 에너지를 감소시키기 위해 데이터 슬라이싱 과정이전에 콤필터가 사용되는 경우, 상기 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 상기 주파수-변조 음성 반송파 성분을 억압하기 위한 IF 증폭기 회로의 필터는 상기 콤필터에 대한 필터링 요건을 완화시켜 준다. 따라서, 주로 공동-채널 간섭 NTSC 텔레비전 신호의 영상 성분을 억압하는 콤필터가 이용될 수 있다. 특히, 6 기호 주기만큼 차동 지연되는 데이터를 가산 조합하는 콤필터는 공동-채널 간섭 NTSC 텔레비전 신호의 영상 성분의 에너지를 감소시키기 위해 이용될 수 있다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하며, 도면전체를 통하여 동일한 부분에는 동일한 도면부호를 사용하기로 한다. 또한, 본 발명의 주제와 관련이 없는 공지 구성요소의 기능에 대한 상세한 설명은 본 명세서에서 생략하기로 한다.

도 1은 디지털 비디오 카셋 레코더에 의한 레코딩 또는 텔레비전 수상기의 디스플레이에 적합한 오류-정정 데이터를 복원하는데 사용되는 디지털 텔레비전 신호 수신기의 회로 구성을 도시한 것이다. 도 1의 DTV 신호 수신기는 안테나 0으로부터 공급되어 수신된 방송 DTV 신호에 응답하여 제 1중간-주파수(IF) 신호를 발생시키기 위한 튜너 및 제 1 변환기 회로 2를 구비한다. 상기 제 1 IF 신호는 최고 주파수의 극초단파 TV 방송 채널인 채널 83의 상한 주파수인 890 MHz위에 위치하는 제 1 중간-주파수 대역에 있다. 상기 튜너 및 제 1 변환기 회로 2는 종래의 DTV 신호 수신기에 사용되는 것과 유사하게 구성될 수 있다. 튜너 입력은 무선-주파수 입력 신호의 주파수 범위를 50내지 890 MHz 대역으로 제한하는 대역 필터를 갖는다. 또한, 상기 튜너는 시청을 위해 선택된 신호이외의 텔레비전 신호, 특히 인접 채널의 아날로그 TV 신호와 같은 고전력의 텔레비전 신호를 제거하는 광대역 트랙킹 필터를 구비한다. 상기 제 1 변환기는 상기 제 1 IF 신호를 922.69 MHz의 반송파를 갖는 약 920 MHz에 그 중심이 있는 6-MHz-폭의 대역에 위치시키기 위해 970내지 1730 MHz 범위에 걸쳐 동조가능한 제 1 국부 발진을 발생시키는 제 1 국부 발진기를 포함한다. 이들 제 1 국부 발진 주파수는, 튜너 입력으로부터의 어떤 누설이 또다른 인접한 텔레비전 신호 수신기에 의해 수신될 수 도 있는 것과 같이 UHF TV 채널을 방해하지 않을 정도로 발생된다. 동시에, UHF TV 채널 14-69의 제 2 고조파는 상기 제 1 IF 대역위에 속한다. 상기 제 1 변환기의 제 1 믹서는 짝수 고조파 발생을 피하기 위한 고도의 직선 이중-평형 방식(highly linear doubly-balanced type)이고, 상기 튜너 및 제 1 변환기 회로 2에서 제 1 중간-주파 증폭기 6으로 공급되는 제 1 중간-주파 신호의 영상 주파수를 제거하기 위한 광대역 동조 결합이 존재한다. 상기 제 1 IF 증폭기 4는 UHF 텔레비전 방송 채널위의 극초단파의 제 1 IF 대역의 신호 증폭기능을 제공하기 때문에, 가끔은 "UHF 중간-주파 증폭기" 또는 "UHF IF 증폭기"라고도 불린다. 상기 제 1 IF 신호는 상기 튜너 및 제 1 변환기 회로 2의 제 1 믹서에 공급되는 RF 신호에 대한 주파수 스펙트럼 반전을 나타낸다.

특히, 만약, 상기 제 1 믹서가 많은 변환 이득을 나타내지 않는다면, 무선-주파수(RF) 증폭기는 상기 제 1 믹서에 선행하는 광대역 트랙킹 필터속에 포함되고, 강한 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 존재시 혼변조를 피하기 위해 가능한 한 많은 동적 범위를 갖도록 설계된다. 상기 RF 증폭기는 강한 RF 입력 신호에 응답하여 비선형 동작을 방지하기 위해 역방향 자동 이득 제어(AGC)기능을 구비하고, 상기 역방향 AGC는 약한 RF 입력 신호에 대해 잡음 수치를 높게 유지하기 위해 지연된다.

상기 제 1 IF 증폭기 4는 그 뒤에 종속 접속되는 제 1 표면-음향파(SAW) 필터 6에서의 10-12 dB삽입 손실을 극복하기 위해 일정한 선형 이득을 제공한다. 상기 일정한 선형 이득으로 인해, 상기 제 1 IF 증폭기 4는 양호한 그룹 지연의 획득을 방해하는 다중 반사를 피하기 위해 규정된 소스 임피던스로부터 항상 상기 SAW 필터 6을 보다 간단하게 구동시킬 수 있다. 그 이득은 자동으로 조절되지 않기 때문에, 상기 제 1 IF 증폭기 4는 DTV 신호를 갖는 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 혼변조를 피하기 위해 가능한 한 많은 동적 범위를 갖도록 설계된다.

상기 제 1 SAW 필터 6의 응답은 VHF 텔레비전 방송 채널아래의 초단파의 제 2 IF 대역으로 전환된 DTV 신호를 발생시키기 위한 제 1 MHz 국부 발진과 혼합되도록, 제 2 변환기 8에 그 입력 신호로서 공급된다. 상기 제 2 변환기 8의 출력 신호의 영상 주파수를 제거하기 위한 광대역 동조 결합이 존재하고, 도 1에는 제 2 SAW 필터 10에 의해 공급되는 것이 도시된다. 상기 제 1 SAW 필터 6의 응답이 전체 IF 대역폭을 한정하기 위한 것이라고 가정하면, 상기 제 2 SAW 필터 10은 상기 대역폭 상에서 실질적으로 편편한 진폭 응답을 가지며, 실질적으로 선형인 위상 응답을 나타낸다. 만약, 종래의 관행을 따르게 되는 경우, 876 MHz의 주파수를 갖는 제 2 국부 발진은 상기 제 2 변환기 8의 제 2 믹서를 공급하는데 사용되고, 저역변환의 결과는 단일-변환 방식의 아날로그 TV 신호 수신기의 중간 주파수 대역으로서 종래에 사용되는 41-47 MHz 주파수 범위에 위치하는 제 2 중간-주파수 대역에 존재한다. 1997년 3월 19일자로 출원된 "Digital Television Receivers that Digitize Final I-F Signals Resulting from Triple-Conversion(3중 변환에 의해 생긴 최종 I-F 신호를 디지털화하는 디지털 텔레비전 수신기,상기에서 I-F는 중간주파수를 의미함)"라는 발명의 명칭의 C.B.Patel씨등의 미국 특허 출원 제 08/825,710 호(본 명세서에 참고로 언급됨)에 설명된 바와같이, 상기 IF 대역은 917-923 MHz로부터 약간 변위되고, 상기 제 2 국부 발진은 상기 제 1 IF 대역 아래 또는 위의 주파수가 될 수도 있다. 만약, 상기 제 2 국부 발진이 상기 제 1 IF 대역아래에 있는 경우, 상기 제 1 IF 신호와 같이, 상기 제 2 변환기 8로부터 공급되는 제 2 IF 신호는 상기 튜너 및 제 1 변환기 회로 2의 제 1 믹서에 공급되는 RF 신호에 대한 주파수 스펙트럼 반전을 나타낸다. 만약, 상기 제 2 국부 발진이 상기 제 1 IF 대역위에 있는 경우, 상기 제 2 IF 신호는 상기 튜너 및 제 1 변환기 회로 2의 제 1 믹서에 공급되는 RF 신호에 대해 반전되지 않은 주파수 스펙트럼을 나타낸다.

상기 제 2 SAW 필터 10의 응답은 제 2 중간-주파 증폭기 12에 그 입력 신호로서 공급된다. 상기 제 2 IF 증폭기 12는 VHF 텔레비전 방송 채널아래의 초단파의 제 2 IF 대역의 신호 증폭기능을 제공하기 때문에, 가끔은 "VHF 중간-주파 증폭기" 또는 "VHF IF 증폭기"라고도 불린다. 상기 제 2 IF 증폭기 12는 지연된 자동-이득-제어(AGC) 시스템의 일부로서 이득이 제어되는 다수의 종속 접속된 증폭기 스테이지를 갖는다. 역방향 방식의 AGC를 이용하여 이득이 제어되는 증폭기는 일반적으로 증폭기 스테이지가 포화 조건에서 부분적으로 작용하는 순방향 방식의 AGC를 이용하여 이득이 제어되는 증폭기보다 잡음 수치가 더 불량하다. 상기 제 2 IF 증폭기12의 스테이지의 잡음 수치는 증폭기 체인에서 나중에 위치함으로 인해 중요성이 덜하다. 따라서, 이들 증폭기 스테이지는 비선형성을 적절한 한계내에서 유지하기 위해 역방향 방식의 AGC를 이용하여 이득이 제어되는 것이 바람직하다. 또한, 상기 역방향 방식의 AGC를 이용하여 상기 제 2 IF 증폭기 12의 이득을 제어함으로써, 변조 레벨의 변경 함수로서 위상 변이의 문제점을 보다 쉽게 해결할 수 있다. 아날로그 TV 수신기에 있어서, 초기 IF 증폭기는 영상 신호가 텔레비전 스크린상에 "스노우(snow)", 특히 "컬러 스노우(color snow)"로서 나타나는 잡음이 생기지 않도록 순방향 방식의 AGC를 이용하여 이득이 제어되는 것이 바람직하다. 상기 잡음이 심볼 디코딩시에 사용되는 데이터-슬라이싱 과정을 "포획(capture)"하지 않도록 상기 잡음이 상기 DTV 신호의 최소 변조 스텝보다 작게 되는 한, 잡음의 존재는 DTV 신호 수신기에서 별로 중요하지 않다. 심볼 디코딩시에 사용되는 데이터-슬라이싱 과정의 양자화 효과로 인해, 상기 잡음이 DTV 신호의 최소 변조 스텝을 초과할 때까지 잡음의 효과가 억압된다. 상기 DTV 신호의 최소 변조 스텝을 초과하는 흔하지 않은 잡음 버스트는 트렐리스 부호화과정 및 리드-솔로몬 순방향-오류정정 부호화 과정에 의해 정정될 수 있다.

