KR100288290B1 - 엔티에스씨동일채널간섭을억제하기위한적응형필터회로를갖는디지털티브이수신기및그의심볼디코딩방법 - Google Patents

Abstract

디지털 TV 수신기와 같은 디지털 수신기에서 다중 레벨의 심볼을 수반하는 동일 채널 간섭은 데이터 슬라이싱에 앞서 동일 채널 간섭의 에너지를 감소시키기 위한 제1 콤 필터의 사용함으로써 억제된다. 제1 콤 필터는 데이터 슬라이싱 처리로 생성된 심볼 디코딩 결과치를 프리코드한다. 제2 콤 필터는 수정된 심볼 디코딩 결과치를 생성하기 위한 데이터 슬라이싱 처리로부터의 프리코드된 심볼 디코딩 결과치를 포스트 코드한다. 상기 심볼은 차등 지연에서 파생된 입력 일련의 심볼 스트림 결과와 차등적으로 지연된 구간의 제1 선형 조합을 프리코딩한다. 제2 선형 조합의 지연된 결과를 갖는 일련 심볼 스트림의 제2 선형 조합으로부터 얻은 데이터 슬라이싱 결과에 의해 복구된 일련 심볼의 포스트 코딩은 모듈러 수학식에 의해 처리된다. 제1, 제2 선형 조합의 하나는 감산이 되고, 나머지 하나는 가산이 된다. 상기 제2 선형 조합의 결과치는 수정된 심볼 디코딩 결과치와 같다.

Description

엔티에스씨 동일 채널 간섭을 억제하기 위한 적응형 필터 회로를 갖는 디지털 티브이 수신기 및 그의 심볼 디코딩 방법{DTV RECEIVER WITH ADAPTIVE FILTER CIRCUIT FOR REJECTING NTSC CO-CHANNEL INTERFERENCE AND SYMBOL DECODING METHOD THEREOF}

본 발명은 텔레비전 발전 부위원회(ATSC) 표준에 따른 미국에서의 지상 방송에 사용되는, 고해상도 디지털 텔레비전(HDTV)과 같은 디지털 텔레비전 장치에 관한 것으로, 더욱 자세하게는 국영 텔레비전 시스템 위원회(NTSC) 표준을 따르는 아날로그 텔레비전 신호에서 발생하는 동일 채널 간섭을 방지하는데 적합한 필터 회로를 갖는 디지털 텔레비전 수신기 장치에 관한 것이다.

텔레비전 발전 부위원회(ATSC)는 1995. 9. 16 발표한 디지털 텔레비전 표준에서, 미국내 국영 텔레비전 부위원회(NTSC)가 아날로그 텔레비전 공중파 신호에 주로 사용하고 있는, 6MHz 대역폭의 텔레비전 채널내의 디지털 텔레비전(DTV) 신호 송신을 위한 잔류 측파대(VSB)신호를 명시하고 있다. 상기 잔류 측파대(VSB) DTV 신호의 스펙트럼은 마치 동일 채널 의 스펙트럼이 NTSC 아날로그 TV 신호를 간섭하는 것처럼 설계되어 있다. 이것은 NTSC 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 휘도와 색차 성분 에너지의 대부분이 낮아지는 우수배에서, 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 1/4수평 주사선 비율의 우수배 사이에서 낮아지는, 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 1/4 수평 주사선 비율의 기수배일 때, 상기 파일럿 반송파와 상기 DTV 신호의 주요 진폭 변조 측대역 주파수가 자리함으로써 이루어진다. NTSC 아날로그 TV 신호의 비디오 반송파는 TV 채널의 저역 한계 주파수로부터 얻은 오프셋값 1.25 MHz이다. DTV 신호의 반송파는, TV 채널의 저역 한계 주파수로부터 얻은 약 309,877.6 KHz의 DTV 반송파 신호를 배열하기 위해, NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 비율의 59.75배를 곱한 값으로부터 얻은 오프셋값이다. 따라서 DTV 신호의 반송파는 TV 채널의 중간 주파수로부터 얻은 약 2,690122.4 Hz가 된다.

디지털 텔레비전 표준에 나타난 정확한 심볼 비율은 (684/286)배를 곱한 값으로, NTSC 아날로그 TV 신호의 비디오 반송파로부터 음성 반송파 오프셋값 4.5 MHz를 얻는다. 여기에서 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선/심볼 수는 684이고, NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 비율 인자인 286을 곱해 NTSC 아날로그 TV 신호에 포함된 비디오 반송파로부터 4.5 MHz의 음성 반송파 오프셋값을 얻는다. 상기 심볼 비율은 10.762238 메가 심볼/초로서, 이것은 DTV 반송파 신호로부터 5.381119 MHz 만큼 확장된 VSB 신호에 포함될 수 있는 것이다. 즉, 상기 VSB 신호는 TV 채널의 저역 한계 주파수로부터 5.690997 MHz 확장된 대역까지 제한될 수 있는 것이다.

일반적으로 미국내에서의 디지털 HDTV 신호 지상방송에 관한 ATSC 표준은 16:9 의 비율을 갖는 두가지의 고해상도 TV 형식의 송신이 모두 가능하다. 첫 번째 HDTV 디스플레이 형식은 1920 표본/주사선과, 2:1의 비월 영역을 갖는 1080의 활성화 수평 주사선/30 Hz 프레임 형식을 사용한다. 또 다른 HDTV 디스플레이 형식은 1280 휘도 표본/주사선과, 순차적으로 주사된 TV 영상/60 Hz 프레임 형식을 사용한다. 또한 ATSC 표준은 NTSC 아날로그 TV 신호와 비교했을 때 정상적인 해상도를 갖는 4개의 TV 신호를 병렬 전송하는 HDTV 디스플레이 형식보다는 DTV 디스플레이 형식의 전송 방법을 취하고 있다.

미국내 지상 방송에서 잔류 측파대 진폭 변조에 의해 전송된 DTV는 각각 313개의 연속 데이터 세그먼트를 포함하는 연속 데이터 영역을 유지하며 구성하고 있다. 상기 데이터 영역은 각각 기수로 계수되는 데이터 영역과, 데이터 프레임을 구성하는 우수로 계수되는 데이터 영역이 연속되는 모듈로-2가 연속적으로 계수되는 것으로 간주된다. 상기 프레임 비율은 20.66 프레임/초이다. 각각의 데이터 세그먼트는 77.3 마이크로초 동안 활성화된다. 따라서, 심볼 비율이 10.78 MHz 이면, 832 심볼/데이터 세그먼트가 된다. 각 데이터의 세그먼트는 한 라인에 +S, -S, -S, +S 를 연속적으로 갖는 4개의 동기 심볼 집합을 갖게 된다. 상기 +S의 값은 최대 양성 데이터 편위 아래의 레벨이고, -S의 값은 최대 음성 데이터 편위 위의 레벨이다. 각 데이터 영역의 초기 라인은, 채널의 등화와 다경로 처리 방지를 위한 실험 신호를 심볼화하는 동기 심볼 집합 영역을 포함한다. 상기 실험 신호는 511 의사 잡음 순차 표본(PN 순차)에 연이어 세 개의 63- PN 순차 표본을 연속한다. 이 실험 신호는 기수로 계수된 데이터 영역의 제 1 라인의 초기 논리 규칙과, 우수로 계수된 데이터 영역의 제 1 라인의 제 2 논리 규칙에 따라 전송되고, 제 1과 제 2 논리 규칙이 서로 보수가 된다.

데이터 라인 내에 있는 데이터는 12개의 삽입된 트렐리스(trellis) 심볼을 사용하여 트렐리스 심볼화되는데, 이들 각각은 한 개의 비트를 심볼화하지 않은 2/3 비율의 트렐리스 심볼이다. 상기 삽입된 트렐리스 심볼들은, 노출된 자동차의 점화 장치와 같은 잡음원에서 발생하는 돌발 상황을 정정하기 위한 에러 정정 대비책의 일환으로 마련된 것으로 리드 솔로몬 코딩이다. 상기 리드 솔로몬 코딩 결과치는 공중파 전송을 위해 8 레벨(3 비트/심볼)의 일차원 정렬 심볼로 코딩하여 전송되는데, 이때의 전송은 트렐리스 코딩 절차와 식별되는 심볼의 프리 코딩 없이 이루어진다. 상기 리드 솔로몬 코딩 결과치는 유선 TV 방송의 전송을 위해 16 레벨(4 비트/심볼)의 일차원 정렬 심볼로 코딩하여 전송되는데, 이때의 전송도 프리 코딩 없이 이루어진다. 잔류 측파대(VSB) 신호는 이들 고유의 전송파를 갖고 있는데, 이들의 진폭은 변조 비율에 따라 달라진다.

상기 고유 반송파는 앞서 기술된 변조 비율에 따른 고정 진폭의 파일럿 반송파로 대치된다. 이 고정 진폭의 파일럿 반송파는, 필터에 공급되어 그 응답으로 VSB 신호를 공급하는 진폭 변조 측대역을 생성하는 평형 변조기에 인가되는 전압을 변조할 때, 직류성분을 시프트하여 발생된다. 만일 상기 4 비트 심볼 코딩의 8개 레벨이 반송파 변조신호로 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7의 정상값을 갖는다면, 상기 파일럿 반송파는 정상값 1.25를 갖는다. +S의 정상값은 +5이고 -S의 정상값은 -5이다.

DTV의 선행 기술 분야에서 송신시, DTV 방송에 심볼 프리 코더의 사용 여부 결정이 요구되었는데, 이 심볼 프리 코더는 심볼 발생 회로를 수행하고, 심볼을 프리 코드 필터링하는 것이다. 방송국의 이러한 결정은, NTSC 방송국의 요구와 상관없이 동일 채널 간섭에 좌우된다. 상기 심볼 프리 코더는 동일 채널 간섭 NTSC 신호를 간섭하는 것을 방지하기 위한, 심볼 디코더 회로내부에 있는 데이터 슬라이서의 사용에 앞서 사용된, 콤 필터를 갖는 각각의 DTV 수신기에 우연히 잡힌 심볼의 포스트 코딩을 보완한다. 심볼 프리 코딩은 데이터 라인의 심볼 동기 집합이나 또는 데이터 영역의 동기 데이터가 전송되는 데이터 라인상에서는 사용되지 않는다.

동일 채널 간섭은 NTSC 방송국에서 멀리 떨어진 곳에서 제거되는데, 일정한 전리층 조건이 형성되거나, 동일 채널 간섭의 가능성이 높은 고온의 여름날이 되면 십중팔구 발생한다. 그러나 이와 같은 간섭은 NTSC 방송국에서 발생하는 동일 채널이 없다면 발생하지 않는다. 만일, NTSC의 간섭이 그의 방송 영역내부에만 국한된다면, HDTV 방송은 NTSC 간섭과는 별도로 보다 쉽게 HDTV 신호를 운영하기 위한 심볼 프리 코더를 사용할 수 있을 것이다. 또한 이렇게 되면 콤 필터는, DTV 수신기에서 완전히 매치된 필터링을 하기 위한 심볼 포스트 코더로 사용될 수 있을 것이다. 만일 NTSC 신호 간섭의 배제 또는 가능성이 희박하다면, 트렐리스 디코더내 심볼값 오류의 원인이 되는 플렛 스펙트럼 잡음이 줄어들게 되어, DTV 방송은 심볼 프리코더의 사용을 중단하게 됨으로써, 각 DTV 수신기에는 심볼 포스트 코더가 불필요하게 될 것이다. 이러한 상황에 대한 방송국의 인식이 없으면, NTSC 신호의 동일 채널 간섭은 일부 방송 수신 지역에 대한 장해 요건이 되고, 유선방송의 누전을 야기시키고, NTSC 수신기에 부적합한 중간 주파수 영상 장애를 일으키고, 아날로그 TV 녹화의 결과를 갖고 있는 디지털 TV 녹화를 위해 마그네틱 테이프를 사용해야 하거나, 또는 다른 비정상 상태의 본질적인 문제가 야기될 수 있다.

현재의 ATSC DTV 표준은 심볼 프리 코딩을 사용하는 전송방식을 인정하지 않고 있다. 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 차단은, 심볼 디코딩에 관련된 데이터 슬라이싱 처리 후에, 트렐리스 디코딩 처리과정에서 수행되어야 할 것으로 판단된다. 이 처리 과정은 전송시에 프리코딩이 이루어져야 될지의 결정 여부를 생략한다. 그러나, 불행히도 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널은, 데이터 슬라이싱 처리 과정에서 오류를 일으키는데, 이것은 오류 정정 디코딩 절차, 트렐리스 디코딩, 리드 솔로몬 디코딩에 더 많은 부담을 주게 된다. 이들 오류들은 방송 구역의 범위를 제한하여 상업용 DTV 방송의 수입 절감을 초래한다. 따라서, 현재 ATSC DTV 표준에서 DTV 전송시에 심볼 프리코딩을 인정하고 있지는 않지만, 데이터 슬라이싱에 앞서 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 방지를 제공하는 것이 바람직하다.

일반적으로 선형 조합은, 고전 계산법, 또는 모듈러 계산법에 의한 적용 여부에 따라 의미가 가감된다. 선형 조합에 적용되어 수행된 모듈러 조합은 모듈러 계산법으로 처리된다. 차등 지연을 통한 디지털 일련의 심볼과, 차등적으로 지연된 구간의 선형 조합과, HDTV 수신기의 선행 기술에 사용된 심볼의 포스트 코딩에 의한 예증을 레코드한 코딩의 유형을, 본 명세서에서 "제 1 유형의 심볼 레코딩"이라고 정의한다. 또한 모듈러 조합의 지연된 결과치를 갖는 모듈러 조합 자신을 통한 일련의 디지털 심볼과, HDTV 송신기의 선행 기술에 사용된 심볼의 프리 코딩에 의한 예증을 레코드한 코딩의 유형을, 본 명세서에서 "제 2 유형의 심볼 레코딩"이라고 정의한다.

아날로그 TV 신호에서 파생되는 동일 채널 간섭의 문제는, 과거 수신기의 전파방해 문제에서 수신기 내부에 적합한 필터 회로를 설치하여 해결한 점을 살펴볼 수 있다. 시스템 채널의 활성 영역을 초과하지만 않으면, DTV 변조시에 신호 전송을 차단함으로써 동일 채널 간섭을 방지할 수 있고, 시스템의 수행을 신호의 중첩 문제로 살펴볼 수 있다. 수신기 내부의 필터 회로는, 아날로그 TV 신호에 의한 동일 채널 간섭에서 파생되는 디지털 신호를 선택하기 위해 적용하고, 앞서 언급한 시스템 채널의 에너지를 충분히 감소시키기 위해, 아날로그 TV 신호의 상관 관계와 반상관 관계 특성을 활용한다.

아날로그 TV 신호에서 파생된 동일 채널 간섭을 살펴보면, 이것은 DTV 송신기와 DTV 수신기 사이에서, 시스템 채널로 유입된다. DTV 송신기에서의 심볼 프리 코딩의 사용 또는 비사용은 아날로그 TV 신호에서 파생되는 동일 채널 간섭에 아무런 영향을 미치지 않는다. DTV 수신기에서, 동일 채널 간섭이 수신기의 종단에 걸칠 만큼 넓지 않아서 시스템 채널을 포획할 수 있다면, 이는 동일 채널 간섭의 상위 에너지 스펙트럼 요소의 에너지를 감소시키기 위한 콤 필터를 갖는 데이터 슬라이싱 회로보다 바람직한 것이다. 따라서, 데이터 슬라이싱 중에 발생하는 오류를 줄일 수 있는 것이다. DTV 방송국은 반송파 주파수를 정확히 맞추어야 하는데, 이것은 TV 채널 할당 저역 한계 주파수에 근소한 310KHz가 된다. 따라서, 이 반송파 주파수는 간섭에 가까운 동일 채널 NTSC 아날로그 TV 신호의 비디오 반송파로부터 얻은 주파수의 최적 오프셋값이 된다. 이 반송파 주파수의 최적 오프셋값은 정확히, NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주파수(f_H)의 59.75배에 해당한다. 복조된 DTV 신호에 포함된 동일 채널 간섭의 결과는, NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주파수(f_H)의 59.75배일 때 비트를 포함하고, 디지털 HDTV 반송파와 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 비디오 반송파 사이에서 헤테로다인에 의해 발생되고, 디지털 HDTV 반송파와 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 색차 부반송파 사이에서 헤테로다인에 의해 생성된 f_H의 287.75배일 때의 비트로, 이들 비트는 f_H의 59.75배일 때 5번째 고조파에 가까운 비트이다. 이 결과치는 디지털 HDTV 반송파와 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 오디오 반송파 사이에서 헤테로다인에 의해 생성된, f_H의 345.75배에 가까운 비트를 포괄하는데, 이 비트들은 f_H의 59.75배일 때 6번째 고조파에 가까운 비트이다. 이들 비트들의 고조파 관계는 정확히 설계된 단일 콤 필터로, 차등 지연을 갖는 소수의 심볼을 통합하고 있다. DTV 수신기 내부의 데이터 슬라이싱에 앞서 NTSC 거부 콤 필터를 사용하는 것은 부수적으로 제 1 유형의 심볼 레코딩을 수행하고, 데이터 슬라이싱에 의한 심볼을 수정하기 위한 것이다.

