KR100392681B1 - 복수 데이터 세그먼트 프레임 헤더에 ｇｃｒ 성분을 갖는 ｄｔｖ용 신호 포맷 방법 및 이러한 신호용 수신기 장치 - Google Patents

복수 데이터 세그먼트 프레임 헤더에 ｇｃｒ 성분을 갖는 ｄｔｖ용 신호 포맷 방법 및 이러한 신호용 수신기 장치 Download PDF

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Abstract

DTV 신호는 2개의 NTSC 수평 주사 라인의 구간만큼 상이하게 지연된 상보적인 제1 및 제2 고스트 소거 기준 신호(41, 42)를 포함하는 복수의 데이터 세그먼트 프레임 헤더[도 3의 (A)-(D)]를 갖는다. 이러한 DTV 신호용 수신기는 콤 필터링 후 등화기 응답에 동작하는 컴퓨터(26)에 의해 계산된 커널 가중치를 갖는 기저대역 심볼 코드에 대해 적응 등화기(11)를 갖는다. 콤 필터(30)는 컴퓨터(26)에 공급되는 콤 필터링 등화기 응답에 동일 채널 NTSC 간섭의 인조 잡상을 제거하기 위해 2개의 NTSC 수평 주사 라인의 구간만큼 상이하게 지연되는 등화기 응답을 결합한다. 이는 심볼간 간섭을 간섭하기 위해 등화에 대한 이러한 인조 잡상의 바람직하지 않은 영향을 감소한다.

Description

복수 데이터 세그먼트 프레임 헤더에 ＧＣＲ 성분을 갖는 ＤＴＶ용 신호 포맷 방법 및 이러한 신호용 수신기 장치{METHOD OF FORMATTING SIGNAL FOR DTV WITH GCR COMPONENTS IN PLURAL-DATA-SEGMENT FRAME HEADERS AND RECEIVER APPARATUS FOR SUCH SIGNAL}
멀티-패스 수신에 의해 수신기에서 발견되는 베이스밴드 신호에 있어서의 왜곡은 비록 왜곡이 DTV에 의해 방송되는 화상의 시청자에게 고스트상으로서 보여지지 않더라도, NTSC 아날로그 텔레비전 송신뿐만 아니라 디지털 텔레비전(DTV:digital television) 송신에 있어서 문제가 된다. 더욱이 이 왜곡은 심볼 코딩을 이진 코드군으로 변환하는데 사용되는 데이터-슬라이싱 처리에 있어서 에러를 발생시킨다. 만일 이들 에러가 실제로 너무 자주 발생하면, DTV 수신기의 에러 정정 능력은 저하되고, 텔레비전 화상에 치명적인 결함을 가져온다. 이러한 치명적인 결함이 드물게 발생하다 하더라도 가장 최근에 전송된 양호한 TV 화상을 정지(freezing)함으로써 일정 정도까지 은폐할 수 있지만, TV 화상이 상당량의 동영상(motion content)을 포함한다면 이러한 은폐는 덜 만족스럽다. DTV 수신기는 멀티패스 수신에 의해 발생하는 왜곡을 억압하기 위해 적응 등화기(adaptiveequalizer)를 사용하는데, 이러한 등화기는 NTSC 텔레비전 수신기에 이미 사용되는 것과 유사하다. 이 적응 등화기는 주신호가 수신되기 전에 수신되는 "프리-고스트"로 알려진 멀티패스 신호를 감소하고, 주신호가 수신된 후에 수신되는 "포스트-고스트"로 알려진 멀티패스 신호를 감소하기 위해 적절한 전자소자(electronics)에 의해 조정될 수 있는 커널 가중치(kernel weights)를 갖는 디지털 필터이다.
몇가지 형태의 적응 등화기가 공지되어 있다. 적응 등화기는 수백 스테이지 길이의 수비트폭의 디지털 시프트 레지스터 및 가중치화된 총량에 포함되기 위한 각 커널 가중치에 의해 해당 스테이지의 내용을 가중치화하기 위한 각 스테이지에 대한 각각의 4-사분(quadrant) 디지털 멀티플라이어로 구성된 유한 임펄스 응답(FIR) 디지털 필터가 될 수 있다. 그러나, 커널 가중치의 대다수는 무시할 수 있는 정도의 값이기 때문에, 이러한 직접적인 방법은 디지털 하드웨어를 낭비하게 된다. 당업자에 의해 현재 선호되는 적응 등화기는 주신호의 대략 수마이크로초 전에 발생하는 프리-고스트의 소거, 주신호의 대략 수마이크로초 후에 발생하는 포스트-고스트의 소거, 및 주신호에 거의 맞추어 발생하지만 그 주신호의 진폭 및 위상 특성에 바람직하지 않은 정도로 영향을 미치는 소위 "마이크로-고스트"의 소거와 같은 특화된 기능을 갖는 디지털 필터의 단계들(캐스케이드)을 포함한다. 전술한 2가지 형태의 디지털 필터는 "등화기"로서 종종 불리우는, 특정 기능을 갖는 나머지 이러한 형태의 디지털 필터와 구별하여 종종 "고스트 소거 필터"로서 부르지만, 본 명세서에서는 "등화기"는 이러한 모든 종류의 디지털 필터를 포함하는 일반적인 의미로 사용된다.
ATSC(Advanced Television System Committee)에 의해 1995년 9월 16일 발표된 디지털 고화질 텔레비전(HDTV) 신호에 대한 표준이 미국에서 디지털 텔레비전(DTV) 신호의 지상 방송에 대한 사실상 표준으로서 현재 인정받고 있다. 상기 표준에서 데이터는 313 시간-연속(consecutive-in-time) 데이터 세그먼트 또는 데이터 라인을 각각 포함하는 시간-연속 데이터 필드가 연속하여 전송된다. 이 데이터는 데이터 필드로 배열되는 동안 52-데이터-세그먼트(inter-segment) 컨볼루셔널 바이트 인터리버(interleaver)에 의해 랜덤화 및 인터리빙된다. 각 데이터 세그먼트는 +S, -S, -S 및 +S의 연속적인 값을 갖는 4개의 심볼의 데이터 세그먼트 동기 코드 그룹이 선행한다. +S값은 최대 양의 데이터 편위값(excursion) 이하의 하나의 레벨이고, -S값은 최대 음의 데이터 편위값 이상의 하나의 레벨이다. 데이터 세그먼트는 각각 77.3 마이크로초 주기를 가지며, 약 10.76 MHz의 심볼 레이트에 대해 데이터 세그먼트당 832 심볼이 있다. 각 데이터 필드의 처음 라인은 채널 등화 및 멀티패스 억압 절차를 위해 트레이닝 신호를 코딩하는 데이터 필드 동기(DFS) 코드 그룹이다. 각 데이터 필드의 나머지 라인들은 리드 솔로몬 순방향 에러 정정 코딩되어 있다. 그러면, 공중파(OTA:over-the-air) 방송에서 에러 정정 코딩된 데이터는 코딩되지 않은 1비트를 갖는 2/3 레이트로 천공된 12개의 인터리빙된 트렐리스 코드를 사용하여 트렐리스 코딩된다. 트렐리스 코딩의 결과물은 8-레벨 1차원적 구조의 심볼 코딩에서 공중파 전송을 위해 3비트 그룹으로 나누어지는데, 공중파 전송은 트렐리스 코딩 절차와는 구분된 심볼 프리-코딩 없이 행해진다. 트렐리스 코딩은 ATSC 표준에서 제안한 유선 텔레비전 방송에서 사용되지 않는다. 에러 정정 코딩된 데이터는 16-레벨 1차원적 구조 심볼 코딩으로서 전송을 위해 4비트 그룹으로 나누어지며, 이 전송은 프리코딩 없이 행해진다.
VSB DTV 신호의 반송(carrier) 주파수는 TV 채널의 하한 주파수보다 큰 310 kHz이다. VSB 신호는 그 고유의 반송파를 가지며, 이 반송파는 변조율에 따라 억압된 진폭이 변화한다. 고유 반송파는 소정의 변조율에 대응하는 고정 진폭을 갖는 파일롯 반송파로 대체된다. 이 고정 진폭을 갖는 파일롯 반송파는 진폭-변조 측파대를 발생하는 밸런스된 변조기에 인가되는 변조 전압에 대해 다이렉트 컴포넌트 시프트를 적용함으로써 발생되며, 진폭 변조 측파대는 VSB 신호를 그 응답으로서 제공하는 필터에 공급된다. 4비트 심볼 코딩의 8레벨이 반송파 변조 신호에서 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5 및 +7의 표준화된 값을 갖는다면, 파이롯 반송파는 1.25의 표준화된 값을 갖게 된다. +S의 표준화된 값은 +5이고, -S의 표준화된 값은 -5이다.
1995년 9월 16일 발표된 ATSC 표준에서, 연속 데이터 필드의 최초 데이터 세그먼트에서 데이터 필드 동기 신호는 DTV 신호 수신기의 적응 등화 회로를 트레이닝하기 위해 고스트 소거 기준(GCR) 신호로서의 사용을 위해 설계되었다. 각 데이터 필드의 최초 데이터 세그먼트에서의 트레이닝 신호 또는 GCR 신호는 "PN511 신호"라고 불리는 511-샘플 의사 랜덤 노이즈 시퀀스이며, "PN63 신호"라고 불리는 3개의 63-샘플 의사 랜덤 노이즈 시퀀스를 수반한다. 필드 동기 코드에서 이들 PN63 신호중 중간의 PN63 신호는 각 홀수 데이터 필드에서 313 데이터 세그먼트중 첫 번째에 있는 제1 로직 규약(convention) 및 각 짝수 데이터 필드에서 313 데이터 세그먼트중 첫 번째에 있는 제2 로직 규약에 따라 전송되는데, 이 제1 및 제2 로직 규약은 서로에 대해 상호 보완적이다. 다른 2개의 PN63 신호 및 PN511 신호는 각각의 모든 데이터 필드에 있는 첫 번째 로직 규약에 따라 전송된다.
연속 필드 동기 코드 시퀀스의 대응 샘플을 상이하게 결합함으로써 구분되는, ATSC 필드 동기 코드의 중간 PN63 시퀀스는 고스트를 검출하기 위한 기초로서 사용될 수 있다. 구분된 중간 PN63 시퀀스 이전의 -47.848 마이크로초(578 심볼 구간)까지의 프리 고스트는 선행 데이터 필드의 최종 데이터 세그먼트에 있는 데이터와 구별해야 할 필요없이 이산 푸리에 변환(DFT) 절차에서 검출될 수 있다. 그러나, 이러한 데이터의 포스트 고스트는 첫 번째 데이터 세그먼트로 10 마이크로초까지 연장되어 구분된 중간 PN63 시퀀스의 프리 고스트를 검출할 때 구별되어야 할 배경 클러터(clutter)에 추가될 수 있다. 구분된 중간 PN63 시퀀스 후의 18.117 마이크로초(195 심볼 구간)까지의 포스트 고스트는 프리코드의 데이터 및 연속하는 데이터 필드의 데이터 세그먼트의 데이터와 구별되어야할 필요 없이 DFT 절차에서 검출될 수 있다. 지연이 더 긴 포스트 고스트는 데이터를 포함하는 배경 클러터와 구별되어 검출되어야만 한다. PN63 시퀀스의 자동 정정 특성은 지연이 더 긴 포스트 고스트의 검출이 충분히 정밀할 정도로 양호하지 않으며, 실제로도 그렇다. ATSC 필드 동기 코드의 중간 PN63 시퀀스는 실제로 요구되는 것보다 프리 고스트 소거 기능이 더 양호하지만, 포스트 고스트 소거 기능은 충분하지 않다. 포스트 고스트가 주신호가 실제로 발생한 후의 40 마이크로초까지 지연되는 반면, 프리 고스트는 신호는 동일 신호가 케이블을 통해 수신되기 전 30 마이크로초 정도 직접 방사(radiation)에 의해 수신될 수 있는, 불량하게 차폐된 TV 수신기에서는 제외하고는 주신호가 발생하기 전에 6 마이크로초 이상 앞선다. 4 마이크로초 이상 주신호를 앞서는 프리 고스트는 ATSC에 의해 1992년 3월 20일 발행된 T3S5 보고서 "Ghost Canceling Reference Signals"의 3 페이지에 의하면 거의 없다.
4-심볼 세그먼트 동기 코드와 이어서 후속하는 24-심볼 VSB 모드 코드의 직후에, PN511 시퀀스 및 "예비(reserve)"로 불리우는 104-심볼 갭이 수반되는 3개의 PN63 시퀀스를 배치하기 위해 ATSC 필드 동기 코드의 변조는, 구분된 중간 PN63 시퀀스의 고스트 구분 능력을 개선시킬 수 있다. 63.364 마이크로초(682 심볼 구간)까지의 포스트 고스트 및 -8.455 마이크로초(91 심볼 구간)까지의 프리 고스트는 데이터가 배경 클러터에 실질적으로 기여하는 것을 방해하지 않고 검출될 수 있다.
만일 DFT 절차에서 고스트의 선택을 위해 ATSC DTV 신호의 PN511 시퀀스의 자동 상관(auto-correlation) 특성을 이용하고자 하면, 선택 필터는 PN511 시퀀스와 그 고스트를, 데이터를 포함하는 배경 클러터 및 처음과 마지막 PN63 시퀀스와 구별해야 한다. 이 배경 클러터는 실질적인 에너지를 가지며, PN511 시퀀스의 약한 고스트는 검출되기 어렵다. 고스트 검출을 위해 사용되는 PN511 자동 상관 필터의 높은 에너지 응답은 데이터 및 처음과 마지막 PN63 시퀀스가 필터가 구별해야 할 배경 클러터의 에너지를 많이 증가시키기 때문에 완전히 이용할 수 없다.