진폭-변조 검출기 14는 기저대 신호를 복원하기 위해 상기 제 2 IF 증폭기 12의 응답의 진폭 변조를 검파한다. 도 1의 DTV 수신기는 상기 제 2 중간-주파수 대역이 데이터 반송파로부터 갑작스런 컷오프 5.4 MHz를 나타내도록 형성되어, 주파수-변조 NTSC 음성 반송파가 상기 AM 증폭기 14에 인가하기 위해 증폭되는 것과 같은 제 2 IF 신호에서 제거된다는 점에서, 종래의 DTV 수신기와는 다르다. 이러한 FM 음성 반송파의 제거는 상기 제 1 SAW 필터 6보다는 자기 공진자를 이용하여 상기 제 1 IF 증폭기가 대역 제한되는 본 발명의 양호하지 않은 실시예에서 상기 제 2 SAW 필터 10에 의해 전체적인 IF 증폭기 응답속에 도입된다. 또한, 상기 FM 음성 반송파의 제거는 상기 튜너 및 제 1 변환기 회로 2, 상기 제 1 IF 증폭기 4, 상기 제 1 SAW 필터 6 및 상기 제 2 변환기 8이 튜너 및 단일-변환 회로로 대체되는 본 발명의 양호하지 않은 실시예에서 상기 제 2 SAW 필터 10에 의해 전체적인 IF 증폭기 응답속에 도입된다. 본 발명의 양호한 실시예에서, 상기 FM 음성 반송파의 제거는 상기 제 1 IF 대역을 한정하는 상기 제 1 SAW 필터 6에 의해 전체적인 IF 증폭기 응답속에 도입되고, 상기 SAW 필터 10은 특별히 급격한 스커트에 대한 요구없이, 상기 제 2 IF 대역에 걸쳐서 진폭이 편편하고, 위상의 선형성을 갖는다.

도 2는 상기 제 1 SAW 필터 6의 이상적인 전달 특성의 진폭 응답부를 그래프로 도시한 것으로서, 상기 제 1 SAW 필터 6의 이상적인 전달 특성의 위상 응답부는 통과대역에 걸친 선형-위상이다. 상기 이상적인 특성은 실제로 빈틈없이 정합될 수 있고, 통과대역에는 일부 최소의 리플(ripple)이 생성된다. 상기 제 1 SAW 필터 6은 고정 진폭 및 유사 주파수로 된 파일럿 반송파 및 억압된 반송파 주파수로부터 5.38 MHz이상 떨어진 위치에서 신속하게 컷오프한다. 이러한 신속한 컷오프 동작은 음성 IF 에 대한 트랩 필터링 과정을 이용하여 달성될 수 있고, 상기 제 1 SAW 필터 6의 응답은 상기 제 1 IF 대역으로 전환된 것과 같은 데이터 반송파 주파수의 아래로 5.85 MHz이상되는 지점의 주파수에서 줄어든 감쇠를 나타낸다. 어떤 경우에, 상기 제 1 SAW 필터 6은 본 발명의 원리에 따라, 어떤 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 주파수-변조 음성 반송파를 제거한다.

도 2는 상기 제 1 SAW 필터 6이 상기 제 1 IF 신호로 전환된 것과 같은 데이터 반송파 주파수의 위로 310 KHz되는 지점인, UHF의 제 1 IF 대역의 에지에 대한 접근을 신속하게 컷오프하는 상태를 그래프로 도시한 것이다. DTV에 사용되는 VSB 신호는 잔류 측파대의 롤-오프(roll-off)가 반송파 주파수위이기 보다는 데이터 반송파 주파수아래인 주파수에서 시작한다는 점에서 아날로그 TV 송신에 사용되는 VSB 신호와 다르다. 따라서, 상기 제 1 IF 대역으로 전환된 것과 같은 데이터 반송파 주파수에서 -6 dB 롤-오프를 가질 필요가 없다. 그 결과, 상기 제 1 SAW 필터 6은 데이터 반송파 주파수주위의 주파수 범위를 통해 보다 나은 위상 선형성(phase linearity)을 용이하게 유지할 수 있다.

기저대 신호는 상기 AM 검출기 14로부터 디지털 샘플 형식으로 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16에 그 입력 신호로서 공급되고, 상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16은 진폭 및 위상-등화된 실(real) 기저대 신호 샘플을 그 등화된 출력 신호로서 공급하기 위해 응답한다. 이들 실 기저대 신호 샘플은 일반적으로, 종래에는 I-채널 신호(여기서, "I"는 "동위상(in-phase)"을 의미함)로서 지칭된다. 허(imaginary) 기저대 신호 샘플은 일반적으로 종래에는 Q-채널 신호(여기서, "Q"는 "직교 위상(quadrature-phase)"을 의미함)로서 지칭된다. 상기 기호 동기 및 등화기 회로 16은 수신된 신호의 고스트(ghost) 및 틸트(tilt)를 보상하는 조절가능한 가중 계수를 갖는 디지털 필터를 구비한다. 상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16은 진폭 등화 및 고스트 제거뿐만 아니라, 기호 동기 또는 "디-로테이션(de-rotation)"기능을 제공한다.

상기 진폭-변조(AM) 검출기 14는 상기 제 2 IF 증폭기 12의 응답을 아날로그 방식으로 동기하여 복조하는 타입으로 구성될 수 있고, 동시에 상기 실 기저대 신호는 상기 실 기저대의 디지털 샘플 스트림을 공급하도록 디지털화되고, 상기 Q-채널 신호에 대한 저역 필터 응답은 동기 검출에 사용되는 국부 발진기를 제어하기 위해 사용된다. 이때, 상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16은 기저대 위상-트랙커와 종속 접속된 진폭-등화기로서 실현된다.

이와는 달리, 상기 진폭-변조(AM) 검출기 14는 1995년 12월 26일자로 C.B.Patel씨등에게 공고된 "Digital VSB Detector with Phase Tracker, as for Inclusion in as HDTV Receiver(HDTV 수신기용의 위상 트랙커를 구비한 디지털 VSB 검출기)"라는 발명의 명칭의 미국 특허 제 5,479,449 호에서 설명되는 바와 같이, 수 메가사이클 범위의 최종 중간-주파수 대역의 아날로그-디지털 변환이후에 디지털 방식으로 동기 복조를 수행하는 타입으로 구성될 수 있다.

상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16으로부터 공급된 디지털 결과는 통상적으로 8-비트 확도(accuracy)를 가지며, 데이터의 N 비트를 부호화하는 2N-레벨 심볼을 설명한다. 최근 2N은 도 1의 DTV 신호 수신기가 안테나를 통해 무선 공중파 방송을 수신하는 경우에는 8이 되고, 도 1의 DTV 신호 수신기가 유선 방송을 수신하는 경우에는 16이 된다. 본 발명의 관심은 NTSC 아날로그 텔레비전 신호로부터 공동-채널 간섭에 민감한 지상 무선 공중파 방송의 수신에 있고, 도 1은 수신된 유선방송의 전송을 위해 기호 디코딩 및 오류-정정 디코딩 기능을 제공하는 DTV 수신기의 일부를 도시한 것은 아니다.

상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16의 출력 신호는 여러개의 공지된 방법중 어느 한 방법에 의해 조심스럽게 이득-제어되어, 기호에 대한 이상적인 스텝 레벨이 알려진다. 이득 제어의 한 방법에 의하면, 상기 이득 제어의 응답 속도가 유별나게 빠르기 때문에, 상기 실 기저대 신호의 직접 성분이 +1.25의 정규화 레벨로 조절된다. 이러한 이득 제어 방법은 미국 특허 제 5,479,449 호에 설명되어 있고, 1995년 12월 15일자로 C.B.Patel씨등에게 공고된 "Automatic Gain Control of Radio Receiver for Receiving Digital High-Definition Television Signals(디지털 고-해상도 텔레비전 신호를 수신하기 위한 무선 수신기의 자동 이득 제어)"라는 발명의 명칭의 미국 특허 제 5,573,454 호에 보다 상세히 설명되어 있다. 고속의 응답 속도를 갖는 또다른 이득 제어 방법은 1996년 10월 15일자로 R.W.Citta씨등에게 공고된 "AGC System with Pilot Using Digital Data Reference(디지털 데이터 기준을 사용한 파일럿을 구비한 AGC 시스템)"라는 발명의 명칭의 미국 특허 제 5,565,932 호에 설명되어 있고, 본 명세서에 참고로 언급된다.

상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16의 출력 신호는 등화된 기저대 I-채널 신호로부터 데이터 필드 동기 및 데이터 선 동기 정보를 복원하는 데이터 동기 회로 18에 그 입력 신호로서 공급된다. 이와는 달리, 상기 데이터 동기 회로 18의 입력 신호는 등화이전에 획득될 수 있다. 또한, 상기 데이터 동기 회로 18은 각각 두개의 상태를 갖는 하나 이상의 멀티플렉서 제어 신호를 공급하는데, 상기 멀티플렉서 제어 신호는 선택된 시간에 이들 두개의 상태중 첫번째 상태를 나타내지만, 그렇지 않을 경우에는 상기 두개의 상태중 두번째 상태를 나타낸다.

상기 심볼 싱크로아니저 및 등화기 회로 16의 출력 신호로서 공급되는 정상 심볼 레이트의 등화 I-채널 신호 샘플은 NTSC-제거 콤필터 20에 입력 신호로서 인가된다. 상기 NTSC-제거 콤필터 20는 2N-레벨 기호의 차동 지연 스트림 쌍을 발생시키기 위한 제 1 지연기 201 및, 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 응답을 발생시키도록 차동 지연된 기호 스트림을 선형 조합하기 위한 제 1 선형 콤바이너 202를 구비한다. 미국 특허 제 5,260,793호에 설명된 바와같이, 상기 제 1 지연 기 201은 12개의 2N-레벨 심볼의 주기와 동일한 지연을 제공하고, 상기 제 1선형 콤바이너 202는 감산기가 될 수도 있다. 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 출력 신호의 각 샘플은 10개 정도의 비트로 분해되고, 사실상, (14N-1)=15 레벨중 하나를 나타내는 아날로그 기호를 디지털로 표기한 것이다.

상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16은 그 입력 신호(디지털 샘플로 표현됨)의 직접 바이어스 성분을 억압할 수 있도록 설계되는 것으로 생각되고, 상기 직접 바이어스 성분은 +1.25의 정규 레벨을 가지며, 파일럿 반송파의 검파에 의해 상기 복소 복조기 14로부터 공급된 실 기저대 신호로 나타난다. 따라서, 상기 콤필터 20의 입력 신호로서 인가되는 상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16의 출력신호의 각 샘플은 사실상, 정규화 레벨 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5 및 +7중 하나를 나타내는 아날로그 기호를 디지털로 표기한 것이다. 이들 샘플 레벨은 "홀수"기호 레벨로 명명되고, 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22에 의해 검파되어, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110 및 111이라는 중간 심볼 디코딩 결과가 각각 발생된다.

상기 NTSC-제거 콤필터 20의 출력 신호의 각 샘플은 사실상, 정규화 레벨 -14, -12, -10, -8, -6, -4, -2, 0, +2, +4, +6, +8, +10, +12 및 +14중 하나를 나타내는 아날로그 기호를 디지털로 표기한 것이다. 이들 샘플 레벨은 "짝수"기호 레벨로 명명되고, 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24에 의해 검파되어, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110 및 111이라는 상보 심볼 디코딩 결과가 각각 발생된다.

