KR100268059B1 - 디지털 텔레비젼 수신기에 있어서의 엔티에스씨 간섭신호검출/차단 장치 및 방법 - Google Patents

디지털 텔레비젼 수신기에 있어서의 엔티에스씨 간섭신호검출/차단 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

디지털 TV 수신기와 같은 디지털 수신기에 있어서, NTSC 동일 채널 간섭의 아티팩트 성분을 억제하기 위하여, 차단 필터링을 사용하여 부호 디코딩 결과치를 얻은 후, 상기 부호 디코딩 결과치를 비교하여 선택된 부호 디코딩 결과치를, 최종 부호 디코딩 결과치로 얻는다.
상기 NTSC 동일 채널 간섭의 아티팩트 성분을 억제하기 위하여, 상기 차단 필터링을 사용하여 얻은 상기 부호 디코딩 결과치는, 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 발생할 경우 최종 부호 디코딩 결과치로 선택된다. 디지털 TV 신호를 검출하여, 실제 NTSC 동일 채널 간섭의 발생 여부를 확인하기 위해 4.5 MHz의 NTSC 인터케리어가 얻어졌는지를 결정한다.

Description

디지털 텔레비젼 수신기에 있어서의 엔티에스씨 간섭신호 검출/차단 장치 및 방법
본 발명은 TV 발전 부위원회(ATSC) 표준에 따른 미국에서의 지상 방송에 사용되는, 고해상도 디지털 TV(HDTV)과 같은 디지털 TV 장치에 관한 것으로, 더욱 자세하게는 국영 TV 시스템 위원회(NTSC) 표준을 따르는, 아날로그 TV 신호에서 발생하는 동일 채널 간섭을 검출하기 위한 회로를 갖는, 디지털 TV 수신기 장치에 관한 것이다.
TV 발전 부위원회(ATSC)는 1995. 9. 16 발표한 디지털 TV 표준에서, 미국내 국영 TV 부위원회(NTSC)가 아날로그 TV 공중파 신호에 주로 사용하고 있는, 6MHz 대역폭의 TV 채널내의 디지털 TV(DTV) 신호 송신을 위한 잔류 측파대(VSB)신호를 명시하고 있다. 상기 잔류 측파대(VSB) DTV 신호의 스펙트럼은 마치 동일 채널의 스펙트럼이 NTSC 아날로그 TV 신호를 간섭하는 것처럼 설계되어 있다. 이것은 NTSC 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 휘도와 색차 성분 에너지의 대부분이 낮아지는 우수배에서, 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 1/4수평 주사선 비율의 우수배 사이에서 낮아지는, 상기 NTSC 아날로그 TV 신호의 1/4 수평 주사선 비율의 기수배일 때, 상기 파일럿 반송파와 상기 DTV 신호의 주요 진폭 변조 측대역 주파수가 자리함으로써 이루어진다. NTSC 아날로그 TV 신호의 비디오 반송파는 TV 채널의 저역 한계 주파수로부터 얻은 오프셋값 1.25 MHz이다. DTV 신호의 반송파는, TV 채널의 저역 한계 주파수로부터 얻은 약 309,877.6 KHz의 DTV 반송파 신호를 배열하기 위해, NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 비율의 59.75배를 곱한 값으로부터 얻은 오프셋값이다. 따라서 DTV 신호의 반송파는 TV 채널의 중간 주파수로부터 얻은 약 2,690122.4 Hz가 된다.
디지털 TV 표준에 나타난 정확한 부호 비율은 (684/286)배를 곱한 값으로, NTSC 아날로그 TV 신호의 비디오 반송파로부터 음성 반송파 오프셋 값 4.5 MHz를 얻는다. 여기에서 NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선/부호수는 684이고, NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 비율 인자인 286을 곱해 NTSC 아날로그 TV 신호에 포함된 비디오 반송파로부터 4.5 MHz의 음성 반송파 오프셋 값을 얻는다. 상기 부호 비율은 10.762238 메가 부호/초로서, 이것은 DTV 반송파 신호로부터 5.381119 MHz 만큼 확장된 VSB 신호에 포함될 수 있는 것이다. 즉, 상기 VSB 신호는 TV 채널의 저역 한계 주파수로부터 5.690997 MHz 확장된 대역까지 제한될 수 있는 것이다.
일반적으로 미국내에서의 디지털 HDTV 신호 지상방송에 관한 ATSC 표준은 16:9 의 비율을 갖는 두 가지의 고해상도 TV 형식의 송신이 모두 가능하다. 첫 번째 HDTV 디스플레이 형식은 1920 표본/주사선과, 2:1의 비월 영역을 갖는 1080의 활성화 수평 주사선/30 Hz 프레임 형식을 사용한다. 또다른 HDTV 디스플레이 형식은 1280 휘도 표본/주사선과, 순차적으로 주사된 TV 영상/60 Hz 프레임 형식을 사용한다. 또한 ATSC 표준은 NTSC 아날로그 TV 신호와 비교했을 때 정상적인 해상도를 갖는 4개의 TV 신호를 병렬 전송하는 HDTV 디스플레이 형식보다는 DTV 디스플레이 형식의 전송 방법을 취하고 있다.
미국내 지상 방송에서 잔류 측파대 진폭 변조에 의해 전송된 DTV는 각각 313개의 연속 데이터 세그먼트를 포함하는 연속 데이터 영역을 유지하며 구성하고 있다. 상기 데이터 영역은 각각 기수로 계수 되는 데이터 영역과, 데이터 프레임을 구성하는 우수로 계수 되는 데이터 영역이 연속되는 모듈로-2가 연속적으로 계수 되는 것으로 간주된다. 상기 프레임 비율은 20.66 프레임/초이다. 각각의 데이터 세그먼트는 77.3 마이크로초 동안 활성화된다. 따라서, 부호 비율이 10.78 MHz 이면, 832 부호/데이터 세그먼트가 된다. 각 데이터의 세그먼트는 한 라인에 +S, -S, -S, +S 를 연속적으로 갖는 4개의 동기 부호 집합을 갖게 된다. 상기 +S의 값은 최대 양성 데이터 편위 아래의 레벨이고, -S의 값은 최대 음성 데이터 편위 위의 레벨이다. 각 데이터 영역의 초기 라인은, 채널의 등화와 다경로 처리 방지를 위한 실험 신호를 부호화 하는 동기 부호 집합 영역을 포함한다. 상기 실험 신호는 511 의사 잡음 순차 표본(PN 순차)에 연이어 세 개의 63- PN 순차 표본을 연속한다. 상기 영역 동기 코드 내에 있는 상기 63-PN 순차 표본의 중간 값은, 기수로 계수된 데이터 영역의 제 1 라인의 초기 논리 규칙과, 우수로 계수된 데이터 영역의 제 1 라인의 제 2 논리 규칙에 따라 전송되고, 제 1과 제 2 논리 규칙이 서로 보수가 된다.
데이터 라인 내에 있는 데이터는 12개의 삽입된 트렐리스(trellis) 부호를 사용하여 트렐리스 부호화 되는데, 이들 각각은 한 개의 비트를 부호화하지 않은 2/3 비율의 트렐리스 부호이다. 상기 삽입된 트렐리스 부호들은, 노출된 자동차의 점화 장치와 같은 잡음원에서 발생하는 돌발 상황을 정정하기 위한 에러 정정 대비책의 일환으로 마련된 것으로 리드 솔로몬 코딩이다. 상기 리드 솔로몬 코딩 결과치는 공중파 전송을 위해 8 레벨(3 비트/부호)의 일차원 정렬 부호로 코딩하여 전송되는데, 이때의 전송은 트렐리스 코딩 절차와 식별되는 부호의 프리 코딩없이 이루어진다. 상기 리드 솔로몬 코딩 결과치는 유선 TV 방송의 전송을 위해 16 레벨(4 비트/부호)의 일차원 정렬 부호로 코딩하여 전송되는데, 이때의 전송도 프리 코딩 없이 이루어진다. 잔류 측파대(VSB) 신호는 이들 고유의 전송파를 갖고 있는데, 이들의 진폭은 변조 비율에 따라 달라진다.
상기 고유 반송파는 앞서 기술된 변조 비율에 따른 고정 진폭의 파일럿 반송파로 대치된다. 이 고정 진폭의 파일럿 반송파는, 필터에 공급되어 그 응답으로 VSB 신호를 공급하는 진폭 변조 측대역을 생성하는 평형 변조기에 인가되는 전압을 변조할 때, 직류성분을 시프트하여 발생된다. 만일 상기 4 비트 부호 코딩의 8개 레벨이 반송파 변조신호로 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7의 정상 값을 갖는다면, 상기 파일럿 반송파는 정상값 1.25를 갖는다. +S의 정상값은 +5이고 -S의 정상값은 -5이다.
DTV 의 선행 기술 분야에서 송신시, DTV 방송에 부호 프리 코더의 사용 여부 결정이 요구되었는데, 이 부호 프리 코더는 부호 발생 회로를 수행하고, 부호를 프리 코드 필터링하는 것이다. 방송국의 이러한 결정은, NTSC 방송국의 요구와 상관없이 동일 채널 간섭에 좌우된다. 상기 부호 프리 코더는 동일 채널 간섭 NTSC 신호를 간섭하는 것을 방지하기 위한, 부호 디코더 회로 내부에 있는 데이터 슬라이서의 사용에 앞서 사용된, 차단 필터를 갖는 각각의 DTV 수신기에 우연히 잡힌 부호의 포스트 코딩을 보완한다. 부호 프리 코딩은 데이터 라인의 부호 동기 집합이나 또는 데이터 영역의 동기 데이터가 전송되는 데이터 라인 상에서는 사용되지 않는다.
동일 채널 간섭은 NTSC 방송국에서 멀리 떨어진 곳에서 제거되는데, 일정한 전리층 조건이 형성되거나, 동일 채널 간섭의 가능성이 높은 고온의 여름날이 되면 십중팔구 발생한다. 그러나 이와 같은 간섭은 NTSC 방송국에서 발생하는 동일 채널이 없다면 발생하지 않는다. 만일, NTSC의 간섭이 그의 방송 영역내부에만 국한된다면, HDTV 방송은 NTSC 간섭과는 별도로 보다 쉽게 HDTV 신호를 운영하기 위한 부호 프리 코더를 사용할 수 있을 것이다. 또한 이렇게 되면 차단 필터는, DTV 수신기에서 완전히 매치된 필터링을 하기 위한 부호 포스트 코더로 사용될 수 있을 것이다. 만일 NTSC 신호 간섭의 배제 또는 가능성이 희박하다면, 트렐리스 디코더내 부호값 오류의 원인이 되는 플렛 스펙트럼 잡음이 줄어들게 되어, DTV 방송은 부호 프리코더의 사용을 중단하게 됨으로써, 각 DTV 수신기에는 부호 포스트 코더가 불필요하게 될 것이다. 이러한 상황에 대한 방송국의 인식이 없으면, NTSC 신호의 동일 채널 간섭은 일부 방송 수신 지역에 대한 장해 요건이 되고, 유선방송의 누전을 야기시키고, NTSC 수신기에 부적합한 중간 주파수 영상 장애를 일으키고, 아날로그 TV 녹화의 결과를 갖고 있는 디지털 TV 녹화를 위해 마그네틱 테이프를 사용해야 하거나, 또는 다른 비정상 상태의 본질적인 문제가 야기될 수 있다.
1997. 1.14, 미국 특허등록번호 5,594,496를 갖는 Nielsen et alii의 "디지털 TV 신호에 포함된 동일 채널 간섭 검출"을 참조하면, 영역 동기 코드를 포함하는 데이터 세그먼트에서의 NTSC 동일 채널 간섭 검출기는, 수신된 노이즈와 동일 채널 간섭이 측정되는 부호 코딩과 무관한 주기를 갖는, 데이터 영역 차단 필터 응답을 얻기 위하여, 데이터 영역 차단 필터링을 필요로 한다. 이들 주기에서의 상기 데이터 영역 차단 필터 응답은, NTSC 동일 채널 간섭 결과를 차단하는, 더 나은 차단 필터링을 목적으로 하는 응답과 비교된다. 만일 신호 레벨에서, 상당한 양의 감소를 보이는 더 나은 차단 필터링 결과가 있으면, 상기 신호는 NTSC 동일 채널 간섭의 실제 결과이고, 부호 디코딩에 앞서 NTSC 동일 채널 간섭 결과를 차단하기 위해 차단 필터링이 사용된 것으로 간주한다. 만일 더 나은 차단 필터링을 사용하여 검출한 노이즈에서 상당한 양의 감소를 보이지 않으면, 상기 노이즈는 존슨 노이즈이고, NTSC 동일 채널 간섭 결과를 차단하기 위해 차단 필터링을 사용하지 않은 것으로 간주한다. 그 이유는 차등적으로 지연된 부호 디코딩에서의 차단 필터링은, 3dB 또는 그 이상으로 증가된 존슨 노이즈와 관련되어 선형적으로 조합하기 때문이다.
현재의 ATSC DTV 표준은 부호 프리 코딩을 사용하는 전송방식을 인정하지 않고 있다. 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 차단은, 부호 디코딩에 관련된 데이터 슬라이싱 처리 후에, 트렐리스 디코딩 처리과정에서 수행되어야 할 것으로 판단된다. 이 처리 과정은 전송 시에 프리코딩이 이루어져야 될지의 결정 여부를 생략한다. 그러나, 불행히도 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널은, 데이터 슬라이싱 처리 과정에서 오류를 일으키는데, 이것은 오류 정정 디코딩 절차, 트렐리스 디코딩, 리드 솔로몬 디코딩에 더 많은 부담을 주게 된다. 이들 오류들은 방송 구역의 범위를 제한하여 상업용 DTV 방송의 수입 절감을 초래한다. 따라서, 현재 ATSC DTV 표준에서 DTV 전송 시에 부호 프리코딩을 인정하고 있지는 않지만, 데이터 슬라이싱에 앞서 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호 방지를 제공하는 것이 바람직하다.
일반적으로 선형 조합은, 고전 수학식 또는 모듈러 수학식에 의한 적용 여부에 따라 의미가 가감된다. 선형 조합에 적용되어 수행된 모듈러 조합은 모듈러 계산 식으로 처리된다. 차등 지연을 통한 일련의 디지털 부호와, 차등적으로 지연된 구간의 선형 조합과, HDTV 수신기의 선행 기술에 사용된 부호의 포스트 코딩에 의한 예증을 레코드한 코딩의 유형을, 본 명세서에서 "제 1 유형의 부호 레코딩"이라고 정의한다. 또한 모듈러 조합의 지연된 결과치를 갖는 모듈러 조합 자신을 통한 일련의 디지털 부호와, HDTV 송신기의 선행 기술에 사용된 부호의 프리 코딩에 의한 예증을 레코드한 코딩의 유형을, 본 명세서에서 "제 2 유형의 부호 레코딩"이라고 정의한다.
아날로그 TV 신호에서 파생되는 동일 채널 간섭의 문제는, 과거 수신기의 전파방해 문제에서 수신기 내부에 적절한 필터 회로를 설치하여 해결한 점을 살펴볼 수 있다. 시스템 채널의 활성 영역을 초과하지만 않으면, DTV 변조시에 신호 전송을 차단함으로써 동일 채널 간섭을 방지할 수 있고, 시스템의 수행을 신호의 중첩 문제로 살펴볼 수 있다. 수신기 내부의 필터 회로는, 아날로그 TV 신호에 의한 동일 채널 간섭에서 파생되는 디지털 신호를 선택하기 위해 적용하고, 앞서 언급한 시스템 채널의 에너지를 충분히 감소시키기 위해, 아날로그 TV 신호의 상관 관계와 반상관 관계 특성을 활용한다.
