KR100246767B1 - 보조 아날로그 텔레비젼 수신기로부터의 영상신호를 이용하여 엔.티.에스.씨 간섭을 검파하는 디지탈 텔레비젼 수신기 - Google Patents

Abstract

아날로그 텔레비젼 신호 방송으로부터 디지탈 텔레비젼 신호 방송으로의 변이 기간 동안에 디지탈 텔레비젼 수신은 아날로그 텔레비젼 신호에 의한 공동 채널 간섭으로 인해 파열되기 쉽다. 동일한 변이 기간 동안에 디지탈 텔레비젼 수신기는 보조의 아날로그 텔레비젼 수신기를 항상 채택해야 할 것이다. 콤 필터링이 디지탈 텔레비젼 신호로부터 복구된 심볼 코딩에 선택적으로 인가될 수 있도록 하기 위하여 보조 아날로그 텔레비젼 수신기는 디지탈 텔레비젼 신호 수신 동안에 아날로그 텔레비젼 신호에 의한 공동 채널 간섭의 정도를 측정하기 위해 유익하게 이용된다. 공동 채널 간섭의 정도는 동기적으로 검파된 아날로그 텔레비젼 신호로부터 추정된다.

Description

보조 아날로그 텔레비젼 수신기로부터의 영상신호를 이용하여 엔.티.에스.씨 간섭을 검파하는 디지탈 텔레비젼 수신기

본 발명은 디지탈 텔레비젼 시스템에 관한 것으로서, 특히 NTSC(National Television Subcommittee) 아날로그 텔레비젼 신호로부터의 공동 채널 간섭(co-channel interference)의 존재 여부를 판단하는 디지탈 텔레비젼 수신기에서 이용되는 회로에 관한 것이다.

ATSC(Advanced Television Subcommittee)에 의해 1995년 9월 16일에 공표된 디지탈 텔레비젼 규격은 미합중국 내의 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 공중파 방송에 현재 이용되고 있는 것과 같은 6 MHz 대역폭 텔레비젼 채널의 디지탈 텔레비젼(DTV) 신호를 전송하는 잔류 측파대(VSB; vestigial sideband) 신호를 지정한다. VSB DTV 신호는 그것의 스펙트럼이 공동 채널 간섭의 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 스펙트럼을 보간(interleaving)할 수 있음직하게 설계된다. 이는 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 수평 주사율의 1/4의 짝수 배수 사이에 위치하는 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 수평 주사율의 1/4의 홀수 배수 위치에 파이롯 캐리어와 DTV 신호의 주 진폭변조 측파대 주파수를 배치함에 의해 수행되며, 상기 짝수 배수 위치에서 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 휘도 및 색도 성분의 대부분의 에너지가 위치하게 된다. NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 영상 캐리어는 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 1.25 MHz 오프셋 된다. DTV 신호의 캐리어는 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 약 309,877.73 kHz에 DTV 신호의 캐리어를 설정하기 위하여 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 수평 주사율의 59.75배 만큼 영상 캐리어로부터 오프셋 된다. 따라서, DTV 신호의 캐리어는 텔레비젼 채널의 중간 주파수로부터 약 2,690,122.27 Hz 정도 차이가 난다. 디지탈 텔레비젼 규격의 정확한 심볼 비율은 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 영상 캐리어로부터 오프셋 된 4.5 MHz 사운드 캐리어의 (684/286) 배이다. NTSC 아날로그 텔레비젼 신호에 있어 수평 주사 라인 마다의 심볼의 수는 684이며, 286은 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 수평 주사 라인 비율이 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 영상 캐리어로부터 오프셋된 4.5 MHz 사운드 캐리어를 만들기 위하여 곱하여지는 인자이다. 심볼 비율은 초당 10.762238의 거대한 심볼인 바, 이는 DTV 신호 캐리어로부터 5.381119 MHz 확장하는 VSB 신호에 포함될 수 있다. 즉, VSB 신호는 텔레비젼 채널의 하한 주파수로부터 5.690997 MHz 확장하는 대역에 제한될 수 있다.

미합중국의 디지탈 HDTV(high-definition television) 신호 지상 방송에 대한 ATSC 규격은 16:9 화면종횡비(aspect ratio)를 갖는 2개의 HDTV 포맷들 중 어느 것이나 전송할 수 있다. 하나의 HDTV 포맷은 주사 라인 당 1920개의 샘플 및 2:1 필드 인터레이스를 갖는 30 Hz 프레임 당 1080개의 유효 수평 주사 라인을 이용한다. 또 다른 하나의 HDTV 포맷은 주사 라인 당 1280개의 휘도 샘플 및 60 Hz 프레임 당 720개의 텔레비젼 이미지의 점차적으로 주사된 주사 라인을 이용한다. ATSC 규격은 또한 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호에 비하여 표준 선명도를 갖는 4개의 텔레비젼 신호의 병렬 전송과 같은 HDTV 포맷들 이외의 DTV 포맷의 전송을 제공한다.

미합중국 지상 방송의 잔류 측파대(VSB) 진폭 변조(AM)에 의해 전송된 DTV는 313개의 시간적으로 연속되는 데이터 세그먼트를 각각 포함하는 시간적으로 연속적인 일련의 데이터 필드들을 포함한다. 데이터 세그먼트 당 832개의 심볼이 존재한다. 따라서, 심볼 비율이 10.76 MHz이면 각각의 데이터 세그먼트는 77.3x10^-6의 지속 시간을 갖는다. 데이터의 각각의 세그먼트는 +S, -S, -S 및 +S의 연속하는 값을 갖는 4개의 심볼의 라인 동기화 코드 군과 함께 시작한다. 값 +S는 최대의 포지티브(positive) 데이터 익스커젼(excursion) 하위에 하나의 레벨이며, 값 -S는 최대의 네거티브(negative) 데이터 익스커젼 상위에 하나의 레벨이다. 각각의 데이터 필드의 초기 라인은 채널 균등화 및 다중 경로 억압 과정에 대한 트레이닝 신호를 부호화하는 필드 동기화 코드 군을 포함한다. 트레이닝 신호는 3개의 63-샘플 의사-노이즈 시퀀스(PN 시퀀스)에 수반되는 511-샘플 PN 시퀀스이다. 이 트레이닝 신호는 각각의 홀수 번호의 데이터 필드의 첫 번째 라인에서 제1논리값(logic convention)에 따라 그리고 각각의 짝수 번호의 데이터 필드의 첫 번째 라인에서 제2논리값에 따라 전송되며, 상기 제1 및 제2 논리값은 서로 상보적(complementary)인 값을 가진다.

데이터 라인들 내의 데이터는 하나의 부호화되지 않은 비트를 갖는 하나의 2/3 비율 트렐리스(trellis)코드를 각각 포함하는 12개의 보간 트렐리스 코드를 이용하여 트렐리스 코드화된다. 보간 트렐리스 코드는 리드-솔로몬 포워드 에러정정 코딩에 종속되는 바, 이는 근접한 차폐되지 않은 자동차 점화 시스템과 같은 노이즈 소스에 기인하는 버스트 에러의 정정을 제공한다. 리드-솔로몬 코딩의 결과는 공중파 전송을 위한 8-레벨(3 비트/심볼)1차원 배열의 심볼 코딩으로서 전송 되는 바, 이 전송은 트렐리스 코딩 과정으로부터 분리된 심볼 프리코딩(precoding)없이 구현된다. 리드-솔로몬 코딩의 결과는 유선방송을 위한 16-레벨 (4비트/심볼) 1차원 배열의 심볼 코딩으로서 전송되는 바, 이 전송은 프리코딩 없이 구현된다. VSB 신호는 그것들의 억압된 자연 반송파를 갖는 바, 이는 변조 비율(percentage)에 의존하는 진폭에 차이가 있을 수 있는 것이다.

자연 반송파는 설정된 변조 비율에 상응하는 고정 진폭의 파이롯 반송파로 대체된다. 고정 진폭의 파이롯 반송파는 그것의 응답으로서 VSB 신호를 공급하는 필터에 공급되는 진폭 변조 측파대를 발생하는 밸런스드 변조기에 인가된 변조 전압에 다이렉트 성분 쉬프트의 도출에 의해 발생된다. 4-비트 심볼 코딩의 8개의 레벨이 캐리어 변조 신호에서 -7, -5, -3, -1, +1,+3, +5 및 +7의 정규화된 값을 가지면, 파이롯 캐리어는 1.25의 정규화된 값을 갖는다. +S의 정규화된 값이 +5이며, -S의 정규화된 값이 -5이다.

지상파 공중 방송의 디지탈 텔레비젼 신호에 대한 캐리어가 6MHz폭 방송 채널의 에지(edge)로부터 310kHz인데 비하여, NTSC신호의 영상 캐리어는 6MHz폭 방송 채널의 에지로부터 1.25MHz이다. 공동 채널 NTSC신호는 디지탈 정보를 반송하는 잔류 측파대 진폭 변조(VSB AM)의 캐리어에 대해서 대칭적인 진폭 변조 측파대를 보이지 않는다. 따라서, 디지탈 텔레비젼 신호 캐리어로부터 940 kHz차이에 NTSC영상 캐리어 및 디지탈 텔레비젼 신호 캐리어로부터 한층 더한 차이에 그것의 측파대는 디지탈 텔레비젼 신호에서 좀처럼 상쇄되지 않는다. 물론, NTSC 오디오 캐리어도 디지탈 텔레비젼 신호 캐리어로부터 5.44 MHz 차이에 있지 않다.