포스트코딩 콤필터 26은 기호와 관련하여 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 프리코더 응답에 대한 포스트코더 응답을 발생시키기 위해, 상기 데이터 슬라이서 22 및 24뒤에 사용된다. 상기 포스트코딩 콤필터 26은 2-입력 멀티플렉서 261, 제 2 선형 콤바이너 262 및 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 상기 제 1 지연기 201의 지연과 동일한 지연을 갖는 제 2 지연기 263을 구비한다. 상기 제 2 선형 콤바이너 262는 만약, 상기 제 1 선형 콤바이너 202가 감산기인 경우에는 모듈로-8 가산기가 되고, 만약, 상기 제 1 선형 콤바이너 202가 가산기인 경우에는 모듈로-8 감산기가 된다. 상기 제 1 선형 콤바이너 202 및 상기 제 2 선형 콤바이너 262는 관련 샘플 레이트를 충분히 지원하기 위한 선형 조합 동작을 향상시키기 위해 각각의 판독-전용 메모리(ROMs)로 구성될 수도 있다.

상기 멀티플렉서 261의 출력 신호는 컨트롤러 28로부터 상기 멀티플렉서 261에 공급되는 제 1, 제 2 및 제 3 상태의 멀티플렉서 제어 신호에 응답하여 선택되는 것과 같이, 상기 멀티플렉서 261에 인가되는 3가지 입력 신호중 하나를 재생한다. 상기 멀티플렉서 261의 제 1 입력 신호는 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22로부터 공급된 중간 심볼 디코딩 결과에 대응하고, 상기 멀티플렉서 261은 상기 중간 심볼 디코딩 결과를 그 출력 신호로서 재생하기 위해 두개 상태중 첫번째 상태에 있는 각 멀티플렉서 제어 신호에 의해 조절된다. 상기 멀티플렉서 261의 제 2 입력 신호는 상기 제 2 선형 콤바이너 262로부터 공급된 제 2 선형 조합 결과에 대응하고, 상기 멀티플렉서 261은 상기 2 선형 조합 결과를 그 출력 신호로서 재생하기 위해 두개 상태중 두번째 상태에 있는 각 멀티플렉서 제어 신호에 의해 조절된다. 상기 멀티플렉서 261의 출력 신호는 상기 포스트코딩 콤필터 26으로부터의 응답을 공급하고, 상기 제 2 지연기 263에 의해 지연된다. 상기 제 2 선형 콤바이너 262는 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24의 상보 기호 디코딩 결과를 상기 제 2 지연기 263의 출력 신호와 조합한다.

도 1의 DTV 수신기는 NTSC-추출 필터를 제공하기 위해 제 3 선형 콤바이너 203과 결합된 제 1 지연 장치 201을 이용한다. 상기 NTSC-추출 필터는 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 필터 응답에 대해 상보적인 필터 응답을 갖는 콤필터이다. 만약, 상기 제 1 선형 콤바이너 202가 감산기이면, 상기 제 3 선형 콤바이너 203은 가산기가 된다. 반면에 만약, 상기 제 1 선형 콤바이너 202가 가산기이면, 상기 제 3 선형 콤바이너 203은 감산기가 된다. 상기 제 3 선형 콤바이너 203의 출력 신호로서 공급되는 상기 NTSC-추출 필터 응답은 데이터-슬라이싱이 오류를 야기시키기 위해 상기 출력 신호의 NTSC 공동-채널 간섭의 에너지가 실제로 레벨내에 존재하는지의 여부를 판단하는 NTSC 검파기 204에 공급된다. 상기 NTSC 검파기 204는 존슨 잡음(Johnson noise)의 정상 레벨을 수반하는 데이터 심볼에 기인할 수도 있는 그 입력 신호의 일부를 추출하고, 상기 추출 결과를 수정하고, 규정된 시간 간격에 걸쳐 상기 수정된 추출 결과를 통합하고, 상기 신호속의 NTSC 공동-채널 간섭의 에너지가 실제로 레벨내에 존재하는지를 나타내는 한계값을 상기 통합 결과가 초과하는지의 여부를 판단한다. 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호가 실질적인 레벨에 없다는 것을 나타내는, 상기 NTSC 검출기 204의 제 1 상태에 의해 기호 디코딩 선택기 28이 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22의 중간 심볼 디코딩 결과를 그 출력 신호로서 재생하도록 조절된다. 만약, 상기 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호가 실질적인 레벨에 있는 것으로 판단되는 경우, 상기 NTSC 검출기 204의 출력 신호는 두개의 가능한 상태중 제 2 상태에 있게 되고, 그 결과, 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 포스트코딩 콤필터 26의 응답을 그 출력 신호로서 재생하도록 조절된다.

상기 NTSC 검출기 204는 본 발명의 대체 실시예에서 1993년 11월 9일자로 R.W.Citta씨등에게 공고된 "Receiver Post Coder Selection Circuit(수신기 포스트코더 선택 회로)"라는 발명의 명칭의 미국 특허 제 5,260,793 호에 개시된 방식의 NTSC 검출기로 대체된다. 상기한 NTSC 검출기의 대체로 인해, 수신된 데이터 필드 동기화 신호가 수정된 NTSC 공동-채널 간섭 신호의 아티팩트를 격리시키기 위해, 이상적인 데이터 필드 동기화 신호와 비교된다. 이때, 상기 수정된 아티팩트는 규정된 시간 간격에 걸쳐 통합되고, 상기 신호속의 NTSC 공동-채널 간섭의 에너지가 실제로 레벨내에 존재하는지를 나타내는 한계값을 상기 통합 결과가 초과하는지의 여부가 판단된다.

상기 NTSC 검출기 204는 본 발명의 대체 실시예에서 NTSC 공동-채널 간섭 신호에 대한 응답을 공급하기 위해 아날로그 TV 신호 수신기에 좌우되는 NTSC 검파기로 대체된다. 본 발명의 또다른 실시예의 경우에, NTSC 공동-채널 간섭 신호에 대한 응답은 1997년 3월 21일자로 출원된 "Using Video Signals from Auxiliary Analog TV Receivers for Detecting NTSC Interference in Digital TV Receiver(디지털 TV 수신기의 NTSC 간섭을 검파하기 위한 보조 아날로그 TV 수신기의 영상 신호의 사용)"이라는 발명의 명칭의 미국 특허 출원 제 08/821,944 호에 설명되는 것과 같은 아날로그 TV 신호 수신기에 의해 공급되는 복합 영상 신호로부터 취해진다. 본 발명의 또다른 실시예의 경우에, NTSC 공동-채널 간섭 신호에 대한 응답은 1997년 3월 21일자로 출원된 "Using Intercarrier Signals for Detecting NTSC Interference in Digital TV Receivers(디지털 TV 수신기의 NTSC 간섭을 검출하기 위한 인터캐리어 신호의 사용)"이라는 발명의 명칭의 미국 특허 출원 제 08/821,945 호에 설명되는 것과 같은 아날로그 TV 신호 수신기에 의해 공급되는 인터캐리어 신호로부터 취해진다.

상기 심볼 디코딩 선택기 28의 출력 신호는 데이터 어셈블러 30에 의해 어셈블링되어 데이터 인터리버 32에 인가하기 위한 3-병렬-비트군의 최종 기호 디코딩 결과를 포함한다. 상기 데이터 인터리버 32는 어셈블링된 데이터를 병렬 데이터 스트림으로 변환하여, 트렐리스 디코더 회로 34에 인가한다. 상기 트렐리스 디코더 회로 34는 일반적으로 12개의 트렐리스 디코더를 사용한다. 상기 트렐리스 디코딩 결과는 상기 트렐리스 디코더 회로 34로부터 데이터 역-인터리버(de-interleaver) 회로 36에 공급되어 역변환(de-commutation)된다. 바이트 파싱(parsing) 회로 38은 데이터 역-인터리버 36의 출력 신호를 리드-솔로몬 오류-정정 부호화 바이트로 변환하여, 데이터 역-랜더마이저(de-randomizer)42에 공급될 오류-정정된 바이트 스트림을 발생시키기 위해 리드-솔로몬 디코딩 과정을 수행하는 리드-솔로몬 오류-정정 부호화 회로 40에 인가한다. 상기 데이터 역-랜더마이저 42는 재생 데이터를 상기 수신기의 잔여 회로구성부(도시 생략)에 공급한다. 완전한 DTV 수신기의 잔여 회로부는 패킷 분류기, 영상 디코더, MPEG-2 디코더 등을 포함할 것이다. 디지털 테이프 레코더/재생기에 포함되는 DTV 신호 수신기의 잔여 회로부는 데이터를 기록을 위한 형식으로 변환하기 위한 회로를 포함할 것이다.

상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16은 전술한 내용에서 살펴볼 때 그 입력 신호(디지털 샘플로 표현됨)의 직접 바이어스 성분을 억압하도록 설계된 것으로 추정되고, 상기 직접 바이어스 성분은 +1.25의 정규화 레벨을 가지며, 파일럿 반송파의 검출에 의해 상기 싱크로다인 및 아날로그-디지털 변환회로 14로부터 공급된 실 기저대 신호로 나타난다. 이와는 달리, 상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16은 그 입력 신호의 직접 바이어스 성분을 보존하도록 설계됨으로써, 상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16의 등화 필터의 설계가 다소 단순해진다. 그런 경우에, 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22의 데이터 슬라이싱 레벨은 그 입력 신호의 데이터 스텝을 수반하는 직접 바이어스 성분을 고려하여 오프셋된다. 상기 제 1 선형 콤바이너 202가 감산기라고 가정하면, 상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16이 그 입력 신호의 직접 바이어스 성분을 억압하도록 설계될 것인지 아니면, 상기 직접 바이어스 성분을 보존하도록 설계될 것인지의 여부는 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24의 데이터-슬라이싱 레벨과 관련하여 별로 중요하지 않다. 그러나, 만약, 상기 제 1 지연기 201에 의해 제공되는 차동 지연이 선택되어 상기 제 1 선형 콤바이너 202가 가산기가 되면, 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24의 데이터-슬라이싱 레벨은 그 입력 신호의 데이터 스텝을 수반하는 이중 직접 바이어스 성분을 고려하여 오프셋되어야 한다.

회로에서의 그 위치를 이동시키고 그 슬라이싱 범위를 변경하기 위한 바이어스를 제공하는 멀티플렉서 연결부를 사용하여 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22 및 상기 짝수-레벨 데이터 슬라이서 24를 단일 데이터 슬라이서로 대체하는 본 발명의 실시예가 가능하지만, 이들 배치는 동작의 복잡성 때문에 바람직하지 않다.