트레이닝 신호 또는 GCR 신호는 많은 적응 등화기에서 단지 커널 가중치를 초기화하는데 사용되는데, 그 이유는 커널 가중치의 조정은 현재 수신되는 신호의 데이터 내용(content)에 대한 결정에 기초하여 행해지는 경우보다 초기화가 더 신속하게 이루어질 수 있기 때문이다. 또한, 트레이닝 신호를 이용한 초기화는 커널 가중치의 최종적인 최적화가 아닌 이들 커널 가중치의 국부적인 최적화가 행해질 때 최소 평균 제곱(least-mean-square) 에러 계산 동안, 커널 가중치의 조정 가능성을 회피한다. 초기화가 완료된 후 커널 가중치의 조정은 멀티패스 수신 조건에서의 변화에 대해 더 신속하게 조정될 수 있는 결정-종속형 조정 절차(decision-directed adjustment procedure)에서 현재 수신된 데이터 내용에 대한 결정에 기초하여 더 잘 이루어지고, 그 결과 수신된 신호의 변조(corruption)가 신호의 데이터 내용을 결정하는데 있어서 빈번한 에러를 발생시킬 만큼 크지 않을 정도로 이러한 변화를 충분히 잘 추종할 수 있다. 결정-종속형 조정 절차가 처리할 수 있을 만큼 충분히 주신호의 고스트를 억압할 수 있기 위해, 트레이닝 신호 또는 GCR 신호의 획득에 대한 요구는 멀티패스 수신 조건을 변화의 추종을 초기에 설정할 수 있더라도 문제를 나타낸다.
이 문제는 본 발명에 따라 DTV 신호의 각 데이터 프레임 내의 연속하는 복수의 데이터 세그먼트에서 GCR 신호를 획득함으로써 회피할 수 있다. NTSC 텔레비전 신호의 연속 수평 트레이스 구간에서의 GCR 신호의 획득은 실행 불가능한데, 그 이유는 이들 수평 라인의 정보 내용은 수직 트레이스 구간 동안 화면(viewscreen) 상으로 트레이스되는 이미지를 아주 직접적으로 제어하는데 사용되고, 수직 리트레이스 구간 내의 앞의(earlier) 수평 트레이스 구간 동안 안정된 클록 소스(즉, 컬러 버스트)가 없고, 실제로는 수직 리트레이스 구간 내의 늦은 수평 트레이스 구간이 다른 사용을 위해 미리 구해져 있기 때문이다. 이들 이유들은 DTV 신호의 연속하는데이터 세그먼트에서 GCR 신호를 획득하는데 부적합하거나 부적합하게 될 수 있다. 수신된 데이터 및 화면 상에 트레이스되는 이미지의 등각(conformal) 맵핑은 없고, 그에 따라 GCR 신호가 데이터 스트림으로 삽입되는 방식은, 정보 파이프라인에서의 데이터 버퍼링 요구 조건이 과도하지 않는 한 주로 선택의 문제이다. 측정은, GCR 신호가 획득되는 DTV 신호의 연속하는 데이터 세그먼트 동안, 재발생하는 심볼 클록에 고조파적으로 관련된 샘플 클록의 타이밍을 안정화함으로써 제공될 수 있다. DTV는 새로운 기술이기 때문에, 신호의 특정 데이터 세그먼트의 사용을 제어하는 이전의 상업상의 연구가 없었다.
DTV에 있어서 이전에 시도되었던 고스트 억압 기술에 관한 다른 문제점은 동일 채널(co-channel) NTSC 간섭의 영향이 충분히 고려되지 않았던 점이다. DTV 신호 수신기에 의해 수신된 GCR 신호는 동일 채널 NTSC 간섭의 인조 잡상(artifacts)에 의해, 특히 NTSC 비디오 반송파, 색 부반송파 및 오디오 반송파와 관련된 고정(standing) 주파수에 의해 오염될 수 있다. 적응 등화기는 이들 고정 주파수에서의 응답을 감소시키려고 하지만, 이는 불행하게도 심볼 디코딩 절차에 영향을 미친다. 동일 채널 NTSC 오디오 신호 간섭의 인조 잡상은 1997년 3월 24일 출원된 "DTV RECEIVER WITH FILTER IN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND CARRIER OF NTSC CO-CHANNEL INTERFERING SIGNAL"이란 명칭의 미국 특허 출원 제08/826,790호에서 A.L.R. Limberg에 의해 개시된 바와 같이, DTV 신호 수신기의 중간(intermediate) 주파수 증폭기에서의 선택적인 필터링에 의해 회피될 수 있다.
본 발명에 따라, 수신된 DTV 기저대역 신호와 1268 심볼 에포크(epochs)[2개의 NTSC 수평 주사 라인의 구간] 지연된 신호는 트레이닝 신호가 추출되어지는 응답을 공급하는 콤(빗형) 필터에서 감쇄적으로(subtractively) 결합된다. 동일 채널 NTSC 비디오 반송파 및 색 부반송파의 인조 잡상은 이러한 콤 필터 응답에서 제거된다. GCR 신호 및 그 고스트가 획득될 DTV 신호의 데이터 세그먼트는 GCR 신호 및 오리지날 GCR 신호로부터의 그 상보적인 1368 심볼 에포크[2개의 NTSC 수평 주사 라인의 구간] 지연된 신호를 각각 포함하도록 설계되었다. 따라서, 이 GCR 신호는 동일 NTSC 비디오 반송파 및 색 부반송파의 인조 잡상을 억압하는데 사용되는 콤 필터의 응답에서의 2배가 된 에너지로 재생성된다.
발명의 개요
본 발명의 일측면은 동일 채널 간섭 신호로서 전자기파 신호를 수반하는 NTSC 텔레비전 신호의 수평 주사선 레이트에 대해 실질적으로 684배의 일정한 심볼 레이트를 갖는 기저대역 신호에 따라 잔류 측파대 변조의 억압된 반송파, 심볼 에포크의 소정의 정수로 각각 구성된 연속 데이터 세그먼트로 이루어진 기저대역 신호 및, 이들 데이터 세그먼트에서 인접한 데이터 세그먼트의 소정의 정수 M개로 각각 구성된 연속 데이터 프레임으로 분할된 연속 데이터 세그먼트를 포함하는 전자기파 신호에 관한 것이다. 본 발명의 이러한 측면을 채용한 전자기파 신호에서, 각 데이터 프레임은 프레임 헤더로서 사용되는 데이터 세그먼트의 넘버에서 복수 N으로 개시하고, 데이터를 전송하기 위해 사용되는 연속 멀티레벨 심볼로 이루어진 데이터 세그먼트의 넘버에서 복수 (M-N)개로 종료한다. 프레임 헤더는 소정의 시간 간격으로 제1 고스트 소거 기준 신호 및 제2 고스트 소거 기준 신호를 포함하고,이 소정의 시간 간격 이후 소정의 시간 간격은 데이터 세그먼트의 기간과는 다르다. 제1 및 제2 고스트 소거 기준 신호는 서로 반대 의미를 갖는, 즉 서로 상보적인 각각의 편차를 나타낸다. 바람직하게는 제1 고스트 소거 기준 신호는 서로 직교이고 동일수의 심볼을 포함하는 복수의 PN 시퀀스를 포함한다. 바람직하게는, 제1 고스트 소거 기준 신호는 제2 고스트 소거 기준 신호 이전의 실질적으로 1368 심볼 에포크를 개시한다. 본 발명의 다른 측면은 이 단락에서 전술한 본 발명의 측면을 채용한 전자기파 신호에 대응하는 기저대역 심볼 코딩에 관련한다.
또한, 본 발명의 다른 측면은 이전 단락에서 전술한 본 발명의 측면을 채용한 전자기파 신호에 대한 데이터 신호 수신기에 관한 것이다. 이러한 데이터 신호 수신기는 이들 전자기파 신호중 하나를 선택하고, 선택 후 전자기파 신호의 주파수를 변환하고, 이러한 선택 및 주파수 변환 후 전자기파 신호를 증폭하는 회로를 포함한다. 이러한 데이터 신호 수신기는 전자기파 신호를 그 선택, 주파수 변환 및 증폭 후에 기저대역으로 싱크로다이닝하고, 이 전자기파 신호를 기저대역으로 싱크로다이닝한 기저대역 신호의 디지털화된 샘플을 공급하는 회로를 포함한다. 이들 샘플은 적응 등화기에 입력 신호로서 공급되어 이들 수신된 샘플에 대해 전기적으로 조정될 수 있는 커널 가중치에 의해 가중치화하는 등화기 응답을 제공한다. 이러한 디지털 신호 수신기는 등화기 응답으로부터 전송된 데이터를 재생하는 회로를 포함한다. 콤 필터는 등화기 응답을 상이하게 지연하기 위해 데이터 신호 수신기에 내에 포함되어, 더 지연된 등화기 응답 내의 제1 고스트 소거 기준 신호는 덜 지연된 등화기 응답 내의 제2 고스트 소거 기준 신호와 동시에 발생하는데, 이는 더 지연된 등화기 응답과 덜 지연된 등화기 응답을 감쇄적으로 결합하여 콤 필터 응답을 발생하기 하기 위한 것이다. 컴퓨터는 제1과 제2 고스트 소거 기준 신호를 감쇄적으로 결합한 그 결과를 포함하는 콤 필터 응답의 선택적인 부분에 응답하도록 구성되는데, 이는 데이터 신호 수신기가 비동작 시간 후에 처음 동작될 때마다 또는 전자기파 신호가 처음 선택될 때마다 적응 등화기의 커널 가중치의 전기적 조정을 수행하기 위한 것이다.
바람직하게는, 데이터 신호 수신기의 동작이 계속되는 동안, 컴퓨터는 결정-종속형(decision-directed) 원리에 따라 콤 필터의 응답에 응답하는 적응 등화기의 커널 가중치를 전기적으로 조정한다. 선택적으로, 컴퓨터는 제1 및 제2 고스트 소거 기준 신호를 감쇄적으로 결합하는 결과를 포함하는 콤 필터 응답의 이들 부분을 트레이닝 신호로서 계속 사용함으로써 콤 필터 응답에 응답하는 적응 등화기의 커널 가중치의 그 조정을 계속적으로 갱신할 수 있다.
본 발명은 텔레비전 수신기의 고스트 소거 회로 및 송신 텔레비전 신호에 포함되어 이러한 고스트 소거를 용이하게 하는 기준 신호에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 일측면에 따른 잔류 측파대 디지털 텔레비전 신호 수신기를 나타내는 개략적인 블록도이다.
도 2는 도 1의 잔류 측파대 디지털 텔레비전 신호 수신기의 변형으로서 본 발명의 일측면에 따른 다른 잔류 측파대 디지털 텔레비전 신호 수신기를 나타내는 개략적인 블록도이다.
도 3의 (A), (B), (C) 및 (D)는 본 발명에 따른 잔류 측파대 디지털 텔레비전 신호의 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 프레임 헤더에 있어서의 심볼 코딩의 특성을 나타내는 타이밍도이다.
도 4의 (A), (B), (C) 및 (D)는 본 발명에 따른 다른 VSB DTV 신호의 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 프레임 헤더에 있어서의 심볼 코딩의 특성을 나타내는 타이밍도이다.
도 5의 (A), (B), (C) 및 (D)는 본 발명에 따른 다른 VSB DTV 신호의 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 프레임 헤더에 있어서의 심볼 코딩의 특성을 나타내는 타이밍도이다.
도 6의 (A), (B), (C) 및 (D)는 본 발명에 따른 다른 VSB DTV 신호의 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 프레임 헤더에 있어서의 심볼 코딩의 특성을 나타내는 타이밍도이다.
도 7의 (A), (B), (C) 및 (D)는 본 발명에 따른 다른 VSB DTV 신호의 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 프레임 헤더에 있어서의 심볼 코딩의 특성을 나타내는 타이밍도이다.
도 8의 (A), (B), (C) 및 (D)는 본 발명에 따른 다른 VSB DTV 신호의 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 프레임 헤더에 있어서의 심볼 코딩의 특성을 나타내는 타이밍도이다.
도 9의 (A), (B), (C) 및 (D)는 본 발명에 따른 다른 VSB DTV 신호의 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 프레임 헤더에 있어서의 심볼 코딩의 특성을 나타내는 타이밍도이다.
도 10은 100 밀리초 기간보다 적은 기간의 1252 데이터 세그먼트 데이터 프레임으로서, 기간에 있어서 각각 832 심볼 에포크가 되는 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성되는 프레임 헤더를 포함하는 데이터 프레임을 나타내는 블록도이다.
도 11은 100 밀리초 기간보다 약간 큰 기간의 1252 데이터 세그먼트 데이터 프레임으로서, 기간에 있어서 각각 832 심볼 에포크가 되는 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성되는 프레임 헤더를 포함하는 데이터 프레임을 나타내는 블록도이다.
도 12는 100 밀리초 기간보다 약간 큰 기간의 1252 데이터 세그먼트 데이터 프레임으로서, 기간에 있어서 각각 832 심볼 에포크가 되는 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성되는 프레임 헤더를 포함하는 데이터 프레임을 나타내는 블록도이다.
도 1에서, 안테나(1)는 도면에 도시된 수신기에 대한 라디오 주파수(RF) 텔레비전 신호의 모든 소스를 나타낸다. 도 1의 VSB DTV 신호 수신기는 에러-정정된 데이터를 패킷 형태로 복원하는데 사용되며, 패킷은 디지털 텔레비전 카세트 레코더에 의한 레코딩 또는 텔레비전 세트에서의 디코딩 및 표시에 적합하다. 도 1의 수신기는 제1 중간 주파수(intermediate-frequency) 신호로 변환하기 위한 제1 검출기 회로(3)로의 인가를 위해 선택된 RF 신호를 증폭하는 라디오 주파수(RF) 증폭기(2)를 포함한다. 제1 IF 신호는 가장 높은 주파수를 갖는 극초단파 TV 방송 채널인 채널 83의 상한 주파수 890 MHz 이상의 극초단파(ultra-high frequency; UHF) 중간 주파수 대역에 있다. RF 증폭기(2)는 50∼890 MHz 대역으로 라디오 주파수 입력 신호의 주파수 범위를 한정하여, 제1 IF 대역 이상의 이미지 주파수를 거부하는 대역 통과 필터를 갖는다. RF 증폭기(2)는 또한, 다음 인접 채널의 아날로그 TV 신호와 같은 특히, 높은 파워의 신호를 보기 위해 선택되지 않는 다른 텔레비전 신호를 거부하는 광대역 트래킹 필터를 포함한다. 제1 검출기(3)는 970∼1730 MHz 범위에 걸쳐 동조 가능한 제1 국부 발진을 발생하여 제1 IF 신호를 공칭적으로 922.69 MHz의 반송파를 가지고 중심이 약 92 MHz인 6 MHz 폭의 대역에 있도록 하는 제1 국부 발진기를 포함한다. 이들 제1 국부 발진기 주파수는 튜너 입력으로부터의 어떠한 누설도 부근의 다른 텔레비전 신호 수신기에 의해 수신될 수 있는 UHF TV 채널과 간섭하지 않도록 한다. 동시에, UHF TV 채널 14 내지 69의 제2 고조파는 제1 IF 대역 이상이 된다. 제1 검출기(3) 내에 포함된 제1 믹서(도시 생략)는 짝수 고조파 발생을 회피하기 위해 높은 선형성을 갖는 2중-밸런스된(doubly-balanced) 타입의 믹서이며, 제1 검출기(3)로부터 제1 중간 주파수 증폭기(4)로 공급된 제1 IF 신호에서 이미지 주파수를 거부하기 위해 광대역 동조된 결합이 있다.