DTV 수신기 내부의 제 1 유형의 심볼 레코딩을 따르는 데이터 슬라이싱 동작은, 제 1 유형의 심볼 레코딩 결과로 얻은 심볼의 비파괴 정량화 처리를 하는데, 이는 데이터 송신에 관한 한, 데이터 정량화 레벨은 심볼 레벨과 매치 되도록 설계되기 때문이다. 정량화는, 제 1 유형의 심볼 레코딩과 관련된 필터링 후에 남은 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호와 식별되지만, 그 정도는 코드 심볼 레벨간의 단계보다는 적다.

이는 정량화 처리과정에서 미소한 신호를 소모하여 우량의 신호가득을 얻는 현상 포획의 일종이다.

데이터 송신에 관한 한, 일련의 디지털 데이터 심볼은 시스템 채널의 전체 길이에 걸쳐 이루어진다. 제 2 유형의 심볼 레코딩이, DTV 송신기에서의 심볼 프리 코딩으로 처리될 때, 차등적으로 지연된 일련의 데이터 심볼의 부가적인 조합은, 송신 전력을 승압하지 않거나 또는 아날로그 TV 신호의 전파 방해를 보다 많이 억제하기 위해 평균 내부 심볼거리를 증가시키는, 모듈러 원리에 입각해 이루어진다. 대신, 아날로그 TV 신호의 전파 방해를 억제하기 위한 기본 메카니즘은, 자신의 감쇠기와 DTV 신호를 마주보게 하여, DTV 수신기측의 콤 필터링에 의해 제공되는 것처럼 되고, 데이터 슬라이서 내부의 정량화 효과에 의해 억제된, 콤 필터 응답에 포함된 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분은 곧바로 콤 필터를 따라 전송된다.

제 1과 제 2 유형의 심볼 레코딩 처리의 진행 순서는, 일련의 심볼에 대한 코딩 배합이 신호의 전송도를 감소시키는 것이 아니기 때문에, 이와 같은 상황에서 시스템 채널을 통한 신호 전송에는 별로 영향을 미치지 않는다. 제 1과 제 2 유형의 심볼 레코딩 처리의 진행 순서는, 제 1 유형의 심볼 레코딩과, 연속하는 데이터 슬라이싱 사이에 중첩되지 않은, 제 2 유형의 심볼이 레코딩되는 동안, 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호를 방지하기 위한 디지털 수신기의 수신력에 별로 영향을 미치지 않는다. 이러한 견해는 본 발명이 기초하고 있는 일반적인 사항이다.

디지털 TV 수신기와 같은 디지털 수신기에서, 다중 레벨의 심볼을 수반하는 동일 채널 간섭은, 데이터 슬라이싱에 앞서 동일 채널 간섭의 에너지를 감소시키기 위한 제 1 콤 필터를 사용함으로써, 방지된다. 제 1 콤 필터는, 각각의 시간의 길이가 명시된 지점의 심볼을 갖는 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 되는데, 이 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림은 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 초래하기 쉽고, 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 이들 결과에 응답하는 것은 방지되어야 한다.

부수적으로, 제 1 콤 필터는 데이터 슬라이싱에 의해 생성된 심볼의 디코딩 결과에 오류를 삽입하는, 제 1 유형의 심볼 레코딩 처리를 수행한다. 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 지연시키기 위해, 소정된 숫자만큼의 심볼을 갖는 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을, 제 1 콤 필터가 지연시킨다고 가정하면, 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 선형적으로 조합하고, 제 1 콤 필터의 응답 결과를 제 1 선형으로 조합하기 위해 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 지연시킨다. (4N-1)-레벨 심볼들의 스트림을 갖는 이 응답은 제 1 데이터 슬라이서에 인가된다.

본 발명에서, 제 1 데이터 슬라이서에 의한 데이터 슬라이싱에 앞서 수행되는 제 1유형의 심볼 레코딩 절차는, 프리코딩 절차로 볼 수 있다. 제 2 콤 필터는 데이터 슬라이싱 후에 제 2 유형의 심볼 레코딩 절차를 수행하고, 제 1 유형의 심볼 레코딩 절차를 보상하기 위해 포스트 코딩 절차를 수행하여, 수정된 심볼 디코딩 결과를 생성한다. 제 1 유형의 심볼 레코딩 절차는, 차등적 지연을 통해 입력된 일련의 심볼과, 차등적으로 지연된 구간의 제 1 선형 조합을 레코드한다. 제 2 유형의 심볼 레코딩 절차는 제 1 데이터 슬라이서에 의해 복구된, 부분적으로 필터링된 심볼 디코딩 결과를 레코드한다. 상기 제 2 유형의 심볼 레코딩 결과는, 제 2 선형 조합의 지연된 결과를 갖는, 부분 필터링된 심볼 디코딩 결과의 제 2 선형 조합으로 사용되고, 모듈러 계산법으로 처리된다. 제 1과 제 2 선형 조합중의 하나는 (-)이고, 나머지 하나는 (+)가 된다. 제 2 선형 조합의 결과는 심볼 디코딩 결과를 포스트 코드한 것이다.

상기 포스트 코딩은 콤 필터링에 이어 수행되고, 데이터 슬라이싱은 포스트 코딩을 적절히 구동시켜야만 하는 근본적인 문제를 안고 있다. 상기 문제점의 한가지는, 부분 필터링된 심볼 디코딩 결과치에 한번 오류가 발생하면, 그 오류는 지연되며 피드백되어, 심볼 디코딩 결과치가 포스트 코딩되는 동안 오류가 계속 발생한다. 또 다른 문제점은, 지연된 피드백 회로에서의 초기 조건을 어떻게 설정하는가와, 한번 오류가 발생한 지연된 피드백 회로에서의 초기 조건을 어떻게 재설정하는가 하는 것이다.

이러한 문제점은 제 2 유형의 레코딩이 포스트 코딩에 사용될 때 발생하는데, 그 이유는 이와 같은 레코딩에 사용되는 피드백으로 인해, 시간 경과에 따라 계속 누적되기 때문이다. 제 2 유형의 레코딩이 프리코딩 되는 동안 수행되고, 제 1 유형의 레코딩이 포스트 코딩되는 동안 수행될 때, 제 1 유형의 레코딩은 제 2 유형 레코딩의 초기 조건의 응답을 재빨리 차단하는 시간차를 주게 된다. 누적에 관한 초기 조건은 전혀 고려되지 않는다. 프리 코딩이 수행되는 동안 제 1 유형의 레코딩이 이루어지고, 포스트 코딩이 수행되는 동안 제 2 유형의 레코딩이 이루어질 때, 제 2 유형의 레코딩에서의 누적에 대한 초기 조건이 수정되지 않음으로 인해서 발생하는 오류가, 포스트 코딩이 이루어지는 동안 계속해서 영향을 미친다. 이렇게 해서 최종 디코딩 결과에까지 발생한 오류는 일시적 오류가 아닌 시스템 오류를 발생시키고, 일반적으로 이러한 지속적인 오류는 자가 진단이 되지 않는다.

따라서, 본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, 본 발명의 목적은 일정한 시간 길이의 심볼 구간을 각각 갖는 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 심볼 디코딩하는 방법을 제공하는 것을 그 목적으로 한다. 이때 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림은 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분를 수반하여, 이 아티팩트 성분의 영향을 받기 쉽게 된다. 이때의 N은 양의 정수이다. 상기 방법은 조금이라도 존재하면 차단되는 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분로부터, (4N-1)레벨의 프리코드된 심볼을 갖는 콤 필터 응답을 생성하기 위해, 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 콤 필터링하는 단계를 포함하는 단계에서 선택된 심볼 디코딩 결과를 생성한다. 상기 콤 필터링의 단계는, 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 생성하기 위해, 소정된 수의 심볼 구간에서 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 지연하는 부단계를 포함하고, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림과, 상기 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 선형적으로 조합하고, 가산과 감산처리 과정중의 한가지 처리과정에 따라 제 1 선형 조합 결과를, 상기 (4N-1)레벨의 프리코드된 심볼을 갖는 콤 필터 응답으로 한다. 프리코드된 심볼 디코딩 결과를 생성하기 위해, (4N-1)레벨의 프리코드된 심볼을 갖는 콤 필터의 응답을 데이터 슬라이싱하는 단계가 있다. 지연, 선택된 심볼 디코딩 결과를 생성하기 위해, 소정된 수의 심볼 구간을 갖는 선택된 심볼 디코딩 결과를 지연시키고, 제 2 선형 조합 결과를 생성하기 위해 지연, 선택된 심볼 디코딩 결과를 갖는 프리코드된 심볼 디코딩 결과를 선형적으로 조합하는 단계가 있다. 제 2 선형 조합 결과를 생성하기 위해 이루어지는 상기 선형 조합은, 제 1 선형 조합 결과를 생성하기 위해 이루어지는 선형 조합의 부단계에 사용된 한가지로부터 가감산의 상반된 처리과정을 모듈러 계산법을 통해 이루어진다. 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생하는 동기 데이터의 심볼 디코딩이 나타나는 시점을 결정하고, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 상기 동기 데이터의 심볼 디코딩이 나타날 때, 상기 동기 데이터는 오류없이 재생성되고, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 동기 데이터의 심볼 코딩이 나타날 때, 상기 동기 데이터와 오류없이 일치하고, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 동기 데이터의 심볼 코딩이 나타나지 않을 때, 최소한의 선택 구간에서 상기 제 2 선형 조합 결과에 일치하기 위해, 선택된 심볼 디코딩 결과를 생성하는 단계가 있다.

본 발명의 또 다른 방법은 회로의 조합이다. 다음에서 설명하는 바와 같이, 상기 회로는 디지털 TV 수신기에 포함되어 있다. 상기 조합은 일정 시간동안, 각각의 심볼 구간을 갖는 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 지원하기 위한 디지털 TV 신호 검출 장치를 포함하고 있다. 상기 흐름은 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 영향받기 쉽다. 상기 조합은 상기 심볼 구간에서 소정된 첫 번째 수만큼의 지연을 나타내는 제 1, 제 2 지연 장치를 포함하고 있다. 상기 조합은 제 1, 제 2 선형 조합기를 포함하는데, 이중의 하나는 가산기가 되고, 나머지 다른 하나는 감산기가 되어, 상기 제 2 선형 조합기는 모듈로-2N 계산법에 따라 동작한다. 상기 제 1 지연 장치는 제 1의 2N-레벨 심볼들의 스트림의 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 응답하기 위해 연결되고, 이에 따라 상기 2N-레벨 심볼들의 스트림의 차등적으로 지연된 일련의 첫 번째 쌍(pair)을 생성한다. 상기 제 1 선형 조합기는 상기 2N-레벨 심볼들의 스트림의 차등적으로 지연된 첫 번째 쌍을 선형적으로 조합하기 위해 연결되는데, 이는 상기 제 1 성형 조합기의 제1, 제2 각각의 입력 신호로 수신된다. 이들 입력 신호의 응답으로 상기 제 1선형 조합기는 일련의 제 1 (4N-1)레벨 심볼들의 스트림을 그의 출력 신호로 한다. 제 1 데이터 슬라이서는 상기 제 1 선형 조합기로부터 각각의 출력 신호로 전달된 일련의 제 1 (4N-1)레벨 심볼들의 스트림을 디코딩하여 제 1 프리코드된 심볼 디코딩 결과를 생성하기 위한 조합에 포함된다. 각각의 제1, 제2 입력 신호를 수신하여 선형적으로 조합하고, 이에 따라 각각의 출력 신호를 전달하는 상기 제 2 선형 조합기는, 각각의 제 1 입력 신호로 상기 제 1 프리코드된 심볼 디코딩 결과를 수신하기 위해 연결된다. 상기 제 2 지연 장치는 각각의 입력 신호를 지연시켜, 상기 제 2 선형 조합기의 상기 제 2 입력 신호를 생성한다. 한발 더 나아가, 상기 조합은 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 나타난 데이터 동기에 심볼이 사용되는 경우를 결정하기 위한 데이터 동기 회로와, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림의 데이터 동기에 심볼이 사용된 경우, 이상 심볼 디코딩 결과를 생성하는 회로를 포함한다. 또한 상기 조합은, 다수개의 입력을 갖는 제 1 멀티플렉서가, 각각의 출력 신호를 상기 제 2 지연 장치에 각각의 입력 신호로 전달하고, 상기 이상 심볼 디코딩 결과를 자신의 제 1 입력 신호로 하고, 상기 제 2 선형 조합기의 출력 신호를 수신하여 자신의 또 다른 입력 신호로 한다. 상기 제 1 멀티플렉서는 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 심볼이 데이터 동기에 사용되는 경우에만 자신의 출력 신호를 자신의 제 1 입력 신호로 재생성하는 조건이 형성된다. 다른 방법으로, 상기 제 1 멀티플렉서는 최소한의 선택 구간에서, 상기 제 2 선형 조합기의 출력 신호를 제 1 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과로 하는 조건이 형성된다.

도 1은 본 발명에 따른, 심볼을 디코딩하기 전에 NTSC 제거 콤(comb)필터를 사용하고, 심볼을 디코딩한 후에 콤 필터를 포스트 코딩하고, 기저대역의 에너지를 비교하는 동일 채널 간섭 검출기를 사용하는 디지털 TV 신호 수신기의 블록 구성도.

도 2는 도1의 디지털 TV 수신기에 사용되는 동일 채널 간섭 NTSC 신호 검출기의 블록 구성도.

도 3은 본 발명에 따른, 심볼을 디코딩하기 전에 NTSC 제거 콤 필터를 사용하고, 심볼을 디코딩한 후에 콤 필터를 포스트 코딩하고, 미국에서 1997. 3. 21 특허출원된 출원번호 Atty. Dkt.1500-1 의 장치를 동일 채널 검출기로 사용하는, 디지털 TV 신호 수신기의 부분 블록 구성도.

도 4는 본 발명에 따른, 심볼을 디코딩하기 전에 NTSC 제거 콤 필터를 사용하고, 심볼을 디코딩한 후에 콤 필터를 포스트 코딩하고, 미국에서 1997. 3. 21 특허출원된 출원번호 Atty. Dkt.1501-1 의 장치를 동일 채널 검출기로 사용하는, 디지털 TV 신호 수신기의 부분 블록 구성도.

도 5는 앞서 기술된 데이터 동기 구간에서의 심볼 디코딩 결과치에서 선택된 최종 심볼 디코딩 결과치와, 데이터 슬라이서가 수신된 기저대역의 심볼에 응답하는 시간대와는 다른 시간대에서 선택된 최종 심볼 디코딩 결과치 또는 상기 수신된 기저대역의 심볼이 동일 채널 간섭 NTSC 신호에 충분히 독립적인지의 여부에 따라 수신된 기저대역의 심볼에 응답하는 콤 필터에 응답하는 포스트 코드화된 데이터 슬라이서에서 선택된 최종 심볼 디코딩 결과치의 선택에 관련된 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내는 블록 구성도.

도6은 도5의 다른 일례를 나타내는 블록 구성도.

도7은 도5의 또 다른 일례를 나타내는 블록 구성도.

도8은 앞서 기술된 데이터 동기 구간에서 심볼 디코딩 결과치를 산출하기 위한 도1, 도3 또는 도4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내는 블록 구성도.

도 9는 NTSC 제거 콤 필터가 12 - 심볼을 지연시킬 때의 도 1, 도 3 또는 도4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내는 블록 구성도.

도 10은 NTSC 제거 콤 필터가 6 - 심볼을 지연시킬 때의 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내는 블록 구성도.

도 11은 NTSC 제거 콤 필터가 2 - 비디오- 라인을 지연시킬 때의 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내는 블록 구성도.

도 12는 NTSC 제거 콤 필터가 262- 비디오- 라인을 지연시킬 때의 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내는 블록 구성도.

도 13은 NTSC 제거 콤 필터가 2- 비디오- 프레임을 지연시킬 때의 도 1, 도 3 또는 도 4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내는 블록 구성도.