또한, 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 제외되고 최종 심볼 디코딩 결과가 상기 멀티플렉서 261로부터 상기 데이터 어셈블러 30에 직접 공급되는 본 발명의 실시예가 가능하다. 그같은 실시예의 경우, 상기 멀티플렉서 261에 의해 선택을 제어하기 위한 신호는 상기 데이터 동기 회로 18의 포스트코딩 초기화 신호와 상기 NTSC 검출기 204의 공동-채널 간섭 NTSC 신호를 조합하는 논리 회로에 의해 공급된다.

본 발명의 덜 바람직한 실시예의 경우, 상기 제 2 SAW 필터 10은 상기 제 2 IF 증폭기 12의 입력에 있는 바람직한 위치에서 상기 제 2 IF 증폭기 12의 나중 위치로, 심지어는 그 출력으로 재배치된다. 이러한 상기 제 2 SAW 필터 10의 재배치로 인해, 상기 DTV 신호와 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 FM 음성 반송파사이에서의 불필요한 혼-변조의 발생 가능성이 더 높아진다. 본 발명의 다른 실시예의 경우에, 상기 제 2 변환기 8은 증폭된 제 1 IF 신호를 964 MHz정도의 국부 발진 주파수와 조합하여, 41 MHz바로 위의 데이터 반송파 및 47 MHz에 달하는 전체 측파대를 갖는 41-47 MHz의 제 2 IF 신호를 발생시킬 수도 있다. 상기 공동-채널 간섭 신호의 FM 음성 반송파를 제거하기 위한 주파수 응답의 컷오프는 저 주파수에서 발생되어 상기 제 2 SAW 필터 10의 설계가 다소 용이하기 때문에, 상기 제 2 변환기 8에서 876 MHz의 국부 발진 주파수를 이용하는 것이 바람직하다.

도 3은 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤필터 120 및 상기 포스트코딩 콤필터 26의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤필터 126을 사용한 도 1의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 감산기 1202는 상기 NTSC-제거 콤필터 120의 제 1 선형 콤바이너의 기능을 수행하고, 모듈로-8 가산기 1262는 상기 포스트코딩 콤필터 126의 제 2 선형 콤바이너의 기능을 수행한다. 상기 NTSC-제거 콤필터 120에서는 12 기호 주기의 지연을 나타내는 제 1 지연기 1201이 사용되고, 상기 포스트코딩 콤필터 126에서도 역시 12 심볼 주기의 지연을 나타내는 제 2 지연기 1263이 사용된다. 상기 각 지연기 1201 및 1263에 의해 표시되는 12-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 59.75배의 아날로그 TV 영상 반송파의 아티팩트의 1 사이클 지연에 가깝다. 상기 12-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 287.25배의 아날로그 TV 휘도 부반송파의 아티팩트의 5 사이클 지연에 가깝다. 상기 12-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 345.75배의 아날로그 TV 음성 반송파의 아티팩트의 6 사이클 지연에 가깝다. 이것은 상기 음성 반송파, 영상 반송파 및 상기 제 1 지연기 1201에 의해 차동 지연된 휘도 부반송파에 근접한 주파수에 대한 상기 감산기 1202의 차동 조합된 응답이 공동-채널 간섭을 감소시키려는 경향이 있기 때문이다. 그러나, 수평 주사선을 가로지르는 에지를 갖는 영상 신호 부분에 있어서, 수평 공간 방향으로 떨어져 있는 아날로그 TV 영상 신호의 상관 양은 매우 적다.

상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 1261은 각 데이터 세그먼트의 시작부의 12 심볼 주기에 대한 제 1 상태에 있는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 평상시에, 상기 멀티플렉서 1261의 제어 신호는 12개의 인터리빙된 트렐리스 코드중 한 특수 코드를 형성하는데 사용되는 기호 디코딩 결과가 못쓰게 될 가능성이 있는 데이터 슬라이싱 또는 트렐리스 디코딩 동작 중에 공급되는 표시가 없다면, 제 2 상태에 있게 된다. 특히, 데이터 세그먼트의 초기 부분 중에 그러한 표시가 공급되면, 상기 멀티플렉서 제어 신호는 12번째 후속 심볼 주기의 제 1 상태에 위치될 수 있다. 이것은 차동 부호화 방식을 특징으로 하는 장기 러닝 오류(long running error)의 예측에 도움을 준다.

가산기 1203은 상기 제 1 지연기 1201과 결합하여 NTSC-추출 필터 응답을 상기 가산기 1203의 출력 신호의 합으로서 제공한다. 이 NTSC-추출 필터 응답은 상기 감산기 1202의 출력 신호의 차로서 제공되는 상기 NTSC-제거 콤필터 120의 응답에 대해 상보적이고, NTSC 검출기 1204에 공급된다. 만약, 상기 NTSC 검출기 1204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 없다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 1204의 출력 신호는 상기 기호 디코딩 선택기 28이 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22의 현재 중간 심볼 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 1 상태에 놓이게 된다. 그러나, 만약, 상기 NTSC 검출기 1204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 있다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 1204의 출력 신호는 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 포스트코딩 콤필터 126의 현재 선택된 기호 디코딩 결과를 현재 최종 기호 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 2 상태에 놓이게 된다.

도 4는 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤필터 220 및 상기 포스트코딩 콤필터 26의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤필터 226을 사용한 도 1의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 상기 NTSC-제거 콤필터 220에서는 6 심볼 주기의 지연을 나타내는 제 1 지연기 2201이 사용되고, 상기 포스트코딩 콤필터 226에서도 역시 6 심볼 주기의 지연을 나타내는 제 2 지연기 2263이 사용된다. 상기 각 지연 장치 2201 및 2263에 의해 표시되는 6-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 59.75배의 아날로그 TV 영상 반송파의 아티팩트의 0.5 사이클 지연에 가깝고, 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 287.25배의 아날로그 TV 휘도 부반송파의 아티팩트의 2.5 사이클 지연에 가까우며, 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 345.75배의 아날로그 TV 음성 반송파의 아티팩트의 3 사이클 지연에 가깝다. 가산기 2202는 상기 NTSC-제거 콤필터 220의 제 1 선형 콤바이너의 기능을 수행하고, 모듈로-8 감산기 2262는 상기 포스트코딩 콤필터 226의 제 2 선형 콤바이너의 기능을 수행한다. 상기 각 지연 장치 2201 및 2263에 의해 표시되는 지연은, 비록 아날로그 TV 반송파 주파수로부터 변환된 널(null) 인접 주파수가 협대역에 있다하더라도, 상기 각 지연기 1201 및 1263에 의해 표시되는 지연보다 짧기 때문에, 상기 가산기 2202에 의해 가산 조합된 신호의 양호한 반-상관성(anti-correlation)될 가능성이 상기 감산기 1202에 의해 차동 조합된 신호의 양호한 상관성이 될 가능성보다 더 높다. 음성 반송파의 억압될 가능성은 상기 NTSC-제거 콤필터 120의 응답보다는 상기 NTSC-제거 콤필터 220의 응답에서 더 적다. 그러나, 만약, 공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파가 상기 제 2 SAW 필터 10의 SAW 필터링 또는 음성 트랩에 의해 억압되었다면, 상기 NTSC-제거 콤필터 220의 불충분한 음성 제거는 문제가 되지 않는다. 동기 팁(sync tips)에 대한 응답은 도 3의 상기 NTSC-제거 콤필터 120보다는 도 4의 상기 NTSC-제거 콤필터 220을 사용하면, 지속적으로 감소되어, 상기 트렐리스 디코딩 및 리드-솔로몬 부호화 중에 오류-정정을 압도하려는 경향이 실질적으로 줄어든다.

상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 2261은 각 데이터 세그먼트의 시작부의 6 심볼 주기에 대한 제 1 상태에 있는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 평상시에, 상기 멀티플렉서 2261의 제어 신호는 기호 디코딩 결과가 못쓰게 될 가능성이 있는 데이터 슬라이싱 또는 트렐리스 디코딩 동작 중에 공급되는 표시가 없다면, 제 2 상태에 있게 된다. 특히, 데이터 세그먼트의 초기 부분 중에 그러한 표시가 공급되면, 상기 멀티플렉서 제어 신호는 6 번째 후속 기호 주기의 제 1 상태에 위치될 수 있다. 이것은 차동 부호화 방식을 특징으로 하는 장기 러닝 오류(long running error)의 예측에 도움을 준다.

감산기 2203은 상기 제 1 지연기 1201과 결합하여 NTSC-추출 필터 응답을 상기 감산기 2203의 출력 신호의 차로서 제공한다. NTSC 검파기 2204에 입력신호로서 공급되는 이 NTSC-추출 필터 응답은 상기 가산기 2202의 출력 신호의 합으로서 제공되는 상기 NTSC-제거 콤필터 220의 응답에 대해 상보적이고, 기저대로 싱크로다이닝되는 VSB DTV 신호의 파일럿 반송파 성분에서 발생된 직접 성분을 갖지 않는다. 만약, 상기 NTSC 검출기 2204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 없다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 2204의 출력 신호는 상기 기호 디코딩 선택기 28이 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22의 현재 중간 기호 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 1 상태에 놓이게 된다. 그러나, 만약, 상기 NTSC 검파기 2204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 있다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 2204의 출력 신호는 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 포스트코딩 콤필터 226의 현재 선택된 심볼 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 2 상태에 놓이게 된다.

도 5는 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤필터 320 및 상기 포스트코딩 콤필터 26의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤필터 326을 사용한 도 1의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 상기 NTSC-제거 콤필터 320에서는 아날로그 TV 신호의 두개의 수평 주사선의 주기와 거의 동일한 1368기호 주기의 지연을 나타내는 제 1 지연 장치 3201이 사용되고, 상기 포스트코딩 콤필터 326에서도 역시 1368 심볼 주기의 지연을 나타내는 제 2 지연기 3263이 사용된다. 상기 NTSC-제거 콤필터 320의 제 1 선형 콤바이너는 가산기 3202이고, 상기 포스트코딩 콤필터 326의 제 2 선형 콤바이너는 모듈로-8 감산기 3262이다. 상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 3261은 상기 DTV 수신기에서 공지된 각 데이터 필드의 첫번째 데이터 세그먼트 부분 중에 제 1 상태에 있는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 상기 데이터 필드의 첫번째 데이터 세그먼트 부분 중에 상기 멀티플렉서 3261에 입력 신호로서 인가되는 심볼 코드는 필요시 정정될 수 있다. 평상시에, 상기 멀티플렉서 3261의 제어 신호는 심볼 디코딩 결과가 못쓰게 될 가능성이 있는 데이터 슬라이싱 또는 트렐리스 디코딩 동작 중에 공급되는 표시가 없다면, 제 2 상태에 있게 된다. 특히, 데이터 세그먼트의 초기 부분 중에 그러한 표시가 공급되면, 상기 멀티플렉서 제어 신호는 1368 번째 후속 심볼 주기의 제 1 상태에 위치될 수 있다. 이것은 차동 부호화 방식을 특징으로 하는 장기 러닝 오류(long running error)의 예측에 도움을 준다.