아날로그 TV 신호에서 파생된 동일 채널 간섭을 살펴보면, 이것은 DTV 송신기와 DTV 수신기 사이에서, 시스템 채널로 유입된다. DTV 송신기에서의 부호 프리 코딩의 사용 또는 비사용은 아날로그 TV 신호에서 파생되는 동일 채널 간섭에 아무런 영향을 미치지 않는다. DTV 수신기에서, 동일 채널 간섭이 수신기의 종단에 걸칠 만큼 넓지 않아서 시스템 채널을 포획할 수 있다면, 이는 동일 채널 간섭의 상위 에너지 스펙트럼 요소의 에너지를 감소시키기 위한 차단 필터를 갖는 데이터 슬라이싱 회로보다 바람직한 것이다. 따라서, 데이터 슬라이싱 중에 발생하는 오류를 줄일 수 있는 것이다. DTV 방송국은 반송파 주파수를 정확히 맞추어야 하는데, 이것은 TV 채널 할당 저임계 주파수에 근소한 310KHz가 된다. 따라서, 이 반송파 주파수는 간섭에 가까운 동일 채널 NTSC 아날로그 TV 신호의 비디오 반송파로부터 얻은 주파수의 최적 오프셋 값이 된다. 이 반송파 주파수의 최적 오프셋 값은 정확히, NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주파수(fH)의 59.75배에 해당한다. 복조된 DTV 신호에 포함된 동일 채널 간섭의 결과는, NTSC 아날로그 TV 신호의 수평 주사선 주파수(fH)의 59.75배일 때 비트를 포함하고, 디지털 HDTV 반송파와 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널 의 비디오 반송파 사이에서 헤테로다인에 의해 발생되고, 디지털 HDTV 반송파와 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널 의 색차 부반송파 사이에서 헤테로다인에 의해 생성된 fH의 287.75배일 때의 비트로, 이들 비트는 fH의 59.75배일 때 5번째 고조파에 가까운 비트이다. 이 결과치는 디지털 HDTV 반송파와 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널 의 오디오 반송파 사이에서 헤테로다인에 의해 생성된, fH의 345.75배에 가까운 비트를 포괄하는데, 이 비트들은 fH의 59.75배일 때 6번째 고조파에 가까운 비트이다. 이들 비트들의 고조파 관계는 정확히 설계된 단일 차단 필터로, 차등 지연을 갖는 소수의 부호를 통합하고 있다. DTV 수신기 내부의 데이터 슬라이싱에 앞서 NTSC 제거 콤 필터를 사용하는 것은 부수적으로 제 1 유형의 부호 레코딩을 수행하고, 데이터 슬라이싱에 의한 부호를 수정하기 위한 것이다.
DTV 수신기 내부의 제 1 유형의 부호 레코딩을 따르는 데이터 슬라이싱 동작은, 제 1 유형의 부호 레코딩 결과로 얻은 부호의 비파괴 정량화 처리를 하는데, 이는 데이터 송신에 관한 한, 데이터 정량화 레벨은 부호 레벨과 매치 되도록 설계되기 때문이다. 정량화는, 제 1 유형의 부호 레코딩과 관련된 필터링 후에 남은 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호와 식별되지만, 그 정도는 코드 부호 레벨간의 단계보다는 적다.
이는 정량화 처리과정에서 미소한 신호를 소모하여 우량의 신호 이득을 얻는 현상 포획의 일종이다.
데이터 송신에 관한 한, 일련의 디지털 데이터 부호는 시스템 채널의 전체 길이에 걸쳐 이루어진다. 제 2 유형의 부호 레코딩이, DTV 송신기에서의 부호 프리 코딩으로 처리될 때, 차등적으로 지연된 일련의 데이터 부호 의 부가적인 조합은, 송신 전력을 승압하지 않거나 또는 아날로그 TV 신호의 전파 방해를 보다 많이 억제하기 위해 평균 내부 부호거리를 증가시키는, 모듈러 원리에 입각해 이루어진다. 대신, 아날로그 TV 신호의 전파 방해를 억제하기 위한 기본 메카니즘은, 자신의 감쇠기와 DTV 신호를 마주보게 하여, DTV 수신기 측의 차단 필터링에 의해 제공되는 것처럼 되고, 데이터 슬라이서 내부의 정량화 효과에 의해 억제된, 차단 필터 응답에 포함된 아날로그 TV 신호 결과는 곧바로 차단 필터를 따라 전송된다.
제 1과 제 2 유형의 부호 레코딩 처리의 진행 순서는, 일련의 부호에 대한 코딩 배합이 신호의 전송도를 감소시키는 것이 아니기 때문에, 이와 같은 상황에서 시스템 채널을 통한 신호 전송에는 별로 영향을 미치지 않는다. 제 1과 제 2 유형의 부호 레코딩 처리의 진행 순서는, 제 1 유형의 부호 레코딩과, 연속하는 데이터 슬라이싱 사이에 중첩되지 않은, 제 2 유형의 부호가 레코딩 되는 동안, 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호를 방지하기 위한 디지털 수신기의 수신력에 별로 영향을 미치지 않는다. 이러한 견해는 본 발명이 기초하고 있는 일반적인 사항으로, 1997. 4. 15 미국 특허출원번호 08/839,691를 갖는 "NTSC 동일 채널 간섭 차단 적응형 필터를 갖는 디지털 TV 수신기"를 인용 참조하였다. 상기 적응형 필터 회로는, 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 결과에 영향을 받기 쉬운, 상기 일련의 2N-레벨 부호를 부호 디코딩하기 위해 수신한다. 이때의 N은 양의 정수이다. 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 검출되면, 상기 NTSC 동일 채널 간섭이, VSB-AM DTV 신호를 동시에 검출하여 복구된 기저대역 신호 상에서, 부호 디코딩을 직접 수행하기 위해 사용된 데이터 슬라이싱 처리 과정에서 발생한 오류의 수정이 불가능할 만큼의 충분한 에너지를 갖고 있는지의 여부를 판단하게 된다. 만일 상기 NTSC 동일 채널 간섭이, 오류 수정이 불가능할 만큼의 충분한 에너지를 갖고 있지 않다고 판단되면, 상기 기저대역 신호는 부호 디코딩 결과를 생성하기 위해, 제 1 데이터 슬라이서를 사용하여 부호 디코드된다. 만일 상기 NTSC 동일 채널 간섭이, 오류 수정이 불가능할 만큼의 충분한 에너지를 갖고 있다고 판단되면, 상기 기저대역 신호는, 제 2 데이터 슬라이서를 사용하여 부호 디코드되기 전에, 동일 채널 간섭의 에너지를 감소시키기 위하여 제 1 콤 필터를 사용하여 여과된다. 부수적으로 상기 제 1 콤 필터는, 상기 제 2 데이터 슬라이서에서 생성된 상기 부호 디코딩 결과치에 오류를 발생시키는, 제 1 유형의 부호 레코딩 절차를 수행하게 된다. 상기 제 2 데이터 슬라이서에서 데이터 슬라이싱하기 전에 수행되는 상기 제 1 유형의 부호 레코딩 절차는, NTSC 동일 채널 간섭 차단에 적합한 필터링에 대한 프리코딩 절차로 간주된다. 제 2 콤 필터는 상기 제 2 데이터 슬라이서에서의 데이터 슬라이싱 후, 제 2 유형의 부호 레코딩 절차를 수행하여, 제 1 유형의 부호 레코딩 절차를 보상하고, 부호 디코딩 결과를 생성하기 위한 포스트 코딩 절차를 수행한다.
상기 제 1 유형의 부호 레코딩 절차는, 차등적 지연을 통한 일련의 입력 부호와, 차등적으로 지연된 구간의 제 1 선형 조합을 레코드 한다. 상기 제 2 유형의 부호 레코딩 절차는, 제 2 데이터 슬라이서에서 복구되어 부분적으로 여과된 부호 디코딩 결과치를 레코드 한다. 상기 제 2 유형의 부호 레코딩 절차는, 상기 일련의 입력 부호에 나타난 차등적 지연과 유사한 지연을 갖는, 이전의 부호 디코딩 결과를 피드백하여 얻은, 부분적으로 여과된 부호 디코딩 결과치의 제 2 선형 조합을 이용한다. 데이터 영역 동기 정보와 데이터 세그먼트 동기 정보가 발생되는 동안, 상기 DTV 수신기 내부에 있는 메모리에서 인입된 이상(ideal) 부호 디코딩 결과를 확인하기 위해, 상기 부호 디코딩 결과치를 강제시킴(forcing)으로써, 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치에 포함된 주행 오류가 단축된다. 상기 제1, 제2 선형 조합중 하나는 감산처리를 수행하고 다른 하나는 가산 처리를 한다.
본 발명의 주안점은, 상기 최종 부호 디코딩 결과가, NTSC 동일 채널 간섭을 억제하기 위해 콤 필터를 사용하지 않고 기저대역의 부호 코드를 데이터 슬라이싱 하여 얻은 중간 부호 디코딩 결과치로부터 선택한 측정값보다는, NTSC 동일 채널 간섭을 억제하기 위해 콤 필터링을 수행하여 얻은 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치로부터 선택된 측정값을 기준으로 해서 수정되도록 하는 것이다. 상기 결정은, 각각의 데이터 세그먼트를 통한 중간 부호 디코딩 결과에 대응하는, 각각의 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치를 비교하여 얻는다. 상기 중간 부호 디코딩 결과의 대응 값으로부터, 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 실질적인 벗어남(departure)이 발생할 것으로 간주되는데, 이는 상기 기저대역에 NTSC 아티팩트 성분이 나타나는 것에 기인하여, 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치가 중간 디코딩 결과치보다 우선적으로 선택되어, 최종 부호 디코딩 결과치에 포함되고, 그렇지 않으면, 그러한 선택이 잘못되었음을 정보로 나타낸다.
따라서, 본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, 일정한 시간 길이의 부호 구간을 각각 갖는 일련의 2N-레벨 부호들을 제공하는 디지털 TV 신호 검출 장치를 포함하는 디지털 TV 신호 수신기에 관한 것으로서, 상기 일련의 2N-레벨 부호는 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 동반되기 쉽고, 상기 N은 양의 정수를 나타낸다. 상기 부호들은, 데이터 세그먼트 동기 코드 각각의 헤더를 갖는 연속적인 데이터 세그먼트로 그룹 지어지고, 상기 데이터 세그먼트는, 데이터 영역 동기 코드를 포함하는 데이터 영역 각각의 초기 데이터 세그먼트를 갖는 연속적인 데이터 영역으로 그룹 지어져, 데이터 영역에서 데이터 영역으로 변환된다. 상기 디지털 TV 신호 수신기는, M개의 단일 콤필터를 제공하는 회로를 포함하여, 일련의 2N-레벨 부호에 응답하고, 상기 각각의 단일 콤 필터 응답은 상기 일련의 2N-레벨 부호들보다 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 덜 동반된다. 다수개의 부호 디코더들은 상기 디지털 TV 신호 수신기에 포함되어 각각의 부호 디코딩 측정 결과치를 생성한다. 상기 다수개의 부호 디코더중 제 1 부호 디코더는 측정된 제 1 부호 디코딩 결과치를 직접적으로 상기 일련의 2N-레벨 부호에 응답한다. 이들 다수개 부호 디코더 각각은, 측정된 각각의 부호 디코딩 결과치를 생성하여 M 개의 단일 콤 필터중의 하나에 각각 응답하고, 이들 각각의 부호 디코딩 측정 결과치는 각각의 매치된 필터링에 완전히 포스트 코드 되어, 상기 각각의 부호 디코딩 측정 결과치로부터 상기 M개 중 한 개의 단일 콤 필터 각각의 응답을 얻는다. 상기 제1 부호 디코더에 비해, 상기 다수개의 부호 디코더들은 최소한의 제 2 부호 디코더를 포함하여 측정된 제2 부호 디코딩 결과치를 생성한다. 본 발명에 따라, 상기 디지털 TV 신호 수신기는, 상기 측정된 제1, 제2 부호 디코딩 결과치간에 벗어남(departure)이 있는지의 여부를 검출하는 회로를 포함하고, 각각의 부호 디코딩 측정 결과치로부터 최적값(best estimates)을 선택하기 위한 최적 선택 회로를 포함하여 동기 코드가 발생하는 시간 사이에서의 최종 부호 디코딩 결과치를 생성한다. 상기 최적 선택 회로에 의한 상기 최적값의 선택은, 상기 각각의 부호 디코딩 측정 결과치의 제 1 측정 부호 디코딩 결과치에서 벗어난 전류에 의존한다.
본 발명의 실시 예에서 M은 2이고, 다수개의 부호 디코더는 상기 제 1부호 디코더를 제외한 제2 부호 디코더만을 포함하여 측정된 제2 부호 디코딩 결과치를 생성한다. 상기 최적 선택 회로는 본 발명의 실시 예에서 다음의 형태를 취한다. 멀티플렉서를 연결하여 측정된 제1, 제2 부호 디코딩 결과치간의 선택 가능성을 제공하여, 동기 코드가 발생하는 구간에서의 최종 부호 디코딩 결과치를 생성한다. 상기 측정된 제1, 제2 부호 디코딩 결과치간의 벗어난 값에 제곱기를 사용하여 제곱 결과치를, 벗어난 이들의 절대 측정값으로 하고, 평균기를 사용하여 상기 제곱 결과치의 평균값을 생성한다. 문턱값(threshold) 검출기는, 상기 제곱 결과치의 평균값에 응답하고 소정된 문턱값을 초과하여, 상기 멀티플렉서가 상기 측정된 제2 부호 디코딩 결과치를 선택하는 조건을 형성하여, 동기 코드가 발생하는 이들 구간에서의 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하고, 그렇지 않으면, 상기 멀티플렉서가 상기 측정된 제1 부호 디코딩 결과치를 선택하여 동기 코드가 발생하는 구간사이에서 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하는 조건을 형성한다.
도1은 본 발명에 따른, 부호를 디코딩하기 전에 NTSC 제거 콤 필터를 사용하고, 부호를 디코딩한 후에 콤 필터를 포스트 코딩하고, NTSC 동일 채널 간섭을 차단하기 위한 측정을 취하여 얻은 부호 디코딩 결과치 와, NTSC 동일 채널 간섭을 차단하기 위한 측정을 취하지 않고 얻은 부호 디코딩 결과를 비교하는, 동일 채널 간섭 검출기를 사용하는 디지털 TV 신호 수신기의 블록 구성도.
도2는 도1의 디지털 TV 신호 수신기에 사용된 NTSC 동일 채널 간섭 검출기를 상세히 나타내는 것으로, 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출기는, 동기 코드가 발생하는 구간에서의 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위하여, 다수의 부호 디코딩 결과치 들 중 가장 적합한 값을 선택하기 위한, 최적의 선택 회로중의 일례를 나타내는 블록 구성도.
도3은 상기 NTSC 제거 콤comb) 필터가 12 부호 지연을 취할 때, 도1의 상기 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있는 블록 구성도.
도4는 상기 NTSC 제거 콤 필터가 6 부호 지연을 취할 때, 도1의 상기 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있는 블록 구성도.
도5는 상기 NTSC 제거 콤 필터가 2-비디오 라인 지연을 취할 때, 도1의 상기 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있는 블록 구성도.
도6은 상기 NTSC 제거 콤 필터가 262-비디오 라인 지연을 취할 때, 도1의 상기 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있는 블록 구성도.
도7은 상기 NTSC 제거 콤 필터가 2-비디오 프레임 지연을 취할 때, 도1의 상기 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있는 블록 구성도.
