JP3330542B2 - ディジタルｔｖ受信機におけるｎｔｓｃ干渉信号検出／遮断装置及び方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はテレビジョン発展副
委員会（ＡＴＳＣ）の標準による米国における地上放送
に用いられる、高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）のよ
うなディジタルテレビジョン装置に係り、さらに詳しく
は国営テレビジョンシステム委員会（ＮＴＳＣ）の標準
による、アナログテレビジョン信号から発生する同一チ
ャネル干渉を検出するための回路を有する、ディジタル
テレビジョン受信機装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン発展副委員会（ＡＴＳＣ）
は１９９５年９月１６日に発表したディジタルテレビジ
ョンの標準において、米国内の国営テレビジョン副委員
会（ＮＴＳＣ）がアナログテレビジョン空中波信号に主
に用いている、６ＭＨｚ帯域幅のテレビジョンチャネル
内のディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号送信のため
の残留側波帯（ＶＳＢ）信号を明示している。前記残留
側波帯（ＶＳＢ）ＤＴＶ信号のスペクトルは、まるで同
一チャネルのスペクトルがＮＴＳＣアナログＴＶ信号を
干渉するように設計されている。これはＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉アナログＴＶ信号の輝度と色差成分エネルギ
ーの大部分が低くなる偶数倍で、前記ＮＴＳＣアナログ
ＴＶ信号の１／４水平走査線比率の偶数倍の間で低くな
る、前記ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の１／４水平走査線
比率の奇数倍の時、前記パイロット搬送波と前記ＤＴＶ
信号の主要振幅変調側帯波周波数が位置することになさ
れる。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波はＴＶ
チャネルの下限周波数から得たオフセット値１.２５Ｍ
Ｈｚである。ＤＴＶ信号の搬送波は、ＴＶチャネルの下
限周波数から得た約３０９，８７７．６ＫＨｚのＤＴＶ
搬送波信号を配列するために、ＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の水平走査線比率の５９．７８倍をかけた値から得た
オフセット値である。従って、ＤＴＶ信号の搬送波はＴ
Ｖチャネルの中間周波数から得た約２，６９０１２２．
４Ｈｚになる。

【０００３】ディジタルテレビジョン標準に現れた正確
な符号比率は（６８４／２８６）倍をかけた値であっ
て、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のビデオ搬送波から音声
搬送波オフセット値４．５ＭＨｚを得る。ここで、ＮＴ
ＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線／符号数は６８４で
あり、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線比率因子
の２８６を乗算してＮＴＳＣアナログＴＶ信号に含まれ
たビデオ搬送波から４．５ＭＨｚの音声搬送波オフセッ
ト値を得る。前記符号比率は１０．７６２２３８メガ符
号／秒であって、これはＤＴＶ搬送波信号から５．３８
１１１９ＭＨｚだけ拡張されたＶＳＢ信号に含まれるこ
とができる。即ち、前記ＶＳＢ信号はＴＶチャネルの下
限周波数から５．６９０９９７ＭＨｚ拡張された帯域ま
で制限されうるものである。

【０００４】一般に、米国内におけるディジタルＨＤＴ
Ｖ信号地上放送に関するＡＴＳＣ標準は１６：９の比率
をもつ２種の高精細度ＴＶ形式の送信が全て可能であ
る。第１のＨＤＴＶディスプレイ形式は１９２０標本／
走査線と、２：１の飛び越し領域をもつ１０８０の活性
化水平走査線／３０Ｈｚフレーム形式を使用する。第２
のＨＤＴＶディスプレイ形式は１２８０輝度標本／走査
線と、順次走査されたＴＶ映像／６０Ｈｚフレーム形式
を使用する。また、ＡＴＳＣ標準はＮＴＳＣアナログＴ
Ｖ信号と比較した時、正常的な解像度を有する４個のＴ
Ｖ信号を並列伝送するＨＤＴＶディスプレイ形式よりは
ＤＴＶディスプレイ形式の伝送方法を取っている。

【０００５】米国内地上放送から残留側波帯振幅変調に
よって伝送されたＤＴＶはそれぞれ３１３個の連続デー
タセグメントを含む連続データ領域を保って構成してい
る。前記データ領域は、それぞれ奇数で計数されるデー
タ領域と、データフレームを構成する偶数で計数される
データ領域が連続されるモジュロ−２が連続的に計数さ
れるものと見なされる。前記フレーム比率は２０．６６
フレーム／秒である。それぞれのデータセグメントは７
７．３マイクロ秒の間に活性化される。従って、符号比
率が１０．７８ＭＨｚであれば、８３２符号／データセ
グメントになる。

【０００６】各データのセグメントは１本のラインに＋
Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，＋Ｓを連続的にもつ４個の同期符号集
合を有する。前記＋Ｓの値は最大陽性データ偏位下のレ
ベルであり、−Ｓの値は最大音声データ偏位上のレベル
である。各データ領域の初期ラインは、チャネルの等化
と多経路処理防止のための実験信号を符号化する同期符
号集合領域を含む。前記実験信号は５１１擬似雑音順次
標本（ＰＮ順次）に相次いで３個の６３−ＰＮ順次標本
を連続する。前記領域同期コード内にある前記６３−Ｐ
Ｎ順次標本の中間値は、奇数で計数されたデータ領域の
第１ラインの初期論理規則と、偶数で計数されたデータ
領域の第１ラインの第１論理規則によって伝送され、第
１と第２論理規則が互いに補数となる。

【０００７】データライン内のデータは１２個の挿入さ
れたトレリス符号を用いてトレリス符号化さされるが、
これらのそれぞれは１個のビットを符号化していない２
／３比率のトレリス符号である。前記挿入されたトレリ
ス符号は、露出した自動車の点火装置のような雑音源か
ら発生する突発状況を訂正するための誤り訂正対備策の
一環として設けられたもので、リードソロモンコーティ
ングである。前記リードソロモンコーティング結果値は
空中波伝送のために８レベル（３ビット／符号）の一次
元整列符号でコード化して伝送されるが、この時の伝送
はトレリスコーティング手続と識別される符号のプリコ
ード化無しでなされる。前記リードソロモンコーディン
グ結果値は有線ＴＶ放送の伝送のために１６レベル（４
ビット／符号）の一次元整列符号にコード化して伝送さ
れるが、この時の伝送もプリコーディング無しでなされ
る。残留側波帯（ＶＳＢ）信号はこれら固有の伝送波を
もっているが、これらの振幅は変調比率によって変化す
る。

【０００８】前記固有搬送波は前述した変調比率による
固定振幅のパイロット搬送波で代置される。この固定振
幅のパイロット搬送波は、フィルタに供給されてその応
答としてＶＳＢ信号を供給する振幅変調側帯域を生成す
る平衡変調器に印加される電圧を変調する時、直流成分
をシフトして発生する。もし前記４ビット符号コーディ
ングの８つのレベルが搬送波変調信号として−７，−
５，−３，−１，＋１，＋３，＋５，＋７の正常値をも
つならば、前記パイロット搬送波は正常値１．２５をも
つ。＋Ｓの正常値は＋５であり、−Ｓの正常値は−５で
ある。

【０００９】ＤＶＴの先行技術分野において、送信時に
ＤＴＶ放送に符号プリコーダの使用可否決定が要求され
たが、この符号プリコーダは符号発生回路を行い、符号
をプリコードフィルタリングするものである。放送局の
かかる決定は、ＮＴＳＣ放送局の要求と関係なく同一チ
ャネル干渉に左右される。前記符号プリコーダは同一チ
ャネル干渉ＮＴＳＣ信号を干渉することを防止するため
の、符号デコーダ回路の内部にあるデータスライサの使
用に先だって用いられた、コームフィルタを有するそれ
ぞれのＤＴＶ受信機に偶然捕らえられた符号のポストコ
ーディングを補完する。符号プリコーディングはデータ
ラインの符号同期集合あるいはデータ領域の同期データ
が伝送されるデータライン上では用いられない。

【００１０】同一チャネル干渉はＮＴＳＣ放送局から遠
く離れたところで除去されるが、一定の電離層条件が形
成されるか、或いは同一チャネル干渉の可能性が高い高
温の夏季になれば十中八九発生する。しかし、このよう
な干渉はＮＴＳＣ放送局から発生する同一チャネルがな
ければ発生しない。もし、ＮＴＳＣの干渉がその放送領
域内部にのみ局限されるならば、ＨＤＴＶ放送はＮＴＳ
Ｃ干渉とは別途により容易にＨＤＶ信号を運営するため
の符号プリコーダを使用することができる。また、この
ようになると、コームフィルタは、ＤＴＶ受信機で完全
にマッチしたフィルタリングを行うための符号ポストコ
ーダとして用いられることができる。

【００１１】もしＮＴＳＣ信号干渉の排除または可能性
が稀であれば、トレリスデコーダ内の符号値誤りの原因
となるフラットスペクトル雑音が減少することになっ
て、ＤＴＶ放送は符号プリコーダの使用を中断すること
により、各ＤＴＶ受信機には符号ポストコーダが不要と
なるであろう。このような状況に対する放送局の認識が
なければ、ＮＴＳＣ信号の同一チャネル干渉は一部放送
受信地域に対する障害要件となり、有線放送の漏電を引
き起こし、ＮＴＳＣ受信機に不適な中間周波数映像障害
を生じさせ、アナログＴＶ録画の結果をもっているディ
ジタルＴＶ録画のためにマグネティックテープを使用し
なければならないか、或いは他の非正常状態の本質的な
問題が生じる虞がある。

【００１２】１９９７年１月１４日の米国特許登録番号
５，５９４，４９６をもつNielsenet aliiの「ディジタ
ルＴＶ信号に含まれた同一チャネル干渉検出」を参照す
ると、領域同期コードを含むデータセグメントにおける
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器は、受信されたノイズ
と同一チャネル干渉が測定される符号コーディングと関
係のない周期をもつ、データ領域コームフィルタ応答を
得るために、データ領域コームフィルタリングを必要と
する。これら周期における前記データ領域コームフィル
タ応答は、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉結果を遮断する、
さらに優れたコームフィルタリングを目的とする応答と
比較される。

【００１３】もし信号レベルにおいて、相当な量の減少
を示すより優れたコームフィルタリング結果があれば、
前記信号はＮＴＳＣ同一チャネル干渉の実際結果であ
り、符号デコーディングに先だってＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉結果を遮断するためにコームフィルタリングが用
いられたと見なす。もしより優れたコームフィルタリン
グを用いて検出したノイズから相当な量の減少が見えな
ければ、前記ノイズはジョンソンノイズであり、ＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉結果を遮断するためにコームフィル
タリングを使用していないと見なす。その理由は差等的
に遅れた符号デコーディングにおけるコームフィルタリ
ングは、３ｄＢまたはそれ以上に増加したジョンソンノ
イズと関連して線形的に組み合わせるためである。