감산기 3203은 상기 제 1 지연기 3201과 결합하여 NTSC-추출 필터 응답을 상기 감산기 3203의 출력 신호의 차로서 제공한다. NTSC 검출기 3204에 입력신호로서 공급되는 이 NTSC-추출 필터 응답은 상기 가산기 3202의 출력 신호의 합으로서 제공되는 상기 NTSC-제거 콤필터 320의 응답에 대해 상보적이고, 기저대로 싱크로다이닝되는 VSB DTV 신호의 파일럿 반송파 성분에서 발생된 직접 성분을 갖지 않는다. 만약, 상기 NTSC 검파기 3204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 없다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 3204의 출력 신호는 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22의 현재 중간 심볼 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 1 상태에 놓이게 된다. 그러나, 만약, 상기 NTSC 검출기 3204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 있다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 3204의 출력 신호는 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 포스트코딩 콤필터 326의 현재 선택된 심볼 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 2 상태에 놓이게 된다.

도 5의 NTSC-제거 콤필터 320은 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생되는 많은 복조 아티팩트를 억압하는 것 뿐만 아니라, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생되는 많은 복조 아티팩트를 억압하는 기능에 있어 매우 우수하다. 이들 아티팩트는 최고 에너지를 갖는 공동-채널 간섭이다. 두개의 주사선의 주기에 걸쳐 아날로그 TV 신호의 영상 내용속에 주사선-대-주사선 변경이 있는 경우를 제외하면, 상기 NTSC-제거 콤필터 320은 그 컬러와는 무관하게 그 영상 내용에 대한 상당히 양호한 억압기능을 제공한다. 아날로그 TV 신호의 FM 음성 반송파가 상기 심볼 싱크로나이저 및 등화기 회로 16의 트랙킹 제거 필터에 의해 억압되는 경우, 상기 FM 음성 반송파에 대한 억압 기능은 상당히 양호하다. 대부분의 아날로그 TV 컬러 버스트의 아티팩트 역시, 상기 NTSC-제거 콤필터 320에서 억압된다. 더욱이, 상기 NTSC-제거 콤필터 320에 의해 제공되는 필터링 기능은 트렐리스 디코딩과정 속에서 이루어지는 NTSC-간섭 제거에 대해 직교관계에 있다.

도 5에 도시된 도 1의 DTV 신호 수신기의 일부 회로에 대한 변형 실시예에서, 상기 멀티플렉서 3261은 상기 수신기의 메모리로부터 선택될 상기 DTV 신호 수신기에서 공지된 각 데이터 필드의 첫번째 데이터 세그먼트 부분에 대한 기호 코드의 정정을 허용하는 3-입력 멀티플렉서로 대체될 수 있다.

도 6은 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤필터 420 및 상기 포스트코딩 콤필터 26의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤필터 426을 사용한 도 1의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 상기 NTSC-제거 콤필터 420에서는 아날로그 TV 신호의 262개의 수평 주사선의 주기와 거의 동일한 179,208 심볼 주기의 지연을 나타내는 제 1 지연기 4201이 사용되고, 상기 포스트코딩 콤필터 426에서도 역시 179,208 심볼 주기의 지연을 나타내는 제 2 지연기 4263이 사용된다.

상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 4261은 현재 심볼 주기와 관련한 아날로그 TV 화소에 대한 필드-대-필드 움직임이 검출될 경우 제 1 상태에 있는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 평상시에, 상기 멀티플렉서 4261의 제어 신호는 심볼 디코딩 결과가 못쓰게 될 가능성이 있는 데이터 슬라이싱 또는 트렐리스 디코딩 동작 중에 공급되는 표시가 없다면, 제 2 상태에 있게 된다. 규정 횟수 만큼 상기 표시가 공급되면, 상기 멀티플렉서 제어 신호는 179,208 번째 후속 심볼 주기의 제 1 상태에 위치될 수 있다. 이것은 각각의 특정 아날로그 TV 화소의 복수-프레임 러닝 오류의 예측에 도움을 준다. 또한, 오류의 표시는 상기 DTV 수신기에서 공지된 각 데이터 필드의 첫번째 데이터 세그먼트 부분 중에 발생되고, 상기 제 2 지연기 4263에 의해 상기 지연 장치에 입력 신호로서 인가되는 심볼 코드는 필요시 정정될 수 있다.

감산기 4203은 상기 제 1 지연기 4201과 결합하여 NTSC-추출 필터 응답을 상기 감산기 4203의 출력 신호의 차로서 제공한다. NTSC 검출기 4204에 입력신호로서 공급되는 이 NTSC-추출 필터 응답은 상기 가산기 4202의 출력 신호의 합으로서 제공되는 상기 NTSC-제거 콤필터 420의 응답에 대해 상보적이고, 기저대로 싱크로다이닝되는 VSB DTV 신호의 파일럿 반송파 성분에서 발생된 직접 성분을 갖지 않는다. 만약, 상기 NTSC 검파기 4204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 없다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 4204의 출력 신호는 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22의 현재 중간 심볼 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 1 상태에 놓이게 된다. 그러나, 만약, 상기 NTSC 검출기 4204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 있다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 4204의 출력 신호는 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 포스트코딩 콤필터 426의 현재 선택된 심볼 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 2 상태에 놓이게 된다.

도 6의 NTSC-제거 콤필터 420은 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생되는 대부분의 복조 아티팩트를 억압할 뿐만 아니라, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생되는 모든 복조 아티팩트를 억압한다. 이들 아티팩트는 최고 에너지를 갖는 공동-채널 간섭이다. 또한, NTSC-제거 콤필터 420은 필드-대-필드 또는 선-대-선의 변경이 없는 아날로그 TV 신호의 영상 내용으로부터 야기되는 아티팩트를 억압함으로써, 그 수평 공간 주파수 또는 컬러와 무관한 정지 패턴이 제거된다. 대부분의 아날로그 TV 컬러 버스트의 아티팩트 역시, 상기 NTSC-제거 콤필터 420에서 억압된다.

도 7은 상기 NTSC-제거 콤필터 20의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤필터 520 및 상기 포스트코딩 콤필터 26의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤필터 526을 사용한 도 1의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 상기 NTSC-제거 콤필터 520에서는 아날로그 TV 신호의 두개의 프레임의 주기와 거의 동일한 718,200 심볼 주기의 지연을 나타내는 제 1 지연 장치 201이 사용되고, 상기 포스트코딩 콤필터 526에서도 역시 718,200 심볼 주기의 지연을 나타내는 제 2 지연기 5263이 사용된다. 가산기 5202는 상기 NTSC-제거 콤필터 520의 제 1 선형 콤바이너 5202로서의 기능을 수행하고, 모듈로-8 감산기 5262는 상기 포스트코딩 콤필터 526의 제 2 선형 콤바이너 5202로서의 기능을 수행한다.

상기 멀티플렉서 261의 한 변형된 구성의 멀티플렉서 5261은 현재 기호 주기와 관련한 아날로그 TV 화소에 대한 프레임-대-프레임 움직임이 검출될 경우 제 1 상태에 있는 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어된다. 평상시에, 상기 멀티플렉서 5261의 제어 신호는 심볼 디코딩 결과가 못쓰게 될 가능성이 있는 데이터 슬라이싱 또는 트렐리스 디코딩 동작 중에 공급되는 표시가 없다면, 제 2 상태에 있게 된다. 규정 횟수 만큼 상기 표시가 공급되면, 상기 멀티플렉서 제어 신호는 718,200 번째 후속 심볼 주기의 제 1 상태에 위치될 수 있다. 이것은 각각의 특정 아날로그 TV 화소의 복수-프레임 러닝 오류의 예측에 도움을 준다. 또한, 오류의 표시는 상기 DTV 수신기에서 공지된 각 데이터 필드의 첫번째 데이터 세그먼트 부분 중에 발생되고, 상기 제 2 지연기 5263에 의해 상기 지연 장치에 입력 신호로서 인가되는 심볼 코드는 필요시 정정될 수 있다.

감산기 5203은 상기 제 1 지연기 5201과 결합하여 NTSC-추출 필터 응답을 상기 감산기 5203의 출력 신호의 차로서 제공한다. NTSC 검출기 5204에 입력신호로서 공급되는 이 NTSC-추출 필터 응답은 상기 가산기 5202의 출력 신호의 합으로서 제공되는 상기 NTSC-제거 콤필터 520의 응답에 대해 상보적이고, 기저대로 싱크로다이닝되는 VSB DTV 신호의 파일럿 반송파 성분에서 발생된 직접 성분을 갖지 않는다. 만약, 상기 NTSC 검파기 5204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 없다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 5204의 출력 신호는 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22의 현재 중간 심볼 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 1 상태에 놓이게 된다. 그러나, 만약, 상기 NTSC 검출기 5204가 공동-채널 아날로그 TV 간섭 신호가 실질적인 레벨에 있다고 판단하면, 상기 NTSC 검출기 5204의 출력 신호는 상기 심볼 디코딩 선택기 28이 상기 포스트코딩 콤필터 526의 현재 선택된 심볼 디코딩 결과를 현재 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 조절하는 제 2 상태에 놓이게 된다.

도 7의 NTSC-제거 콤필터 520은 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생되는 모든 복조 아티팩트를 억압할 뿐만 아니라, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생되는 모든 복조 아티팩트를 억압한다. 이들 아티팩트는 최고 에너지를 갖는 공동-채널 간섭이다. 또한, NTSC-제거 콤필터 520은 두개 프레임상에서 변경되지 없는 아날로그 TV 신호의 영상 내용으로부터 야기되는 아티팩트를 억압함으로써, 그 공간 주파수 또는 컬러와 무관한 정지 패턴이 제거된다. 모든 아날로그 TV 컬러 버스트의 아티팩트 역시, 상기 NTSC-제거 콤필터 520에서 억압된다.

텔레비전 시스템 설계 분야에 숙련된 자들은 도 3내지 도 7에 도시된 것과 다른 타입의 NTSC-제거 필터의 설계에 이용될 수 있는 아날로그 TV 신호의 상관 및 반-상관의 다른 특성을 분명히 인식하게 될 것이다. 예컨대, 681 심볼 주기의 차동 지연 및 687 심볼 주기의 지연을 갖는 콤필터는 휘도 내용을 거의 갖지 않는 아날로그 TV 신호를 억압하는데 유용하게 사용될 수 있다. 이미 개시된 방식의 두개의 NTSC-제거 필터를 종속 접속하는 NTSC-제거 필터를 사용함으로써, 기저대 신호의 2N 레벨이 (8N-1) 데이터 레벨로 증가한다. 그러한 필터는 기호 디코딩 과정에 의해 랜덤 잡음 간섭에 대한 신호-대-잡음비율이 감소하는 단점에도 불구하고, 특히 좋지않은 공동-채널 간섭의 문제점을 극복하도록 요구될 수도 있다.