DTV 기술의 초기 개발에 있어서 DTV 방송사는 송신기에 심볼 프리코더(precoder)의 이용 여부를 결정하기를 원하는 것으로 보여지는 바, 심볼 포스트코더(post-coder)로서 심볼 디코더 회로의 데이터 슬라이서(data-slicer)전에 사용된 각각의 DTV수신기의 콤 필터를 함께 이용될 때, 이 심볼 프리코더는 심볼 발생 회로가 후속될 것이며 심볼의 대응된 필터링을 제공할 것이다. 공동 채널 NTSC방송 스테이션으로부터의 간섭의 기대 여부에 따라 이 판단은 결정될 것이다. 심볼 프리코딩은 데이터 라인 동기화 코드 그룹들 또는 데이터 필드 동기화 데이터가 전송되는 데이터 라인 동안에 이용되어 지지 않을 것이다. 공동 채널 간섭은 NTSC 방송 스테이션(들)으로부터 먼 간격에서 감소되며 공동 채널 간섭의 가능성에 주지된 태양의 활발한 활동 기간 동안에 어떤 전리층 상태가 획득될 때 더욱 발생할 가능성이 높아진다. 물론, 공동 채널 NTSC 방송 스테이션이 없다면 그러한 간섭도 발생하지 않을 것이다. 방송 서비스 구역 내에 NTSC 간섭의 가능성이 존재했다면, HDTV방송사는 NTSC간섭으로부터 더욱 용이하게 분리된 HDTV 신호를 구축하기 위하여 심볼 프리코더를 이용할 것이라고 추측되었다. 따라서, 콤 필터는 대응된 필터링을 완성하기 위하여 DTV 수신기의 심볼 포스트코더로서 이용될 것이다. 편평한 스펙트럼 노이즈가 트렐리스 디코더의 심볼 값에 따라 오류의 판단을 일으키지 않도록 하기 위하여 NTSC 간섭의 가능성이 없거나 또는 그 가능성이 미약했다면, DTV 방송사는 심볼 프리코더를 이용하기를 중지할 것으로 추측되었다. 따라서, 심볼 포스터코더는 각각의 DTV 수신기에서 기능이 억제될 것이다. 프리코딩이 어떤 DTV 수신기가 관계되는 한 바람직할 수 있는 반면, 송신기에서 프리코딩을 이용함에 따른 문제는 프리코딩이 송신기로부터 전송을 수신하는 다른 DTV 수신기에 대하여 바람직하지 않다는 것이다. 예를 들어, 송신기로부터 멀지 않은 또는 공동 채널 아날로그 TV 송신기로부터 더욱 먼 DTV 수신기는 심각한 정도의 공동 채널 간섭을 받게 되지 않을 것이다.

1995년 9월 16일 공표된 디지탈 텔레비젼 규격 ATSC는 NTSC 공동 채널 간섭을 없애기 위하여 DTV 신호 수신기의 콤 필터링의 이용에 따르는 포스트코딩을 보상하기 위하여 DTV 송신기에서 모든 데이터의 프리코딩의 이용을 허용하지 않는다. 그 대신에 트렐리스 디코딩의 초기 심볼만이 프리코드된다. 이 과정은 데이터 슬라이싱(slicing) 과정이 착수되기 전에 NTSC 공동 채널 간섭을 없애기 위하여 콤필터링을 이용하는 DTV 신호 수신기를 구축하지 않는다. 데이터 슬라이싱 과정이 착수되기 전에 NTSC 공동 채널 간섭을 없애지 않는 DTV 신호 수신기는 DTV 송신기로부터 떨어진 또는 매우 근접한 아날로그 TV 송신기를 갖는 DTV 수신기에 의한 원인이 될 수 있는 강력한 NTSC 공동 채널 간섭 상태하에 양호한 수신을 얻을 수 없을 것이다.

1996년 11월 12일 출원된 미합중국 특허출원번호 제08/746,520호, 명칭 “DTV RECEIVER WITH FILTER IN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND CARRIER OF NTSC CO-CHANNEL INTERFERING SIGNAL”에 있어서, 발명자는 그 간섭이 데이터 슬라이싱을 역으로 영향을 미치기에 충분히 클 때 NTSC 공동 채널 간섭을 억압하기 위하여 콤필터를 갖는 DTV 수신기의 선행하는 데이터 슬라이싱을 개시한다. 발명자는 이것이 선택적으로 수행될 때 심볼 코딩 상에서 그러한 콤 필터의 효과를 심볼 디코딩 과정에서 보상하는 방법을 개시한다. 그것은 이 판단이 NTSC 공동 채널 간섭을 억압하기 위하여 콤 필터링의 선택적인 사용을 조정하기 위해 이용될 수 있도록 하기 위하여 NTSC 공동 채널 간섭이 받아들이기에 충분히 작게 명명된 소정의 값보다 더 클 때 판단할 수 있도록 하는데 유용하다.

때때로 어떠한 실질적 고정 지연에 의해 분리된 FM 캐리어의 샘플의 상호관계(또는 반 상호 관계)는 특별히 양호하지 않은 경향이 있기 때문에 캐리어 주파수 이탈이 큰 주파수 변조 상태 하에서 특별히 콤 필터링 과정은 NTSC 오디오 캐리어를 억압하기에 전적으로 충분하지 않다. 미합중국 특허출원번호 제08/746,520호는 중간 주파수(IF) 증폭의 전체적 대역폭을 설립하기 위해 이용된 필터링이 어떠한 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 TV 신호의 FM 오디오 캐리어를 없애기 위한 것임을 개시한다. 극초단파(UHF) 중간 주파수 대역의 SAW 필터링은 어떠한 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 TV 신호의 FM 오디오 캐리어를 없애기 위해 특별히 적합하다. 기저대역 심볼 코드의 콤 필터링은 NTSC 영상 캐리어 및 인접한 측파대를 억압하기에 더욱 만족스러운 것인 바, 이는 어떤 특정한 지연 구간에 의해 분리된 샘플들 사이에 양호한 상관관계를 보이고 다른 어떤 특정한 지연 구간에 의해 분리된 샘플들 사이에 양호한 반 상관관계를 보이는 경향이 있다. 적합한 콤 필터링 과정은 또한 NTSC 색 부반송파 근처에 색 측파대를 억압하기에 만족스러운 바, 이는 어떤 특정한 지연 구간에 의해 분리된 샘플들 사이에 양호한 상관관계를 보이고 다른 어떤 특정한 지연 구간에 의해 분리된 샘플들 사이에 양호한 반 상관관계를 보이는 경향이 있다. IF 증폭 동안에 NTSC 오디오 캐리어를 억압하는 것은 NTSC 영상 캐리어 및 그것의 색 부반송파를 없애는 콤 필터를 갖는 심볼 코드의 콤 필터링을 허용하지만, NTSC 오디오 캐리어는 매우 많이 없애지는 못한다. 6-심볼 에포크(epoch)의 차별 지연을 갖는 심볼 코드를 부가적으로 결합하는 하나의 그러한 콤 필터는 NTSC 영상 캐리어 및 그것의 색 부반송파 모두가 그렇게 짧은 차별 지연 상의 셀프 반 상관관계의 높은 정도를 보이는 경향이 있기 때문에 선호된다.

1993년 11월 9일 등록된 미합중국 특허번호 제5,260,793호, 명칭 “RECEIVER POST CODER SELECTION CIRCUIT”은 HDTV 수신기에서 이용되는 복조기의 복합 출력신호의 실제 또는 동상 기저대역 성분(I 채널)을 수반하는 NTSC 간섭을 억압하는 포스트코더 콤 필터를 선택적으로 사용한다. 복조기 응답의 I-채널 성분의 NTSC 간섭의 존재는 NTSC 공동 채널 간섭을 억압하기 위해 이용되는 콤 필터를 자동적으로 인에이블 또는 디스에이블 하기 위한 조정신호를 디벨로프(develop) 하기 위해 검파된다. 각각의 데이터 필드 동기 구간 동안에 HDTV 수신기의 콤 필터 형태의 NTSC 억압 필터로의 입력신호 및 그로부터의 출력신호는 HDTV 수신기 내의 메모리로부터 추출된 또한 공지된 각각의 신호에 각각 비교된다. 입력신호와의 비교의 최소한의 결과가 NTSC 억압 필터로부터의 출력신호와의 비교의 최소한의 결과보다 더 작은 에너지를 갖는다면, 이는 기대된 수신으로부터의 차이의 주요한 원인이 NTSC 공동 채널 간섭보다 오히려 랜덤한 노이즈임을 나나태는 것이다. 특정한 디지탈 텔레비젼 수신기가 관계되는 한, 더욱 적합할 지도 모를 수신은 시스템에서 사용되지 않는 프리코딩 및 포스트코딩이며, 그것은 방송사가 프리코딩을 사용하지 않는 것으로 추측된다. 입력신호와의 비교에 있어 최소한의 결과가 NTSC 억압 필터로부터의 출력신호와의 비교에 있어 최소한 결과 보다 더욱 에너지를 갖는다면, 이는 기대된 수신의 차이의 주요한 원인이 랜덤 노이즈 보다 오히려 NTSC 공동 채널 간섭임을 나타낸다. 특정한 디지탈 텔레비젼 수신기가 관계되는 한, 더 적합할지도 모를 수신은 시스템에서 사용된 프리코딩과 포스트코딩이며, 이는 방송사가 프리코딩을 사용해왔을 것으로 추측된다.