【００１４】現在のＡＴＳＣ ＤＴＶ標準は符号プリコ
ーディングを使用する伝送方式を認めていない。アナロ
グＴＶ信号を干渉する同一チャネルの遮断は、符号デコ
ーディングに関連したデータスライシングの処理後に、
トレリスデコーディング処理過程で行われるべきと判断
される。この処理過程は伝送時にプリコーディングが成
されるべきか否かを省略する。しかし、不幸ながらアナ
ログＴＶ信号を干渉する同一チャネルは、データスライ
シング処理過程で誤りを生じさせるが、これは誤り訂正
デコーディングの手続、トレリスデコーディング、リー
ドソロモンデコーディングにさらに多くの負担を与える
ことになる。これらの誤りは放送区域の範囲を制限して
商業用ＤＴＶ放送の輸入節減をもたらす。従って、現在
ＡＴＳＣＤＴＶの標準でＤＴＶ伝送時に符号プリコーデ
ィングを認めていないが、データスライシングに先だっ
て同一チャネルアナログＴＶ信号防止を提供するのが望
ましい。

【００１５】一般に、線形組合せは古典数式またはモジ
ュラ計算法による適用の可否によって意味が加減され
る。線形組合せに適用されて行われたモジュラ組合せは
モジュラ計算式で処理される。差等遅延を介した一連の
ディジタル符号と、差等的に遅れた区間の線形組合せ
と、ＨＤＴＶ受信機の先行技術に用いられた符号のポス
トコーディングによる例証をレコードしたコーディング
の類型を、本明細書で「第１類型の符号レコーディン
グ」と定義する。また、モジュラ組合せの遅延した結果
値をもつモジュラ組合せ自体を通じた一連のディジタル
符号と、ＨＤＴＶ送信機の先行技術に用いられた符号の
プリコーディングによる例証をレコードしたコーディン
グの類型を、本明細書で「第２類型の符号レコーディン
グ」と定義する。

【００１６】アナログＴＶ信号から派生する同一チャネ
ル干渉の問題は、過去受信機の電波妨害問題において受
信機の内部に適切なフィルタ回路を設置して解決したこ
とを察してみることができる。システムチャネルの活性
領域を超過しなければ、ＤＴＶ変調時に信号伝送を遮断
することにより同一チャネル干渉を防止することがで
き、システムの遂行を信号の重畳問題として察してみる
ことができる。受信機内部のフィルタ回路は、アナログ
ＴＶ信号による同一チャネル干渉から派生するディジタ
ル信号を選択するために適用し、先だって言及したシス
テムチャネルのエネルギーを充分減少させるために、ア
ナログＴＶ信号の相関関係と反相関関係特性を活用す
る。

【００１７】アナログＴＶ信号から派生した同一チャネ
ル干渉を察してみれば、これはＤＴＶ送信機とＤＴＶ受
信機との間でシステムチャネルに流入する。ＤＴＶ送信
機における符号プリコーディングの使用または非使用
は、アナログＴＶ信号から派生する同一チャネル干渉に
何の影響も全く与えない。ＤＴＶ受信機において、同一
チャネル干渉が受信機の終端にわたるほど広くないた
め、システムチャネルを捕獲することができれば、これ
は同一チャネル干渉の上位エネルギースペクトル要素の
エネルギーを減少させるためのコームフィルタをもつデ
ータスライシング回路より好ましいものである。従っ
て、データスライシング中に発生する誤りを減らすこと
ができる。ＤＴＶ放送局は搬送波周波数を正確に合わせ
なければならないが、これはＴＶチャネル割当下限周波
数に近接した３１０ＫＨｚとなる。従って、この搬送波
周波数は干渉に近い同一チャネルＮＴＳＣアナログＴＶ
信号のビデオ搬送波から得た周波数の最適オフセット値
となる。この搬送波周波数の最適オフセット値は正確
に、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線周波数（ｆ
_H）の５９．７５倍に相当する。

【００１８】復調されたＤＴＶ信号に含まれた同一チャ
ネル干渉の結果は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走
査線周波数（ｆ_H）の５９．７５倍の時にビットを含
み、ディジタルＨＤＴＶ搬送波とアナログＴＶ信号を干
渉する同一チャネルのビデオ搬送波との間でヘテロダイ
ンによって発生し、ディジタルＨＤＴＶ搬送波とアナロ
グＴＶ信号を干渉する同一チャネルの色差副搬送波との
間でヘテロダインによって生成されたｆ_Hの２８７．７
５倍の時のビットであって、これらのビットはｆ_Hの５
９．７５倍の時に５番目の高調波に近いビットである。
この結果値はディジタルＨＤＴＶ搬送波とアナログＴＶ
信号を干渉する同一チャネルのオーディオ搬送波との間
でヘテロダインによって生成された、ｆ_Hの３４５．７
５倍に近いビットを包括するが、このビットはｆ_Hの５
９．７５倍の時に６番目の高調波に近いビットである。
これらビットの高調波関係は正確に設計された単一コー
ムフィルタであって、差等遅延をもつ少数の符号を統合
している。ＤＴＶ受信機内部のデータスライシングに先
だってＮＴＳＣ除去コームィルタを使用することは付随
的に第１類型の符号レコーディングを行い、データスラ
イシングによる符号を修正するためである。

【００１９】ＤＴＶ受信機内部の第１類型の符号レコー
ディングによるデータスライシング動作は、第１類型の
符号レコーディング結果として得た符号の非破壊定量化
処理を行うが、これはデータ送信に関する限り、データ
定量化レベルは符号レベルとマッチするように設計され
るためである。定量化は第１類型の符号レコーディング
に関連したフィルタリングの後に残った同一チャネル干
渉アナログＴＶ信号と識別されるが、その程度はコード
符号レベル間の段階よりは少ない。これは定量化処理過
程で微小な信号を消耗して優良の信号利得を得る現象捕
獲の一種である。

【００２０】データ送信に関する限り、一連のディジタ
ルデータ符号はシステムチャネルの全体長さにわたって
なされる。第２類型の符号レコーディングが、ＤＴＶ送
信機における符号プリコーディングで処理される時、差
等的に遅れた一連のデータ符号の付加的な組合せは、送
信電力を昇圧しないか或いはアナログＴＶ信号の電波妨
害をより多く抑制するために平均内部符号距離を増加さ
せる、モジュラ原理に基づいてなされる。その代わり、
アナログＴＶ信号の電波妨害を抑えるための基本メカニ
ズムは、自分の減衰器とＤＴＶ信号を対向させ、ＤＴＶ
受信機側のコームフィルタリングによって提供されるよ
うになり、データスライサ内部の定量化の効果によって
抑えられた、コームフィルタ応答に含まれたアナログＴ
Ｖ信号の結果は直ちにコームフィルタを介して伝送され
る。

【００２１】第１と第２類型の符号レコーディング処理
の進行順序は、一連の符号に対するコーディング配合が
信号の伝送度を減少させるのではないので、このような
状況でシステムチャネルを通じた信号伝送には別に影響
を及ぼさない。第１と第２類型の符号レコーディング処
理の進行順序は、第１類型の符号レコーディングと、連
続するデータスライシングとの間に重畳していない、第
２類型の符号がレコーディングされる間、同一チャネル
干渉アナログＴＶ信号を防止するためのディジタル受信
機の受信力に別に影響を及ぼさない。このような見解は
本発明の基礎している一般的な事項で、１９９７年４月
１５日の米国特許出願番号０８／８３９，６９１をもつ
「ＮＴＳＣ同一チャネル干渉コーム適応形フィルタを有
するディジタルＴＶ受信機」を引用参照した。

【００２２】前記適応形フィルタ回路は、同一チャネル
干渉アナログＴＶ信号の結果に影響され易い、前記一連
の２Ｎ−レベル符号を符号デコードするために受信す
る。この時のＮは正の整数である。前記ＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉が検出されると、前記ＮＴＳＣ同一チャネル
干渉が、ＶＳＢ−ＡＭ ＤＴＶ信号を同時に検出して、
復旧された基底帯域信号の上で、符号デコーディングを
直接行うために用いられたデータスライシング処理過程
で発生した誤りの訂正が不可能なほど充分なエネルギー
をもっているか否かを判断する。

【００２３】もし前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が、誤
り訂正が不可能なほどの充分なエネルギーをもっていな
いと判断されると、前記基底帯域符号は符号デコーディ
ング結果を生成するために、第１データスライサを用い
て符号デコードされる。もし、前記ＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉が、誤り訂正が不可能なほどの充分なエネルギー
をもっていると判断されると、前記基底帯域信号は、第
２データスライサを用いて符号デコードされる前に、同
一チャネル干渉のエネルギーを減少させるために第１コ
ームフィルタを用いて濾過される。付随的に前記第１コ
ームフィルタは、前記第２データスライサから生成され
た前記符号デコーディング結果値に誤りを発生させる、
第１類型の符号レコーディング手続を行うことになる。

【００２４】前記第２データスライサでデータスライシ
ングする前に行われる前記第１類型の符号レコーディン
グ手続は、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉遮断に適したフィ
ルタに対するプリコーディング手続と見なされる。第２
コームフィルタは前記第２データスライサにおけるデー
タスライシング後、第２類型の符号レコーディング手続
を行って、第１類型の符号レコーディング手続を補償
し、符号デコーディング結果を生成するためのポストコ
ーディング手続を行う。

【００２５】前記第１類型の符号レコーディング手続
は、差等的遅れを介した一連の入力符号と、差等的に遅
れた区間の第１線形組合せをレコードする。前記第２類
型の符号レコーディング手続は、第２データスライサで
復旧されて部分的に濾過された符号デコーディング結果
値をレコードする。前記第２類型の符号デコーディング
手続は、前記一連の入力符号に現れた差等的遅れと同様
の遅れをもつ、以前の符号デコーディング結果をフィー
ドバックして得た、部分的に濾過された符号デコーディ
ング結果値の第２線形組合せを用いる。データ領域同期
情報とデータセグメント同期情報が発生する間、前記Ｄ
ＴＶ受信機の内部にあるメモリから引き込まれた理想符
号デコーディング結果を確認するために、前記符号デコ
ーディング結果値を強制させることにより、後で符号化
された符号デコーディング結果値に含まれた走行誤りが
短縮される。前記第１、第２線形組合せの一方は減算処
理を行い、他方は加算処理を行う。

【００２６】本発明の着目点は、前記最終的な符号デコ
ーディング結果が、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を抑える
ためにコームフィルタを使用せず、基底帯域の符号コー
ドをデータスライシングして得た中間符号デコーディン
グ結果値から選択した測定値よりは、ＮＴＳＣ同一チャ
ネル干渉を抑えるためにコームフィルタリングを行って
得た、後で符号化された符号デコーディング結果値から
選択された測定値を基準として修正されるようにするも
のである。前記決定は、それぞれのデータセグメントを
介した中間符号デコーディング結果に対応する、それぞ
れの後で符号化された符号デコーディング結果値を比較
して得る。前記中間符号デコーディング結果の対応値か
ら、後で符号化された符号デコーディング結果の実質的
な差異（departure）が生じると見なされるが、これは
前記基底帯域にあるＮＴ ＳＣアーチファクト成分が現
れることに起因して、後で符号化された符号デコーディ
ング結果値が中間デコーディング結果値より優先的に選
択され、最終的な符号デコーディング結果値に含まれ、
それともそのような選択が間違ったことを情報として表
す。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】従って、本発明はかか
る従来の技術の問題点を解決するためのもので、一定の
時間長さの符号区間をそれぞれもつ一連の２Ｎ−レベル
符号を提供するディジタルＴＶ信号検出装置を含むディ
ジタルＴＶ信号受信機に関するもので、前記一連の２Ｎ
−レベル符号は同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のア
ーチファクト成分と同時に生じ易く、前記Ｎは正の整数
を示す。前記符号はデータセグメント同期コードそれぞ
れのヘッダを有する連続的なデータセグメントにグルー
プ付けられ、前記データセグメントはデータ領域同期コ
ードを含むデータ領域それぞれの初期データセグメント
を有する連続的なデータ領域にグループ付けられ、デー
タ領域からデータ領域に変換される。前記ディジタルＴ
Ｖ信号受信機は、Ｍ個の単一コームフィルタを提供する
回路を含み、一連の２Ｎ−レベル符号に応答し、前記そ
れぞれの単一コームフィルタ応答は前記一連の２Ｎ−レ
ベル符号よりも同一チャネル干渉アナログＴＶ信号のア
ーチファクト成分と同時に生じ難い。