도 8은 각각 선행배치되는 NTSC-제거 콤필터 및, 각각 후속배치되는 포스트코딩 콤필터 및, 상기 NTSC-제거 콤필터와 상기 포스트코딩 콤필터사이에 각각 연결되는 짝수-레벨 데이터 슬라이서를 사용하여 다수의 기호 디코더를 병렬로 동작시키기 위해, 본 발명의 또다른 일면에 따라 구성된, 전술한 방식의 디지털 텔레비전 신호 수신기의 변형 실시예를 도시한 것이다. 도 8의 구성요소에 대한 식별 번호에 첨가된 접두어 A,B 및 C는 도 3내지 도 7의 구성요소에 도시된 것과 같은 수신기 부분이 이용되는 경우, 정수 1,2,3,4 및 5중 어느 하나에 대응하게 될 상이한 정수값이다. 상기 데이터 동기회로 18 및 상기 포스트코딩 콤필터 A26, B26 및 C26에 대한 그 제어 연결부는 도 1에 도시된 유형으로 구성되고, 반복 설명을 피하기 위해 도 8에서는 생략된다. 그 자체 판단 결정 능력이 없는 상기 심볼 디코딩 선택기 28은 심볼 디코딩 선택 회로 028로 대체된다. 상기 심볼 디코딩 선택 회로 028은 그 자체 판단 결정 능력을 지니며, 정확한 심볼 디코딩의 최상 평가를 상기 트렐리스 디코딩 회로 34에 공급한다.

제 1 방식의 NTSC 검출기 A204는 제 1 방식의 NTSC-제거 콤필터 A20이 아날로그 TV 신호로부터 발생된 공동-채널 간섭을 실질적으로 감소시키는데 유효할 것인지의 여부를 판단한다. 상기 NTSC 검출기 A204는 기호 레벨의 예상범위내에서 신호 엑스커션(signal excursions)을 제거하기 위해, 선형 콤바이너 A203으로부터 제 1 NTSC-추출 필터 응답을 제거해 낸다. 이때, 상기 제거된 응답의 에너지가 측정되어, 상기 제 1 방식의 NTSC-제거 필터 A20가 현재의 공동-채널 간섭을 감소시키는데 어느 정도 유효한지에 대한 표시를 발생하고, 이러한 표시는 상기 NTSC 검출기 A204로부터 상기 심볼 디코딩 선택 회로 028에 공급된다.

제 2 방식의 NTSC 검출기 B204는 제 2 방식의 NTSC-제거 콤필터 B20이 아날로그 TV 신호로부터 발생된 공동-채널 간섭을 실질적으로 감소시키는데 유효할 것인지의 여부를 판단한다. 상기 NTSC 검출기 B204는 기호 레벨의 예상범위내에서 신호 엑스커션을 제거하기 위해, 선형 콤바이너 B203으로부터 제 2 NTSC-추출 필터 응답을 제거해 낸다. 이때, 상기 제거된 응답의 에너지가 측정되어, 상기 제 2 방식의 NTSC-제거 필터 B20이 현재의 공동-채널 간섭을 감소시키는데 어느 정도 유효한지에 대한 표시를 발생하고, 이러한 표시는 상기 NTSC 검파기 B204로부터 상기 심볼 디코딩 선택 회로 028에 공급된다.

제 3 방식의 NTSC 검출기 C204는 제 3 방식의 NTSC-제거 콤필터 C20이 아날로그 TV 신호로부터 발생된 공동-채널 간섭을 실질적으로 감소시키는데 유효할 것인지의 여부를 판단한다. 상기 NTSC 검출기 C204는 기호 레벨의 예상범위내에서 신호 엑스커션을 제거하기 위해, 선형 콤바이너 C203으로부터 제 3 NTSC-추출 필터 응답을 제거해 낸다. 이때, 상기 제거된 응답의 에너지가 측정되어, 상기 제 3 방식의 NTSC-제거 필터 C20이 현재의 공동-채널 간섭을 감소시키는데 얼마나 유효한지에 대한 표시를 발생하고, 이러한 표시는 상기 NTSC 검출기C204로부터 상기 심볼 디코딩 선택 회로 028에 공급된다.

상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22는 중간 심볼 디코딩 결과를 상기 제 1 방식의 포스트코딩 콤필터 A26, 상기 제 2 방식의 포스트코딩 콤필터 B26 및 상기 제 3 방식의 포스트코딩 콤필터 C26에 공급한다. 짝수-레벨 데이터-슬라이서 A24는 상기 제 1 방식의 NTSC-제거 콤필터 A20의 응답을 상보 심볼 디코딩 결과로 변환하여 상기 제 1 방식의 포스트코딩 콤필터 A26에 인가한다. 짝수-레벨 데이터-슬라이서 B24는 상기 제 2 방식의 NTSC-제거 콤필터 B20의 응답을 상보 심볼 디코딩 결과로 변환하여 상기 제 2 방식의 포스트코딩 콤필터 B26에 인가한다. 짝수-레벨 데이터-슬라이서 C24는 상기 제 3 방식의 NTSC-제거 콤필터 C20의 응답을 상보 심볼 디코딩 결과로 변환하여 상기 제 3 방식의 포스트코딩 콤필터 C26에 인가한다.

상기 심볼 디코딩 선택 회로 028은 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22, 상기 제 1 방식의 포스트코딩 콤필터 A26, 상기 제 2 방식의 포스트코딩 콤필터 B26 및 상기 제 3 방식의 포스트코딩 콤필터 C26으로부터 공급되는 심볼 코드를 폴링(polling)하기 위한 보우팅(voting) 회로를 구비한다. 만약, 이들 4개의 심볼 디코딩 결과가 모두 일치하면, 그 일치된 심볼 디코딩 결과는 상기 트렐리스 디코더 회로 34에 공급된다. 만약, 상기 홀수-레벨 데이터 슬라이서 22, 상기 제 1 방식의 포스트코딩 콤필터 A26, 상기 제 2 방식의 포스트코딩 콤필터 B26 및 상기 제 3 방식의 포스트코딩 콤필터 C26으로부터 공급되는 심볼 디코딩 결과가 일치하지 않으면, 상기 보우팅 회로에 의해 간단한 보우팅 과정이 수행됨으로써, 오류발생의 가능성이 적은 디코딩 결과를 선택할 수 있다.

만약, 상기 보우팅 회로에서 가중 보우팅 과정이 후속하여 수행되는 경우, 보다 정확한 심볼 디코딩 결과가 얻어질 것이다. 보우팅의 가중치는 상기 NTSC 검파기 A204, B204 및 C204에서 공급된 상기 표시에 의해서만 결정될 수 있다. 그 결과로 인해, 상기 트렐리스 디코더 회로 34를 반복할 필요성이 제거된다. 이러한 과정은 디코딩 결과의 변경을 고려하여 수정됨으로써, 만약, 상기 보우팅 과정에서의 디코딩 결과가 다수의 다른 기호 디코딩 회로에 의해 일치된 디코딩 결과에서 일탈하는 경우, 상기 보우팅 과정에서의 디코딩 결과의 가중치가 감소된다.

상기 트렐리스 디코더 회로 34는 반복될 수 있고, 심볼 디코딩 결과의 최상의 평가를 추가로 정립하기 위해, 여러가지 기호 디코딩 결정의 상대적 성공이 비교될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 이것은 디지털 하드웨어의 수가 상당히 많다는 것을 의미한다.

심볼 디코딩 결과의 최상 평가는 도 8의 디지털 수신기 장치의 변형예에서 상기 포스트코딩 콤필터 A26, B26 및 C26의 가산 과정을 정정하기 위해 사용된다.

도 8의 디지털 수신기 장치는 각각 선행배치되는 NTSC-제거 콤필터 및, 각각 후속배치되는 포스트코딩 콤필터 및, 상기 NTSC-제거 콤필터와 상기 포스트코딩 콤필터사이에 각각 연결되는 짝수-레벨 데이터 슬라이서의 종속 접속에 의해 각각 수행되는 추가의 병렬 데이터-슬라이싱 동작을 사용하기 위해 또다른 변형예에서 수정될 수 있다.

각각의 추가 NTSC-제거 필터는 상기 NTSC-제거 필터가 아날로그 TV 신호에서 발생된 공동-채널 간섭을 억압함에 있어 유효할 것인지의 여부를 판단하기 위한 추가 공동-채널 간섭 검파기에 제공된다. 도 8에는 두가지의 추가 병렬 데이터-슬라이싱 동작이 도시되는 반면, 또다른 병렬 데이터-슬라이싱 동작을 이용하기 위한 변형 실시예는 정확한 심볼 디코딩 결과의 최상 평가를 정립할 수 있는 능력을 제공할 수 있다.

상기 제 1 방식의 NTSC-제거 콤필터 A20 및 상기 제 1 방식의 포스트코딩 콤필터 A26 회로는 도 7의 NTSC-제거 콤필터 520 및 포스트코딩 콤필터 526 회로와 같은 방식으로 구성되도록 선택되는 것이 유리하다. 아날로그 TV 동기 펄스, 등화 펄스 및 컬러 버스트에 응답하여 발생되는 고-에너지 복조 아티팩트는 모두 상기 NTSC-제거 콤필터 A20이 교호 영상 프레임을 차동 조합하는 경우에 억압된다. 또한, 두개의 프레임에 걸쳐 변경되지 않는 아날로그 TV 신호의 영상 내용으로부터 발생된 아티팩트가 억압됨으로써, 그 공간 주파수 또는 컬러와는 무관한 정지 패턴이 제거된다.

복조 아티팩트를 억압하는데 따른 나머지 문제점은 주로 아날로그 TV 신호 래스터내의 어떤 화소 위치에서의 프레임-대-프레임 차로부터 발생되는 복조 아티팩트를 억압하는 것과 관련이 있다. 이들 복조 아티팩트는 프레임내 필터링 기술에 의해 억압될 수 있다.

상기 제 2 방식의 NTSC-제거 콤필터 B20 및 상기 제 2 방식의 포스트코딩 콤필터 B26 회로는 수평 방향으로의 상관성에 따라 잔여 복조 아티팩트를 억압할 수 있도록 선택될 수 있고, 상기 제 3 방식의 NTSC-제거 콤필터 C20 및 상기 제 3 방식의 포스트코딩 콤필터 C26 회로는 수직 방향으로의 상관성에 따라 잔여 복조 아티팩트를 억압할 수 있도록 선택될 수 있다. 어떻게 그같은 설계 결정이 추가로 이루어질 수 있는지를 고려해 본다.

공동-채널 간섭 아날로그 TV 신호의 음성 반송파는 상기 SAW 필터 6에 의해 억압되기 때문에, 상기 제 2 방식의 NTSC-제거 콤필터 B20 및 상기 제 2 방식의 포스트코딩 콤필터 B26 회로는 도 4의 NTSC-제거 콤필터 220 및 포스트코딩 콤필터 226 회로와 같은 방식으로 구성되도록 선택되는 것이 유리하다.