1996년 8월 13일 등록된 미합중국 특허번호 제5,546,132호, 명칭 “NTSC INTERFERENCE DETECTOR”는 데이터 필드 동기 정보를 전송하는 것 이외에 데이터 세그먼트 내의 데이터로부터 공동 채널 NTSC 간섭을 검파하려는 시도가 개시된다. I-채널의 차이나게 지연된 심볼 코딩을 뺄셈으로 결합하는 콤 필터는 공동 채널 NTSC 간섭을 억압하기 위해 때때로 필요한 것으로 이용되며, 데이터 세그먼트 내의 공동 채널 채널 NTSC 간섭의 에너지가 판별될 수 있도록 하기 위하여 I-채널의 차이나게 지연된 심볼 코딩을 부가적으로 결합하는 콤 필터의 이용은 공동 채널 NTSC 간섭을 추출하기 위해 개시된다. 이런 어프로치를 갖는 문제는 공동 채널 NTSC 간섭을 추출을 위해 이용하기 위한 콤 필터 Kim et alli의 제의는 디지탈 신호 전송에 관계된 심볼 코딩에 대한 몇몇 응답을 또한 갖는다는 것이다. 심볼 코딩에 관계된 에너지는 데이터 슬라이싱에서 심각한 에러의 원인이 될 수 있는 공동 채널 NTSC 간섭의 에너지 보다 더 높을 수 있다. 이는 DTV 전송기가 프리코딩을 이용하지 않을 때 특별히 실제이다. 따라서 심볼 코드 에너지가 NTSC 신호 에너지가 집중되는 주파수 스펙트럼의 부분들을 보간하는 주파수 스펙트럼의 부분에 집중된다. 분명히, 더 양호한 어프로치는 공동 채널 NTSC 간섭의 심각한 정도를 데이터 필드 동기 정보를 전송하는 것 이외에 데이터 세그먼트 내의 데이터로부터 판단하는데 요구된다.

Kim et alli 장치는 여기서 지적된 수평 주사율 59.75배의 NTSC 영상 캐리어 주파수에서 동작할 수 있는 동기 검파기를 갖는 공동 채널 NTSC 간섭을 추출하기 위해 이용된 콤 필터의 뒤에 이용하는 절대치 회로를 대체함으로서 향상될 수 있다. 그러나, 이는 Kim et alli 장치에 복잡성을 더 도입한다. DTV 변조를 없앨 수 있는 NTSC 영상 캐리어의 동기 검파기의 이점은 또 다른 방법에서 더욱 양호하게 달성될 수 있다.

NTSC 공동 채널 간섭이 문제가 야기될 아날로그 텔레비젼 전송이 달성되는 한, DTV 수신기는 아날로그 TV 방송을 수신하기 위한 보조 수신기 장치에 아마도 상업적 이유로 인하여 제공된다. 그러한 보조 수신기 장치는 수신기의 DTV 부에 의해 복구된 기저대역 심볼 코딩의 NTSC 공동 채널 간섭의 존재를 검파하기 위한 시도보다는 오히려 NTSC 공동 채널 간섭의 존재를 검파하는 탁월한 수단을 제공하기 위하여 설계될 수 있음을 발명자는 주목시키려 한다. 예를 들어, NTSC 공동 채널 간섭의 정도는 미합중국에 현재 특허 출원된 명칭 “DETECTING NTSC INTERFERENCE IN DIGITAL TV RECEIVERS USING INTERFERENCE IN DIGITAL TV RECEIVERS USING INTERCARRIER SIGNALS FROM AUXILIARY ANALOG TV RECEIVERS”에 의해 개시된 바와 같이 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 영상 및 오디오 캐리어를 함께 혼합함에 의해 발생된 인터캐리어 사운드 중간 주파수의 진폭을 검파함에 의해 평가될 수 있다. NTSC 공동 채널 간섭의 정도는 아날로그 TV 방송을 수신하는 보조 수신기 장치에서 동기 영상 검파에 의해 복구된 NTSC 영상신호에서 비롯되어 또한 평가될 수 있다.

제1도는 제1형태의 발명을 구체화하는 DTV 수신기의 무선 수신기 부의 도식적인 계획도이다.

제2도는 제2형태의 발명을 구체화하는 DTV 수신기의 무선 수신기 부의 도식적인 계획도이다.

제3도는 제3형태의 발명을 구체화하는 DTV 수신기의 무선 수신기 부의 도식적인 계획도이다.

제4도는 제4형태의 발명을 구체화하는 dTV 수신기의 무선 수신기 부의 도식적인 계획도이다.

제5도는 제1도, 제2도, 제3도 또는 제4도의 회로에서 이용하기 위한 심볼 디코딩 장치의 상세도이다.

제6도는 제1도, 제2도, 제3도 또는 제4도의 회로에서 이용하기 위한 심볼 디코딩 장치의 다른 상세도이다.

제7도는 NTSC 영상신호가 야기하는 공동 채널 간섭의 강도를 평가하기 위해 제1도, 제2도, 제3도 및 제4도의 회로에서 동기적으로 검파된 NTSC 영상신호의 DTV 아티팩트를 억압하는 아날로그 필터링의 상세도이다.

제8도는 NTSC 영상신호가 야기하는 공동 채널 간섭의 강도를 평가하기 위해 제1도, 제2도, 제3도 및 제4도의 회로에서 동기적으로 검파된 NTSC 영상신호의 DTV 아티팩트를 억압하는 아날로그 필터링의 다른 상세도이다.

제9도는 NTSC 영상신호가 야기하는 공동 채널 간섭의 강도를 평가하기 위해 제1도, 제2도, 제3도 및 제4도의 회로에서 동기적으로 검파된 NTSC 영상신호의 DTV 아티팩트를 억압하는 디지탈 필터링의 상세도이다.

제10도는 NTSC 영상신호가 야기하는 공동 채널 간섭의 강도를 평가하기 위해 제1도, 제2도, 제3도 및 제4도의 회로에서 동기적으로 검파된 NTSC 영상신호의 DTV 아티팩트를 억압하는 디지탈 필터링의 다른 상세도이다.

제11도는 제5형태의 발명을 구체화하는 DTV 수신기의 무선 수신기 부의 도식적인 계획도이다.

제12도는 제6형태의 발명을 구체화하는 DTV 수신기의 무선 수신기 부의 도식적인 계획도이다.

그러한 보조 수신기 장치의 NTSC 영상 캐리어의 진폭변조(AM) 검파는 본 발명을 수행하는 데 있어 실재의 NTSC 영상 캐리어 진폭 변조를 검파하는 동상의 동기 검파기 및 싱크로다이닝(synchrodyning) 신호를 동기 검파기로 공급하는 조정된 발진기의 자동 주파수 및 위상조정(AFPC)를 디벨로핑하는 직교-페이스 동기 검파기를 가지고 동기되도록 설정된다. DTV 신호의 에너지가 AM 복소수 주파수 스펙트럼의 실수부 및 허수부에 있어 동등한 양이 나타나는 것을 제외하고, NTSC 공동 채널 간섭 신호의 모든 에너지가 AM 복소수 주파수 스펙트럼의 실수부에 있기 때문에 허수부로부터 이를 분리하기 위하여 AM 복소수 주파수 스펙트럼의 실수부를 동기적으로 검파함은 NTSC 공동 채널 간섭 신호가 단순한 엔벨로프 검파의 결과에서 획득하는 것과 비교함에 따른 DTV 아티팩트 상위에 2:1 이득을 얻도록 한다. NTSC 영상 캐리어의 하위 주파수 AM의 더블 측파대 구조가 동기 영상 검파기로 공급된 IF 신호에서 유지되는 한, AM 복소수 주파수 스펙트럼의 실수부에 대한 동상의 동기 영상 검파기의 기저대역 응답의 DTV 아티팩트 상위에 하위 영상 주파수의 이득이 존재한다. DTV 신호 파이롯 캐리어의 고정 진폭 아티팩트가 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 휘도신호부의 모든 에너지의 주파수 위의 940 kHz로 변환된다. DTV 신호의 변조 에너지의 심각한 양은 고정 파이롯 캐리어 이외의 변조의 직접 성분을 피하기 위하여 DTV 신호에 있어 심볼 레벨 랜덤화로 인하여 휘도신호의 0 Hz로부터의 심각한 차이의 아티팩트에 있다. 휘도신호의 피크 에너지는 940 kHz 하위의 주파수에서 싱크로다이닝 펄스에 포함된다.

따라서, 본 발명의 실시예에 있어서 940 kHz 하위의 컷-오프 주파수를 갖는 저역통과 필터는 동상의 동기 영상 검파기 뒤에 직렬 접속되며, 이 저역통과 필터의 응답은 DTV 신호 수신 동안에 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 강도의 표시를 제공하기 위하여 사용된다. 임계치 검파기는 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호가 심볼 코딩 시 문제점들을 야기시키기에 충분한 에너지를 갖는지의 여부에 따른 결과를 발생하기 위하여 이 표시에 응답한다. 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호가 심볼 코딩 시 문제점들을 야기시키기에 충분한 에너지를 가지고 있다는 판단에 응답하여 심볼 코딩은 심볼 디코딩이 수행되기 전에 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호를 억압하기 위해 콤 필터링된다.