【００２８】多数個の符号デコーダは前記ディジタルＴ
Ｖ信号受信機に含まれて、それぞれの符号デコーディン
グ測定結果値を生成する。前記多数個の符号デコーダの
中の第１符号デコーダは、測定された第１符号デコーデ
ィング結果値を直接的に前記一連の２Ｎ−レベル符号に
応答する。これら多数個符号デコーダのそれぞれは、測
定されたそれぞれの符号デコーディング結果値を生成し
てＭ個の単一コームフィルタのいずれか一つにそれぞれ
応答し、これらそれぞれの符号デコーディング測定結果
値はそれぞれのマッチしたフィルタリングに完全に後で
符号化され、前記それぞれの符号デコーディング測定結
果値から前記Ｍ個のいずれか一つの単一コームフィルタ
のそれぞれの応答を得る。前記第１符号デコーダに比べ
て、前記多数個の符号デコーダは最小限の第２符号デコ
ーダを含んで測定された第２符号デコーディング結果値
を生成する。

【００２９】本発明によって、前記ディジタルＴＶ信号
受信機は、前記測定された第１、第２符号デコーディン
グ結果値の間に差異（departure）があるか否かを検出
する回路を含み、それぞれの符号デコーディング測定結
果値から最適値を選択するための最適選択回路を含ん
で、同期コードの発生する時間における最終的な符号デ
コーディング結果値を生成する。前記最適選択回路によ
る前記最適値の選択は、前記それぞれの符号デコーディ
ング測定結果値の第１測定符号デコーディング結果値か
らの現在の差異に依存する。

【００３０】本発明の実施形態においてＭは２であり、
多数個の符号デコーダは前記第１符号デコーダを除いた
第２符号デコーダのみを含んで、測定された第２符号デ
コーディング結果値を生成する。前記最適選択回路は本
発明の実施形態で次の形を取る。マルチプレクサを連結
して測定された第１、第２符号デコーディング結果値間
の選択可能性を提供して、同期コードの発生する区間に
おける最終的な符号デコーディング結果値を生成する。
前記測定された第１、第２符号デコーディング結果値間
の差異に対して、二乗器を用いて二乗結果値を生成し、
これらの絶対測定値とし、平均器を用いて前記二乗結果
値の平均値を生成する。

【００３１】しきい検出器は、前記二乗結果値の平均値
に応答し所定のしきい値を超過して、前記マルチプレク
サが前記測定された第２符号デコーディング結果値を選
択する条件を形成して、同期コードの発生するこれらの
区間における最終的な符号デコーディング結果値を生成
し、そうでなければ、前記マルチプレクサが前記測定さ
れた第１符号デコーディング結果値を選択して同期コー
ドの発生する区間で前記最終的な符号デコーディング結
果値を生成する条件を形成する。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の一
実施形態を詳細に説明する。図面回路の種々の部分に、
動作の結果が正しい順番通りにシミング（shimming）遅
れが挿入されるべきが、これは電子回路設計分野では広
く知られている事実である。そうでなければ、特定シミ
ング遅れ要求に関する非正常状態が発生するが、これに
対する言及は本明細書で省略した。

【００３３】図１はディジタルＴＶ信号受信機が訂正さ
れた誤りデータを復旧に用いることを示しているが、前
記データはディジタルビデオカセットレコードによるレ
コーディング、或いはＭＰＥＧ−２デコーディングに適
したもので、ＴＶセットにディスプレイするデータであ
る。図１のＤＴＶ信号受信機は受信アンテナ８からＴＶ
放送信号を受信するが、その代わりに有線放送信号を受
信することもできる。

【００３４】前記ＴＶ放送信号は装置の「終端」１０に
入力信号として伝達される。一般に、前記装置の「終
端」１０はラジオ−周波数ＴＶ信号を中間周波数ＴＶ信
号に変換するためのラジオ−周波数増幅器と第１デコー
ダを含んでおり、残留側波帯ＤＴＶ信号に対する中間周
波数（ＩＦ）増幅器チェーン１２の入力信号として伝達
される。前記ＤＴＶ受信機はＩＦ増幅器チェーン１２の
多数変換形を優先的にして、ＤＴＶ信号を増幅して第１
検出器によってＵＨＦ帯域に変換させるためのＩＦ増幅
器と、前記増幅されたＤＴＶ信号をＶＨＦ帯域に変換さ
せるための第２検出器と、ＤＴＶ信号を増幅して前記Ｖ
ＨＦ帯域に変換させるためのＩＦ増幅器を含む。もし基
底帯域に対する復調が前記ディジタル部門で行われる
と、前記ＩＦ増幅器チェーン１２は前記増幅されたＤＴ
Ｖ信号を基底帯域に近い最終中間周波数帯域に変換させ
るために第３検出器を追加に含む。

【００３５】優先的に、ＵＨＦ帯域に対するＩＦ増幅器
に表面音響波（ＳＡＷ）フィルタが用いられ、チャネル
選択応答の形を作って隣接チャネルを除去する。前記Ｓ
ＡＷフィルタは前記抑えられた残留側波帯（ＶＳＢ）Ｄ
ＴＶ信号の搬送波周波数とパイロット搬送波から５．３
８ＭＨｚ以上の周波数を速く除去して遮断するが、これ
が周波数と固定振幅になる。前記ＳＡＷフィルタはある
同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の周波数変調された
音響搬送波の量によって除去する。

【００３６】前記ＩＦ増幅器チェーン１２のある同一チ
ャネル干渉アナログＴＶ信号のＦＭ音響搬送波を除去す
るのは、前記最終ＩＦ信号が検出される時、前記搬送波
のアーチファクト成分が生成されることを防止し、基底
帯域の符号を復旧し、符号デコーディングが行われる間
に前記基底帯域符号のデータスライシングによるアーチ
ファクト成分干渉を防ぐすることができる。符号デコー
ディングが行われる間に前記基底帯域符号のデータスラ
イシングによる前記アーチファクト成分干渉防止は、デ
ータスライシングに先だってコームフィルタリングを行
うのがさらに望ましい。

【００３７】前記ＩＦ増幅器チェーン１２からの前記最
終ＩＦ出力信号は、複素復調器１４に伝達されるが、こ
れは前記残留側波帯振幅変調ＤＴＶ信号を前記最終中間
周波数帯域で復調して基底帯域信号の実数部と虚数部を
復旧する。前記ディジタル部分における復調は少数のメ
ガサイクル範囲で最終中間周波数帯域のアナログ−ディ
ジタル変換後になされるが、これは米国で１９９５.１
２.２６に登録された米国特許番号５，４７９，４４９
の「ＨＤＴＶ受信機に含まれた、トラッカー（tracke
r）を有するディジタルＶＳＢ検出器」を参照した。他
の方法で、アナログ部門で復調がなされる場合、前記結
果は一般にアナログ−ディジタル変換をして向後手続を
容易にする。前記複素復調は優先的に、同位相（Ｉ）同
期復調と直角位相（Ｑ）同期復調によってなされる。

【００３８】一般に、前記同位相（Ｉ）同期復調手続は
８ビットまたはそれ以上の精密度を有し、Ｎビットのデ
ータをエンコードする２Ｎ−レベル符号を示す。一般
に、図１のＤＴＶ信号受信機が前記アンテナ１２を介し
て前記空中波を受信する場合、２Ｎは８であり、図１の
ＤＴＶ信号受信機が有線放送波を受信する場合、２Ｎは
１６である。本発明の観点は、地上から空中に至る放送
波を受信するもので、図１において、受信された有線放
送波の伝送に対する符号デコーディングと誤り訂正デコ
ーディングを提供する前記ＤＴＶ受信機の一部分は省略
した。

【００３９】符号同期器と等化器回路１６は最小限の前
記ディジタル化された前記同位相（Ｉチャネル）基底帯
域信号の実数部の標本を前記複素復調器１４から受信
し、図１で前記ＤＴＶ受信機の回路１６は前記ディジタ
ル化された直角位相（Ｑチャネル）基底帯域信号の虚数
部の標本を受信することを示している。前記回路１６は
受信された信号に含まれた二重像（ゴースト）と傾斜角
（チルト）を補償する、実効加重効果をもつディジタル
フィルタを備える。前記符号同期と等化回路１６は振幅
等化とゴースト除去と同様に、符号同期または回転を行
う。符号同期に用いられる符号同期と等化回路は振幅等
化に先だって行われるが、これは米国出願番号５，４７
９，４４９を参照した。

【００４０】このような設計において、前記復調器１４
は前記符号同期と等化回路１６に基底帯域信号の実数と
虚数を含む過抽出された復調器の応答を伝達する。符号
同期後に、前記過抽出されたデータは１／１０程度が取
り除かれるが、これは正常的な符号率における基底帯域
Ｉチャネル信号を抽出し、振幅等化とゴースト除去に用
いられたディジタルフィルタリングを通した標本率を減
らすためである。振幅等化が符号同期を行う符号同期と
等化回路における、回転または位相追跡またはディジタ
ル信号受信機の設計部門で広く知られている技術であ
る。

【００４１】回路１６の出力信号の各標本は１０個また
はそれ以上のビットに分けられるが、効果的に一つのア
ナログ符号は（２Ｎ−８）レベルのいずれか一つをディ
ジタルで表すものである。前記回路１６の出力信号は公
知の幾つかの方法の中の一つによって利得が制御された
もので、符号に対する理想的な段階のレベルが知られて
いる。このような利得制御の応答速度が著しく速いた
め、選択された利得制御の一つの方法は複素復調器１４
で＋１．２５の正常レベルまで伝達される基底帯域信号
実数部の直流成分を調節する。一般に、このような利得
制御方法は米国特許出願番号５，４７９，４４９によく
現れており、１９９７．６．３に登録された米国特許番
号５，５７３，４５４の「ディジタルＨＤＴＶ信号の受
信に対するラジオ受信機の自動利得制御」にさらに詳し
く現れており、本発明はこれを参照した。

【００４２】回路１６からの出力信号はデータ同期回路
１８に入力信号として伝達されるが、これは等化された
基底帯域Ｉチャネルの信号から派生したデータ領域の同
期情報Ｆと、データセグメント同期情報Ｓを復旧する。
他の方法で、同期検出回路１８に伝達される入力信号は
等化に先立って得ることもできる。