제1 IF 증폭기(4)는 UHF 텔레비전 방송 채널 이상의 초극단파 제1 IF 밴드의 신호를 증폭하기 때문에 종종 "UHF 중간 주파수 증폭기" 또는 "UHF IF 증폭기"라고도 한다. 제1 IF 신호는 제1 검출기(3)의 제1 믹서에 공급되는 RF 신호에 역비례하는 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 제1 IF 증폭기(4)는 그 포함된 제1 표면 탄성파 필터에 있어서 10-12 dB 삽입 손실을 보상하기 위해 일정한 선형 이득을 제공한다. 제1 SAW 필터는 갈륨 비소 기판 상에 구성될 수 있다. 일정한 이득은 양호한 그룹 지연을 획득하는 것을 방해하는 다중 반사를 회피하기 위해 전술한 소스 임피던스로부터 항상 SAW 필터를 구동하는 것을 간단하게 한다. 이 이득은 자동적으로 조정되지 않기 때문에 제1 IF 증폭기(4)는 DTV 신호를 갖는 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 혼(混)변조를 회피하기 위해 가능한 큰 다이나믹 레인지를 갖도록 설계된다.
제1 IF 증폭기(4) 응답은 제2 검출기(5)에 입력 신호로서 공급되며, 이 제2 검출기(5)에서 VHF 텔레비전 방송 채널 이하에 있는 초극단파 제2 IF 대역으로 이동되는(translated) DTV 신호를 발생하기 위해 제2 국부 발진과 혼합된다. 제2 검출기(5)로부터의 출력 신호에서 이미지 주파수를 거부하기 위해 기저대역 동조된 결합이 있고, 이는 제2 SAW 필터에 의해 제공될 수 있다. 이 제2 SAW 필터는 통상적으로 리튬 니오베이트(niobate) 기판 상에 구성된다. 제1 IF 증폭기(4)의 제1 SAW 필터의 응답이 전체 IF 대역폭을 규정하는 것에 좌우된다고 가정하면, 제2 SAW 필터는 이 대역폭 상에서 실질적으로 평탄한 진폭 응답을 가지며 실질적으로 선형인 위상 응답을 나타낸다. 종래 기술에 따르면, 876 MHz의 주파수를 갖는 제2 국부 발진은 제2 검출기(5)의 제2 믹서(도시 생략)에 공급하는데 사용되고, 하향 변환(downconversion)의 결과는 단일-변환 타입의 아날로그 TV 신호 수신기의 중간 주파수 대역으로서 통상적으로 사용되는 41-47 MHz 주파수 범위 내에 있는 제2 중간 주파수 대역에 속하게 된다. 제1 IF 대역은 917-923 MHz와는 약간 상이한 위치가 될 수 있고, 제2 국부 발진은 주파수에 있어서 제1 IF 대역 이하 또는 이상의 주파수를 가질 수 있다. 제2 국부 발진이 주파수에서 제1 IF 대역 이하에 있다면 제2 검출기(5)로부터 공급되는 제2 IF 신호는 제1 IF 신호와 같이, 제1 검출기(3)에 공급되는 RF 신호에 역비례하는 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 만일 제2 국부 발진이 주파수에서 제1 IF 대역 이상이면, 제2 IF 신호는 제1 검출기(3)에 공급되는 RF 신호에 역비례하지 않는 주파수 스펙트럼을 나타낸다.
제2 검출기(5)는 제2 중간 주파수 증폭기(6)에 입력 신호로서 공급된다. 제2 IF 증폭기(6)는 VHF 텔레비전 방송 채널 이하의 극초단파 제2 IF 대역의 신호를 증폭하기 때문에 종종 "VHF 중간 주파수 증폭기" 또는 "VHF IF 증폭기"로 불리운다. 제2 IF 증폭기(6)는 복수의 캐스케이드된 증폭기단을 가지며, 이 증폭기단은 지연형 자동 이득 제어(AGC) 시스템의 부분으로서 이득에 있어서 제어된다. 그러나 역방향(reverse) 타입의 AGC를 이용하여 이득이 제어된 증폭기는 증폭기단이 포화된 조건에서, 부분적으로 동작하는 순방향 타입의 AGC를 이용하여 이득이 제어되는 증폭기보다 불량한 노이즈 형태(figure)를 갖는다. 제2 IF 증폭기(6)에서 증폭기단의 노이즈 형태는 증폭기 체인에서의 후위 위치로 인해 덜 중요하고 그에 따라 이들 증폭기단은 적당한 한계 내에서 비선형성을 유지하기에 더 좋은 역방향 타입의 AGC를 이용하여 이득이 제어되는 것이 바람직하다. 역방향 타입의 AGC를 이용하여 제2 IF 증폭기(6)의 이득을 제어함으로써, 변조 레벨의 변화의 함수로서 위상 시프트의문제를 방지하는 것을 용이하게 한다. 아날로그 TV 수신기에서 이른 IF 증폭기는 순향향 타입의 AGC를 이용하여 이득이 바람직하게 제어되어 비디오 신호는 텔레비전 화면 상에 "스노우" 특히 "컬러 스노우"로서 나타나는 노이즈를 갖지 않는다. 노이즈는 DTV 신호에서 가장 작은 변조 스텝보다 작아서 노이즈가 심볼 코딩에 사용되는 데이터 슬라이싱 절차를 "캡쳐(capture)"하지 않는 한, 노이즈의 존재는 DTV 신호 수신기에서 거의 문제가 되지 않는다. 심볼 디코딩에서 사용되는 데이터 슬라이싱 절차의 양자화 효과는 노이즈가 DTV 신호의 가장 작은 변조 단계를 초과하지 않을 때까지 노이즈의 영향을 억압한다. DTV 신호의 가장 작은 변조 단계를 초과하는 노이즈의 거의 드문 버스트는 트렐리스 코딩의 디코딩 및 리드 솔로몬 순방향 에러 정정 코딩에 의해 정정될 수 있는데, 리드 솔로몬 순방향 에러 정정 코딩의 디코딩은 차후 VSB DTV 신호 수신기에서 행해진다.
제2 IF 증폭기(6) 응답은 제3 믹서(7)에 입력 신호로서 인가되며, 제3 믹서에서 제어형 제3 국부 발진기(8)로부터의 제3 국부 발진과 혼합된다. 국부 발진기(8) 및 제3 믹서(7)는 제3 검출기로서 기능하여 1-10 MHz 범위 내에서 제3 IF 대역으로 주파수 이동된 VSB DTV 신호를 발생한다. 이러한 낮은 중간 주파수는 아날로그/디지털 컨버터(9)에 의한 VSB DTV 신호의 디지털화를 용이하게 한다. 디지털화는 VSB DTV 신호의 적어도 심볼 레이트의 2배의 레이트로 이루어진다. 디지털화된 VSB DTV 신호는 회로(10)에서 기저대역으로 싱크로다이닝된다. 이 회로(10)는 디지털화된 샘플을 복소 형태로 변환하는 필터, 복소 디지털 반송파에 대해 사인 및 코사인 룩업 테이블을 저장하는 판독 전용 메모리(ROM) 및, 기저대역 심볼코딩의 실수부의 디지털 샘플의 스트림과 기저대역 심볼 코딩의 허수부의 디지털 샘플의 병렬 스트림을 포함하는 복소곱(complex product)을 발생하기 위해 디지털 샘플을 복소 형태(피승수)로 변환한 결과를 복소 디지털 반송파(승수)와 복소수 곱셈하는 디지털 곱셈기를 포함한다. 기저대역 심볼 코딩의 실수부의 디지털 샘플의 스트림 및 일부 설계에서 기저대역 심볼 코딩의 허수부의 디지털 샘플의 스트림은 적응 채널 등화 필터 또는 등화기(11)에 공급된다.
디지털/아날로그 컨버터(12)는 제어형 제3 국부 발진기(8)에 대해 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC) 신호를 생성하기 위해 즉, 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC) 피드백 루프를 완성하기 위해 기저대역 심볼 코딩의 허수부의 디지털 샘플을, 자동 주파수 및 위상 제어 필터(13)에 의해 저역 통과 필터링된 아날로그 에러 신호로 변환한다. AFPC 루프는 기저 대역 심볼 코딩의 허수부의 디지털 샘플에서 저주파수 에너지를 최소화하고, 기저대역 심볼 코딩의 실수부의 디지털 샘플에서 저주파수 에너지를 최대화하는데, 이 저주파수 에너지는 VSB DTV 신호의 기저대역 심볼 코딩에서 제로가 되어야한다. 등화기(11)로부터 등화된 기저대역 심볼 코딩의 실수부의 디지털 샘플은 심볼 디코더(14)에 공급된다. 심볼 디코더(14)는 상업적으로 데이터 슬라이서 회로 및 비터비 디코더를 포함하고, 종종 동일 채널 NTSC 간섭을 거부하기 위해 콤 필터링을 포함한다. 심볼 디코딩 결과는 트렐리스 디코더 회로(15)에 공급되며, 이 트렐리스 디코더 회로는 각각의 트렐리스 디코더 및 VSB DTV 신호에서 각 독립적인 코드스트림을 위한 포스트 코더(coder)를 포함하고, 1995년 9월 16일 발표된 ATSC 표준에 기술된 VSB DTV 신호에는 이러한 독립적인 12개의 코드스트림이 있다. 트렐리스 디코더 회로(15)는 그 응답을 디인터리버(16)에 제공하여 연속 8비트 바이트로 재포맷되고 송신기에서 인터리빙이 행해진 몇 개의 데이터 세그먼트 컨볼루션 바이트를 원래의 상태로 되돌린다. 트렐리스 코딩의 버스트 에러는 에러 정정을 위해 리드 솔로몬 디코더 회로(17)에 공급되는 디인터리빙된 순방향 에러 정정된 코드 바이트에 분포된다. 리드 솔로몬 디코더 회로(17)는 에러 정정된 데이터를 디랜더마이저(derandomizer) 회로(18)에 공급하여 송신기에서 랜덤화가 행해진 데이터를 원래의 상태로 복원한다. 이어서 복원된 데이터는 디랜더마이저 회로(18)로부터 패킷 소터(sorter)(19)에 공급된다. 패킷 소터(19)는 DTV 신호 수신기의 나머지 부분에서의 사용을 위해 비디오 정보의 패킷 및 오디오 정보의 패킷을 선택하고, 이 DTV 신호 수신기의 나머지 구성요소는 텔레비전 세트의 디스플레이 및 스피커 장치를 포함하거나 선택적으로 디지털 레코더의 레코딩 장치를 포함할 수 있다.
샘플 클록 발생 회로(20)는 바람직하게는 샘플 클록 위상 동기를 위한 대역통과 스펙트럼-라인 타이밍 복원 기술을 사용하여 수신된 VSB DTV 신호의 심볼 레이트에 적절하게 비례하는 샘플링 클록 신호를 발생한다. 엔벌로프 검출기(21)는 IF 증폭기(6)로부터 증폭된 VHF IF 신호의 엔벌로프를 검출한다. 협대역 통과 필터(22)는 1/2 보드 레이트(즉, 1/2 심볼 주파수)로 엔벌로프 검출기(21) 응답에서 발생하는 기저대역 신호 성분을 선택한다. 샘플 클록을 심볼 레이트와 동기하는 회로(23)는 상업적으로 주파수 채배기, 제어형 발진기, 클록된 주파수 분할기를 포함하는데, 도 1에는 명백하게 도시되어 있지 않다. 주파수 채배기는 필터(22)의1/2 심볼 주파수 응답의 주파수를 2체배하거나 4체배하여 주파수 채배기 응답을 발생한다. 클록된 주파수 분할기는 제어형 발진기로부터 발진의 주파수를 분할하여 주파수 채배기 응답과 동일한 주파수의 공칭적으로 주파수 분할기를 발생한다. 제어형 발진기를 위한 자동 주파수 및 위상 제어(AFPC) 신호는 위상 검출기로부터 공급되고, 위상 검출기는 주파수 분할기 응답의 위상과 주파수 체배기 응답의 위상을 비교한다. 제어형 발진기는 바람직하게 크리스탈(crystal) 제어되어, AFPC는 일차적으로 위상에 대한 조정이 행해질 필요가 있다. 제어형 발진기는 발진 즉, 샘플 클록 신호의 에지의 타이밍을 조절하는 평균-축-교차(average-axis-crossing)를 발생한다.
샘플 클록 발생 회로(20)는 클록킹(clocking) 신호를 ADC(9) 및 디지털 싱크로다이닝 회로(10)에 공급한다. 이들 클록킹 신호는 적어도 2개의 심볼 레이트에 수 배의 심볼 레이트로 공급된다. ADC(9)는 하위 최종 중간 주파수 VSB DTV 신호의 디지털 샘플링을 제어하기 위해 이들 클록킹 신호를 사용한다. 도 1에 명백하게 도시하지 않은 디지털 싱크로다이닝 회로(10)는 싱크로다이닝을 위해 사용되는 복소 디지털 반송파의 사인 및 코사인용 룩업 테이블을 저장하는 판독 전용 메모리에 대한 어드레싱을 발생하기 위해 이들 클록킹 신호를 카운트하는 어드레스 카운터를 포함한다. 샘플 클록 발생 회로(20)는 심볼 디코더(14)의 데이터 슬라이싱 회로에 심볼 레이트로 클록킹 신호를 공급한다. 샘플 클록 발생 회로(20)는 심볼 디코더(14)에 그 출력 샘플의 타이밍을 조절하기 위해 클록킹 신호를 심볼 레이트로 적응 등화기(11)에 공급한다. 적응 등화기(11)는 동기 등화기가 아닌분별(fractional) 등화기이고, 샘플 클록 발생 회로(20)는 또한 클록킹 신호를 심볼 레이트보다는 높지만 심볼 레이트에 총수비율(whole-number-ratio)로 관련된 레이트로 등화기(11)에 공급한다. 샘플 클록 발생 회로(20)는 다양한 클록킹 신호를 트렐리스 디코더 회로(15), 디인터리버 회로(16), 리드 솔로몬 디코더 회로(17) 및 디랜더마이저 회로(18)에 공급한다.