본 발명의 각각의 다른 실시예에 있어서, 동상의 동기 영상 검파기 응답은 DTV 아티팩트가 모든 에너지를 보이기 위해 기대되는 주파수를 억압하는 주파수 선택 응답을 제공하는 필터를 가지고 필터링되는 바, 이 응답은 DTV 신호 수신 동안에 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 강도의 표시를 제공하기 위해 이용된다. 임계치 검파기는 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호가 심볼 코딩 시 문제점들을 야기시키기에 충분한 에너지를 갖는지의 여부에 따른 결과를 발생하기 위하여 이 표시에 응답한다. 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호가 심볼 코딩 시 문제점들을 야기시키기에 충분한 에너지를 갖는지의 여부에 따른 결과에 응답하여, 심볼 코딩은 심볼 디코딩이 수행되기 전에 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호를 억압하기 위해 콤 필터링된다.

본 발명의 다른 실시예에 있어서, 직교 페이스의 동기 영상 검파기 응답의 힐버트(Hilbert) 변환은 DTV 아티팩트로부터 NTSC 공동 채널 간섭 신호를 분리하는 동상의 동기 영상 검파기 응답과 선형적으로 결합된다. 선형 결합의 결과는 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 강도의 표시를 제공하기 위하여 DTV 신호 수신 동안에 이용된다. 임계치 검파기는 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호가 심볼 코딩 시 문제점들을 야기시키기에 충분한 에너지를 갖는지의 여부에 따른 결과를 발생하기 위하여 이 표시에 응답한다. 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호가 심볼 코딩시 문제점들을 야기시키기에 충분한 에너지를 갖는지의 여부에 따른 결과에 응답하여, 심볼 코딩은 심볼 디코딩이 수행되기 전에 공동 채널 간섭 아날로그 텔레비젼 신호를 억압하기 위하여 콤 필터링된다.

제1도는 보조 아날로그 텔레비젼 수신기를 갖는 디지탈 텔레비젼 수신기의 무선 수신기로써 이용된 본 발명을 보이는 바, 이 결합된 텔레비젼 수신기는 제1의 복수 변환 형태이다. 이러한 제1복수 변환 형태의 수신기의 종류는 1997년 3월 19일 출원된 미합중국 특허출원번호 (Atty. Dkt. 1462-2), 명칭 “RADIO RECEIVER DETECTING DIGITAL AND ANALOG TELEVISION RADIO-FREQUENCY SIGNALS WITH SINGLE FIRST DETECTOR”의 발명자에 의해 상세히 개시된다. 안테나 1에 의해 수신되는 공중파 형태 텔레비젼 방송 신호는 적합하게 동조된 무선 주파수(RF) 증폭기 2에 의해 증폭되며 제1검파기 3에 인가된다. RF 증폭기 2 및 제1검파기 3은 조절할 수 있는 동조를 가지며 주파수 대역에서 상이한 위치의 채널들중 하나의 채널로부터 상기 디지탈 텔레비젼 신호를 선택하는 튜너로서 기능을 함께 갖는다. 제1검파기 3은 UHF(극초단파) TV 방송 대역 상위의 주파수 범위 이상에서 동조가능한 제1국부 발진을 공급하는 제1 국부 발진기 및 UHF TV 방송 대역에 할당된 채널 상위의 주파수에 위치된 6 MHz 폭 UHF 중간 주파수 대역의 UHF 중간 주파수 신호를 발생하기 위하여 선택된 TV 신호를 업컨버팅(up-converting; 상향주파수변환)하는 적절히 동조된 RF 증폭기 2에 의해 선택된 TV 신호에 제1 국부 발진을 혼합하는 제1 혼합기를 포함한다. 제1 검파기 3은 ATSC DTV 신호에 대하여 높은 IF 대역 신호를 UHF 대역 중간 주파수 증폭기 4로 공급하고, NTSC DTV 신호에 대하여 높은 IF 대역 신호를 UHF 대역 중간 주파수 증폭기 5로 공급하며, 또한 NTSC 오디오 신호에 대하여 높은 IF 대역 신호를 UHF 대역 중간 주파수 증폭기 6으로 공급한다. UHF 대역 IF 증폭기 4, 5 및 6의 응답들은 TV 방송 채널들로서 할당된 초단파(VHF) 하위의 VHF 대역의 각각의 VHF 대역 중간 주파수 신호로 다운컨버팅(down-converting; 하향주파수변환) 되도록 하기 위해 각각의 제2 검파기 7, 8 및 9로 인가된다. 제2 검파기 7, 8 및 9는 제2 국부 발진을 발생하는 공동의 제2 국부 발진기를 공유하며 UHF 대역 IF 증폭기 4, 5 및 6 각각의 응답에 제2 국부 발진을 혼합하는 각각의 제2 혼합기를 갖는다. 제2 검파기 7, 8 및 9로부터의 VHF 대역 IF 신호들은 ATSC DTV 신호에 대하여 VHF 대역 중간 주파수 증폭기 10으로, NTSC 영상 신호에 대하여 VHF 대역 중간 주파수 증폭기 11로, 또한 NTSC 오디오 신호에 대하여 VHF 대역 중간 주파수 증폭기 12로 각각 공급된다.

UHF 대역 IF 증폭기 4, 5 및 6은 UHF IF 대역 ATSC DTV 신호, UHF IF 대역 NTSC 영상 신호 및 UHF IF 대역 NTSC 오디오 신호에 대한 각각의 SAW(surface acoustic wave) 필터를 포함한다. 가파른 리젝션 스커트(rejection skirt)를 갖지만 선형적인 그룹 지연 및 평탄한 진폭 응답을 갖는 통과 대역이 제공되는 SAW 필터는 VHF에서 보다는 UHF에서 더욱 쉽게 구현된다. 이것이 VHF IF 대역에서보다는 오히려 UHF IF 대역에서 ATSC DTV 신호, NTSC 영상 신호 및 NTSC 오디오 신호의 전체적인 IF 응답을 결정하는 것을 더 선호하는 점에 대한 이유이다. ATSC DTV 신호의 전체적인 IF 응답을 판단하는 SAW 필터는, 바람직하게는, NTSC 오디오 신호를 거부하거나, 그렇지 않으면 UHF IF 대역으로 변환될 때 6 MHz 폭 TV 방송 채널의 잔류대역에서 실질적으로 편평한 진폭 응답을 갖는 필터이며, 이 SAW 필터는 통과 대역 전체에 걸쳐 실질적으로 선형의 위상 응답을 갖는다. NTSC 영상 신호의 전체적인 IF 응답을 판단하는 SAW 필터는 NTSC 오디오 신호를 거부하며 바람직하게는 UHF IF 대역으로 전송되는 6MHz 폭 TV 방송 채널의 하위 주파수에 대한 롤-오프(roll-off)를 보이는 것이며, 이 SAW 필터는 바람직하게 통과대역 전체에 걸쳐 실질적으로 선형의 위상 응답을 갖는다. UHF 대역 IF 증폭기 4, 5 및 6은 다양한 리플렉션을 최소화하는 소스 임피던스로부터 그것들의 컴포넌트 SAW 필터를 구동하며 그것들의 컴포넌트 SAW 필터의 인서션(insertion) 손실을 극복하는 광대역의 일정한 이득을 갖는 증폭기들을 포함한다.

UHF 대역 IF 증폭기 4, 5 및 6은 60 dB 까지 또는 더 이상의 증폭을 제공하는 각각의 조정 이득 증폭기를 포함한다. UHF 대역 IF 증폭기 4에는 그것의 출력신호 레벨에 응답하여 도출되는, 역방향 자동이득조정(AGC) 기능이 제공되는데, 이 역방향 AGC는 그것이 제공하는 이득의 선형성 때문에 선호된다. UHF 대역 IF 증폭기 5 및 6 각각은 IF 증폭기 5의 출력신호 레벨에 응답하여 도출되는, 더욱 양호한 노이즈 값에 대해 바람직한 순방향 자동이득조정을 갖는 스테이지들을 포함한다. RF 증폭기 2는 DTV 신호가 수신되고 있음을 나타낼 때 IF 증폭기 4의 출력신호 레벨에 응답하거나 또는 DTV 신호가 수신되고 있음을 나타내고 있지 않을 때 IF 증폭기 5의 출력신호 레벨에 응답하여 지연된 역방향 자동이득조정에 제공된다.

