KR100260422B1 - 디지털 텔레비젼신호 수신기 - Google Patents

Abstract

제1데이터 슬라이서는 디지털 텔레비젼 수신기에서 다중-레벨 심볼에 응답하는 중간 심볼 디코딩 결과를 제공한다. 상기 다중-레벨 심볼을 수반하는 동일-채널 간섭은 제1콤 필터에 의해 억압되어, 제2데이터 슬라이서에서 데이터 슬라이싱 과정이 수행되기 전에 동일-채널 간섭의 에너지가 감소된다. 상기 제1콤 필터는 제2데이터 슬라이서에 공급되는 심볼들을 부수적으로 재부호화한다. 상기 제2콤 필터는 상보 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해, 제2데이터 슬라이서뒤에 배치되어 제2데이터 슬라이서에 의해 복원되는 데이터 스트림을 재부호화하는 포스트코더로서 사용된다. 동일-채널 간섭 검출 회로는 중간 심볼 디코딩 결과 및 상보 심볼 디코딩 결과의 동일-간섭 에너지의 양을 결정한다. 상기 중간 심볼 디코딩 결과는 DTV 수신기에서 재생된 심볼 스트림이, 제1콤 필터 응답에서 억압될 수 있고 제1데이터 슬라이서의 데이터에서 부정확한 오류를 야기시키지 않을 충분한 에너지 레벨을 갖는 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트를 수반한다는 전류 표시 신호를 상기 동일-채널 간섭 검출 회로가 발생시키지 않는 경우에만, 최종 심볼 디코딩 결과로서 이용될 수 있다.

Description

디지털 텔레비젼신호 수신기

본 발명은 ATSC(Advanced Television Sub-Committee) 표준에 따라 미국 지상방송에 사용되는 디지털 HDTV(High Definition Television) 시스템과 같은 디지털 텔레비젼(Digital Television: 이하 "DTV"라 함) 시스템에 관한 것으로, 특히 NTSC(National Television System Committe)의 표준에 부합하는 아날로그 TV(Television)신호로부터의 동일-채널(co-channel) 간섭(interference)을 억압하기 위한 적응 필터 회로를 구비한 DTV 수신기에 관한 것이다.

1995년 9월 16일 ATSC에 의해 공표된 DTV 표준에는 미국내에서의 NTSC의 아날로그 TV신호 무선 방송에 최근 사용되는 6㎒ 대역폭의 TV 채널로 DTV신호를 송신하기 위한 잔류 측파대, 즉 VSB(Vestigial Sideband)신호가 명시되어 있다. 상기 VSB DTV신호는 그 스펙트럼(spectrum)이 동일-채널 간섭 NTSC 아날로그 TV신호의 스펙트럼과 인터리브(interleave)되도록 설계된다. 이것은 동일-채널 간섭 NTSC 아날로그 TV신호의 휘도(luminance) 및 색도(chrominance) 성분 에너지의 우수 배수가 속하게 될 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사라인 레이트(rate)의 1/4 우수 배수 사이에 속하는 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사라인 레이트의 1/4 기수 배수로 DTV신호의 주(principal) AM(Amplitude Modulation) 측파대 주파수 및 파일럿(pilot) 반송파를 위치시킴으로써 달성된다. NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파는 TV 채널의 저역 제한 주파수(lower limit frequency)로부터 1.25 MHz 오프셋(offset)된다. DTV신호의 반송파는 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사 라인 레이트의 59.75배만큼 영상 반송파로부터 오프셋되어 있어, 텔레비젼 채널의 저역 제한 주파수로부터 대략 309,877.6㎑로 DTV신호의 반송파를 위치케한다. 따라서 DTV신호의 반송파는 TV 채널의 중간 주파수(middle frequency)로부터 약 2,690,122.4㎐에 위치한다.

DTV 표준의 정확한 심볼 레이트(symbol rate)는 NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파로부터 오프셋된 4.5㎒ 음성 반송파의 684/286배에 해당한다. NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사라인당 심볼의 수는 684이고, 286은 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사라인 레이트가 곱해져서 그 결과 NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파로부터 오프셋된 4.5㎒를 얻도록 해주는 팩터(factor)이다. 상기 심볼 레이트는 DTV신호 반송파로부터 5.381119㎒ 확장된 VSB신호에 포함될 수 있는 10.762238메가심볼/초(megasymbols/second)이다. 즉, VSB신호는 TV 채널의 저역 제한 주파수로부터 5.690997㎒ 확장된 대역으로 제한될 수 있다.

미국내의 디지털 HDTV신호 지상 방송을 위한 ATSC 표준은 16:9의 화면 종횡비(aspect ratio)를 갖는 두가지의 HDTV 포맷(format)중 어느 하나를 송신할 수 있다. 그중 한가지 HDTV 디스플레이 포맷에서는 주사라인당 1920개의 샘플과 2:1 피일드 인터레이스(interace)를 갖는 30Hz 프레임당 1080개의 유효 수평 주사라인이 사용된다. 나머지 다른 HDTV 디스플레이 포맷에서는 주사라인당 1280개의 휘도 샘플과 60Hz 프레임당 TV 영상의 720개의 순차주사된 주사라인이 사용된다. 또한 ATSC 표준은 HDTV 디스플레이 포맷이외의 DTV 디스플레이 포맷의 전송, 즉 NTSC 아날로그 TV신호와 비교해 볼 때 정상적인 해상도를 갖는 4개의 TV신호의 병렬 전송과 같은 전송을 수용한다.

미국내에서의 지상 방송중에 VSB AM에 의해 전송되는 DTV는 313개의 시연속적인(consecutive-in-time) 데이터 세그먼트(segment)로 각각 이루어진 일련의 시연속적인 데이터 피일드를 포함한다. 상기 데이터 피일드는 각각 기수번째의 데이터 피일드와 그 후속되는 우수번째의 데이터 피일드가 데이터 프레임을 형성하는, 연속적으로 번호가 매겨진 모듈로-2(modulo-2)로 간주될 수도 있다. 프레임 레이트는 20.66프레임/초(frames/second)이다. 각 데이터 세그먼트는 77.3㎲의 지속 시간을 갖는다. 그 결과 심볼 레이트가 10.76㎒가 되고, 데이터 세그먼트당 832개의 심볼이 존재한다. 데이터의 각 세그먼트는 +S,-S,-S, +S의 연속값을 갖는 4개의 심볼로 이루어진 라인 동기화 코드 그룹으로 시작한다. 상기 +S 값은 최대 정(+)의 데이터 엑스커션(excursion) 이하의 한 레벨이고, -S 값은 최대 부(-)의 데이터 엑스커션 이상의 한 레벨이다. 각 데이터 피일드의 초기 라인은 채널-등화 및 다중경로 억압 과정을 위해 트레이닝신호를 부호화하는 피일드 동기화 코드 그룹을 포함한다. 상기 트레이닝신호는 3개의 63-샘플 PN(Pseudo-Random) 시퀀스(sequence)를 후속 수반하는 511-샘플 PN 시퀀스이다. 피일드 동기화 코드의 63-샘플 PN 시퀀스중 중앙(middle) 시퀀스는 각 기수번째 데이터 피일드의 첫번째 라인에서는 제1논리 규약(logic convention)에 따라 전송되고, 각 우수번째 데이터 피일드의 첫번째 라인에서는 제2논리 규약에 따라 전송된다. 그리고 제1논리 규약 및 제2논리 규약은 상호 각각 상보관계에 있다.

데이터 라인(data line)내의 데이터는 12개의 인터리브된 트렐리스 코드(trellis codes)를 사용하여 트렐리스 부호화되고, 2/3 레이트 트렐리스 코드 각각은 부호화되지 않은 1비트를 갖는다. 상기 인터리브된 트렐리스 코드는 바로 가까이에서 노출된 자동차 점화 시스템과 같은 잡음 소스에서 야기되는 버스트 오류의 정정에 대비하는 리드-솔로몬(Reed-Solomon) 포워드(forward) 오류-정정 부호화과정을 거친다. 리스-솔로몬 부호화 결과는 트렐리스 부호화과정과 구별된 심볼 프리코딩(precoding)없이 이루어지는 무선 전송을 위한 8-레벨(3비트/심볼)의 1-차원 컨스텔레이션(constellation) 심볼 부호화로서 전송된다. 상기 리드-솔로몬 부호화 결과는 프리코딩없이 이루어지는 유선 전송을 위한 16-레벨(4비트/심볼)의 1-차원 컨스텔레이션 심볼 부호화로서 전송된다. 상기 VSB신호는 억압되는 변조 비율에 따라 진폭이 변할 수도 있는 고유 반송파(natural carrier wave)를 갖는다.

상기 고유 반송파는 규정된 변조비율에 대응하는 고정 진폭의 파일럿 반송파로 대체된다. 고정 진폭의 이러한 파일럿 반송파는 VSB신호를 그 응답으로서 공급하는 필터에 공급되는 AM 측파대를 발생시키는 평형 변조기에 인가되는 변조 전압속에 직류 성분 쉬프트(shift)를 도입함으로써 발생된다. 만일 4-비트 심볼 부호화의 8개의 레벨이 반송파 변조신호속에 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7의 정규화값(normalized values)을 갖는다면, 파일럿 반송파는 1.25의 정규화값을 갖는다. 그리고 +S의 정규화 값은 +5이고, -S의 정규화값은 -5가 된다.

DTV 기술의 초기 개발에 있어서, DTV 방송장치는 심볼 발생회로에 후속되어 프리코딩된 심볼 필터링을 제공하는 심볼 프리코더(precoder)를 송신기에 사용할 것인지 아닌지의 여부를 결정하도록 요청받았을 것으로 예상된다. 방송장치에서의 이러한 결정은 동일-채널 NTSC 방송국에서의 간섭이 예상되지는지의 여부에 달려있었다. 상기 심볼 프리코더는 NTSC 동일-채널 간섭 신호의 아티팩트(artifacts)를 제거하기 위한 심볼 디코더 회로의 데이터 슬라이서(data slicer)앞에 사용되는 콤필터(comb filter)에 의해 각 DTV 수신기에 부수적으로 도입되는 심볼 포스트코딩(postcoding)을 예상하였다. 심볼 프리코딩은 데이터 피일드 동기화 데이터가 전송되도록 하는 데이터 라인 또는 데이터 라인 동기화 코드 그룹을 위해 사용되지는 않았을 것이다.

동일-채널 간섭은 NTSC 방송국에서 보다 멀리 떨어진 거리에서 감소하고, 어떤 전리층 조건이 조성될 때 발생하기 쉬우며, 태양의 활동이 활발한 여름철에 동일-채널 간섭의 발생 가능성이 높다. 그러한 간섭은 비동일-채널(no co-channel) NTSC 방송국에서는 발생하지 않을 것이다. 만일 방송 유효영역(area of broadcast coverage)내에 NTSC 간섭의 발생 가능성이 있는 경우, HDTV신호가 NTSC 간섭으로부터 용이하게 분리되도록 하기 위한 심볼 프리코더가 HDTV 방송장치에 사용되는 것으로 추정된다. 따라서 콤필터는 정합 필터링(matched filtering)을 수행하기 DTV 수신기의 심볼 포스트코더로서 이용된다. 만일 NTSC 간섭의 발생 가능성이 없거나 실질적인 간섭 발생 가능성이 있는 경우, 플랫(flat) 스펙트럼 잡음으로 인해 트렐리스 디코더의 심볼값에 관한 잘못된 결정이 야기되지 않도록 하기 위해, DTV 방송장치는 심볼 프리디코더를 사용하여 동작이 정지될 수 있는 것으로 추정된다. 방송장치의 조건 인식없이, 실질적인 동일-채널 NTSC 간섭은 변하기 쉬운 스킵(skip) 조건, 유선 누설(cabelcast leakage), NTSC 수신기에서의 부적절한 IF(Intermediate Frequency) 영상 억압, 이전의 잔여 TV 레코딩을 포함한 DTV 레코딩에 사용되는 자기 테이프, 또는 일부 다른 예외적인 조건에 기인하여 방송 수신 영역의 일부에서 실질적으로 존재할 수 있다. 현재 ATSC DTV 표준에 의하면 송신기에서는 심볼 프리코딩이 사용되지 못한다. 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 억압은 심볼 디코딩과 관련한 데이터 슬라이싱과정이후에 트렐리스 디코딩 처리과정에서 수행되는 것으로 추정된다. 이러한 과정을 통해 프리디코딩이 송신기에서 수행되는지의 여부를 결정해야 하는 문제점을 피할 수 있다. 그러나 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호로 인해 데이터-슬라이싱 과정속에 오류가 야기됨으로써, 오류-정정 디코딩 과정, 트렐리스 디코딩 및 리드-솔로몬 디코딩의 수행에 어려움을 겪게 된다. 이들 오류에 의해 방송 유효영역(broadcast coverage area)이 줄어들어, 상업용 DTV 방송회사의 수입에 손실이 초래될 수 있다. 따라서 비록 현재 ATSC DTV 표준에 의해 DTV 수신기에서 심볼 프리코딩 과정이 허가되진 않더라도, 데이터-슬라이싱 이전에 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 억압에 대비하는 것이 바람직하다.

한편 "선형 조합(linear combination)"이라는 용어는 일반적으로 종래의 연산 또는 모듈러 연산에 따라 수행되는 가산 및 감산을 의미한다. "모듈러 조합(modular combination)"이란 용어는 모듈러 연산에 따라 수행되는 선형 조합을 의미한다. 종래기술의 HDTV 수신기에서 사용되는 심볼 포스트코딩에 의해 예시되는 차동 지연 및 차동지연항의 선형 조합을 통해 디지털 심볼 스트림을 재부호화(re-coding)하는 부호화 타입(type)은 본 명세서에서 "제1타입의 심볼 재부호화"로 정의된다. 종래기술의 HDTV 송신기에서 사용되는 심볼 프리코딩에 의해 예시되는 모듈러 조합의 지연 결과로 모듈러 조합을 통해 디지털 심볼 스트림을 재부호화하는 부호화 타입은 본 명세서에서 "제2타입의 심볼 재부호화"으로 정의된다.

아날로그 TV신호에서 야기되는 동일-채널 간섭의 문제점은 수신기의 적응 필터회로에 의해 해소될 수 있도록 수신기에서의 재밍(jamming) 문제점의 관점에서 조명해 볼 수 있다. 동일-채널 간섭이 DTV 변조를 위한 신호 변조 능력을 쓸모없게 함으로써 시스템 채널을 포획(capture)할 수 있도록, 시스템 채널의 다이내믹 레인지(dynamic range)가 초과되지 않는 한, 시스템의 성능은 신호중첩의 문제로 간주될 수 있다. 수신기의 필터 회로는 아날로그 TV신호로부터 시스템 채널을 포획할 수 있을 정도로 충분히 그 에너지를 감소시키기 위해 아날로그 TV신호의 뚜렷한 상관관계(correlation) 및 반-상관관계(anti-correlation) 특성에 따라, 아날로그 TV신호에 의해 야기되는 동일-채널 간섭으로부터 디지털신호를 선택하기 위해 적응된다.