【００４３】正常的な符号率において、回路１６から出
力信号として伝達された、等化されたＩチャネルの信号
標本は、ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２０の入力信号と
して伝達される。前記コームフィルタ２０は一対の差等
的に遅れた一連の２Ｎ−レベル符号を生成するための第
１遅延装置２０１と、前記コームフィルタ２０の応答を
生成するために差等的に遅れた一連の符号を線形的に組
み合わせるための第１線形組合せ器２０２を備える。米
国特許番号５，２６０，７９３に記述された内容を参照
すれば、前記第１遅延装置２０１は２Ｎ−レベル符号の
１２周期と同一の遅延を提供し、前記第１線形組合せ器
２０２は加算器となる。前記コームフィルタ２０の出力
信号のそれぞれの標本は１０個またはそれ以上のビット
に分けられ、効果的に一つのアナログ符号は（４Ｎ−
１）＝１５レベルの一つをディジタルで表したものであ
る。

【００４４】前記符号同期と等化回路１６は自分の入力
信号の直流バイアス成分を制限するために設計されたと
見なされ、この直流バイアス成分は＋１．２５の正常化
されたレベルを有し、パイロット搬送波の検出による複
素復調器１４から伝達された基底帯域信号の実数部に現
れる。従って、回路１６の出力信号のそれぞれの標本は
コームフィルタ２０の入力信号として印加され、効果的
に一つのアナログ符号は次の正常レベル、即ち−７，−
５，−３，−１，＋１，＋３，＋５，＋７のいずれか一
つをディジタルで表すものである。

【００４５】これら符号レベルは奇数符号レベルとし、
０００，００１，０１０，０１１，１００，１０１，１
１０，１１１のそれぞれの中間符号デコーディング結果
を生成するために奇数レベルデータスライサ２２から検
出される。コームフィルタ２０の出力信号のそれぞれの
標本は、効果的に、一つのアナログ符号は次の正常レベ
ル、即ち−１４，−１２，−１０，−８，−６，−4，
−２，０，＋２，＋４，＋６，＋８，＋１０，＋１２，
＋１４のいずれか一つをディジタルで表すものである。
これら符号レベルは偶数符号レベルとし、００１，０１
０，０１１，１００，１０１，１１０，１１１，００
０，００１，０１０，１００，１０１，１１０，１１１
のそれぞれの中間符号デコーディング結果を生成するた
めに偶数レベルデータスライサ２４から検出される。

【００４６】このような意味における前記データスライ
サ２２，２４は「難しい解決」と銘ずるか、或いはビタ
ビ（Viterbi）デコーディング構造を行うのに用いられ
る「簡単な解決」と銘ずる。回路内における自分の位置
をシフトするためにマルチプレクサの連結を使用し、自
分のスライシング範囲を修正するためのバイアスを印加
し、前記奇数レベルデータスライサ２２と偶数レベルデ
ータスライサ２４を単一データスライサで代替する配列
が可能である。しかし、これら配列は動作が複雑なので
適しない。

【００４７】次に、前記符号同期化等化回路１６は、自
分の入力信号に含まれた直流バイアス成分を抑えるため
の方法を説明する。この時の直流バイアス成分は＋１．
２５の正常レベルを有し、パイロット搬送波検出による
複素復調器１４から伝達された基底帯域信号の実数部に
現れる。他の方法として、前記符号同期と等化回路１６
は自分の入力信号に含まれた直流バイアス成分を保つた
めに設計されたもので、これはある意味では回路１６で
等化フィルタの設計を簡単にする。このような場合、奇
数レベルデータスライサで前記データスライシングレベ
ルは、自分の入力信号に含まれた前記データ過程を伴う
前記直流バイアス成分を計数してオフセット値として取
る。

【００４８】前記回路（１６）が偶数レベルデータスラ
イサ２４でデータスライシングレベルと見なされる、非
連続性をもつ入力信号に含まれた直流バイアス成分を遮
断または保持するために設計されたとしても、前記第１
線形組合せ器２０２は加算器として提供される。しか
し、もし前記第１遅延装置２０１から伝達された差等的
遅れが選択されると、前記第１線形組合せ器２０２は加
算器となり、前記偶数レベルデータスライサ２４で前記
データスライシングレベルは、自分の入力信号に含まれ
た前記データ過程を伴う、重なった直流バイアス成分を
計数してオフセット値として取る。

【００４９】ポストコーディングフィルタ応答は、コー
ムフィルタ２０のプリコーディングフィルタ応答として
生成するために、コームフィルタ２６を前記データスラ
イサ２２，２４の後に使用する。前記コームフィルタ２
６は３つの入力をもつマルチプレクサ２６１、第２線形
組合せ器２６２、コームフィルタ２０で第１遅延装置２
０１と同一の遅延をもつ第２遅延装置とから構成され
る。前記第２線形組合せ器２６２は、もし前記第１線形
組合せ器２０２が減算器であれば、モジュロ−８加算器
となり、前記第１線形組合せ器２０２が加算器であれ
ば、モジュロ−８減算器となる。前記第１線形組合せ器
２０２と前記第２線形組合せ器２６２は、含まれた標本
率を支援するために線形組合せ動作速度を充分上昇させ
るためのそれぞれのＲＯＭで構成されることもできる。
前記マルチプレクサ２６１からの出力信号は、前記ポス
トコーディングコームフィルタ２６から得た応答を伝達
し、前記第２遅延装置２６３によって遅れる。前記第２
線形組合せ器２６２は前記第２遅延装置２６３から得た
出力信号を有し、前記偶数レベルデータスライサ２４か
らのプリコード化された符号デコーディング結果を組み
合わせる。

【００５０】前記マルチプレクサ２６１の出力信号は、
制御器２８からマルチプレクサ２６１に印加されたマル
チプレクサ制御信号の、第１、第２、第３状態の応答か
ら選択された時、マルチプレクサ２６１に印加された三
つの入力信号のいずれか一つを再生する。データ領域同
期情報Ｆと、前記等化された基底帯域Ｉチャネルの信号
から得たデータセグメント同期情報Ｓが前記データ同期
検出回路１８で復旧される間、前記マルチプレクサ２６
１の第１入力ポートは、制御器２８内にあるメモリから
印加された理想的な符号デコーディング結果を受信す
る。

【００５１】出力信号の最終コーディング結果と、制御
器２８内にあるメモリから印加された理想的な符号デコ
ーディング結果をマルチプレクサ２６１から提供するた
めの条件を形成する間、前記制御器２８は前記マルチプ
レクサ制御信号の第１状態をマルチプレクサ２６１に伝
達する。前記奇数レベルデータスライサ２２は、出力信
号として中間符号デコーディング結果をマルチプレクサ
２６１の第２入力ポートに伝達する。マルチプレクサ２
６１は、自分の出力信号である最終コーディング結果と
して中間符号デコーディング結果を再生するためにマル
チプレクサ制御信号の第２状態で条件が合わせられる。
前記第２線形組合せ器２６２は自分の出力信号として後
で符号化された符号デコーディング結果を前記マルチプ
レクサ２６１の第３入力ポートに伝達する。マルチプレ
クサ２６１は、自分の出力信号である最終コーディング
結果として後で符号化された符号デコーディング結果を
再生するために、マルチプレクサ制御信号の第３状態で
条件が合わせられる。

【００５２】データ同期検出回路１８がデータ領域同期
情報Ｆとデータセグメント同期情報Ｓを復旧する間、制
御器２８のメモリから伝達される理想的な符号デコーデ
ィング結果値をフィードバックさせることにより、前記
ポストコーディングコームフィルタから後で符号化され
た符号デコーディング結果で発生する実行誤りは減少す
る。この部分は本発明の主要部分であって、追ってより
詳細に説明する。

【００５３】３個の並列ビットグループに含まれた最終
的な符号デコーディング結果を含む、前記ポストコーデ
ィングコームフィルタ２６にあるマルチプレクサ２６１
からの出力信号は、データインタリーバー３２に適用す
るためのデータアセンブラー３０で取り合わせられる。
前記データインタリーバー３２は取り合わせられたデー
タを一連の並列データに整流して、トレリスデコーダ回
路３４へ送る。一般に、トレリスデコーダ回路３４は１
２トレリスデコーダを使用する。前記トレリスデコーダ
回路３４から印加されたトレリスデコーディング結果
は、整流のためにデータデインタリーバー（de-interle
aver）回路３６へ伝達される。

【００５４】バイト分析回路３８は前記データデインタ
リーバー３６の出力信号を、データランダマイザ４２に
伝達される訂正された一連の誤りバイトを生成するため
にリードソロモンデコーディングを行うリードソロモン
デコーダ回路４０へ伝達して、リードソロモン誤り訂正
コーディングバイトに変換させる。前記データランダマ
イザ４２は再生されたデータを他方の受信機（図示せ
ず）へ伝達する。完全なＤＴＶ受信機のもう一つはパケ
ット分類器、オーディオデコーダ、ＭＰＥＧ−２デコー
ダ、その他のものを含む。ディジタルテープレコーダ／
再生器で統合された前記ＤＴＶ受信機のもう一つは、レ
コーディングに必要な形式でデータを変換させるための
回路を備えている。

【００５５】同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器４４
は、同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号がデータスライサ２
２で行われたデータスライシングに含まれた訂正不可能
な誤りを生じさせるほど充分完璧な状態かが分かる制御
器２８を提供している。もし検出器４４が同一チャネル
干渉ＮＴＳＣ信号が充分完璧な状態でないことを示す
と、データ領域同期情報Ｆとデータセグメント同期情報
Ｓがデータ同期検出器回路１８によって復旧される時を
除いた他の時に、前記制御器２８は前記マルチプレクサ
制御信号の第２状態をマルチプレクサ２６１へ伝達す
る。このような条件は前記マルチプレクサ２６１が奇数
レベルデータスライサ２２から伝達された中間符号デコ
ーディング結果を、自分の出力信号として再生するため
に用いられる。

【００５６】もし検出器４４がデータスライサ２２によ
って行われるデータスライシングに含まれた訂正不可能
な誤りを生じさせるほど同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号
が充分完全な状態であることを示すと、データ領域同期
情報Ｆとデータセグメント同期情報Ｓがデータ同期検出
回路１８によって復旧される時を除いた他の時に、前記
制御器２８は前記マルチプレクサ制御信号の第３状態を
マルチプレクサ２６１へ伝達する。このような条件は前
記マルチプレクサ２６１が前記第２線形組合せ器２６２
から第２線形組合せ結果として伝達された、後で符号化
された符号デコーディング結果を、自分の出力信号とし
て再生するために用いられる。

【００５７】図２は本発明が取っている一実施形態であ
って、前記同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器４４が
取ることのできる形式である。減算器４４１は奇数レベ
ルデータスライサ２２から伝達された中間符号デコーデ
ィング結果と、前記第２線形組合せ器２６２から第２線
形組合せ結果として伝達された、後で符号化された符号
デコーディング結果を別に組み合わせる。もし同一チャ
ネル干渉ＮＴＳＣ信号が無視してもよい程の量であり、
基底帯域のＩチャネル信号に含まれたランダムノイズが
無視するほどの量であれば、これら中間、後で符号化さ
れた符号デコーディング結果は類似である。従って、減
算器４４１からの出力信号差は少なくなるであろう。し
かし、もし同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号が相当な量で
あれば、一般に減算器４４１からの出力信号差は少なく
はならないであろう。ところが、時には信号差が多いも
のが出る場合もある。