상기 NTSC-제거 콤필터 C20 및 상기 포스트코딩 콤필터 C26의 회로에 대한 최적의 선택은 (간섭 아날로그 TV 신호의 필드 인터레이스를 고려하여) 상기 NTSC-제거 콤필터 C20의 현재 주사선과 결합되도록 이전 필드의 공간 근접 주사선을 선택할 것인지 아니면, 동일 필드의 임시 근접 주사선을 선택할 것인지의 여부를 선택해야 하기 때문에, 간단하지가 않다. 상기 동일 필드의 임시 근접 주사선을 선택하는 것은 일반적으로, 최선의 선택이 될수 있는데, 그 이유는 필드간의 점프 컷(jump cuts)이 상기 콤필터 C20에 의한 NTSC 제거에 악영향을 미칠 가능성이 적기 때문이다. 그러한 선택의 결과로, 상기 NTSC-제거 콤필터 C20 및 상기 포스트코딩 콤필터 C26의 회로는 도 5의 상기 NTSC-제거 콤필터 320 및 상기 포스트코딩 콤필터 326의 회로와 유사한 방식으로 구성된다. 한편, 상기 선택과 다른 선택의 결과로, 상기 NTSC-제거 콤필터 C20 및 상기 포스트코딩 콤필터 C26의 회로는 도 6의 상기 NTSC-제거 콤필터 420 및 상기 포스트코딩 콤필터 426의 회로와 유사한 방식으로 구성된다.

도 8의 디지털 수신기 장치는 추가 병렬 데이터-슬라이싱 동작을 사용하기 위한 또다른 변형예에서 수정된다. 추가 병렬 데이터-슬라이싱 동작으로 인해, 상기 NTSC-제거 콤필터 C20 및 상기 포스트코딩 콤필터 C26의 회로는 예컨대, 도 5의 상기 NTSC-제거 콤필터 320 및 상기 포스트코딩 콤필터 326의 회로와 유사한 방식으로 구성될 수 있는 한편, 도 6의 상기 NTSC-제거 콤필터 420 및 상기 포스트코딩 콤필터 426의 회로와 유사한 방식의 또다른 NTSC-제거 콤필터 및 포스트코딩 콤필터 회로의 사용이 허용된다. 또한, 추가 병렬 데이터-슬라이싱 동작으로 인해, 681 심볼 주기의 차동 지연 및 687 심볼 주기의 지연을 갖는 NTSC-제거 콤필터 및 상기 포스트코딩 콤필터가 휘도 내용을 거의 갖지 않는 아날로그 TV 신호를 억압하는데 사용될 수 있다.

도 9는 상기 제 1 SAW 필터 6이 5.7 MHz의 대역폭용이라고 가정할 때, 도 1 또는 도 8에 사용되는 것과 같은 복수 변환 방식의 디지털 텔레비전 신호 수신기의 제 1 검출기에 자동 미조정(AFT)이 어떻게 인가되는지를 개략적으로 나타낸 블록도이다. 상기 제 1 변환기에 의해 공급되는 제 1 중간 주파수 신호가 상기 제 1 SAW 필터 6의 음성 트랩과 정확히 정렬될 수 있도록 하기 위해서는 AFT가 절대 필요하다. 도 9에는 무선-주파(RF) 증폭기 21 및 제 1 국부 발진기 23을 포함하고, 트랙킹 조절가능한 동조기능을 구비한 DTV 수신기 튜너 및 제 1 변환기 2가 도시된다. 또한, 도 9에는 제 1 IF 신호 및 그 영상을 발생시키기 위해, 상기 RF 증폭기 21의 응답과 상기 제 1 국부 발진기 23의 발진신호를 배가 혼합하기 위한 제 1 믹서 25를 포함하는 DTV 수신기 튜너 및 제 1 변환기 2가 도시된다. 광대역 결합 네트워크(도시 생략)는 상기 제 1 IF 신호를 입력신호로서 상기 제 1 IF 증폭기 4에 결합시키지만, 그 영상은 결합시키지 않는다. 상기 제 1 국부 발진기 23은 전기 미조정 제어 신호에 응답하여 미조정될 수 있는 방식으로 구성된다. 협대역 필터 27은 상기 제 2 IF 증폭기 12가 자동 미조정(AFT) 검파기 29에 공급하는 증폭된 제 2 IF 신호의 파일럿 반송파 성분을 선택하고, 상기 자동 미조정(AFT) 검출기 29는 상기 제 1 국부 발진기 23에 전기 미조정 제어 신호를 공급하여 AFT 피드백 제어 루프를 완료한다. 상기 AFT 검출기 29는 영상 반송파 주파수보다는 DTV 파일럿 반송파 주파수에 대해 동조되는 것을 제외하고, 아날로그 TV 수신기에 사용되는 AFT 검파기와 유사하다.

상기 AFT 검출기 29에 의해 발생된 오류 신호가 VHF 증폭된 제 2 IF 신호에 응답하여 상기 제 1 SAW 필터 6에 공급되는 UHF 증폭된 제 1 IF 신호를 적절히 조정하는 순서대로, NTSC 음성 신호가 상기 제 1 SAW 필터 6의 음성 트랩과 적절히 정렬될 수 있도록, 상기 제 1 IF 신호와 상기 제 2 IF 신호간의 오프셋은 일정해야 한다. 이러한 필요요건을 달성하기 위해, 고정 주파수 발진 신호를 상기 제 2 변환기 8에 포함된 상기 제 2 믹서 85에 공급하도록, 수정-제어 제 2 국부 발진기 83이 상기 제 2 변환기 8에 포함된다. 상기 제 2 믹서 85는 이들 고정-주파수 발진 신호를, 상기 제 2 IF 신호를 발생시키는 헤테로다이닝 과정에서 증폭된 제 1 IF 신호에 대한 상기 SAW 필터 6의 응답과 배가 혼합하여 상기 SAW 필터 10에 인가하고, 상기 제 2 IF 신호의 주파수는 상기 제 2 국부 발진기 83에서 상기 믹서 85로 공급된 발진 신호의 고정 주파수만큼 상기 증폭된 제 1 IF 신호로부터 오프셋된다.

전술한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비전 신호의 에너지를 감소시키기 위해 데이터 슬라이싱 과정이전에 콤필터가 사용되는 경우, 상기 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 상기 주파수-변조 음성 반송파 성분을 억압하기 위한 IF 증폭기 회로의 필터는 상기 콤필터에 대한 필터링 요건을 완화시켜 준다. 따라서, 주로 공동-채널 간섭 NTSC 텔레비전 신호의 영상 성분을 억압하는 콤필터가 이용될 수 있다. 특히, 6 기호 주기만큼 차동 지연되는 데이터를 가산 조합하는 콤필터는 공동-채널 간섭 NTSC 텔레비전 신호의 영상 성분의 에너지를 감소시키기 위해 이용될 수 있다.

지금까지, 특정 실시예와 관련하여 본 발명이 설명되었지만, 상기 본 발명에 대한 개시는 단지 본 발명의 적용예에 불과한 것이고, 본 발명을 수행하기 위한 최상 모드로서 본 명세서에 개시된 특정 실시예에 국한되는 것은 아니다.

또한, 하기 특허청구의 범위에 의해 마련되는 본 발명의 정신이나 분야를 일탈하지 않는 범위내에서 본 발명이 다양하게 개조 및 변경될 수 있다는 것을 당업계에서 통상의 지식을 가진자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다.

Claims (24)

1. 규정된 시간 길이의 심볼 주기를 각각 가지며, 진폭-변조 영상 반송파 및 주파수-변조 음성 반송파를 갖는 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트를 수반하기 쉬운 2N-레벨 심볼 스트림으로 구성되는 디지털 텔레비전 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비전 신호 수신기에 있어서,

   상기 디지털 텔레비전 신호에 응답하는 중간-주파수 신호를 발생하기 위한 튜너 및 변환 회로와;

   상기 2N-레벨 심볼 스트림을 재생하기 위한, 상기 중간-주파수 신호에 응답하는 진폭 검출기와;

   상기 진폭 검출기에 의해 재생되는 상기 2N-레벨 심볼 스트림의 상기 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비전 신호의 상기 주파수-변조 음성 반송파의 아티팩트를 억압할 수 있도록, 상기 중간-주파수 신호의 대역폭을 결정하기 위한 대역 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 진폭 검출기에 의해 재생되는 상기 2N-레벨 심볼 스트림을 수신하고 진폭 및 위상 등화 응답을 상기 2N-레벨 심볼 스트림에 공급하도록 연결되는 심볼 동기화 및 등화기 회로와;

   상기 진폭-변조 영상 반송파의 아티팩트를 억압하기 위해 상기 등화 응답을선택적으로 콤필터링하는 회로와;

   상기 콤필터링된 상기 등화 응답에 응답하는 적어도 하나의 데이터 슬라이서를 포함하는 심볼 디코딩 회로를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 대역 필터는 상기 주파수-변조 음성 반송파의 상기 아티팩트가 입력 신호로 나타날 때 상기 아트팩트에 대한 트랩을 가지고 있고, 상기 디지털 텔레비전 신호에 대한 평탄한 진폭 응답을 가지며, 상기 디지털 텔레비전 신호에 대한 선형 위상 응답을 갖는 표면 음향파 필터임을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 진폭 검출기에 의해 재생되는 상기 2N-레벨 심볼 스트림을 수신하고 진폭 및 위상 등화 응답을 상기 2N-레벨 심볼 스트림에 공급하도록 연결되는 심볼 동기화 및 등화기 회로와;

   상기 진폭-변조 영상 반송파의 아티팩트를 억압하기 위해 상기 등화 응답을선택적으로 콤필터링하는 회로와;

   상기 콤필터링된 상기 등화 응답에 응답하는 적어도 하나의 데이터 슬라이서를 포함하는 심볼 디코딩 회로를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
5. 규정된 시간 길이의 심볼 주기를 각각 가지며, 진폭-변조 영상 반송파 및 주파수-변조 음성 반송파를 갖는 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트를 수반하기 쉬운 2N-레벨 심볼 스트림으로 구성되는 디지털 텔레비전 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비전 신호 수신기에 있어서,

   초고주파(UHF) 텔레비전 방송 채널 위의 전자기파 주파수 스펙트럼의 일부분에 위치한 제 1 중간-주파수 대역 내에 놓인 제 1 중간-주파수 신호를 포함하는 제 1 주파수-변환 결과 신호를 얻기 위해, 선택된 채널을 주파수-변환하는 제 1 주파수-변환 회로를 포함하는, 주파수 대역의 상이한 위치에 있는 채널중 하나를 선택하기 위한 튜너와;

   증폭된 제 1 중간-주파수 신호를 공급하기 위해, 상기 제 1 중간-주파수 신호를 증폭하는 제 1 중간-주파 증폭기와;

   초단파(VHF) 텔레비전 방송 채널 아래의 전자기파 주파수 스펙트럼의 일부분에 위치한 제 2 중간-주파수 대역 내에 놓인 제 2 중간-주파수 신호를 포함하는 제 2 주파수-변환 결과 신호를 얻기 위해, 상기 증폭된 제 1 중간-주파수 신호를 주파수-변환하는 제 2 주파수-변환 회로와;

   증폭된 제 2 중간-주파수 신호를 공급하기 위해, 상기 제 2 중간-주파수 신호를 증폭하는 제 2 중간-주파 증폭기와;