아날로그 TV신호에 의해 야기되는 동일-채널 간섭에 관한 한, 동일-채널 간섭은 DTV 송신기 뒤와 DTV 수신기 앞에의 시스템 채널속에 혼입된다. DTV 송신기에서 심볼 프리코딩를 사용하거나 사용하지 않든 아날로그 TV신호에 의한 동일-채널 간섭은 영향을 받지 않는다. DTV 수신기에서, 동일-채널 간섭이 수신기 프론트 엔드(front-end)를 오버로드(overload)하고 시스템 채널을 포획할 정도로 크지 않는 한, 데이터-슬라이싱 중에 발생하는 오류를 줄이기 위해, 동일-채널 간섭의 높은 에너지 스펙트럼 성분의 에너지를 감소시키기 위한 콤필터를 데이터-슬라이싱 회로에 앞서 먼저 배치하는 것이 유리하다. DTV 방송장치는 그 반송파 주파수가 간섭될 가능성이 있는 동일-채널 NTSC 아날로그 TV신호의 영상 반송파로부터 주파수가 최적으로 오프셋될 수 있도록, TV 채널의 저역 제한 주파수위의 공칭(nominal) 310㎑인 그 반송파 주파수를 조절해야 한다. 상기와 같은 반송파 주파수의 최적의 오프셋은 정확히 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사라인 주파수 f_H의 59.75배이다. 복조된 DTV신호의 동일-채널 간섭의 아티팩트는 디지털 HDTV 반송파와 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 영상 반송파간의 헤테로다인(heterodyne)에 의해 발생되는 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사라인 주파수 f_H의 59.75배의 비이트(beat) 및, 디지털 HDTV 반송파와 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 색도 부반송파간의 헤테로다인에 의해 발생되는 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사라인 주파수 f_H의 287.25배의 비이트, 즉 수평 주사라인 주파수 f_H의 59.75배의 비이트의 제5고조파(fifth harmonic)에 매우 가까운 주파수를 갖는 비이트를 포함할 것이다. 또한 아티팩트는 디지털 HDTV 반송파와 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 음성 반송파간의 헤테로다인에 의해 발생되는 NTSC 아날로그 TV신호의 수평 주사라인 주파수 f_H의 약 345.75배의 비이트, 즉 수평 주사라인 주파수 f_H의 59.75배의 비이트의 제6고조파에 매우 가까운 주파수를 갖는 비이트를 포함할 것이다. 이들 비이트의 근접한 고조파 관계(nearly harmonic relationship)로 인해, 비이트들은 차동 지연의 극소수의 심볼 기간(symbol epochs)을 포함하는 적절히 설계된 단일 콤필터에 의해 억압될 수 있다. DTV 수신기에서 데이터-슬라이싱 이전에 NTSC-제거(NTSC-rejection) 콤필터를 사용함으로써, 제1타입의 심볼 부호화가 수행되어 데이터-슬라이싱에 의해 얻어진 심볼을 변경할 수 있다.

상기 DTV 수신기에서 상기한 제1타입의 심볼 재부호화에 후속하는 데이터-슬라이싱 동작은 데이터 전송에 관한한 데이터 양자화(quantizing) 레벨이 심볼 레벨과 정합되도록 설계되기 때문에, 제1타입의 심볼 재부호화로부터 생긴 심볼들을 유용하게 하는 양자화 처리과정이다. 그러나 양자화 처리과정을 통해, 제1타입의 심볼 재부호화와 관련한 필터링 이후에 남게되고 심볼 코드 레벨간의 스텝보다 다소 작은 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 잔여신호가 차별화된다. 이것은 보다 강한 신호가 양자화 처리과정에서 상대적으로 보다 약한 신호의 댓가로 얻어지는 일종의 포획 현상(capture phenomenon)이다.

데이터 전송에 관한 한, 디지털 데이터 심볼 스트림은 시스템 채널을 전체 길이를 통해 유동한다. 제2타입의 심볼 재부호화가 DTV 송신기에서 심볼 프리코딩으로서 수행되는 경우, 차동 지연된 데이터 심볼 스트림의 가산 조합은 재밍 아날로그 TV신호를 극복하는데 일조하기 위해 송신기 전력을 상승시키거나 평균 심볼간 거리을 증가시키지 않는 모듈러에 기초하여 이루어진다. 대신에, 재밍 아날로그 TV신호를 극복하기 위한 주 메커니즘(principal mechanism)은 DTV 수신기에서 콤필터에 의해 제공되어 콤필터 바로 뒤에 후속하는 데이터 슬라이서의 양자화 효과에 의해 억제될 콤필터 응답에 잔류 아날로그 TV신호를 야기시키는 것과 같은 DTV신호와의 감쇠이다.

상기 제1,제2타입의 심볼 재부호화 과정을 수행하는 순서는, 어떠한 부호화 방법도 심볼 스트림을 위한 신호 송신 능력을 쓸모없게 하기 때문에, 상기한 환경하에서 시스템 채널을 통한 신호 송신에 거의 영향을 미치지 않는다. 상기 제1,제2타입의 심볼 재부호화 과정을 수행하는 순서는 제2타입의 심볼 재부호화가 제1타입의 심볼 재부호화와 그 후속의 데이터-슬라이싱 과정사이에 개입되지 않는 한, 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호를 억압할 수 있는 디지털 수신기의 능력에 전혀 영향을 미치지 않는다. 이러한 기술적 식견을 통해 본 발명의 기초를 이루는 일반적 토대가 제공된다.

NTSC 동일-채널 간섭을 억압하기 위한 콤 필터 및 상보성 부분 응답을 갖는 콤필터에 의해 수행되는 상기 제1,제2타입의 심볼 재부호화 과정은 발명자가 관찰한, 데이터가 동기화 코드 또는 정보인지의 여부에 관계없이 연속적으로 수행된다. 그 이유는 NTSC 아티팩트를 억압하기 위한 콤 필터링 기술이 주로 연속 신호인 NTSC 동일-채널 간섭의 주기적 상관성 및 반-상관 특성(anti-correlation properties)에 좌우되기 때문이다. 상기 NTSC 동일-채널 간섭은 연속적인 아날로그 특성을 지닌 연속 신호이기 때문에, NTSC 아티팩트를 억압하기 위한 콤 필터링 기술은 비록, 이들 기술의 결과가 단지 선택적으로 사용될 수 있다 하더라도, 그 응용에서 있어서 연속적이 되어야 한다. 비록, 상대적으로 NTSC 신호 에너지가 없는 스펙트럼의 일부분의 DTV신호 에너지를 상승시키기 위한 트렐리스 부호화 단계들을 거쳤다 하더라도, 만일 데이터 샘플링이 심볼 레이트와 적절히 동기화된다면, 데이터는 어떤 중대한 방식으로 파괴되기 보다는 콤 필터링에 의해 재부호화될 것이다. 데이터 심볼의 상관성 및 반-상관성은 근본적으로 데이터 슬라이싱시에 NTSC 아티팩트의 효과를 억압하기 위한 과정에 영향을 미치지 않는다. 심볼 디코딩 이후에 트렐리스 디코딩과정을 거치는 동안 인터리브된 트렐리스 코드중에 독립성을 제공하는 콤 필터는 데이터 슬라이싱시에 오류를 야기시키는 NTSC 아티팩트를 방지하기 위해 심볼 디코딩중에 수행되는 콤 필터링과는 별도로 간주될 수 있다.

따라서 본 발명의 목적은 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트를 수반하는 것에 민감하고 특정 시간 길이의 심볼 주기를 각각 갖는 2N-레벨 심볼 스트림을 공급하기 위한 DTV신호 검출 장치와, 인터리브된 트렐리스 부호화 데이터를 트렐리스 디코딩하기 위한 트렐리스 디코더, 트렐리스 디코더에 상기 인터리브된 트렐리스 부호화 데이터를 공급할 수 있도록 2N-레벨 심볼 스트림을 심볼 디코딩하기 위한 심볼 디코딩 장치를 구비하는 DTV신호 수신기를 제공함에 있다.

도 1은 심볼 디코딩 이전에는 NTSC-제거 콤 필터를 이용하고 심볼 디코딩이후에는 포스트코딩 콤 필터를 이용하며, 베이스밴드의 에너지를 비교하는 동일-채널 간섭 검출기를 이용한 본 발명의 실시예에 따른 디지털 텔레비젼신호 수신기의 블록구성도,

도 2는 도 1의 디지털 텔레비젼신호 수신기에 사용하기 위한 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 블록구성도,

도 3은 심볼 디코딩 이전에는 NTSC-제거 콤 필터를 이용하고 심볼 디코딩이후에는 포스트코딩 콤 필터를 이용하며, 미국 특허출원 제08/821,945호에 개시된 타입의 동일-채널 간섭 검출기를 이용하는 본 발명의 실시예에 따른 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 구성을 나타낸 블록구성도,

도 4는 심볼 디코딩 이전에는 NTSC-제거 콤 필터를 이용하고 심볼 디코딩이후에는 포스트코딩 콤 필터를 이용하며, 미국 특허출원 제08/821,944호에 개시된 타입의 동일-채널 간섭 검출기를 이용하는 본 발명의 실시예에 따른 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 구성을 나타낸 블록구성도,

도 5는 수신된 베이스밴드 심볼 코드에 실질적으로 NTSC 동일-채널 간섭이 없는지의 여부에 따라, 데이터 동기화 간격중에 규정된 심볼 디코딩 결과로부터 선택되고, 상기 수신된 베이스밴드 심볼 코드에 대한 데이터 슬라이서 응답 또는 상기 수신된 베이스밴드 심볼 코드의 콤 필터 응답에 대한 포스트코딩된 데이터 슬라이서 응답으로부터 다른 시각에 선택되는, 최종 심볼 디코딩 결과의 선택과 관련한 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 구성을 상세히 보인 블록구성도,

도 6은 도 5의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 회로 구성에 대한 대체 실시예를 보인 블록구성도,

도 7은 도 5의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 회로 구성에 대한 또다른 대체 실시예를 보인 블록구성도,

도 8은 데이터 동기화 간격중에 규정된 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위한 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 구성을 상세히 보인 블록구성도,

도 9는 NTSC-제거 콤 필터가 12-심볼 지연회로를 이용할 경우의, 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 회로 구성을 상세히 보인 블록구성도,

도 10은 NTSC-제거 콤 필터가 6-심볼 지연회로를 이용할 경우의, 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 회로 구성을 보인 블록구성도,

도 11은 NTSC-제거 콤 필터가 2-비디오-라인 지연회로를 이용할 경우의, 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 회로 구성을 보인 블록구성도,

도 12는 NTSC-제거 콤 필터가 262-비디오-라인 지연회로를 이용할 경우의, 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 회로 구성을 보인 블록구성도,

도 13은 NTSC-제거 콤 필터가 2-비디오-프레임 지연회로를 이용할 경우의, 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 일부 회로 구성을 보인 블록구성도,

도 14는 병렬 심볼 디코딩을 수행하는 다수의 NTSC-제거 콤 필터를 이용한 디지털 텔레비젼신호 수신기의 회로 구성을 상세히 나타낸 블록구성도,

도 15는 도 14에 도시된 타입의 디지털 텔레비젼신호 수신기에 사용될 수 있는 심볼 코드 선택회로를 상세히 보인 것으로, 도 15a 및 도 15b를 결합하여 단일 도면화한 블록구성도,

도 15a는 데이터 동기화 간격중에 규정된 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위한 도 14의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 회로 구성을 상세히 보인 블록구성도,

도 15b는 데이터 동기화 간격사이의 규정된 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위한 도 14의 디지털 텔레비젼신호 수신기의 회로 구성을 상세히 보인 블록구성도.

상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 일면에 따라 DTV신호 수신기의 심볼 디코딩 장치는 제1데이터 슬라이서, 제1지연기(delay device), 제1선형 결합기(combiner), 제2선형 결합기, 제2데이터 슬라이서, 복수-입력 멀티플렉서 회로 및 제2지연기를 포함한다. 상기 제1데이터 슬라이서는 중간 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위한 2N-레벨 심볼 스트림을 디코딩한다. 상기 심볼 주기의 규정된 제1번호의 지연을 나타내기 위한 제1지연기는 2N-레벨 심볼의 제1차동 지연 스트림 쌍을 발생하도록, 2N-레벨 심볼의 제1지연 스트림을 갖는 2N-레벨 심볼 스트림에 응답하도록 연결된다. 상기 제1선형 결합기는 출력신호로서 (4N-1)-레벨 심볼의 제1스트림을 발생하도록, 제1,제2입력신호로서 수신되는 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트를 수반하는 것에 민감한 제1차동 지연 스트림 쌍을 선형으로 조합하고, (4N-1)-레벨 심볼의 제1스트림은 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트가 억압되는 제1콤 필터 응답을 제공한다. 상기 제2선형 결합기는 각각의 출력신호를 공급하기 위해 수신된 제1,제2입력신호를 선형으로 조합하고, 제1콤 필터 응답은 제1입력신호로서 제2선형 결합기에 인가된다. 상기 제1선형 결합기와 제2선형 결합기중 하나는 가산기이고, 나머지 다른 하나는 감산기이다. 상기 제2데이터 슬라이서는 제1입력신호로서 제2선형 결합기에 인가되는 제1상보 심볼 디코딩 결과를 발생하도록, 제1선형 결합기에서 각각의 출력신호로서 공급되는 (4N-1)-레벨 심볼의 제1스트림을 디코딩한다. 상기 복수-입력 멀티플렉서 회로는 멀티플렉서 제어 신호에 응답하여 선택되는 복수의 입력신호중 하나를 출력신호로서 재생하고, 상기 중간 심볼 디코딩 결과를 복수의 입력신호중 하나로서 수신하며, 상기 제2선형 결합기의 출력신호를 복수의 입력신호중 또다른 하나로서 수신한다. 상기 제2지연기는 제2선형 결합기의 제2입력신호를 발생하도록 상기 규정된 심볼 주기의 제1번호만큼 복수-입력 멀티플렉서 회로의 출력신호를 지연시키기 위해 연결되고, 복수-입력 멀티플렉서 회로의 출력신호는 인터리브된 트렐리스 부호화 데이터를 포함하는 최종 심볼 디코딩 결과로서 최소 시간동안 사용된다.

상기한 본 발명의 내용에 있어서, 제2데이터 슬라이서에 의해 데이터-슬라이싱과정을 수행하기 이전에 제1콤 필터에 수행되는 제1타입의 심볼 재부호화과정은 프리코딩과정으로 간주된다. 상기 제2선형 결합기, 복수-입력 멀티플렉서 회로와 제2지연기를 포함하는 제2콤 필터는 데이터-슬라이싱 이후에 제2타입의 심볼 재부호화 과정을 수행하는데, 이것은 제1타입의 심볼 재부호화 과정을 보상하고 정확한 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위한 포스트코딩 과정을 의미한다.

본 발명을 구현하는 DTV신호 수신기는 또한 추가 필터링을 이용하여 동일-채널 간섭을 억압한다. 상기 심볼 기간의 규정된 제1번호의 지연을 나타내기 위한 제3지연기는 2N-레벨 심볼의 제2차동 지연 스트림 쌍을 발생하도록, 2N-레벨 심볼의 제2지연 스트림을 갖는 2N-레벨 심볼 스트림에 응답하도록 연결된다. 제3선형 결합기는 출력신호로서 (4N-1)-레벨 심볼의 제2스트림을 발생하도록, 제1,제2입력신호로서 수신되는 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트를 수반하는 것에 민감한 제2차동 지연 스트림 쌍을 선형으로 조합하고, (4N-1)-레벨 심볼의 제2스트림은 상기 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트가 억압되는 제2콤 필터 응답을 제공한다. 제4선형 결합기는 또다른 입력신호로서 상기 복수-입력 멀티플렉서 회로에 인가되는 각각의 출력신호를 공급하기 위해 수신된 제1,제2입력신호를 선형으로 조합하며, 제3선형 결합기와 제4선형 결합기중 하나는 가산기이고, 나머지 다른 하나는 감산기이다. 상기 제3데이터 슬라이서는 제1입력신호로서 제4선형 결합기에 인가되는 제2상보 심볼 디코딩 결과를 발생하도록, 제3선형 결합기에서 각각의 출력신호로서 공급되는 (4N-1)-레벨 심볼의 제2스트림을 디코딩한다. 상기 제4지연기는 제4선형 결합기의 제2입력신호를 발생하도록 상기 규정된 심볼 주기의 제2번호만큼 상기 복수-입력 멀티플렉서 회로의 출력신호를 지연시키기 위해 연결된다.

동일-채널 간섭 검출회로는 중간 심볼 디코딩 결과, 제1상보 심볼 디코딩 결과 및 제2상보 심볼 디코딩 결과의 동일-채널 간섭 에너지의 양을 결정하고 이들 동일-채널 간섭 에너지 양에 따라 멀티플렉서 제어신호를 발생시키기 위한 본 발명의 실시예에 포함된다. 상기 멀티플렉서 제어신호에 응답하는 복수-입력 멀티플렉서 회로는, 오로지 DTV신호 검출장치로부터 2N-레벨 심볼의 스트림이 제1,제3콤 필터 응답중 하나로 억압가능하고 정정불가능한 오류없이 2N-레벨 심볼의 스트림을 디코딩하는 제1데이터 슬라이서를 간섭할 정도로 강한 에너지 레벨을 갖는 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트를 수반한다는 전류 표시를 동일-채널 간섭 검출 회로가 발생하지 않는 한, 중간 심볼 디코딩 결과를 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택한다. 만약 그렇지 않으면, 멀티플렉서 제어신호에 응답하는 복수-입력 멀티플렉서 회로는 동일-채널 간섭 에너지의 많은 양을 갖는 제1상보 심볼 디코딩 결과와 제2상보 심볼 디코딩 결과중 하나를 선택하지 않는다.