【００５８】前記減算器４４１からの出力信号差に含ま
れたエネルギーを測定する方法は、二乗器４４２をもつ
出力信号の差異値を二乗し、平均値回路４４３をもつ短
い区間にわたって二乗器応答の平均値を決定して得る。
前記二乗器４４２はＲＯＭを用いて行う。前記平均値回
路４４３は幾つかの適したディジタル標本を貯蔵するた
めの遅延ラインメモリと、現在遅延ラインメモリに貯蔵
されたディジタル標本を加え合わせる加算器を用いて行
われる。

【００５９】前記平均値回路４４３で決定された、減算
器４４１からの出力信号差に含まされた短い区間に分布
されたエネルギーの平均値は、しきい検出器４４４を支
援するためにディジタル比較器に連結される。前記しき
い検出器４４４のしきい値は中間符号デコーディング結
果を伴うランダムノイズに含まれた、短い区間の平均値
差異と、減算器４４１に印加される後で符号化された符
号デコーディング結果値を超過しないほど充分大きい。
もし同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号がデータスライサ２
２によって行われるデータスライシングに含まれた誤り
の訂正が不可能なほど充分大きければ、しきい値が超過
する。前記しきい検出器４４４はしきい値の超過可否を
制御器２８が表すようにする。

【００６０】前記二乗器４４２の他の実施形態は、前記
第１、第２符号デコーディング測定結果値の間の差異に
対する絶対測定値を示す他の回路、例えば絶対値回路で
代替されることができる。速い計算のために、ＲＯＭを
用いて前記のような絶対値回路を行わせることができ
る。

【００６１】図３は１２０種のＮＴＳＣ除去コームフィ
ルタ２０と、１２６種のポストコーディングコームフィ
ルタ２６を用いる図１のディジタルＴＶ信号受信機ブロ
ック構成の一部分を詳細に示している。減算器１２０２
はＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０内で第１線形組合
せとして作用し、モジュロ−８加算器１２６２はポスト
コーディングコームフィルタ１２６内で第２線形組合せ
器として作用する。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ１
２０は第１遅延装置１２０１を用いて１２個符号区間の
遅延を表し、且つ前記ポストコーディングコームフィル
タ１２６は第２遅延装置１２６３を用いて１２個符号区
間の遅延を表す。

【００６２】それぞれの前記遅延装置（１２０１，１２
６３）によって現れる１２符号遅延は、アナログＴＶの
水平走査周波数ｆ_Hの５９．７５倍の時のアナログＴＶ
ビデオ搬送波結果の一サイクル遅延に近い。前記１２符
号遅延はｆ_Hの２８７．７５倍の時、アナログＴＶ色差
副搬送波結果の５サイクルに近い。前記１２符号遅延は
ｆ_Hの３４５．７５倍の時、アナログＴＶ色差副搬送波
結果の６サイクルに近い。これは前記オーディオ搬送
波、ビデオ搬送波、周波数に対する、減算器１２０２の
差等的に組み合わせられた応答が、同一チャネル干渉を
遮断しようとする前記第１遅延装置１２０１によって差
等的に遅れた色差副搬送波に近いためである。しかし、
終端部が水平走査線を交差するところにあるビデオ信号
の一部分で、水平空間方向にある距離でアナログＴＶビ
デオ信号の相関関係程度は極めて低い。

【００６３】マルチプレクサ２６１の１２６１種はマル
チプレクサ制御信号によって制御されるが、大部分の場
合、即ち前記データスライサ２２からの出力信号に含ま
れた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干
渉が不充分であると決定される時に第２状態にあり、前
記データスライサ２２からの出力信号に含まれた誤りの
訂正が不可能な程度にＮＴＳＣ同一チャネル干渉が充分
であると決定される大部分の場合には第３状態にあるこ
とになる。

【００６４】前記マルチプレクサ１２６１は第３の状態
で制御信号となり、前記加算器１２６２のモジュロ−８
の合計にフィードバックされ、前記遅延装置１２６３で
１２個の符号区間だけ遅れて加算器１２６２の被加数と
なる。これは単一誤りが走行誤りに波及する部分におけ
るモジュラ累算処理で、１２個の全ての符号区間で誤り
が繰り返される。前記ポストコーディングコームフィル
タ１２６から後で符号化された符号デコーディング結果
に含まれた走行誤りは、各データセグメントの全体が領
域同期を含む間だけ、前記マルチプレクサ１２６１がそ
れぞれのデータセグメントの初期に４つの符号区間に対
する第１状態に置かれる時に短縮される。前記制御信号
が第１状態にある時、前記マルチプレクサ１２６１は制
御器２８のメモリから伝達された出力信号理想符号デコ
ーディング結果を再生する。理想符号デコーディング結
果をマルチプレクサ１２６１の出力信号として誘導すれ
ば、走行誤りが停止する。４＋６９（１２）符号／デー
タセグメントがあるため、前記理想符号デコーディング
結果は各セグメントの位相で４つの符号区間をスリップ
バックして、３個のデータセグメントより長く残る走行
誤りはなくなる。

【００６５】図４は２２０種のＮＴＳＣ除去コームフィ
ルタ２０と、２２６種のポストコーディングコームフィ
ルタ２６を使用する図１のディジタルＴＶ信号受信機の
一部分に対するブロック構成を詳細に示している。前記
ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０は第１遅延装置２２
０１を用いて６個の符号区間の遅延を表し、且つ前記ポ
ストコーディングコームフィルタ２２６は第２遅延装置
２２６３を用いて６個の符号区間の遅延を表す。それぞ
れの前記遅延装置２２０１，２２６３によって現れる６
個の符号遅延は、アナログＴＶの水平走査周波数ｆ_Hの
５９．７５倍の時のアナログＴＶビデオ搬送波結果の
０．５サイクル遅延に近く、ｆ_Hの２８７．７５倍の
時、アナログＴＶ色差副搬送波結果の２．５サイクルに
近く、ｆ_Hの３４５．７５倍の時、アナログオーディオ
搬送波結果の３サイクルに近い。

【００６６】加算器２２０２はＮＴＳＣ除去コームフィ
ルタ２２０内で第１線形組合せ器として作用し、モジュ
ロ−８減算器２２６２はポストコーディングコームフィ
ルタ２２６内で第２線形組合せ器として作用する。前記
遅延装置２２０１，２２６３によって現れた前記遅延
は、前記遅延装置１２０１，１２６３に現れた遅れより
短いため、アナログＴＶ搬送波周波数から変換された０
に近い周波数であっても狭帯域となり、減算器１２０２
によって差等的に組み合わせられた信号における良い相
関関係より、加算器２２０２によって追加的に組み合わ
せられた信号における反相関関係がより良好である。音
響搬送波遮断は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ１２０
の応答より前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０でさ
らに微弱である。

【００６７】しかし、もしアナログＴＶ信号を干渉する
同一チャネルの音響搬送波が表面音響フィルタリングま
たは中間周波数増幅器チェーン１２にある音響トラップ
で遮断されると、コームフィルタ２２０の少ない音除去
は問題とならない。図３のＮＴＳＣ除去コームフィルタ
１２０よりは図４のＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２０
を使用する間、同期チップに対する応答が除去される。
従って、トレリスデコーディングとリードソロモンコー
ディングにおける誤り訂正強化は実質的に減少趨勢にあ
る。

【００６８】マルチプレクサ２６１の２２６１種はマル
チプレクサ制御信号によって制御されるが、大部分の場
合、即ち前記データスライサ２２からの出力信号に含ま
れた誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干
渉が不充分であると決定される場合には第２状態にあ
り、前記データスライサ２２からの出力信号に含まれた
誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が
充分であると決定される大部分の場合には第３状態にあ
ることになる。

【００６９】前記マルチプレクサ２２６１は第３の状態
で制御信号となり、前記減算器２２６２のモジュロ−８
の合計にフィードバックされ、前記遅延装置２２６３で
６個の符号区間だけ遅れて減算器２２６２の被加数とな
る。これは単一誤りが走行誤りに波及する部分における
モジュラ累算処理で、６個の全ての符号区間で誤りが繰
り返される。前記ポストコーディグコームフィルタ２２
６から後で符号化された符号デコーディング結果に含ま
れた走行誤りは、各データセグメントの全体が領域同期
を含む間だけ、前記マルチプレクサ２２６１がそれぞれ
のデータセグメントの初期に４つの符号区間に対する第
１状態に置かれる時に短縮される。

【００７０】前記制御信号が第１状態にある時、前記マ
ルチプレクサ２２６１は制御器２８のメモリから伝達さ
れた出力信号理想符号デコーディング結果を再生する。
理想符号デコーディング結果をマルチプレクサ２２６１
の出力信号として誘導すれば、走行誤りが停止する。４
＋１３８（６）符号／データセグメントがあるために、
前記理想符号デコーディング結果は各データセグメント
の位相で４つの符号区間をスリップバックして、２つの
データセグメントより長く残る走行誤りはなくなる。前
記走行誤りがより頻繁に繰り返されて前記１２個の挿入
されたトレリスコードに二重に影響を及ぼすとしても、
実質的に前記ポストコーディングコームフィルタ２２６
に含まれた走行誤りに周期が持続される可能性は、前記
ポストコーディングコームフィルタ１２６の場合より少
ない。

【００７１】図５は３２０種のＮＴＳＣ除去コームフィ
ルタ２０と３２６種のポストコーディングコームフィル
タ２６を使用する図１のディジタルＴＶ信号受信機の一
部を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィル
タ３２０は１３６８符号区間の遅れを表す第１遅延装置
３２０１を使用するが、実質的にこれの遅れはアナログ
ＴＶ信号の２つの水平走査線の区間と同一であり、且つ
前記ポストコーディングコームフィルタ３２６は第２遅
延装置３２６３を用いて遅れを表す。前記ＮＴＳＣ除去
コームフィルタ３２０に含まれた第１線形組合せ器は減
算器３２０２となり、前記ポストコーディングコームフ
ィルタ３２６に含まれた第２線形組合せ器はモジュロ−
８加算器３２６２となる。

【００７２】前記マルチプレクサ２６１の３２６１種は
マルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時
前記データスライサ３２からの出力信号に含まれた誤り
の訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充
分であると判断される大部分の場合には第２状態に置か
れ、前記データスライサ２２からの出力信号に含まれた
誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が
充分であると判断される大部分の場合には第３状態に置
かれることになる。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前
記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉で交差する走査線間の変化
を検出するための回路を備えており、前記制御器２８は
このような条件の下で前記マルチプレクサ３２６１が第
３の状態に置かれることを保留させる。

【００７３】前記マルチプレクサ３２６１は第３の状態
で制御信号となって、前記加算器３２６２のモジュロ−
８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置３２６３
で１３６８個の符号区間だけ遅延して加算器３２６３の
被加数となる。これは単一誤りが走行誤りに波及する部
分におけるモジュラ累算処理で、１３６８個の全ての符
号区間で誤りが繰り返される。この符号コードの長さは
前記リードソロモンコードの単一ブロックの長さより長
いため、単一走行誤りはリードソロモンデコーディング
が行われる間容易に訂正される。前記ポストコーディン
グコームフィルタ３２６からの前記後で符号化された符
号デコーディング結果に含まれた走行誤りは、各データ
セグメントの初期にある４つの符号区間と同様に、それ
ぞれのデータセグメントが含む領域同期の全体区間にわ
たって、前記マルチプレクサ３２６１が第１様態に置か
れることにより短縮される。