도 14는 병렬 심볼 디코딩을 수행하기 위해 다수개의 NTSC 제거 콤 필터를 사용하는 디지털 TV 신호 수신기를 나타내는 블록 구성도.

도 15는 도 14에서 나타낸 유형의 디지털 TV 신호 수신기에 사용되는, 적합한 코드 선택 회로를 상세히 나타내고 있는 도15A와 도15B의 결합 구성도.

도 15A는 앞서 기술한 데이터 동기 구간에서 심볼 디코딩 결과치를 산출하기 위한 도 14의 디지털 TV 신호 수신기의 회로 구성을 상세히 나타내는 블록 구성도.

도 15B는 데이터 동기 구간의 주기에서 얻은 심볼 디코딩 결과치 중에서 선택하기 위한 도14의 디지털 TV 신호 수신기의 회로 구성을 상세히 나타내는 블록 구성도.

상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 일정한 시간의 경과에 따라 각각의 심볼 구간을 갖는 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 심볼 디코딩하는 방법에 있어서, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 차단된 어떤 결과로부터, (4N-1)레벨의 프리코드된 심볼로 응답하는 콤(comb) 필터를 생성하는 콤 필터링 단계와, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 지연시키기 위한 상기 심볼 구간의 소정된 수만큼 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 지연하는 단계와, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림과 상기 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을, 상기 (4N-1)레벨의 프리코드된 심볼을 상기 콤 필터의 응답으로 하는, 제 1 선형 조합 결과를 생성하기 위해, 가산과 감산처리 중의 한가지 방법을 사용하는 선형 조합 단계와, 상기 프리코드된 심볼 디코딩 결과를 생성하기 위해, 상기 (4N-1) 레벨의 프리코드된 심볼을 상기 콤 필터의 응답으로 하는, 데이터 슬라이싱 단계와, 상기 지연되어 선택된 심볼 디코딩 결과를 생성하기 위한 상기 심볼 구간의 소정된 수만큼, 상기 선택된 심볼 디코딩 결과를 지연하는 단계와, 제 2 선형 조합 결과 생성에 대해, 상기 지연되어 선택된 심볼 디코딩 결과를 갖는, 상기 프리코드된 심볼 디코딩 결과를 선형적으로 조합하는 단계와, 상기 제 1 선형 조합 결과를 생성하기 위하여 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림과 상기 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 선형적으로 조합하는 상기 부단계에 사용된, 상기 가산과 감산 처리중의 하나를 통해, 서로 상반된 상기 가산과 감산 처리를 실시하여, 상기 지연되어 선택된 심볼 디코딩 결과를 선형적으로 조합하는 단계와, 동기 데이터를 나타내는 심볼 코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생한 시점을 결정하는 단계와, 상기 동기 데이터를 나타내는 상기 심볼 코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생할 때, 오류없이 상기 동기 데이터를 재생성하는 단계와, 상기 동기 데이터를 나타내는 상기 심볼 코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생할 때, 오류없이 상기 선택된 심볼 디코딩 결과가 상기 동기 데이터와 일치하도록 하고, 상기 동기 데이터를 나타내지 않는 심볼 코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생할 때, 최소한의 선택된 시간동안 상기 제 2 선형 조합 결과와 일치하도록 상기 선택된 심볼 디코딩 결과를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 일실시예를 상세히 설명한다.

도1은 오류가 수정된 데이터를 복구하는데 사용된 디지털 TV 신호 수신기를 나타내고 있다. 이때의 데이터는 디지털 비디오 카세트 레코더의 레코딩, 또는 TV 세트에서의 MPEG-2 디코딩과 디스플레이에 적합한 것이다. 도 1의 DTV 신호 수신기는 수신 안테나(8)로부터 TV 방송 신호를 수신하는 것으로 나타나 있지만, 이 대신 케이블 네트웍으로부터 신호를 수신할 수도 있다. 상기 TV 방송 신호는 장치 종단(10)에 입력된다. 일반적으로 장치 종단(10)은 라디오 주파수 증폭기와, 라디오 주파수 TV 신호를 중간 주파수 TV 신호로 변환시키는 제 1 검출기로 구성되어, 중간 주파수 증폭기 체인(12)측에 잔류 측파대 DTV 신호를 전달한다. 상기 DTV 수신기는 가급적, 제 1 검출기에서 초고주파 대역으로 변환된 DTV 신호를 증폭하기 위해, 중간 주파수 증폭기를 포함하고 있는 중간 주파수 증폭기 체인(12)에서 다중 변환을 실시하고, 더 나아가 VHF 대역으로 변환된 DTV 신호를 증폭하기 위해 중간 주파수 증폭기를 구비한다. 만일 디지털 부문에서 기저대역에 대한 복조를 실시하면, 중간 주파수 증폭기 체인(12)은, 증폭된 DTV 신호를 기저 대역에 가까운 최종 중간 주파수 대역으로 변환시키기 위해 제 3 검출기를 구비할 것이다.

가급적, 채널 선택 응답을 실현하고 인접 채널을 제거하기 위해 UHF대역에 대해, 중간 주파수 증폭기에 표면 음향파(SAW) 필터를 사용하였다. 상기 표면 음향파 필터는 VSB DTV 신호와 파일럿 반송파의 차단된 반송파 주파수로부터 매우 빠르게 5.38 MHz 이상을 차단하는데, 이는 주파수의 고정 진폭이다. 따라서, 상기 표면 음향파 필터는, 어떠한 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가 주파수 변조된 음향 반송파라도 차단한다. 중간 주파수 증폭기 체인(12)에서 어떠한 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 FM 음향 반송파를 차단하는 것은, 심볼 디코딩이 수행되는 동안 이들 기저대역에 있는 심볼들의 데이터 슬라이싱으로 인한 잔유물의 간섭을 사전에 방지하고, 기저대역의 심볼을 복구시키기 위해 최종 중간 주파수 신호가 검출될 때 발생하는 반송파의 잔유물을 차단한다. 심볼 디코딩이 수행되는 동안, 이들 기저 대역 심볼들의 데이터 슬라이싱으로 인한 잔유물의 간섭을 사전 방지하는 것이, 데이터 슬라이싱에 앞서 콤 필터링하는 것보다 나을 수도 있다.

상기 중간 주파수 증폭기 체인(12)의 최종 중간 주파수 출력 신호는 복소 복조기(14)에 전달되는데, 이때의 복소 복조기(14)는 기저 대역 신호의 실수부와 허수부를 복구하기 위해, 최종 중간 주파수 대역에서 잔류 측파대 진폭 변조 DTV 신호를 복조한다. 복조는 소수의 메가 사이클 영역에 있는 최종 중간 주파수 대역의 아날로그-디지털 변환 후에, 디지털 부문에서 이루어지는데, 이는 미국에서 1995. 12. 26 공고된, 특허 출원번호 5,479,449 의 "HDTV를 포함하여 위상 추적 장치를 갖는 디지털 VSB 검출기"에 나타난 실시예를 참조하였다. 다른 방법으로, 복조는 아날로그 부문에서 수행될 수도 있는데, 이 경우의 결과는 일반적으로 향후 절차를 보다 유용하게 하기 위한 아날로그-디지털 변환을 목적으로 한다. 복소 복조는 가급적으로 동위상(I) 동기 복조와 직각 위상(Q) 동기 복조로 이루어진다. 일반적으로 앞서 언급한 복조 절차의 디지털 결과치는, 8 bit 또는 그 이상의 정확도를 갖고, 데이터의 N bit를 인코드하는 2N- 레벨의 심볼들을 나타낸다. 일반적으로, 도1의 DTV 신호 수신기가 안테나(12)를 통해 공중파를 수신하는 경우 2N은 8이되고, 유선 방송파를 수신하는 경우 2N은 16이 된다. 본 발명의 주안점은 지상에서 공중까지의 방송파를 수신하는 것이다. 도1에서, 수신된 유선방송파 전송에 관한, 심볼 디코딩과 오류 수정 디코딩을 제공하는 DTV 수신기의 일부를 생략하였다.

심볼 동기 회로와 등화 회로(이퀄라이저,16)는 복소 복조기(14)로부터, 동위상(I 채널) 기저대역 신호의 최소 디지털 실수 표본을 수신한다. 도1의 DTV 수신기 회로(16)는 직각 위상(Q 채널) 기저 대역 신호의 디지털 허수 표본을 수신하는 것을 나타내고 있다. 회로(16)는 수신된 신호에 포함된 이중상(고스트)과 경사각(틸트)을 보상하는, 실효 가중 효과를 갖는 디지털 필터를 구비한다. 상기 심볼 동기와 등화 회로(16)는 진폭 등화와 이중상 제거와 마찬가지로, 심볼 동기 또는 회전을 수행한다. 심볼 동기에 사용되는 심볼 동기와 등화 회로는 진폭 등화에 앞서 수행되는데, 이것은 미국 출원번호 5,479,449를 참조하였다. 이와 같은 설계에서, 상기 복조기(14)는 상기 심볼 동기와 등화 회로(16)에 기저 대역 신호의 실수와 허수를 포함하는 과추출된 복조기 응답을 전달한다. 심볼 동기 후에, 상기 과추출된 데이터는 1/10정도가 제거되는데, 이는 정상적인 심볼율에서의 기저 대역 I채널 신호를 추출하고, 진폭 등화와 이중상 제거에 사용된 디지털 필터링을 통한 표본율을 줄이기 위함이다. 진폭 등화가 심볼 동기를 진행하는 심볼 동기와 등화 회로에서의, 회전 또는 위상 추적 또한 디지털 신호 수신기 설계 부문에서 널리 알려진 기술이다.

회로(16)의 출력 신호의 각 표본은 10개 또는 그 이상의 bit로 나뉘는데, 효과적으로 하나의 아날로그 심볼은 (2N-8)레벨중의 하나를 디지털로 나타내는 것이다. 상기 회로(16)의 출력 신호는, 이미 알려진 몇가지 방법중의 한가지 방법에 의해 조심스럽게 이득이 제어된 것으로, 심볼에 대한 이상적인 단계의 레벨이 알려져 있다. 이와 같은 이득 제어의 응답 속도가 월등히 빠르기 때문에 선택된 이득 제어의 한가지 방법은, 복소 복조기(14)에서 +1.25의 정상 레벨까지 전달되는 기저 대역 신호 실수부의 직류 성분을 조절한다. 일반적으로 이러한 이득 제어 방법은 미국 특허 출원번호 5,479,449에 잘 나타나 있고, 1995. 12. 15 출원된 미국 특허 출원번호 5,573,454의 "디지털 HDTV 신호 수신에 대한 라디오 수신기의 자동 이득 제어"에 더욱 자세히 나타나 있고, 본 발명은 이를 참조하였다.

회로(16)에서 나온 출력 신호는 데이터 동기 회로(18)에 입력 신호로 전달되는데, 이는 등화된 기저 대역 I채널의 신호에서 파생된 데이터 영역의 동기 정보(F)와, 데이터 세그먼트 동기 정보(S)를 복구한다. 다른 방법으로, 동기 검출 회로(18)에 전달되는 입력 신호는 등화에 앞서 얻을 수도 있다.

정상적인 심볼율에서, 회로(16)에서 출력 신호로 전달된, 등화된 I채널의 신호 표본들은 NTSC 제거 콤 필터(20)의 입력 신호로 전달된다. 상기 콤 필터(20)는, 한쌍의 차등적으로 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 생성하기 위한 제 1 지연 장치(201)와, 상기 콤 필터(20)의 응답을 생성하기 위해 차등적으로 지연된 일련의 심볼을 선형적으로 조합하기 위한 제 1 선형 조합기(202)를 구비한다. 미국 특허번호 5,260,793에 기술된 내용을 참조하면, 상기 제 1 지연 장치(201)는 2N-레벨 심볼들의 스트림의 12 주기와 동일한 지연을 제공하고, 상기 제 1 선형 조합기(202)는 가산기가 된다. 상기 콤 필터(20) 출력 신호의 각각의 표본은 10개 또는 그 이상의 bit로 나뉘고, 효과적으로 하나의 아날로그 심볼은 (4N-1)=15 레벨중의 하나를 디지털로 나타내는 것이다.

상기 심볼 동기와 등화 회로(16)는 자신의 입력 신호의 직류 바이어스 성분을 제한하기 위해 설계되었다고 간주되고, 이 직류 바이어스 성분은 +1.25의 정상화된 레벨을 갖고, 파일럿 반송파 검출로 인한 복소 복조기(14)로부터 전달된 기저 대역 신호의 실수부에 나타난다. 따라서, 회로(16)의 출력 신호의 각각의 표본은 콤 필터(20)의 입력 신호로 인가되고, 효과적으로 하나의 아날로그 심볼은 다음의 정상 레벨들, 즉 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7 중의 하나를 디지털로 나타내는 것이다.

이들 심볼 레벨들은 기수 심볼 레벨이라 하고, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111 각각의 임시 심볼 디코딩 결과를 생성하기 위해 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)에서 검출된다. 콤 필터(20)의 출력 신호 각각의 표본은, 효과적으로, 하나의 아날로그 심볼은 다음의 정상 레벨들, 즉 -14, -12, -10, -8, -6, -4, -2, 0, +2, +4, +6, +8, +10, +12, +14 중의 하나를 디지털로 나타내는 것이다. 이들 심볼 레벨들은 우수 심볼 레벨이라 하고, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111 각각의 임시 심볼 디코딩 결과를 생성하기 위해 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)에서 검출된다.

이러한 의미에서의 상기 데이터 슬라이서(22, 24)는 "어려운 해결" 로 명하거나 또는, 비터비(Viterbi) 디코딩 구조를 수행하는 데 사용되는 "간단한 해결"로 명하기도 한다. 회로내에서의 자신의 위치를 시프트하기 위해 멀티플렉서 연결을 사용하고, 자신의 슬라이싱 범위를 수정하기 위한 바이어스를 인가하여, 상기 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)와 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)를 단일 데이터 슬라이서로 대체하는 배열이 가능하다. 그러나, 이들 배열은 동작이 복잡하기 때문에 적합하지 않다.

다음에 상기 심볼 동기와 등화 회로(16)는, 자신의 입력 신호에 포함된 직류 바이어스 성분을 억제하기 위한 방법을 설명하기로 한다. 이때의 직류 바이어스 성분은 +1.25의 정상 레벨을 갖고, 파일럿 반송파 검출로 인한 복소 복조기(14)에서 전달된 기저 대역 신호의 실수부에 나타난다. 다른 방법으로, 상기 심볼 동기와 등화 회로(16)는 자신의 입력 신호에 포함된 직류 바이어스 성분을 유지하기 위해 설계된 것으로, 이는 어떤 의미에서는 회로(16)에서 등화 필터의 설계를 간단하게 한다. 이와 같은 경우, 기수 레벨 데이터 슬라이서에서 상기 데이터 슬라이싱 레벨들은, 자신의 입력 신호에 포함된 상기 데이터 과정들을 수반하는 상기 직류 바이어스 성분을 계수하여 오프셋값으로 취한다. 상기 회로(16)가, 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)에서 데이터 슬라이싱 레벨로 간주되는, 비연속성을 갖는 입력 신호에 포함된 직류 바이어스 성분을 차단 또는 유지하기 위해 설계되었든지간에, 상기 제 1 선형 조합기(202)는 가산기로 제공된다. 그러나 만일, 상기 제 1 지연 장치(201)에서 전달된 차등적 지연이 선택되면, 상기 제 1 선형 조합기(202)는 가산기가 되고, 상기 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)에서 상기 데이터 슬라이싱 레벨들은, 자신의 입력 신호에 포함된 상기 데이터 과정들을 수반하는 중첩된 직류 바이어스 성분을 계수하여 오프셋값으로 취한다.

포스트 코딩 필터 응답을 콤 필터(20)의 프리코딩 필터 응답으로 생성하기 위해, 콤 필터(26)를 상기 데이터 슬라이서(22, 24) 후에 사용한다. 상기 콤 필터(26)는, 3개의 입력을 갖는 멀티플렉서(261), 제 2 선형 조합기(262), 콤 필터(20)에서 제 1 지연 장치(201)와 동일한 지연을 갖는 제 2 지연 장치(263)로 구성된다. 상기 제 2 선형 조합기(262)는 만일, 상기 제 1 선형 조합기(202)가 감산기이면 모듈로-8 가산기가 되고, 상기 제 1 선형 조합기(202)가 가산기이면 모듈로-8 감산기가 된다. 상기 제1 선형 조합기(202)와 상기 제2 선형 조합기(262)는, 포함된 표본율을 지원하기 위해 선형 조합 동작 속도를 충분히 상승시키기 위한 각각의 ROM으로 구성될 수도 있다. 상기 멀티플렉서(261)에서 나온 출력 신호는, 상기 포스트 코딩 콤 필터(26)에서 얻은 응답을 전달하고, 상기 제 2 지연 장치(263)에 의해 지연된다. 상기 제 2 선형 조합기(262)는, 상기 제 2 지연 장치(263)으로부터 얻은 출력 신호를 갖는, 상기 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)로부터 얻은 프리코드된 심볼 디코딩 결과를 조합한다.