이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 이하의 설명에서 도면전체를 통하여 동일한 부분에는 동일한 도면부호를 사용하기로 한다. 또한 본 발명의 주제와 관련이 없는 공지 구성요소의 기능에 대한 상세한 설명은 본 명세서에서 생략하기로 한다.

전자 설계분야에 종사하는 당업자들이 이해하고 있는 바와 같이, 첨부도면에 도시된 회로의 여러곳에서, 동작 순서가 정확해 지도록 시밍(shimming)지연이 삽입된다. 특정 시밍 지연 요건에 관해 비정상적인 그 어떤것이 있다면, 본 명세서에서는 명확하게 언급되지 않을 것이다.

도 1은 디지털 비디오 카셋트 레코더에 의한 기록 또는 TV 세트에 있어서 MPEG(Moving Picture Expert Group)-2 디코딩 및 디스플레이에 적합한 오류-정정 데이터를 복원하는데 사용되는 DTV신호 수신기를 도시한 것이다. 도 1의 DTV신호 수신기는 수신 안테나(8)로부터 TV 방송신호를 수신하는 것으로서 도시되지만, 안테나 대신에 케이블 네트워크로부터 신호를 수신할 수 있다. 상기 TV 방송신호는 DTV 수신기 프론트 엔드(10)에 입력신호로서 공급된다. 상기 DTV 수신기 프론트 엔드(10)는 일반적으로 RF(Radio-Frequency) TV신호를 VSB DTV신호를 얻기 위한 IF 증폭기 체인(chain)(12)에 입력신호로서 공급되는 IF TV신호로 변환하기 위한 RF 및 제1검파기를 구비한다. 상기 DTV 수신기는 제1검파기에 의해 UHF(Ultra High Frequency) 대역으로 변환된 DTV신호를 증폭하기 위한 IF 증폭기, 상기 증폭된 DTV신호를 VHF(Very High Frequency) 대역으로 변환하기 위한 제2검파기, VHF 대역으로 변환된 DTV신호를 증폭하기 위한 또다른 IF 증폭기를 구비하는 IF 증폭기 체인(12)인 갖는 복수 변환 타입으로 구성되는 것이 유리하다. 만일 베이스밴드로의 복조가 디지털 방식(digital regime)으로 수행되면, IF 증폭기 체인(12)은 상기 증폭된 IF신호를 베이스밴드에 가까운 최종 IF 대역으로 변환하기 위한 제3검파기를 추가로 구비할 것이다.

바람직하기로는 SAW(Surface Acoustic Wave) 필터는 채널 선택 응답을 형성하고 인접 채널을 제거하도록, UHF 대역을 위한 IF 증폭기에서 사용된다. 상기 SAW 필터는 유사 주파수 및 고정 주파수를 갖는 파일럿 반송파 및 VSB DTV신호의 억압 반송파 주파수로부터 5.38㎒이상 떨어져 신속하게 컷 오프(cut off)된다. 따라서 SAW 필터는 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 FM(Frequency Modulation) 음성 반송파를 제거한다. 상기 IF 증폭기 체인(12)에서 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 FM 음성 반송파가 제거됨으로써, 베이스밴드 심볼을 복원하기 위해 최종 IF신호가 검출될 때 발생되는 반송파의 아티팩트가 방지되고, 심볼 디코딩중에 베이스밴드 심볼의 데이터-슬라이싱을 간섭하는 아티팩트를 예측할 수 있다. 상기 심볼 디코딩중에 베이스밴드 심볼의 데이터-슬라이싱을 간섭하는 아티팩트의 방지는 데이터-슬라이싱이전의 콤 필터링에 의존하여 달성되는 것보다 더 낫다.

상기 IF 증폭기 체인(12)에서 발생되는 최종 IF 출력신호는 리얼(real) 베이스밴드 신호 및 이미지너리(imaginary) 베이스밴드 신호를 복원하기 위해 최종 IF 대역의 VSB AM DTV신호를 복조하는 DTV신호용 복소 복조기(complexer demodulator)(14)에 공급된다. 이러한 복조는 1995년 12월 26일자로 공고된 "Digital VSB Detector with Phase Tracker, as for Inclusion in an HDTV Receiver(HDTV 수신기용의 위상 트랙커를 구비한 디지털 VSB 검파기)"라는 발명의 명칭의 C.B.Patel씨등의 미국 특허 제5,479,449호에 설명된 것과 같은, 작은 메가사이클 범위(megacycle range)의 최종 IF 대역의 아날로그-디지털 변환 이후에 디지털 방식으로 수행될 수도 있다. 이와는 달리 복조는 아날로그 방식(analog regime)으로 수행될 수도 있고, 이 경우 그 결과는 통상적으로 또다른 처리과정을 용이하게 하기 위해 아날로그-디지털 변환과정을 거치게 된다. 복소 복조는 동위상(in-phase)(I) 동기 복조 및 직교위상(quadrature-phase)(Q) 동기 복조에 의해 수행된다. 상기 복조과정의 디지털 결과값은 8-비트의 정확도(accuracy)를 가지며, 데이터의 N-비트를 부호화하는 2N-레벨 심볼을 나타낸다. 일반적으로 2N은 도 1의 DTV신호 수신기가 안테나(8)를 통해 공중 방송을 수신하는 경우에는 8이고, 도 1의 DTV신호 수신기가 유선방송을 수신하는 경우에는 16이다. 본 발명은 지상에서의 공중 방송 수신과 관련이 있고, 도 1은 수신된 유선 송신신호에 대한 심볼 디코딩 및 오류-정정 디코딩을 제공하는 DTV 수신기의 일부 회로들을 도시하는 것은 아니다.

심볼 동기화기(synchronizer) 및 등화기(equalizer)(16)는 복소 복조기(14)의 동위상(I-채널) 베이스밴드신호의 디지털화된 리얼 샘플(real samples)을 수신한다. 또한 도 1의 DTV 수신기에서 심볼 동기화기 및 등화기(16)는 직교위상(Q-채널) 베이스밴드신호의 디지털화된 이미지너리 샘플(imaginary sample)을 수신한다. 상기 심볼 동기화기 및 등화기(16)는 수신된 신호의 고스트(ghost) 및 틸트(tilt)를 보상하는 조절가능한 가중 계수(adjustable weighting coefficient)를 갖는 디지털 필터를 구비한다. 상기 심볼 동기화기 및 등화기(16)는 심볼 동기화 또는 "탈-회전(de-rotation)"은 물론 진폭 등화 및 고스트 제거를 제공한다. 진폭 등화 이전에 심볼 동기화가 달성되는 심볼 동기화기 및 등화기는 미국 특허 제5,479,449호에 공지되어 있다. 그러한 설계에 있어서, 복소 복조기(14)는 리얼 베이스밴드신호 및 이미지너리 베이스밴드신호를 포함하는 오버샘플링(oversampling)된 복조기 응답을 심볼 동기화기 및 등화기(16)에 공급할 것이다. 심볼 동기화 이후에, 정상 심볼 레이트로 베이스밴드 I-채널 신호를 추출하고, 진폭 등화 및 고스트 제거에 사용되는 디지털 필터링을 통해 샘플 레이트를 감소시키기 위해 데이터가 데시메이션(decimation)된다. 진폭 등화가 심볼 동기화에 선행하는 심볼 동기화기 및 등화기에 있어서, "탈-회전" 또는 "위상 트랙킹"은 디지털 신호 수신기 설계에 종사하는 당업자들에게 이미 공지되어 있다. 상기 심볼 동기화기 및 등화기(16)의 각 샘플은 약 10비트로 분해되고, 사실상 레벨(2N=8)중 하나를 나타내는 아날로그 심볼의 디지털 표현다.

상기 심볼 동기화기 및 등화기(16)의 출력신호는 여러가지 공지된 방법중 어느 한 방법에 의해 신중히 이득-제어되며, 심볼에 대한 이상적인 스텝 레벨이 공지되어 있다. 그 이득 제어의 응답 속도가 대단히 빠르기 때문에 이득 제어의 한 가지 방법에 의해 복소 복조기(14)로부터 공급된 리얼 베이스밴드신호의 직접 성분이 +1.25의 정규화 레벨로 조절된다. 이러한 이득 제어방법은 일반적으로 미국 특허 제5,479,454호에 설명되며, 1997년 6월 3일자로 공고된 C.B.Patel씨등의 "Automatic Gain Control of Radio Receiver for Receiving Digital High-Definition Television Signals(디지털 HDTV신호를 수신하기 위한 무선 수신기의 자동 이득 제어)"라는 발명의 명칭의 미국 특허 제5,573,454호에 보다 상세히 설명되어 있고, 본 명세서에도 참고로 언급되어 있다.

상기 심볼 동기화기 및 등화기(16)의 출력신호는 등화된 베이스밴드 I-채널 신호로부터 데이터 피일드 동기화 정보 F 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 S를 복원하는 데이터 동기 검출기(detector)(18)에 그 입력신호로서 공급된다. 이와는 달리 데이터 동기 검출기(18)의 입력신호는 등화 이전에 얻어질 수 있다.

상기 심볼 동기화 및 등화기(16)로부터 출력신호로서 공급된 정상 심볼 레이트의 등화 I-채널신호 샘플은 NTSC-제거 콤 필터(20)에 입력신호로서 인가된다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(20)는 2N-레벨 심볼의 차동 지연 스트림 쌍을 발생시키기 위한 제1지연기(201)와, NTSC-제거 콤 필터(20)의 응답이 제1선형 조합 결과 및 프리코딩 필터 응답으로서 발생되도록 차동 지연 심볼 스트림을 선형으로 조합하기 위한 제1선형 결합기(202)를 구비한다. 미국 특허 제5,260,793호에 설명된 바와 같이, 제1지연기(201)는 12개의 2N-레벨 심볼의 주기와 동일한 지연을 제공하고, 제1선형 결합기(202)는 감산기가 될 수 있다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(20)의 출력신호는 10비트로 분해되고, 사실상 (14N-1)=15레벨중 하나를 나타내는 아날로그 심볼의 디지털 표현이다.

상기 심볼 동기화기 및 등화기(16)는 그 입력신호(디지털 샘플로 표현됨)의 직류 바이어스 성분(direct bias component)을 억압할 수 있도록 설계되는 것으로 생각되고, 직류 바이어스 성분은 +1.25의 정규 레벨을 가지며, 파일럿 반송파의 검출에 의해 복소 복조기(14)로부터 공급된 리얼 베이스밴드 신호로 나타난다. 따라서 NTSC-제거 콤 필터(20)의 입력신호로서 공급되는 심볼 동기화기 및 등화기(16)의 출력신호의 각 샘플은 사실상, 정규화 레벨 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7중 하나를 나타내는 아날로그 심볼의 디지털 표현이다. 이들 샘플 레벨은 "기수"심볼 레벨로 명명되고 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 검출되어, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111이라는 중간(interim) 심볼 디코딩 결과가 각각 발생된다.

상기 NTSC-제거 콤 필터(20)의 각 샘플은 사실상, 정규화 레벨 -14, -12, -10, -8, -6, -4, -2, 0, +2, +4, +6, +8, +10, +12, +14중 하나를 나타내는 아날로그 심볼의 디지털 표현이다. 이들 샘플 레벨은 "우수"심볼 레벨로 명명되고 우수-레벨 데이터 슬라이서(24)에 의해 검출되어, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111이라는 프리코딩된 심볼 디코딩 결과가 각각 발생된다.

상기 심볼 동기화기 및 등화기(16)는 그 입력신호(디지털 샘플로 표현됨)의 직류 바이어스 성분을 억압할 수 있도록 설계되는 것으로 생각되고, 직류 바이어스 성분은 +1.25의 정규 레벨을 가지며, 파일럿 반송파의 검출에 의해 복소 복조기(14)로부터 공급된 리얼 베이스밴드신호로 나타난다. 이와는 달리 심볼 동기화기 및 등화기(16)는 그 입력신호의 직류 바이어스 성분을 보존할 수 있도록 설계됨으로써, 심볼 동기화기 및 등화기(16)의 등화 필터의 설계가 다소 용이해진다. 그러한 경우, 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)의 데이터-슬라이싱 레벨은 그 입력신호로 데이터 스텝을 수반하는 직류 바이어스 성분을 고려하여 오프셋된다. 상기 제1선형 결합기(202)가 감산기인 경우, 심볼 동기화기 및 등화기(16)가 그 입력신호의 직류 바이어스 성분을 억압 또는 보존하도록 설계될 것인지의 여부는 우수-레벨 데이터 슬라이서(24)의 데이터 슬라이싱과 관련하여 볼때 별로 중요하지 않다. 그러나 제1지연기(201)에 의해 제공된 차동 지연이 선택되어 제1선형 결합기(202)가 가산기가 되는 경우에, 우수-레벨 데이터 슬라이서(24)의 데이터 슬라이싱 레벨은 그 입력신호로 데이터 스텝을 수반하는 두배의 직류 바이어스 성분을 고려하여 오프셋되어야 한다.

포스트코딩 콤 필터(26)는 NTSC-제거 콤 필터(20)의 프리코딩 필터 응답에 대한 포스트코딩 필터 응답을 발생시키기 위해 데이터 슬라이서들(22,24) 뒤에 사용된다. 상기 포스트코딩 콤 필터(26)는 3-입력 멀티플렉서(261), 제2선형 결합기(262), NTSC-제거 콤 필터(20)의 제1지연기(201)의 지연과 동일한 지연을 갖는 제2지연기(263)를 구비한다. 상기 제2선형 결합기(262)는 만일 제1선형 결합기(202)가 감산기인 경우에는 모듈로-8 가산기가 되고, 만일 제1선형 결합기(202)가 가산기인 경우에는 모듈로-8 감산기가 된다. 상기 제1선형 결합기(202)와 제2선형 결합기(262)는 관련 샘플 레이트를 충분히 지원하기 위한 선형 조합 동작을 향상시키기 위해 저마다의 ROM(Read Only Memory)들로 구성될 수도 있다. 상기 멀티플렉서(261)의 출력신호는 포스트코딩 콤 필터(26)의 응답을 제공하고, 제2지연기(263)에 의해 지연된다. 상기 제2선형 결합기(262)는 우수-레벨 데이터 슬라이서(24)의 프리코딩된 심볼 디코딩 결과를 제2지연기(263)의 출력신호와 조합하여, 제2선형 조합 결과를 제2선형 결합기(262)의 출력신호로서 발생시킨다.

상기 멀티플렉서(261)의 출력신호는 콘트롤러(28)로부터 멀티플렉서(261)에 공급되는 제1,제2,제3상태의 멀티플렉서 제어신호의 응답하여 선택되는 것으로서, 멀티플렉서(261)에 인가되는 3가지 입력신호중 하나를 재생한다. 상기 멀티플렉서(261)의 제1입력 포트는 등화된 베이스밴드 I-채널신호로부터의 데이터 피일드 동기화 정보 F 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 S가 데이터 동기 검출기(18)에 의해 복원되는 시간동안 콘트롤러(28)내의 메모리에서 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 수신한다. 상기 콘트롤러(28)는 상기 복원 시간동안에, 콘트롤러(28)내의 메모리에서 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 입력신호인 최종 코딩 결과로서 공급하기 위해 멀티플렉서(261)를 조절하는 제1상태의 멀티플렉서 제어신호를 멀티플렉서(261)에 공급한다. 상기 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)는 중간 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 멀티플렉서(261)의 제2입력 포트에 공급한다. 상기 멀티플렉서(261)는 제2상태의 멀티플렉서 제어신호에 의해 조절되어, 중간 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호인 최종 코딩 결과로서 재생시킨다. 상기 제2선형 결합기(262)는 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 멀티플렉서(261)의 제3입력 포트에 공급한다. 상기 멀티플렉서(261)는 제3상태의 멀티플렉서 제어신호에 의해 조절되어, 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호인 최종 코딩 결과로서 재생시킨다.