도8은 데이터 동기 구간에서, 소정된 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위한, 도1의 상기 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있는 블록 구성도.
도9는 병렬 부호 디코딩을 수행하기 위해 다수개의 NTSC 제거 콤 필터를 사용하는 디지털 TV 수신기의 블록 구성도.
도10은 도9에서 나타낸 유형의 디지털 TV 신호 수신기에 사용되는, 적합한 코드 선택 회로를 상세히 나타내고 있는 도10A와 도10B의 결합 구성도.
도10A는 앞서 기술한 데이터 동기 구간에서 부호 디코딩 결과치를 산출하기 위한 도9의 디지털 TV 신호 수신기의 회로 구성을 상세히 나타내는 블록 구성도.
도10B는 동기 코드가 발생하는 구간에서의 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위하여, 다수의 부호 디코딩 결과치들 중 가장 적합한 값을 선택하기 위한, 최적의 선택 회로중의 일례를 포함하는, 도9의 디지털 TV 신호 수신기를 상세히 나타내는 블록 구성도.
이하 첨부된 도면을 참조하여, 본 발명의 일실시예를 상세히 설명한다. 도면 회로의 여러 부분에, 동작의 결과가 맞는 순서대로 쉬밍(shimming) 지연이 삽입되어야만 하는데, 이는 전자 회로 설계 분야에서는 널리 알려진 사실이다. 그렇지 않으면 특정 쉬밍 지연 요구에 관한 비정상 상태가 발생하는데, 이에 대한 언급은 본 명세서에서 생략하였다.
도1은 디지털 TV 신호 수신기가 수정된 오류 데이터를 복구에 사용되는 것을 나타내고 있는데, 상기 데이터는 디지털 비디오 카세트 레코더에 의한 레코딩 또는 MPEG-2 디코딩에 적합한 것으로 TV 세트에 디스플레이하는 데이터이다. 상기 도1의 DTV 신호 수신기는 수신 안테나 8 로부터 TV 방송 신호를 수신하는데, 대신에 유선 방송 신호를 수신할 수도 있다. 상기 TV 방송 신호는 장치 "종단" 10 에 입력 신호로 전달된다. 일반적으로 상기 장치 "종단" 10은 라디오-주파수 TV 신호를 중간 주파수 TV 신호로 변환하기 위한 라디오-주파수 증폭기와 제 1 디코더를 포함하고 있어, 잔류 측파대 DTV 신호에 대한 중간 주파수(IF) 증폭기 체인 12의 입력 신호로 전달된다. 상기 DTV 수신기는 IF 증폭기 체인 12의 다수 변환형을 우선적으로 하여, DTV 신호를 증폭하여 제 1 검출기에 의해 UHF 대역으로 변환시키기 위한 IF 증폭기와, 상기 증폭된 DTV 신호를 VHF 대역으로 변환시키기 위한 제2 검출기와, DTV 신호를 증폭하여 상기 VHF 대역으로 변환시키기 위한 IF 증폭기를 포함한다. 만일 기저대역에 대한 복조가 상기 디지털 부문에서 수행되면, 상기 IF 증폭기 체인 12는 상기 증폭된 DTV 신호를 기저대역에 가까운 최종 중간 주파수 대역으로 변환시키기 위해 제 3 검출기를 추가로 포함하게 된다.
우선적으로, UHF 대역에 대한 IF 증폭기에 표면 음향파(SAW) 필터가 사용되어, 채널 선택 응답의 형태를 만들고 인접 채널을 제거한다. 상기 SAW 필터는 상기 억제된 잔류 측파대(VSB) DTV 신호의 반송파 주파수와 파일럿 반송파로부터 5.38 MHz 이상의 주파수를 재빨리 제거하여 차단하는데, 이것이 주파수와 고정 진폭이 된다. 상기 SAW 필터는 어떠한 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 주파수 변조된 음향 반송파의 양에 따라 제거한다. 상기 IF 증폭기 체인 12에 있는 어떤 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 FM 음향 반송파를 제거하는 것은, 상기 최종 IF 신호가 검출될 때, 상기 반송파의 아티팩트 성분이 생성되는 것을 방지하여, 기저대역의 부호를 복구하고, 부호 디코딩이 진행되는 동안 상기 기저대역 부호의 데이터 슬라이싱에 따른 아티팩트 성분 간섭을 막을 수 있다. 부호 디코딩이 진행되는 동안 상기 기저대역 부호의 데이터 슬라이싱에 따른 상기 아티팩트 성분 간섭 방지는, 데이터 슬라이싱에 앞서 콤 필터링을 수행하는 것이 더 바람직하다.
상기 IF 증폭기 체인 12로부터의 상기 최종 IF 출력 신호는, 복소 복조기 14에 전달되는데, 이는 상기 잔류 측파대 진폭 변조 DTV 신호를 상기 최종 중간 주파수 대역에서 복조하여 기저대역 신호의 실수부와 허수부를 복구한다. 상기 디지털 부문에서의 복조는 소수의 메가사이클 범위에서 최종 중간 주파수 대역의 아날로그-디지털 변환 후에 이루어지는데, 이는 미국에서 1995. 12. 26 등록된 미국 특허번호 5,479,449를 갖는 "HDTV 수신기에 포함된, 위상 추적기(tracker)를 갖는 디지털 VSB 검출기"를 참조하였다. 다른 방법으로, 아날로그 부문에서 복조가 이루어지는 경우, 상기 결과는 일반적으로 아날로그-디지털 변환을 하여 향후 절차를 용이하게 한다. 상기 복소 복조는 우선적으로, 동위상(I) 동기 복조와 직각 위상(Q) 동기 복조에 의해 이루어진다. 일반적으로 상기 동위상(I) 동기 복조 절차는 8-bit 또는 그 이상의 정밀도를 갖고, N bits의 데이터를 인코드하는 2N-레벨 부호를 나타낸다. 일반적으로, 도1의 DTV 신호 수신기가 상기 안테나 12를 통해 상기 공중파를 수신하는 경우, 2N은 8이고, 도1의 DTV 신호 수신기가 유선 방송파를 수신하는 경우 2N은 16이다. 본 발명의 관점은 , 지상에서 공중에 이르는 방송파를 수신하는 것으로, 도1에서, 수신된 유선 방송파 전송에 대한 부호 디코딩과 오류 수정 디코딩을 제공하는 상기 DTV 수신기의 일부분은 생략하였다.
부호 동기기와 등화기 회로 16은 최소한의 상기 디지털화된 상기 동위상(I 채널) 기저대역 신호의 실수부 표본을 상기 복소 복조기 14로부터 수신하고, 도1에서 상기 DTV 수신기의 회로 16은 상기 디지털화된 직각 위상(Q 채널) 기저대역 신호의 허수부 표본을 수신하는 것을 나타내고 있다. 상기 회로 16은 회로(16)는 수신된 신호에 포함된 이중상(고스트)과 경사각(틸트)을 보상하는, 실효 가중 효과를 갖는 디지털 필터를 구비한다. 상기 부호 동기와 등화 회로(16)는 진폭 등화와 이중상 제거와 마찬가지로, 부호 동기 또는 회전을 수행한다. 부호 동기에 사용되는 부호 동기와 등화 회로는 진폭 등화에 앞서 수행되는데, 이것은 미국 출원번호 5,479,449를 참조하였다. 이와 같은 설계에서, 상기 복조기(14)는 상기 부호 동기와 등화 회로(16)에 기저 대역 신호의 실수와 허수를 포함하는 과추출된 복조기 응답을 전달한다. 부호 동기 후에, 상기 과추출된 데이터는 1/10정도가 제거되는데, 이는 정상적인 부호 율에서의 기저 대역 I채널 신호를 추출하고, 진폭 등화와 이중상 제거에 사용된 디지털 필터링을 통한 표본율을 줄이기 위함이다. 진폭 등화가 부호 동기를 진행하는 부호 동기와 등화 회로에서의, 회전 또는 위상 추적 또한 디지털 신호 수신기 설계 부문에서 널리 알려진 기술이다.
회로(16)의 출력 신호의 각 표본은 10개 또는 그 이상의 bit로 나뉘는데, 효과적으로 하나의 아날로그 부호는 (2N-8)레벨중의 하나를 디지털로 나타내는 것이다. 상기 회로(16)의 출력 신호는, 이미 알려진 몇 가지 방법중의 한가지 방법에 의해 조심스럽게 이득이 제어된 것으로, 부호에 대한 이상적인 단계의 레벨이 알려져 있다. 이와 같은 이득 제어의 응답 속도가 월등히 빠르기 때문에 선택된 이득 제어의 한가지 방법은, 복소 복조기(14)에서 +1.25의 정상 레벨까지 전달되는 기저 대역 신호 실수부의 직류 성분을 조절한다. 일반적으로 이러한 이득 제어 방법은 미국 특허 출원번호 5,479,449에 잘 나타나 있고, 1997. 6. 3 등록된 미국 특허번호 5,573,454의 "디지털 HDTV 신호 수신에 대한 라디오 수신기의 자동 이득 제어"에 더욱 자세히 나타나 있고, 본 발명은 이를 참조하였다.
회로(16)에서 나온 출력 신호는 데이터 동기 회로(18)에 입력 신호로 전달되는데, 이는 등화된 기저 대역 I채널의 신호에서 파생된 데이터 영역의 동기 정보(F)와, 데이터 세그먼트 동기 정보(S)를 복구한다. 다른 방법으로, 동기 검출 회로(18)에 전달되는 입력 신호는 등화에 앞서 얻을 수도 있다.
정상적인 부호율에서, 회로(16)에서 출력 신호로 전달된, 등화된 I채널의 신호 표본들은 NTSC 제거 콤 필터(20)의 입력 신호로 전달된다. 상기 콤 필터(20)는, 한 쌍의 차등적으로 지연된 일련의 2N-레벨 부호를 생성하기 위한 제 1 지연 장치(201)와, 상기 콤 필터(20)의 응답을 생성하기 위해 차등적으로 지연된 일련의 부호를 선형적으로 조합하기 위한 제 1 선형 조합기(202)를 구비한다. 미국 특허번호 5,260,793에 기술된 내용을 참조하면, 상기 제 1 지연 장치(201)는 2N-레벨 부호의 12 주기와 동일한 지연을 제공하고, 상기 제 1 선형 조합기(202)는 가산기가 된다. 상기 콤 필터(20) 출력 신호의 각각의 표본은 10개 또는 그 이상의 bit로 나뉘고, 효과적으로 하나의 아날로그 부호는 (4N-1)=15 레벨중의 하나를 디지털로 나타내는 것이다.
상기 부호 동기와 등화 회로(16)는 자신의 입력 신호의 직류 바이어스 성분을 제한하기 위해 설계되었다고 간주되고, 이 직류 바이어스 성분은 +1.25의 정상화된 레벨을 갖고, 파일럿 반송파 검출로 인한 복소 복조기(14)로부터 전달된 기저 대역 신호의 실수부에 나타난다. 따라서, 회로(16)의 출력 신호의 각각의 표본은 콤 필터(20)의 입력 신호로 인가되고, 효과적으로 하나의 아날로그 부호는 다음의 정상 레벨들, 즉 -7, -5, -3, -1, +1, +3, +5, +7 중의 하나를 디지털로 나타내는 것이다.
이들 부호 레벨들은 기수 부호 레벨이라 하고, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111 각각의 임시 부호 디코딩 결과를 생성하기 위해 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)에서 검출된다. 콤 필터(20)의 출력 신호 각각의 표본은, 효과적으로, 하나의 아날로그 부호는 다음의 정상 레벨들, 즉 -14, -12, -10, -8, -6, -4, -2, 0, +2, +4, +6, +8, +10, +12, +14 중의 하나를 디지털로 나타내는 것이다. 이들 부호 레벨들은 우수 부호 레벨이라 하고, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111, 000, 001, 010, 011, 100, 101, 110, 111 각각의 임시 부호 디코딩 결과를 생성하기 위해 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)에서 검출된다.
이러한 의미에서의 상기 데이터 슬라이서(22, 24)는 "어려운 해결" 로 명하거나 또는, 비터비(Viterbi) 디코딩 구조를 수행하는 데 사용되는 "간단한 해결"로 명하기도 한다. 회로 내에서의 자신의 위치를 시프트하기 위해 멀티플렉서 연결을 사용하고, 자신의 슬라이싱 범위를 수정하기 위한 바이어스를 인가하여, 상기 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)와 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)를 단일 데이터 슬라이서로 대체하는 배열이 가능하다. 그러나, 이들 배열은 동작이 복잡하기 때문에 적합하지 않다.
다음에 상기 부호 동기와 등화 회로(16)는, 자신의 입력 신호에 포함된 직류 바이어스 성분을 억제하기 위한 방법을 설명하기로 한다. 이때의 직류 바이어스 성분은 +1.25의 정상 레벨을 갖고, 파일럿 반송파 검출로 인한 복소 복조기(14)에서 전달된 기저 대역 신호의 실수부에 나타난다. 다른 방법으로, 상기 부호 동기와 등화 회로(16)는 자신의 입력 신호에 포함된 직류 바이어스 성분을 유지하기 위해 설계된 것으로, 이는 어떤 의미에서는 회로(16)에서 등화 필터의 설계를 간단하게 한다. 이와 같은 경우, 기수 레벨 데이터 슬라이서에서 상기 데이터 슬라이싱 레벨들은, 자신의 입력 신호에 포함된 상기 데이터 과정들을 수반하는 상기 직류 바이어스 성분을 계수하여 오프셋값으로 취한다. 상기 회로(16)가, 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)에서 데이터 슬라이싱 레벨로 간주되는, 비연속성을 갖는 입력 신호에 포함된 직류 바이어스 성분을 차단 또는 유지하기 위해 설계되었든지간에, 상기 제 1 선형 조합기(202)는 가산기로 제공된다. 그러나 만일, 상기 제 1 지연 장치(201)에서 전달된 차등적 지연이 선택되면, 상기 제 1 선형 조합기(202)는 가산기가 되고, 상기 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)에서 상기 데이터 슬라이싱 레벨들은, 자신의 입력 신호에 포함된 상기 데이터 과정들을 수반하는 중첩된 직류 바이어스 성분을 계수하여 오프셋값으로 취한다.
포스트 코딩 필터 응답을 콤 필터(20)의 프리코딩 필터 응답으로 생성하기 위해, 콤 필터(26)를 상기 데이터 슬라이서(22, 24) 후에 사용한다. 상기 콤 필터(26)는, 3개의 입력을 갖는 멀티플렉서(261), 제 2 선형 조합기(262), 콤 필터(20)에서 제 1 지연 장치(201)와 동일한 지연을 갖는 제 2 지연 장치(263)로 구성된다. 상기 제 2 선형 조합기(262)는 만일, 상기 제 1 선형 조합기(202)가 감산기이면 모듈로-8 가산기가 되고, 상기 제 1 선형 조합기(202)가 가산기이면 모듈로-8 감산기가 된다. 상기 제1 선형 조합기(202)와 상기 제2 선형 조합기(262)는, 포함된 표본율을 지원하기 위해 선형 조합 동작 속도를 충분히 상승시키기 위한 각각의 ROM으로 구성될 수도 있다. 상기 멀티플렉서(261)에서 나온 출력 신호는, 상기 포스트 코딩 콤 필터(26)에서 얻은 응답을 전달하고, 상기 제 2 지연 장치(263)에 의해 지연된다. 상기 제 2 선형 조합기(262)는, 상기 제 2 지연 장치(263)으로부터 얻은 출력 신호를 갖는, 상기 우수 레벨 데이터 슬라이서(24)로부터 얻은 프리코드된 부호 디코딩 결과를 조합한다.