ATSC DTV 신호에 대한 VHF 대역 IF 증폭기 10으로부터의 출력신호는 기저대역 심볼 코드을 검파하는 ATSC 심볼 코드 검파기 13으로 인가된다. 심볼 코드 검파기 13은 데이터 캐리어의 잔류 측파대 진폭 변조를 검파하는 동상의 동기 검파기를 이용하는 것이며 동기 검파기에 싱크로다이닝 신호를 공급하는 조정된 발진기에 대한 자동 주파수 및 위상 조정(AFPC) 신호를 디벨로핑하는 직교-위상의 동기 검파기를 이용하는 것이다. 동상의 동기 검파기는 아날로그 체제에서 동작하며 그것의 출력신호는 아날로그/디지탈 변환기(ADC) 14에 의해 10 비트 정도의 해상도(resolution)로 디지털화한다. 또한, 심볼 코드 검파기 13 및 후속하는 ADC 14는 IF 증폭기 10의 VHF 대역 응답을 기저대역 상위의 최종 중간 주파수 대역으로 변환하는 제3검파기, 제3 검파기 응답을 디지털화하는 아날로그/디지탈 변환기 및 기저대역에 대한 디지털화된 제3 검파기 응답을 싱크로다이닝하는 디지탈 싱크로다이닝 회로로 대체될 수 있다. 그러한 대체 회로는 예로써 1995년 12월 26일 등록된 미합중국 특허번호 제5,479,449호, 명칭 “DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER, AS FOR INCLUSION IN AN HDTV RECEIVER” 및 1995년 8월 20일 등록된 미합중국 특허번호 제5,548,617호, 명칭 “DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER USING RADER FILTERS, AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”의 C.B.Patel 그리고 다른 것에 의해 개시된다. DTV 신호가 수신되고 있을 때, 파이롯 신호의 동기검파로 인한 다이렉트 신호는 기저대역에서 재생됨에 따라 심볼 코드를 수반하며 DTV ENABLE 신호를 발생하기 위하여 파이롯 캐리어 검파기 15에 의해 검파된다. 제1도에서 보이는 바와 같이 파이롯 캐리어 검파기 15는 디지탈 입력신호에 응답하기 위한 형태 또는 대안적으로 심볼 코드 검파기 13로부터 직접 공급됨에 따른 아날로그 입력신호에 응답하기 위한 형태일 수 있다.

DTV ENABLE 신호는 16:9 화면종횡비를 갖는 DTV 이미지를 디스플레이 하기 위하여 DTV 수신기의 디스플레이부를 조절하며 VHF 대역 IF 증폭기 10으로부터의 출력신호 레벨에 응답하여 디벨로프된 지연된 AGC 신호를 수신하기 위하여 RF 증폭기 2를 조절한다. 예로써, VHF 대역 IF 증폭기 10의 역방향 AGC 신호 및 RF 증폭기 2의 지연된 역방향 AGC 신호는 파이롯 신호의 동기 검파로 인한 다이렉트 신호에 응답하는 AGC 검파기(도면에 도시되지 않음)에 의해 제공된다. 이것은 1995년 12월 15일 출원되어 허여된 미합중국 특허출원번호 제08/573,454호, 명칭 “AUTOMATIC GAIN CONTROL OF RADIO RECEIVER FOR RECEIVING DIGITAL HIGH-DEFINITION TELEVISION SIGNALS”의 C.B.Patel 그리고 다른 것에 의해 더욱 상세히 개시된다.

제1도는 ADC 14로부터 상술한 미합중국 특허출원번호 제08/746,520호에 더욱 상세히 개시된 형태의 심볼 디코더 20으로 공급되는 디지털화된 기저대역 심볼 코드를 보인다. 심볼 디코더 20은 제1심볼 디코더 응답을 만들어 내기 위하여 심볼 디코더 20의 입력신호를 데이터 슬라이싱하는 데이터 슬라이서 21, 모든 NTSC 공동 채널 간섭 신호를 억압하는 응답인 심볼 디코더 20의 입력신호에 응답을 공급하는 NTSC 아티팩트 리젝션 콤 필터 22, 오류의 심볼 디코더 응답을 발생하기 위해 콤필터 22의 응답을 데이터 슬라이싱하는 데이터 슬라이서 23, 제2심볼 디코더 응답을 만들어 내기 위하여 오류의 심볼 디코더 응답을 정정하는 매칭 콤 필터 24, 그리고 심볼 디코더 20에 의해 트렐리스 디코더 16으로 공급되는 최종 심볼 디코더 응답으로서 제1 및 제2 심볼 디코더 응답들 중에서 하나의 응답을 선택하는 멀티플렉서 25를 포함한다. 수신되는 실질적인 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 인디케이션이 없을 때는 멀티플렉서 25는 심볼 디코더 20의 출력신호를 트렐리스 디코더 16으로 공급하기 위하여 데이터 슬라이서 21로부터의 제1 심볼 디코더 응답을 선택한다. 수신되는 실질적인 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 인디케이션이 있을 때는 심볼 디코더의 초기화 구간을 제외하고, 멀티플렉서 25는 심볼 디코더 20의 출력신호를 트렐리스 디코더 16으로 공급하기 위하여 매칭 콤 필터 24로부터의 제2 심볼 디코더 응답을 선택한다.

수신되는 실재의 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 인디케이션은 아날로그 텔레비젼 신호에 대한 보조 수신기에 의해 디벨로프되며, 더욱 상세하게는 NTSC 영상 검파기 17의 기저대역 복합영상 응답으로부터 NTSC 영상신호에 대한 VHF 대역 IF 증폭기 11로부터의 출력신호로 디벨로프된다. 제1도는 DTV 수신기의 아날로그 텔레비젼 수신기 부의 잔여 부분에 공급되는 영상 검파기 17로부터의 기저대역 복합영상 응답을 보인다. 기저대역 복합영상신호에 관해서는 이 잔여 부분은 전형적으로 동기분리회로, 칼라신호 재생회로, 및 DTV 이미지를 디스플레이하기 위하여 이용되는 16:9 뷰스크린 상에 상영을 위해 4:3 화면종횡비 NTSC 이미지를 채택하는 회로를 포함한다.

더욱이, 제1도는 아날로그/디지탈 변환기 19에 의해 디지털화되는, 아날로그 체계에서 작동하는 DTV 아티팩트 억압 필터 18로 공급되는 영상 검파기 17로부터의 기저대역 복합영상 응답을 보인다. ADC 19의 디지털 응답은 디지털 체계에서 작동하는 DTV 아티팩트 억압 필터 30으로 공급됨이 보여진다. 억압된 DTV 아티팩트를 갖는 디지털 기저대역 복합영상신호는 디지털 제곱기(squarer) 31로 공급되는 바, 이는 승수 및 피승수로서 신호를 수신하는 디지털 곱셈기로부터 구성될 수 있지만, 이는 ROM(read-only memory)에서 실현시키기 위하여 더욱 실제적인 것이다. 제곱기 31의 출력신호는 DTV 수신 동안에 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 에너지의 표시이다.

이 표시가 NTSC 공동 채널 간섭 신호가 데이터 슬라이서 21의 동작에 정정되지 않은 에러가 도출되기에 충분히 중요하지 않다고 생각되는 하위의 임계치를 초과하기에 충분히 강할 때를 디지털 임계치 검파기 32는 판단한다. 임계치 검파기 32의 응답은 멀티플렉서 조정회로 33으로 공급된다. 멀티플렉서 조정회로 33은 심볼 디코더 20의 출력신호로서 공급된 최후의 심볼 디코더 응답을 판단하는 제1 및 제2 심볼 디코더 응답 사이에 멀티플렉서 25에 의한 선택을 조정한다. 멀티플렉서 조정회로 33은 심볼 디코더 초기화 구간 동안에 심볼 디코더 20의 출력신호로서 제1 심볼 디코더 응답을 선택하기 위하여 멀티플렉서 25를 조정한다. NTSC 공동 채널 간섭 신호가 데이터 슬라이서 21의 동작에 정정될 수 없는 에러가 도출되기에 충분히 중요하지 않다고 임계치 검파기 32의 응답이 나타나는 한, 멀티플렉서 조정회로 33은 심볼 디코더 20의 출력신호로서 제1 심볼 디코더 응답을 선택하기 위하여 멀티플렉서 25를 조정하고, 그렇지 않으면 심볼 디코더 20의 출력신호로서 제2 심볼 디코더 응답을 선택하기 위하여 멀티플렉서 25를 조정한다.

NTSC 오디오 신호에 대한 VHF 대역 IF 증폭기 12로부터의 출력신호는 인터캐리어 사운드 검파기 34로 인가되는 바, 이는 4.5 MHz 인터캐리어 사운드 중간 주파수 신호를 FM 검파기 36으로의 인가를 위해 증폭 응답을 증폭하며 모든 설계에 있어 대칭적으로 제한하는 인터캐리어 사운드 중간 주파수 증폭기 35로 공급한다. FM 검파기 36은 DTV 수신기의 아날로그 텔레비젼 수신기 부의 잔여 부분으로 공급되는 기저대역 복합 오디오 신호를 재생한다. 기저대역 복합 오디오 신호에 관해서는 이 잔여 부분은 전형적으로 입체 음향의 디코더 회로를 포함한다. NTSC 오디오 신호가 중간 주파수로 변환됨에 따라 FM 오디오 캐리어 만 통과시키는 IF 증폭기 6 및 12의 협대역 필터링으로써 선택된다면, 인터캐리어 사운드 검파기 34는 IF 증폭기 10 및 11의 응답에 응답하는 협대역 필터에 의한 곱셈기로 선택된 영상 캐리어에 의한 IF 증폭기 12의 응답을 곱하는 곱셈기에 의해 제공될 수 있다. NTSC 오디오 신호가 “의사 병렬” 사운드를 수행하기 위하여 중간 주파수로 변환됨에 따라 NTSC 영상 및 오디오 캐리어 모두를 통과시키는 IF 증폭기 6 및 12의 필터링으로써 선택된다면, 인터캐리어 사운드 검파기 34는 단순한 정류기일 수 있거나 또는 스퀘어 로우 장치일 수 있다.