샘플 클록 발생 회로(20)는 클록킹 신호를 데이터 프레임의 샘플수를 카운터하고 이어서 그 카운트를 롤오버(roll over)하여 모듈러 카운트를 제공하는 샘플 카운터(24)에 공급한다. 프레임 개시 검출기(25)는 프레임 개시 시퀀스가 등화기(11)에 의해 제공된 등화된 기저대역 샘플 코딩의 실수부의 디지털 샘플의 스트림에서 검출될 때 샘플 카운터(24)로부터의 카운트를 소정의 값으로 리셋한다. 프레임 개시 검출기(25)는 통상적으로 프레임 개시 시퀀스에 대한 매칭 필터를 제공하는, 커널을 가진 유한 임펄스 응답 디지털 필터와, 매칭 필터가 피크에 응답하는 시기를 판단하는 임계값 검출기를 포함한다.
컴퓨터(26)는 적응 등화기(11)에 포함된 디지털 필터링을 위해 커널 가중치를 결정한다. 도 1의 VSB DTV 신호 수신기는, 등화된 기저대역 심볼 코딩의 실수부의 디지털 샘플이 컴퓨터(26)로 직접 수신되지 않지만 이들 샘플을 동반하는 동일 채널 NTSC 간섭의 인조 잡상을 억압하는 콤 필터(30)에 의해 콤 필터링되는 구성의 종래 VSB DTV 신호 수신기와 다르다. 콤 필터(30)는 시프트 레지스터(31)와 감산기로서 동작되는 디지털 부호형 가산기(32)를 포함한다. 시프트 레지스터(31)는 대략 10-12 비트폭을 각각 갖는 1368 스테이지의 길이를 가지며, 등화된 기저대역 심볼코딩의 실수부의 디지털 샘플을 2개의 NTSC 수평 주사 라인 구간(duration)만큼 상이하게 지연하기 위해 클록된 지연 라인으로서 동작한다. 가산기(32)는 컴퓨터(26)에 대한 어플리케이션을 위해 GCR 신호를 포함하는 차신호를 발생하기 위해 등화된 기저대역 심볼 코딩의 실수부의 다르게 지연된 디지털 샘플을 상이하게 결합한다.
적응 등화기(11) 및 컴퓨터(26)가 가질 수 있는 일반적인 형태는 디지털 통신 수신기 설계의 당업계에 공지되어 있다. 적응 등화기(11)가 쉽게 취할 수 있는 일반적인 형태는 전술한 본 발명의 배경에 개략적으로 기술되어 있다. 컴퓨터(26)가 바람직하게 취할 수 있는 일반적인 형태는 임의의 등화 시스템 선호도에 따라 크게 좌우된다.
디지털 필터링을 위한 커널 가중치는 송신기에서 디지털 변조로 시분할 다중화되고 수신기에서 멀티패스 왜곡과 함께 수신되는 소정의 트레이닝 신호의 값을 산출함으로써 초기화되는 시스템이 바람직하다. 수신기에 의해 수신된 멀티패스 왜곡을 갖는 소정의 트레이닝 신호는 멀티패스 왜곡의 특성을 평가하기 위해 수신기에 저장된 멀티패스 왜곡이 없는 이상적인 전술한 트레이닝 신호와 비교된다. 컴퓨터(26)는 등화기(11)로부터 공급된 등화된 기저대역 심볼 코딩의 실수부의 디지털 샘플의 스트림의 세그먼트를 저장하기 위해 포함된 랜덤 액세스 메모리(RAM)를 가지며, 그 세그먼트는 수신된 트레이닝 신호 또는 그 고스트를 포함한다. 컴퓨터(26)는 샘플 카운터(24)로부터의 샘플 카운트를 수신하여 수신된 트레이닝 신호 또는 그 고스트를 포함하는 디지털 샘플의 스트림의 세그먼트가 발생하는 시기에 대한 정보를 가지며, 그에 따라 WRITE COMMAND는 RAM에 공급될 수 있고, RAM은 RAM에 대한 기록 동안 샘플 카운터(24)로부터 샘플 카운트 부분에 의해 어드레스된다.
특히, 주요한 수신 신호와 그 고스트 사이의 미분적(differential) 지연은 길지 않고, 이산 푸리에 변환(DFT) 방법은 매우 단시간으로 디지털 필터링하기 위해 커널 가중치를 초기화하는데 사용될 수 있다. 수신기에 의해 수신된 멀티패스 왜곡을 갖는 소정의 트레이닝 신호의 DFT는 전송 채널의 DFT를 결정하기 위해 계산되고 소정의 트레이닝 신호의 DFT에 의해 나누어지는데, 이 프로세스를 "채널 특성화(characterizing the channel)"라고 한다. 채널 DFT의 보수(complement)는 적응 등화기가 가져야 하는 DFT를 나타내고, 그에 따라 커널 가중치가 결정된다. 이들 계산은 컴퓨터(26)에 포함되어 있는 적절한 소프트웨어를 갖는 마이크로프로세서에 의해 수행된다. 컴퓨터(26)는 소정의 트레이닝 신호의 DFT를 저장하는 판독 전용 메모리(ROM)를 포함할 수 있고, 이는 ROM으로부터 본질적으로 저장되고 독출된 소정의 트레이닝 신호로부터 소정의 트레이닝 신호의 DFT를 계산해야 하는 것을 불필요하게 한다.
만일 주요한 수신된 신호와 그 고스트 사이의 미분적 지연이 실질적으로 수 마이크로초 또는 수십 마이크로초이면, 트레이닝 신호를 위한 매칭 필터는 컴퓨터(26)에 포함될 수 있고, 미분적 지연 및 관련 고스트의 크기를 결정하기 위해 컴퓨터(26)에 또한 포함된 마이크로프로세서와 관련되어 사용된다. 이는 비제로 가중치를 가지도록 탭의 거친(sparse) 그룹핑 사이의 프로그래머블 벌크 지연을 사용하는 필터용 커널 가중치의 계산을 가속한다.
디지털 필터링을 위한 커널 가중치는 초기에 결정된 후 결정-종속형 방법에 의해 계속 조정될 수 있는 시스템이 바람직하다. 이는 멀티패스 조건이 연속 원리에 따라 추종하여 변화될 수 있도록 한다. 결정-종속형 방법은 컴퓨터(26)의 컴패니언(companion) 디지털 필터를 포함함으로써 최상으로 구현될 수 있다. 블록 원리(block basis)에 따라 구현된 최소 평균 제곱(LSM) 최적화 절차를 이용하는 이러한 과정은 "RAPID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATION FILTERING FOR DIGITAL RADIO RECEIVERS, SUCH AS HDTV RECEIVERS"라는 명칭으로 1997년 7월 15일 J. Yang, C.B. Patel, T. Liu and A.L.R. Limberg에 허여된 미국 특허 제5,648,987호에 상세히 설명되어 있다. 연속 원리에 따라 구현된 LMS 최적화 절차를 이용하는 이러한 절차는 "DYNAMICALLY ADAPTIVE EQUALIZER SYSTEM AND METHOD"라는 명칭으로 1997년 4월 8일 A.L.R. Limberg.에 의해 출원된 미국 특허 제08/832,674호에 상세히 설명되어 있다. C.M.Zhao, X.Y.Hu 및 X.H. Yu는 IEEE Transaction on Broadcasting, Vol.44, No 3에 게재된 1998년 9월 논문 "Block Sequential Least Squares Decision Feedback Equalization Algorithm with Application to Terrestrial HDTV Transmission"에서 연속 LMS 최적화 절차가 아닌 블록-시퀀스 LMS 최적화 절차를 이용하여 3.5 dB의 양호하지 않은 신호 대 잡음비를 갖는 신호로 되도록 비트 에러 레이트 3×10-9을 허용한다.
도 2는 VHF IF 증폭기(6) 응답이 제3 믹서(7)를 대체하는 동기 검출기(71, 72)에 공급되는 도 1의 VSB DTV 신호 수신기의 다른 실시예를 나타낸다. 도 2에서제3 국부 발진기(8)는 믹서(71)에 대해 0°의 위상, 믹서(72)에 대해 90°의 위상을 갖는 제3 국부 발진을 제공하는 제3 국부 발진기(81)에 의해 대체되는데, 국부 발진의 주파수는 VHF IF 증폭기(6) 응답의 VSB DTV 신호의 반송파 주파수를 갖는다. ADC(91)는 등화기(11)에 공급된 기저대역 심볼 코딩의 실수부의 디지털 샘플의 스트림을 발생하기 위해 동기 검출기(71)의 기저대역 심볼 코드 응답을 디지털화한다. ADC(92)는 디지털/아날로그 컨버터(13)에 공급되고 등화기(11)가 복소 등화기인 경우에는 등화기(11)에 공급되는 기저대역 심볼 코딩의 허수부의 디지털 샘플의 스트림을 발생하기 위해 동기 검출기(72)의 기저대역 심볼 코드 응답을 디지털화한다.
각각 313 데이터 세그먼트 및 데이터 필드 동기 코드를 갖는 최초 데이터 세그먼트를 가지며, 1995년 9월 16일 발표된 ATSC 표준에 따라 발생된 VSB DTV 신호에서 발생하는 4개의 데이터 필드로 이루어진 데이터 프레임의 각 연속 쌍은 1252 데이터 세그먼트, 처음 4개의 데이터 세그먼트가 데이터 필드 동기 코드 및 고스트 소거 기준 신호를 제공하는 데이터 프레임에 의해 본 발명의 일측면을 구체화한 VSB DTV 신호로 대체된다. 상이한 수의 데이터 세그먼트를 포함한 데이터 프레임을 가지지만 또한 데이터 필드 동기 코드 및 고스트 소거 기준 신호를 포함하는 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트를 갖는 VSB DTV 신호는 본 발명의 일부을 채용하고 실제로 바람직하게 개선될 수 있다. 예컨대, 1294 또는 1295 데이터 세그먼트를 갖는 데이터 프레임은 1252 데이터 세그먼트를 갖는 데이터 프레임보다 이미지의 그룹을 일시적으로 트래킹하는 것을 더 간단하게 한다.
본 발명의 일측면에 따른 이론의 기본 개념은 멀티패스 왜곡이 변화하면 고스트 소거 기준 신호 성분의 추후 함께 수집되는 비연속 데이터 세그먼트로의 분산은 데이터 슬라이싱에 유의하도록 VSB DTV 신호 수신기의 적응 등화기(11)의 커널 가중치를 초기화하는 것이 어렵거나 불가능하게 한다는 것이다. 고스트 소거 기준 신호 성분을 연속 데이터 세그먼트에 배치하는 것은, 고스트 소거 기준 신호 성분을 적절히 결합할 수 있을 때 멀티패스 왜곡의 영향을 감소하여 적응 등화기(11)의 커널 가중치가 데이터 슬라이싱에 충분히 유의하도록 초기화될 수 있고, 그에 따라 결정-종속형 조정 절차가 등화를 더 개선하고, 데이터 슬라이싱에 유의하도록 VSB DTV 신호 수신기의 적응 등화기(11)의 커널 가중치를 초기화하는 것에 대한 변화에 등화가 추종하도록 하기 위해 행해질 수 있다.
연속되는 GCR 신호의 성분을 포함하는 복수의 데이터 세그먼트에 대한 배열은 이들 성분이 배열될 수 있도록 하여 VSB DTV 신호 수신기에서 콤 필터가 싱크로다이닝에 의해 복원된 기저대역 심볼 코드에서 동일 채널 NTSC 간섭의 인조 잡상을 억압하도록 성분을 결합할 수 있다.
도 3의 (A), (B), (C) 및 (D)는 잔류 측파대 디지털 텔레비전 신호의 각 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 프레임 헤더에서 심볼 코딩을 배열하는 방법을 나타내는 타이밍도이고, 이에 따라 도 1 또는 도 2의 변형 실시예의 VSB DTV 신호 수신기는 동일 채널 NTSC 간섭이 억압된 고스트 소거 기준 신호를 복원한다. VSB DTV 수신기에서 DTV 신호를 기저대역으로 싱크로다이닝함으로써 복원된 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4는 파일럿 반송파의 동기 검출에 기인하는 다이렉트 성분상에 중첩된다. 다이렉트 성분은 도면에서 모든 타이밍도에서 생략되어 있으며, 이에 따라 그 외 내용은 더 용이하게 이해된다. 또한, 이 다이렉트 성분은 콤 필터(30)의 응답에서 제거되고 컴퓨터(26)에 의해 커널 가중치의 계산에 영향을 미치지 않는다.
도 3의 (A), (B), (C) 및 (D)에서, 4개의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4는 데이터 세그먼트 동기 코드 S1, S2, S3및 S4로 각각 시작한다. 1995년 9월 16일 발표된 ATSC 표준에서, 데이터 세그먼트 동기 코드 그룹은 +S, -S, -S 및 +S의 연속값을 갖는 4개의 심볼로 구성된다. 이 표준의 가능한 개정에서는 데이터 세그먼트 동기 코드 그룹은 비대칭을 나타내는 6개의 심볼로 구성된다. 이러한 하나의 코드 그룹은 +S, -S, -S, -S, +S 및 +S의 연속값을 갖는 6개의 심볼로 구성되고, 다른 하나의 코드 그룹은 +S, +S, -S, -S, -S 및 +S의 연속값을 갖는 6개의 심볼로 구성되고, 또다른 이러한 코드 그룹은 처음 2개 그룹의 상보 그룹이다. 본 발명은 이들 데이터 세그먼트 동기 코드 그룹중 어떤 사용도 적용할 수 있다.