콤 필터링 및 데이터-슬라이싱 과정에 후속하여 수행되는 포스트코딩 과정은 이 포스트코딩 과정을 적절히 수행시키기 위해 해결되어야 하는 근본적인 문제점을 지니고 있다. 이러한 문제점의 일면을 살펴보면, 부분-필터링된 심볼 디코딩 결과에 일단 오류가 발생하면, 그 오류는 지연과 함께 피드백되어 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과가 발생되는 동안 오류를 전파시키는 경향이 있다. 상기 문제점의 또다른 일면은 지연된 피드백 회로에서의 조건들을 초기화하는 방법 및 오류 전파가 일단 발생된 다음 상기 지연된 피드백 회로에서의 조건들을 재초기화하는 방법과 관련이 있다. 이들 문제점은, 제2타입의 재부호화시에 사용되는 피드백은 누산되고 일종의 적분을 제공하기 때문에, 제2타입의 재부호화과정이 포스트코딩에 사용될 때 발생된다. 상기 제2타입의 재부호화과정이 프리코딩중에 수행되고 제1타입의 재부호화과정이 포스트코딩중에 수행될 경우에, 제1타입의 재부호화과정은 제2타입의 재부호화과정의 초기 조건에 대한 응답을 신속하게 억압하는 일종의 미분을 제공한다. 누산 또는 적분의 초기 조건이 관심의 대상은 아니다. 상기 제1타입의 재부호화과정이 프리코딩중에 수행되고 제2타입의 재부호화과정이 포스트코딩중에 수행될 경우에, 제2타입의 재부호화시에 누산 또는 적분의 부정확한 초기 조건에 의해 야기되는 오류는 포스트코딩과정이 수행되는 동안 스스로 전파된다. 최종 디코딩 결과에서 나타난 러닝 오류(running error)는 랜덤 오류(random error)이기 보다는 계통 오차(systematic error)이다, 다시말해 러닝 오류는 그 자체를 우연히 자기 보정할 수 없을 것이다.

상기 포스트코딩 콤 필터(26)에서 발생된 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과의 러닝 오류는 데이터 피일드 동기화 정보 F 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 S가 데이터 동기 검출기(18)에 의해 복원되는 시간동안 콘트롤러(28)내의 메모리에서 공급되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 피드백함으로써 감소된다. 상기 이상적인 심볼 디코딩 결과의 발생은 나중에 상세히 설명될 것이다. 상기 데이터 동기 검출기(18)가 제2지연기(263)를 통해 최종 심볼 디코딩 결과의 최상의 평가값을 제2선형 결합기(262)에 피드백함으로써, 데이터 피일드 동기화 정보 F 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 S를 복원하는 시간사이에, 포스트코딩 콤 필터(26)로부터 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과의 러닝 오류는 항상 보정될 수 있다. 동일-채널 간섭 NTSC 신호가 고-휘도 백색(high-luminance white) 또는 동일계통의 백색(near white) 내용을 갖는 경우, 상기 중간 심볼 디코딩 결과는 오류에 민감하지 않게 되고, 최종 심볼 디코딩 결과의 최상의 평가값을 공급하도록 선택될 것이다. 그 결과, 러닝 오류가 보정된다.

상기 포스트코딩 콤 필터(26)에 있어서 멀티플렉서(261)의 출력신호는 데이터 인터리버(data interleaver)(32)에 인가하기 위해 데이터 어셈블러(data assembler)(30)에 의해 어셈블링된 3-병렬-비트 그룹으로 된 최종 심볼 디코딩 결과를 포함한다. 상기 데이터 인터리버(32)는 트렐리스(trellis) 디코더회로(34)에 인가하기 위해 상기 어셈블링된 데이터를 병렬 데이터 스트림으로 변환한다. 상기 트렐리스 디코더회로(34)는 일반적으로 12개의 트렐리스 디코더를 사용한다. 트렐리스 디코딩 결과는 역-전환(de-commutation)을 위해 트렐리스 디코더회로(34)로부터 데이터 디-인터리버(de-interleaver)(36)에 공급된다. 바이트 파싱(parsing)회로(38)는 데이터 디-인터리버(36)의 출력신호를 리드-솔로몬 디코더회로(40)에 인가하기 위한 리드-솔로몬 디코더 오류-정정 부호화의 바이트로 변환한다. 리드-솔로몬 디코딩은 데이터 디-랜더마이저(de-randomizer)(42)에 인가하기 위한 오류-정정된 바이트 스트림을 발생시키기 위해 수행된다. 상기 데이터 디-랜더마이저(42)는 재생 데이터를 수신기의 잔여부분(도시하지 않았음)에 제공한다. 완전한 DTV 수신기의 잔여부분은 패킷 분류기(packet sorter), 음성 디코더, MPEG-2 디코더등의 구성요소들을 포함할 것이다. 디지털 테이프 레코더/재생기에 포함된 DTV 수신기의 잔여부분은 데이터를 기록을 위한 형식으로 변환하기 위한 회로를 포함할 것이다.

NTSC 동일-채널 간섭 검출기(44)는 NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터-슬라이싱 과정에서 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 가졌는지의 여부를 나타내는 표시를 콘트롤러(28)에 공급한다. 만일 NTSC 동일-채널 간섭 검출기(44)가 NTSC 동일-채널 간섭이 상기한 세기를 갖지 않은 것으로 표시하면, 콘트롤러(28)는 데이터 피일드 동기화 정보 F 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 S가 데이터 동기 검출기(18)에 의해 복원되는 기간이외의 시간에 제2상태의 멀티플렉서 제어신호를 멀티플렉서(261)에 공급할 것이다. 이 조건에 의해 멀티플렉서(261)는 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)로부터 공급된 중간 심볼 디코딩 결과를 출력신호로서 재생한다. 만일 NTSC 동일-채널 간섭 검출기(44)가 NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터-슬라이싱 과정에서 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 가진 것으로 표시하면, 콘트롤러(28)는 데이터 피일드 동기화 정보 F 및 데이터 세그먼트 동기화 정보 S가 데이터 동기 검출기(18)에 의해 복원되는 기간이외의 시간에 제3상태의 멀티플렉서 제어신호를 멀티플렉서(261)에 공급할 것이다. 이 조건에 의해 멀티플렉서(261)는 제2선형 결합기(262)로부터 제2선형 조합 결과로서 제공된 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생한다.

도 2는 신규한 것으로 여겨지는, 상기한 NTSC 동일-채널 간섭 검출기(44)가 취할 수 있는 구성 형태를 도시한 것이다. 감산기(441)는 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)로부터 공급된 중간 심볼 디코딩 결과와 제2선형 결합기(262)로부터 제2선형 조합 결과로서 공급된 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과를 미분 조합한다. 만일 NTSC 동일-채널 간섭의 양이 무시할 수 있는 정도의 양이고, 베이스밴드 I-채널신호의 랜덤 잡음이 무시할 수 있는 정도의 사소한 것이라면, 이들 중간 및 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과는 유사해야 하므로, 감산기(441)로부터의 차 출력신호는 로우(low) 상태가 되어야 한다. 반면에, 만일 NTSC 동일-채널 간섭의 양이 감지할 수 있는 정도의 양이라면, 감산기(441)로부터의 차 출력신호는 로우 상태가 되는 것이 아니고, 종종 하이(high) 상태에 있게 된다.

상기 감산기(441)에서 발생된 차 출력신호의 에너지에 대한 측정은 제곱기(squarer)(442)에 의해 차 출력신호를 제곱하고 평균기(mean averager)(443)에 의해 규정된 짧은 시간 간격에 걸쳐 제곱기(442)의 응답의 평균을 결정하여 이루어진다. 상기 제곱기(442)는 ROM을 사용하여 구현될 수 있다. 상기 평균기(443)은 여러개의 연속 디지털 샘플을 저장하기 위한 지연라인(delay line) 메모리와, 지연라인 메모리에 최근 저장된 디지털 샘플을 합산하기 위한 가산기를 사용하여 구현될 수 있다. 상기 평균기(443)에 의해 결정되는 것과 같은, 감산기(441)의 차 출력신호의 에너지의 단기 평균값(short-term mean average)은 임계값 검출기(444)에 제공하도록 연결된 디지털 비교기에 공급된다. 상기 임계값 검출기(444)의 임계값은 감산기(441)에 공급된 중간 심볼 디코딩 결과 및 포스트코딩 심볼 디코딩 결과를 수반하는 랜덤 잡음의 단기 평균값을 초과하지 않을 정도로 충분히 높다. 상기 임계값은 NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 데이터-슬라이싱 과정중에 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 갖는 경우에 초과된다. 상기 임계값 검출기(444)는 콘트롤러(28)에 임계값이 초과되는지의 여부를 나타내는 표시를 공급한다.

도 3은 도 1의 DTV 수신기와 다른 DTV 수신기의 구성을 도시한 것으로, NTSC 동일-채널 간섭이 상기한 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터-슬라이싱 과정중에 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 갖는지의 여부를 결정하기 위한 회로는 1997년 3월 19일자로 출원된 "Using Video Signals from Auxiliary Analog TV Receivers for Detecting NTSC Interference in Digital TV Receivers"라는 발명의 명칭의 미국 특허 출원 제08/821,945호에 개시된 타입의 회로라는 점에서 도 1의 그것과 상이하다. DTV 수신기 프론트 엔드(10)에 의해 IF로 변환되는 것과 같은 DTV신호는 NTSC 신호용 IF 증폭기 체인(46)에 공급된다. 상기 NTSC IF 증폭기 체인(46)은 종래의 NTSC 신호 수신기에 사용되는 IF 증폭기 체인과는 다르다. 중간 대역 이득 특성에 관한한, NTSC IF 증폭기 체인(46)의 증폭기 스테이지는 DTV신호용 IF 증폭기 체인(12)의 증폭기 스테이지에 대응하고, 이것은 IF 증폭기 체인(12)의 대응 증폭기 스테이지와 동일한 자동 이득 제어 및 실질적인 선형 이득을 갖는다. 상기 NTSC 신호의 잔류 측파대는 NTSC IF 증폭기 체인(46)에서 억압되지 않는다. 단일-측파대가 일치하는 NTSC신호의 전체 측파대의 일부는 동일-채널 DTV신호가 에너지를 감소시키기 위해 NTSC IF 증폭기 체인(46)에서 억압되는 것이 바람직하다. 그 결과, NTSC IF 증폭기 체인(46) 응답의 다이내믹 레인지가 감소함으로써, 복소 복조기(48)에 사용되는 국부 영상 반송파 발진기의 위상을 동기시키기 위한 영상 반송파의 추가 증폭이 용이해진다. 상기 NTSC IF 증폭기 체인(46)의 대역폭을 확립하기 위한 필터링 과정은 복수-변환(plural-conversion) 수신기회로가 사용되는 경우에 UHF IF 증폭기에서 SAW 필터링을 통해 수행될 수 있다. 상기 NTSC IF 증폭기 체인(46)의 증폭된 IF 응답은 직접 또는 어떤 또다른 증폭을 거친 후에 NTSC 비디오 신호용의 복소 복조기(48)에 공급된다. 상기 복소 복조기(48)는 DTV 아티팩트를 수반하는 리얼 성분(real component) 및 NTSC 신호의 샘플로 구성되는 동위상 I-채널 응답을 공급한다. 또한 복소 복조기(48)는 DTV 아티팩트를 수반하는 이미지너리 성분(imaginary component)의 샘플로 구성되는 직교-위상 Q-채널 응답을 공급하고, 상기 샘플은 힐버트 변환 필터(50)에 인가된다. 상기힐버트 변환 필터(50)의 응답은 선형 결합기(52)에 공급된다. 상기 선형 결합기(52)는 힐버트 변환 필터(50)의 응답을 적절히 지연된 위상내 I-채널 응답과 조합하여, 실질적으로 DTV 아티팩트를 수반하지 않는 NTSC신호의 샘플들을 복원한다. 상기 선형 결합기(52)는 I-채널 및 Q-채널 응답을 발생시키기 위해, 복소 복조기(48)에서 사용되는 동기 복조과정중에 상대적 영상 반송파 동조에 따라 가산기 또는 감산기가 된다.

상기 선형 결합기(52)로부터 공급되는 DTV 아티팩트를 실질적으로 수반하지 않는 NTSC 신호는 750㎑ 정도의 컷오프 주파수를 갖는 LPF(Low Pass Filter)(54)에 인가된다. 상기 동일-채널 간섭 NTSC신호의 휘도신호 에너지에 대한 평가값은 제곱기(56)에 의해 LPF(54)의 응답을 제곱하고 평균기(58)에 의해 규정된 짧은 시간 간격에 걸쳐 제곱기(56)의 응답의 평균값을 결정함으로써 발생된다. 이러한 평가값은 임계값 검출기(60)에 공급된다. 상기 임계값 검출기(60)의 임계값은 NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 데이터-슬라이싱과정중에 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 갖는 경우에 초과된다. 상기 임계값 검출기(58)는 임계값이 초과되는지의 여부를 나타내는 표시를 콘트롤러(28)에 공급한다.

도 4는 도 1 및 도 3의 DTV 수신기와 다른 DTV 수신기의 구성을 도시한 것으로, NTSC 동일-채널 간섭이 상기한 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터-슬라이싱과정중에 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 갖는지의 여부를 결정하기 위한 회로는 1997년 3월 19일자로 출원된 "Using Intercarrier Signals for Detecting NTSC Interference in Digital TV Receivers"이라는 발명의 명칭의 미국 특허 출원 제08/821,944호에 개시된 타입의 회로라는 점에서 도 1 및 도 3의 그것과 상이하다. DTV 수신기 프론트 엔드(10)에 의해 IF로 변환되는 것과 같은 DTV신호는 의사-병렬(quasi-parallel) 타입의 NTSC 음성 신호용 IF 증폭기 체인(62)에 공급된다. 상기 NTSC 음성 신호용 IF 증폭기 체인(62)의 증폭기 스테이지는 DTV신호용 IF 증폭기 체인(12)의 증폭기 스테이지에 대응하고, 이것은 IF 증폭기 체인(12)의 대응 증폭기 스테이지와 동일한 자동 이득 제어 및 실질적인 선형 이득을 갖는다. 상기 IF 증폭기 체인(12)의 주파수 선택도는 ±250㎑의 NTSC 음성 반송파 및 ±250㎑ 정도의 NTSC 영상 반송파내에서 응답을 엠퍼시스(emphasis)하도록 나타내어 진다. 상기 NTSC IF 증폭기 체인(62)의 주파수 선택도를 확립하기 위한 필터링 과정은 복수-변환 수신기회로가 사용되는 경우에 UHF IF 증폭기에서 SAW 필터링을 통해 수행될 수 있다. 상기 NTSC IF 증폭기 체인(62)의 응답은 변조된 NTSC 영상 반송파를, NTSC 음성 반송파를 헤테로다이닝하기 위한 강화 반송파(exalted carrier)로 사용하여 4.5㎒ 반송파 주파수를 갖는 인터캐리어(intercarrier) 음성 IF신호를 발생시키는 인터캐리어 검출기(64)에 공급된다. 이러한 인터캐리어 음성 IF신호는 인터캐리어 음성 IF 증폭기(66)에 의해 증폭되고, 4.5㎒의 IF 증폭기(66)는 상기 증폭된 인터캐리어 음성 IF신호를 인터캐리어 진폭 검출기(68)에 공급한다. 상기 인터캐리어 진폭 검출기(68)의 응답은 규정된 짧은 시간 간격에 걸쳐 평균기(70)에 의해 평균화되고, 그 최종 평균값은 임계값 검출기(72)에 공급된다. 상기 임계값 검출기(72)의 임계값은 NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 데이터-슬라이싱과정중에 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 갖는 경우에 초과된다. 상기 임계값 검출기(72)는 임계값이 초과되는지의 여부를 나타내는 표시를 콘트롤러(28)에 공급한다.