상기 멀티플렉서(261)의 출력 신호는, 제어기(28)에서 멀티플렉서(261)로 인가된 멀티플렉서 제어 신호의, 제 1, 제 2, 제 3상태의 응답에서 선택되었을 때, 멀티플렉서(261)로 인가된 세 가지 입력 신호중의 하나를 재생한다. 데이터 영역 동기 정보(F)와, 상기 등화된 기저 대역 I채널의 신호에서 얻은 데이터 세그먼트 동기 정보(S)가 상기 데이터 동기 검출 회로(18)에서 복구되는 동안, 상기 멀티플렉서(261)의 제 1 입력 포트는, 제어기(28)내에 있는 메모리로부터 인가된 이상적인 부호 디코딩 결과를 수신한다. 출력 신호의 최종 코딩 결과와, 제어기(28)내에 있는 메모리로부터 인가된 이상적인 부호 디코딩 결과를 멀티플렉서(261)에서 제공하기 위한 조건을 형성하는 동안, 상기 제어기(28)는 상기 멀티플렉서 제어 신호의 제 1상태를 멀티플렉서(261)에 전달한다. 상기 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)는, 출력 신호로서 중간 부호 디코딩 결과를 멀티플렉서(261)의 제 2 입력 포트로 전달한다. 멀티플렉서(261)는, 자신의 출력 신호인 최종 코딩 결과로써 중간 부호 디코딩 결과를 재생하기 위해 멀티플렉서 제어 신호의 제 2 상태로 조건이 맞추어진다. 상기 제 2 선형 조합기(262)는 자신의 출력 신호로 포스트 코드된 부호 디코딩 결과를 상기 멀티플렉서(261)의 제 3 입력 포트로 전달한다. 멀티플렉서(261)는, 자신의 출력 신호인 최종 코딩 결과로써 포스트 코드된 부호 디코딩 결과를 재생하기 위해 멀티플렉서 제어 신호의 제 3 상태로 조건이 맞추어진다.
데이터 동기 검출 회로(18)가 데이터 영역 동기 정보(F)와 데이터 세그먼트 동기 정보(S)를 복구하는 동안, 제어기(28)에 있는 메모리로부터 전달되는 이상적인 부호 디코딩 결과치를 피드백 시킴으로써, 상기 포스트 코딩 콤 필터로부터 포스트 코드된 부호 디코딩 결과에서 발생하는 실행 오류는 감소된다. 이 부분은 본 발명의 주요 부분으로 이후에 보다 상세히 설명한다.
3개의 병렬 bit 그룹에 포함된 최종 부호 디코딩 결과를 포함하는, 상기 포스트 코딩 콤 필터(26)에 있는 멀티플렉서(261)에서 나온 출력 신호는, 데이터 인터리버(interleaver)(32)에 적용하기 위한 데이터 어셈블러(30)로 취합된다. 상기 데이터 인터리버(interleaver)(32)는 취합된 데이터를 일련의 병렬 데이터로 정류하여, 트렐리스 디코더 회로(34)측으로 보낸다. 일반적으로 트렐리스 디코더 회로(34)는 12 트렐리스 디코더를 사용한다. 상기 트렐리스 디코더 회로(34)로부터 인가된 트렐리스 디코딩 결과는 정류를 위해 데이터 디-인터리버(de-interleaver) 회로(36)측으로 전달된다. 바이트 분석 회로(38)는 상기 데이터 디-인터리버(de-interleaver)(36)의 출력 신호를, 데이터 랜덤기(randomizer, 42)로 전달되는 수정된 일련의 오류 바이트를 생성하기 위해 리드 솔로몬 디코딩을 수행하는 리드 솔로몬 디코더 회로(40)측으로 전달하여, 리드 솔로몬 오류 정정 코딩 바이트로 변환시킨다. 상기 데이터 랜덤기(42)는 재생된 데이터를 다른쪽 수신기(표시되지 않음)로 전달한다. 완전한 DTV 수신기의 다른 하나는 패킷 분류기, 오디오 디코더, MPEG-2 디코더와 그 외의 것을 포함한다. 디지털 테잎 레코더/재생기로 통합된 상기 DTV 수신기의 다른 하나는, 레코딩에 필요한 형식으로 데이터를 변환시키기 위한 회로를 구비하고 있을 것이다.
동일 채널 간섭 NTSC 신호 검출기(44)는, 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 데이터 슬라이서(22)에서 수행된 데이터 슬라이싱에 포함된 수정 불가능한 오류를 발생시킬 만큼 충분히 완벽한 상태인지를 알 수 있는 제어기(28)를 제공하고 있다. 만일 검출기(44)가 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 충분히 완벽한 상태가 아님을 나타내면, 데이터 영역 동기 정보(F)와 데이터 세그먼트 동기 정보(S)가 데이터 동기 검출기 회로(18)에 의해 복구될 때를 제외한 다른 때에, 상기 제어기(28)는 상기 멀티플렉서 제어 신호의 제 2상태를 멀티플렉서(261)측에 전달한다. 이러한 조건은 상기 멀티플렉서(261)가 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)로부터 전달된 중간 부호 디코딩 결과를, 자신의 출력 신호로 재생하기 위해 사용된다. 만일 검출기(44)가 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 수정 불가능한 오류를 발생시킬 만큼 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 충분히 완전한 상태임을 나타내면, 데이터 영역 동기 정보(F)와 데이터 세그먼트 동기 정보(S)가 데이터 동기 검출기 회로(18)에 의해 복구될 때를 제외한 다른 때에, 상기 제어기(28)는 상기 멀티플렉서 제어 신호의 제 3상태를 멀티플렉서(261)측에 전달한다. 이러한 조건은 상기 멀티플렉서(261)가 상기 제 2 선형 조합기(262)로부터 제 2 선형 조합 결과로 전달된, 포스트 코드된 부호 디코딩 결과를, 자신의 출력 신호로 재생하기 위해 사용된다.
도2는 본 발명이 취하고 있는 일실시예로, 상기 동일 채널 간섭 NTSC 신호 검출기(44)가 취할 수 있는 형식이다. 감산기(441)는 기수 레벨 데이터 슬라이서(22)로부터 전달된 중간 부호 디코딩 결과와, 상기 제 2선형 조합기(262)로부터 제 2 선형 조합 결과로서 전달된 포스트 코드된 부호 디코딩 결과를 별도로 조합한다. 만일 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 무시해도 좋을 만큼의 양이고, 기저 대역의 I 채널 신호에 포함된 랜덤 노이즈가 무시할 만큼의 양이면, 이들 가상, 포스트 코드된 부호 디코딩 결과는 유사할 것이다. 따라서, 감산기(441)에서 나온 출력 신호 차는 적어질 것이다. 그러나 만일 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 상당한 양이면, 일반적으로 감산기(441)에서 나온 출력 신호 차는 적어지지는 않을 것이다. 그러나 때로는 신호 차가 많은 것이 나을 때도 있다.
상기 감산기(441)로부터 나온 출력 신호 차에 포함된 에너지를 측정하는 방법은, 제곱기(442)를 갖는 출력 신호의 차이 값을 제곱하고, 평균값 회로(443)를 갖는 짧은 구간에 걸쳐 제곱기 응답의 평균값을 결정하여 얻는다. 상기 제곱기(442)는 ROM을 사용하여 수행한다. 상기 평균값 회로(443)는 몇 가지의 적합한 디지털 표본을 저장하기 위한 지연 라인 메모리와, 현재 지연 라인 메모리에 저장된 디지털 표본들을 더하는 가산기를 사용하여 수행된다. 상기 평균값 회로(443)에서 결정된, 감산기(441)에서 얻은 출력 신호 차에 포함된 짧은 구간에 분포된 에너지의 평균값은, 문턱(threshold) 검출기(444)를 지원하기 위해 디지털 비교기에 연결된다. 상기 문턱 검출기(444)의 문턱값은 중간 부호 디코딩 결과를 수반하는 랜덤 노이즈에 포함된, 짧은 구간의 평균 값 차이와, 감산기(441)에 인가되는 포스트 코드된 부호 디코딩 결과 값을 초과하지 않을 만큼 충분히 크다. 만일 동일 채널 간섭 NTSC 신호가 데이터 슬라이서(22)에 의해 수행되는 데이터 슬라이싱에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 충분히 크면 문턱값이 초과한다. 상기 문턱 검출기(444)는 문턱값의 초과 여부를 제어기(28)가 나타내도록 한다.
상기 제곱기(442)의 다른 실시예는 상기 제1, 제2 부호 디코딩 측정 결과치 사이를 벗어난 것에 대한 절대 측정값을 나타내는 다른 회로, 예를 들어 절대값 회로로 대체될 수 있다. 빠른 계산을 위해, ROM을 사용하여 상기와 같은 절대값 회로를 수행시킬 수 있다.
도3은 120종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와, 126종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1의 디지털 TV 신호 수신기 블록 구성의 일부분을 상세히 나타내고 있다. 감산기(1202)는 NTSC 제거 콤 필터(120)내에서 제 1 선형 조합기로 작용하고, 모듈로-8 가산기(1262)는 포스트 코딩 콤 필터(126)내에서 제 2 선형 조합기로 작용한다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(120)는 제 1 지연 장치(1201)를 사용하여 12개 부호 구간의 지연을 나타내고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(126)는 제 2 지연 장치(1263)를 사용하여 12개 부호 구간의 지연을 나타낸다. 각각의 상기 지연 장치(1201, 1263)에 의해 나타나는 12 부호 지연은, 아날로그 TV 의 수평 주사 주파수(fH)의 59.75 배 일 때의 아날로그 TV 비디오 반송파 결과의 한 사이클 지연에 가깝다. 상기 12 부호 지연은 fH의 287.75 배일 때, 아날로그 TV 색차 부반송파 결과의 5 사이클에 가깝다. 상기 12 부호 지연은 fH의 345.75 배일 때, 아날로그 TV 색차 부반송파 결과의 6 사이클에 가깝다. 이것은 상기 오디오 반송파, 비디오 반송파, 주파수에 대한, 감산기(1202)의 차등적으로 조합된 응답이, 동일 채널 간섭을 차단하려고 하는 상기 제 1 지연 장치(1201)에 의해 차등적으로 지연된 색채 부반송파에 가깝기 때문이다. 그러나, 끝부분이 수평 주사선을 교차하는 곳에 있는 비디오 신호의 일부분에서, 수평 공간 방향으로 있는 거리에서 아날로그 TV 비디오 신호의 상관 관계 정도는 매우 낮다.
멀티플렉서(261)의 1261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 대부분의 경우, 즉 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 결정될 때 제 2상태에 있게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 결정되는 대부분의 경우에는 제 3상태에 있게 된다. 상기 멀티플렉서(1261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(1262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백 되고, 상기 지연 장치(1263)에서 12개의 부호 구간으로 지연되어 가산기(1262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 12개의 모든 부호 구간에 서 오류가 반복된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(126)로부터 포스트 코드된 부호 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 전체가 영역 동기를 포함하는 동안만큼, 상기 멀티플렉서(1261)가 각각의 데이터 세그먼트의 초기에 4개의 부호 구간에 대한 제 1 상태에 놓일 때 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(1261)는 제어기(28)에 있는 메모리로부터 전달된 출력 신호 이상 부호 디코딩 결과를 재생한다. 이상 부호 디코딩 결과를 멀티플렉서(1261)의 출력 신호로 유도하면 주행 오류가 정지한다. 4+69(12) 부호/데이터 세그먼트가 있기 때문에 상기 이상부호 디코딩 결과는 각 데이터 세그먼트의 위상에서 4개의 부호 구간을 슬립백하여, 3개의 데이터 세그먼트보다 오래 남게 되는 주행 오류는 없게 된다.
도4는 220종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와, 226종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1의 디지털 TV 신호 수신기의 일부분에 대한 블록 구성을 상세히 나타내고 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(220)는 제 1 지연 장치(2201)를 사용하여 6개 부호 구간의 지연을 나타내고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(226)는 제 2 지연 장치(2263)를 사용하여 6개 부호 구간의 지연을 나타낸다. 각각의 상기 지연 장치(2201, 2263)에 의해 나타나는 6 부호 지연은, 아날로그 TV의 수평 주사 주파수(fH)의 59.75 배 일 때의 아날로그 TV 비디오 반송파 결과의 0.5 사이클 지연에 가깝고, fH의 287.75 배일 때, 아날로그 TV 색차 부반송파 결과의 2.5 사이클에 가깝고, fH의 345.75 배일 때, 아날로그 오디오 반송파 결과의 3 사이클에 가깝다. 가산기(2202)는 NTSC 제거 콤 필터(220)내에서 제 1 선형 조합기로 작용하고, 모듈로-8 감산기(2262)는 포스트 코딩 콤 필터(226)내에서 제 2 선형 조합기로 작용한다. 상기 지연 장치(2201,2263)에 의해 나타난 상기 지연은, 상기 지연 장치(1201,1263)에 나타난 지연보다 짧기 때문에, 아날로그TV 반송파 주파수로부터 변환된 0에 가까운 주파수라 할지라도 협대역이 되고, 감산기(1202)에 의해 차등적으로 조합된 신호에서의 좋은 상관관계보다, 가산기(2202)에 의해 추가적으로 조합된 신호에서의 반 상관관계가 보다 낫다. 음향 반송파 차단은 상기 NTSC 제거 콤 필터(120) 응답에서보다 상기 NTSC 제거 콤 필터(220)에서 더 미약하다. 그러나, 만일 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 음향 반송파가 표면 음향 필터링 또는 중간 주파수 증폭기 체인(12)에 있는 음향 트랩에서 차단되면, 콤 필터(220)의 적은 소리 제거은 문제되지 않는다. 도3의 NTSC 제거 콤 필터(120)보다는 도4의 NTSC 제거 콤 필터(220)를 사용하는 동안, 동기 팁에 대한 응답이 제거된다. 따라서, 트렐리스 디코딩과 리드-솔로몬 코딩에서의 오류 수정 강화는 실질적으로 감소 추세에 있다.
멀티플렉서(261)의 2261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 대부분의 경우, 즉 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 결정될 때 제 2상태에 있게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 정도로 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 결정되는 대부분의 경우에는 제 3상태에 있게 된다. 상기 멀티플렉서(2261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(2262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백 되고, 상기 지연 장치(2263)에서 6개의 부호 구간으로 지연되어 가산기(2262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 6개의 모든 부호 구간에서 오류가 반복된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(226)로부터 포스트 코드된 부호 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 전체가 영역 동기를 포함하는 동안만큼, 상기 멀티플렉서(2261)가 각각의 데이터 세그먼트의 초기에 4개의 부호 구간에 대한 제 1 상태에 놓일 때 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(2261)는 제어기(28)에 있는 메모리로부터 전달된 출력 신호 이상 부호 디코딩 결과를 재생한다. 이상 부호 디코딩 결과를 멀티플렉서(2261)의 출력 신호로 유도하면 주행 오류가 정지한다. 4+138(6) 부호/데이터 세그먼트가 있기 때문에 상기 이상부호 디코딩 결과는 각 데이터 세그먼트의 위상에서 4개의 부호 구간을 슬립백하여, 2개의 데이터 세그먼트보다 오래 남게 되는 주행 오류는 없게 된다. 상기 주행 오류가 보다 빈번하게 반복되어 상기 12개의 삽입된 트렐리스 코드에 이중으로 영향을 미친다 해도, 실질적으로 상기 포스트 코딩 콤 필터(226)에 포함된 주행 오류의 주기가 지속될 가능성은, 상기 포스트 코딩 콤 필터(126)의 경우보다 적다.