상기 멀티플렉서(261)의 출력 신호는, 제어기(28)에서 멀티플렉서(261)로 인가된 멀티플렉서 제어 신호의, 제 1, 제 2, 제 3상태의 응답에서 선택되었을 때, 멀티플렉서(261)로 인가된 세가지 입력 신호중의 하나를 출력한다. 데이터 영역 동기 정보(F)와, 상기 등화된 기저 대역 I채널의 신호에서 얻은 데이터 세그먼트 동기 정보(S)가 상기 데이터 동기 검출 회로(18)에서 복구되는 동안, 상기 멀티플렉서(261)의 제 1 입력 포트는, 제어기(28)내에 있는 메모리로부터 인가된 이상적인 심볼 디코딩 결과를 수신한다. 출력 신호의 최종 코딩 결과와, 제어기(28)내에 있는 메모리로부터 인가된 이상적인 심볼 디코딩 결과를 멀티플렉서(261)에서 제공하기 위한 조건을 형성하는 동안, 상기 제어기(28)는 상기 멀티플렉서 제어 신호의 제 1상태를 멀티플렉서(261)에 전달한다. 상기 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)는, 출력 신호로서 중간 심볼 디코딩 결과를 멀티플렉서(261)의 제 2 입력 포트로 전달한다. 멀티플렉서(261)는, 자신의 출력 신호인 최종 코딩 결과로써 중간 심볼 디코딩 결과를 출력하기 위해 멀티플렉서 제어 신호의 제 2 상태로 조건이 맞추어진다. 상기 제 2 선형 조합기(262)는 자신의 출력 신호로 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서(261)의 제 3 입력 포트로 전달한다. 멀티플렉서(261)는, 자신의 출력 신호인 최종 코딩 결과로써 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과를 출력하기 위해 멀티플렉서 제어 신호의 제 3 상태로 조건이 맞추어진다.

데이터 동기 검출 회로(18)가 데이터 영역 동기 정보(F)와 데이터 세그먼트 동기 정보(S)를 복구하는 동안, 제어기(28)에 있는 메모리로부터 전달되는 이상적인 심볼 디코딩 결과치를 피드백 시킴으로써, 상기 포스트 코딩 콤 필터로부터 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과에서 발생하는 실행 오류는 감소된다. 이 부분은 본 발명의 주요 부분으로 이후에 보다 상세히 설명한다.

3개의 병렬 bit 그룹에 포함된 최종 심볼 디코딩 결과를 포함하는, 상기 포스트 코딩 콤 필터(26)에 있는 멀티플렉서(261)에서 나온 출력 신호는, 데이터 삽입기(32)에 적용하기 위한 데이터 어셈블러(30)로 취합된다. 상기 데이터 삽입기(32)는 취합된 데이터를 일련의 병렬 데이터로 정류하여, 트렐리스 디코더 회로(34)측으로 보낸다. 일반적으로 트렐리스 디코더 회로(34)는 12 트렐리스 디코더를 사용한다. 상기 트렐리스 디코더 회로(34)로부터 인가된 트렐리스 디코딩 결과는 정류를 위해 데이터 삽입기 회로(36)측으로 전달된다. 바이트 분석 회로(38)는 상기 데이터 삽입기(36)의 출력 신호를, 데이터 랜덤기(randomizer, 42)로 전달되는 수정된 일련의 오류 바이트를 생성하기 위해 리드 솔로몬 디코딩을 수행하는 리드 솔로몬 디코더 회로(40)측으로 전달하여, 리드 솔로몬 오류 정정 코딩 바이트로 변환시킨다. 상기 데이터 랜덤기(42)는 재생성된 데이터를 다른쪽 수신기(표시되지 않음)로 전달한다. 완전한 DTV 수신기의 다른 하나는 패킷 분류기, 오디오 디코더, MPEG-2 디코더와 그 외의 것을 포함한다. 디지털 테잎 레코더/재생기로 통합된 상기 DTV 수신기의 다른 하나는, 레코딩에 필요한 형식으로 데이터를 변환시키기 위한 회로를 구비하고 있을 것이다.

동일 채널 간섭 NTSC 신호 검출기(44)는, 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 데이터 슬라이서(22)에서 수행된 데이터 슬라이싱에 포함된 수정 불가능한 오류를 발생시킬 만큼 충분히 완벽한 상태인지를 알 수 있는 제어기(28)를 제공하고 있다. 만일 검출기(44)가 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 충분히 완벽한 상태가 아님을 나타내면, 데이터 영역 동기 정보(F)와 데이터 세그먼트 동기 정보(S)가 데이터 동기 검출기 회로(18)에 의해 복구될 때를 제외한 다른 때에, 상기 제어기(28)는 상기 멀티플렉서 제어 신호의 제 2상태를 멀티플렉서(261)측에 전달한다. 이러한 조건은 상기 멀티플렉서(261)가 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)로부터 전달된 중간 심볼 디코딩 결과를, 자신의 출력 신호로 재생성하기 위해 사용된다. 만일 검출기(44)가 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 수정 불가능한 오류를 발생시킬 만큼 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 충분히 완전한 상태임을 나타내면, 데이터 영역 동기 정보(F)와 데이터 세그먼트 동기 정보(S)가 데이터 동기 검출기 회로(18)에 의해 복구될 때를 제외한 다른 때에, 상기 제어기(28)는 상기 멀티플렉서 제어 신호의 제 3상태를 멀티플렉서(261)측에 전달한다. 이러한 조건은 상기 멀티플렉서(261)가 상기 제 2 선형 조합기(262)로부터 제 2 선형 조합 결과로 전달된, 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과를, 자신의 출력 신호로 재생성하기 위해 사용된다.

도2는 상기 동일 채널 간섭 NTSC 신호 검출기(44)가 취할 수 있는 형식으로, 이 형식은 관련 기술 분야의 관심사가 될 것이다. 감산기(441)는 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)로부터 전달된 중간 심볼 디코딩 결과와, 상기 제 2선형 조합기(262)로부터 제 2 선형 조합 결과로서 전달된 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과를 별도로 조합한다. 만일 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 무시해도 좋을 만큼의 양이고, 기저 대역의 I 채널 신호에 포함된 랜덤 노이즈가 무시할 만큼의 양이면, 이들 가상, 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과는 유사할 것이다. 따라서, 감산기(441)에서 나온 출력 신호차는 적어질 것이다. 그러나 만일 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 상당한 양이면, 일반적으로 감산기(441)에서 나온 출력 신호차는 적어지지는 않을 것이다. 그러나 때로는 신호차가 많은 것이 나을 때도 있다.

상기 감산기(441)로부터 나온 출력 신호차에 포함된 에너지를 측정하는 방법은, 제곱기(442)를 갖는 출력 신호의 차이값을 제곱하고, 평균값 회로(443)를 갖는 짧은 구간에 걸쳐 제곱기 응답의 평균값을 결정하여 얻는다. 상기 제곱기(442)는 ROM을 사용하여 수행한다. 상기 평균값 회로(443)는 몇가지의 적합한 디지털 표본을 저장하기 위한 지연 라인 메모리와, 현재 지연 라인 메모리에 저장된 디지털 표본들을 더하는 가산기를 사용하여 수행된다. 상기 평균값 회로(443)에서 결정된, 감산기(441)에서 얻은 출력 신호차에 포함된 짧은 구간에 분포된 에너지의 평균값은, 문턱(threshold) 검출기(444)를 지원하기 위해 디지털 비교기에 연결된다. 상기 문턱 검출기(444)의 문턱값은 중간 심볼 디코딩 결과를 수반하는 랜덤 노이즈에 포함된, 짧은 구간의 평균 값 차이와, 감산기(441)에 인가되는 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과값을 초과하지 않을 만큼 충분히 크다. 만일 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 충분히 크면 문턱값이 초과한다. 상기 문턱 검출기(444)는 문턱값의 초과 여부를 제어기(28)가 나타내도록 한다.

도3은 도1과는 다른 디지털 TV 수신기를 나타내고 있다. 이 회로에서 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 충분히 큰지의 여부를 결정하는 회로 유형은, 1997. 3.21 미국 특허출원번호(08/821,944)로 출원된 "디지털 TV 수신기에서 NTSC 간섭의 검출에 대한 보조 아날로그 TV 수신기로부터의 비디오 신호 사용"을 참조한다. 장치 종단(10)에서 중간 주파수로 변환된 DTV 신호는, NTSC 신호에 대해 중간 주파수 증폭기 체인(46)으로 전달된다. NTSC 신호에 있어서의 중간 주파수 증폭기 체인(46)은, NTSC 신호 수신기에 일반적으로 사용된 중간 주파수 증폭기와는 구별된다. 중간 대역의 이득 특성을 간주할 때, DTV 신호에 대한 중간 주파수 증폭기 체인(12)에 포함된, 증폭기의 단계에 대응하는 NTSC 신호에 대한 중간 주파수 증폭기 체인(46)에 포함된 증폭기의 단계는, 선형 이득을 연속적으로 갖고, 중간 주파수 증폭기 체인(46)에 포함된 증폭기 단계에 대한 대응값으로 동일한 자동 이득 제어값을 갖는다. 상기 NTSC 신호의 잔류 측파대역은 상기 중간 주파수 증폭기 체인(46)에서 차단되지 않는다. 특성상 단일 측대역인 상기 NTSC 신호의 전 측대역의 일부는, 동일 채널 DTV 신호의 에너지를 감소시키기 위해, 상기 중간 주파수 증폭기 체인(46)에서 적당히 차단된다. 중간 주파수 증폭기 체인(46) 응답의 활성범위에 대한 감소는, 복소 복조기(48)에 사용된 비디오 반송파 국부 발진기의 위상을 로킹(locking)하기 위한, 비디오 반송파의 추가 증폭을 용이하게 한다. 상기 중간 주파수 증폭기 체인(46)의 대역폭을 측정하기 위한 필터링 과정은, 다중 변환 수신 회로가 사용될 경우, UHF 중간 주파수 증폭기에서는 표면 음향파(SAW) 필터링으로 수행 가능하다. 상기 중간 주파수 증폭기 체인(46)의 증폭된 중간 주파수 응답은, 직접 또는 그 이상의 증폭 수행 후, NTSC 비디오 신호에 대한 복소 복조기(48)로 전달된다. 상기 복소 복조기(48)는 NTSC 신호 표본으로 구성된 동위상 I 채널의 응답과, DTV 구조에 대한 실수부 인자를 전달한다. 또한 상기 복소 복조기(48)는 DTV 구조에 대한 허수부 인자의 표본으로 구성된, 직각 위상 Q 채널의 응답을 전달하는데, 이때의 표본은 힐버트 변환 필터(50)측으로 전달된다. 상기 힐버트 변환 필터(50)의 응답은 선형 조합기(52)측으로 전달된다. 상기 선형 조합기(52)는, DTV 결과와는 무관하게, 연속적으로 NTSC 신호의 표본을 복구하기 위해, 적당히 지연된 동위상 I 채널의 응답으로 응답한다. 상기 선형 조합기(52)는, I채널과 Q 채널에서의 응답을 얻기 위해, 복소 복조기(48)에서 사용된 동기 복조 과정이 진행되는 동안, 상대 비디오 반송파의 위상 정합(phasing)에 종속되는 가산기 또는 감산기이다.

상기 선형 조합기(52)로부터 전달되어 대체적으로 DTV 결과에 무관한 NTSC 신호는, 750 KHz 또는 그 이하의 차단 주파수를 갖는 저역 필터(54)측에 전달된다. 동일 채널 간섭 NTSC 신호에 포함된 휘도 신호에 대한 에너지 측정값은, 제곱기(56)를 구비하고 있는 저역 필터(54)의 응답을 제곱하고, 평균값 회로(58)를 구비하고 있는 제곱기 응답의, 짧은 시간에 걸친 평균값을 결정하여 산출한다. 상기 측정값은 문턱 검출기(58)로 전달된다. 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 오류를 수정할 수 없을 만큼 충분히 큰 경우, 상기 문턱 검출기(58)의 문턱값은 초과된다. 상기 문턱 검출기(58)는 상기 제어기(28)가 상기 문턱값의 초과 여부를 나타낼 수 있도록 지원한다.

도4는 도1과 도3과 구별되는 디지털 TV 수신기를 나타내고 있는데, 이 회로에서, NTSC 동일 채널 간섭이 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 오류를 수정할 수 없을 만큼 충분히 큰지의 여부를 결정하는 부분은, 1997. 3.21 미국 특허출원번호(08/821,945)를 갖는 "인터케리어 신호를 사용하여 디지털 TV 수신기의 NTSC 간섭을 검출하는 방법"을 참조한다. 장치 종단(10)에서 중간 주파수로 변환된 상기 DTV 신호는, NTSC 음향 신호에 대해 준병렬의 유형을 갖는 중간 주파수 증폭기 체인(62)으로 전달된다. NTSC 음향 신호의 중간 주파수 증폭기 체인(62)에 포함된 증폭 단계는, DTV 신호의 중간 주파수 증폭기 체인(12)에 포함된 증폭 단계와 거의 유사하고, 상기 중간 주파수 증폭기 체인(12)에 포함된 증폭 단계의 대응값으로서 연속 선형 이득과, 동일한 자동 이득 제어를 한다. 상기 중간 주파수 증폭기 체인(62)의 주파수 선택은, NTSC 오디오 반송파의 +250 KHz 이내의 범위와 NTSC 비디오 반송파의 +250KHz 이내의 범위에서 이루어진다. 상기 중간 주파수 증폭기 체인(62)의 주파수 선택을 측정하기 위한 필터링 과정은, UHF 중간 주파수 증폭기에서 다중 변환 수신기 회로를 사용할 경우, 표면 음향파(SAW) 필터링에 의해 수행된다. 상기 중간 주파수 증폭기 체인(62)의 응답은 인터케리어 검출기(64)로 전달되는데, 이는 4.5 MHz의 반송파 주파수를 갖는 인터케리어 음향 중간 주파수 신호를 발생시키기 위해, NTSC 오디오 반송파를 헤테로다이닝 하는데 필요한, 강화된 반송파로서 변조된 NTSC 비디오 반송파를 사용한다. 상기 인터케리어 음향 중간 주파수 신호는, 인터케리어 음향 중간 주파수 증폭기(66)에 의해 증폭되는데, 4.5MHz의 중간 주파수 증폭기(66)는, 증폭된 인터케리어 음향 중간 주파수 신호를 인터케리어 진폭 검출기(68)측에 전달한다. 상기 진폭 검출기(68)의 응답은 평균값 회로(70)에서 짧은 구간에 걸쳐 평균값을 산출하고, 상기 평균값은 문턱 검출기(72)측으로 전달된다. 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 데이터 슬라이서(22)에서 수행된 데이터 슬라이싱에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 클 경우, 상기 문턱 검출기(72)의 문턱값은 초과된다. 상기 문턱 검출기(72)는 상기 제어기(28)가 문턱값의 초과 여부를 나타낼 수 있도록 지원한다.

도5는 포스트 코딩 콤 필터(26)내에 있는 멀티플렉서(261)가 우선적으로 수행되는 것을 나타내고 있다. 상기 3개의 입력 신호를 갖는 멀티플렉서(261)는 2개의 입력 신호를 갖는 멀티플렉서(2611,2612)와 비교하여 나타내었다. 상기 제어기(28)는 NTSC 동일 채널 간섭 검출기(예를 들면 44)에서 나온 출력 신호를 2개의 입력 신호를 갖는 멀티플렉서(2611)측에 제어 신호로 전달한다.

만일 상기 NTSC 동일 채널 간섭이, 상기 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 충분히 클 경우, 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출기 조건에서 나온 출력 신호 결과(1)는 멀티플렉서(2611)측에 전달되어 출력되고, 상기 멀티플렉서(2612)의 제 2 입력 포트에 전달되어 응용되고, 상기 제 2 선형 조합기(262)에서 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과는 멀티플렉서(2611)의 제 1 입력 포트로 전달된다. 만일 상기 NTSC 동일 채널 간섭이, 상기 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 충분히 클 경우, 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출기 조건에서 나온 출력 신호 결과(0)는, 중간 심볼 디코딩 결과를 출력하기 위해 멀티플렉서(2611)측에 전달되고, 상기 데이터 슬라이서(22)의 결과는 상기 멀티플렉서(2611)의 제 2 입력 포트로 전달된다. 이들 재생성된 중간 심볼 디코딩 결과는 멀티플렉서(2612)의 제 2 입력 포트로 전달된다.