도 5는 도 1의 포스트코딩 콤 필터(26)의 멀티플렉서(261)의 동작이 수행되는 바람직한 타입을 도시한 것이다. 두개의 2-입력 멀티플렉서(2611,2612)를 포함하는 3-입력 멀티플렉서(261)가 도시된다. 콘트롤러(28)는 NTSC 동일-채널 간섭 검출기(예를들어 44)의 출력신호를 제어신호로 하여 2-입력 멀티플렉서(2611)에 인가한다.

만일 NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 데이터-슬라이싱과정중에 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 갖는 다면, 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 최종 "1(one)" 출력신호로 인해 멀티플렉서(2611)는 제2선형 결합기(262)가 멀티플렉서(2611)의 제1입력 포트에 공급하는 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과를 재생시켜 멀티플렉서(2612)의 제2입력 포트에 인가한다.

만일 NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 데이터-슬라이싱과정중에 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 갖는 다면, 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기의 최종 "0"(제로) 출력신호로 인해 멀티플렉서(2611)는 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)가 멀티플렉서(2611)의 제2입력 포트에 공급하는 중간 심볼 디코딩 결과를 재생한다. 이들 재생된 중간 심볼 디코딩 결과는 멀티플렉서(2612)의 제2입력 포트에 인가된다.

도 5, 도 6 및 도 7는 각각 콘트롤러(28)에 포함된 OR 게이트(281)를 도시하고 있다. 상기 OR 게이트(281)는 피일드 세그먼트 동기 검출기(181)가 검출중인 피일드 동기 세그먼트의 발생에 응답하여 "1"을 공급하는 경우와, 데이터 세그먼트 동기 검출기(182)가 검출중인 데이터 동기 코드의 발생에 응답하여 "1"을 공급하는 경우에 "1"인 응답을 공급한다. 상기 경우 이외의 모든 경우에, OR 게이트(281)는 "0"인 응답을 공급한다.

도 5에서 OR 게이트(281)의 응답은 제어신호로서 멀티플렉서(2612)에 인가된다. 상기 OR 게이트(281)의 응답 "0"으로 인해 멀티플렉서(2612)는 멀티플렉서(2612)의 제2입력 포트에 심볼 디코딩 결과의 우수한 평가값으로서 인가되는 멀티플렉서(2611)의 출력신호를 데이터 어셈블러(30)에 인가하기 위한 최종 심볼 디코딩 결과로서 재생한다. 상기 OR 게이트(281)의 응답 "0"으로 인해 멀티플렉서(2612)는 콘트롤러(28)의 메모리에서 빼낸 이상적인 디코딩 결과를 데이터 어셈블러(30)에 인가하기 위한 최종 심볼 디코딩 결과로서 재생하는데, 이것은 도 8을 참조하여 본 명세서에서 나중에 상세히 설명될 것이다.

도 6은 상기한 포스트코딩 콤 필터(26)의 대체 구성회로인 포스트코딩 콤 필터(260)를 도시한 것이다. 두개의 2-입력 멀티플렉서(2611,2612)를 포함하는 3-입력 멀티플렉서(261)는 도 6에서 세개의 3-입력 멀티플렉서(26101,26102,26103)를 포함하는 3-입력 멀티플렉서(2610)로 대체된다.

도 7은 상기 포스트코딩 콤 필터(26)의 변형 실시예에 따른 구성을 도시한 것으로, 두개의 2-입력 멀티플렉서(2611,2612)를 포함하는 3-입력 멀티플렉서(261)는 OR 게이트(281)와 상기 NTSC 동일-채널 간섭 검출기로부터 각 제어신호를 수신하는 두개의 2-입력 멀티플렉서(261001,261002)를 포함하는 3-입력 멀티플렉서(26100)으로 대체된다. 상기 포스트코딩 콤 필터(2600)는 포스트코딩 콤 필터(26,260)과는 다소 상이한 연산 결과를 제공한다. 상기 멀티플렉서(26001)는 OR 게이트(281)의 응답이 "1"일때 포스트코딩된 심볼디코딩 결과를 이상적인 심볼 디코딩 결과로 대체한다. 만일 NTSC 동일-채널간섭 검출기가, NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 데이터-슬라이싱 과정중에 부정확한 오류를 야기시킬 정도로 충분한 세기를 갖는다는 것을 표시하는 "1"을 공급할 경우, 멀티플렉서(261002)는 최종 수정 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과를 데이터 어셈블러(30)에 인가하기 위한 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택한다. 만일 NTSC 동일-채널간섭 검출기가, NTSC 동일-채널 간섭이 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 데이터-슬라이싱과정중에 부정확한 오류를 야기시키기에 불충분한 세기를 갖는다는 것을 표시하는 "0"을 공급할 경우, 멀티플렉서(261002)는 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)의 중간 심볼 디코딩 결과를 데이터 어셈블러(30)에 인가하기 위한 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하고, 이때 이들 중간 심볼 디코딩 결과는 이상적인 심볼 디코딩 결과로 대체되지 않는다.

도 8은 도 5의 멀티플렉서(2612)에 인가되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위한 회로와 함께 도 5의 멀티플렉서(2612)의 구성을 보다 상세하게 도시한 블록구성도이다. 상기 멀티플렉서(2612)는 멀티플렉서(2612)에서 3-비트-와이드 출력 버스(80)로 선택적으로 판독하기 위한 ROM들(74,76,78)의 출력 버퍼 레지스터를 포함한다. 상기 멀티플렉서(2612)는 멀티플렉서(2611)의 3-비트-와이드 출력을 순방향으로 선택하기 위한 3-상태 데이터 버퍼(82)를 추가로 포함한다. 상기 멀티플렉서(2612)에 인가되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위한 회로는 기수 피일드 동기 세그먼트 ROM(74)과, 우수 피일드 동기 세그먼트 ROM(76)과, 라인 동기 코드 ROM(78)과, 심볼 클록 발생기(84)와, ROM들(74,76,78)을 어드레싱하기 위한 1-데이터-프레임 어드레스 카운터(86)와, 어드레스 카운터(86)을 리세팅하기 위한 어드레스 카운터 잼 리셋회로(88)와, ROM들(74,76,78)에 대해 판독 가능신호를 발생시키기 위한 기수 피일드 동기 세그먼트 어드레스 디코더(94)와 우수 피일드 동기 세그먼트 어드레스 디코더(96)와 라인 동기 어드레스 디코더(98)와, 3-상태 데이터 버퍼(82)를 제어하기 위한 NOR 게이트(92)를 포함한다. 상기 어드레스 카운터(86)는 심볼 클록 발생기(84)로부터 심볼 디코딩 레이트로 수신된 입력 펄스를 카운트하여 1 데이터 프레임으로 심볼들을 각각 나타내는 연속적인 어드레스를 발생시킨다. 이들 어드레스의 적절한 부분이 ROM들(74,76,78)에 입력 어드레스로 인가된다. 상기 잼 리셋회로(88)는 어드레스 카운터(86)를 도 1, 도 3 또는 도 4의 데이터 동기 검출기(18)에 의해 복원된 데이터 피일드 동기 정보 F 및 데이터 세그먼트 동기 정보 S에 응답하는 적절한 카운트로 리셋시킨다.

상기 어드레스 카운터(86)는 상위 비트 그룹이 데이터 프레임당 데이터 세그먼트의 수를 카운트하고, 하위 비트 그룹이 데이터 세그먼트당 심볼의 수를 카운트하도록 구성되는 것이 바람직하다. 이러한 구성의 결과로, 어드레스 카운터 잼 리셋회로(88)의 설계가 용이해지고, 어드레스 디코더들(94,96,98)의 입력신호의 비트폭이 감소하며, 어드레스 카운터(86)로부터 부분 어드레스에 의한 ROM들(74,76,78)의 어드레싱 동작이 용이해지므로써 ROM의 어드레싱시의 비트폭이 감소된다.

상기 ROM(74)은 기수 피일드 동기 세그먼트에 대한 이상적인 심볼 디코딩 결과를 저장하고, 어드레스 디코더(94)로부터 "1"을 수신하여 판독을 위해 선택적으로 작동상태가 된다. 상기 ROM(74)은 데이터 세그먼트 그룹당 심볼의 수를 카운트한 어드레스 카운터(86)의 출력의 하위 비트 그룹에 의해 어드레싱되고, 어드레스 디코더(94)는 데이터 프레임당 데이터 세그먼트의 수를 카운트한 상위 비트 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더(94)는 어드레스 카운터(86)에 의해 공급된 어드레스의 데이터 세그먼트 부분이 기수 피일드 동기 세그먼트의 어드레스에 대응할 경우에만 "1"을 발생시킨다.

상기 ROM(76)은 우수 피일드 동기 세그먼트에 대한 이상적인 심볼 디코딩 결과를 저장하고, 어드레스 디코더(96)로부터 "1"을 수신하여 판독을 위해 선택적으로 작동상태가 된다. 상기 ROM(76)은 데이터 세그먼트 그룹당 심볼의 수를 카운트한 어드레스 카운터(86)의 출력의 하위 비트 그룹에 의해 어드레싱되고, 어드레스 디코더(96)는 데이터 프레임당 데이터 세그먼트의 수를 카운트한 상위 비트 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더(96)는 어드레스 카운터(86)에 의해 공급된 어드레스의 데이터 세그먼트 부분이 우수 피일드 동기 세그먼트의 어드레스에 대응할 경우에만 "1"을 발생시킨다.

상기 ROM(78)은 각 동기 세그먼트의 개시부의 시작 코드 그룹에 대한 이상적인 심볼 디코딩 결과를 저장하고, 어드레스 디코더(98)로부터 "1"을 수신하여 판독을 위해 선택적으로 작동상태가 된다. 상기 ROM(78)은 어드레스 카운터(86)의 출력의 두개의 하위 비트에 응답하고, 어드레스 디코더(98)는 데이터 세그먼트 그룹당 심볼의 수를 카운트한 어드레스 카운터(86)의 출력의 하위 비트 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더(98)는 어드레스 카운터(86)에 의해 공급된 어드레스의 데이터 세그먼트 카운트 부분당 데이터 심볼이 시작 코드 그룹의 부분 어드레스에 대응할 경우에만 "1"을 발생시킨다.

상기 NOR 게이트(92)는 그 3개의 각 입력 접속부에서 어드레스 디코더들(94,96,98)의 응답을 수신한다. 이상적인 심볼 디코딩 결과가 이용가능할 때, 어드레스 디코더들(94,96,98)중 한 디코더는 그 출력신호로서 "1"을 공급하여 3-상태 데이터 버퍼(82)에 "0" 응답을 공급하도록 NOR 게이트(92)가 조절된다. 그 결과로, 데이터 버스(80)에 하이 소스 임피던스를 나타내도록 3-상태 데이터 버퍼(82)가 조절됨으로써, 멀티플렉서(2611)로부터 전송된 신호는 멀티플렉서(2611)의 3-비트-와이드 데이터 버스(80)상에서 확인되지 않을 것이다. 상기 이상적인 심볼 디코딩 결과가 예측될 수 없는 이들 데이터 세그먼트 부분동안 어드레스 디코더들(94,96,98)중 그 어느 디코더도 그 출력신호로서 "1"을 공급하지 않아, 3-상태 데이터 버퍼(82)에 "1" 응답을 공급하도록 NOR 게이트(92)가 조절된다. 그 결과로, 데이터 버스(80)에 로우 소스 임피던스를 나타내도록 3-상태 데이터 버퍼(82)가 조절됨으로써, 멀티플렉서(2611)로부터 전송된 신호는 멀티플렉서(2611)의 3-비트-와이드 데이터 버스(80)상에서 확인될 것이다.

상기 멀티플렉서(2611)에 인가된 이상적인 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위한 도 8의 회로는 도 6 및 도 7에 도시된 회로 구성에 사용하기 위한 디지털 회로 설계에 종사하는 당업자에 의해 용이하게 적응될 수 있다.

도 9는 상기한 NTSC-제거 콤 필터(20)의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터(120)와 상기한 포스트코딩 콤 필터(26)의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤 필터(126)를 사용한 도 1, 도 3 또는 도 4의 DTV신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 감산기(1202)는 NTSC-제거 콤 필터(120)의 제1선형 결합기의 기능을 수행하고, 모듈로-8 가산기(1262)는 포스트코딩 콤 필터(126)의 제2선형 결합기의 기능을 수행한다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(120)에서는 12 심볼 시간 기점 지연을 나타내는 제1지연기(1201)가 사용되고, 포스트코딩 콤 필터(126)에서도 역시 12 심볼 시간 기점의 지연을 나타내는 제2지연기(1201)가 사용된다. 상기 각 지연기(1201,1263)에 의해 표시되는 12-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 59.75배의 아날로그 TV 영상 반송파의 아티팩트의 1 사이클 지연에 가깝다. 상기 12-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 287.25배의 아날로그 TV 휘도 부반송파의 아티팩트의 5 사이클 지연에 가깝다. 상기 12-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 345.75배의 아날로그 TV 음성 반송파의 아티팩트의 6 사이클 지연에 가깝다. 이것은 음성 반송파, 영상 반송파 및 제1지연기(1201)에 의해 차동 지연된 휘도 부반송파에 근접한 주파수에 대한 감산기(1202)의 미분 조합된 응답이 동일-채널 간섭을 감소시키는 경향이 있기 때문이다. 그러나 수평 주사라인을 가로지르는 에지를 갖는 영상 신호 부분에 있어서, 수평 공간 방향으로 떨어져 있는 아날로그 TV 영상 신호의 상관 양은 매우 적다.

상기한 멀티플렉서(261)을 변형한 멀티플렉서(1261)는 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 불충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제2상태에 있게되고, 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제3상태에 있게되는 멀티플렉서 제어신호에 의해 제어된다. 상기 멀티플렉서(1261)는 지연기(1263)에 의해 지연된 12 심볼 주기인, 가산기(1262)의 모듈로-8 합산 결과를 가산기(1262)에 피가수로서 피드백하도록, 제3상태에 있는 그 제어신호에 의해 조절된다. 이것은 매 12 심볼 주기마다 오류가 재발생되는, 러닝 오류로서 단일 오류가 전파되는 모듈러 누산 과정이다. 상기 포스트코딩 콤 필터(126)에서 발생되는 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과의 러닝 오류는 각 데이터 세그먼트의 개시부의 4 심볼 주기동안 뿐만 아니라, 피일드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트 전체에 걸쳐 제1상태에 있는 멀티플렉서(1261)에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 제1상태에 있는 경우, 멀티플렉서(1261)는 상기한 콘트롤러(28)의 메모리로부터 공급된 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생한다. 상기와 같이, 이상적인 심볼 디코딩 결과가 멀티플렉서(1261)의 출력신호속으로 유입됨으로써 러닝 오류가 중지된다. 데이터 세그먼트당 4 + 69(12) 심볼이 존재하기 때문에, 이상적인 심볼 디코딩 결과는 각 데이터 세그먼트의 동위상의 4 심볼 주기를 슬립 백(slip back)시켜 러닝 오류가 3개의 데이터 세그먼트보다 더 오래 지속할 수 없게 된다.

도 10은 상기한 NTSC-제거 콤 필터(20)의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터(220)와 포스트코딩 콤 필터(26)의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤 필터(226)를 사용한 도 1, 도 3 또는 도 4의 DTV신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(220)에서는 6 심볼 주기의 지연을 나타내는 제1지연기(2201)가 사용되고, 포스트코딩 콤 필터(226)에서도 역시 6 심볼 주기의 지연을 나타내는 제2지연기(2263)가 사용된다. 상기 각 지연기(2201,2263)에 의해 표시되는 6-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 59.75배의 아날로그 TV 영상 반송파의 아티팩트의 0.5 사이클 지연에 가깝다. 상기 6-심볼 지연은 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 287.25배의 아날로그 TV 휘도 부반송파의 아티팩트의 2.5 사이클 지연에 가깝고, 아날로그 TV 수평 주사 주파수 f_H의 345.75배의 아날로그 TV 음성 반송파의 아티팩트의 3 사이클 지연에 가깝다. 감산기(2202)는 NTSC-제거 콤 필터(220)의 제1선형 결합기의 기능을 수행하고, 모듈로-8 가산기(2262)는 포스트코딩 콤 필터(226)의 제2선형 결합기의 기능을 수행한다. 상기 지연기들(2201,2263)에 의해 표시되는 지연은 도 9의 지연기들(1201,1263)에 의해 표시되는 지연보다 더 짧기 때문에, 비록 아날로그 TV 반송파 주파수로부터 변환된 널(null) 인접 주파수가 협대역이라 하더라도, 감산기(1202)에 의해 미분 조합된 신호에서 양호한 상관(good correlation)이 이루어질 가능성보다 감산기(2202)에 의해 감산하여 조합된 신호에서 양호한 반-상관(good anti-correlation)이 이루어질 가능성이 더 높다. 상기 음성 반송파는 NTSC-제거 콤 필터(120)의 응답에서 보다는 NTSC-제거 콤 필터(220)의 응답에서 음성 반송파가 덜 억압된다. 그러나 만일 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 음성 반송파가 SAW 필터링 또는 IF 증폭기 체인(12)에 의해 억압되었다면, 상기 콤 필터(220)의 불충분한 음성 제거가 문제가 문제가 되지는 않는다. 동기 팁(sync tips)에 대한 응답은 도 9의 NTSC-제거 콤 필터(120)보다는 도 10의 NTSC-제거 콤 필터(220)를 사용하여 지속적으로 감소됨으로써, 트렐리스 디코딩 및 리드-솔로몬 부호화시 오류-정정을 압도하는 경향이 줄어든다.