제2도는 보조 아날로그 TV 수신기를 갖는 디지탈 TV 수신기의 무선 수신기 부를 가지고 이용되는 본 발명을 보이는 바, 결합된 TV 수신기는 제2의 복수 변환 형태이다. DTV 수신기의 이러한 제2의 복수 변환 형태의 종류는 1997년 3월 19일 출원된 미합중국 특허출원번호 제(Atty. Dkt. 1479-1)호, 명칭 “DIGITAL AND ANALOG TV SIGNAL RECEIVERS, EACH WITH SINGLE FIRST DETECTOR AND SHARED HIGH BAND IF AMPLIFICATION”의 발명자에 의해 상세히 개시된다. ATSC DTV 신호 및 NTSC 영상신호에 대한 분리된 UHF IF 증폭기 4 및 5는 공유의 UHF IF 증폭기 37로 대체되며, ATSC DTV 신호 및 NTSC 영상신호에 대한 분리된 제2 검파기 7 및 8은 공유의 제2검파기 38로 대체된다. ATSC DTV 신호 및 NTSC 영상신호의 전체적인 IF 응답을 판단하는 공유의 UHF IF 증폭기 37의 SAW 필터는 UHF IF 대역으로 전환됨에 따른 6 MHz 폭 TV 방송 채널의 잔여 이상의 실질적으로 편평한 진폭 응답을 갖지 않는 NTSC 오디오 신호를 거부하는 것이며, 이 SAW 필터는 통과대역 전역에 걸쳐 실질적으로 선형의 위상 응답을 갖는다. 중간 주파수로 전환됨에 따른 NTSC 영상신호의 하위 영상 캐리어 측파대의 롤-오프는 UHF 중간 주파수에 더 이상 도출될 수 없다. NTSC 영상신호에 대한 VHF IF 증폭기 11은 중간 주파수로 전환됨에 따른 하위 영상 캐리어 측파대의 롤-오프를 도출하는 VHF IF 증폭기 39로 대체된다.

제3도는 보조 아날로그 텔레비젼 수신기를 갖는 디지탈 텔레비젼 수신기의 무선 수신기 부가 사용된 본 발명을 보이는 바, 이 결합된 텔레비젼 수신기는 VHF IF 증폭기 11이 중간 주파수로 변환되는 하위 영상 캐리어 측파대의 롤-오프를 도출하는 VHF IF 증폭기 39로 대체되지 않는 것을 제외하고는 제2도의 그것과 유사하다. 그 대신에 기저대역 싱크로다인되는 NTSC 복합영상신호에 대한 매치 필터 40은 영상 검파기 17 뒤에 도출되며, 매치 필터 40의 응답은 아날로그 텔레비젼 수신기 회로의 나머지 부분에 공급된다. 제1도에 도시된 바와 같이 매치 필터 40은 영상 검파기 17로부터 직접 복합영상신호를 수신하는 아날로그 필터일 수 있다. 또한, 영상 검파기 17로부터의 복합영상신호는 NTSC 영상신호에 대한 디지탈 매치 필터로의 인가를 위해 디지털화될 수 있다.

제4도는 보조 아날로그 텔레비젼 수신기를 갖는 디지탈 텔레비젼 수신기의 무선 수신기 부가 사용된 본 발명을 보이는 바, 이 결합된 텔레비젼 수신기는 제3 복수의 변환 형태이다. 이 제3 복수의 변환 형태의 결합된 텔레비젼 수신기는 그것들의 각각의 입력신호로서 심볼 코드 검파기 10 및 영상 검파기 17에 대한 그것의 응답을 공급하는 공동의 VHF 대역 IF 증폭기 41을 갖는 ATSC DTV 신호 및 NTSC 영상신호에 대한 분리된 VHF 대역 IF 증폭기 10 및 11을 대체함에 의한 텔레비젼 수신기가 결합된 제3도를 변형한다.

제5도는 본 발명의 실시예에서 나타나는 멀티플렉서 조정 회로 33 및 심볼 디코더 20를 더욱 상세히 보인다. 실시예에 있어서, NTSC 아티팩트 리젝션 콤 필터 22는 12-심볼 에포크에 의해 심볼 디코더 20에 공급된 입력신호를 차이나게 지연하는 클럭 지연회로 221 및 입력신호와 12-심볼 에포크에 의해 지연된 입력신호를 차이나게 결합하는 디지탈 뺄셈기 222를 포함한다. 구성요소 221 및 222를 포함하는 콤 필터는 DTV 캐리어로부터 오프셋된 NTSC 영상 캐리어 주파수, DTV 캐리어로부터 오프셋된 NTSC 색 부반송파 주파수, 및 DTV 캐리어로부터 오프셋된 NTSC 오디오 캐리어 주파수 근처의 NTSC 아티팩트를 억압한다. NTSC 아티팩트 리젝션 콤 필터 22의 매칭 콤 필터 24는 12-심볼 에포크에 의한 데이터 슬라이서 23의 응답을 차이나게 지연하는 클럭 지연 회로 241 및 데이터 슬라이서 23의 응답과 12-심볼 에포크에 의해 지연된 데이터 슬라이서 23의 응답을 부가적으로 결합하는 디지탈 덧셈기 242를 포함한다.

제5도에 도시된 멀티플렉서 조정회로 33은 데이터 세그먼트 동기 구간에 따르는 제1 심볼 기간을 발생하는 심볼 디코더 초기화 구간 동안에 심볼 디코더 20의 출력신호로서 제1 심볼 디코더 응답을 선택하기 위하여 멀티플렉서 25를 조절하기 위해 동작한다. 데이터 세그먼트 동기 검파기 43의 응답은 ADC 14로부터 검파기 43로 인가된 디지털화한 기저대역 심볼 코드의 데이터 세그먼트 동기 코드의 출현에 응답하여 논리 ZERO 부터 논리 ONE 으로 변화한다. 데이터 세그먼트 동기 검파기 43는 출력신호가 각각의 데이터 세그먼트 동기 코드 그룹에 따르는 제1 심볼 기간 동안에만 논리 ONE 상태로 갈 수 있도록 설계된다. 펄스 스트레처 331은 각각의 데이터 세그먼트 동기 코드 그룹에 즉시 따르는 12-심볼 기간 동안에 논리 ONE 또한 그렇지 않으면 논리 ZERO 인 출력신호를 갖는 데이터 세그먼트 동기 검파기 43로부터 출력된 각각의 논리 ONE에 응답한다. OR 게이트 332의 제1 입력 커넥션은 펄스 스트레처 331의 출력신호를 수신하기 위해 접속된다. OR 게이트 332는 각각의 데이터 세그먼트 동기 코드 그룹에 즉시 따르는 12-심볼 기간 동안에 심볼 디코더 20의 출력신호로서 데이터 슬라이서 21로부터 제1 심볼 디코더 응답을 선택하기 위하여 멀티플렉서 25를 조절하는 출력 ONE을 갖는 펄스 스트레처 361의 논리 ONE 상태에 응답한다.

제5도에 도시된 멀티플렉서 조정회로 33은 각각의 데이터 세그먼트의 시작점에서 논리 ONE 상태로 가는 데이터 세그먼트 동기 검파기 43에 응답하여 리셋/제로 카운트 그리고 1024까지 카운팅할 수 있는 10단 2진 카운터 333를 포함한다. 카운터 333은 NTSC 공동 채널 간섭이 실질적임을 수반하기 때문에 임계치 검파기 32가 데이터 슬라이서 21이 심볼 디코딩에 있어 틀리기 쉬운 것임을 나타내는 현재의 데이터 세그먼트 동안에 심볼 기간의 수를 카운팅하기 위해 이용된다. 임계치 검파기 32의 응답 및 심볼 비율에서 공급된 클럭 신호는 카운터 333의 계수 입력신호를 발생하기 위하여 2개의 입력 AND 게이트 334에 인가된다. 카운터 333의 계수 출력은 디지탈 임계치 검파기 335로 공급된다. 임계치 검파기 335는 현재의 데이터 세그먼트 동안에 임계치 검파기 32가 데이터 슬라이서 21이 심볼 디코딩에서 에러가 발생되기 용이함을 나타내는 심볼 기간의 수가 트렐리스 디코더 16 및 후속하는 리드-솔로몬 디코더의 에러 정정 능력이 초과될 것 같음을 나타내는 수에 이를 때 또한 그러할 때에만 논리 ONE을 발생한다. 그렇지 않으면 임계치 검파기 335는 논리 ZERO를 발생한다. 논리 반전기 336은 임계치 검파기 335의 출력신호를 보수화하며 논리 반전기 336의 출력신호는 비트 래치 337로 공급된다.