【００７４】前記制御信号が第１状態にある時、前記マ
ルチプレクサ３２６１は前記制御器２８のメモリから伝
達を受けた理想符号デコーディング結果を出力信号とし
て再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレ
クサ３２６１の出力信号にして誤り走行を中断させる。
ＮＴＳＣビデオ領域の１６．６７×１０^-6秒期間はＤＴ
Ｖデータ領域の２４．１９×１０^-6秒期間に対して位相
ずれを生じ、領域同期を含む前記ＤＴＶデータセグメン
トは結局ＮＴＳＣフレーム画像全体を走査する。それぞ
れ６８４個の符号区間をもつＮＴＳＣフレーム画像には
５２５個のラインがあって計３５９，１００個の符号区
間をもつ。これは領域同期を含んでいるＤＴＶデータセ
グメントに含まれた８３２個符号区間の４３２倍より多
少少ないもので、一つ類推される事実は、走行誤りの持
続期間が４３２より長くなれば、ＤＴＶデータセグメン
トが領域同期を含んでいる間、前記マルチプレクサ３２
６１が理想符号デコーディングを再生してデータ領域が
消失してしまう。また、理想符号デコーディング結果を
用いる開始コードグループに関するデータセグメント
と、ＮＴＳＣビデオ走査線間に位相ずれが生じる。コー
ド開始グループに含まれた４つの符号区間の８９，７７
５倍に相当する３５９，１００個の符号区間が測定され
るが、これは８９，７７５個の連続データセグメントに
対して走査された値である。

【００７５】ＤＴＶデータ領域／３１３個のデータセグ
メントから類推される一つの事実は、走行誤りの持続期
間が２８７より長くなると、コード開始グループが行わ
れる間、前記マルチプレクサ３２６１が理想符号デコー
ディングを再生してデータ領域が消失してしまう。前記
２種の走行誤り防止法はそれぞれ独立的なので、誤りの
走行期間が２００またはデータ領域より長くなる可能性
は稀れである。ここに加えて、もし走行誤りが循環する
時、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉程度が低くなると、前記
マルチプレクサ３２６１が出力信号として前記データス
ライサ２２の応答を再生する条件が形成され、前記誤り
は他の方法を採用する場合より速く訂正されることがで
きる。

【００７６】図５はＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０
が、アナログＴＶ垂直同期パルスに対する応答から派生
した多量の復調結果を遮断してパルスを等化させること
と同様に、アナログＴＶ水平同期パルスに対する応答か
ら派生した復調結果を遮断する一実施形態を示してい
る。

【００７７】これら結果は多量のエネルギーを持ってい
る同一チャネル干渉である。２個の走査線周期にわたっ
てアナログＴＶ信号のビデオ内容に含まれた走査線と走
査線との周期にわたってアナログＴＶ信号のビデオ内容
に含まれた走査線と走査線との差異がある部分を除き、
前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０はビデオ内容と
関係のない色相を遮断する。前記符号同期と等化回路１
６に含まれたトラッキングコームフィルタで遮断されな
い場合、前記アナログＴＶ信号のＦＭオーディオ搬送波
は遮断される。大部分のアナログＴＶ色相バースト結果
も前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０で遮断され
る。さらに、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ３２０に
よるフィルタリングは、トレリスデコーディング手続で
なされる前記ＮＴＳＣ干渉除去に対して「直角」を成
す。

【００７８】図６は４２０種のＮＴＳＣ除去コームフィ
ルタ２０と４２６種のポストコーディングコームパルス
２６を用いる図１のディジタルＴＶ信号受信機の一部を
詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４
２０は１７９，２０８符号区間の遅延を表す第１遅延装
置４２０１を使用するが、実質的にこれの遅れはアナロ
グＴＶ信号の２６２水平走査線の周期と同一であり、且
つ前記ポストコーディングコームフィルタ４２６は第２
遅延装置４２６３を用いて遅延を表す。減算器４２０２
は、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０で含まれた
第１線形組合せ器として作用し、モジュロ−８加算器４
２６２は、前記ポストコーディングコームフィルタ４２
６に含まれた第２線形組合せ器として作用する。

【００７９】前記マルチプレクサ２６１の４２６１種は
マルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時
前記データスライサ２２からの出力信号に含まれた誤り
の訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充
分であると判断される大部分の場合には第２状態に置か
れ、前記データスライサ２２からの出力信号に含まれた
誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が
充分であると判断される場合には第３状態に置かれるこ
とになる。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前記ＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉に含まれた領域と領域間の変化を検
出するための回路を備えており、前記制御器２８はこの
ような条件の下で前記マルチプレクサ４２６１が第３の
状態に置かれることを保留させる。

【００８０】前記マルチプレクサ４１６１は第３の状態
で制御信号となって、前記加算器４２６２のモジュロ−
８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置４２６３
で１７９，２０８個の符号区間だけ遅延して加算器４２
６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りに波及
する部分におけるモジュロ累算処理で、１７９，２０８
個の全ての符号区間で誤りが繰り返される。この符号コ
ードの長さは前記リードソロモンコードの単一ブロック
の長さより長いため、単一走行誤りはリードソロモンデ
コーディングが行われる間に容易に訂正される。前記ポ
ストコーディングコームフィルタ４２６からの前記後で
符号化された符号デコーディング区間と同様に、それぞ
れのデータセグメンの初期にある４つの符号区間と同様
に、それぞれのデータセグメントが含む領域同期の全体
区間にわたって、前記マルチプレクサ４２６１が第１状
態に置かれることにより短縮される。

【００８１】前記制御信号が第１状態にある時、前記マ
ルチプレクサ４２６１は前記制御器２８のメモリから伝
達を受けた理想符号デコーディング結果を出力信号とし
て再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレ
クサ４２６１の出力信号にして誤り走行を中断させる。
前記マルチプレクサ４２６１の出力信号に含まれた誤り
走行を除去するために要求されるデータ領域の最高値
は、実質的に前記マルチプレクサ３２６１に含まれた走
行誤りを除去するために要求される値と同一である。し
かし、この周期内で繰り返される誤りの回数は要素１３
１によって低くなる。

【００８２】図６のＮＴＳＣ除去コームフィルタ４２０
が、アナログＴＶ水平同期パルス応答から派生する全て
の復調結果を遮断することと同様に、アナログＴＶ垂直
同期パルス応答から派生した大部分の復調結果を遮断す
る一実施形態を示している。これらの結果は高いエネル
ギーをもつ同一チャネル干渉である。また、前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルタ４２０は、領域間またはライン間
の変化ではない、アナログＴＶ信号のビデオ内容から発
生する結果を遮断して、それら水平空間周波数または色
彩と関係のない停止パターンを除去する。また、アナロ
グＴＶカラーバースト大部分の結果は、前記ＮＴＳＣ除
去コームフィルタ４２０の応答で遮断される。

【００８３】図７は５２０種のＮＴＳＣ除去コームフィ
ルタ２０と５２６種のポストコーディングコームフィル
タ２６を使用する図１のディジタルＴＶ信号受信機の一
部を詳細に示している。前記ＮＴＳＣ除去コームフィル
タ５２０は７１８，２００符号区間の遅れを表す第１遅
延装置５２０１を使用するが、実質的にこれの遅れはア
ナログＴＶ信号の２フレーム周期と同一であり、且つ前
記ポストコーディングコームフィルタ５２６は第２遅延
装置５２６３を用いて遅れを表す。減算器５２０２は前
記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０に含まれた第１線
形組合せ器として作用し、モジュロ−８加算器５２６２
は前記ポストコーディングコームフィルタ５２６に含ま
れた第２線形組合せ器として作用する。

【００８４】前記マルチプレクサ２６１の５２６１種は
マルチプレクサ制御信号によって制御されるが、この時
前記データスライサ２２からの出力信号に含まれた誤り
の訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が不充
分であると判断される大部分の場合には第２状態に置か
れ、前記データスライサ２２からの出力信号に含まれた
誤りの訂正が不可能なほどＮＴＳＣ同一チャネル干渉が
充分であると判断される大部分の場合には第３状態に置
かれることになる。前記ＤＴＶ受信機はできる限り、前
記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に含まれた交差フレーム間
の変化を検出するための回路を備えており、前記制御器
２８はこのような条件の下で前記マルチプレクサ５２６
１が第３の状態に置かれることを保留させる。

【００８５】前記マルチプレクサ５２６１は第３の状態
で制御信号となって、前記加算器５２６２のモジュロ−
８の合計にフィードバックされ、前記遅延装置５２６３
で７１８，２００個の符号区間だけ遅延して加算器５２
６２の被加数となる。これは単一誤りが走行誤りに波及
する部分におけるモジュラ累算処理で、７１８，２００
個の全ての符号区間で誤りが繰り返される。この符号コ
ードの長さは前記リードソロモンコードの単一ブロック
の長さより長いため、単一走行誤りはリードソロモンデ
コーディングが行われる間に容易に訂正される。前記ポ
ストコーディングコームフィルタ５２６からの前記後で
符号化された符号デコーディング結果に含まれた走行誤
りは、各データセグメントの初期にある４つの符号区間
と同様に、それぞれのデータセグメントが含む領域同期
の全体区間にわたって、前記マルチプレクサ５２６１が
第１状態に置かれることにより短縮される。

【００８６】前記制御信号が第１状態にある時、前記マ
ルチプレクサ５２６１は前記制御器２８のメモリから伝
達を受けた理想符号デコーディング結果を出力信号とし
て再生する。理想符号デコーディング結果をマルチプレ
クサ５２６１の出力信号にして誤り走行を中断させる。
前記マルチプレクサ５２６１の出力信号に含まれた走行
誤りを除去するために要求されるデータ領域の最高値
は、実質的に前記マルチプレクサ３２６１に含まれた走
行誤りを除去するために要求される値と同一である。し
かし、この周期内で繰り返される誤りの回数は要素５２
５によって低くなる。

【００８７】図７のＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０
が、アナログＴＶ水平同期パルス応答から派生する全て
の復調結果を遮断するのと同様に、アナログＴＶ垂直同
期パルス応答から派生した全ての復調結果を遮断する一
実施形態を示している。これら結果は高いエネルギーを
もつ同一チャネル干渉である。また、ＴＶ信号のビデオ
内容から発生する結果を遮断して、それら空間周波数ま
たは色彩と関係のない停止パターンを除去する。また、
アナログＴＶカラーバーストの全ての結果は前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルタ５２０の応答で遮断される。

【００８８】ＴＶシステム設計分野に従事する人なら
ば、他の類型のＮＴＳＣ除去コームフィルタ設計に活用
され得るアナログ信号における、図３〜図７に示した、
相関関係と反−相関関係との異なる特性が分かる。前記
従属された２つのＮＴＳＣ除去コームフィルタ使用は公
知で、２Ｎレベルの基底帯域信号を（８Ｎ−１）データ
レベルに上昇させた。このようなフィルタは符号デコー
ディングをもつランダムなノイズ干渉に対する信号：雑
音比を制限すべきという決定にも拘わらず、特に悪性同
一チャネル干渉問題解決が要求されている。