상기한 멀티플렉서(261)를 변형한 멀티플렉서(2261)는 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 불충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제2상태에 있게되고, 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제3상태에 있게되는 멀티플렉서 제어신호에 의해 제어된다. 상기 멀티플렉서(2261)는 지연기(2263)에 의해 지연된 6 심볼 주기인, 가산기(2262)의 모듈로-8 가산 결과를 가산기(2262)에 피가수로서 피드백하도록, 제3상태에 있는 그 제어신호에 의해 조절된다. 이것은 매 6 심볼 주기마다 오류가 재발생되는, 러닝 오류로서 단일 오류가 전파되는 모듈러 누산 과정이다. 상기 포스트코딩 콤 필터(226)에서 발생되는 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과의 러닝 오류는 각 데이터 세그먼트의 개시부의 4 심볼 주기동안 뿐만 아니라, 피일드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트 전체에 걸쳐 제1상태에 있는 멀티플렉서(2261)에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 제1상태에 있는 경우, 멀티플렉서(2261)는 콘트롤러(28)의 메모리로부터 공급된 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생한다. 상기와 같이, 이상적인 심볼 디코딩 결과가 멀티플렉서(2261)의 출력신호속으로 유입됨으로써 러닝 오류가 중지된다. 데이터 세그먼트당 4 + 138(6) 심볼이 존재하기 때문에, 이상적인 심볼 디코딩 결과는 각 데이터 세그먼트의 동위상의 4 심볼 주기를 슬립 백시켜 러닝 오류가 2개의 데이터 세그먼트보다 더 오래 지속할 수 없게 된다. 상기 포스트코딩 콤 필터(226)에서 러닝 오류의 주기가 연장될 가능성은 비록, 러닝 오류가 더 빈번히 재발생되고 12개의 인터리브된 트렐리스 코드의 두 배의 코드에 영향을 미친다 하더라도, 실질적으로 포스트코딩 콤 필터(126)에서 러닝 오류의 주기가 연장될 가능성보다 적다.

도 11은 상기한 NTSC-제거 콤 필터(20)의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터(320)와, 포스트코딩 콤 필터(26)의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤 필터(326)를 사용한 도 1, 도 3 또는 도 4의 DTV신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(320)에서는 실질적으로 아날로그 TV신호의 두개의 수평 주사라인의 주기와 동일한 1368 심볼 주기의 지연을 나타내는 제1지연기(3201)가 사용되고, 포스트코딩 콤 필터(326)에서도 역시 상기와 같은 1368 심볼 주기의 지연을 나타내는 제2지연기(3263)가 사용된다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(320)의 제1선형 결합기는 감산기(3202)이고, 포스트코딩 콤 필터(326)의 제2선형 결합기는 모듈로-8 가산기(3262)이다.

상기한 멀티플렉서(261)를 변형한 멀티플렉서(3261)은 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 불충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제2상태에 있게되고, 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제3상태에 있게되는 멀티플렉서 제어신호에 의해 제어된다. 상기 DTV 수신기는 콘트롤러(28)가 상기한 조건하에 멀티플렉서(3261)의 제3상태의 공급을 억제할 수 있도록, NTSC 동일-채널 간섭의 교호 주사라인사이의 변화를 검출하기 위한 회로를 포함하는 것이 바람직하다.

상기 멀티플렉서(3261)는 지연기(3263)에 의해 지연된 1368 심볼 주기인, 가산기(3262)의 모듈로-8 가산 결과를 가산기(3262)에 피가수로서 피드백하도록, 제3상태에 있는 그 제어신호에 의해 조절된다. 이것은 매 1368 심볼 주기마다 오류가 재발생되는, 러닝 오류로서 단일 오류가 전파되는 모듈러 누산 과정이다. 이러한 코드 스팬(code span)은 리그-솔로몬 코드단일 블록의 스팬보다 길기 때문에, 단일 러닝 오류는 리도-솔로몬 디코딩과정중에 쉽게 정정된다. 상기 포스트코딩 콤 필터(326)에서 발생되는 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과의 러닝 오류는 각 데이터 세그먼트의 개시부의 4 심볼 주기동안 뿐만 아니라, 피일드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트 전체에 걸쳐 제1상태에 있는 멀티플렉서(3261)에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 제1상태에 있는 경우, 멀티플렉서(3261)는 콘트롤러(28)의 메모리로부터 공급된 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생한다. 상기와 같이, 이상적인 심볼 디코딩 결과가 멀티플렉서(3261)의 출력신호속으로 유입됨으로써 러닝 오류가 중지된다. NTSC 영상 피일드의 16.67㎳ 지속 기간은 DTV 데이터 피일드의 24.19㎳ 지속 기간에 대해 위상 슬리피지(phase slippage)를 나타내므로, 피일드 동기를 포함하는 DTV 데이터 세그먼트는 결국, 전체 NTSC 프레임 래스터를 주사한다. 상기 NTSC 프레임 래스터에 있는 525개의 주사라인은 각각 684 심볼 주기를 포함함으로써, 전체적으로 359,100 심볼 주기를 형성한다. 이것은 피일드 동기를 포함하는 DTV 데이터 세그먼트의 832 심볼 주기의 432배보다 약간 적기 때문에, 432 데이터 피일드보다 긴 지속 기간을 갖는 러닝 오류가 피일드 동기를 포함하는 DTV 데이터 세그먼트에 걸쳐 이상적인 심볼 디코딩 결과를 발생시키는 멀티플렉서(3261)에 의해 제거될 것이라는 것을 확신을 갖고 추측할 수 있다. 또한 이상적 심볼 디코딩 결과가 이용가능한 시작 코드 그룹 및 NTSC 영상 주사라인의 경우, 데이터 세그먼트사이에 위상 슬리피지가 존재한다. 시작 코드 그룹의 4 심볼 주기의 89,775배이고, 89,775개의 연속적인 데이터 세그먼트에 걸쳐 주사되는 359,100 심볼 주기를 평가할 수 있다. DTV 데이터 피일드당 313개의 데이터 세그먼트가 존재하기 때문에, 287개의 데이터 피일드보다 긴 지속 기간을 갖는 러닝 오류가 시작 코드 그룹에 걸쳐 이상적인 심볼 디코딩 결과를 발생시키는 멀티플렉서(3261)에 의해 제거될 것이라는 것을 확신을 갖고 추측할 수 있다. 러닝 오류를 억압하는 두개의 소스는 상호간에 독립성을 지니므로, 2백개 정도의 데이터 피일드보다 긴 지속 기간을 갖는 러닝 오류들은 거의 유사하지 않다. 더구나 만약일 데이터 슬라이서(22)의 응답을 그 출력신호로서 재생하는 멀티플렉서(3261)을 조절하기 위해, 러닝 오류의 재발생시에 NTSC 동일-채널 간섭이 한번에 디프(dip)되는 경우, 상기 경우가 아닌 경우보다 일찍 오류가 정정될 수도 있다.

도 11의 NTSC-제거 콤 필터(320)는 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생되는 복조 아티팩트를 억압하는것 뿐만 아니라, 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생되는 많은 복조 아티팩트를 억압함에 있어 매우 양호하다. 이들 아티팩트는 최고의 에너지를 갖는 동일-채널 간섭이다. 두개의 주사라인의 주기에 걸쳐 아날로그 TV신호의 영상 내용에 주사라인-대-주사라인(scan line-to-scan-line) 변화가 있는 경우를 제외하고, NTSC-제거 콤 필터(320)는 그 칼라와 무관하게 상기 영상 내용에 대한 양호한 억압 기능을 제공한다. 상기 아날로그 TV신호의 FM 영상 반송파에 대한 억압은 심볼 동기화 및 등화기(16)의 트랙킹 제거 필터에 의해 억압되지 않은 경우에, 상당히 양호하다. 대부분의 아날로그 TV 컬러 버스트의 아티팩트 역시 NTSC-제거 콤 필터(320)의 응답으로 억압된다. 또한 NTSC-제거 콤 필터(320)에 의해 제공되는 필터링은 트렐리스 디코딩 과정에서 이루어진 NTSC-간섭 제거에 대해 "직교 관계"에 있다.

도 12는 상기한 NTSC-제거 콤 필터(20)의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터(420)와, 상기한 포스트코딩 콤 필터(26)의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤 필터(426)를 사용한 도 1, 도 3 또는 도 4의 DTV신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(420)에서는 실질적으로 아날로그 TV신호의 262 수평 주사라인의 주기와 동일한 179,208 심볼 주기의 지연을 나타내는 제1지연기(4201)가 사용되고, 포스트코딩 콤 필터(426)에서도 역시 상기와 같은 179,208 심볼 주기의 지연을 나타내는 제2지연기(4263)가 사용된다. 감산기(4202)는 NTSC-제거 콤 필터(420)의 제1선형 결합기의 기능을 수행하고, 모듈로-8 가산기(4262)는 포스트코딩 콤 필터(426)의 제2선형 결합기의 기능을 수행한다.

상기 멀티플렉서(261)를 변형한 멀티플렉서(4261)는 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 불충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제2상태에 있게되고, 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제3상태에 있게되는 멀티플렉서 제어신호에 의해 제어된다. 상기 DTV 수신기는 콘트롤러(28)가 상기 조건하에 멀티플렉서(4261)의 상기 제3상태의 공급을 억제할 수 있도록, NTSC 동일-채널 간섭의 피일드-대-피일드(field-to-field) 변화를 검출하기 위한 회로를 포함하는 것이 바람직하다.

상기 멀티플렉서(4261)는 지연기(4263)에 의해 지연된 179,208 심볼 주기인, 가산기(4262)의 모듈로-8 가산 결과를 가산기(4262)에 피가수로서 피드백하도록, 제3상태에 있는 그 제어신호에 의해 조절된다. 이것은 매 179,208 심볼 주기마다 오류가 재발생되는, 러닝 오류로서 단일 오류가 전파되는 모듈러 누산 과정이다. 이러한 심볼 코드 스팬은 리드-솔로몬 코드의 단일블록의 스팬보다 길기 때문에, 단일 러닝 오류는 리드-솔로몬 디코딩과정중에 쉽게 정정된다. 상기 포스트코딩 콤 필터(426)에서 발생되는 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과의 러닝 오류는 각 데이터 세그먼트의 개시부의 4 심볼 주기동안 뿐만 아니라, 피일드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트 전체에 걸쳐 제1상태에 있는 멀티플렉서(4261)에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 제1상태에 있는 경우, 멀티플렉서(4261)는 콘트롤러(28)의 메모리로부터 공급된 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생한다. 상기와 같이, 이상적인 심볼 디코딩 결과가 멀티플렉서(4261)의 출력신호속으로 유입됨으로써 러닝 오류가 중지된다. 상기 멀티플렉서(4261)의 출력신호에 발생된 러닝 오류를 제거하는데 필요한 최대 데이터 피일드의 수는 실질적으로 멀티플렉서(3261)의 출력신호에 발생된 러닝 오류를 제거하는데 필요한 최대 데이터 피일드의 수와 동일한 것으로 판단된다. 그러나 상기 오류가 그러한 주기로 재발생하는 횟수는 팩터 131만큼 적다.

도 12의 NTSC-제거 콤 필터(420)는 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생된 대부분의 변조 아티팩트뿐만 아니라, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생된 모든 변조 아티팩트를 억압한다. 이들 아티팩트는 가장 높은 에너지를 지닌 동일-채널 간섭이다. 또한 NTSC-제거 콤 필터(420)는 피일드-대-피일드(field-to-fiele) 또는 라인-대-라인(line-to-line)으로부터 변경되지 않는 아날로그 TV신호의 영상 내용에서 야기되는 아티팩트를 억압하여, 그 수평 공간 주파수 또는 컬러와 무관한 정지 패턴을 제거한다. 대부분의 아날로그 TV 컬러 버스트의 아티팩트 역시 NTSC-제거 콤 필터(420)에서 억압된다.

도 13은 상기한 NTSC-제거 콤 필터(20)의 한 변형된 구성의 NTSC-제거 콤 필터(520) 및 상기한 포스트코딩 콤 필터(26)의 한 변형된 구성의 포스트코딩 콤 필터(526)를 사용한 도 1, 도 3 또는 도 4의 DTV신호 수신기의 일부 회로의 구성을 상세하게 도시한 것이다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(520)에서는 실질적으로 아날로그 TV신호의 2 프레임의 주기와 동일한 718,200 심볼 주기의 지연을 나타내는 제1지연기(5201)가 사용되고, 포스트코딩 콤 필터(526)에서도 역시 상기와 같은 718,200 심볼 주기의 지연을 나타내는 제2지연기(5263)가 사용된다. 감산기(5202)는 NTSC-제거 콤 필터(520)의 제1선형 결합기의 기능을 수행하고, 모듈로-8 가산기(5262)는 포스트코딩 콤 필터(526)의 제2선형 결합기의 기능을 수행한다.

상기 멀티플렉서(261)를 변형한 멀티플렉서(5261)는 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 불충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제2상태에 있게되고, 데이터 슬라이서(22)의 출력신호에서 부정확한 오류를 야기시키기에 충분한 NTSC 동일-채널 간섭이 존재한다고 판단되는 시점의 대부분이 제3상태에 있게되는 멀티플렉서 제어신호에 의해 제어된다. 상기 DTV 수신기는 콘트롤러(28)가 상기 조건하에 멀티플렉서(5261)의 상기 제3상태의 공급을 억제할 수 있도록, NTSC 동일-채널 간섭의 교호 프레임간의 변화를 검출하기 위한 회로를 포함하는 것이 바람직하다.

상기 멀티플렉서(5261)는 지연기(5263)에 의해 지연된 718,200 심볼 주기인, 가산기(5262)의 모듈로-8 가산 결과를 가산기(5262)에 피가수로서 피드백하도록, 제3상태에 있는 그 제어신호에 의해 조절된다. 이것은 매 718,200 심볼 주기마다 오류가 재발생되는, 러닝 오류로서 단일 오류가 전파되는 모듈러 누산 과정이다. 이러한 심볼 코드 스팬은 리드-솔로몬 코드의 단일블록의 스팬보다 길기 때문에, 단일 러닝 오류는 리드-솔로몬 디코딩과정중에 쉽게 정정된다. 상기 포스트코딩 콤 필터(526)에서 발생되는 포스트코딩된 심볼 디코딩 결과의 러닝 오류는 각 데이터 세그먼트의 개시부의 4 심볼 주기동안 뿐만 아니라, 피일드 동기를 포함하는 각 데이터 세그먼트 전체에 걸쳐 제1상태에 있는 멀티플렉서(4261)에 의해 감소된다. 이러한 제어신호가 제1상태에 있는 경우, 멀티플렉서(5261)는 콘트롤러(28)의 메모리로부터 공급된 이상적인 심볼 디코딩 결과를 그 출력신호로서 재생한다. 상기와 같이, 이상적인 심볼 디코딩 결과가 멀티플렉서(5261)의 출력신호속으로 유입됨으로써 러닝 오류가 중지된다. 상기 멀티플렉서(5261)의 출력신호에 발생된 러닝 오류를 제거하는데 필요한 최대 데이터 피일드의 수는 실질적으로 멀티플렉서(3261)의 출력신호에 발생된 러닝 오류를 제거하는데 필요한 최대 데이터 피일드의 수와 동일한 것으로 판단된다. 그러나 상기 오류가 그러한 주기로 재발생하는 횟수는 인자 131만큼 적다.