제5도에 도시된 멀티플렉서 조정회로 33은 제1 심볼 기간이 종료되기 전에 데이터 세그먼트의 잔여 심볼 기간의 심볼들이 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 하이 레벨을 억압하기 위하여 콤 필터링을 요구 여부에 따라 각각의 데이터 세그먼트의 시작점에서 판단한다. 비트 래치 337은 데이터 세그먼트의 잔여 심볼 기간에 걸쳐 판단 결과를 저장하는 바, 레벨 NTSC 공동 채널 간섭 신호가 콤 필터링을 요구하기에 충분히 중요하다는 판단이면 논리 ZERO를 저장하고, 레벨 NTSC 공동 채널 간섭 신호가 콤 필터링을 요구하기에 충분히 중요하지 않다는 판단이면 논리 ONE을 저장한다. 이 판단은 제1 심볼 기간 동안에 논리 ONE인 데이터 세그먼트 동기 검파기 43의 응답에 응답하여 비트 래치 337에 저장된다. OR 게이트 332의 제2 입력 커넥션은 비트 래치 337에 저장된 판단을 수신하기 위하여 접속된다. 레벨 NTSC 공동 채널 간섭 신호가 콤 필터를 요구하기에 충분히 중요한 것이 아니라고 판단되면, 비트 래치 337로부터 논리 ONE 출력신호는 현재의 데이터 세그먼트의 잔여 심볼 기간 동안에 심볼 디코더 20의 출력신호로서 데이터 슬라이서 21로부터의 제1 심볼 디코더 응답을 선택하기 위하여 멀티플렉서 25을 조절하기 위하여 그것의 출력신호에서 재생된다. 레벨 NTSC 공동 채널 간섭 신호가 콤 필터를 요구하기에 충분히 중요한 것이라고 판단되면, 비트 래치 337로부터 논리 ZERO 출력신호는 현재의 데이터 세그먼트의 잔여 심볼 기간 동안에 심볼 디코더 20의 출력신호로서 매칭 콤 필터 24를 선택하기 위하여 멀티플렉서 25를 조절하기 위하여 그것의 출력신호에서 재생된다.

중요한 것은 멀티플렉서 25의 조정신호를 발생하는 회로 내에서 지연이 어레인지 되어져야 한다. 카운터의 리셋팅은 비트 래치 337이 정확히 갱신되도록 충분히 지연되어져야 한다. 심볼 디코더 20으로 공급된 심볼 코드 데이터는 현재의 데이터 세그먼트가 공동 채널 간섭 NTSC 의 아티팩트를 억압하기 위하여 콤 필터링의 요구 여부에 따른 판단이 현재의 데이터 세그먼트가 심볼 디코더 20을 통하여 통과하기 전에 비트 래치 337에 저장되도록 충분히 지연되어야 한다. 필수 불가결한 래그(lag)는 클럭 지연 레지스터(도면에 명시적으로 도시되지 않음)를 갖는 ADC 14를 후단에 위치시킴에 의해 달성될 수 있지만, 그러한 지연 레지스터는 10-병렬 비트 워드를 저장해야 한다.

또한, 현재의 데이터 세그먼트가 공동 채널 간섭 NTSC의 아티팩트를 억압하기 위하여 콤 필터링을 요구하는 지의 여부에 따른 판단은 현재의 데이터 세그먼트의 통계치보다는 오히려 선행하는 데이터 세그먼트에 근거를 둘 수 있다. 지연 조정은 중간 클럭 비트 래치(도면에 명시적으로 도시되지 않음)를 이용한 논리 반전기 336 상에서 만들어 질 수 있다.

상기한 ADC 14를 후속하여 하나의 클럭 지연 레지스터가 제공해야만 하는 지 연기간을 축소하기 위한 또 하나의 접근 방법은, 공동 채널 간섭 NTSC 의 아티팩트를 억압하기 위해 콤 필터링 기능이 필요한 지 결정하기 위한 시간간격을 단축하고 각각의 단축된 시간간격 종단기에 비트 래치 367을 클럭하는 방법이다. 예로써, 판단 기간은 데이터 세그먼트 기간의 1/2 또는 1/4로 단축될 수 있다.

더욱이, 현재의 데이터 세그먼트의 트렐리스 코드에 대한 통계는 각각의 트렐리스 코드에 대해 독립적으로 멀티플렉서 25를 조정하기 위해 분리되어 평가될 수 있고 이용될 수 있다.

제6도는 본 발명의 다른 실시예로서 멀티플렉서 조정회로 33 및 심볼 디코더 20을 더욱 상세히 보인다. 다른 실시예에 있어서 NTSC 아티팩트 리젝션 콤 필터 22는 6-심볼 에포크에 의해 심볼 디코더 20으로 공급된 입력신호를 차이나게 지연하는 클럭 지연 회로 223 및 입력신호와 6-심볼 에포크에 의해 지연된 입력신호를 부가적으로 결합하는 디지탈 덧셈기 224를 포함한다. 구성요소 223 및 224를 포함하는 콤 필터 22는 DTV 캐리어로부터 오프셋된 NTSC 영상 캐리어 주파수 근처 또한 DTV 캐리어로부터 오프셋된 NTSC 색 부반송파 주파수 근처의 NTSC 아티팩트를 억압하지만, DTV 캐리어로부터 오프셋된 NTSC 오디오 캐리어 주파수 근처의 NTSC 아티팩트를 억압하지 않는다. NTSC 아티팩트 리젝션 콤 필터에 대한 매칭 콤 필터 24는 6-심볼 에포크에 의한 데이터 슬라이서 23의 응답을 차이나게 지연하는 클럭 지연회로 243 및 데이터 슬라이서 23의 응답과 6-심볼 에포크에 의해 지연된 데이터 슬라이서 23의 응답을 차이나게 결합하는 디지탈 뺄셈기 244를 포함한다. 멀티플렉서 조정회로 33은 제5도에서 보인 바와 같다.

제7도는 아날로그 체계에서 작동하는 DTV 아티팩트 억압필터 18은 4.44 MHz에서 리젝션 노치(rejection notch)를 제공하는 필터 181, 1.75 MHz에서 리젝션 노치를 제공하는 필터 182, 940 kHz에서 리젝션 노치를 제공하는 필터 183, 772 kHz에서 리젝션 노치를 제공하는 필터 184, 및 603 kHz에서 리젝션 노치를 제공하는 필터 185의 직렬 접속을 포함하는 것을 취할 수 있는 형태를 보인다. 즉, 리젝션 노치는 DTV 아티팩트가 모든 에너지를 가질 수 있도록 하는 주파수에서 제공된다. 940 kHz에서 리젝션 노치를 제공하는 필터 183은 DTV 파이롯 캐리어에 의해 발생된 아티팩트를 거부하며, 다른 필터들은 데이터 캐리어에 근접한 성분을 피하기 위하여 무작위추출(randomized)되는 데이터 때문에 발생될 수 있는 주파수들을 거부한다.

제8도는 아날로그 체계에서 작동하는 DTV 아티팩트 억압 필터 18가 약 0.5 MHz의 컷-오프 주파수를 갖는 저역통과 필터 186을 취할 수 있는 또 다른 형태를 보인다.

제9도는 디지탈 체계에서 작동하는 DTV 아티팩트 억압 필터 30가 취할 수 있는 하나의 형태를 보인다.

제9도는 디지탈 체계에서 작동하는 DTV 아티팩트 억압 필터 30가 취할 수 있는 하나의 형태를 보인다. 제9도의 DTV 아티팩트 억압 필터는 2개의 콤 필터부를 직렬 접속한다. 제9도의 제1 콤 필터부는 클럭 지연 회로 302에 의한 지연된 6-심볼 에포크로서의 응답과 ADC 19의 응답을 부가적으로 결합하는 디지탈 덧셈기 301을 이용한다. 제9도의 제2 콤 필터부는 클럭 지연 회로 304에 의한 지연된 4-심볼 에포크로서의 전체 응답과 덧셈기 301의 전체 응답을 부가적으로 결합하는 디지탈 덧셈기 303을 이용한다. 덧셈기 303의 전체 응답은 입력신호로서 제곱기 31로 인가된다.

제10도는 디지탈 체계에서 작동하는 DTV 아티팩트 억압 필터 30가 취할 수 있는 또 다른 하나의 형태를 보인다. 제10도의 DTV 아티팩트 억압 필터는 3개의 콤 필터부를 직렬 접속한다. 제10도의 제1 콤 필터부는 클럭 지연 회로 302에 의한 지연된 6-심볼 에포크로서의 응답과 ADC 19의 응답을 부가적으로 결합하는 디지탈 덧셈기 301을 이용한다. 제10도의 제2 콤 필터부는 클럭 지연 회로 304에 의한 지연된 4-심볼 에포크로서의 전체 응답과 덧셈기 301의 전체 응답을 부가적으로 결합하는 디지탈 덧셈기 303을 이용한다. 제10도의 제3 콤 필터부는 클럭 지연 회로 306에 의한 지연된 2-심볼 에포크로서의 전체 응답과 덧셈기 303의 전체 응답을 부가적으로 결합하는 디지탈 덧셈기 305를 이용한다. 덧셈기 305의 전체 응답은 입력신호로서 제곱기 31로 인가된다.

제11도는 다소 다른 형태의 본 발명을 구체화하는 DTV 수신기의 제1도의 무선 수신기부의 변형을 보인다. 제1도에 따른 영상 검파기 17로부터 공급된 복합영상신호의 DTV 아티팩트를 억압하기 보다는 오히려 그것이 발생된 후에 영상 검파기 17의 응답을 필터링함에 의해 DTV 아티팩트는 IF 신호를 필터링함에 의해 제거된다. 이는 UHF IF 대역에서 행해지는 것이 더 좋다. 제11도는 UHF 중간 주파수에서 DTV 아티팩트에 대한 트랩에 의해 노치되는 응답 특성의 SAW 필터 45을 구동하는 UHF IF 증폭기 44에 의해 대체된 제1도의 UHF IF 증폭기 5를 보인다. SAW 필터 45는 또한 인-채널 사운드 트랩을 포함하며 NTSC 영상신호의 대응된 필터링이 요구되는 롤-오프를 제공할 수 있다. SAW 필터 45가 이 롤-오프를 제공하지 않는다면, VHF IF 증폭기 11을 변형함에 의해 도출될 수 있으나, 또는 영상 검파기 17의 응답의 적합한 주파수 선택적인 필터링에 의한 기저대역에서 도출될 수 있다.