도5는 320종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와 326종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)는 1368 부호 구간의 지연을 나타내는 제 1 지연 장치(3201)를 사용하는데, 실질적으로 이것의 지연은 아날로그 TV 신호의 두 수평 주사선의 구간과 동일하고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(326)는 제 2 지연 장치(3263)를 사용하여 지연을 나타낸다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)에 포함된 제 1 선형 조합기는 감산기(3202)가 되고, 상기 포스트 코딩 콤 필터(326)에 포함된 제 2 선형 조합기는 모듈로-8 가산기(3262)가 된다.
상기 멀티플렉서(261)의 3261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 이때 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 2상태에 놓이게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 3상태에 놓이게 된다. 상기 DTV 수신기는 가급적, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에서 교차되는 주사선간의 변화를 검출하기 위한 회로를 구비하고 있어, 상기 제어기(28)는 이와 같은 조건하에서 상기 멀티플렉서(3261)가 제 3의 상태에 놓이게 되는 것을 보류시킨다.
상기 멀티플렉서(3261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(3262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백 되고, 상기 지연 장치(3263)에서 1368개의 부호 구간으로 지연되어 가산기(3262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 1368개의 모든 부호 구간에 서 오류가 반복된다. 이 부호 코드의 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 길기 때문에, 단일 주행 오류는 리드-솔로몬 디코딩이 진행되는 동안 쉽게 수정된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(326)에서 나온 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 초기에 있는 4개의 부호 구간과 마찬가지로, 각각의 데이터 세그먼트가 포함하는 영역 동기의 전체 구간에 걸쳐, 상기 멀티플렉서(3261)가 제 1상태에 놓임으로써 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(3261)는 상기 제어기(28)의 메모리로부터 전달받은 이상 부호 디코딩 결과를 출력 신호로 재생한다. 이상 부호 디코딩 결과를 멀티플렉서(3261)의 출력 신호로 하여 오류 주행을 중단시킨다. NTSC 비디오 영역의 16.67 x10-6초 기간은 DTV 데이터 영역의 24.19 x10-6초 기간에 대해 위상 편차를 나타내어, 영역 동기를 포함하는 상기 DTV 데이터 세그먼트는 결국 NTSC 프레임 화상 전체를 주사한다. 각각 684개의 부호 구간을 갖는 NTSC 프레임 화상에는 525개의 라인이 있어 총 359,100개의 부호 구간을 갖게 된다. 이것은 영역 동기를 포함하고 있는 DTV 데이터 세그먼트에 포함된 832개 부호 구간의 432배보다 다소 적은 것으로, 한가지 유추되는 사실은, 주행 오류의 지속기간이 432 보다 길게 되면, DTV 데이터 세그먼트가 영역 동기를 포함하고 있는 동안, 상기 멀티플렉서(3261)가 이상 부호 디코딩을 재생하여 데이터 영역이 소실되게 된다. 또한, 이상 부호 디코딩 결과를 이용하는 시작 코드 그룹에 관한 데이터 세그먼트와, NTSC 비디오 주사선간에 위상 편차가 생긴다. 코드 시작 그룹에 포함된 4개 부호 구간의 89,775배에 해당하는 359,100개의 부호 구간이 측정되는데, 이는 89,775개의 연속 데이터 세그먼트에 대해 주사된 값이다. DTV 데이터 영역/313 개의 데이터 세그먼트에서 유추되는 한가지 사실은, 주행 오류의 지속기간이 287 보다 길게 되면, 코드 시작 그룹이 진행되는 동안, 상기 멀티플렉서(3261)가 이상 부호 디코딩을 재생하여 데이터 영역이 소실되게 된다. 상기 2가지 주행 오류 방지법은 각각 독립적이기 때문에, 오류의 주행 기간이 200 또는 데이터 영역보다 길어질 가능성은 희박하다. 여기에 덧붙여, 만일 주행 오류가 순환될 때 NTSC 동일 채널 간섭 정도가 낮아지면, 상기 멀티플렉서(3261)가 출력 신호로 상기 데이터 슬라이서(22)의 응답을 재생하는 조건이 형성되어, 상기 오류는 다른 방법을 사용하는 경우보다 빨리 수정될 수 있다.
도5는 NTSC 제거 콤 필터(32)가, 아날로그 TV 수직 동기 펄스에 대한 응답에서 파생된 많은 양의 복조 결과를 차단하여 펄스를 등화 시키는 것과 마찬가지로, 아날로그 TV 수평 동기 펄스에 대한 응답에서 파생된 복조 결과를 차단하는 일실시예를 나타내고 있다.
이들 결과들은 많은 양의 에너지를 갖고 있는 동일 채널 간섭이다. 2개의 주사선 주기에 걸쳐 아날로그 TV 신호의 비디오 내용에 포함된 주사선과 주사선 의 차이가 있는 부분을 제외하고, 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)는 비디오 내용과 무관한 색상을 차단한다. 상기 부호 동기와 등화 회로(16)에 포함된 트래킹 콤 필터에서 차단되지 않은 경우, 상기 아날로그TV 신호의 FM 오디오 반송파는 차단된다. 대부분의 아날로그 TV 색상 버스트(burst) 결과도 상기 NTSC 제거 콤 필터(320) 응답에서 차단된다. 더 나아가, 상기 NTSC 제거 콤 필터(320)에 의한 필터링은, 트렐리스 디코딩 절차에서 이루어지는 상기 NTSC 간섭 제거에 대해 "직각"을 이룬다.
도6은 420종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와 426종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)는 179,208 부호 구간의 지연을 나타내는 제 1 지연 장치(4201)를 사용하는데, 실질적으로 이것의 지연은 아날로그 TV 신호의 262 수평 주사선의 주기와 동일하고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(426)는 제 2 지연 장치(4261)를 사용하여 지연을 나타낸다. 감산기(4202)는 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)에서 포함된 제 1 선형 조합기로 작용하고, 모듈로-8 가산기(4262)는 상기 포스트 코딩 콤 필터(426)에 포함된 제 2 선형 조합기로 작용한다.
상기 멀티플렉서(261)의 4261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 이때 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 2상태에 놓이게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 3상태에 놓이게 된다. 상기 DTV 수신기는 가급적, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에 포함된 영역과 영역간의 변화를 검출하기 위한 회로를 구비하고 있어, 상기 제어기(28)는 이와 같은 조건하에서 상기 멀티플렉서(4261)가 제 3의 상태에 놓이게 되는 것을 보류시킨다.
상기 멀티플렉서(4261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(4262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백 되고, 상기 지연 장치(4263)에서 179,208개의 부호 구간으로 지연되어 가산기(4262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 179,208개의 모든 부호 구간에서 오류가 반복된다. 이 부호 코드의 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 길기 때문에, 단일 주행 오류는 리드-솔로몬 디코딩이 진행되는 동안 쉽게 수정된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(426)에서 나온 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 초기에 있는 4개의 부호 구간과 마찬가지로, 각각의 데이터 세그먼트가 포함하는 영역 동기의 전체 구간에 걸쳐, 상기 멀티플렉서(4261)가 제 1상태에 놓임으로써 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(4261)는 상기 제어기(28)의 메모리로부터 전달받은 이상 부호 디코딩 결과를 출력 신호로 재생한다. 이상 부호 디코딩 결과를 멀티플렉서(4261)의 출력 신호로 하여 오류 주행을 중단시킨다. 상기 멀티플렉서(4261)의 출력 신호에 포함된 주행 오류를 제거하기 위해 요구되는 데이터 영역의 최고값은, 실질적으로 상기 멀티플렉서(3261)에 포함된 주행 오류를 제거하기 위해 요구되는 값과 동일하다. 그러나 이 주기 내에서 반복되는 오류의 횟수는 요소 131에 의해 낮아진다.
도6의 NTSC 제거 콤 필터(420)가, 아날로그 TV 수평 동기 펄스응답에서 파생되는 모든 복조 결과를 차단하는 것과 마찬가지로, 아날로그 TV 수직 동기 펄스응답에서 파생된 대부분의 복조 결과를 차단하는 일실시예를 나타내고 있다. 이들 결과들은 높은 에너지를 갖는 동일 채널 간섭이다. 또한, 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)는, 영역간 또는 라인간의 변화가 아닌, 아날로그 TV 신호의 비디오 내용에서 발생하는 결과를 차단하여, 그들 수평 공간 주파수 또는 색채와 무관한 정지 패턴을 제거한다. 또한 아날로그 TV 컬러 버스트 대부분의 결과는 상기 NTSC 제거 콤 필터(420)의 응답에서 차단된다.
도7은 520종의 NTSC 제거 콤 필터(20)와 526종의 포스트 코딩 콤 필터(26)를 사용하는 도1의 디지털 TV 신호 수신기의 일부를 상세히 나타내고 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터(520)는 718,200 부호 구간의 지연을 나타내는 제 1 지연 장치(5201)를 사용하는데, 실질적으로 이것의 지연은 아날로그 TV 신호의 2 프레임 주기와 동일하고, 또한 상기 포스트 코딩 콤 필터(526)는 제 2 지연 장치(5261)를 사용하여 지연을 나타낸다. 감산기(5202)는 상기 NTSC 제거 콤 필터(520)에서 포함된 제 1 선형 조합기로 작용하고, 모듈로-8 감산기(5262)는 상기 포스트 코딩 콤 필터(526)에 포함된 제 2 선형 조합기로 작용한다.
상기 멀티플렉서(261)의 5261종은 멀티플렉서 제어 신호에 의해 제어되는데, 이때 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 불충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 2상태에 놓이게 되고, 상기 데이터 슬라이서(22)에서 나온 출력 신호에 포함된 오류의 수정이 불가능할 만큼 NTSC 동일 채널 간섭이 충분하다고 판단되는 대부분의 경우, 제 3상태에 놓이게 된다. 상기 DTV 수신기는 가급적, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에 포함된 교차 프레임간의 변화를 검출하기 위한 회로를 구비하고 있어, 상기 제어기(28)는 이와 같은 조건하에서 상기 멀티플렉서(5261)가 제 3의 상태에 놓이게 되는 것을 보류시킨다.
상기 멀티플렉서(5261)는 제 3의 상태에서 제어 신호가 되어, 상기 가산기(5262)의 모듈로-8 의 합계로 피드백 되고, 상기 지연 장치(5263)에서 718,200개의 부호 구간으로 지연되어 가산기(5262)의 피가수가 된다. 이는 단일 오류가 주행 오류로 파급되는 부분에서의 모듈러 누산 처리로, 718,200개의 모든 부호 구간에서 오류가 반복된다. 이 부호 코드의 길이는 상기 리드-솔로몬 코드의 단일 블록의 길이보다 길기 때문에, 단일 주행 오류는 리드-솔로몬 디코딩이 진행되는 동안 쉽게 수정된다. 상기 포스트 코딩 콤 필터(526)에서 나온 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과에 포함된 주행 오류는, 각 데이터 세그먼트의 초기에 있는 4개의 부호 구간과 마찬가지로, 각각의 데이터 세그먼트가 포함하는 영역 동기의 전체 구간에 걸쳐, 상기 멀티플렉서(5261)가 제 1상태에 놓임으로써 단축된다. 상기 제어 신호가 제 1 상태에 있을 때, 상기 멀티플렉서(5261)는 상기 제어기(28)의 메모리로부터 전달받은 이상 부호 디코딩 결과를 출력 신호로 재생한다. 이상 부호 디코딩 결과를 멀티플렉서(5261)의 출력 신호로 하여 오류 주행을 중단시킨다. 상기 멀티플렉서(5261)의 출력 신호에 포함된 주행 오류를 제거하기 위해 요구되는 데이터 영역의 최고값은, 실질적으로 상기 멀티플렉서(3261)에 포함된 주행 오류를 제거하기 위해 요구되는 값과 동일하다. 그러나 이 주기 내에서 반복되는 오류의 횟수는 요소 525에 의해 낮아진다.
도7의 NTSC 제거 콤 필터(520)가, 아날로그 TV 수평 동기 펄스응답에서 파생되는 모든 복조 결과를 차단하는 것과 마찬가지로, 아날로그 TV 수직 동기 펄스응답에서 파생된 모든 복조 결과를 차단하는 일실시예를 나타내고 있다. 이들 결과들은 높은 에너지를 갖는 동일 채널 간섭이다. 또한, 상기 NTSC 제거 콤 필터(520)는, 2 프레임에 걸친 변화가 아닌, 아날로그 TV 신호의 비디오 내용에서 발생하는 결과를 차단하여, 그들 공간 주파수 또는 색채와 무관한 정지 패턴을 제거한다. 또한 아날로그 TV 컬러 버스트의 모든 결과는 상기 NTSC 제거 콤 필터(520)의 응답에서 차단된다.
TV 시스템 설계 분야에 종사하는 사람이라면, 다른 유형의 NTSC 제거 콤 필터 설계에 활용될 수 있는 아날로그 신호에서의, 도3 ~ 도7에 나타난, 상관 관계와 반-상관관계의 다른 특성을 알 수 있을 것이다. 상기 종속된 2개의 NTSC 제거 콤 필터 사용은 이미 공지된 것으로, 2N 레벨의 기저 대역 신호를 (8N-1)데이터 레벨로 상승시켰다. 이와 같은 필터는 부호 디코딩을 갖는 랜덤한 노이즈 간섭에 대한 신호 : 잡음비를 제한해야 하는 결점에도 불구하고, 특히 악성 동일채널 간섭문제 해결이 절실히 요구되고 있다.
도8은 도1의 멀티플렉서 261의 구조를 보다 상세히 나타내는 것으로, 이와 같은 회로로 상기 이상 부호 디코딩 결과치를 생성하여 상기 멀티플렉서 261에 인가한다. 상기 멀티플렉서 261은 상기 ROM 46, ROM 48,ROM 50의 출력 버퍼 레지스터를 포함하여 상기 멀티플렉서 261로부터 3-bit 광(wide)출력 버스 2610을 선택적으로 독취한다. 상기 멀티플렉서 261은 3-상 버퍼 2611을 추가로 포함하여, 이상 부호 디코딩 결과치가 생성되지 않는 동안 상기 멀티플렉서 2612의 3-bit 광 출력을 출력 버스 2619 쪽으로 전달한다. 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출기 44에 대한 상기 멀티플렉서 261의 응답은 "0"이 되는데, 이는 NTSC 동일 채널 간섭이, 상기 데이터 슬라이서 22에서 전달된 상기 중간 부호 디코딩 결과치에 포함된 오류를 수정하지 못할 만큼의 진폭이 되지 않아, 상기 중간 부호 디코딩 결과치를 재생하여 상기 3-상 데이터 버퍼 2611의 입력 신호로 함을 나타낸다. 상기 NTSC 동일 채널 간섭 검출기 44에 대한 상기 멀티플렉서 261의 응답은 "1"이 되는 것은, NTSC 동일 채널 간섭이, 상기 데이터 슬라이서 22에서 전달된 상기 중간 부호 디코딩 결과치에 포함된 오류를 수정하지 못할 만큼의 진폭이 되어, 상기 프리코드된 부호 디코딩 결과치를, 상기 제 2 선형 조합기 262로부터 재생하여 상기 3-상 데이터 버퍼 2611의 입력 신호로 함을 나타낸다.