도 13의 NTSC-제거 콤 필터(520)는 아날로그 TV 수직 동기 펄스 및 등화 펄스에 응답하여 발생된 모든 변조 아티팩트뿐만 아니라, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 응답하여 발생된 모든 변조 아티팩트를 억압한다. 이들 아티팩트는 가장 높은 에너지를 지닌 동일-채널 간섭이다. 또한 NTSC-제거 콤 필터(520)는 두개의 프레임에 걸쳐 변경되지 않는 아날로그 TV신호의 영상 내용에서 야기되는 아티팩트를 억압하여, 그 수평 공간 주파수 또는 컬러와 무관한 정지 패턴을 제거한다. 모든 아날로그 TV 컬러 버스트의 아티팩트 역시 NTSC-제거 콤 필터(520)에서 억압된다.

TV 시스템 설계 분야에 종사하는 기술자는 도 9 내지 도 13에 도시된 것과 다른 타입의 NTSC-제거 필터의 설계에 이용될 수 있는 아날로그 TV신호에서의 상관(correlation) 및 반-상관(anti-correlation)의 다른 특성을 분명히 인식하게 될 것이다. 이미 개시된 타입의 두개의 NTSC-제거 필터를 연결하는 NTSC-제거 필터들을 사용함으로써, 베이스밴드 신호의 2N 레벨이 (8N-1) 데이터 레벨로 증가한다. 그러한 필터들은 심볼 디코딩 과정에 의해 랜덤 잡음 간섭에 대한 신호-대-잡음비율이 감소하는 단점에도 불구하고, 특히 좋지않은 동일-채널 간섭의 문제점을 극복하도록 요구될 수도 있다.

도 14는 각각 선행배치되는 상이한 타입의 NTSC-제거 콤 필터, 선행배치된 NTSC-제거 콤 필터에 의해 도입되는 프리코딩을 보상하기 위해 각각 후속배치되는 포스트코딩 콤 필터와, NTSC-제거 콤 필터와 포스트코딩 콤 필터사이에 각각 연결되는 우수-레벨 데이터 슬라이서를 사용하여 다수의 심볼 디코더를 병렬로 동작시키기 위해, 본 발명의 또다른 일면에 따라 구성된, 전술한 타입의 DTV신호 수신기의 변형 실시예를 도시한 것이다. 우수-레벨 데이터 슬라이서(A24)는 제1타입의 NTSC-제거 콤 필터(A20)의 응답을 첫번째로 프리코딩된 심볼 디코딩 결과로 변환하여 제1타입의 포스트코딩 콤 필터(A26)에 인가한다. 우수-레벨 데이터 슬라이서(B24)는 제2타입의 NTSC-제거 콤 필터(B20)의 응답을 두번째로 프리코딩된 심볼 디코딩 결과로 변환하여 제2타입의 포스트코딩 콤 필터(B26)에 인가한다. 우수-레벨 데이터 슬라이서(C24)는 제3타입의 NTSC-제거 콤 필터(C20)의 응답을 세번째로 프리코딩된 심볼 디코딩 결과로 변환하여 제3타입의 포스트코딩 콤 필터(C26)에 인가한다. 상기 기수-레벨 데이터 슬라이서(22)는 중간 심볼 디코딩 결과를 포스트코딩 콤 필터들(A26,B26,C26)에 공급한다. 도 14의 구성요소에 대한 도면부호에 첨가된 접두어 A,B,C는 도 9 내지 도 13의 구성요소에 도시된 것과 같은 수신기 부분이 이용되는 경우, 정수 1,2,3,4, 5중 어느 하나에 대응하게 될 상이한 정수값이다.

도 14의 심볼 디코딩 선택회로(90)는 데이터 슬라이서(22)로부터 수신된 중간 심볼 디코딩 결과 및 상기 포스트코딩 콤 필터들(A26,B26,C26)로부터 수신된 여러가지 포스트코딩된 심볼 부호화 결과로부터 선택한, 정확한 심볼 디코딩의 최상의 평가를 공식화(formulation)하여 트렐리스 디코더 회로(34)에 인가한다. 상기 디코딩 결과의 최상의 평가는 포스트코딩 콤 필터들(A26,B26,C26)에서 합산 과정을 정정하는데 사용된다.

도 15a 및 도 15b로 구성된 도 15는 상기한 심볼 디코딩 선택회로(90)의 기능을 수행하는 양호한 방식을 설명한 상세 블록도이다. 도 15a는 데이터 동기 간격동안 상기한 심볼 디코딩 선택회로(90)의 3-비트-와이드 출력 데이터 버스(800)에 인가하기 위한 규정된 심볼 디코딩 결과를 발생시키는 회로의 구성을 도시한 상세 블록도이다. 도 15a의 회로는 도 8을 참조하여 전술한 회로와 유사하게 동작한다.

도 15b는 데이터 동기화 간격사이의 시간 주기동안 최종 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해, 중간 심볼 디코딩 결과 및 여러가지 포스트코딩된 심볼 부호화 결과중에서 선택하는 심볼 디코딩 선택회로(90)에 내장된 회로의 구성을 도시한 블록도이다. DTV신호로부터 NTSC 동일-채널 간섭을 제거함에 있어 NTSC-제거 콤 필터들(A20,B20,C20)의 효율은 관련 NTSC-제거 콤 필터들(A100,B100,C100)이 베이스밴드로 변환되고 DTV신호 아티팩트로부터 분리되는 NTSC 동일-채널 간섭의 에너지를 어떻게 감소시키는가를 관찰함으로써 결정된다. DTV신호로부터 발생된 NTSC 동일-채널 간섭의 분리는 도 3을 참조하여 전술한 바와 같이 진행된다. 상기 NTSC 동일-채널 간섭으로부터 동기하여 검출된 베이스밴드 영상에 대한 LPF(54)의 응답은 NTSC-제거 콤 필터들(A100,B100,C100)에 입력신호로서 공급된다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(A100)는 사용되는 선형 결합기의 타입 즉, 필터들(A20,A100)중 어느 하나의 선형 결합기는 가산기이고, 필터들(A20,A100)중 나머지다른 하나의 선형 결합기가 감산기인 경우에 한해서, NTSC-제거 콤 필터(A20)와는 상이하다. 그 이유는 NTSC-제거 콤 필터(A100)는 베이스밴드 영상을 공급받지만, NTSC-제거 콤 필터(A20)에 공급된 DTV신호의 NTSC 영상 주파수의 아티팩트는 영상 주파수를 위한 베이스밴드에 존재하기 때문이다. 이와 유사한 이유로서, NTSC-제거 콤 필터(B100)는 사용되는 선형 결합기의 타입에 한해서 제2타입의 NTSC-제거 콤 필터(B20)와는 다르고, 상기 NTSC-제거 콤 필터(C100)는 사용되는 선형 결합기의 타입에 한해서 제3타입의 NTSC-제거 콤 필터(C20)와는 다르다. 상기 NTSC-제거 콤 필터들(A100,B100,C100)의 각 응답은 제곱기들(A102,B102,C102)에 의해 각각 제곱되어, 이들 응답의 에너지를 결정하게 된다. 상기 LPF(54)의 응답은 제곱기(104)에 의해 제곱되어 그 에너지를 결정하게 된다.

도 15b는 도 8의 상기한 멀티플렉서(1261) 및 상기한 3-상태 데이터 버퍼(82)를 네개의 3-상태 데이터 버퍼들(082,A82,B82,C82)로 대체시킨 회로의 구성을 도시한 것이다. 상기 3-상태 데이터 버퍼(082)는 심볼 디코딩 선택회로(90)의 3-비트-와이드 출력 데이터 버스(800)상에서 데이터 슬라이서(22)로부터 발생된 중간 심볼 디코딩 결과를 선택적으로 확인하기 위해 사용된다. 상기 세개의 3-상태 데이터 버퍼들(A82,B82,C82)는 데이터 버스(800)상에서 포스트코딩 콤 필터들(A26,B26,C26)으로부터 발생된 포스트코딩 심볼 디코딩 결과를 선택적으로 확인하기 위해 사용된다.

상기 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"일때, 3-상태 데이터 버퍼(082)가 아닌 세개의 3-상태 데이터 버퍼들(A82,B82,C82)중 어느 버퍼가 로우 소스 임피던스를 제공하도록 조절될 것인지를 결정하기 위해, NTSC-제거 콤 필터들(A100,B100,C100)의 응답중 어느 응답이 실질적으로 LPF(54)의 응답보다 적은 에너지를 갖는지의 여부가 결정된다. 그러한 결정이 이루어지면, NOR 게이트(92)의 응답이 "1"일때, 3-상태 데이터 버퍼들(082,A82,B82,C82)중 어느 버퍼가 로우 소스 임피던스를 제공하도록 조절될 것인지를 결정하기 위해, NTSC-제거 콤 필터들(A100,B100,C100)의 응답중 어느 응답이 그 내부에 최소의 잔류 에너지를 갖는지의 여부가 결정된다. 이러한 목적을 위해, 제곱기들(104,A102)의 응답은 비교기(106)에 의해 비교되고, 제곱기들(104,B102)의 응답은 비교기(108)에 의해 비교되고, 제곱기들(104,C102)의 응답은 비교기(110)에 의해 비교되고, 제곱기들(A102,B102)의 응답은 비교기(112)에 의해 비교되고, 제곱기들(A102,C102)의 응답은 비교기(114)에 의해 비교되며, 제곱기들(B102,C102)의 응답은 비교기(116)에 의해 비교된다.

3-입력 NOR 게이트(118)는 비교기들(106,108,110)중 어느 비교기에도 응답하지 않는데, 이것은 출력신호 "1"을 공급하기 위해 제곱기(104)가 제곱기들(A102,B102,C102)의 응답중 어느 한 응답을 초과한다는 것을 나타내며, 만약 그렇지 않으면, NOR 게이트(118)의 출력신호는 "0"이 된다. 2-입력 AND 게이트(120)는 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이고, 동시에 NOR 게이트(118)의 응답이 "1"일 때, 로우 소스 임피던스를 제공하기 위해 3-상태 데이터 버퍼(082)를 조절하는 "1" 응답을 공급한다.

3-입력 AND 게이트(122)는 비교기(106)의 출력 "1"에 응답하는 "1" 출력신호를 공급하는데, 이것은 제곱기(A102)의 응답이 제곱기(104)의 응답보다 적은 에너지를 갖는다는 것을 나타내며, 동시에 비교기들(112,114)의 두개의 보수 출력은 "1"이 되고, 이것은 제곱기(104)가 응답이 제곱기들(B102,C102)의 응답보다 많지 않은 에너지를 갖는다는 것을 나타내며, 만일 그렇지 않은 경우, AND 게이트(122)의 출력신호는 "0"이 된다. 2-입력 AND 게이트(124)는 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이고, 동시에 AND 게이트(122)의 응답이 "1"일 때, 로우 소스 임피던스를 제공하기 위해 3-상태 데이터 버퍼(A82)를 조절하는 "1" 응답을 공급한다.

3-입력 AND 게이트(126)는 비교기(116)의 보수출력 "1"에 응답하는 "1" 출력신호를 공급하는데, 이것은 제곱기(B102)의 응답이 제곱기(C102)의 응답보다 많지 않은 에너지를 갖는다는 것을 나타내며, 동시에 비교기들(108,112)의 두개 출력은 "1"이 되고, 이것은 제곱기(B102)의 응답이 제곱기들(104,A102)의 응답보다 적은 에너지를 갖는다는 것을 나타내며, 만일 그렇지 않은 경우 AND 게이트(126)의 출력신호는 "0"이 된다. 2-입력 AND 게이트(128)는 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이고, 동시에 AND 게이트(126)의 응답이 "1"일 때, 로우 소스 임피던스를 제공하기 위해 3-상태 데이터 버퍼(A82)를 조절하는 "1" 응답을 공급한다.

3-입력 AND 게이트(130)는 비교기들(110,114,116)의 출력이 모두 "1"일때, "1" 출력신호를 공급하는데, 이것은 제곱기(C102)의 응답이 제곱기들(104,A102, B102)의 응답보다 적은 에너지를 갖는다는 것을 나타내며, 만일 그렇지 않은 경우 AND 게이트(130)의 출력신호는 "0"이 된다. 2-입력 AND 게이트(132)는 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이고, 동시에 AND 게이트(130)의 응답이 "1"일 때, 로우 소스 임피던스를 제공하기 위해 3-상태 데이터 버퍼(C82)를 조절하는 "1" 응답을 공급한다.

도 14를 다시 참조하면, 상기한 NTSC-제거 콤 필터(A20) 및 상기 포스트코딩 콤 필터(A26)의 회로는 도 13의 상기한 NTSC-제거 콤 필터(520) 및 상기한 포스트코딩 콤 필터(526)의 회로와 유사한 타입으로 구성되도록 선택되는 것이 유리하다. 이것은 상기한 2-영상-프레임 지연기들(5201,5263)의 각각에 718,200개의 심볼이 저장되어야 하기 때문에, 메모리에 상당한 비용이 소요됨에도 불구하고 그러하다.그러나 2-영상-프레임 지연기(5201)의 기억장치는 도 15의 동일-채널 간섭 검출기( A44)에서 요구되는 기억장치를 제공한다. 더우기 단기 지연기들(4201,3201,2201, 1201) 및 도 15의 다른 동일-채널 간섭 검출기들의 단기 지연기를 실현하기 위해 동일 메모리가 사용될 수 있다. 또한 상기한 2-영상-프레임 지연기(5263)의 기억장치는 단기 지연기들(4263,3262,2263,1263)에서 요구되는 기억장치를 제공한다.

아날로그 TV 동기화 펄스, 등화펄스 및 컬러 버스트에 응답하여 발생되는 고-에너지 복조 아티팩트들은 상기한 NTSC-제거 콤 필터(A20)가 교호 영상 프레임을 가산하여 조합하는 경우에 모두 억압된다. 또한 두개의 프레임에 걸쳐 변경되지 않는 아날로그 TV신호의 영상 내용으로부터 야기되는 아티팩트들이 억압됨으로써, 그 공간 주파수 또는 컬러와 무관하게 정지 패턴이 제거된다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(A20)가 교호 영상 프레임을 가산하여 조합하는 경우, 도 15b의 상기한 NTSC-제거 콤 필터(A100)는 이들 교호 영상 프레임을 차동 조합하고, 상기한 제곱기(A102)와 함께 NTSC 동일-채널 간섭의 교호 프레임간의 변화를 감지하기 위한 검출기를 제공한다.

복조 아티팩트를 억압하는 나머지 문제점은 주로, 아날로그 TV신호 래스터내의 어떤 픽셀 위치의 프레임-대-프레임(frame-to-frame) 차로부터 야기되는 이들 복조 아티팩트의 억압과 관련이 있다. 이들 복조 아티팩트는 프레임내 필터링 기술에 의해 억압될 수 있다. 상기한 NTSC-제거 콤 필터(B20) 및 상기 포스트코딩 콤 필터(B26)의 회로는 수평 방향으로의 상관성에 의존하여 잔여 복조 아티팩트를 억압하도록 선택될 수 있고, 상기 NTSC-제거 콤 필터(C20) 및 상기 포스트코딩 콤 필터(C26)의 회로는 수직 방향으로의 상관성에 의존하여 잔여 복조 아티팩트를 억압하도록 선택될 수 있다. 그러한 설계 결정이 어떻게 이루어지는지를 고려한다.