도5, 도6, 도7 각각은 상기 제어기(28)내에 포함된 OR 게이트(281)를 나타내고 있다. 상기 OR 게이트(281)는, 영역 세그먼트 동기 검출기(181)가 "1"을 전달하여 그 응답으로 영역 동기 세그먼트가 검출될 때와, 상기 데이터 세그먼트 동기 검출기(182)가 "1"을 전달하여 그 응답으로 데이터 동기 코드가 검출될 때, "1"이 응답되도록 한다. 다른 모든 경우에, 상기 OR 게이트(281)는 "0"으로 응답한다.

도5에서, 상기 OR 게이트(281)의 응답은 멀티플렉서(2612)측에 제어 신호로 전달된다. 상기 멀티플렉서(2612)가 데이터 어셈블러(30)에 전달할 수 있는 최종 심볼 디코딩 결과와, 상기 멀티플렉서(2611)의 출력 신호를, 더 나은 심볼 디코딩 측정 결과값으로 하여, 상기 멀티플렉서(2612)의 제 2 입력 포트로 전달하여 출력할 수 있도록 하기 위해, 상기 OR 게이트(281)의 응답은 "0" 이 된다. 상기 멀티플렉서(2612)가 데이터 어셈블러(30)에 전달할 수 있는 최종 심볼 디코딩 결과와, 제어기(28)에 있는 메모리에서 추출된 이상적인 디코딩 결과들을 출력할 수 있도록 하기 위해, 상기 OR 게이트(281)의 응답은 "1"이 된다. 이에 대한 자세한 설명은 도8을 참조하여 하기로 한다.

도6은 포스트 코딩 콤 필터(26)의 또 다른 구조(260)를 나타내고 있다. 2개의 입력 신호를 갖는 두 멀티플렉서(2611,2612)와 비교되는 3개의 입력 신호를 갖는 멀티플렉서(261)는, 2개의 입력신호를 갖는 세 개의 멀티플렉서(26101,26102,26103)를 포함하고 있는 3개의 입력 신호를 갖는 멀티플렉서(2610)로 대체되었다.

도7은 상기 포스트 코딩 콤 필터(26)의 변형(2600)으로, 여기에서 2개의 입력 신호를 갖는 두 멀티플렉서(2611,2612)를 포함하고 있는 3개의 입력 신호를 갖는 멀티플렉서(261)는, 2개의 입력 신호를 갖는 두 멀티플렉서(261001,261002)를 포함하고 있는 3개의 입력 신호를 갖는 멀티플렉서(26100)로 대체되어, 상기 OR 게이트(281)와 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출기로부터 그들 각각의 제어 신호를 수신한다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(2600)는 상기 포스트 코딩 콤 필터(26, 260)와는 다소 다르게 동작한다. 상기 멀티플렉서(261001)는 상기 OR 게이트(281)의 응답이 "1"일 때, 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과를 이상적인 심볼 디코딩 결과로 대체한다. NTSC 동일 채널 간섭 검출기가, 상기 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 상기 데이터 슬라이싱에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 충분히 클 경우를 "1"로 표시할 때, 멀티플렉서(261002)는 수정된 포스트 코드 심볼 디코딩 결과를, 데이터 어셈블러(30)에 응용하기 위한 최종 심볼 디코딩 결과로 선택한다. NTSC 동일 채널 간섭 검출기가, 상기 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행된 상기 데이터 슬라이싱에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 충분히 클 경우를 "0"으로 표시할 때, 상기 멀티플렉서(261002)는, 데이터 어셈블러(30)에 응용하기 위해 상기 데이터 슬라이서(22)로부터 상기 중간 심볼 디코딩 결과를 최종 심볼 디코딩 결과로 선택한다. 이때 이들중 어떠한 중간 심볼 디코딩 결과도, 이상적인 심볼 디코딩 결과로 대체되지 않는다.

도8은 도5의 멀티플렉서(2612)를 보다 상세히 나타낸 것으로, 이상적인 심볼 디코딩 결과를 멀티플렉서(2612)에 인가하는데 필요한 회로를 나타내고 있다. 상기 멀티플렉서(2612)는, 멀티플렉서(2612)로부터 3 bit 광대역(wide) 출력 버스(80)를 선택적으로 읽어내기 위한 출력 버퍼 레지스터 ROM(74,76,78)으로 구성된다. 더 나아가 상기 멀티플렉서(2612)는 멀티플렉서(2611)의 3 bit 광대역 출력 신호를 선택적으로 출력 버스(80)로 전달하기 위해 3상 버퍼(82)를 구비하고 있다.

상기 멀티플렉서(2612)로 상기 이상적인 심볼 디코딩 결과를 전달하기 위한 회로는, ROM(74,76,78), 심볼 클럭 제너레이터(84), ROM(74,76,78)의 어드레스를 지정하기 위한 어드레스 카운터(86), 카운터(86)를 리셋하기 위한 잼(jam) 리셋 회로(88), ROM(74,76,78)이 독취 가능한 신호를 발생시키기 위한 어드레스 디코더(94,96,98), 3상 버퍼(82)를 제어하는 NOR 게이트(92)로 구성된다. 상기 어드레스 카운터(86)는 상기 심볼 클럭 제너레이터(84)에서의 심볼 디코딩율을 수신하여 입력 펄스를 카운트한다. 따라서, 하나의 데이터 프레임내에 있는 심볼 각각에 대한 어드레스를 연속적으로 부여한다. 이들 어드레스중에서 적합한 부분을 ROM(74,76,78)의 입력 어드레스로 취한다. 상기 잼 리셋 회로(88)는, 데이터 영역 동기 정보(F)와 데이터 세그먼트 동기 정보(S)를 도1,도3 또는 도4의 데이터 동기 검출 회로(18)에서 빠르게 복구되도록 적당한 값으로 리셋한다. 카운터(86)의 구성은, 보다 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹과, 덜 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹으로 구성하는 것이 바람직하다. 이러한 구성은 잼 리셋 회로(88)의 설계를 단순화하고, 어드레스 검출기(94,96,98)로 인가되는 입력 신호의 bit 폭을 줄이고, ROM(74,76,78)이 카운터(86)의 일부 어드레스로 용이하게 어드레스 되고, ROM 어드레싱의 bit 폭을 줄일 수 있다.

상기 ROM(74)은 기수 영역 동기 세그먼트에 대한 이상적인 심볼 디코딩 결과를 저장하고, 상기 어드레스 디코더(94)에서 "1"을 수신한 것에 대해 선택적으로 인에이블된다. 상기 ROM(74)은, 덜 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 의해 어드레스되고, 상기 어드레스 디코더(94)는, 보다 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더(94)는, 상기 어드레스 카운터(86)에 의해 전달되는 어드레스의 데이터 세그먼트 부분이, 기수 영역 동기 세그먼트의 어드레스와 일치할 경우에만 "1"이 된다.

상기 ROM(76)은 우수 영역 동기 세그먼트에 대한 이상적인 심볼 디코딩 결과를 저장하고, 상기 어드레스 디코더(96)에서 "1"을 수신한 것에 대해 선택적으로 인에이블된다. 상기 ROM(76)은, 덜 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 의해 어드레스되고, 상기 어드레스 디코더(96)는, 보다 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더(96)는, 상기 어드레스 카운터(86)에 의해 전달되는 어드레스의 데이터 세그먼트 부분이, 우수 영역 동기 세그먼트의 어드레스와 일치할 경우에만 "1"이 된다.

상기 ROM(78)은 각각의 동기 세그먼트 초기에서 시작 코드 그룹에 대한 이상적인 심볼 디코딩 결과를 저장하고, 상기 어드레스 디코더(98)로부터 "1"을 수신하여 읽어낸 값은 선택적으로 인에이블된다. 상기 ROM(78)은 카운터(86)출력의 2개의 무의미한 bit에 응답하고, 상기 어드레스 디코더(98)는, 덜 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더(98)는, 상기 어드레스 카운터(86)에 의해 전달되는 데이터 심볼/어드레스의 데이터 세그먼트 부분이, 시작 코드 그룹의 일부 어드레스와 일치할 경우에만 "1"이 된다.

상기 NOR 게이트(92)는, 3개의 입력 연결부분 각각의 한점에서, 어드레스 디코더(94,96,98)의 응답을 수신한다. 이상적인 심볼 디코딩 결과를 얻었을 때, 어드레스 디코더(94,96,98)중의 하나는 그의 출력 신호로 "1"을 전달하고, 상기 NOR 게이트(92)가 3상 데이터 버퍼(82)에 "0"으로 응답하기 위한 조건이 형성된다. 이 조건에서, 상기 3상 데이터 버퍼(82)는 상기 데이터 버스(80)측에 높은 전원의 임피던스를 부과하여 멀티플렉서(2611)의 신호가 상기 3 bit 광대역 데이터 버스(80)에 전달되지 못하고, 멀티플렉서(2612)의 신호가 전달된다. 예측 불가능한 이상적 심볼 디코딩 결과에 대한 데이터 세그먼트 부분에서, 상기 어드레스 디코더(94,96,98)중 어느 것도 출력 신호로 "1"을 전달하지 않고, 상기 NOR 게이트(92)는 상기 3상 데이터 버퍼(82)에 "1"로 응답하기 위한 조건이 형성된다. 이 조건에서, 상기 3상 데이터 버퍼(82)는 상기 데이터 버스(80)측에 낮은 전원의 임피던스를 부과하여 멀티플렉서(2611)와 멀티플렉서(2612)의 신호가 상기 3 bit 광대역 데이터 버스(80)에 전달된다.

도8은 멀티플렉서(2612)에 인가되는 이상적인 심볼 디코딩 결과를 생성하기 위한 회로로, 도6과 도7의 구성에서 사용되는 디지털 회로 설계 분야에서 용이하게 적용되는 기술이다.

도9는 120종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와, 126종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1, 도3, 도4의, 디지털 TV 신호 수신기 블록 구성의 일부분을 상세히 나타내고 있다. 감산기(1202)는 NTSC 제거 콤 필터(120)내에서 제 1 선형 조합기로 작용하고, 모듈로-8 가산기(1262)는 포스트 코딩 콤 필터(126)내에서 제 2 선형 조합기로 작용한다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(120)는 제 1 지연 장치(1201)를 사용하여 12개 심볼 구간의 지연을 나타내고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(126)는 제 2 지연 장치(1263)를 사용하여 12개 심볼 구간의 지연을 나타낸다. 각각의 상기 지연 장치(1201, 1263)에 의해 나타나는 12 심볼 지연은, 아날로그 TV 의 수평 주사 주파수(f_H)의 59.75 배 일 때의 아날로그 TV 비디오 반송파 결과의 한 사이클 지연에 가깝다. 상기 12 심볼 지연은 f_H의 287.75 배일 때, 아날로그 TV 색차 부반송파 결과의 5 사이클에 가깝다. 상기 12 심볼 지연은 f_H의 345.75 배일 때, 아날로그 TV 색차 부반송파 결과의 6 사이클에 가깝다. 이것은 상기 오디오 반송파, 비디오 반송파, 주파수에 대한, 감산기(1202)의 차등적으로 조합된 응답이, 동일 채널 간섭을 차단하려고 하는 상기 제 1 지연 장치(1201)에 의해 차등적으로 지연된 색채 부반송파에 가깝기 때문이다. 그러나, 끝부분이 수평 주사선을 교차하는 곳에 있는 비디오 신호의 일부분에서, 수평 공간 방향으로 있는 거리에서 아날로그 TV 비디오 신호의 상관 관계 정도는 매우 낮다.

멀티플렉서(261)의 1261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 대부분의 경우, 즉 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 결정될 때 제 2상태에 있게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 결정되는 대부분의 경우에는 제 3상태에 있게 된다. 상기 멀티플렉서(1261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(1262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백되고, 상기 지연 장치(1263)에서 12개의 심볼 구간으로 지연되어 가산기(1262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 12개의 모든 심볼 구간에 서 오류가 반복된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(126)로부터 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 전체가 영역 동기를 포함하는 동안만큼, 상기 멀티플렉서(1261)가 각각의 데이터 세그먼트의 초기에 4개의 심볼 구간에 대한 제 1 상태에 놓일 때 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(1261)는 제어기(28)에 있는 메모리로부터 전달된 출력 신호 이상 심볼 디코딩 결과를 재생성한다. 이상 심볼 디코딩 결과를 멀티플렉서(1261)의 출력 신호로 유도하면 주행 오류가 정지한다. 4+69(12) 심볼/데이터 세그먼트가 있기 때문에 상기 이상심볼 디코딩 결과는 각 데이터 세그먼트의 위상에서 4개의 심볼 구간을 슬립백하여, 3개의 데이터 세그먼트보다 오래 남게 되는 주행 오류는 없게 된다.

도10은 220종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와, 226종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1, 도3, 도4의, 디지털 TV 신호 수신기의 일부분에 대한 블록 구성을 상세히 나타내고 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(220)는 제 1 지연 장치(2201)를 사용하여 6개 심볼 구간의 지연을 나타내고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(226)는 제 2 지연 장치(2263)를 사용하여 6개 심볼 구간의 지연을 나타낸다. 각각의 상기 지연 장치(2201, 2263)에 의해 나타나는 6 심볼 지연은, 아날로그 TV의 수평 주사 주파수(f_H)의 59.75 배 일 때의 아날로그 TV 비디오 반송파 결과의 0.5 사이클 지연에 가깝고, f_H의 287.75 배일 때, 아날로그 TV 색차 부반송파 결과의 2.5 사이클에 가깝고, f_H의 345.75 배일 때, 아날로그 오디오 반송파 결과의 3 사이클에 가깝다. 가산기(2202)는 NTSC 제거 콤 필터(220)내에서 제 1 선형 조합기로 작용하고, 모듈로-8 감산기(2262)는 포스트 코딩 콤 필터(226)내에서 제 2 선형 조합기로 작용한다. 상기 지연 장치(2201,2263)에 의해 나타난 상기 지연은, 상기 지연 장치(1201,1263)에 나타난 지연보다 짧기 때문에, 아날로그TV 반송파 주파수로부터 변환된 0에 가까운 주파수라 할지라도 협대역이 되고, 감산기(1202)에 의해 차등적으로 조합된 신호에서의 좋은 상관관계보다, 가산기(2202)에 의해 추가적으로 조합된 신호에서의 반 상관관계가 보다 낫다. 음향 반송파 차단은 상기 NTSC 제거 콤 필터(120) 응답에서보다 상기 NTSC 제거 콤 필터(220)에서 더 미약하다. 그러나, 만일 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 음향 반송파가 표면 음향 필터링 또는 중간 주파수 증폭기 체인(12)에 있는 음향 트랩에서 차단되면, 콤 필터(220)의 적은 소리 제거은 문제되지 않는다. 도9의 NTSC 제거 콤 필터(120)보다는 도10의 NTSC 제거 콤 필터(220)를 사용하는 동안, 동기 팁에 대한 응답이 제거된다. 따라서, 트렐리스 디코딩과 리드-솔로몬 코딩에서의 오류 수정 강화는 실질적으로 감소 추세에 있다.

멀티플렉서(261)의 2261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 대부분의 경우, 즉 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 결정될 때 제 2상태에 있게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 결정되는 대부분의 경우에는 제 3상태에 있게 된다. 상기 멀티플렉서(2261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(2262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백되고, 상기 지연 장치(2263)에서 6개의 심볼 구간으로 지연되어 가산기(2262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 6개의 모든 심볼 구간에서 오류가 반복된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(226)로부터 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 전체가 영역 동기를 포함하는 동안만큼, 상기 멀티플렉서(2261)가 각각의 데이터 세그먼트의 초기에 4개의 심볼 구간에 대한 제 1 상태에 놓일 때 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(2261)는 제어기(28)에 있는 메모리로부터 전달된 출력 신호 이상 심볼 디코딩 결과를 재생성한다. 이상 심볼 디코딩 결과를 멀티플렉서(2261)의 출력 신호로 유도하면 주행 오류가 정지한다. 4+138(6) 심볼/데이터 세그먼트가 있기 때문에 상기 이상심볼 디코딩 결과는 각 데이터 세그먼트의 위상에서 4개의 심볼 구간을 슬립백하여, 2개의 데이터 세그먼트보다 오래 남게 되는 주행 오류는 없게 된다. 상기 주행 오류가 보다 빈번하게 반복되어 상기 12개의 삽입된 트렐리스 코드에 이중으로 영향을 미친다 해도, 실질적으로 상기 포스트 코딩 콤 필터(226)에 포함된 주행 오류의 주기가 지속될 가능성은, 상기 포스트 코딩 콤 필터(126)의 경우보다 적다.