【００８９】図８は図１のマルチプレクサ２６１の構造
をより詳細に示すもので、このような回路で前記理想符
号デコーディング結果値を生成して前記マルチプレクサ
２６１に印加する。前記マルチプレクサ２６１は前記Ｒ
ＯＭ４６、ＲＯＭ４８、ＲＯＭ５０の出力バッファレジ
ストを含んで前記マルチプレクサ２６１から３ビット広
（wide）出力バス２６１０を選択的に読み取る。前記マ
ルチプレクサ２６１は３相バッファ２６１１を追加に含
んで、理想符号デコーディング結果値が生成されない間
に前記マルチプレクサ２６１２の３ビット広出力を出力
バス２６１０へ伝達する。

【００９０】前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４
に対する前記マルチプレクサ２６１の応答は「０」にな
るが、これはＮＴＳＣ同一チャネル干渉が、前記データ
スライサ２２から伝達された前記中間符号デコーディン
グ結果値に含まれた誤りを訂正できないほどの振幅とな
らなくて、前記中間符号デコーディング結果値を再生し
て前記３相データバッファ２６１１の入力信号とするこ
とを示す。前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４に
対する前記マルチプレクサ２６１の応答は「１」になる
のは、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が、前記データスライ
サ２２から伝達された前記中間符号デコーディング結果
値に含まれた誤りを訂正できないほどの振幅となって、
前記プリコード化された符号デコーディング結果値を、
前記第２線形組合せ器２６２から再生して前記３相デー
タバッファ２６１１の入力信号とすることを示す。

【００９１】前記出力バス２６１０に前記理想的な符号
デコーディング結果を伝達するための回路は、ＲＯＭ４
６，４８，５０、符号クロックゼネレータ５２、ＲＯＭ
４６，４８，５０のアドレスを指定するためのアドレス
カウンタ５４、該カウンタ５４をリセットするためのジ
ャムリセット回路５６、ＲＯＭ４６，４８，５０が読み
取り可能な信号を発生させるためのアドレスデコーダ６
０，６２，６４、３相バッファ２６１１を制御するＮＯ
Ｒゲート５８から構成される。前記アドレスカウンタ５
４は前記符号クロックゼネレータ５２における符号デコ
ーディング率を受信して入力パルスをカウントする。従
って、一つのデータフレーム内にある符号のそれぞれに
対するアドレスを連続的に与える。これらアドレスの中
から適度な部分をＲＯＭ４６，４８，５０の入力アドレ
スとする。

【００９２】前記ジャムリセット回路５６は、前記カウ
ンタ５４をリセットして、データ領域同期情報Ｆとデー
タセグメント同期情報Ｓを図１のデータ同期検出回路１
８で速く復旧されるように適当な値とする。カウンタ５
４の構成は、より重要なビットをデータセグメント数／
データフレームでカウントするグループと、より重要で
ないビットをデータセグメント数／データフレームでカ
ウントするグループとに構成することが好ましい。この
ような構成はジャムリセット回路５６の設計を単純化
し、アドレスデコーダ６０，６２，６４に印加される入
力信号のビット幅を減らし、ＲＯＭ４６，４８，５０が
カウンタ５４の一部アドレスとして容易にアドレスさ
れ、ＲＯＭアドレシングのビット幅を減らすことができ
る。

【００９３】前記ＲＯＭ４６は、奇数領域同期セグメン
トに対する理想的な符号デコーディング結果を貯蔵し、
前記アドレスデコーダ６０から「１」を受信したものに
対して選択的にイネーブルされる。前記ＲＯＭ４６はよ
り重要でないビットをデータセグメント数／データフレ
ームでカウントするグループによってアドレスされ、前
記アドレスデコーダ６０は、より重要なビットをデータ
セグメント数／データフレームでカウントするグループ
に応答する。前記アドレスデコーダ６０は、前記アドレ
スカウンタ５４によって伝達されるアドレスのデータセ
グメント部分が、奇数領域同期セグメントのアドレスと
一致する場合にのみ「１」となる。

【００９４】前記ＲＯＭ４８は偶数領域同期セグメント
に対する理想的な符号デコーディング結果を貯蔵し、前
記アドレスデコーダ６２から「１」を受信したものに対
して選択的にイネーブルされる。前記ＲＯＭ４８はより
重要でないビットをデータセグメント数／データフレー
ムでカウントするグループによってアドレスされ、前記
アドレスデコーダ６２は、より重要でないビットをデー
タセグメント数／データフレームでカウントするグルー
プに応答する。前記アドレスデコーダ６２は前記アドレ
スカウンタ５４によって伝達されるアドレスのデータセ
グメント部分が、偶数領域同期セグメントのアドレスと
一致する場合にのみ「１」となる。

【００９５】前記ＲＯＭ５０はそれぞれの同期セグメン
ト初期で開始コードグループに対した理想的な符号デコ
ーディング結果を貯蔵し、前記アドレスデコーダ６４か
ら「１」を受信して読み出した値は選択的にイネーブル
される。前記ＲＯＭ５０はカウンタ５４出力の２つの無
意味なビットに応答し、前記アドレスデコーダ６４はよ
り重要でないビットをデータセグメント数／データフレ
ームでカウントするグループに応答する。前記アドレス
デコーダ６４は、前記アドレスカウンタ５４によって伝
達されるデータ符号／アドレスのデータセグメント部分
が、開始コードグループの一部アドレスと一致する場合
にのみ「１」となる。

【００９６】前記ＮＯＲゲート５８は、３つの入力連結
部分それぞれの一点で、アドレスデコーダ６０，６２，
６４の応答を受信する。理想的な符号デコーディング結
果を得た時、アドレスデコーダ６０，６２，６４のいず
れか一つはその出力信号として「１」を伝達し、前記Ｎ
ＯＲゲート５８が３相データバッファ２６１１に「０」
と応答するための条件が形成される。この条件で、前記
３相データバッファ２６１１は前記データバス２６１０
の前記ビットラインに高い電源のインピダンスを与えて
マルチプレクサ２６１１の信号が前記マルチプレクサ２
６１２から前記３ビット広帯域データバス２６１０に伝
達されない。

【００９７】予測不可能な理想的符号デコーディング結
果に対するデータセグメント部分で、前記アドレスデコ
ーダ６０，６２，６４のいずれも出力信号として「１」
を伝達せず、前記ＮＯＲゲート５８は前記３相データバ
ッファ２６１１に「１」と応答するための条件が形成さ
れる。この条件において、前記３相データバッファ２６
１１は前記データバス２６１０のビットラインに低い電
源のインピダンスを与えてマルチプレクサ２６１２の信
号が前記３ビット広帯域データバス２６１０に伝達され
る。

【００９８】図９は前述したように、先行技術によって
それぞれの偶数レベルデータスライサを使用する、並列
を成す多数個の符号デコーダの動作のように、変形され
たディジタルＴＶ信号受信機を示している。この時、Ｎ
ＴＳＣ除去コームフィルタの他の類型は、ＮＴＳＣ除去
コームフィルタに先だって発表されたプリコーディング
を補償するそれぞれのポストコーディングコームフィル
タである。偶数レベルデータスライサＡ２４は第１類型
のＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２０の応答を、第１類
型のポストコーディングコームフィルタＡ２６に適用す
るためにプリコード化された符号デコーディング結果に
変換させる。

【００９９】偶数レベルデータスライサＢ２４は、第２
類型のＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ２０の応答を、第
２類型のポストコーディングコームフィルタＢ２６に適
用するためにプリコード化された符号デコーディング結
果に変換させる。偶数レベルデータスライサＣ２４は、
第３類型のＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０の応答
を、第３類型のポストコーディングコームフィルタＣ２
６に適用するためにプリコード化された符号デコーディ
ング結果にて変換させる。図９の構成要素番号の前に付
けられたＡ，Ｂ，Ｃは図３〜図７で適用している受信機
の一部のそれぞれに対応する１，２，３，４，５を区別
して付けたものである。

【０１００】図９の符号デコーディング選択回路６６は
訂正された符号デコーディングの最適値を理想符号デコ
ーディング結果値から前記トレリスデコーディング回路
３４に適用し、前記データスライサ２２から受信された
中間符号デコーディング結果から選択して、ポストコー
ディングコームフィルタＡ２６，Ｂ２６，Ｃ２６から受
信された多様な後で符号化された符号コーディング結果
を示している。前記符号デコーディング結果の最適値は
前記ポストコーディングフィルタＡ２６，Ｂ２６，Ｃ２
６で合算処理して訂正するのに用いられる。

【０１０１】前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２０と
前記ポストコーディングコームフィルタＡ２６回路は、
図７の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ５２０とポスト
コーディングコームフィルタ５２６を改善した形であ
る。従って、これは７１８，２００個の符号がそれぞれ
の２−ビデオフレーム遅延装置５２０１，５２６３に貯
蔵されるべきなので、費用の側面でメモリを考慮すべき
である。しかし、前記２−ビデオフレーム遅延装置５２
０１の記憶場所は短い区間を遅延させる遅延装置４２０
１，３２０１，２２０１，１２０１を実行する時に用い
られる。また、前記２−ビデオフレーム遅延にある記憶
場所はさらに短い遅延装置４２６３，３２６３，２２６
３，１２６３を実現するのに用いられることができる。

【０１０２】アナログＴＶ同期パルス、等化パルス、カ
ラーバーストの応答から発生する高いエネルギーをもつ
復調結果は全て、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＡ２
０が付加的に交番ビデオフレームを組み合わせる時に遮
断される。また、２つのフレームにわたって変換されて
いない、前記アナログＴＶ信号のビデオ内容から派生し
た結果は遮断されてそれらの空間周波数またはカラーと
関係のない停止パターンを除去する。

【０１０３】優先的に考慮されるべき復調結果遮断の問
題は、前記アナログＴＶ信号画像内の特定ピクセル地点
でフレームとフレームとの間の差異によって発生するこ
れらの復調結果である。これらの復調結果は内部的フレ
ームフィルタリング方法で遮断されることができる。前
記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＢ２０と前記ポストコー
ディングコームピクセルＢ２６回路は水平方向の相関関
係に従属された残りの復調結果を遮断するために選択さ
れ、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタＣ２０と前記ポス
トコーディングコームフィルタＣ２６回路は垂直方向の
相関関係で従属された残りの復調結果を遮断するために
選択される。このような設計がどのようにさらに優れた
遂行をするか察してみよう。