만일 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 음성 반송파가 상기한 IF 증폭기 체인(12)의 음성 트랩(trap) 또는 SAW 필터링에 의해 억압되지 않는다면, 상기한 NTSC-제거 콤 필터(B20) 및 상기 포스트코딩 콤 필터(B26)의 회로는 도 9의 상기한 NTSC-제거 콤 필터(120) 및 상기 포스트코딩 콤 필터(126)의 회로와 유사한 타입으로 구성되도록 선택되는 것이 유리하다. 만일 동일-채널 간섭 아날로그 TV신호의 음성 반송파가 상기한 IF 증폭기 체인(12)의 음성 트랩 또는 SAW 필터링에 의해 억압된다면, 상기한 NTSC-제거 콤 필터(B20) 및 상기 포스트코딩 콤 필터(B26)의 회로는 도 10의 상기한 NTSC-제거 콤 필터(220) 및 상기 포스트코딩 콤 필터(226)의 회로와 유사한 타입으로 구성되도록 선택되는 것이 유리하다. 그 이유는 단 6 심볼 주기마다 상호 이격되는 비디오 성분간의 반-상관성이 12 심볼 주기마다 상호 이격되는 비디오 성분간의 상관성보다 좋기 때문이다.

상기한 NTSC-제거 콤 필터(C20) 및 상기한 포스트코딩 콤 필터(C26)의 회로에 대한 최적의 선택은 (간섭 아날로그 TV신호의 피일드 인터레이스를 고려하여) NTSC-제거 콤 필터(C20)의 현재 주사라인과 결합되도록 이전 피일드의 공간적으로 근접 주사라인을 선택할 것인지 아니면, 동일 피일드의 임시적으로 근접 주사라인을 선택할 것인지의 여부에 대한 선택 결정으로 인해, 간단하지가 않다. 상기 동일 피일드의 임시 근접 주사라인을 선택하는 것은 일반적으로, 최선의 선택이 될수 있는데, 그 이유는 피일드간의 점프 컷(jump cuts)이 콤 필터(C20)에 의한 NTSC 제거에 악영향을 미칠 가능성이 적기 때문이다. 그러한 선택의 결과로, NTSC-제거 콤 필터(C20) 및 포스트코딩 콤 필터(C26)의 회로는 도 11의 NTSC-제거 콤 필터(320) 및 포스트코딩 콤 필터(326)의 회로와 유사한 타입으로 구성된다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(C20)이 교호 영상 주사라인을 가산하여 조합하는 경우, 도 15b의 NTSC-제거 콤 필터(C100)은 이들 교호적인 영상 주사라인을 차동 조합하고, 제곱기(C102)와 함께 NTSC 동일-채널 간섭의 교호적인 주사라인간의 변화를 감지하기 위한 검출기를 제공한다.

한편 상기 선택과 다른 선택의 결과로, NTSC-제거 콤 필터(C20) 및 포스트코딩 콤 필터(C26)의 회로는 도 12의 NTSC-제거 콤 필터(420) 및 포스트코딩 콤 필터(426)의 회로와 유사한 타입으로 구성된다. 상기 NTSC-제거 콤 필터(C20)과 제곱기(C102)는 함께 NTSC 동일-채널 간섭의 피일드간의 변화를 감지하기 위한 검출기를 제공한다.

도 14의 디지털 TV 수신기 장치는 각 NTSC-제거 콤 필터와, 그에 후속 연결되는 각 우수-레벨 데이터 슬라이서 및, 그에 후속 연결되는 각 포스트코딩 콤 필터의 직렬 연결을 통해 각각 수행되는 추가 병렬 데이터-슬라이싱 동작을 이용하기 위한 본 발명의 또다른 실시예로서 변형된다. 도 14에는 두개의 추가 병렬 데이터-슬라이싱 동작이 도시되는 반면, 또다른 추가 추가 병렬 데이터-슬라이싱 동작을 이용하기 위한 변형예를 통해, 정확한 심볼 디코딩 결과의 최상의 평가를 정립할 수 있는 능력을 제공할 수 있다.

상기 트렐리스 디코더 회로(34)는 반복될 수 있고, 심볼 디코딩 결과의 최상의 평가를 추가로 정립하기 위해, 여러가지 심볼 디코딩 결정의 상대적 성공이 비교될 수 있다. 그럼에도 불구하고 이것은 디지털 하드웨어의 수가 상당히 많다는 것을 의미한다.

PAL(Phase Alternation by Line) 표준과 같이 NTSC이외의 다른 표준의 아날로그 TV신호에 의한 동일-채널 간섭은 미국내에서의 지상 방송에 사용되는 DTV 시스템을 변형한 DTV 시스템에서 야기될 수 있다. 본 발명은 그러한 동일-채널 간섭을 수용하기 위해 단지 설계상의 문제측면에서 용이하게 변형될 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 의하면, 제2데이터 슬라이서에 의해 데이터-슬라이싱과정을 수행하기 이전에 프리코딩 과정으로 명명되는 제1콤 필터에 의해 제1타입의 심볼 재부호화 과정을 수행하고, 제2선형 결합기, 복수-입력 멀티플렉서 회로 및 제2지연기를 포함하는 제2콤 필터에 의해 데이터-슬라이싱이후에 포스트코딩 과정으로 명명되는 제2타입의 심볼 재부호화 과정을 수행함으로써 제1타입의 심볼 재부호화 과정을 보상하고 정확한 심볼 디코딩 결과를 발생시킬 수 있다. 본 발명을 구현하는 상기 DTV신호 수신기는 추가 필터링을 이용하여 동일-채널 간섭을 억압할 수 있다.

한편 디지털 통신 수신기의 설계분야에 숙련되어 있고 본 명세서 및 첨부 도면을 숙지하고 있는 사람이라면, 전술한 실시예이외의 다른, 본 발명의 다양한 실시예를 설계할 수 있을 것이다. 그리고 지금까지 특정 실시예와 관련하여 본 발명이 설명되었지만, 본 발명에 대한 개시는 단지 본 발명의 적용예에 불과한 것이고, 본 발명을 수행하기 위한 최상 모드로서 본 명세서에 개시된 특정 실시예에 국한되는 것은 아니다. 또한 하기 특허청구범위에 의해 마련되는 본 발명의 정신이나 분야를 일탈하지 않는 범위내에서 본 발명이 다양하게 개조 및 변경될 수 있다는 것을 당업계에서 통상의 지식을 가진자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다.

Claims (15)

1. 디지털 텔레비젼신호 수신기에 있어서,

   동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트를 수반하는 것에 민감하고 특정 시간 길이의 심볼 주기를 각각 갖는 2N-레벨 심볼 스트림을 공급하기 위한 디지털 텔레비젼신호 검출 장치와,

   인터리브된 트렐리스 부호화 데이터를 트렐리스 디코딩하기 위한 트렐리스 디코더와,

   상기 트렐리스 디코더에 상기 인터리브된 트렐리스 부호화 데이터를 공급할 수 있도록 상기 2N-레벨 심볼 스트림을 심볼 디코딩하기 위한 심볼 디코딩 장치를 구비하고,

   상기 심볼 디코딩 장치는,

   중간 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해 상기 2N-레벨 심볼 스트림을 디코딩하는 제1데이터 슬라이서와,

   상기 2N-레벨 심볼의 제1차동 지연 스트림 쌍을 발생시키기 위해, 상기 심볼 주기의 규정된 제1번호의 지연을 나타내고, 2N-레벨 심볼의 제1지연 스트림을 갖는 상기 2N-레벨 심볼 스트림에 응답하도록 연결되는 제1지연기와,

   동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트가 억압되는 제1콤 필터 응답을 제공하는 (4N-1)-레벨 심볼의 제1스트림을 출력신호로서 발생시키기 위해, 제1및 제2입력신호로서 수신되는 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트를 수반하는 것에 민감한 상기 제1차동 지연 스트림 쌍을 선형으로 조합하는 제1선형 결합기와,

   각각의 출력신호를 공급하기 위해 수신된 제1및 제2입력신호를 선형으로 조합하고, 제1콤 필터 응답이 상기 제1입력신호로서 제2선형 결합기에 인가되고, 상기 제1선형 결합기와 상기 제2선형 결합기중 하나는 가산기이고, 나머지 다른 하나는 감산기인, 제2선형 결합기와,

   상기 제1입력신호로서 상기 제2선형 결합기에 인가되는 제1상보 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해, 상기 제1선형 결합기에서 각각의 출력신호로서 공급되는 상기 (4N-1)-레벨 심볼의 제1스트림을 디코딩하는 제2데이터 슬라이서와,

   멀티플렉서 제어신호에 응답하여 선택되는 복수의 입력신호중 하나를 출력신호로서 재생하고, 상기 중간 심볼 디코딩 결과를 상기 복수의 입력신호중 하나로서 수신하며, 상기 제2선형 결합기의 출력신호를 상기 복수의 입력신호중 또다른 하나로서 수신하는 복수의 입력 멀티플렉서 회로와,

   상기 제2선형 결합기의 상기 제2입력신호를 발생시키기 위해, 최종 심볼 디코딩 결과로서 최소 시간동안 사용되는 상기 복수의 입력 멀티플렉서 회로의 출력신호를 상기 규정된 심볼 주기의 제1번호만큼 지연하도록 연결되는 제2지연기를 구비함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
2. 제1항에 있어서, 상기 제1선형 결합기는 감산기이고, 상기 제2선형 결합기는 모듈로-2N 가산기임을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
3. 제2항에 있어서, 상기 규정된 심볼 주기의 제1번호는, 12임을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
4. 제1항에 있어서, 상기 제1선형 결합기는 가산기이고, 상기 제2선형 결합기는 모듈로-2N 감산기임을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
5. 제4항에 있어서, 상기 규정된 심볼 주기의 제1번호는, 6임을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
6. 제4항에 있어서, 상기 규정된 심볼 주기의 제1번호는, 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 두개의 수평 주사라인의 심볼 주기 수와 실질적으로 동일함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
7. 제6항에 있어서, 상기 규정된 심볼 주기의 제1번호는, 1361임을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
8. 제4항에 있어서, 상기 규정된 심볼 주기의 제1번호는, 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 62개의 수평 주사라인의 심볼 주기 수와 실질적으로 동일함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
9. 제8항에 있어서, 상기 규정된 심볼 주기의 제1번호는, 179,208임을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
10. 제4항에 있어서, 규정된 심볼 주기의 제1번호는, 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 두개의 영상 프레임의 심볼 주기 수와 실질적으로 동일함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
11. 제10항에 있어서, 규정된 심볼 주기의 제1번호는 718,200인 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
12. 제1항에 있어서,

    상기 디지털 텔레비젼신호 검출 장치로부터 공급된 상기 2N-레벨 심볼 스트림이, 상기 제1콤 필터 응답에서 억압될 수 있고 부정확한 오류없이 상기 2N-레벨 심볼 스트림을 디코딩하는 상기 제1데이터 슬라이서를 간섭하기에 충분히 강한 상당한 에너지 레벨를 갖는 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트를 수반하는 시점의 표시 신호를 발생하도록 연결되는 동일-채널 간섭 검출기를 더 구비하고,

    상기 표시 신호는 상기 복수-입력 멀티플렉서 회로에 상기 멀티플렉서 제어신호의 최소 부분으로서 인가되고, 상기 복수-입력 멀티플렉서 회로는 상기 디지털 텔레비젼신호 검출 장치로부터 공급된 상기 2N-레벨 심볼 스트림이, 상기 제1콤 필터 응답에서 억압될 수 있고 상기 상당한 에너지 레벨를 갖는 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트를 수반한다는 전류 표시 신호를 상기 동일-채널 간섭 검출기가 발생시키지 않는 경우에만, 상기 중간 심볼 디코딩 결과를 상기 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
13. 제12항에 있어서,

    상기 2N-레벨 심볼의 제1차동 지연 스트림 쌍을 발생시키기 위해, 상기 심볼 주기의 규정된 제2번호의 지연을 나타내고, 2N-레벨 심볼의 제2지연 스트림을 갖는 상기 2N-레벨 심볼 스트림에 응답하도록 연결되는 제3지연기와,

    동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트가 억압되는 제2콤 필터 응답을 제공하는 (4N-1)-레벨 심볼의 제2스트림을 출력신호로서 발생시키기 위해, 제1및 제2입력신호로서 수신되는 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트를 수반하는 것에 민감한 상기 제2차동 지연 스트림 쌍을 선형으로 조합하는 제3선형 결합기와,

    상기 복수-입력 멀티플렉서 회로에 또다른 입력신호로서 인가되는, 각각의 출력신호를 공급하기 위해 수신된 제1및 제2입력신호를 선형으로 조합하는 제4선형 결합기를 구비하고, 상기 제3선형 결합기와 상기 제4선형 결합기중 하나는 가산기이고, 나머지 다른 하나는 감산기인, 제4선형 결합기와,

    상기 제1입력신호로서 상기 제4선형 결합기에 인가되는 제2상보 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해, 상기 제3선형 결합기에서 각각의 출력신호로서 공급되는 상기 (4N-1)-레벨 심볼의 제2스트림을 디코딩하는 제3데이터 슬라이서와,

    상기 제4선형 결합기의 상기 제2입력신호를 발생시키기 위해, 상기 복수-입력 멀티플렉서 회로의 출력신호를 상기 규정된 심볼 주기의 제2번호만큼 지연하도록 연결되는 제4지연기를 더 구비함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
14. 제1항에 있어서,

    상기 2N-레벨 심볼의 제1차동 지연 스트림 쌍을 발생시키기 위해, 상기 심볼 주기의 규정된 제2번호의 지연을 나타내고, 2N-레벨 심볼의 제2지연 스트림을 갖는 상기 2N-레벨 심볼 스트림에 응답하도록 연결되는 제3지연기와,

    동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트가 억압되는 제2콤 필터 응답을 제공하는 (4N-1)-레벨 심볼의 제2스트림을 출력신호로서 발생시키기 위해, 제1및 제2입력신호로서 수신되는 상기 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트를 수반하는 것에 민감한 상기 제2차동 지연 스트림 쌍을 선형으로 조합하는 제3선형 결합기와,

    상기 복수-입력 멀티플렉서 회로에 또다른 입력신호로서 인가되는, 각각의 출력신호를 공급하기 위해 수신된 제1및 제2입력신호를 선형으로 조합하는 제4선형 결합기를 구비하고, 상기 제3선형 결합기와 상기 제4선형 결합기중하나는 가산기이고, 나머지 다른 하나는 감산기인, 제4선형 결합기와,

    상기 제1입력신호로서 상기 제4선형 결합기에 인가되는 제2상보 심볼 디코딩 결과를 발생시키기 위해, 상기 제3선형 결합기에서 각각의 출력신호로서 공급되는 상기 (4N-1)-레벨 심볼의 제2스트림을 디코딩하는 제3데이터 슬라이서와,

    상기 제4선형 결합기의 상기 제2입력신호를 발생시키기 위해, 상기 복수-입력 멀티플렉서 회로의 출력신호를 상기 규정된 심볼 주기의 제2번호만큼 지연하도록 연결되는 제4지연기를 더 구비함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.
15. 제1항에 있어서,

    상기 중간 심볼 디코딩 결과, 상기 제1상보 심볼 디코딩 결과 및 상기 제2상보 심볼 디코딩 결과의 동일-채널 간섭 에너지의 양을 결정하고, 상기 동일-채널 간섭 에너지의 양에 의거하여 상기 멀티플렉서 제어신호를 발생시키는 동일-채널 간섭 검출 회로를 더 구비하고,

    상기 복수-입력 멀티플렉서 회로는 상기 디지털 텔레비젼신호 검출 장치로부터 공급된 상기 2N-레벨 심볼 스트림이, 상기 제1및 제3콤 필터 응답중 어느 한 응답에서 억압될 수 있고 부정확한 오류없이 상기 2N-레벨 심볼 스트림을 디코딩하는 상기 제1데이터 슬라이서를 간섭하기에 충분히 강한 상당한 에너지 레벨을 갖는 동일-채널 간섭 아날로그 텔레비젼신호의 아티팩트를 수반한다는 전류 표시 신호를 상기 동일-채널 간섭 검출 회로가 발생시키지 않는 경우에만, 상기 중간 심볼 디코딩 결과를 상기 최종 심볼 디코딩 결과로서 선택하고, 만약, 그렇지 않은 경우에는 상기 동일-채널 간섭 에너지의 보다 많은 양을 갖는 상기 제1상보 심볼 디코딩 결과 및 상기 제2상보 심볼 디코딩 결과중 하나를 선택함을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼신호 수신기.

Images