상기 출력 버스 2610으로 상기 이상적인 부호 디코딩 결과를 전달하기 위한 회로는, ROM(46,48,50), 부호 클럭 제너레이터 52, ROM(46,48,50)의 어드레스를 지정하기 위한 어드레스 카운터 54, 카운터 54를 리셋하기 위한 잼(jam) 리셋 회로 56, ROM(46,48,50)이 독취 가능한 신호를 발생시키기 위한 어드레스 디코더(60,62,64), 3상 버퍼 2611을 제어하는 NOR 게이트 92로 구성된다. 상기 어드레스 카운터 54는 상기 부호 클럭 제너레이터 52에서의 부호 디코딩 율을 수신하여 입력 펄스를 카운트한다. 따라서, 하나의 데이터 프레임 내에 있는 부호 각각에 대한 어드레스를 연속적으로 부여한다. 이들 어드레스 중에서 적합한 부분을 ROM(46,48,50)의 입력 어드레스로 취한다. 상기 잼 리셋 회로 56은, 상기 카운터 54를 리셋하여, 데이터 영역 동기 정보(F)와 데이터 세그먼트 동기 정보(S)를 도1의 데이터 동기 검출 회로(18)에서 빠르게 복구되도록 적당한 값으로 한다. 카운터 54의 구성은, 보다 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹과, 덜 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹으로 구성하는 것이 바람직하다. 이러한 구성은 잼 리셋 회로 54의 설계를 단순화하고, 어드레스 디코더(60,62,64)로 인가되는 입력 신호의 bit 폭을 줄이고, ROM(46,48,50)이 카운터 54의 일부 어드레스로 용이하게 어드레스 되고, ROM 어드레싱의 bit 폭을 줄일 수 있다.
상기 ROM 46은 기수 영역 동기 세그먼트에 대한 이상적인 부호 디코딩 결과를 저장하고, 상기 어드레스 디코더 60에서 "1"을 수신한 것에 대해 선택적으로 인에이블된다. 상기 ROM 46은, 덜 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 의해 어드레스 되고, 상기 어드레스 디코더 60은, 보다 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더 60은, 상기 어드레스 카운터 54에 의해 전달되는 어드레스의 데이터 세그먼트 부분이, 기수 영역 동기 세그먼트의 어드레스와 일치할 경우에만 "1"이 된다.
상기 ROM 48은 우수 영역 동기 세그먼트에 대한 이상적인 부호 디코딩 결과를 저장하고, 상기 어드레스 디코더 62에서 "1"을 수신한 것에 대해 선택적으로 인에이블된다. 상기 ROM 48은, 덜 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 의해 어드레스 되고, 상기 어드레스 디코더 62는, 보다 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더 62는, 상기 어드레스 카운터 54에 의해 전달되는 어드레스의 데이터 세그먼트 부분이, 우수 영역 동기 세그먼트의 어드레스와 일치할 경우에만 "1"이 된다.
상기 ROM 50은 각각의 동기 세그먼트 초기에서 시작 코드 그룹에 대한 이상적인 부호 디코딩 결과를 저장하고, 상기 어드레스 디코더 64로부터 "1"을 수신하여 읽어낸 값은 선택적으로 인에이블된다. 상기 ROM 50은 카운터 54 출력의 2개의 무의미한 bit에 응답하고, 상기 어드레스 디코더 64는, 덜 중요한 bit를 데이터 세그먼트 수/데이터 프레임으로 카운트하는 그룹에 응답한다. 상기 어드레스 디코더 64는, 상기 어드레스 카운터 54에 의해 전달되는 데이터 부호/어드레스의 데이터 세그먼트 부분이, 시작 코드 그룹의 일부 어드레스와 일치할 경우에만 "1"이 된다.
상기 NOR 게이트(92)는, 3개의 입력 연결부분 각각의 한 점에서, 어드레스 디코더(60,62,64)의 응답을 수신한다. 이상적인 부호 디코딩 결과를 얻었을 때, 어드레스 디코더(60,62,64)중의 하나는 그의 출력 신호로 "1"을 전달하고, 상기 NOR 게이트(92)가 3상 데이터 버퍼 2611에 "0"으로 응답하기 위한 조건이 형성된다. 이 조건에서, 상기 3상 데이터 버퍼 2611은 상기 데이터 버스 2610의 상기 비트 라인에 높은 전원의 임피던스를 부과하여 멀티플렉서 2611의 신호가 상기 멀티플렉서 2612 로부터 상기 3 bit 광대역 데이터 버스 2610에 전달되지 못한다. 예측 불가능한 이상적 부호 디코딩 결과에 대한 데이터 세그먼트 부분에서, 상기 어드레스 디코더(60,62,64)중 어느 것도 출력 신호로 "1"을 전달하지 않고, 상기 NOR 게이트(92)는 상기 3상 데이터 버퍼 2611에 "1"로 응답하기 위한 조건이 형성된다. 이 조건에서, 상기 3상 데이터 버퍼 2611은 상기 데이터 버스 2610의 비트 라인에 낮은 전원의 임피던스를 부과하여 멀티플렉서 2612의 신호가 상기 3 bit 광대역 데이터 버스 2610에 전달된다.
도9는 앞서 기술한대로, 선행 기술에 따라 각각의 우수 레벨 데이터 슬라이서를 사용하는, 병렬로 된 다수개의 부호 디코더의 동작과 같이, 변형된 디지털 TV 신호 수신기를 나타내고 있다. 이때 NTSC 제거 콤 필터의 다른 유형은, NTSC 제거 콤 필터에 앞서 발표된 프리코딩을 보상하는 각각의 포스트 코딩 콤 필터이다. 우수 레벨 데이터 슬라이서 A24는, 제 1 유형의 NTSC 제거 콤 필터 A20 응답을, 제 1 유형의 포스트 코딩 콤 필터 A26에 적용하기 위해 프리코드된 부호 디코딩 결과로 변환시킨다. 우수 레벨 데이터 슬라이서 B24는, 제 2 유형의 NTSC 제거 콤 필터 B20 응답을, 제 2 유형의 포스트 코딩 콤 필터 B26에 적용하기 위해 프리코드된 부호 디코딩 결과로 변환시킨다. 우수 레벨 데이터 슬라이서 C24는, 제 3 유형의 NTSC 제거 콤 필터 C20 응답을, 제 3 유형의 포스트 코딩 콤 필터 C26에 적용하기 위해 프리코드된 부호 디코딩 결과로 변환시킨다. 도9의 구성요소 번호 앞에 붙여진 A, B, C는 도3 ~ 도7에서 적용하고 있는 수신기 일부 각각에 대응하는 1,2,3,4,5를 구별하여 붙인 것이다.
도9의 부호 디코딩 선택 회로 66은 수정된 부호 디코딩의 최적값을 이상 부호 디코딩 결과치로부터 상기 트렐리스 디코딩 회로 34에 적용하고, 상기 데이터 슬라이서 22로부터 수신된 중간 부호 디코딩 결과에서 선택하여, 포스트 코딩 콤 필터(A26, B26, C26)로부터 수신된 다양한 포스트 코드된 부호 코딩 결과를 나타내고 있다. 상기 부호 디코딩 결과의 최적값은 상기 포스트 코딩 필터(A26, B26, C26)에서 합산 처리하여 수정하는데 사용된다.
상기 NTSC 제거 콤 필터 A20과 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26회로는 도7의 상기 NTSC 제거 콤 필터 520과 포스트 코딩 콤 필터 526을 개선한 형태다. 따라서 이것은 718,200개의 부호가 각각의 2-비디오 프레임 지연 장치(5201, 5263)에 저장되어야 하기 때문에, 비용측면에서 메모리를 고려해야 한다. 그러나 상기 2-비디오 프레임 지연 장치 5201의 기억장소는 짧은 구간을 지연하는 지연장치(4201, 3201, 2201, 1201)를 실행할 때 사용된다. 또한 상기 2-비디오 프레임 지연에 있는 기억 장소는 더 짧은 지연 장치(4263, 3263, 2263, 1263)를 실현하는데 사용될 수 있다.
아날로그 TV 동기 펄스, 등화 펄스, 컬러 버스트의 응답에서 발생하는 높은 에너지를 갖는 복조 결과는 모두, 상기 NTSC 제거 콤 필터(A20)가 부가적으로 교번 비디오 프레임을 조합할 때 차단된다. 또한 두 개의 프레임에 걸쳐 변환되지 않은, 상기 아날로그 TV 신호의 비디오 내용에서 파생된 결과는 차단되어 그들의 공간 주파수 또는 컬러와 무관한 정지 패턴을 제거한다.
우선적으로 고려되어야 할 복조 결과 차단의 문제는, 상기 아날로그 TV 신호 화상내의 특정 픽셀 지점에서 프레임과 프레임간의 차이로 발생하는 이들 복조 결과들이다. 이들 복조 결과는 내부적 프레임 필터링 방법으로 차단될 수 있다. 상기 NTSC 제거 콤 필터 B20과 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26 회로는 수평 방향의 상관관계에 종속된 나머지 복조 결과를 차단하기 위해 선택되고, 상기 NTSC 제거 콤 필터 C20과 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26 회로는 수직 방향의 상관관계에 종속된 나머지 복조 결과를 차단하기 위해 선택된다. 이와 같은 설계가 어떻게 더 나은 수행을 하는지 살펴보기로 한다.
만일 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 음향 반송파가, 상기 중간 주파수 증폭기 체인 12에서, 표면 음향파 필터링 또는 음향 트랩에 의해 차단되지 않으면, 상기 NTSC 제거 콤 필터 B20과 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26 회로는, 이와 같은 유형의 도3의 상기 NTSC 제거 콤 필터 120과 상기 포스트 코딩 콤 필터 126 회로를 선택하게 된다. 만일 아날로그 TV 신호를 간섭하는 동일 채널의 음향 반송파가, 상기 중간 주파수 증폭기 체인12에서, 표면 음향파 필터링 또는 음향 트랩에 의해 차단되면, 상기 NTSC 제거 콤 필터 B20과 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26 회로는, 이와 같은 유형의 도4의 상기 NTSC 제거 콤 필터 220과 상기 포스트 코딩 콤 필터 226 회로를 선택하게 된다. 그 이유는 서로 떨어져 있는 6개의 부호 구간을 갖는 비디오 구성요소간의 반-상관관계가, 서로 떨어져 있는 12개의 부호 구간을 갖는 비디오 구성요소간의 상관관계보다 더 낫기 때문이다.
상기 동일한 영역에서 시간적으로 근접한 주사선을 선택할지, 아니면 상기 NTSC 제거 콤 필터 C20에 포함된 현재의 주사선으로 조합된 상기 영역에 있는 공간적으로 근접한 주사선을 선택할 것인지의 두 가지 중, 한가지만이 선택되어야 하기 때문에 상기 NTSC 제거 콤 필터 C20과 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26회로에 대한 최상의 선택은 보다 간단해진다. 일반적으로, 영역간의 점프 커트는 상기 콤 필터 C20에 의한 NTSC 제거를 적게 하기 때문에, 동일 영역에서 시간적으로 근접한 주사선을 선택하는 것이 더 낫다. 이와 같은 선택으로, 상기 NTSC 제거 콤 필터 C20과 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26 회로는 도5의 상기 NTSC 제거 콤 필터 320과 상기 포스트 코딩 콤 필터 326 회로와 같은 유형이다. 또 다른 선택의, 상기 NTSC 제거 콤 필터C20과 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26 회로는 도6의 상기 NTSC 제거 콤 필터420과 상기 포스트 코딩 콤 필터 426 회로와 같은 유형이다.
도9의 디지털 수신기 장치는 본 발명의 추가 병렬 데이터 슬라이싱 동작에 사용하기 위해 변형된 것으로, 각각에 대한 수행은 각각의 NTSC 제거 콤 필터, 우수 레벨 데이터 슬라이서, 포스트 코딩 콤필터를 종속적으로 연결하여 수행한다. 도9에 2개의 추가 병렬 데이터 슬라이싱 동작을 나타낸 반면에, 병렬 데이터 슬라이싱 동작의 변형은, 수정된 부호 디코딩 결과의 측정을 지속적으로 최적화 시킨다.
도9의 더 나은 실시 예에서, 상기 부호 디코딩 선택 회로 66은 가능한 경우 이상 디코딩 결과치를 최종 디코딩 결과치로 선택한다. NTSC 동일 채널 간섭이 실제로 측정된 경우, 상기 중간 부호 디코딩 결과치와 상기 다수의 프리코드된 부호 디코딩 결과치의 차이는 NTSC 동일 채널 간섭에 기인한다고 간주된다. 따라서, 이상 디코딩 결과치를 이용할 수 없는 경우, 상기 부호 디코딩 선택 회로 66에 의한 상기 최종 부호 디코딩 결과치 선택은, 다수의 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치와 다른 것과의 비교, 상기 중간 디코딩 결과치와의 비교에 의존할 수 있다.
상기 사항이 초기 측정에 바람직한 이유는, NTSC 동일 채널 간섭이 실제로 얻는 것은 이들 다수의 부호 디코딩 결과치간의 차이가, 노이즈 개입 조건이 형성되는 동안 발생 가능하기 때문인데, 상기 조건은 "백색" 잡음 레벨이 실제로 중간 디코딩 결과치에서보다 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치에 더 많은 오류를 일으킬 만큼 충분한 조건이다. NTSC 동일 채널 간섭이 존재한다는 사실은, 영역 동기 정보가 발생하는 동안, 미국 특허번호 5,594,496 또는 다른 NTSC 동일 채널 간섭 제거 필터를 사용하는 이와 유사한 기술을 사용하여 확인 가능하다. 그러나 우선적으로, NTSC 동일 채널 간섭의 강도가 연속적인 실시간 상에서 모니터 되어, NTSC 동일 채널 간섭 레벨에서의 변화가 페이딩(fading)되는지 또는 비디오 내용에 있는 변화가 계수되는지를 살펴보아야 한다.
도9는 1997. 3. 21 출원된 미국 특허출원번호 08/821,945를 갖는 "디지털 TV 수신기에서의 NTSC 간섭 검출을 위한 인터케리어 신호 사용"을 참조하여, 상기 NTSC 동일 채널 간섭에 포함된 4.5 MHz 인터케리어의 레벨을 측정한 모니터링을 나타내고 있다. 상기 DTV 신호는 장치 종단 10에서 IF 로 변환되어 NTSC 신호에 대한 준 병렬 유형의 IF 증폭기 체인 68에 인가된다. NTSC 신호에 대한 상기 IF 증폭기 체인 68에서의 증폭 단계는, DTV 신호에 대한 상기 IF 증폭기 체인 12에서의 유사한 증폭 단계에 응답하여, 실질적으로 선형 이득을 얻고, 상기 IF 증폭기 체인 12에서의 증폭 단계에 상응하는 것과 동일한 자동 이득 제어를 갖는다. 상기 IF 증폭기 체인 68의 주파수 선택도는, NTSC 오디오 반송파의 ±250 KHz 이내 또는, NTSC 비디오 반송파의 ±250 KHz 이내를 중점으로 하여 이루어진다. 상기 IF 증폭기 체인 68의 주파수 선택도를 측정하기 위한 필터링 절차는, 다수의 변환 수신기 회로를 사용하는 경우, UHF IF 증폭기에서 SAW 필터링을 사용하여 수행한다. 상기 IF 증폭기 체인 68의 응답은, 인터케리어 검출기 70으로 인가되는데, 이는 변조된 NTSC 비디오 반송파를 고유 반송파로 사용하여 상기 NTSC 반송파를 헤테로다이닝하고, 4.5 MHz의 반송파 주파수를 갖는 인터케리어 음향 중간 주파수 신호를 생성한다. 상기 인터케리어 음향 IF 신호는 인터케리어 음향 IF 증폭기 72에 의해 증폭되는데, 이는 4.5 MHz IF 증폭기 72가 증폭된 인터케리어 음향 IF 신호를 인터케리어 진폭 검출기 74에 인가하는 것이다. 상기 진폭 검출기 74의 응답은 문턱 검출기 76에 인가된다. 만일 상기 NTSC 동일 채널 간섭이, 상기 데이터 슬라이서 22에 의해 수행된 상기 데이터 슬라이싱에 오류를 일으킬 만큼 충분한 강도가 되면, 상기 문턱 검출기 76에 있는 문턱은 초과한다. 상기 문턱 검출기 76은 상기 부호 디코딩 선택 회로 66을 제공하여 문턱의 초과 여부를 나타낸다. 만일 상기 표시가, 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 상기 데이터 슬라이서 22에 의해 수행된 상기 데이터 슬라이싱에 오류를 일으킬 만큼 충분하지 않은 강도임을 나타내면, 이 표시는 상기 부호 디코딩 선택 회로 66이 상기 데이터 슬라이서 22로부터 중간 부호 디코딩 결과치를 선택하여 최종 부호 디코딩 결과치로 하여, 이상 부호 디코딩 결과치가 현재의 부호 구간에서 가능하지 않도록 한다. 상기 인터케리어 진폭 검출기 74에서의 시간 상수는, 만일 최적의 수행을 찾는 경우 조심스럽게 선택되어야만 한다. 분리된 부호 디코딩 오류는 수정 가능하기 때문에, 빠른 시간 상수를 갖는 인터케리어 진폭 검출기 74로부터 출력 신호의 짧은 펄스 제거는, 중간 부호 디코딩 결과치로부터 최종 부호 디코딩 결과치의 선택 스위칭에 대해 제어 신호를 우선적으로 생성하여 부호 디코딩 결과치를 포스트 코드 한다.