제12도는 다소 다른 형태의 본 발명을 구체화하는 제4도의 DTV 수신기의 무선 수신기부의 변형을 보인다. 동상의 동기 검파기 및 직교-페이스 동기 검파기 모두는 기저대역으로 NTSC 영상 캐리어 변조를 싱크로다이닝하는 회로 46에서 이용된다. 싱크로다이닝은 기저대역의 바로 상위에서 최종 중간 주파수 대역으로 변환된 후에 디지탈 체계에서 수행될 것으로 추정되므로, 최종 중간 주파수는 디지털화될 수 있다. 또한, 기저대역으로 NTSC 영상 캐리어 변조의 싱크로다이닝은 아날로그 체계에서 행해질 수 있으며, 이 목적을 위해 이용된 동상의 동기 검파기 및 직교-페이스 동기 검파기의 응답은 각각의 아날로그/디지탈 변환기를 이용하여 디지탈화될 수 있다. 직교-페이스 동기 검파기의 응답은 그것들이 동상의 동기 검파기의 응답에서 나타남에 따라 DTV 신호의 아티팩트의 힐버트 변환이다. 이 힐버트 변환 위상은 역 힐버트 변환회로 47에 의해 모든 주파수(응답이 없는 최하위를 가능하면 제외한)에서 90도 천이된다. 덧셈과 뺄셈은 선형적인 결합의 양립의 형태로 생각된다. 회로 47의 역 힐버트 변환 응답은 아날로그 텔레비젼 수신기 회로의 나머지 부분으로의 인가를 위한 레벨을 정정하기 위하여 상승된 고주파수로써 복합영상신호를 발생하기 위하여 적합한 형태의 선형 결합기 48의 동상의 동기 검파기의 응답과 결합된다. 회로 47의 역 힐버트 변환 응답은 약 750 kHz 상위에서 컷오프하는 DTV 아티팩트에 제약을 받지 않는 휘도신호를 발생하기 위하여 적합한 형태의 선형 결합기 49의 동상의 동기 검파기의 응답과 선형적으로 결합된다. 원한다면, 이 휘도신호는 제12도에서 보이는 바와 같이 1 MHz 정도의 컷-오프 주파수를 갖는 저역통과 필터 50을 이용하여 또한 필터링될 수 있다. 그런 다음 휘도신호는 DTV 수신동안에 NTSC 공동 채널 간섭 신호의 에너지의 인디케이션을 발생하는 제곱기 31에 의해 제곱된다.

Claims (9)

1. 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 수반에 민감한 디지탈 텔레비젼 신호를 수신하는 수신기에 있어서, 주파수에 있어 다른 위치의 채널들 중 하나의 채널로부터 상기 디지탈 텔레비젼 신호를 선택하는 튜너; 상기 튜너에 의해 선택된 상기 디지탈 텔레비젼 신호에 응답하는, 상기 튜너에 의해 선택된 상기 디지탈 텔레비젼 신호를 수반할 때 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 아티팩트를 포함하는 기저대역 심볼 코드 신호를 검파하는 디지탈 신호 검파회로; 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 제1 성분을 적어도 검파하며 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 제1 성분을 수반하는 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 아티팩트를 억압하는 아날로그 신호 검파회로; 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 수반하는 아티팩트가 억압된 후에 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 제1 성분에 응답하여, 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호가 소정의 비트 에러율 미만으로 상기 기저대역 심볼 코드 신호의 심볼 디코딩을 방해할 만한 충분한 에너지를 갖는 지의 여부를 나타내는 판단신호를 공급하는 판단 회로; 및 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호가 소정의 비트 에러율 미만으로 상기 기저대역 심볼 코드 신호의 심볼 디코딩을 방해할 만한 충분한 에너지를 가지고 있음을 상기 판단 신호가 나타내고 있을 때에만 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호의 상기 구조물을 억압하기 위하여 상기 기저대역 심볼 코드 신호를 필터링하는 콤에 대한 상기 판단 신호에 응답하여, 상기 기저대역 심볼 코드 신호를 디코딩하는 심볼 디코딩 회로를 포함하는 수신기.
2. 제1항에 있어서, 상기 디지탈 텔레비젼 신호 아날로그 신호 검파회로는 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 아티팩트를 포함하는, 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호로부터의 기저대역 복합영상신호를 복구하는 동기 영상 검파기; 및 응답에 있어 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트를 억압하는 아날로그 필터를 포함하며, 상기 판단회로는 상기 아날로그 필터의 응답의 에너지를 판단하는 회로; 및 상기 아날로그 필터의 응답의 에너지가 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호가 소정의 비트 에러율 미만으로 상기 기저대역 심볼 코드 신호의 심볼 디코딩을 방해할 만한 충분한 에너지를 갖는 지를 나타내는 임계치를 초과할 때 상기 판단신호의 발생에 이용되는 임계치 검파 응답을 발생하는 임계치 검파회로를 포함하는 수신기.
3. 제2항에 있어서, 상기 아날로그 필터는 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트의 주요 성분을 억압하는 노치 필터의 직렬 접속을 포함하는 수신기.
4. 제2항에 있어서, 상기 아날로그 필터는 1/2 메가헤르쯔 주위의 컷-오프 주파수를 갖는 저역통과필터를 포함하는 수신기.
5. 제1항에 있어서, 상기 디지탈 텔레비젼 신호 아날로그 신호 검파회로는 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 아티팩트를 포함하는, 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호로부터의 기저대역 복합영상신호를 복구하는 동기 영상 검파기; 상기 기저대역 복합영상신호를 디지털화하는 아날로그/디지탈 변환회로; 및 응답에 있어 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트를 억압하는 디지탈 필터를 포함하며, 상기 판단회로는 상기 디지탈 필터의 응답의 에너지를 판단하는 회로; 및 상기 디지탈 필터의 응답의 에너지가 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호가 소정의 비트 에러율 미만으로 상기 기저대역 심볼 코드 신호의 심볼 디코딩을 방해할 만한 충분한 에너지를 갖는 지를 나타내는 임계치를 초과할 때 상기 판단신호의 발생에 이용되는 임계치 검파 응답을 발생하는 임계치 검파회로를 포함하는 수신기.
6. 제5항에 있어서, 상기 아날로그 필터는 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트의 주요 성분을 억압하는 콤 필터의 직렬 접속을 포함하는 수신기.
7. 제1항에 있어서, 상기 디지탈 텔레비젼 신호 아날로그 신호 검파회로는 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호에 대한 증폭응답의 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트를 억압하는 증폭기 회로; 및 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호에 대한 상기 증폭 응답으로부터의 기저대역 복합영상신호를 복구하는 동기 영상 검파기를 포함하며, 상기 판단회로는 상기 동기 영상 검파기의 응답의 에너지를 판단하는 회로; 및 상기 동기 영상 검파기의 응답의 에너지가 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호가 소정의 비트 에러율 미만으로 상기 기저대역 심볼 코드 신호의 심볼 디코딩을 방해할 만한 충분한 에너지를 갖는 지를 나타내는 임계치를 초과할 때 상기 판단신호의 발생에 이용되는 임계치 검파 응답을 발생하는 임계치 검파회로를 포함하는 수신기.
8. 제1항에 있어서, 상기 디지탈 텔레비젼 신호 아날로그 신호 검파회로는 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호로부터의 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트를 포함하는 기저대역 복합영상신호를 복구하는 상기 튜너에 의해 선택된 상기 디지탈 텔레비젼 신호에 응답하는 동상의 동기 영상 검파기; 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트의 힐버트(Hilbert) 변환을 복구하는 상기 튜너에 의해 선택된 상기 디지탈 텔레비젼 신호에 응답하는 직교-페이스 동기 영상 검파기; 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트의 힐버트 변환에 대한 역 힐버트 변환 응답을 공급하는 역 힐버트 변환회로; 및 제1 선형 결합회로로부터 공급된 기저대역 복합영상신호에 대한 응답의 상기 디지탈 텔레비젼 신호의 상기 아티팩트를 억압하는 상기 동상의 동기 영상 검파기로부터의 상기 기저대역 복합영상신호를 갖는 상기 역 힐버트 변환 응답을 결합하는 제1 선형 결합회로를 포함하며, 상기 판단회로는 상기 제1 선형 결합회로의 응답의 에너지를 판단하는 회로; 및 상기 제1 선형 결합회로의 응답의 에너지가 상기 공동 채널 간섭 NTSC 아날로그 텔레비젼 신호가 소정의 비트 에러율 미만으로 상기 기저대역 심볼 코드 신호의 심볼 디코딩을 방해할 만한 충분한 에너지를 갖는 지를 나타내는 임계치를 초과할 때 상기 판단신호의 발생에 이용되는 임계치 검파 응답을 발생하는 임계치 검파회로를 포함하는 수신기.
9. 제8항에 있어서, 상기 디지탈 텔레비젼 신호 아날로그 신호 검파회로는 제2 선형 결합회로로부터 공급되는 상승된 고 주파수를 갖는 기저대역 복합영상신호에 대한 응답에 있어 상기 동상의 동기 영상 검파기로부터의 상기 기저대역 복합영상 신호를 갖는 상기 역 힐버트 변환 응답을 결합하는 제2 선형 결합회로를 더 포함하는 수신기.

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