도 3의 (A)는 이후 포함되는 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 선택적 복제코드(replica) S3"이 전송되지 않는 한, 데이터 세그먼트 동기 코드 S1이후 어떤 것도 포함하지 않는 데이터 세그먼트 L1을 나타낸다. 실제로, 데이터 세그먼트 L1은 도 3의 (A)에 도시되지 않은 동반(accompanying) 파일럿 신호와 함께 전송된다. 또한실제로, 데이터 세그먼트 동기 코드 S1및 그 이전 데이터의 포스트 고스트는 77.3 마이크로초 길이의 데이터 세그먼트 L1의 개시로 40 마이크로초 정도 연장될 수 있다. 데이터 세그먼트 L1의 최종 37.3 마이크로초 정도는 데이터 세그먼트 동기 코드 S1및 그 이전 데이터의 포스트 고스트의 추측상 부재이고, 이는 데이터 세그먼트 동기 코드 S2의 프리 고스트 및 후속하는 데이터 세그먼트 L2의 데이터 프레임 동기 코드의 검출을 용이하게 한다.
도 3의 (B)는 데이터 세그먼트 L2의 이전 부분에 위치되지만 데이터 세그먼트 동기 코드 S2이후의 제1 고스트 소거 기준 신호(41)를 나타낸다. 제2 고스트 소거 기준 신호(42)는 제1 GCR 신호(41)가 시작된 후 1368 에포크(2개의 NTSC 수평 주사 라인 구간)를 시작하며 제1 GCR 신호(41)에 상보적이다(진폭 변조의 의미에서 반대). 데이터 세그먼트 구간은 832 심볼 에포크 정도이며 제2 GCR 신호(42)는 도 3의 (C)에 도시된 바와 같이 데이터 세그먼트 L3에서 늦게 시작하고, 도 3의 (D)에 도시된 바와 같이 데이터 세그먼트 L4의 앞에서 끝난다. 도 3의 (D)는 1995년 9월 16일 발표된 ATSC 표준에 의해 제시된 12개의 독립적인 데이터 코드스트림을 재개하는데 사용되는 12 심볼 프리코드(43)로 끝나는 데이터 스트림 L4를 나타낸다.
832 심볼 에포크의 데이터 세그먼트 구간을 가정하면, 도 3의 (C)에 도시된 데이터 세그먼트 L3의 537번째 심볼 에포크에 대해서 도 3의 (B)에 도시된 데이터세그먼트 L2의 개시에서 데이터 세그먼트 동기 코드 S2의 복제코드 S2'이 시작하고, 도 3의 (D)에 도시된 데이터 세그먼트 L4의 537번째 심볼 에포크에 대해서 도 3의 (C)에 도시된 데이터 세그먼트 L3의 시작에서 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 복제코드 S3'이 시작한다. 데이터 세그먼트 동기 코드 S2및 S3의 복제코드 S2' 및 S3'은 VSB DTV 수신기의 콤 필터(30)로부터 데이터 세그먼트 동기 코드 S2및 S3에 대한 응답을 제거한다. 따라서, 콤 필터(30) 응답에서 상쇄적으로 결합된 제1 및 제2 GCR 신호(41, 42)의 프리-고스트의 결정을 방해하는 데이터 세그먼트 동기 코드 S2는 없으며, 콤 필터(30) 응답에서 상쇄적으로 결합된 제1 및 제2 GCR 신호(41, 42)의 포스트-고스트의 결정을 방해하는 데이터 세그먼트 동기 코드 S3은 없다. 데이터 세그먼트 L1의 297번째 내지 300번째 심볼 에포크에서 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 선택적 복제코드 S3"를 포함함으로써, 주신호 이전의 시간상 매우 앞서서 상쇄적으로 결합된 제1 및 제2 GCR 신호(41, 42)의 프리-고스트의 결정을 방해하지 않도록 콤 필터(30) 응답에서 데이터 세그먼트 동기 코드 S3에 대한 이른 응답이 제거되는데, 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 복제코드 S3"의 포함은 아마 그렇게 이익을 갖지는 않는다.
GCR 신호(41, 42)는 길이에서 심볼의 실질적인 수이고, 저에너지 고스트를 검출하기 위해 매칭 필터링의 감도를 증가시킨다. 이들 GCR 신호의 길이는 포스트-고스트 계산이 배경 클러터를 만나지 않고 적어도 40 마이크로초(431 심볼 에포크)동안 이루어지는 데이터 세그먼트 L4의 끝에서 12 심볼 프리-코드(43) 이전에 GCR 신호(42)가 충분히 끝나야 한다는 요구에 의해 제한된다. 이것은 GCR 신호(41, 42)의 기간을 685 심볼 에포크 부근으로 제한한다. 만약 GCR 신호(41, 42)가 그의 명백한 자동 상관 응답으로 인해 선호되는 의사 랜덤 노이즈 시퀀스가 된다면, PN511 시퀀스는 가장 긴 가능한 시퀀스가 될 것이다. GCR 신호(41, 42)의 기본으로서 PN511 시퀀스를 사용하기 보다는, 캐스케이드로 2개의 PN255 시퀀스를 사용하는 것이 바람직하며, 이 2개의 PN255 시퀀스는 서로 직교한다. 또하나의 시퀀스에 대해 직교하는 PN 시퀀스는 실질적으로 다른 시퀀스와 0교차 상관을 갖는다. 단순히 PN 시퀀스의 순서를 역으로 하는 것은 또다른 PN 시퀀스를 생성할 수 있는 하나의 방법이고, 이들 2개의 시퀀스는 서로 직교한다.
도 3의 (B)는 직교 PN255* 시퀀스(412)를 수반하는 PN255 시퀀스(411)로 이루어진 GCR 신호(41)를 나타낸다. 도 3의 (C) 및 도 (D)는 직교 PN255* 시퀀스(422)를 수반하는 PN255 시퀀스(421)로 이루어진 GCR 신호(42)를 나타낸다. 2개의 시퀀스(411, 412)에 나타나는 하향 화살표 및 2개의 시퀀스(421, 422)에 나타나는 상향 화살표는 GCR 신호(41, 42)의 변조의 상보적인 의미를 표시한 것이다. GCR 신호(41, 42)에 대한 특정 PN255 시퀀스의 선택은 직교 PN255* 시퀀스(422)에서 감쇄가산(subsum)되는 데이터 세그먼트 동기 코드 S4에 의해 제한된다.
2개의 직교 PN 255 시퀀스를 캐스케이드하는 것은 서로에 대한 간섭 없이 PN255 시퀀스의 단지 하나에 기초한 커널 가중치를 계산할 수 있는 선택을 제공한다. 이 선택은 저가이고 낮은 성능의 VSB DTV 수신기에서 매칭 필터 하드웨어 비용을 감소시키는데 사용된다. 고화질 VSB DTV 수신기에서는 이 선택은 선택된 채널에서 신속한 변화 동안 빠른 계산을 할 수 있다.
도 4의 (A), (B), (C) 및 (D)는 도 3의 (A), (B), (C) 및 (D)에서는 심볼 없이 도시된 데이터 프레임 헤더에서 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4의 부분은 심볼이 프리-고스트 및 포스트-고스트의 위치를 결정하기 위해 사용되는 콤 필터(30)의 이들 부분으로부터 제거되도록 반복되는 한, 실제로 컴퓨터(26)에 의한 커널 가중치 계산에 간섭하지 않고 심볼에 의해 점유될 수 있다. 이들 심볼은 예컨대 보여지는 채널을 스크린하는데 사용되는 코드 프로그램 정보에 사용될 수 있다. 이들 심볼은 채널 등화 필터링을 위한 트레이닝 신호보다 길이가 더 짧은 프레임 개시 플래그 코드에 제공할 수 있다.
도 4의 (A)는 데이터 세그먼트 L1내에 위치된 끝이 잘린 복제코드(442)를 수반하는 의사 랜덤 노이즈쌍 시퀀스(441)로 이루어진 프레임 개시 플래그 코드(44)를 나타낸다. 의사 랜덤 노이즈쌍 시퀀스 또는 "PNP 시퀀스"는 시퀀스의 심볼 레이트가 표준 심볼 레이트의 1/2이 되는 의사 랜덤 노이즈 시퀀스로서 규정되어, PNP 시퀀스가 관련되는 범위에서의 각 심볼은 데이터 전송 시스템 또는 일반 PN 시퀀스가 관련되는 범위에서의 한쌍의 시퀀스이다. 프레임 개시 코드로서 발명자에 의해 PN 쌍 시퀀스 또는 "PNP 시퀀스"가 선호되는 이유는 이들 시퀀스에 대한매칭 필터 응답이 심볼 동기가 아직 완전하지 않은 조건에서도 획득할 수 있기 때문이다. 이는 VSB DTV 신호 수신기가 더 빠르게 동작 상태로 될 수 있게 한다. PNP 시퀀스는 심볼 클록의 섬세한 위상 조정을 위한 기초를 제공할 수 있다.
PNP 시퀀스(441)는 표준 심볼 레이트의 한번 반복된 심볼의 127쌍으로 구성된 PNP127 시퀀스이고 254 심볼 에포크를 점유하고, 이들 심볼 에포크의 최종 6개의 +S, +S, -S, -S, +S 및 +S의 연속 값을 갖는다. PNP 시퀀스(441)의 복제 시퀀스(451)는 PNP 시퀀스(441)가 시작한 이후 1368 심볼 에포크에서 시작한다. PNP 시퀀스(451)는 도 4의 (B)에 도시된 바와 같이 데이터 세그먼트 L2내에서 시작하고, 도 4의 (C)에 도시된 바와 같이 데이터 세그먼트 L3의 바로 개시에서 최종 5개의 심볼로 끝난다. 이는 PNP 시퀀스(451)에서 감쇄가산되는 데이터 세그먼트 동기 코드 S3에 제공한다.
PNP 시퀀스(441)는 PNP 시퀀스(451)가 시작하는 것보다 1368 심볼 에포크 앞서 종료하여 PNP 시퀀스(441)는 데이터 세그먼트 L1의 301번째 심볼 에포크에서 끝나고 연속하여 데이터 세그먼트 L1의 48번째 심볼 에포크에서 254 심볼 에포크 앞서 시작한다. 끝이 잘린 PNP 시퀀스(441)는 데이터 세그먼트 L1의 301번째 심볼 에포크에서 시작하고 데이터 세그먼트 L1의 431번째 심볼 에포크 후에 데이터 세그먼트 L1의 522번째 심볼 에포크보다 늦지 않게 끝난다.
PNP 시퀀스(441)의 제2 복제(461)는 PNP 시퀀스(451)가 시작하는 것보다1368 심볼 에포크 이후에 시작하고 그에 따라 도 4의 (D)에 도시된 바와 같이 데이터 세그먼트 L4의 288번째 심볼 에포크에서 시작한다. PNP 시퀀스(441)의 제1 복제시퀀스(451)는 도 4의 (C)에 도시된 바와 같이 데이터 세그먼트 L3의 끝이 잘린 PNP 시퀀스(442)의 제1 복제시퀀스(452)를 수반한다. PNP 시퀀스(441)의 제2 복제시퀀스(461)는 도 4의 (D)에 도시된 바와 같이 데이터 세그먼트 L4의 끝이 잘린 PNP 시퀀스(442)의 제2 복제시퀀스(462)를 바로 수반한다.
데이터 세그먼트 L4의 끝에 있는 12 심볼 프리-코드(43)는 12 심볼 프리-코드(43)보다 1368 심볼 에포크 앞서 데이터 세그먼트 L3에서 복제 12 심볼 프리-코드(431)에 의해 선행하여 도 4의 (C)에 도시되어 있다. 복제 12 심볼 프리-코드(431)는 포스트-고스트의 컴퓨터(26) 계산에 간섭하는 배경 클러터가 없는 시간을 증가하도록 콤 필터(30) 응답에서 12 심볼 프리-코드(43)를 제거한다. 복제 12 심볼 프리-코드(431)는 12 심볼 프리-코드(431)보다 1368 심볼 에포크 앞서 데이터 세그먼트 L1에서 시작하는 다른 복제 12 심볼 프리-코드(432)에 의해 선행하여 도 4의 (A)에 도시되어 있다. 복제 12 심볼 프리-코드(432)는 프리-고스트의 컴퓨터(26) 계산에 간섭하는 배경 클러터가 없는 시간을 유지하도록 콤 필터(30) 응답에서 12 심볼 프리-코드(431)를 제거한다.
24심볼 전송 모드 코드(47)는 도 4에 도시된 데이터 세그먼트 L4에 위치되고 모드 코드(47)가 시작하는 것보다 1368 심볼 에포크 앞서 시작하는 모드 코드(47)의 복제코드(471)는 도 4의 (C)에 도시된 데이터 세그먼트 L3에 위치되고 모드 코드(47)가 시작하는 것보다 2736 심볼 에포크 앞서 개시하는 모드 모드(47)의 또다른 복제코드(472)는 도 4의 (A)에 도시된 L1에 위치된다. 이들 24 심볼 전송 모드 코드(47, 471, 472)는 12 심볼 프리-코드가 중첩되는 지점까지 지연될 수 있다. 선택적으로, 24 심볼 전송 모드 코드(47, 471, 472)는 PNP 시퀀스(441, 451, 461)를 선행하도록 PN255* 시퀀스(412, 422)가 중첩되는 지점까지 각각 진행될 수 있다. 다른 변형 실시예에서는 24심볼 전송 모드 코드(472)는 제거될 수 있고, 24 심볼 전송 모드 코드(47, 471)는 시퀀스(412, 422)가 중첩되는 지점까지 데이터 세그먼트 동기 코드 S2' 및 S2이전에 각각 위치하도록 진행된다.
도 3의 (A), (B), (C) 및 (D)에 도시된 데이터 프레임 헤더에서의 문제점은 데이터 세그먼트 동기 코드 S2및 S3이 1995년 9월 16일 발표된 ATSC 표준의 규정, 즉 +S, -S, -S 및 +S의 연속값을 갖는 4개의 심볼로 이루어진 코드 그룹은 데이터 세그먼트 동기 코드로서 사용되는 데이터 세그먼트의 개시에 위치되지 않는 한, 832 심볼 간격으로 반복되지 않음을 위반한다는 것이다. 이 문제점은 또한, 도 4의 (A), (B), (C) 및 (D)에 도시된 데이터 프레임 헤더에서도 발견된다. 이 문제는 데이터 세그먼트 L2의 개시에서 데이터 세그먼트 동기 코드 S2'를 생략하고, 연속하는 데이터 세그먼트 L3내의 데이터 세그먼트 동기 코드의 복제코드 S2'를 생략함으로써 회피될 수 있다. 선택적으로, 이 문제는 간단히, 데이터 세그먼트 L3의 개시에서데이터 세그먼트 동기 코드 S3을 생략하고, 연속하는 데이터 세그먼트 L4내의 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 복제코드 S3'를 생략하고, 데이터 세그먼트 L1내의 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 임의의 복제코드 S3'를 생략함으로써 회피될 수 있다. 데이터 세그먼트 동기 코드를 검출하는데 사용되는 회로는 일반적으로 하나의 데이터 세그먼트의 개시에서 이러한 코드의 비발생을 수용하기 위해 준비된다.