동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 상기 오디오와 비디오 반송파 사이에 헤테로다인을 갖는 인터케리어 신호 유도를 위해 다양한 회로 배열이 가능하다. 이와 같은 배열의 가짓수는 미국 특허출원번호 08/821,945에 나타나 있다.
도10A와 도10B는 최종 부호 디코딩 결과치를 선택하기 위해 상기 부호 디코딩 선택 회로 66에 포함된 회로를 보다 상세히 나타내고 있다.
도10은 도10A와 도10B가 서로 어떻게 갖추어져 상기 부호 디코딩 선택 회로 66의 블록 구성도를 완벽하게 제공하는지를 나타내는 결합 구성도이다. 상기 부호 디코딩 선택 회로 66은 3-bit 광폭 출력 데이터 버스 78을 갖는데, 이는 도10A의 밑부분에서부터 도10B의 밑부분을 주행하여 도1에 나타난 것과 유사하게, 데이터 어셈블러 30, 데이터 인터리버(interleaver) 32, 트렐리스 디코더 회로 34, 데이터 디-인터리버 36, 바이트 형성 회로 38, 리드-솔로몬 디코더 회로 40, 데이터 디-랜더마이저 42를 종속적으로 연결한다. 도10A는 도8과 유사한 회로로, ROM(46,48,50)으로부터 이상 부호 디코딩 결과치를 독취하여 상기 출력 데이터 버스 78로 인가한다.
도10B는 최적 측정 선택 회로를 나타내는 것으로, 이상 부호 디코딩 결과치가 불가능할 경우의 시간 구간에서 최종 부호 디코딩 결과치를 선택하기 위한 것이다. 즉, 데이터 세그먼트 또는 데이터 영역 동기 코드간의 시간 구간은 상기 DTV 신호에서 제공된다. 도8의 상기 3상 데이터 버퍼 2611과 상기 멀티플렉서 2612는, 도10B의 최적 측정 선택 회로에서 3상 데이터 버퍼(O80, A80, B80, C80)로 대체된다. 상기 3상 데이터 버퍼 O80은 AND 게이트 O82의 응답이 논리 "1"이 되는 조건이 되어, 상기 중간 부호 디코딩 결과치가 상기 출력 데이터 버스 78상에서, 도9의 상기 기수 레벨 데이터 슬라이서 22로부터 전달되도록 한다. 상기 3상 데이터 버퍼 A80은 AND 게이트 A82의 응답이 논리 "1"이 되는 조건이 되어, 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치가 상기 출력 데이터 버스 78상에서, 도9의 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26으로부터 전달되도록 한다. 상기 3상 데이터 버퍼 B80은 AND 게이트 B82의 응답이 논리 "1"이 되는 조건이 되어, 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치가 상기 출력 데이터 버스 78상에서, 도9의 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26으로부터 전달되도록 한다. 상기 3상 데이터 버퍼 C80은 AND 게이트 C82의 응답이 논리 "1"이 되는 조건이 되어, 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치가 상기 출력 데이터 버스 78상에서, 도9의 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26으로부터 전달되도록 한다. 도10A의 상기 NOR 게이트 58은 그의 응답을 AND 게이트 (O82,A82,B82,C82)에 전달하여 그들 각각의 입력으로 하고, 따라서 상기 3상 버퍼(O80,A80,B80,C80)는, 상기 이상 부호 디코딩 결과치가 상기 ROM(46,48,50)의 상기 3상 출력 버퍼중의 하나에 의해 상기 데이터 버스 78상에서 나타나지 않는 경우에만 상기 출력 데이터 버스 78의 비트 라인에 낮은 전원의 임피던스를 나타내는 조건이 형성된다.
도9의 문턱 검출기 76 으로부터 나온 상기 출력 신호는, 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 상기 데이터 슬라이서 22에 의해 수행된 상기 데이터 슬라이싱에 오류를 발생시킬 만큼 충분한 강도를 가질 때 논리 "1"이 된다. 도9의 문턱 검출기 76 으로부터 나온 상기 출력 신호는 각각의 AND 게이트 (A82,B82,C82)의 입력 신호로 인가되어, 상기 3상 버퍼(A80,B80,C80)는 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 상기 데이터 슬라이서 22에 의해 수행된 상기 데이터 슬라이싱에 오류를 발생시킬 만큼 충분한 강도를 갖는 경우에만, 상기 출력 데이터 버스 78의 비트 라인에 낮은 전원의 임피던스를 나타내는 조건이 형성된다. 도9의 문턱 검출기 76으로부터 나온 출력 신호는 상기 AND 게이트 O82에 입력 신호로 인가되기 전에 상보되어(complement), 상기 3상 버퍼 O80은 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 상기 데이터 슬라이서 22에 의해 수행된 상기 데이터 슬라이싱에 오류를 발생시킬 만큼 불충분한 강도를 갖는 경우에만, 상기 출력 데이터 버스 78의 비트 라인에 낮은 전원의 임피던스를 나타내는 조건이 형성된다.
도9의 상기 NTSC 동일 채널 간섭이 상기 데이터 슬라이서 22에 의해 수행된 상기 데이터 슬라이싱에 오류를 발생시킬 만큼 불충분한 강도를 갖고 있음을 나타내는, 상기 문턱 검출기 76로부터 나온 출력 신호가 논리 "1"이 되는 경우, 도9의 포스트 코딩 콤 필터(A26,B26,C26)로부터 인가된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치 중에서 어떻게 선택이 이루어지는지를 살펴보기로 한다. 절대 구간에 있는 상기 중간 부호 디코딩 결과에서 대부분 벗어난 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과는, 그와 같은 절대 벗어남을 나타내는 것으로 간주되는데, 그 이유는, 상기 NTSC 동일 채널 간섭 아티팩트 성분을 억제하는데 있어, 콤 필터가 다른 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치를 사용하는 것보다 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과를 사용하는 것이 보다 효과적이기 때문이다. 따라서, 상기 중간 부호 디코딩 결과간의 차이는 상기 데이터 슬라이서에 의해 전달되고, 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치는, 도10B의 상기 디지털 감산기(A84,B84,C84)에 의해 결정된 포스트 코딩 콤 필터(A26,B26,C26)에 의해 전달된다. 이들 차이값들의 절대값은 절대값 회로(A86,B86,C86)에 의해 결정되어, 상기 데이터 슬라이서 22에 의해 전달된 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터 다시 전달된, 상기 포스트 코딩 콤 필터(A26,B26,C26)로부터 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치의 절대 벗어남을 결정한다. 상기 절대값 회로(A86,B86,C86)는 ROM을 사용하여, bit 상보와 "1"을 추가하는 것보다 빠른 계산 속도를 얻는다. 감산과 절대값 처리를 동시에 수행하기 위해 ROM을 사용하는 것이 보다 빠른 계산 속도를 얻을 수 있다.
도10B는 디지털 비교기(A88,B88,C88), 상기 3상 버퍼(O80, A80, B80, C80), 상기 AND 게이트(O82,A82,B82,C82)를 포함하는 최적 측정 선택 회로를 나타내고 있다. 상기 디지털 비교기 A88은 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이, 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남과 같은지 또는 초과하는지를 결정하여, 같으면 논리 "1"을 제공하고 초과하면 논리 "0"을 제공한다. 상기 디지털 비교기 B88은 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이, 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남을 초과하는지를 결정하여, 초과하면 논리 "1"을 제공하고 초과하지 않으면 논리 "0"을 제공한다. 상기 디지털 비교기 C88은 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이, 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남을 초과하는지를 결정하여, 초과하면 논리 "1"을 제공하고 초과하지 않으면 논리 "0"을 제공한다.
상기 3상 버퍼 A80이, 상기 출력 데이터 버스 78상에서 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과를 주장할 수 있는 조건을 형성하도록, 상기 AND 게이트 A82의 응답이 논리 "1"이 되게 하기 위해, 상기 디지털 비교기 A88은, 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이, 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남과 동일한지 또는 초과하는지를 결정해야만 하고, 동시에 상기 디지털 비교기 C88은 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남을 초과하지 않는지를 결정한다. 상기 3상 버퍼 B80이, 상기 출력 데이터 버스 78상에서 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과를 주장할 수 있는 조건을 형성하도록, 상기 AND 게이트 B82의 응답이 논리 "1"이 되게 하기 위해, 상기 디지털 비교기 B88은, 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이, 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남을 초과하는지를 결정해야만 하고, 동시에 상기 디지털 비교기 A88은 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남과 같지 않은지 또는 초과하는지를 결정한다. 상기 3상 버퍼 C80이, 상기 출력 데이터 버스 78상에서 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과를 주장할 수 있는 조건을 형성하도록, 상기 AND 게이트 C82의 응답이 논리 "1"이 되게 하기 위해, 상기 디지털 비교기 C88은, 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이, 상기 포스트 코딩 콤 필터 A26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남과 동일한지 또는 초과하는지를 결정해야만 하고, 동시에 상기 디지털 비교기 B88은 상기 포스트 코딩 콤 필터 B26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남이 상기 포스트 코딩 콤 필터 C26에 의해 전달된 상기 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 상기 중간 부호 디코딩 결과로부터의 절대 벗어남을 초과하지 않는지를 결정한다. 상기 비교기(A88,B88,C88)중 하나의 비교기만이(도10B의 비교기 A88) 2가지 각각의 입력이 같은 값일 경우 논리 "1"을 인가하여, 상기 3상 데이터 버퍼(A80,B80,C80)중 그 어느 것도, 상기 절대값 회로(A86,B86,C86) 모두가 같은 것으로부터 전달된 상기 절대 벗어남에 기인하는 낮은 전원의 임피던스로부터 상기 출력 데이터 버스 78의 비트 라인을 구동시킬 수 없는 조건을 피한다.
본 발명의 실시예를 통해 상술한 바와 같이, 상기 디지털 TV 신호 수신기는 디지털 TV 신호 검출 장치, M개의 단일 콤필터를 제공하여 상기 일련의 2N-레벨 부호에 응답하는 회로, 각각의 부호 디코딩 측정 결과치를 생성하는 다수개의 부호 디코더, 각각의 부호 디코딩 측정 결과치로부터 최적값을 선택하는 최적 측정 선택 회로, 최종 부호 디코딩 결과치에 응답하여 내부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 트렐리스 디코더 회로, 내부 오류 수정 디코딩 결과치의 바이트(bytes)에 응답하여 외부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 리드-솔로몬 디코더 회로, 절대값의 평균을 생성하기 위한 평균기, 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위해 연결되는 멀티플렉서, 동기 코드가 발생하는 구간 사이에서 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하게 하는 문턱 검출기, 제1, 제2 부호 디코딩 측정 결과치 사이에서의 벗어남과, 제곱 결과치를 이들 벗어남의 절대값으로 나타내기 위한 제곱기를 포함한다. 본 발명은 상기 최종 부호 디코딩 결과가, NTSC 동일 채널 간섭을 억제하기 위해 콤필터를 사용하지 않고 기저대역의 부호 코드를 데이터 슬라이싱하여 얻은 중간 부호 디코딩 결과치로부터 선택한 측정값보다는, NTSC 동일 채널 간섭을 억제하기 위해 콤 필터링을 수행하여 얻은 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치로부터 선택된 측정값을 기준으로 해서 수정되도록 하는 것이다. 상기 결정은, 각각의 데이터 세그먼트를 통한 중간 부호 디코딩 결과에 대응하는, 각각의 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치를 비교하여 얻는다. 상기 중간 부호 디코딩 결과의 대응 값으로부터, 포스트 코드된 부호 디코딩 결과의 실질적인 벗어남(departure)이 발생할 것으로 간주되는데, 이는 상기 기저대역에 NTSC 아티팩트 성분이 나타나는 것에 기인하여, 포스트 코드된 부호 디코딩 결과치가 중간 디코딩 결과치보다 우선적으로 선택되어, 최종 부호 디코딩 결과치에 포함되고, 그렇지 않으면, 그러한 선택이 잘못되었음을 정보로 나타낸다.
미국에서 지상 방송에 사용되는 디지털 TV 시스템에 적용되고 있는 디지털 TV 시스템 분야에서, PAL 표준과 같은 NTSC보다는 다른 표준의 아날로그 TV 신호를 갖는 동일 채널 간섭이 출현할 것이다. 본 발명은 이와 같은 동일 채널 간섭에 적합한 간단한 설계로서, 용이하게 변형할 수 있는 효과를 갖는다.