도11은 320종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와 326종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1, 도3, 또는 도4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)는 1368 심볼 구간의 지연을 나타내는 제 1 지연 장치(3201)를 사용하는데, 실질적으로 이것의 지연은 아날로그 TV 신호의 두 수평 주사선의 구간과 동일하고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(326)는 제 2 지연 장치(3263)를 사용하여 지연을 나타낸다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)에 포함된 제 1 선형 조합기는 감산기(3202)가 되고, 상기 포스트 코딩 콤 필터(326)에 포함된 제 2 선형 조합기는 모듈로-8 가산기(3262)가 된다.

상기 멀티플렉서(261)의 3261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 이때 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 2상태에 놓이게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 3상태에 놓이게 된다. 상기 DTV 수신기는 가급적, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에서 교차되는 주사선간의 변화를 검출하기 위한 회로를 구비하고 있어, 상기 제어기(28)는 이와 같은 조건하에서 상기 멀티플렉서(3261)가 제 3의 상태에 놓이게 되는 것을 보류시킨다.

상기 멀티플렉서(3261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(3262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백되고, 상기 지연 장치(3263)에서 1368개의 심볼 구간으로 지연되어 가산기(3262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 1368개의 모든 심볼 구간에 서 오류가 반복된다. 이 심볼 코드의 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 길기 때문에, 단일 주행 오류는 리드-솔로몬 디코딩이 진행되는 동안 쉽게 수정된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(326)에서 나온 상기 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 초기에 있는 4개의 심볼 구간과 마찬가지로, 각각의 데이터 세그먼트가 포함하는 영역 동기의 전체 구간에 걸쳐, 상기 멀티플렉서(3261)가 제 1상태에 놓임으로써 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(3261)는 상기 제어기(28)의 메모리로부터 전달받은 이상 심볼 디코딩 결과를 출력 신호로 재생성한다. 이상 심볼 디코딩 결과를 멀티플렉서(3261)의 출력 신호로 하여 오류 주행을 중단시킨다. NTSC 비디오 영역의 16.67 x10^-6초 기간은 DTV 데이터 영역의 24.19 x10^-6초 기간에 대해 위상 편차를 나타내어, 영역 동기를 포함하는 상기 DTV 데이터 세그먼트는 결국 NTSC 프레임 화상 전체를 주사한다. 각각 684개의 심볼 구간을 갖는 NTSC 프레임 화상에는 525개의 라인이 있어 총 359,100개의 심볼 구간을 갖게 된다. 이것은 영역 동기를 포함하고 있는 DTV 데이터 세그먼트에 포함된 832개 심볼 구간의 432배보다 다소 적은 것으로, 한가지 유추되는 사실은, 주행 오류의 지속기간이 432 보다 길게 되면, DTV 데이터 세그먼트가 영역 동기를 포함하고 있는 동안, 상기 멀티플렉서(3261)가 이상 심볼 디코딩을 출력하여 데이터 영역이 소실되게 된다. 또한, 이상 심볼 디코딩 결과를 이용하는 시작 코드 그룹에 관한 데이터 세그먼트와, NTSC 비디오 주사선간에 위상 편차가 생긴다. 코드 시작 그룹에 포함된 4개 심볼 구간의 89,775배에 해당하는 359,100개의 심볼 구간이 측정되는데, 이는 89,775개의 연속 데이터 세그먼트에 대해 주사된 값이다. DTV 데이터 영역/313 개의 데이터 세그먼트에서 유추되는 한가지 사실은, 주행 오류의 지속기간이 287 보다 길게 되면, 코드 시작 그룹이 진행되는 동안, 상기 멀티플렉서(3261)가 이상 심볼 디코딩을 출력하여 데이터 영역이 소실되게 된다. 상기 2가지 주행 오류 방지법은 각각 독립적이기 때문에, 오류의 주행 기간이 200 또는 데이터 영역보다 길어질 가능성은 희박하다. 여기에 덧붙여, 만일 주행 오류가 순환될 때 NTSC 동일 채널 간섭 정도가 낮아지면, 상기 멀티플렉서(3261)가 출력 신호로 상기 데이터 슬라이서(22)의 응답을 재생성하는 조건이 형성되어, 상기 오류는 다른 방법을 사용하는 경우보다 빨리 수정될 수 있다.

도11은 NTSC 제거 콤 필터(32)가, 아날로그 TV 수직 동기 펄스에 대한 응답에서 파생된 많은 양의 복조 결과를 차단하여 펄스를 등화시키는 것과 마찬가지로, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 대한 응답에서 파생된 복조 결과를 차단하는 일실시예를 나타내고 있다.

이들 결과들은 많은 양의 에너지를 갖고 있는 동일 채널 간섭이다. 2개의 주사선 주기에 걸쳐 아날로그 TV 신호의 비디오 내용에 포함된 주사선과 주사선 의 차이가 있는 부분을 제외하고, 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)는 비디오 내용과 무관한 색상을 차단한다. 상기 심볼 동기와 등화 회로(16)에 포함된 트래킹 콤 필터에서 차단되지 않은 경우, 상기 아날로그TV 신호의 FM 오디오 반송파는 차단된다. 대부분의 아날로그 TV 색상 버스트(burst) 결과도 상기 NTSC 제거 콤 필터(320) 응답에서 차단된다. 더 나아가, 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)에 의한 필터링은, 트렐리스 디코딩 절차에서 이루어지는 상기 NTSC 간섭 제거에 대해 직각을 이룬다.

도12는 420종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와 426종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1, 도3, 또는 도4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)는 179,208 심볼 구간의 지연을 나타내는 제 1 지연 장치(4201)를 사용하는데, 실질적으로 이것의 지연은 아날로그 TV 신호의 262 수평 주사선의 주기와 동일하고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(426)는 제 2 지연 장치(4261)를 사용하여 지연을 나타낸다. 감산기(4202)는 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)에서 포함된 제 1 선형 조합기로 작용하고, 모듈로-8 가산기(4262)는 상기 포스트 코딩 콤 필터(426)에 포함된 제 2 선형 조합기로 작용한다.

상기 멀티플렉서(261)의 4261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 이때 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 2상태에 놓이게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 3상태에 놓이게 된다. 상기 DTV 수신기는 가급적, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에 포함된 영역과 영역간의 변화를 검출하기 위한 회로를 구비하고 있어, 상기 제어기(28)는 이와 같은 조건하에서 상기 멀티플렉서(4261)가 제 3의 상태에 놓이게 되는 것을 보류시킨다.

상기 멀티플렉서(4261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(4262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백되고, 상기 지연 장치(4263)에서 179,208개의 심볼 구간으로 지연되어 가산기(4262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 179,208개의 모든 심볼 구간에서 오류가 반복된다. 이 심볼 코드의 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 길기 때문에, 단일 주행 오류는 리드-솔로몬 디코딩이 진행되는 동안 쉽게 수정된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(426)에서 나온 상기 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 초기에 있는 4개의 심볼 구간과 마찬가지로, 각각의 데이터 세그먼트가 포함하는 영역 동기의 전체 구간에 걸쳐, 상기 멀티플렉서(4261)가 제 1상태에 놓임으로써 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(4261)는 상기 제어기(28)의 메모리로부터 전달받은 이상 심볼 디코딩 결과를 출력 신호로 재생성한다. 이상 심볼 디코딩 결과를 멀티플렉서(4261)의 출력 신호로 하여 오류 주행을 중단시킨다. 상기 멀티플렉서(4261)의 출력 신호에 포함된 주행 오류를 제거하기 위해 요구되는 데이터 영역의 최고값은, 실질적으로 상기 멀티플렉서(3261)에 포함된 주행 오류를 제거하기 위해 요구되는 값과 동일하다. 그러나 이 주기내에서 반복되는 오류의 횟수는 요소 131에 의해 낮아진다.

도12의 NTSC 제거 콤 필터(420)가, 아날로그 TV 수평 동기 펄스응답에서 파생되는 모든 복조 결과를 차단하는 것과 마찬가지로, 아날로그 TV 수직 동기 펄스응답에서 파생된 대부분의 복조 결과를 차단하는 일실시예를 나타내고 있다. 이들 결과들은 높은 에너지를 갖는 동일 채널 간섭이다. 또한, 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)는, 영역간 또는 라인간의 변화가 아닌, 아날로그 TV 신호의 비디오 내용에서 발생하는 결과를 차단하여, 그들 수평 공간 주파수 또는 색채와 무관한 정지 패턴을 제거한다. 또한 아날로그 TV 컬러 버스트 대부분의 결과는 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)의 응답에서 차단된다.

도13은 520종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와 526종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1, 도3, 또는 도4의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(520)는 718,200 심볼 구간의 지연을 나타내는 제 1 지연 장치(5201)를 사용하는데, 실질적으로 이것의 지연은 아날로그 TV 신호의 2 프레임 주기와 동일하고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(526)는 제 2 지연 장치(5261)를 사용하여 지연을 나타낸다. 감산기(5202)는 상기 NTSC 제거 콤 필터(520)에서 포함된 제 1 선형 조합기로 작용하고, 모듈로-8 감산기(5262)는 상기 포스트 코딩 콤 필터(526)에 포함된 제 2 선형 조합기로 작용한다.

상기 멀티플렉서(261)의 5261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 이때 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 2상태에 놓이게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 3상태에 놓이게 된다. 상기 DTV 수신기는 가급적, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에 포함된 교차 프레임간의 변화를 검출하기 위한 회로를 구비하고 있어, 상기 제어기(28)는 이와 같은 조건하에서 상기 멀티플렉서(5261)가 제 3의 상태에 놓이게 되는 것을 보류시킨다.

상기 멀티플렉서(5261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(5262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백되고, 상기 지연 장치(5263)에서 718,200개의 심볼 구간으로 지연되어 가산기(5262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 718,200개의 모든 심볼 구간에서 오류가 반복된다. 이 심볼 코드의 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 길기 때문에, 단일 주행 오류는 리드-솔로몬 디코딩이 진행되는 동안 쉽게 수정된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(526)에서 나온 상기 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 초기에 있는 4개의 심볼 구간과 마찬가지로, 각각의 데이터 세그먼트가 포함하는 영역 동기의 전체 구간에 걸쳐, 상기 멀티플렉서(5261)가 제 1상태에 놓임으로써 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(5261)는 상기 제어기(28)의 메모리로부터 전달받은 이상 심볼 디코딩 결과를 출력 신호로 출력한다. 이상 심볼 디코딩 결과를 멀티플렉서(5261)의 출력 신호로 하여 오류 주행을 중단시킨다. 상기 멀티플렉서(5261)의 출력 신호에 포함된 주행 오류를 제거하기 위해 요구되는 데이터 영역의 최고값은, 실질적으로 상기 멀티플렉서(3261)에 포함된 주행 오류를 제거하기 위해 요구되는 값과 동일하다. 그러나 이 주기내에서 반복되는 오류의 횟수는 요소 525에 의해 낮아진다.

도13의 NTSC 제거 콤 필터(520)가, 아날로그 TV 수평 동기 펄스응답에서 파생되는 모든 복조 결과를 차단하는 것과 마찬가지로, 아날로그 TV 수직 동기 펄스응답에서 파생된 모든 복조 결과를 차단하는 일실시예를 나타내고 있다. 이들 결과들은 높은 에너지를 갖는 동일 채널 간섭이다. 또한, 상기 NTSC 제거 콤 필터(520)는, 2 프레임에 걸친 변화가 아닌, 아날로그 TV 신호의 비디오 내용에서 발생하는 결과를 차단하여, 그들 공간 주파수 또는 색채와 무관한 정지 패턴을 제거한다. 또한 아날로그 TV 컬러 버스트의 모든 결과는 상기 NTSC 제거 콤 필터(520)의 응답에서 차단된다.

TV 시스템 설계 분야에 종사하는 사람이라면, 다른 유형의 NTSC 제거 콤 필터 설계에 활용될 수 있는 아날로그 신호에서의, 도9와 도13에 나타난, 상관 관계와 반-상관관계의 다른 특성을 알 수 있을 것이다. 상기 종속된 2개의 NTSC 제거 콤 필터 사용은 이미 공지된 것으로, 2N 레벨의 기저 대역 신호를 (8N-1)데이터 레벨로 상승시켰다. 이와 같은 필터는 심볼 디코딩을 갖는 랜덤한 노이즈 간섭에 대한 신호 : 잡음비를 제한해야 하는 결점에도 불구하고, 특히 악성 동일채널 간섭문제 해결이 절실히 요구되고 있다.

도14는 앞서 기술한대로, 선행 기술에 따라 각각의 우수 레벨 데이터 슬라이서를 사용하는, 병렬로 된 다수개의 심볼 디코더의 동작과 같이, 변형된 디지털 TV 신호 수신기를 나타내고 있다. 이때 NTSC 제거 콤 필터의 다른 유형은, NTSC 제거 콤 필터에 앞서 발표된 프리코딩을 보상하는 각각의 포스트 코딩 콤 필터이다. 우수 레벨 데이터 슬라이서(A24)는, 제 1 유형의 NTSC 제거 콤 필터(A20) 응답을, 제 1 유형의 포스트 코딩 콤 필터(A26)에 적용하기 위해 프리코드된 심볼 디코딩 결과로 변환시킨다. 우수 레벨 데이터 슬라이서(B24)는, 제 2 유형의 NTSC 제거 콤 필터(B20) 응답을, 제 2 유형의 포스트 코딩 콤 필터(B26)에 적용하기 위해 프리코드된 심볼 디코딩 결과로 변환시킨다. 우수 레벨 데이터 슬라이서(C24)는, 제 3 유형의 NTSC 제거 콤 필터(C20) 응답을, 제 3 유형의 포스트 코딩 콤 필터(C26)에 적용하기 위해 프리코드된 심볼 디코딩 결과로 변환시킨다. 상기 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)는 중간 심볼 디코딩 결과를 상기 포스트 코딩 콤 필터(A26, B26, C26)측으로 전달한다. 도14의 구성요소 번호앞에 붙여진 A,B,C는 도9 ~ 도13에서 적용하고 있는 수신기 일부 각각에 대응하는 1,2,3,4,5를 구별하여 붙인 것이다.

도14의 심볼 디코딩 선택 회로(90)는 수정된 심볼 디코딩의 최적값을 상기 트렐리스 디코딩 회로(34)에 적용하고, 상기 데이터 슬라이서(22)로부터 수신된 중간 심볼 디코딩 결과에서 선택하여, 포스트 코딩 콤 필터(A26, B26, C26)로부터 수신된 다양한 포스트 코드된 심볼 코딩 결과를 나타내고 있다. 상기 심볼 디코딩 결과의 최적값은 상기 포스트 코딩 필터(A26, B26, C26)에서 합산처리하여 수정하는데 사용된다.

도15는 도15A와 도15B로 나뉘어, 심볼 디코딩 선택 회로(90)의 수행 과정을 보다 상세히 나타내고 있다. 도15A는 데이터 동기 구간에서 심볼 디코딩 선택 회로(90)의 3bit 광대역 출력 데이터 버스(800)까지 상기 심볼 디코딩 결과를 적용하여 생성하는 회로를 상세히 나타내고 있다. 도15A 회로는 도8에서 설명된 회로와 유사하다.