   상기 2N-레벨 심볼을 포함하는 기저대 신호를 검출하기 위해, 상기 증폭된 제 2 중간-주파수 신호의 진폭 변조에 응답하는 진폭 변조 검출기와;

   상기 2N-레벨 심볼에 응답하는 중간 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해, 상기 기저대 신호를 데이터-슬라이싱하는 제 1 데이터-슬라이서와;

   상기 선택된 채널의 저역 주파수 한계에서부터 상기 선택된 채널의 고역 주파수 한계 아래의 약 300 KHz까지 연장분포되는 디지털 텔레비전 신호 전송으로부터 주파수 변환되는 상기 제 2 중간-주파수 신호의 일부에 대해 상기 증폭된 제 2 중간-주파수 신호로 하여금 응답하도록 하고, 상기 선택된 채널의 고역 주파수 한계 아래의 약 300 kHz에서부터 상기 선택된 채널의 저역 주파수 한계까지 연장분포되는 디지털 텔레비전 신호 전송으로부터 주파수 변환되는 상기 제 2 중간-주파수 신호의 일부에 대한 상기 증폭된 제 2 중간-주파수 신호의 실질적인 응답을 억압하기 위한 것으로서, 상기 제 1 데이터-슬라이서에 의한 상기 기저대 신호의 상기 데이터-슬라이싱 동작에 미치는 영향을 방지하기 위해 어떠한 공동-채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비전 신호의 주파수-변조 음성 반송파를 제거하는 대역 통과 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 대역 통과 필터는 상기 제 2 주파수-변환 회로에 선행배치되는 제 1 표면 음향파 필터에 의해 결정되는 대역폭을 갖는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 제 1 주파수-변환 회로는, 전기적인 미조정 신호에 응답하여 미조정되는 제 1 국부 발진 신호를 공급하기 위한 제 1 국부 발진기와;

   상기 제 1 주파수-변환 결과 신호를 발생시키기 위해 상기 제 1 국부 발진 신호와 상기 선택된 채널을 배가 혼합하는 제 1 믹서를 포함하고,

   상기 제 2 주파수-변환 회로는, 고정 주파수의 제 2 국부 발진 신호를 공급하기 위한 제 2 국부 발진기와;

   상기 제 2 주파수-변환 결과 신호를 발생시키기 위해 상기 제 2 국부 발진 신호와 상기 제 1 음향파 필터에 의해 결정된 대역폭을 갖는 상기 증폭된 제 1 중간-주파수 신호를 배가 혼합하는 제 2 믹서를 포함하고,

   상기 디지털 텔레비전 신호 수신기는, 상기 증폭된 제 2 중간-주파수 신호의 파일럿 반송파 성분을 분리시키기 위한 대역폭 필터와;

   상기 제 1 국부 발진 신호의 주파수를 미조정하기 위해 상기 제 1 국부 발진기에 인가되는 상기 전기 미조정 신호를 발생하도록, 상기 증폭된 제 2 중간-주파수 신호의 상기 분리된 파일럿 반송파 성분에 응답하는 자동 미조정 검출기를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
8. 제 6 항에 있어서,

   상기 제 2 중간-주파 증폭기에 인가하기 위해 상기 제 2 중간 주파수 대역내에 위치하는 상기 제 2 주파수-변환 회로 응답의 일부를 입력 신호로서 선택하는 제 2 표면 음향파 필터를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
9. 제 5 항에 있어서,

   입력 신호로서 상기 제 1 데이터 슬라이서에 인가되는 상기 기저대 신호에 대해 동작하는 심볼 동기화 및 등화기 회로를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
10. 제 5 항에 있어서,

    제 1 지연 기저대 신호를 발생시키기 위해, 규정된 제 1 수의 상기 심볼 주기의 지연을 나타내도록 상기 제 1 데이터 슬라이서에 인가되는 상기 기저대 신호에 응답하게끔 연결되는 제 1 지연기와;

    어떤 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 상기 아티팩트가 억압되는 제 1 콤필터 응답을 제공하는 (4N-1)-레벨 심볼의 제 1 스트림을 출력 신호로 발생시키기 위해, 상기 제 1 데이터 슬라이서에 입력신호로서 인가되는 것과 같은 상기 제 1 지연 기저대와 상기 기저대 신호를 선형 조합하여, 차동 지연된 기저대 신호를 제 1 및 제 2 입력 신호로서 각각 수신하는 제 1 선형 콤바이너와;

    각각의 출력 신호를 공급하기 위해 수신된 제 1 및 제 2 입력 신호들을 선형 조합하는 제 2 선형 콤바이너와 (여기서, 상기 제 1 선형 콤바이너와 상기 제 2 선형 콤바이너 중 하나는 가산기이고, 나머지 다른 하나는 감산기임);

    상기 제 2 선형 콤바이너에 상기 각각의 제 1 입력 신호로서 인가되는 제 1 상보 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해, 상기 제 1 선형 콤바이너로부터 각 출력 신호로서 공급되는 상기 (4N-1)-레벨 심볼의 제 1 스트림을 디코딩하는 제 2 데이터 슬라이서와;

    상기 중간 심볼 디코딩 결과를 제 1 입력 신호로서 수신하고, 상기 제 2선형 콤바이너의 출력 신호를 제 2 입력 신호로서 수신하여, 제 1 멀티플렉서 제어 신호에 응답하여 선택되는 상기 제 1 입력 신호 및 상기 제 2 입력 신호 중 하나를 출력 신호로서 재생하는 것으로서, 상기 출력 신호는 적어도 수시로 최종 심볼 디코딩 결과로서 사용되는 2-입력 제 1 멀티플렉서와;

    상기 제 2 선형 콤바이너의 상기 제 2 입력 신호를 발생시키기 위해, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기만큼 상기 제 1 멀티플렉서의 출력 신호를 지연하도록 연결되는 제 2 지연기를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
11. 제 10 항에 있어서, 상기 중간 심볼 디코딩 결과 및 상기 제 1 멀티플렉서의 상기 출력 신호를 포함하는 추정된 심볼 디코딩 결과로부터 선택되는 것과 같이 최종 심볼 디코딩 결과를 공급하는 심볼 디코딩 선택기 회로를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
12. 제 10 항에 있어서, 상기 제 1 선형 콤바이너는 감산기이고, 상기 제 2 선형 콤바이너는 모듈로-2N 가산기인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
13. 제 12 항에 있어서, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기는 12인 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
14. 제 13 항에 있어서, 상기 제 1 멀티플렉서의 제어신호는 상기 제 1 멀티플렉서가 데이터 세그먼트 동기 시퀀스에 후속하는 각 데이터 세그먼트의 첫번째 12 심볼 주기동안 상기 중간 심볼 디코딩 결과를 출력 신호로서 재생하도록 조절하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
15. 제 10 항에 있어서, 상기 제 1 선형 콤바이너는 가산기이고, 상기 제 2 선형 콤바이너는 모듈로-2N 감산기인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
16. 제 15 항에 있어서, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기는 6인 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
17. 제 15 항에 있어서, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기는 상기 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 두개의 수평 주사선의 심볼 주기 수와 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
18. 제 15 항에 있어서, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기는 1,386인 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
19. 제 15 항에 있어서, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기는 상기 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 162 개의 수평 주사선의 심볼 주기 수와 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
20. 제 15 항에 있어서, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기는 179,208인 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
21. 제 15 항에 있어서, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기는 상기 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 두개의 영상 프레임의 심볼 주기 수와 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
22. 제 15 항에 있어서, 상기 규정된 제 1 수의 심볼 주기는 718,200인 것을 특징으로 하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
23. 제 10 항에 있어서, 상기 디지털 텔레비전 신호 검출기로부터 공급되는 상기 2N-레벨 심볼 스트림이, 상기 제 1 콤필터 응답에서 억압될 수 있고 상기 2N-레벨 심볼 스트림을 디코딩 하는 상기 제 1 데이터 슬라이서를 방해할 정도로 강한 에너지 레벨을 갖는 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트를 언제 수반하는지에 관한 표시를 발생하도록 연결되는 NTSC 검출기를 추가로 구비하고, 상기 발생된 표시는 상기 심볼 디코딩 선택기 회로에 공급되어, 상기 NTSC 검출기가 상기 디지털 텔레비전 신호 검출기로부터 공급되는 상기 2N-레벨 심볼 스트림이, 상기 제 1 콤필터 응답에서 억압될 수 있고 상기 강한 에너지 레벨을 갖는 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트를 수반한다는 현재 표시를 발생시키지 않는 경우에만 상기 중간 심볼 디코딩 결과를 상기 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하도록 구성됨을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.
24. 제 10 항에 있어서,

    제 2 지연 기저대 신호를 발생하도록, 상기 규정된 제 2 수의 심볼 주기의 지연을 나타내기 위해 상기 제 1 데이터 슬라이서에 입력 신호로서 인가되는 것과 같은 상기 기저대 신호에 응답하게끔 연결되는 제 3 지연기와;

    출력 신호로서 어떤 공동-채널 간섭 아날로그 텔레비전 신호의 아티팩트가 억압되는 제 2 콤필터 응답을 제공하는 (4N-1)-레벨 심볼의 제 2 스트림을 발생시키기 위해, 상기 제 1 데이터 슬라이서에 입력신호로서 인가되는 것과 같은 상기 제 2 지연 기저대와 상기 기저대 신호를 선형 조합하고, 차동 지연된 기저대 신호를 제 1 및 제 2 입력 신호로서 수신하는 제 3 선형 콤바이너와;

    각각의 출력 신호를 공급하기 위해 수신된 제 1 및 제 2 입력 신호들을 선형 조합하는 제 4 선형 콤바이너와(여기서, 상기 제 3 선형 콤바이너와 상기 제 4 선형 콤바이너중 하나는 가산기이고, 나머지 다른 하나는 감산기임);

    상기 제 4 선형 콤바이너에 상기 각 제 1 입력 신호로서 인가되는 제 2 상보 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해, 상기 제 3 선형 콤바이너로부터 각 출력 신호로서 공급되는 상기 (4N-1)-레벨 심볼의 제 2 스트림을 디코딩하는 제 3 데이터 슬라이서와;

    상기 중간 심볼 디코딩 결과를 제 1 입력 신호로서 수신하고, 상기 제 4선형 콤바이너의 출력 신호를 제 2 입력 신호로서 수신하고, 제 2 멀티플렉서 제어 신호에 응답하여 선택되는 것과 같이 상기 제 1 입력 신호 및 상기 제 2 입력 신호 중 하나를 출력 신호로서 재생하되, 상기 출력 신호는 상기 추정된 심볼 디코딩 결과 중 또다른 하나로서 상기 심볼 디코딩 선택기에 공급되도록 구성된 2-입력 제 2 멀티플렉서와;

    상기 제 4 선형 콤바이너의 상기 제 2 입력 신호를 발생시키기 위해, 상기 규정된 제 2 수의 심볼 주기만큼 상기 제 2 멀티플렉서의 출력 신호를 지연하도록 연결되는 제 4 지연기를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호 수신기.

Images