Claims (15)

  1. 디지털 TV 신호 수신기에 있어서:
    일정한 시간 길이의 부호 구간을 각각 갖는 일련의 2N-레벨 부호들을 제공하는 디지털 TV 신호 검출 장치에 관한 것으로서, 상기 N은 양의 정수를 나타내고, 상기 일련의 2N-레벨 부호는 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 동반되기 쉽고, 상기 부호들은, 데이터 세그먼트 동기 코드 각각의 헤더를 갖는 연속적인 데이터 세그먼트로 그룹 지어지고, 상기 데이터 세그먼트는, 데이터 영역에서 데이터 영역으로 변환하는 데이터 영역 동기 코드를 포함하는, 데이터 영역 각각의 초기 데이터 세그먼트를 갖는 연속적인 데이터 영역으로 그룹 지어지도록 제공하는 디지털 TV 신호 검출 장치;
    M개의 단일 콤필터를 제공하여 상기 일련의 2N-레벨 부호에 응답하는 회로로서, 상기 각각의 단일 콤 필터 응답은 상기 일련의 2N-레벨 부호보다 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 덜 수반되기 쉬운 회로;
    각각의 부호 디코딩 측정 결과치를 생성하는 다수개의 부호 디코더로서, 상기 다수개의 부호 디코더 중 제 1부호 디코더는, 제1 부호 디코딩 측정 결과치를 상기 일련의 2N-레벨 부호에 응답하고, 상기 다수개의 부호 디코더 각각은, 각각의 부호 디코딩 측정 결과치를 상기 M개의 단일 콤 필터 중 하나에 각각 응답하고, 각각의 부호 디코딩 측정 결과치는 각각의 매치된 필터링에 완전히 포스트 코드되어, 상기 각각의 부호 디코딩 측정 결과치로부터 상기 M개 중 한 개의 단일 콤 필터 각각의 응답을 얻고, 상기 다수개의 부호 디코더의 다른 것은 제2 부호 디코더를 포함하여 측정된 제2 부호 디코딩 결과치를 생성하는 다수개의 부호 디코더;
    현재 상기 제1, 제2 부호 디코딩 측정 결과치 사이의 벗어남 여부를 검출하는 회로;
    상기 각각의 부호 디코딩 측정 결과치로부터 최적값을 선택하여, 동기 코드가 발생하는 구간 사이에서의 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하고, 상기 최적 값의 선택은 다른 부호 디코딩 측정 결과치의 상기 제1 부호 디코딩 결과치로부터의 벗어남에 의존하는 최적 측정 선택 회로;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기는:
    최종 부호 디코딩 결과치에 응답하여 내부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 트렐리스 디코더 회로;
    상기 내부 오류 수정 디코딩 결과치의 바이트(bytes)에 응답하여 외부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 리드-솔로몬 디코더 회로;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  3. 제 1항에 있어서,
    M이 1임을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기의 상기 최적 측정 선택 회로는:
    상기 제1, 제2 부호 디코딩 측정 결과치 사이에서의 선택 가능성을 제공하여, 상기 동기 코드가 발생하는 구간에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위해 연결되는 멀티플렉서;
    상기 제1, 제2 부호 디코딩 측정 결과치 사이의 벗어남에 대한 절대값을 나타내기 위한 회로;
    상기 절대값의 평균을 생성하기 위한 평균기;
    상기 제곱 결과치의 상기 평균값에 응답하여, 소정된 문턱값을 초과하여, 상기 멀티플렉서가 상기 제2 부호 디코딩 측정 결과치를 선택하기 위한 조건을 형성하여 상기 동기 코드가 발생하는 구간 사이에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하고, 그렇지 않으면, 상기 멀티플렉서가 상기 제1 부호 디코딩 결과치를 선택하기 위한 조건을 형성하여 상기 동기 코드가 발생하는 구간 사이에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하게 하는 문턱 검출기;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  5. 제 3항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기의 상기 최적 측정 선택 회로는:
    상기 제1, 제2 부호 디코딩 측정 결과치 사이에서의 선택 가능성을 제공하여, 상기 동기 코드가 발생하는 구간에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위해 연결되는 멀티플렉서;
    상기 제1, 제2 부호 디코딩 측정 결과치 사이에서의 벗어남과, 제곱 결과치를 이들 벗어남의 절대값으로 나타내기 위한 제곱기;
    상기 제곱 결과치의 평균을 생성하기 위한 평균기;
    상기 제곱 결과치의 상기 평균값에 응답하여, 소정된 문턱 값을 초과하여, 상기 멀티플렉서가 상기 제2 부호 디코딩 측정 결과치를 선택하기 위한 조건을 형성하여 상기 동기 코드가 발생하는 구간 사이에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하고, 그렇지 않으면, 상기 멀티플렉서가 상기 제1 부호 디코딩 결과치를 선택하기 위한 조건을 형성하여 상기 동기 코드가 발생하는 구간 사이에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하게 하는 문턱 검출기;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기는:
    최종 부호 디코딩 결과치에 응답하여 내부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 트렐리스 디코더 회로;
    상기 내부 오류 수정 디코딩 결과치의 바이트(bytes)에 응답하여 외부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 리드-솔로몬 디코더 회로;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  7. 제 1항에 있어서,
    M은 최소한 2로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기는:
    상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가 현재 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분한 레벨인지의 여부를 결정하고, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분하지 않은 레벨임이 결정될 때, 제1 표시를 나타내고, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분한 레벨임이 결정될 때, 제2 표시를 나타내는, 상기 최적 측정 선택 회로 내에 있는 회로;
    상기 제1 표시에 응답하여 현재 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치로부터 상기 최적값을 단독으로 선택하고, 상기 동기 코드가 발생하는 구간에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위한 회로;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기의 상기 최적 측정 선택 회로는:
    최대 절대값을 갖는 다른 부호 디코딩 측정 결과치의 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치로부터의 벗어남을 결정하여, 다른 부호 디코딩 측정 결과치가 최소한, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시를 생성하는 회로;
    상기 다른 부호 디코딩 측정 결과치가, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시에 응답하고, 상기 제2 표시가 동시에 제공될 때에만, 상기 최적값을 상기 다른 부호 디코딩 결과치로부터 선택하여, 최소한 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 오류를 일으킬 것 같음을 표시하고, 상기 동기 코드가 발생하는 구간 사이에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위한 회로;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  10. 제 7항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기는:
    상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 상기 오디오와 비디오 반송파 사이의 헤테로다인으로부터 인터케리어 신호를 유도하는 회로;
    상기와 같은 인터케리어 신호의 진폭이 소정된 레벨을 초과하는 경우를 검출하여, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코더에 의해 생성된 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분함을 나타내는 표시를 하고, 그렇지 않은 경우, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분하지 않음을 나타내는 표시를 하는, 상기 최적 측정 선택 회로 내부에 있는 회로;
    상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분하지 않음을 나타내는 표시에 응답하여, 상기 최적값을 현재 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치로부터 단독으로 선택하기 위한 회로;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기에서 상기 최적 측정 선택 회로는:
    최대 절대값을 갖는 다른 부호 디코딩 측정 결과치의 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치로부터의 벗어남을 결정하여, 다른 부호 디코딩 측정 결과치가 최소한, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시를 생성하는 회로;
    상기 다른 부호 디코딩 측정 결과치가, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시에 응답하고, 상기 제2 표시가 동시에 제공될 때에만, 상기 최적값을 상기 다른 부호 디코딩 결과치로부터 선택하여, 최소한 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 오류를 일으킬 것 같음을 표시하고, 상기 동기 코드가 발생하는 구간 사이에서의 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 생성하기 위한 회로;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  12. 디지털 TV 신호 수신기는:
    일정한 시간 길이의 부호 구간을 각각 갖는 일련의 2N-레벨 부호들을 제공하는 디지털 TV 신호 검출 장치에 관한 것으로서, 상기 N은 양의 정수를 나타내고, 상기 일련의 2N-레벨 부호는 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 동반되기 쉽고, 상기 부호들은, 데이터 세그먼트 동기 코드 각각의 헤더를 갖는 연속적인 데이터 세그먼트로 그룹 지어지고, 상기 데이터 세그먼트는, 데이터 영역에서 데이터 영역으로 변환하는 데이터 영역 동기 코드를 포함하는, 데이터 영역 각각의 초기 데이터 세그먼트를 갖는 연속적인 데이터 영역으로 그룹 지어지도록 제공하는 디지털 TV 신호 검출 장치;
    제1 부호 디코딩 측정 결과치를 생성하여 상기 일련의 2N-레벨 부호에 응답하는 제1 부호 디코더;
    다수개의 단일 콤필터가 상기 일련의 2N-레벨 부호에 응답하는 회로로서, 상기 각각의 단일 콤필터 응답은 상기 일련의 2N-레벨 부호보다 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 덜 수반되기 쉽게 됨을 제공하는 회로;
    상기 다수개의 단일 콤필터 각각의 응답에 응답하여 각각의 부호 디코딩 측정 결과치를 생성하고, 상기 각각의 부호 디코딩 측정 결과치는 각각의 매치된 필터링에 완전히 포스트 코드되어, 상기 각각의 부호 디코딩 측정 결과치로부터 상기 단일 콤필터 각각의 응답을 얻는 각각의 부호 디코더;
    상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 상기 오디오와 비디오 반송파 사이의 헤테로다인으로부터 인터케리어 신호를 유도하는 회로;
    상기와 같은 인터케리어 신호의 진폭이 소정된 레벨을 초과하는 경우를 검출하여, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코더에 의해 생성된 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분함을 나타내는 표시를 하고, 그렇지 않은 경우, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분하지 않음을 나타내는 표시를 하는 회로;
    상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 검출하고, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 나타내는 표시를 제공하고, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 부재함을 나타내는 표시를 제공하는 회로;
    상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함에 응답하는 것을 검출하여 상기 동기 코드에 대한 이상 부호 디코딩 결과치를 생성하는 회로;
    상기 부호 디코딩 측정 결과치가 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치보다 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과로부터의 최대 절대값 벗어남을 현재 갖고 있음을 결정하여, 상기 다른 부호 디코딩 측정 결과치가 최소한 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시를 생성하는 회로;
    현재 선택된 다수개의 입력 신호중의 하나를 재생한 최종 부호 디코딩 결과치를 멀티플렉서에 제공하고, 상기 다수개의 입력 신호는 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치를 포함하고, 상기 각각의 다른 부호 디코딩 측정 결과치와 상기 이상 부호 디코딩 결과치를 제공하기 위한 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉서는, 선택적으로 상기 이상 부호 디코딩 결과치를 재생한 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 제공하는 조건이 형성되어, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 나타내는 표시에 응답하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉서는, 선택적으로 상기 제1 부호 디코딩 결과치를 재생한 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 제공하는 조건이 형성되어, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 부재함을 나타내는 표시와, 상기 동일 채널 간섭 부호 디코딩 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분하지 않음을 나타내는 표시를 동시에 제공하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉서는, 선택적으로 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 최소한의 오류를 일으키는, 상기 다른 부호 디코딩 측정 결과치를 재생한 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 제공하는 조건이 형성되어, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 나타내는 상기 표시와, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분함을 나타내는 표시를 동시에 제공하는 것에 응답하고, 상기 다른 부호 디코딩 측정 결과치가 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 최소한의 오류를 일으키는 것을 나타내는 표시를 제공하는 멀티플렉서;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기는:
    최종 부호 디코딩 결과치에 응답하여 내부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 트렐리스 디코더 회로;
    상기 내부 오류 수정 디코딩 결과치의 바이트(bytes)에 응답하여 외부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 리드-솔로몬 디코더 회로;
    로 이루어짐을 특징으로 하는, 디지털 TV 신호 수신기.
  14. 상기 디지털 TV 신호 수신기는:
    일정한 시간 길이의 부호 구간을 각각 갖는 일련의 2N-레벨 부호들을 제공하는 디지털 TV 신호 검출 장치에 관한 것으로서, 상기 N은 양의 정수를 나타내고, 상기 일련의 2N-레벨 부호는 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 동반되기 쉽고, 상기 부호들은, 데이터 세그먼트 동기 코드 각각의 헤더를 갖는 연속적인 데이터 세그먼트로 그룹 지어지고, 상기 데이터 세그먼트는, 데이터 영역에서 데이터 영역으로 변환하는 데이터 영역 동기 코드를 포함하는, 데이터 영역 각각의 초기 데이터 세그먼트를 갖는 연속적인 데이터 영역으로 그룹 지어지도록 제공하는 디지털 TV 신호 검출 장치;
    제1 부호 디코딩 측정 결과치를 생성하여 상기 일련의 2N-레벨 부호에 응답하는 제1 부호 디코더;
    다수개의 단일 콤필터가 상기 일련의 2N-레벨 부호에 응답하는 회로로서, 상기 각각의 단일 콤필터 응답은 상기 일련의 2N-레벨 부호보다 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 덜 수반되기 쉽게 됨을 제공하는 회로;
    제2 부호 디코딩 측정 결과치를 생성하기 위해 상기 제1 콤필터 응답에 응답하고, 상기 제1 콤필터 응답에 매치된 필터 응답에서 상기 제2 부호 디코딩 측정 결과치를 제공하기 위해, 제1 포스트 코딩 콤필터를 포함하는 제2 부호 디코더;
    제3 부호 디코딩 측정 결과치를 생성하기 위해 상기 제2 콤필터 응답에 응답하고, 상기 제2 콤필터 응답에 매치된 필터 응답에서 상기 제3 부호 디코딩 측정 결과치를 제공하기 위해, 제2 포스트 코딩 콤필터를 포함하는 제3 부호 디코더;
    제4 부호 디코딩 측정 결과치를 생성하기 위해 상기 제3 콤필터 응답에 응답하고, 상기 제3 콤필터 응답에 매치된 필터 응답에서 상기 제4 부호 디코딩 측정 결과치를 제공하기 위해, 제3 포스트 코딩 콤필터를 포함하는 제4 부호 디코더;
    상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 상기 오디오와 비디오 반송파 사이의 헤테로다인으로부터 인터케리어 신호를 유도하는 회로;
    상기와 같은 인터케리어 신호의 진폭이 소정된 레벨을 초과하는 경우를 검출하여, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코더에 의해 생성된 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분함을 나타내는 표시를 하고, 그렇지 않은 경우, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분하지 않음을 나타내는 표시를 하는 회로;
    상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 검출하고, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 나타내는 표시를 제공하고, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 부재함을 나타내는 표시를 제공하는 회로;
    상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함에 응답하는 것을 검출하여 상기 동기 코드에 대한 이상 부호 디코딩 결과치를 생성하는 회로;
    상기 제2, 제3, 제4 부호 디코딩 측정 결과치가 현재 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치로부터 최대 벗어남 절대값을 갖고 있는지를 결정하여, 상기 제2, 제3, 제4 부호 디코딩 측정 결과치가 최소한 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시를 생성하는 수단;
    현재 선택된 다수개의 입력 신호중의 하나를 재생한 최종 부호 디코딩 결과치를 멀티플렉서에 제공하고, 상기 다수개의 입력 신호는 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치, 상기 제2 부호 디코딩 측정 결과치, 상기 제3 부호 디코딩 측정 결과치, 상기 제4 부호 디코딩 측정 결과치, 상기 이상 부호 디코딩 결과치를 포함하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉서는, 선택적으로 상기 이상 부호 디코딩 결과치를 재생한 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 제공하는 조건이 형성되어, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 나타내는 표시에 응답하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉서는, 선택적으로 상기 제1 부호 디코딩 결과치를 재생한 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 제공하는 조건이 형성되어, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 부재함을 나타내는 표시와, 상기 동일 채널 간섭 부호 디코딩 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분하지 않음을 나타내는 표시를 동시 제공하는 것에 응답하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉서는, 선택적으로 상기 제2 부호 디코딩 결과치를 재생하여 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 제공하는 조건이 형성되어, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 나타내는 표시와, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분한 레벨임을 나타내는 표시와, 상기 제2 부호 디코딩 측정 결과치가, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 최소한의 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시를 동시 제공하는 것에 응답하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉서는, 선택적으로 상기 제3 부호 디코딩 결과치를 재생하여 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 제공하는 조건이 형성되어, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 나타내는 표시와, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분한 레벨임을 나타내는 표시와, 상기 제3 부호 디코딩 측정 결과치가, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 최소한의 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시를 동시 제공하는 것에 응답하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉서는, 선택적으로 상기 제4 부호 디코딩 결과치를 재생하여 상기 최종 부호 디코딩 결과치를 제공하는 조건이 형성되어, 상기 일련의 2N-레벨 부호에 동기 코드가 존재함을 나타내는 표시와, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호가, 상기 제1 부호 디코딩 측정 결과치에 오류를 일으킬 만큼 충분한 레벨임을 나타내는 표시와, 상기 제4 부호 디코딩 측정 결과치가, 상기 동일 채널 간섭 아날로그 TV 신호의 아티팩트 성분에 의해 최소한의 오류를 일으킬 것 같음을 나타내는 표시를 동시 제공하는 것에 응답하는 멀티플렉서;
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  15. 제 14항에 있어서,
    상기 디지털 TV 신호 수신기는:
    최종 부호 디코딩 결과치에 응답하여 내부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 트렐리스 디코더 회로;
    상기 내부 오류 수정 디코딩 결과치의 바이트(bytes)에 응답하여 외부 오류 수정 디코딩 결과치를 생성하는 리드-솔로몬 디코더 회로;
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