도 5의 (A), (B), (C) 및 (D)는 1995년 9월 16일 발표된 ATSC 표준의 위반을 좀 더 바람직한 방식으로 회피하는 도 3의 (A), (B), (C) 및 (D)에 도시된 데이터 세그먼트 헤더의 변형을 도시하며, 이 방식은 데이터 세그먼트 동기 코드가 PN 시퀀스의 선두가 될 때까지 PN255 시퀀스(411)를 대체하고 PN255 시퀀스(411)의 원형 순환에 의해 발생되는 PN255 시퀀스(411')의 처음 4개의 심볼 에포크 내에 데이터 세그먼트 동기 코드 S3를 감쇄가산하는 것이다. PN255 시퀀스(421)는 PN255 시퀀스(411')와 상보적 관계의 PN255 시퀀스(421')에 의해 대체된다. PN255 시퀀스(421')는 PN255 시퀀스(411')와 상보적 관계이므로, 데이터 세그먼트 동기 코드 S3는 PN255 시퀀스(421')의 개시에서 반복되지 않는다.
유사하게 도 6의 (A), (B), (C) 및 (D)는 PN255 시퀀스 411' 내의 데이터 세그먼트 동기 코드 S3을 감쇄가산함으로써 1995년 9월 16일 발표된 ATSC 표준의 위반을 회피하는 도 4의 (A), (B), (C) 및 (D)에 도시된 데이터 프레임 헤더의 변형을 도시한다. 도 5의 (A), (B), (C) 및 (D) 및 도 6의 (A), (B), (C) 및 (D)에 도시된데이터 프레임 헤더는 주신호로부터 40 마이크로초만큼 지연된 포스트-고스트의 간섭 없이 주신호의 37.3 마이크로초까지 앞선 프리-고스트의 레디(ready) 상관, 이어서 프리-고스트의 간섭 또는 다른 배경 클러터 없이 주신호로부터 20.9 내지 58.2 마이크로초 지연된 포스트-고스트의 후속 상관, 이어서 주신호로부터 20.9 마이크로초보다 더 지연된 포스트-고스트의 간섭 없이 주신호의 56.4 마이크로초까지 앞선 프리-고스트의 후속 상관, 프리-고스트의 간섭 없이 주신호로부터 1.8 내지 20.9 마이크로초 지연된 포스트-고스트의 후속 상관, 이어서 주신호로부터 1.8 마이크로초보다 더 지연된 포스트-고스트의 지연 없이 간섭 없이 주신호의 75.5 마이크로초까지 앞선 프리-고스트의 후속 상관, 이어서 주신호로부터 1.8 마이크로초보다 적게 지연된 포스트-고스트의 후속 상관 및 이어서 최종 등화 단계에서 마이크로-고스트의 상관을 허용한다. 이 최종 고스트 소거 및 등화 단계는 이산 푸리에 변환 방법을 이용하여 더 신속하게 이루어질 수 있다.
도 7의 (A), (B), (C) 및 (D)는 도 5의 (A), (B), (C) 및 (D)에 도시된 데이터 프레임 헤더의 변형을 나타내는데, 이 데이터 프레임 헤더는 배경 클러터로부터 간섭 없이 주신호로부터 58.2 마이크로초 지연된 포스트-고스트를 억압하는 성능은 증가하고 주신호에 앞선 먼 프리-고스트를 억압하는 성능은 감소한다. 제1 GCR 신호(41) 및 제2 GCR 신호(42)는 시간적으로 앞서서 GCR 신호(41)는 제1 데이터 세그먼트 L1에서 58.2 마이크로초 이상 데이터 세그먼트로 시작한다. PN255 시퀀스(413)는 데이터 세그먼트 동기 코드가 제2 데이터 세그먼트 L2의 개시에 있도록 PN 시퀀스 내에 위치될 때까지 PN255 시퀀스(413)의 원형 회전에 의해 발생된 PN255 시퀀스(414)에 의해 대체된다. PN255 시퀀스(423)는 PN255 시퀀스(414)에 상보적인 PN255 시퀀스(424)에 의해 대체된다.
유사하게, 도 8의 (A), (B), (C) 및 (D)는 도 6의 (A), (B), (C) 및 (D)에 도시된 데이터 프레임 헤더의 변형을 나타내는데, 이 데이터 프레임 헤더는 배경 클러터로부터 간섭 없이 주신호로부터 58.2 마이크로초 지연된 포스트-고스트를 억압하는 성능은 증가하고 주신호에 앞선 멀리 떨어져 있는 프리-고스트를 억압하는 성능은 감소한다. GCR 신호(41, 42)를 진행하여 제1 GCR 신호(41)가 제1 데이터 세그먼트 L1에서 시작하는 것은 685 심볼 에포크 부근에서 1023 심볼 에포크를 향하여 이들 GCR 신호 각각의 구간의 제한을 철폐하여 더 길이가 길고 노이즈 거부 성능이 더 큰 PN 시퀀스의 사용이 의도될 수 있다.
도 9의 (A), (B), (C) 및 (D)는 제1 GCR 신호(51)가, 제1 데이터 세그먼트 L1에서 시작하고 데이터 세그먼트 동기 코드 S2 및 제2 데이터 세그먼트 L2내에 그 전체가 위치된 최종 PN511 시퀀스(512)를 제공하도록 제2 데이터 세그먼트 L2의 개시에서 그 나머지 4개의 심볼을 가지는 최초 PN511 시퀀스(511)를 포함하는 데이터 프레임 헤더를 도시한다. 제2 GCR 신호(52)는 제1 GCR 신호(51)가 시작한 후 1368 심볼 에포크 다음에 시작한다. 제2 GCR 신호(52)는 제3 데이터 세그먼트 L3의 29번째 내지 540번째 심볼 에포크를 점유하는 최초 PN511 시퀀스(521) 및 최종 PN511시퀀스(522)를 포함하며, 이 최종 PN511 시퀀스(522)는 제3 데이터 세그먼트 L3에서 시작하여 제4 데이터 세그먼트 L4에서 끝난다. 제4 데이터 세그먼트 L4의 개시에서 데이터 세그먼트 동기 코드 S4는 최종 PN511 시퀀스(522)에서 감쇄가산된다. PN511 시퀀스(521)의 개시의 복제코드(531)는 PN511 시퀀스(521)가 개시한 후 1368 심볼 에포크 다음에 시작한다.
도 9의 (B)는 데이터 세그먼트 동기 코드 S1이 시작한 후 1368 심볼 에포크 다음에 시작하는 데이터 세그먼트 동기 코드 S1의 제1 복제코드 S1'를 도시하고, 도 9의 (D)는 데이터 세그먼트 동기 코드 S1의 제1 복제코드 S1'가 시작한 후 1368 심볼 에포크 다음에 시작하는 데이터 세그먼트 동기 코드 S1의 제2 복제코드 S1"를 도시한다. 도 9의 (D)는 또한 데이터 세그먼트 동기 코드 S3이 시작한 후 1368 심볼 에포크 다음에 시작하는 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 복제코드 S3'를 도시하고, 도 9의 (A)는 데이터 세그먼트 동기 코드 S3가 시작하기 전 1368 심볼 에포크 다음에 시작하는 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 다른 복제코드 S3"를 도시한다. 따라서, VSB DTV 신호 수신기에 의해 수신된 기저대역 심볼 코드의 동일 NTSC 간섭의 인조 잡상을 억압하는데 사용되는 콤 필터(30)는 데이터 세그먼트 동기 코드 S1또는 데이터 세그먼트 S3에 응답하지 않는다.
도 9의 (D)는 데이터 세그먼트 동기 코드 S3의 복제코드 S3' 의 바로 전에 위치한 24심볼 모드 코드(47)를 도시한다. 24심볼 모드 코드(47)의 위치 또는 데이터 세그먼트 동기 코드 S1의 제2 복제코드 S1" 후의 다른 위치는 만일 설계자가 원한다면 코드 세그먼트 S1" 와 S3' 사이에서 모드 코드 다음으로 272 심볼 프레임 개시 플래그 코드를 삽입하기 위한 공간을 남긴다. PNP127 시퀀스는 복제를 위한 약간의 비트 공간을 갖는 이 영역으로 정합한다.
도 10은 좌측에서 우측으로 상부에서 하부로 시간 진행하는 1252 데이터 세그먼트의 데이터 프레임을 나타낸다. 데이터 프레임의 처음 4개의 데이터 세그먼트는 전술한 바와 같이 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 구성된 데이터 헤더이다. 최종 1248 데이터 세그먼트는 데이터 헤더(61)의 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4의 적어도 임의의 하나의 세그먼트에서와 같이, 각각의 4개의 심볼 데이터 동기 코드(62)로 시작한다. 최종 1248 데이터 세그먼트의 각각의 4-심볼 데이터 동기 코드(62)는 에러 정정 코딩된 데이터 페이로드(63)를 수반한다. 4-데이터 세그먼트 헤더를 갖는 1252 데이터 세그먼트 데이터 프레임을 사용하는 페이로드 데이터 레이트는 현재의 ATSC 표준에서와 동일한 19.28 Mbps이다. 도 10에 4데이터 세그먼트 데이터 필드 동기 코드를 갖는 1252-데이터 세그먼트 데이터 프레임은 1995년 9월 16일 발표된 ATSC DTV 표준에 따라 4개의 313-데이터 세그먼트 데이터 필드를 각 데이터 필드 동기 코드로 대체한다. 데이터 프레임 동기 코드 헤더 사이의 초 간격의 1/10은, 텔레비전 이미지를 보는 사람이 알아차릴 수 있는 각 새로운 채널을 획득하는데 방해 없이 다양한 채널의 연속 튜닝을 허용하기에 충분히 자주 DTV 수신기 등화를 정정하기 위한 트레이닝 신호를 공급한다.
도 10의 1252-데이터 세그먼트 프레임에서의 문제점은 5.17 데이터 프레임이 0.5005005005005초 기간의 15-이미지 프레임의 픽쳐 그룹(GOP)과 함께 연장한다는 점이다. 이는 디지털 프레임 법칙에 근거하여 디지털 텔레비전 레코딩 테이프의 큐잉(cueing) 및 편집에 있어서 문제를 나타낸다. 가능한 15 이미지 프레임 GOP 가 5개의 데이터 프레임과 시간상 동일하게 연장하는 한은 바람직하다. 이는 또한 정수개의 데이터 프레임과 시간상 동일하게 연장하는 3-, 6-, 9- 또는 12-이미지 프레임을 제공한다. 본 실시예의 1294 또는 1295개의 832-심볼 데이터 세그먼트를 갖는 데이터 프레임은 소망하는 것에 더 근접하다. 때때로 적응 등화기의 초기화는 트레이닝 신호를 획득하는 데 있어서, 최악의 경우 요구된 1076 데이터 세그먼트 구간(약 1/12th초)보다 시간적으로 더 짧아질 수 없으며, 적응 등화기에 대한 커널 가중치의 계산보다 시간적으로 더 길어진다. 이는 적응 등화기 응답의 초기화에 대해 적절한 속도이다.
도 11은 좌측에서 우측으로 그리고, 상부에서 하부로 시간 진행하는 1294 데이터 세그먼트의 데이터 프레임을 나타낸다. 처음 4개의 데이터 프레임의 데이터 세그먼트는 전술한 바와 같이 데이터 세그먼트 L1, L2, L3및 L4로 이루어진 데이터 헤더(61)이다. 나머지 1290 데이터 세그먼트는 데이터 헤더(61)의 데이터 세그먼트L1, L2, L3및 L4중 적어도 임의의 하나의 세그먼트에서와 같이, 각각의 4-심볼 데이터 동기 코드(62)로 시작한다. 나머지 1290 데이터 세그먼트의 각각의 4-심볼 데이터 동기 코드(62)는 에러-정정-코딩된 데이터 페이로드(64)를 수반한다.
1294 데이터 세그먼트를 갖는 데이터 프레임의 사용은 전송된 VSB DTV 신호의 컨볼루션 인터리버 및 도 1의 VSB DTV 수신기의 컨볼루션 디인터리버(16)를 재설계하는 것을 바람직하게 한다. 재설계는 1995 ATSC 표준에서 312-데이터 세그먼트 데이터 필드(헤더 없이)로 정확하게 6배로 맞춰진 52-데이터 세그먼트 인터리빙 깊이가 1290-데이터 세그먼트 에러 정정 코딩된 데이터 페이로드(64)에 정수배로 맞춰지지 않기 때문이다. DTV 송신기에서 신호 소스간의 스위칭을 용이하게 하기 위해서, 인터리빙 깊이는 데이터 프레임으로 정확하게 정수배 맞춰지는 것이 바람직하다. 43-데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 1290 데이터 세그먼트 데이터 프레임(헤더 없이)으로 정확하게 30배 맞춰진다. 1995 ATSC 표준에 따라 VSB DTV 신호에 대해 디인터리버에 요구되는 것보다 디인터리버(16)에서 저장 용량을 작게할 수 있다. 임펄스 노이즈는 R-S 디코더(20)에 의해 단일 에러로서 취급되는 43 심볼 에포크 기간보다 작아야 하지만, 만일 DTV 신호 수신기의 RF 및 IF 증폭기가 상당히 잘 설계되었으면 임펄스 노이즈는 4 마이크로초 간격보다 일반적으로 짧다. 선택적으로, 86 데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 정확하게 1290 데이터 세그먼트 에러 정정 코딩된 데이터 페이로드(64)로 정확하게 15배 맞춰진다. 버퍼 메모리는 인터리빙 깊이가 클수록 더 큰 용량이 요구되는 반면, 긴 기간의 임펄스 노이즈에대한 에러 정정은 개선된다. 다른 별법으로, 215 데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 1290-데이터 세그먼트 에러 정정 코딩된 데이터 페이로드(64)로 정확하게 5배 맞춰지지만, 역시 버퍼 메모리는 인터리빙 깊이가 클수록 더 큰 용량이 요구된다.