도15B는 상기 중간 심볼 디코딩 결과와 상기 다양한 프리코드된 심볼 디코딩 결과중에서 선택하기 위한 심볼 디코딩 선택 회로(90)를 상세히 나타내는 것으로, 데이터 동기 구간의 주기에서 최종 심볼 디코딩 결과를 생성한다. DTV 신호에서 NTSC 동일 채널 간섭을 제거하는 상기 NTSC 제거 콤 필터(A20, B20, C20)의 효과는, DTV 신호 결과에서 기저대역으로 전송되어 분리된 NTSC 동일 채널 간섭의 에너지가, NTSC 제거 콤 필터(A100, B100, C100)와 어떻게 연관되는지를 살펴봄으로써 해결된다. DTV 신호에서 NTSC 동일 채널 간섭을 분리시키는 것은 앞의 도3에서 살펴보았다. 상기 저역 필터(54)는 기저대역의 비디오에 응답하는데, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에서 동시에 검출되는 기저대역의 비디오는 NTSC 제거 콤 필터(A100, B100, C100)의 입력 신호로 전달된다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(A100)는, 상기 필터(A20, A100)중 하나는 가산기가 되고 다른 하나는 감산기가 되어 선형 조합기로 사용되는 상기 제 1 유형의 NTSC 제거 콤 필터(A20)와는 구별된다. 그 이유는, 상기 필터(A100)는 기저대역 비디오로 전달되지만, 상기 DTV 신호에 포함되어 상기 필터(A20)로 전달되는 NTSC 비디오 반송파 결과는 기저대역의 비디오 반송파가 아니기 때문이다. 이와 유사하게, 상기 NTSC 제거 콤 필터(B100)는 선형 조합기로 사용되는 제 2 유형의 NTSC 제거 콤 필터(B20)와 구별되고, 상기 NTSC 제거 콤 필터(C100)는 선형 조합기로 사용되는 제 3 유형의 NTSC 제거 콤 필터(C20)와 구별된다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(A100, B100, C100)의 응답은 각각의 제곱기(A102, B102, C102)에서 제곱되어, 이들 응답의 에너지를 결정한다. 상기 저역 필터(54)의 응답은 제곱기(104)에 의해 제곱되어 에너지를 결정한다.

도15B는 도8을 변형한 것으로, 상기 멀티플렉서(2611)와 상기 3상 데이터 버퍼(82)를 4개의 3상 데이터 버퍼(082, A83, B82, C82)로 대체하였다. 상기 3상 데이터 버퍼(082)는, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 중간 심볼 디코딩 결과를 선택하여 상기 심볼 디코딩 선택 회로(90)의 3bit 광대역 출력 데이터 버스(800)로 전달하는데 사용된다. 상기 3개의 3상 데이터 버퍼(A82, B82, C82)는 상기 각각의 포스트 코딩 콤 필터(A26, B26, C26)에서 나온 상기 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과를 선택하여 상기 데이터 버스(800)로 전달하는데 사용된다.

실질적으로 상기 NTSC 제거 콤 필터(A100, B100, C100)의 응답이 상기 저역 필터(54)의 응답 에너지보다 적은지의 여부를 결정하여, 상기 3상 데이터 버퍼(082)보다는 상기 3개의 3상 데이터 버퍼(A82, B82, C82)중의 하나를 결정하는 것이, 상기 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이 될 때, 낮은 전원을 제공할 수 있는 조건이 된다. 이와 같은 결정이 이루어지면, 상기 NTSC 제거 콤 필터(A100, B100, C100)의 응답은 그곳에 남아 있는 최소한의 갖게 되어, 상기 3개의 3상 데이터 버퍼(082, A82, B82, C82)는 상기 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이 될 때, 낮은 전원의 임피던스를 제공하는 조건을 형성한다. 향후 목표는, 제곱기(104, A102)의 응답을 비교기(106)와 비교하고, 제곱기(104, B102)의 응답을 비교기(108)와 비교하고, 제곱기(104, C102)의 응답을 비교기(110)와 비교하고, 제곱기(A10, B102)의 응답을 비교기(112)와 비교하고, 제곱기(A102, C102)의 응답을 비교기(114)와 비교하고, 제곱기(B102, C102)의 응답을 비교기(112)와 비교하는 것이다.

3개의 입력을 갖는 NOR 게이트(118)는 상기 비교기(106, 108, 110)의 어느 것에도 응답하지 않는데, 상기 비교기는 제곱기(104)의 응답이 "1"의 출력 신호를 나타내기 위해 상기 제곱기(A102, B102, C102)의 응답을 초과하는지를 나타낸다. 그렇지 않으면, 상기 NOR 게이트(118)의 출력 신호는 "0"이 된다. 2개의 입력을 갖는 AND 게이트(120)는, 응답 "1"을 전달하는데, 이것은 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이고 동시에 상기 NOR 게이트(118)의 응답이 "1"일 경우에만, 상기 3상 데이터 버퍼(082)가 낮은 전원의 임피던스를 제공하는 조건을 나타내는 것이다.

3개의 입력을 갖는 AND 게이트(122)는 상기 비교기(106)의 출력이 "1"일 때 "1"의 출력 신호 응답을 하는데, 이는 제곱기(A102)가 제곱기(104)보다 적은 에너지를 갖고 있음을 의미하고, 동시에 상기 비교기(112, 114) 모두의 상보 출력은 "1"이 되어, 제곱기(104)의 응답은 제곱기(B102, C102)보다 적은 에너지를 갖고 있음을 나타낸다. 그렇지 않으면, 상기 AND 게이트(122)의 출력 신호는 "0"이 된다. 2개의 입력을 갖는 AND 게이트(124)는, 응답 "1"을 전달하는데, 이것은 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이고 동시에 상기 AND 게이트(122)의 응답이 "1"일 경우에만, 상기 3상 데이터 버퍼(A82)가 낮은 전원의 임피던스를 제공하는 조건을 나타내는 것이다.

3개의 입력을 갖는 AND 게이트(126)는 상기 비교기(116)의 상보 출력이 "1"일 때, "1"의 출력 신호로 응답하는데, 이는 상기 제곱기(B102)의 응답이 상기 제곱기(C102) 응답의 에너지보다 많지 않고, 동시에 상기 비교기(108, 112)의 출력 모두 "1"이 됨을 나타내고, 제곱기(B102)의 응답이 상기 제곱기(104, A102) 응답의 에너지보다 많지 않음을 나타낸다. 그렇지 않으면, 상기 AND 게이트(126)의 출력 신호는 "0"이 된다. 2개의 입력을 갖는 AND 게이트(128)는, 응답 "1"을 전달하는데, 이것은 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이고 동시에 상기 AND 게이트(126)의 응답이 "1"일 경우에만, 상기 3상 데이터 버퍼(B82)가 낮은 전원의 임피던스를 제공하는 조건을 나타내는 것이다.

3개의 입력을 갖는 AND 게이트(130)는 상기 비교기(110,114,116)의 출력이 모두 "1"일 때, "1"의 출력 신호로 응답하는데, 이는 상기 제곱기(C102)의 응답이 상기 제곱기(104, A102, B102) 응답의 에너지보다 많지 않음을 나타낸다. 그렇지 않으면, 상기 AND 게이트(130)의 출력 신호는 "0"이 된다. 2개의 입력을 갖는 AND 게이트(132)는, 응답 "1"을 전달하는데, 이것은 NOR 게이트(92)의 응답이 "1"이고 동시에 상기 AND 게이트(130)의 응답이 "1"일 경우에만, 상기 3상 데이터 버퍼(C82)가 낮은 전원의 임피던스를 제공하는 조건을 나타내는 것이다.

다시 도14를 살펴보면, 상기 NTSC 제거 콤 필터(A20)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(A26)회로는 도13의 NTSC 제거 콤 필터(520)와 포스트 코딩 콤 필터(526)를 개선한 형태다. 따라서 이것은 718,200개의 심볼이 각각의 2-비디오 프레임 지연 장치(5201, 5263)에 저장되어야 하기 때문에, 비용측면에서 메모리를 고려해야 한다. 그러나 상기 2-비디오 프레임 지연 장치(5201)의 기억장소는 도15의 동일 채널 간섭 검출기(A44)에 요구되는 기억장소를 할당하고 있다. 게다가, 도15의 또 다른 동일 채널 간섭 검출기에서의 짧은 구간을 지연하는 지연장치(4201, 3201, 2201, 1201)를 실행할 때에도 동일한 메모리를 사용하고 있다. 또한 상기 2-비디오 프레임 지연 장치(5263)는 지연 장치(4263, 3263, 2263, 1263)에 필요한 기억 장소를 할당한다.

아날로그 TV 동기 펄스, 등화 펄스, 컬러 버스트의 응답에서 발생하는 높은 에너지를 갖는 복조 결과는 모두, 상기 NTSC 제거 콤 필터(A20)가 부가적으로 교번 비디오 프레임을 조합할 때 차단된다. 또한 두 개의 프레임에 걸쳐 변환되지 않은, 상기 아날로그 TV 신호의 비디오 내용에서 파생된 결과는 차단되어 그들의 공간 주파수 또는 컬러와 무관한 정지 패턴을 제거한다. NTSC 제거 콤 필터(A20)가 교번 비디오 프레임을 조합할 때, 상기 NTSC 제거 콤 필터(A100)는 이들 교번 비디오 프레임과, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에 포함된 교번 프레임간의 변화를 검출하는 검출기를 지원하는 상기 제곱기(A102)를 차등적으로 조합한다.

우선적으로 고려되어야 할 복조 결과 차단의 문제는, 상기 아날로그 TV 신호 화상내의 특정 픽셀 지점에서 프레임과 프레임간의 차이로 발생하는 이들 복조 결과들이다. 이들 복조 결과는 내부적 프레임 필터링 방법으로 차단될 수 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(B20)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(B26) 회로는 수평 방향의 상관관계에 종속된 나머지 복조 결과를 차단하기 위해 선택되고, 상기 NTSC 제거 콤 필터(C20)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(C26) 회로는 수직 방향의 상관관계에 종속된 나머지 복조 결과를 차단하기 위해 선택된다. 이와 같은 설계가 어떻게 더 나은 수행을 하는지 살펴보기로 한다.

만일 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 음향 반송파가, 상기 중간 주파수 증폭기 체인(12)에서, 표면 음향파 필터링 또는 음향 트랩에 의해 차단되지 않으면, 상기 NTSC 제거 콤 필터(B20)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(B26) 회로는, 이와 같은 유형의 도9의 상기 NTSC 제거 콤 필터(120)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(126) 회로를 선택하게 된다. 만일 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 음향 반송파가, 상기 중간 주파수 증폭기 체인(12)에서, 표면 음향파 필터링 또는 음향 트랩에 의해 차단되면, 상기 NTSC 제거 콤 필터(B20)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(B26) 회로는, 이와 같은 유형의 도 9의 상기 NTSC 제거 콤 필터(220)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(226) 회로를 선택하게 된다. 그 이유는 서로 떨어져 있는 6개의 심볼 구간을 갖는 비디오 구성요소간의 반-상관관계가, 서로 떨어져 있는 12개의 심볼 구간을 갖는 비디오 구성요소간의 상관관계보다 더 낫기 때문이다.

상기 동일한 영역에서 시간적으로 근접한 주사선을 선택할지, 아니면 상기 NTSC 제거 콤 필터(C20)에 포함된 현재의 주사선으로 조합된 상기 영역에 있는 공간적으로 근접한 주사선을 선택할 것인지의 두가지 중, 한가지만이 선택되어야 하기 때문에 상기 NTSC 제거 콤 필터(C20)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(C26)회로에 대한 최상의 선택은 보다 간단해진다. 일반적으로, 영역간의 점프 커트는 상기 콤 필터(C20)에 의한 NTSC 제거을 적게 하기 때문에, 동일 영역에서 시간적으로 근접한 주사선을 선택하는 것이 더 낫다. 이와 같은 선택으로, 상기 NTSC 제거 콤 필터(C20)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(C26) 회로는 도11의 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(326) 회로와 같은 유형이다. NTSC 제거 콤 필터(C20)가 부가적으로 비디오의 교번 주사선을 조합할 때, 상기 NTSC 제거 콤 필터(C100)는 이들 비디오의 교번 주사선과, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에 포함된 교번 주사선간의 변화를 검출하기 위한 검출기를 지원하는 제곱기(C102)를 조합한다.

또 다른 선택의, 상기 NTSC 제거 콤 필터(C20)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(C26) 회로는 도12의 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)와 상기 포스트 코딩 콤 필터(426) 회로와 같은 유형이다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(C100)와 상기 제곱기(C102)는 상기 NTSC 동일 채널 간섭에 포함된 영역간의 변화를 검출하기 위한 검출기를 지원한다.

도14의 디지털 수신기 장치는 본 발명의 추가 병렬 데이터 슬라이싱 동작에 사용하기 위해 변형된 것으로, 각각에 대한 수행은 각각의 NTSC 제거 콤 필터, 우수 레벨 데이터 슬라이서, 포스트 코딩 콤 필터를 종속적으로 연결하여 수행한다. 도14에 2개의 추가 병렬 데이터 슬라이싱 동작을 나타낸 반면에, 병렬 데이터 슬라이싱 동작의 변형은, 수정된 심볼 디코딩 결과의 측정을 지속적으로 최적화시킨다.

상기 트렐리스 디코더 회로(34)는 복제되어 다양한 심볼 디코딩 해결의 관련 성과와 심볼 디코딩 결과를 비교하여 측정을 최적화할 수 있다. 그러나 이에 대한 것은 디지털 하드웨어에 대한 더 많은 고려를 필요로 한다.

본 발명의 실시예를 통해 상술한 바와 같이, 상기 심볼 디코딩 선택 회로(90)는, 상기 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)로부터 전달된 심볼 코드의 폴링에 대한 선택 회로와, 제 1 유형의 포스트 코딩 콤 필터(A26), 제 2 유형의 포스트 코딩 콤 필터(B26), 제 3 유형의 포스트 코딩 콤 필터(C26)를 포함한다. 만일 4개의 심볼 디코딩 결과가 모두 일치하면, 상기 일치된 심볼 디코딩 결과는 상기 데이터 어셈블러(30)로 전달된다. 만일 상기 심볼 디코딩 결과가 상기 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)로부터 전달되면, 상기 제 1 유형의 포스트 코딩 콤 필터(A26), 상기 제 2 유형의 포스트 코딩 콤 필터(B26), 상기 제 3 유형의 포스트 코딩 콤 필터(C26)는 일치되지 않아, 간단한 선택 절차는, 최소한의 오류를 갖는 디코딩 결과를 선택하는 선택회로에서 이루어진다.

보다 정밀한 심볼 디코딩은, 가중된 선택 절차를 갖는 선택 회로에서 더 많이 얻을 수 있다. 선택에 대한 가중 정도는 상기 디코딩 결과의 변수를 취해 변형할 수 있고, 만일 대부분의 다른 심볼 디코딩 회로에서 디코딩 결과가 일치하지 않으면, 선택 절차에서 일치하는 가중치를 제거한다. 도 15B에 나타난 회로와 유사한 몇가지 회로와, 몇가지 추가 회로를 사용하여, 상기 제곱기(104), 상기 NTSC 제거 콤 필터(A100)와 제곱기(A102), 상기 NTSC 제거 콤 필터(B100)와 제곱기(B102), 상기 NTSC 제거 콤 필터(C100)와 제곱기(C102)에 의해 산출된 에너지 크기와 반전 관계에 있는 선택의 가중치를 해결할 수 있다.

미국에서 지상 방송에 사용되는 디지털 TV 시스템에 적용되고 있는 디지털 TV 시스템 분야에서, PAL 표준과 같은 NTSC보다는 다른 표준의 아날로그 TV 신호를 갖는 동일 채널 간섭이 출현할 것이다. 본 발명은 이와 같은 동일 채널 간섭에 적합한 간단한 설계로서, 용이하게 변형할 수 있는 효과를 갖는다.