4-데이터 세그먼트 헤더를 갖는 1252 데이터 세그먼트 데이터 프레임을 사용하는 페이로드 데이터 레이트는 현재의 ATSC 표준에서와 같은 19.28 Mbps이다. 4 데이터 세그먼트 헤더를 갖는 1294 데이터 세그먼트 데이터 프레임은 4-데이터 세그먼트 헤더를 갖는 1252 데이터 세그먼트 프레임을 사용하여 달성된 19.28 Mbps보다 약간 더 페이로드 데이터 레이트가 증가한다. 5-데이터 세그먼트 헤더를 갖는 1295 데이터 세그먼트 데이터 프레임을 사용한 변형은 19.267 Mbps까지 페이로드 데이터 레이트가 증가하지만, 이미지 프레임 및 데이터 프레임의 시간적 트랙킹이 더 근접하게 된다.
현 ATSC 표준에서 데이터 세그먼트를 개시하는 데이터 세그먼트 동기 코드는 양호하게 설계된 데이터 통신 수신기에서는 불필요한 오버헤드이다. 데이터 세그먼트 동기 코드는 심볼 레이트와 일치하도록 샘플링 클록 레이트를 주기적으로 정정하기 위해 초기 DTV 수신기 디자인에서 사용되었다. 샘플링 클록 레이트 조정은 심볼 레이트 부고조파를 회복하도록 중간 주파수 신호 엔벌로프의 스펙트럼선 필터링을 이용하고 샘플링 클록을 회복된 심볼 레이트 부고조파에 동기하는 연속 법칙에 따라 만들어지는 것이 바람직하다. 데이터 세그먼트 동기 코드의 트렐리스 코딩으로의 삽입(interposition)은 바람직하지 않게 수신기의 트렐리스 디코딩 절차를 복잡하게 한다.
도 12는 좌측에서 우측으로 그리고, 상부에서 하부로 시간 진행하는 1302 데이터 세그먼트의 데이터 프레임을 나타낸다. 데이터 세그먼트 동기 코드는 데이터 헤더(65) 및 에러 정정 코딩된 데이터 페이로드(66)에서 828 심볼 데이터 세그먼트를 남기고 폐기된다. 데이터 헤더(65)의 일반적인 특성은 데이터 헤더(61)와 유사하다. 4-데이터 세그먼트 헤더를 갖는 이들 1302 데이터 세그먼트 데이터 프레임을 사용하는 페이로드 데이터 레이트는 19.38 Mbps이다. 송신된 VSB DTV 신호에서의 컨볼루션 인터리빙 및 도 1 VSB DTV 수신기의 컨볼루션 디인터리버(16)는 재설계된다. 59 데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 데이터 페이로드(66)의 1298 데이터 세그먼트로 정확하게 22배 맞춰진다. 선택적으로, 118 데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 1298 데이터 세그먼트로 정확하게 11배 맞춰진다.
도 12에 도시된 구성의 변형에서는, 5-데이터 세그먼트 헤더를 갖는 1301 데이터 세그먼트의 데이터 프레임이 사용되어 트렐리스 코딩된 데이터에 대해 프레임당 1296 데이터 세그먼트를 남긴다. 5-데이터 세그먼트 헤더를 갖는 이들 1301 데이터 세그먼트 데이터 프레임을 사용하는 페이로드 데이터 레이트는 19.36 Mbps이다. 54 데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 1301 데이터 세그먼트 에러 정정 코딩된 데이터 페이로드의 1296 데이터 세그먼트로 정확하게 24배 맞춰진다. 선택적으로, 72 데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 1296 데이터 세그먼트로 정확하게 18배 맞춰진다. 다른 별법으로, 108 데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 1296 데이터 세그먼트로 정확하게 12배 맞춰지거나, 144 데이터 세그먼트 인터리빙 깊이는 1296 데이터 세그먼트로 정확하게 9배 맞춰진다. 54-, 72- 및 108-데이터 세그먼트 인터리빙 깊이 및 각 데이터 프레임의 6 감소된-해상도 텔레비전 신호의 시분할 다중화에 특히 적합하다.
단지 직교 PN 시퀀스의 쌍으로 이루어진 고스트 기준 신호가 설명되었어도, 본 발명의 다른 실시예에서 사용될 수 있는 많은 수의 직교 PN 시퀀스를 갖는 고스트 기준 신호가 존재한다. 이러한 고스트 기준 신호는 예컨대, 1994년 8월 23일 및 1994년 11월 1일에 각각 Sumit Roy, C.B. Patel 및 J. Yangd에게 허여된 "SYSTEM TO CANCEL GHOSTS GENERATED BY MULTIPATH TRANSMISSION OF TELEVISION SIGNAL" 및 "SYSTEM TO CANCEL GHOSTS IN NTSC TELEVISION TRANSMISSION"의 미국 특허 제5,341,177호 및 제5,361,102호에 개시된 바와 같이, 캐스케이드된 상보 시퀀스로 각각 구성될 수 있다. PN 시퀀스로 이루어진 고스트 기준 신호에 비교하여 캐스케이드된 상보 시퀀스로 이루어진 고스트 기준 신호의 이점은 실질적으로 동일한 에너지를 갖는 모든 스펙트럼 주파수 성분을 포함한다는 점이다.
1995년 ATSC 표준에 의한 VSB DTV 신호의 트렐리스 코딩은 프레임에서 프레임으로 연속하여 연장한다. 이는 DTV 신호가 복수의 프로그램 및 서비스를 시분할 다중화할 때 특히 방송 송신기 또는 스튜디오에서 신호 소스간 스위칭을 복잡하게 한다. 서로 컨볼루션적으로 인터리빙된 데이터 세그먼트의 각 블록의 시작에서 또는 적어도, 각 데이터 프레임의 이러한 데이터 세그먼트의 처음 블록에서 트렐리스 코딩을 재시작하는 것이 더 바람직한 실행이다. 트렐리스 코딩은 바람직하게 소정의 프리코드를 사용하여 데이터 프레임 헤더 후에 재시작하여 프리코드 정보가 송신된 신호에 포함되지 않는다.

Claims (54)

  1. 파일롯 반송파 및 상기 파일롯 반송파와 동일한 주파수 및 위상을 갖는 잔류 측파대 변조의 억압된 반송파를 포함하는 전자기파 신호를 위한 데이터 신호 수신기로서, 상기 잔류 측파대 변조는 동일 채널 간섭 신호로서 상기 전자기파 신호에 동반하는 NTSC 텔레비전 신호의 수평 주사 라인 레이트의 실질적으로 684배인 일정한 심볼 레이트를 가지며, 기저대역 신호는 소정의 정수의 심볼 에포크로 각각 구성된 연속 데이터 세그먼트로 이루어지고, 상기 연속 데이터 세그먼트는 상기 데이터 세그먼트의 인접한 세그먼트의 소정 정수 M개로 각각 구성된 연속 데이터 프레임으로 분할되고, 상기 데이터 프레임은 상기 데이터 세그먼트의 복수 N개의 인접한 세그먼트를 포함하는 프레임 헤더로 시작하고 데이터를 전송하기 위해 사용되는 연속 멀티레벨 심볼을 포함하는 상기 데이터 세그먼트의 복수 (M-N)개로 종료하는 특성을 가지며, 상기 데이터 세그먼트는 이후 소정의 시간 간격에서 제1 고스트 소거 기준 신호 및 제2 고스트 소거 기준 신호를 포함하는 상기 각 데이터 프레임에서 특정 목적으로 사용되고, 상기 제1 및 제2 고스트 소거 기준 신호는 서로 상보적인 각각의 변동을 나타내고 있는 데이터 신호 수신기에 있어서,
    상기 전자기파 신호를 선택하고, 상기 선택 후 상기 전자기파 신호의 주파수를 변환하고, 상기 선택 및 주파수 변환 후 상기 전자기파 신호를 증폭하는 회로와,
    상기 선택, 주파수 변환 및 증폭 후 상기 전자기파 신호를 기저대역으로 싱크로다이닝하고, 상기 전자기파 신호를 기저대역으로 싱크로다이닝한 결과의 기저대역 신호의 디지털화된 샘플을 공급하는 회로와,
    상기 전자기파 신호를 기저대역으로 싱크로다이닝한 결과의 기저대역 신호의 상기 샘플을 수신하고, 전기적으로 조정가능한 커널 가중치에 의해 가중치화된 이들 수신된 샘플에 등화기 응답을 공급하는 적응 등화기와,
    상기 등화기 응답으로부터 전송된 데이터를 재생성하는 회로와,
    상기 등화기 응답을 다르게 지연하여, 더 지연된 등화기 응답에서의 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 덜 지연된 등화기 응답에서의 상기 제2 고스트 소거 기준 신호와 동시에 발생하고, 상기 더 지연된 등화기 응답과 상기 덜 지연된 등화기 응답을 감쇄적으로 결합하여 콤 필터 응답을 발생하는 콤 필터와,
    상기 제1 및 제2 고스트 소거 기준 신호를 감쇄적으로 결합한 결과를 포함하는 상기 콤 필터의 선택된 부분에 응답하여, 상기 데이터 신호 수신기가 비동작 시간 후 최초로 동작될 때마다 또는 상기 전자기파 신호가 최초로 선택될 때마다 상기 적응 등화기의 커널 가중치의 최초 전기적 조정을 수행하는 컴퓨터를 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 신호 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 콤 필터는 실질적으로 1368 심볼 에포크만큼 상기 등화기 응답을 다르게 지연하여 상기 콤 필터 응답을 발생하도록 감쇄적으로 결합하는 상기 더 지연된 등화기 응답과 상기 덜 지연된 등화기 응답을 발생하는 것을 특징으로 하는 데이터 신호 수신기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 데이터 신호 수신기의 동작이 계속되는 동안, 상기 컴퓨터는 상기 제1 및 제2 고스트 소거 기준 신호를 감쇄적으로 결합한 결과를 포함하는 콤 필터 응답의 선택된 부분에 응답하여 상기 적응 등화기의 커널 가중치를 전기적으로 계속 조정하는 것을 특징으로 하는 데이터 신호 수신기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 콤 필터는 실질적으로 1368 심볼 에포크만큼 상기 등화기 응답을 다르게 지연하여 상기 콤 필터 응답을 발생하도록 감쇄적으로 결합하는 상기 더 지연된 등화기 응답과 상기 덜 지연된 등화기 응답을 발생하는 것을 특징으로 하는 데이터 신호 수신기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 데이터 신호 수신기의 동작이 계속되는 동안, 상기 컴퓨터는 결정-종속형(decision-directed) 원칙에 따라 상기 콤 필터 응답에 응답하여 상기 적응 등화기의 커널 가중치를 전기적으로 조정하는 것을 특징으로 하는 데이터 신호 수신기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 콤 필터는 실질적으로 1368 심볼 에포크만큼 상기 등화기 응답을 다르게 지연하여 상기 콤 필터 응답을 발생하도록 감쇄적으로 결합하는 상기 더 지연된 등화기 응답과 상기 덜 지연된 등화기 응답을 발생하는 것을 특징으로 하는 데이터 신호 수신기.
  7. 동일 채널 간섭 신호로서 상기 전자기파 신호에 동반하는 NTSC 텔레비전 신호의 수평 주사 라인 레이트의 실질적으로 684배인 일정한 보드 레이트 또는 심볼 레이트를 갖는 기저대역 신호에 따라 잔류 측파대 변조의 억압된 반송파를 포함하는 전자기파 신호 포맷 방법에 있어서,
    기저대역 신호는 소정의 정수의 심볼 에포크로 각각 구성된 연속 데이터 세그먼트로 이루어지고, 상기 연속 데이터 세그먼트는 상기 데이터 세그먼트의 인접한 세그먼트의 소정 정수 M개로 각각 구성된 연속 데이터 프레임으로 분할되고, 상기 데이터 프레임은 상기 데이터 세그먼트의 복수 N개의 인접한 세그먼트를 포함하는 프레임 헤더로 시작하고 데이터를 전송하기 위해 사용되는 연속 멀티레벨 심볼을 포함하는 상기 데이터 세그먼트의 복수 (M-N)개로 종료하는 특성을 가지며, 상기 각 데이터 프레임의 상기 데이터 프레임 헤더는 제1 고스트 소거 기준 신호 및 상기 제1 고스트 소거 기준 신호보다 실질적으로 1368 심볼 에포크 후에 시작하는 제2 고스트 소거 기준 신호를 포함하고, 상기 제1 및 제2 고스트 소거 기준 신호는 서로 상보적인 각각의 변동을 나타내는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  8. 제7항에 있어서, 데이터를 전송하는데 사용되는 연속 멀티 레벨 심볼로 이루어진 상기 복수 (M-N)개 상기 데이터 세그먼트 각각은 4-심볼 데이터 세그먼트 동기 코드로 시작하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 수 M은 1254이며, 상기 수 N은 4인 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  10. 제8항에 있어서, 상기 수 M은 1294이며, 상기 수 N은 4인 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  11. 제8항에 있어서, 상기 수 M은 1295이며, 상기 수 N은 5인 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  12. 제7항에 있어서, 상기 수 M은 1302이며, 상기 수 N은 4인 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  13. 제8항에 있어서, 상기 수 M은 1301이며, 상기 수 N은 5인 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  14. 제7항에 있어서, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 서로 직교인 복수의 PN 시퀀스로 이루어지고, 동일한 수의 심볼을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제1 데이터 세그먼트의 종료 전에 시작하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  16. 제14항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제2 데이터 세그먼트의 개시 전에 시작하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  17. 제14항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제2 데이터 세그먼트의 개시 후 수 개의 심볼 에포크 다음에 시작하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  18. 제7항에 있어서, 프레임 시작 신호는 각 데이터 프레임의 제1 데이터 세그먼트 내에 포함되고, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 상기 프레임 시작 신호 후에 시작하고, 상기 제2 고스트 소거 기준 신호는 상기 제1 고스트 소거 기준 신호가 시작한 후 실질적으로 1368 심볼 에포크 다음에 시작하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제1 데이터 세그먼트의 종료 전에 시작하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  20. 제18항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제2 데이터 세그먼트의 개시 전에 시작하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  21. 제18항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제2 데이터 세그먼트의 개시 후 수 개의 심볼 에포크 다음에 시작하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  22. 제18항에 있어서, 상기 프레임 시작 신호는 NTSC 텔레비전 신호의 수평 주사 라인 레이트의 실질적으로 342배의 보드 레이트 또는 심볼 레이트로 의사 램덤 노이즈 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 NTSC 텔레비전 신호의 수평 주사 라인 레이트의 실질적으로 342배의 보드 레이트 또는 심볼 레이트를 갖는 의사 랜덤 노이즈 시퀀스는 의사 랜덤 노이즈 시퀀스의 적어도 초기 부분에 대응하는 신호에 의해 상기 프레임 시작 신호 내에서 연속되는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  24. 일정한 보드 레이트 또는 심볼 레이트를 갖는 기저대역 신호에 따라 잔류 측파대 변조의 억압된 반송파를 포함하는 전자기파 신호 포맷 방법에 있어서,
    기저대역 신호는 소정의 정수의 심볼 에포크로 각각 구성된 연속 데이터 세그먼트로 이루어지고, 상기 연속 데이터 세그먼트는 상기 데이터 세그먼트의 인접한 세그먼트의 소정 정수 M개로 각각 구성된 연속 데이터 프레임으로 분할되고, 상기 데이터 프레임은 데이터 프레임 헤더로서 사용되는 상기 데이터 세그먼트의 복수 N개로 시작하고, 데이터를 전송하기 위해 사용되는 연속 멀티레벨 심볼을 포함하는 상기 데이터 세그먼트의 복수 (M-N)개로 종료하는 특성을 가지며, 상기 각 데이터 프레임의 상기 데이터 프레임 헤더는 서로 직교하는 복수의 PN 시퀀스로 이루어진 각각의 고스트 소거 기준 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  25. 제24항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서, 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 동일한 데이터 프레임 헤더의 선행하는 다른 고스트 소거 기준 신호에 의해 나타나는 변동에 대해 상보적인 변동을 나타내는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  26. 일정한 심볼 레이트를 갖는 기저대역 신호에 따라 잔류 측파대 변조의 억압된 반송파를 포함하는 전자기파 신호 포맷 방법에 있어서,
    기저대역 신호는 소정의 정수의 심볼 에포크로 각각 구성된 연속 데이터 세그먼트로 이루어지고, 상기 연속 데이터 세그먼트는 상기 데이터 세그먼트의 인접한 세그먼트의 소정 정수 M개로 각각 구성된 연속 데이터 프레임으로 분할되고, 상기 데이터 프레임은 상기 데이터 세그먼트의 복수 N개의 인접한 세그먼트를 포함하는 프레임 헤더로 시작하고 데이터를 전송하기 위해 사용되는 연속 멀티레벨 심볼을 포함하는 상기 데이터 세그먼트의 복수 (M-N)개로 종료하는 특성을 가지며, 상기 데이터 세그먼트 각각은 유사한 소정의 특성의 각각의 데이터 세그먼트 동기 코드로 개시하고, 상기 데이터 프레임의 데이터 프레임 헤더는 상기 데이터 프레임 헤더의 하나의 데이터 세그먼트에서 시작하고 상기 데이터 프레임 헤더의 다음 발생하는 데이터 세그먼트에서 종료하는 각각의 고스트 소거 기준 신호를 포함하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 상기 다음 데이터 세그먼트를 위한 상기 각각의 데이터 세그먼트 동기 코드는 종료하는 상기 각각의 고스트 소거 기준 신호에서 감쇄가산되는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  27. 제26항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서, 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 동일 데이터 프레임 헤더의 다른 고스트 소거 기준 신호에 의해 나타나는 변동에 상보적인 변동을 나타내는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  28. 제27항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 데이터 프레임 헤더의 3번째 발생하는 데이터 세그먼트로 시작하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 4번째 발생하는 데이터 세그먼트로 종료하며, 상기 데이터 프레임 헤더의 2번째 발생하는 데이터 세그먼트의 상기 각 데이터 세그먼트 동기 코드 후에 시작하는 다른 고스트 소거 기준 신호에 의해 나타나는 변동에 상보적인 변동을 나타내는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  29. 제28항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 데이터 프레임 헤더의 3번째 발생하는 데이터 세그먼트로 시작하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 4번째 발생하는 데이터 세그먼트로 종료하며, 상기 데이터 프레임 헤더의 2번째 발생하는 데이터 세그먼트의 처음에서 시작하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 제2 데이터 세그먼트의 상기 각 데이터 세그먼트 동기 코드는 상기 다른 고스트 소거 기준 신호에서 감쇄가산되는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  30. 제27항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 데이터 프레임 헤더의 3번째 발생하는 데이터 세그먼트에서 시작하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 4번째 발생하는 데이터 세그먼트에서 종료하며, 상기 데이터 프레임 헤더의 1번째 발생하는 데이터 세그먼트에서 시작하고 상기 데이터 프레임 헤더의 2번째 발생하는 데이터 세그먼트에서 종료하는 다른 고스트 소거 기준 신호에 의해 나타나는 변동에 상보적인 변동을 나타내며, 상기 데이터 프레임 헤더의 상기 제2 데이터 세그먼트에 대한 상기 각 데이터 세그먼트 동기 코드는 다른 고스트 소거 기준 신호에서 감쇄가산되는 것을 특징으로 하는 전자기파 신호 포맷 방법.
  31. 동일 채널 간섭 신호로서 상기 전자기파 신호에 동반하는 NTSC 텔레비전 신호의 수평 주사 라인 레이트의 실질적으로 684배인 일정한 심볼 레이트를 갖는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법에 있어서,
    기저대역 신호는 소정의 정수의 심볼 에포크로 각각 구성된 연속 데이터 세그먼트로 이루어지고, 상기 연속 데이터 세그먼트는 상기 데이터 세그먼트의 인접한 세그먼트의 소정 정수 M개로 각각 구성된 연속 데이터 프레임으로 분할되고, 상기 데이터 프레임은 데이터 프레임 헤더로서 사용되는 상기 데이터 세그먼트의 복수 N개로 시작하고, 데이터를 전송하기 위해 사용되는 연속 멀티레벨 심볼로 이루어진 상기 데이터 세그먼트의 복수 (M-N)개로 종료하는 특성을 가지며, 상기 각 데이터 프레임의 상기 데이터 프레임 헤더는 제1 고스트 소거 기준 신호 및 상기 제1 고스트 소거 기준 신호보다 실질적으로 1368 심볼 에포크 후에 시작하는 제2 고스트 소거 기준 신호를 포함하고, 상기 제1 및 제2 고스트 소거 기준 신호는 서로 상보적인 각각의 변동을 나타내는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  32. 제31항에 있어서, 데이터를 전송하는데 사용되는 연속 멀티 레벨 심볼로 이루어진 상기 복수 (M-N)개 상기 데이터 세그먼트 각각은 4-심볼 데이터 세그먼트 동기 코드로 시작하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 수 M은 1252이며, 상기 수 N은 4인 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  34. 제32항에 있어서, 상기 수 M은 1294이며, 상기 수 N은 4인 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  35. 제32항에 있어서, 상기 수 M은 1295이며, 상기 수 N은 5인 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  36. 제31항에 있어서, 상기 수 M은 1302이며, 상기 수 N은 4인 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  37. 제8항에 있어서, 상기 수 M은 1301이며, 상기 수 N은 5인 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  38. 제31항에 있어서, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 서로 직교인 복수의 PN 시퀀스로 이루어지고, 동일한 수의 심볼을 포함하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  39. 제38항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제1 데이터 세그먼트의 종료 전에 시작하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  40. 제38항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제2 데이터 세그먼트의 개시 전에 시작하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  41. 제38항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제2 데이터 세그먼트의 개시 후 수 개의 심볼 에포크 다음에 시작하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  42. 제31항에 있어서, 프레임 시작 신호는 각 데이터 프레임의 제1 데이터 세그먼트 내에 포함되고, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 상기 프레임 시작 신호 후에 시작하고, 상기 제2 고스트 소거 기준 신호는 상기 제1 고스트 소거 기준 신호가 시작한 후 실질적으로 1368 심볼 에포크 다음에 시작하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  43. 제42항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제1 데이터 세그먼트의 종료 전에 시작하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  44. 제42항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제2 데이터 세그먼트의 개시 전에 시작하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  45. 제42항에 있어서, 상기 수 N은 적어도 4의 값을 가지며, 상기 제1 고스트 소거 기준 신호는 각 데이터 프레임의 제2 데이터 세그먼트의 개시 후 수 개의 심볼 에포크 다음에 시작하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  46. 제42항에 있어서, 상기 프레임 시작 신호는 NTSC 텔레비전 신호의 수평 주사 라인 레이트의 실질적으로 342배의 심볼 레이트로 의사 램덤 노이즈 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  47. 제46항에 있어서, 상기 NTSC 텔레비전 신호의 수평 주사 라인 레이트의 실질적으로 342배의 보드 레이트 또는 심볼 레이트를 갖는 의사 랜덤 노이즈 시퀀스는 의사 랜덤 노이즈 시퀀스의 적어도 초기 부분에 대응하는 신호에 의해 상기 프레임 시작 신호 내에서 연속되는 것을 특징으로 하는 기저대역 디지털 신호 포맷 방법.
  48. 일정한 심볼 레이트를 가지는 기저대역 신호 포맷 방법에 있어서,
    기저대역 신호는 소정의 정수의 심볼 에포크로 각각 구성된 연속 데이터 세그먼트로 이루어지고, 상기 연속 데이터 세그먼트는 상기 데이터 세그먼트의 인접한 세그먼트의 소정 정수 M개로 각각 구성된 연속 데이터 프레임으로 분할되고, 상기 데이터 프레임은 상기 데이터 세그먼트의 복수 N개의 인접한 세그먼트를 포함하는 프레임 헤더로 시작하고 데이터를 전송하기 위해 사용되는 연속 멀티레벨 심볼을 포함하는 상기 데이터 세그먼트의 복수 (M-N)개로 종료하는 특성을 가지며, 상기 각 데이터 프레임의 데이터 프레임 헤더는 서로 직교하는 복수의 PN 시퀀스로 이루어진 각각의 고스트 소거 기준 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 기저대역 신호 포맷 방법.
  49. 제48항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서, 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 동일한 데이터 프레임 헤더의 선행하는 다른 고스트 소거 기준 신호에 의해 나타나는 변동에 대해 상보적인 변동을 나타내는 것을 특징으로 하는 기저대역 신호 포맷 방법.
  50. 일정한 심볼 레이트를 갖는 기저대역 신호 포맷 방법에 있어서,
    기저대역 신호는 소정의 정수의 심볼 에포크로 각각 구성된 연속 데이터 세그먼트로 이루어지고, 상기 연속 데이터 세그먼트는 상기 데이터 세그먼트의 인접한 세그먼트의 소정 정수 M개로 각각 구성된 연속 데이터 프레임으로 분할되고, 상기 데이터 프레임은 상기 데이터 세그먼트의 복수 N개의 인접한 세그먼트를 포함하는 프레임 헤더로 시작하고 데이터를 전송하기 위해 사용되는 연속 멀티레벨 심볼을 포함하는 상기 데이터 세그먼트의 복수 (M-N)개로 종료하는 특성을 가지며, 상기 데이터 세그먼트 각각은 유사한 소정의 특성의 각각의 데이터 세그먼트 동기 코드로 개시하고, 상기 데이터 프레임의 데이터 프레임 헤더는 상기 데이터 프레임 헤더의 하나의 데이터 세그먼트에서 시작하고 상기 데이터 프레임 헤더의 다음 발생하는 데이터 세그먼트에서 종료하는 각각의 고스트 소거 기준 신호를 포함하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 상기 다음 데이터 세그먼트를 위한 상기 각각의 데이터 세그먼트 동기 코드는 종료하는 상기 각각의 고스트 소거 기준 신호에서 감쇄가산되는 것을 특징으로 하는 기저대역 신호 포맷 방법.
  51. 제50항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서, 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 동일 데이터 프레임 헤더의 다른 고스트 소거 기준 신호에 의해 나타나는 변동에 상보적인 변동을 나타내는 것을 특징으로 하는 기저대역 신호 포맷 방법.
  52. 제51항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 데이터 프레임 헤더의 3번째 발생하는 데이터 세그먼트로 시작하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 4번째 발생하는 데이터 세그먼트로 종료하며, 상기 데이터 프레임 헤더의 2번째 발생하는 데이터 세그먼트의 상기 각 데이터 세그먼트 동기 코드 후에 시작하는 다른 고스트 소거 기준 신호에 의해 나타나는 변동에 상보적인 변동을 나타내는 것을 특징으로 하는 기저대역 신호 포맷 방법.
  53. 제52항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 데이터 프레임 헤더의 3번째 발생하는 데이터 세그먼트로 시작하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 4번째 발생하는 데이터 세그먼트로 종료하며, 상기 데이터 프레임 헤더의 2번째 발생하는 데이터 세그먼트의 처음에서 시작하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 제2 데이터 세그먼트의 상기 각 데이터 세그먼트 동기 코드는 상기 다른 고스트 소거 기준 신호에서 감쇄가산되는 것을 특징으로 하는 기저대역 신호 포맷 방법.
  54. 제51항에 있어서, 상기 각 데이터 프레임 헤더에서 상기 고스트 소거 기준 신호는 상기 데이터 프레임 헤더의 3번째 발생하는 데이터 세그먼트에서 시작하고, 상기 데이터 프레임 헤더의 4번째 발생하는 데이터 세그먼트에서 종료하며, 상기 데이터 프레임 헤더의 1번째 발생하는 데이터 세그먼트에서 시작하고 상기 데이터 프레임 헤더의 2번째 발생하는 데이터 세그먼트에서 종료하는 다른 고스트 소거 기준 신호에 의해 나타나는 변동에 상보적인 변동을 나타내며, 상기 데이터 프레임 헤더의 상기 제2 데이터 세그먼트에 대한 상기 각 데이터 세그먼트 동기 코드는 다른 고스트 소거 기준 신호에서 감쇄가산되는 것을 특징으로 하는 기저대역 신호 포맷 방법.
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