Claims (28)

1. 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림은 일정한 시간 길이의 심볼 구간을 각각 가지며 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티펙트 성분에 의해 동반되기 쉽고, 상기 N은 양의 정수로 되어 있는 심볼 디코딩 방법에 있어서:

   상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분이 억압되는 (4N-1)레벨의 프리코드된 심볼을 갖는 콤 필터 응답을 생성하기 위하여 상기 일련의 2N- 레벨 심볼들의 스트림을 콤필터링하는 과정; 상기 콤필터링하는 과정은; 상기 일련의 2N-레벨 심볼의 스트림을 소정 수의 상기 심볼 구간만큼 지연시켜 지연된 일련의 2N- 레벨 심볼들의 스트림을 발생하는 단계와, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림과 상기 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 가산 및 감산 절차중의 어느 하나에 따라 선형적으로 조합하여 상기 4N-1레벨의 프리코드된 심볼을 갖는 상기 콤 필터의 응답으로 제 1선형 조합 결과치를 생성하는 단계로 이루어지며,

   상기 (4N-1)레벨의 프리코드된 심볼을 갖는 상기 콤 필터의 응답을 데이터 슬라이싱 하여 프리코드된 심볼 디코딩 결과치를 생성하는 과정;

   상기 심볼구간의 소정 수만큼 상기 선택된 심볼 디코딩 결과치를 지연하여 지연 선택된 심볼 디코딩 결과치를 생성하는 과정;

   상기 지연 선택된 심볼 디코딩 결과치와 상기 프리코드된 심볼 디코딩 결과치를 선형적으로 조합하여 제2 선형 조합 결과치를 생성하며, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림과 상기 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 선형적으로 조합하는 상기 단계에 사용된 상기 가산 및 감산 절차들의 상기 어느 하나로부터 상기 가산 및 감산 절차들에 반대 논리에 따라 수행하고, 상기 반대 논리에 따른 가산과 감산 절차가 모듈로 계산법에 따라 수행되도록 하여 상기 제 1선형 조합 결과치를 생성하는 과정과,

   동기 데이터를 지시하는 심볼 코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생하는 시점을 결정하는 과정;

   상기 동기 데이터를 지시하는 상기 심볼 코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생시 오류 없이 상기 동기 데이터를 재생성하는 과정;

   상기 동기 데이터를 지시하는 상기 심볼 코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생시 오류 없이 상기 동기 데이터와 대응되도록 및 상기 동기 데이터를 지시하지 않는 심볼 코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에서 발생시 적어도 선택된 시간동안에 상기 제 2선형 조합결과와 대응되도록 상기 선택된 심볼 디코딩 결과를 생성하는 과정;으로 이루어짐을 는 심볼 디코딩 방법.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 데이터 슬라이싱하여 중간 심볼 디코딩 결과치를 생성하는 과정;

   상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에서 실질적인 오류를 일으키기에 충분한 강도인 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하는지의 여부를 결정하는 과정;

   상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과의 실질적인 오류를 일으킬 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하지 않는다는 결정에 대응하여 최종 심볼 디코딩 결과치에 상기 중간 심볼 디코딩 결과치를 포함시키는 과정;

   상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류를 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반한다는 결정에 응답하여 상기 선택된 심볼 디코딩 결과치에 상응하는 최종 심볼 디코딩 결과치를 생성하며, 상기 최종 심볼 디코딩 결과치에 의해 심볼 디코딩 구간 동안 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 자동으로 억제되는 과정을 더 가짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
3. 제2항에 있어서,

   상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류를 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하지 않고, 심볼 디코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 상기 동기 데이터가 발생함을 나타내지 않는 상기 선택된 구간에서만 상기 중간 심볼 디코딩 결과치가 상기 최종 심볼 디코딩 결과치에 포함되지 않는 결정에 대응하는 최종 심볼 디코딩 결과치를 생성하기 위하여, 심볼 디코딩이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 상기 동기 데이터가 발생함으로 나타날 때, 오류 없이 상기 동기 데이터에 대응되는 상기 최종 심볼 디코딩 결과치를 오류 없이 생성시키는 과정을 더 가짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
4. 제3항에 있어서,

   상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류를 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하는지의 여부를 결정하는 과정은;

   상기 중간 심볼 디코딩 결과치와 상기 제 2 선형 조합 결과치를 차등적으로 조합하여 차등 신호를 생성하는 단계와,

   상기 차등 신호의 에너지를 결정하는 단계와,

   상기 차등 신호의 에너지가 소정된 문턱 값을 초과할 경우를 검출하여, 그에 따라 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류가 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하는 것을 결정하는 단계와,

   상기 차등 신호의 에너지가 소정된 문턱 값을 초과하지 않는 경우를 검출하여, 그에 따라 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류가 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하지 않는 것을 결정하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 심볼 디코딩방법.
5. 제3항에 있어서,

   상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류를 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하는지의 여부를 결정하는 과정은;

   상기 중간 심볼 디코딩 결과치와 상기 제 2 선형 조합 결과치를 선형적으로 조합하여 차등 신호를 생성하는 단계와,

   상기 차등 신호를 제곱하여 제곱된 차등 신호를 생성하는 단계와,

   상기 제곱된 차등 신호의 평균값을 생성하는 단계와,

   상기 평균값이 소정된 문턱 값을 초과하는 경우를 검출하여, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 상기 중간 심볼 디코딩 결과에 실질적인 오류가 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트 성분을 수반하는 것을 결정하는 단계와,

   상기 정류된 저역 필터링의 응답이 상기 소정된 문턱 값을 초과하지 않는 경우를 검출하여, 상기 중간 심볼 디코딩 결과에 실질적인 오류가 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하지 않는 것을 결정하는 단계로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
6. 제2항에 있어서,

   디지털 TV 수신기가 증폭된 중간 주파수 신호를 복조하여 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 생성하고 상기 중간 주파수는 디지털 TV 신호를 주파수 변환하여 생성되는 것이 적용되는 경우, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류를 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하는지의 여부를 결정하는 과정은;

   디지털 TV 신호를 주파수 변환하여 중간 주파수 신호를 생성하는 단계와,

   상기 중간 주파수 신호를 증폭하여 증폭된 중간 주파수 신호로 전달하는 단계와,

   상기 증폭된 중간 주파수 신호를 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 비디오 반송파 주파수에서 동시에 검출하여, 복소 복조 처리 절차에서 동위상과 직각 위상 동기 비디오 검출 응답을 얻는 단계와,

   상기 동위상과 직각 위상 비디오 검출 응답으로부터 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 비디오 성분 요소를 분리하는 단계와,

   상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 상기 분리된 비디오 성분 요소의 에너지를 결정하는 단계와,

   상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 상기 분리된 비디오 성분의 에너지가 소정된 문턱 값을 초과한 경우를 검출하여, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 상기 중간 심볼 디코딩 결과에 실질적인 오류를 발생시킬 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호 아티팩트 성분을 수반하는지를 결정하는 단계와,

   상기 정류된 저역 필터링 응답이 상기 소정된 문턱 값을 초과하지 않은 경우를 검출하여, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 상기 중간 심볼 디코딩 결과에 실질적인 오류를 발생시킬 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호 아티팩트 성분을 수반하지 않는지를 결정하는 단계로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩방법.
7. 제2항에 있어서,

   디지털 TV 수신기가 증폭된 중간 주파수 신호를 복조하여 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 생성하고 상기 중간 주파수는 디지털 TV 신호를 주파수 변환하여 생성되는 것이 적용되는 경우, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류를 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하는지의 여부를 결정하는 과정은;

   디지털 TV 신호를 주파수 변환하여 중간 주파수 신호를 생성하는 단계와,

   상기 중간 주파수 신호를 증폭하여 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 변조된 비디오와 오디오 반송파를 포함하는 증폭된 중간 주파수 신호로 전달하는 단계와,

   인터케리어 음향 신호를 검출하여 상기 증폭된 중간 주파수 신호에 포함된 상기 동일 채널 아날로그 TV 신호의 상기 변조된 비디오와 오디오 반송파 사이의 헤테로다인에 응답하는 단계와,

   상기 인터케리어 음향 신호의 에너지를 결정하는 단계와,

   상기 인터케리어 음향 신호의 에너지가, 상기 소정된 문턱 값을 초과하는 경우를 검출하여 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이, 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류를 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하는지를 결정하는 단계와,

   상기 인터케리어 음향 신호의 에너지가 상기 소정된 문턱 값을 초과하지 않는 경우를 검출하여 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 실질적인 오류를 발생할 만큼 충분한 강도의 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하지 않는지를 결정하는 단계로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
8. 제1항에 있어서,

   상기 콤 필터링하는 과정에서 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림과 상기 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 선형적으로 조합하는 단계는 감산 절차이고, 상기 지연되고 선택된 심볼 디코딩 결과를 갖는 상기 프리코드된 심볼 디코딩 결과를 선형적으로 조합하는 단계는 모듈로-2N 계산법으로 수행되는 가산 절차로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
9. 제8항에 있어서,

   상기 심볼 구간의 소정 수는 12로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
10. 제1항에 있어서,

    상기 콤 필터링하는 과정에서 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림과 상기 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 선형적으로 조합하는 단계는 가산 절차이고, 상기 지연되고 선택된 심볼 디코딩 결과를 갖는 상기 프리코드된 심볼 디코딩 결과치를 선형적으로 조합하는 단계는 모듈로-2N 계산법으로 수행되는 감산 절차로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
11. 제8항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정 수는 6으로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
12. 제8항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정 수는 실질적으로 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 2-수평 주사선이 이루어지는 기간과 동일하게 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
13. 제8항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정 수는 실질적으로 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 262-수평 주사선이 이루어지는 기간과 동일하게 이루어짐 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
14. 제8항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정 수는 실질적으로 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 2-비디오 프레임이 이루어지는 기간과 동일하게 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 디코딩 방법.
15. 일정한 시간 길이의 심볼 구간을 각각 가지며 동일 채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티펙트 성분에 의해 동반되기 쉽게 되어 있는 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 제공하는 디지털TV 수신기에 있어서:

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수만큼의 지연을 나타내기 위해 제1 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 갖는 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 응답하기 위해 연결되어 상기 차등적으로 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림의 첫 번째 쌍(pair)을 생성하는 제1 지연 장치와;

    제1, 제2 각각의 입력 신호로서 수신하고 동일 채널 간섭의 아티팩트 성분이 억제되는 곳에서 제1 콤 필터 응답을 제공하는 일련의 제1 (4N-1)-레벨 심볼들의 스트림을 출력 신호로 생성하기 위하며, 동일 채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트 성분을 수반하기 쉬운 상기 차등적으로 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림의 첫 번째 쌍을 선형적으로 조합하는 제1 선형 조합기와;

    상기 일련의 제 1 (4N-1)레벨 심볼들의 스트림을 디코딩 하여 상기 제 1선형 조합기로부터 각각의 출력 신호로 제공되어 제1 프리코드된 심볼 디코딩 결과치를 생성하는 제1 데이터 슬라이서와;

    상기 제 1 프리코드된 심볼 디코딩 결과치를 상기 각각의 제 1 입력 신호로 수신하기 위해 연결되고, 수신된 제1,제2 각각의 입력 신호를 선형적으로 조합하여 각각의 출력 신호로 제공하는 제2 선형조합기와;

    상기 제1, 제2 선형 조합기 중의 하나는 가산기가 되고, 상기 제 1, 제 2 선형 조합기의 다른 하나는 감산기가 되며,

    상기 심볼 구간의 소정 첫 번째 수의 각각의 입력 신호를 지연시켜 상기 제2 선형 조합기의 상기 제2 입력 신호를 생성하기 위해 연결되는 제2 지연 장치와;

    심볼이 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 데이터 동기가 나타나도록 하기 위해 사용되는 경우를 결정하는 데이터 동기 회로와;

    상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 데이터 동기가 나타나도록 결정하는데 심볼을 사용할 때, 이상 심볼 디코딩 결과치를 생성하기 위한 회로와;

    각각의 출력 신호를 상기 제2 입력 신호로서 상기 제2 지연 장치에 제공하고, 그것의 제1 입력 신호로서 상기 이상 심볼 디코딩 결과치를 수신하고, 그것의 다른 입력 신호로서 상기 제2 선형 조합기의 상기 출력 신호를 수신하고, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 데이터 동기가 나타나도록 하기 위해 심볼을 사용한 경우에만 제1 입력 신호를 출력 신호로 출력하기 위한 조건을 형성하고, 그렇지 않은 경우, 상기 제 2 선형 조합기의 출력 신호를 제 1 포스트 코드된 심볼 디코딩 결과로 출력하기 위한 최소한의 선택된 시간에서의 조건을 형성하기 위해 연결되며 다수개의 입력을 갖는 제1 멀티플렉서로 구성함을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
16. 제15항에 있어서,

    상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 디코딩 하여 중간 심볼 디코딩 결과치를 생성하여 제2 입력 신호로서 상기 제1 멀티플렉서에 제공하고, 상기 제2 선형 조합기의 상기 출력 신호는 그것의 제3 입력 신호로서 상기 제1 멀티플렉서에 전달되는 제2 데이터 슬라이서와;

    상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 제 2 데이터 슬라이서에 의해 생성된 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 동일 채널 간섭 아날로그 TV신호의 아티팩트 성분을 수반하는지의 여부를 결정하는 NTSC 동일 채널 간섭 검출 회로를 더 구비하며;

    상기 제1 멀티플렉서는, 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출 회로가 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하지 않음을 결정할 때 자신의 제 2 입력 신호를 출력하기 위한 조건을 형성하고, 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출 회로가 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반함을 결정할 때 자신의 제2 입력 신호를 출력하기 위한 조건을 형성함을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
17. 제16항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 두 번째 수만큼의 지연을 나타내기 위해 제2 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 갖는 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림에 응답하기 위해 연결되어 차등적으로 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림의 두 번째 쌍(pair)을 생성하는 제 3지연 장치와;

    제1, 제2 각각의 입력 신호로서 수신하고, 동일 채널 간섭의 아티팩트 성분이 억제되는 곳에서 제2 콤 필터 응답을 제공하는 일련의 제2 (4N-1)-레벨 심볼들의 스트림을 상기 제3 선형 조합기의 출력 신호로 생성하기 위하여, 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하기 쉬운 상기 차등적으로 지연된 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림의 두 번째 쌍을 선형적으로 조합하는 제3 선형 조합기와;

    제1, 제2 각각의 입력 신호를 수신하여 선형적으로 조합하고 그 각각의 출력 신호를 상기 제2 멀티플렉서의 향후 입력 신호로 제공하는 제4 선형조합기와;

    상기 제3, 제4 선형 조합기 중의 하나는 가산기가 되고, 상기 제1, 제2 선형 조합기의 나머지 다른 하나는 감산기가 되며,

    상기 제2 일련의 (4N-1) 레벨 심볼들의 스트림을 디코딩 하여 상기 제3 선형 조합기로부터 각각의 출력 신호로서 제공되고, 제 2 프리코드된 심볼 디코딩 결과치를 생성하여 상기 각각의 제1 입력 신호로서 상기 제4 선형 조합기에 인가하는 제3 데이터 슬라이서와;

    상기 제1 멀티플렉서의 상기 출력 신호를 상기 소정된 심볼 구간의 제2 수만큼 지연시켜, 상기 제4 선형 조합기의 상기 제2 입력 신호를 생성하기 위해 연결되는 제4 지연장치를 더 구비함을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
18. 제15항에 있어서,

    2개의 입력을 갖는 상기 제 1 멀티플렉서가 자신의 상기 제1 입력 신호를 출력하여 자신의 상기 출력 신호로 하는 조건이 되지 않을 때, 자신의 입력 신호의 다른 하나를 출력하여 그것의 상기 출력 신호로 하는 조건이 되기 위해,

    상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림을 디코딩 하여 중간 심볼 디코딩 결과치를 생성하고, 그것의 제2 입력 신호로서 상기 제1 멀티플렉서에 공급하고, 상기 제2 선형 조합기의 상기 출력 신호는 그것의 제3 입력 신호로서 상기 제1 멀티플렉서에 공급되는 제2 데이터 슬라이서와;

    상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 제2 데이터 슬라이서에 의해 생성된 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼, 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하는지의 여부를 결정하는 NTSC 동일 채널 간섭 검출 회로와;

    각각의 출력 신호를 전달하여 최종 심볼 디코딩 결과치로서 각각의 입력 신호를 재생성하고, 상기 중간 심볼 디코딩 결과치를 수신하여 그것의 제1 입력 신호로 하고, 상기 제1 멀티플렉서의 상기 출력 신호를 수신하여 그것의 다른 입력 신호로 하고, 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출 회로가, 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼, 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반하지 않음을 결정할 때에만, 자신의 제 2 입력 신호를 출력하기 위한 조건을 형성하고, 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출 회로가 상기 일련의 2N-레벨 심볼들의 스트림이 상기 중간 심볼 디코딩 결과치에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분을 수반함을 결정할 때, 자신의 제 2 입력 신호를 출력하기 위한 조건을 형성하는 상기 제1 멀티플렉서에 연결되는 다수개의 입력을 갖는 제2 멀티플렉서를 더 구비함을 특징으로 하는 디지털 TV수신기.
19. 제15항에 있어서,

    상기 제1 선형 조합기는 감산기이고, 상기 제 2 선형 조합기는 모듈로-2N 가산기임을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
20. 제19항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수는 12임을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
21. 제15항에 있어서,

    상기 제1 선형 조합기는 가산기이고, 상기 제2 선형 조합기는 모듈로-2N 감산기임을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
22. 제21항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수는 6임을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
23. 제19항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수는 실질적으로 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV신호의 2-수평 주사선에 있는 심볼 구간의 수와 동일함을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
24. 제19항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수는 1368임을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
25. 제19항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수는 실질적으로 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV신호의 262-수평 주사선에 있는 심볼 구간의 수와 동일함을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
26. 제19항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수는 179,208임을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
27. 제 19항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수는 실질적으로 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 2-비디오 프레임에 있는 심볼 구간의 수와 동일함을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.
28. 제19항에 있어서,

    상기 심볼 구간의 소정된 첫 번째 수는 718,200임을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기.