【０１０４】もし、アナログＴＶ信号を干渉する同一チ
ャネルの音響搬送波が、前記中間周波数増幅器チェーン
１２で、表面音響波フィルタリングまたは音響トラップ
によって遮断されなければ、前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルタＢ２０と前記ポストコーディングコームフィルタ
Ｂ２６回路は、このような類型の図３の前記ＮＴＳＣ除
去コームフィルタ１２０と前記ポストコーディングコー
ムフィルタ１２６回路を選択する。もしアナログＴＶ信
号を干渉する同一チャネルの音響搬送波が、前記中間増
幅器チェーン１２で、表面音響波フィルタリングまたは
音響トラップによって遮断されると、前記ＮＴＳＣ除去
コームフィルタＢ２０と前記ポストコーディングコーム
フィルタＢ２６回路は、このような類型の図４の前記Ｎ
ＴＳＣ除去コームフィルタ２２０と前記ポストコーディ
ングコームフィルタ２２６回路を選択することになる。
その理由は互いに離れている６個の符号区間をもつビデ
オ構成要素間の反相関関係が、互いに離れている１２個
の符号区間をもつビデオ構成要素間の相関関係よりさら
に良いためである。

【０１０５】前記同一領域で時間的に近接した走査線を
選択するか、それとも前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
Ｃ２０に含まれた現在の走査線で組み合わせられた前記
領域にある空間的に近接した走査線を選択するかの２つ
のいずれか一方のみが選択されるべきなので、前記ＮＴ
ＳＣ除去コームフィルタＣ２０と前記ポストコーディン
グコームフィルタＣ２６回路に対する最上の選択はより
簡単になる。通常、領域間のジャンプカットは前記コー
ムフィルタＣ２０によるＮＴＳＣ除去を少なくするため
に、同一領域で時間的に近接した走査線を選択するのが
より良い。このような選択で、前記ＮＴＳＣ除去コーム
フィルタＣ２０と前記ポストコーディングコームフィル
タＣ２６回路は図５の前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
３２０と前記ポストコーディングコームフィルタ３２６
回路のような類型である。他の選択の、前記ＮＴＳＣ除
去コームフィルタＣ２０と前記ポストコーディングコー
ムフィルタＣ２６回路は、図６の前記ＮＴＳＣ除去コー
ムフィルタ４２０と前記ポストコーディングコームフィ
ルタ４２６回路のような類型である。

【０１０６】図９のディジタル受信機装置は、本発明の
追加並列データスライシング動作に使用するために変形
されたもので、それぞれに対する遂行はそれぞれのＮＴ
ＳＣ除去コームフィルタ、偶数レベルデータスライサ、
ポストコーディングコームフィルタを従属的に連結して
行う。図９に２つの追加並列データスライシング動作を
示す一方、並列データスライシング動作の変形は、訂正
された符号デコーディング結果の測定を持続的に最適化
させる。

【０１０７】図９のより望ましい実施形態で、前記符号
デコーディング選択回路６６はできる限り理想デコーデ
ィング結果値を最終デコーディング結果値として選択す
る。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が実際に測定された場
合、前記中間符号デコーディング結果値と前記多数のプ
リコード化された符号デコーディング結果値との差異
は、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉に起因すると見なす。従
って、理想デコーディング結果値が利用できない場合、
前記符号デコーディング選択回路６６による前記最終的
な符号デコーディング結果値選択は、多数の後で符号化
された符号デコーディング結果値と異なるものとの比
較、前記中間デコーディング結果値との比較に依存する
ことができる。

【０１０８】前記事項が初期測定に望ましい理由は、Ｎ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が実際に得るのはこれら多数の
符号デコーディング結果値間の差異が、ノイズ介入条件
が形成される間に発生することができるためであるが、
前記条件は「白色」雑音レベルが実際に中間デコーディ
ング結果値より前記後で符号化された符号デコーディン
グ結果値にさらに多くの誤りを生じさせるほど充分な条
件である。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が存在するという
事実は、領域同期情報が生じる間、米国特許番号５，５
９４，４９６または他のＮＴＳＣ同一チャネル干渉除去
フィルタを使用するこれと類似の技術を用いて確認可能
である。しかし、優先的に、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉
の強度が連続的な実時間上でモニタされ、ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉レベルにおける変化がフェージング（fadi
ng）されるか、或いはビデオ内容にある変化が計数され
るかを察してみる。

【０１０９】図９は１９９７．３．２１に出願された米
国特許出願番号０８／８２１，９４５をもつ「ディジタ
ルＴＶ受信機におけるＮＴＳＣ干渉検出のためのインタ
キャリア信号使用」を参照して、前記ＮＴＳＣ同一チャ
ネル干渉に含まれた４．５ＭＨｚインタキャリアのレベ
ルを測定したモニタリングを示している。前記ＤＴＶ信
号は装置の終端１０でＩＦに変換されてＮＴＳＣ信号に
対する準並列類型のＩＦ増幅器チェーン６８に印加され
る。ＮＴＳＣ信号に対する前記ＩＦ増幅器チェーン６８
における増幅段階は、ＤＴＶ信号に対する前記ＩＦ増幅
器チェーン１２における類似の増幅段階に応答して、実
質的に線形利得を得、前記ＩＦ増幅器チェーン１２にお
ける増幅段階に相応するものと同一の自動利得制御を有
する。前記ＩＦ増幅器チェーン６８の周波数選択度は、
ＮＴＳＣオーディオ搬送波の±２５０ＭＨｚ以内、或い
はＮＴＳＣビデオ搬送波の±２５０ＫＨｚ以内を中点と
してなされる。

【０１１０】前記ＩＦ増幅器チェーン６８の周波数選択
度を測定するためのフィルタリング手続は、多数の変換
受信機回路を使用する場合、ＵＨＦ ＩＦ増幅器でＳＡ
Ｗフィルタリングを使用して行う。前記ＩＦ増幅器チェ
ーン６８の応答は、インタキャリア検出器７０に印加さ
れるが、これは変調されたＮＴＳＣビデオ搬送波を固有
搬送波として用いて前記ＮＴＳＣ搬送波をヘテロダイン
し、４．５ＭＨｚの搬送波周波数をもつインタキャリア
音響中間周波数信号を生成する。前記インタキャリア音
響ＩＦ信号はインタキャリア音響ＩＦ増幅器７２によっ
て増幅されるが、これは４．５ＭＨｚ ＩＦ増幅器７２
が増幅されたインタキャリア音響ＩＦ信号をインタキャ
リア振幅検出器７４に印加するものである。前記振幅検
出器７４の応答はしきい検出器７６に印加される。

【０１１１】もし前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が、前
記データスライサ２２によって行われた前記データスラ
イシングに誤りを生じるほど充分な強度になると、前記
しきい検出器７６のしきい値は超過する。前記しきい検
出器７６は前記符号デコーディング選択回路６６を提供
してしきい値の超過可否を示す。もし前記表示が、前記
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記データスライサ２２に
よって行われた前記データスライシングに誤りを生じさ
せるほど不充分な強度であることを表すと、前記符号デ
コーディング選択回路６６が前記データスライサ２２か
ら中間符号デコーディング結果値を選択して最終的な符
号デコーディング結果値にして、理想符号デコーディン
グ結果値が現在の符号区間で可能でないようにする。

【０１１２】前記インタキャリア振幅検出器７４におけ
る時間定数は、もし最適の遂行を探す場合そっと選択さ
れるべきである。分離された符号デコーディング誤りは
訂正可能なので、速い時間定数ををもつインタキャリア
振幅検出器７４から出力信号の短いパルス除去は、中間
符号デコーディング結果値から最終的な符号デコーディ
ング結果値の選択スイッチングに対して制御信号を優先
的に生成して符号デコーディング結果値を後で符号化す
る。

【０１１３】同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の前記
オーディオとビデオ搬送波との間にヘテロダインを有す
るインタキャリア信号誘導のために多様な回路配列が可
能である。このような配列の種類数は米国特許出願番号
０８／８２１，９４５に示されている。

【０１１４】図１１と図１２は最終的な符号デコーディ
ング結果値を選択するために前記符号デコーディング選
択回路６６に含まれた回路をより詳細に示している。図
１０は図１１と図１２が互いにどのように備えられて前
記符号デコーディング選択回路６６のブロック構成度を
完璧に提供するかを示す結合構成度である。前記符号デ
コーディング選択回路６６は３ビット広幅出力データバ
ス７８をもつが、これは図１１の底部から図１２の底部
を走行して図１に示したもの同様に、データアセンブラ
ー３０、データインタリーバー３２、トレリスデコーダ
回路３４、データデインタリーバー３６、バイト分析回
路３８、リードソロモンデコーダ回路４０、データデラ
ンダマイザ４２を従属的に連結する、図１１は図８と同
様の回路で、ＲＯＭ（４６，４８，５０）から理想符号
デコーディング結果値を読み取って前記出力データバス
７８に印加する。

【０１１５】図１２は最適測定選択回路を示すもので、
理想符号デコーディング結果値が不可能な場合の時間区
間で最終的な符号デコーディング結果値を選択するため
のものである。即ち、データセグメントまたはデータ領
域同期コード間の時間区間は前記ＤＴＶ信号から提供さ
れる。図８の前記３相データバッファ２６１１と前記マ
ルチプレクサ２６１２は、図１２の最適測定選択回路で
３相データバッファ０８０，Ａ８０，Ｂ８０，Ｃ８０に
よって代替される。前記３相データバッファ０８０はＡ
ＮＤゲート０８２の応答が論理「１」になる条件となっ
て、前記中間符号デコーディング結果値が前記出力デー
タバス７８上で、図９の前記奇数レベルデータスライサ
２２から伝達されるようにする。

【０１１６】前記３相データバッファＡ８０は、ＡＮＤ
ゲートＡ８２の応答が論理「１」となる条件になって、
前記後で符号化された符号デコーディング結果値が前記
出力データバス７８上で、図９の前記ポストコーディン
グコームフィルタＡ２６から伝達されるようにする。前
記３相データバッファＢ８０はＡＮＤゲートＢ８２の応
答が論理「１」となる条件になって、前記後で符号化さ
れた符号デコーディング結果値が前記出力データバス７
８上で、図９の前記ポストコーディングコームフィルタ
Ｂ２６から伝達されるようにする。前記３相データバッ
ファＣ８０はＡＮＤゲートＣ８２の応答が論理「１」と
なる条件になって、前記後で符号化された符号デコーデ
ィング結果値が前記出力データバス７８上で、図９の前
記ポストコーディングコームフィルタＣ２６から伝達さ
れるようにする。

【０１１７】図１１の前記ＮＯＲゲート５８はその応答
をＡＮＤゲート（０８２，Ａ８２，Ｂ８２，Ｃ８２）に
伝達してそれらそれぞれの入力とし、よって前記３相バ
ッファ（０８０，Ａ８０，Ｂ８０，Ｃ８０）は、前記理
想符号デコーディング結果値が前記ＲＯＭ４６，４８，
５０の前記３相出力バッファのいずれか一つによって前
記データバス７８上で現れない場合にのみ前記出力デー
タバス７８のビットラインに低い電源のインピダンスを
示す条件が形成される。

【０１１８】図９のしきい検出器７６からの前記出力信
号は、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記データスラ
イサ２２によって行われた前記データスライシングに誤
りを生じさせるほど充分な強度をもつ時、論理「１」に
なる。図９のしきい検出器７６からの前記出力信号はそ
れぞれのＡＮＤゲート（Ａ８２，Ｂ８２，Ｃ８２）の入
力信号として印加され、前記３相バッファ（Ａ８０，Ｂ
８０，Ｃ８０）は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記
データスライサ２２によって行われた前記データスライ
シングに誤りを生じさせるほど充分な強度をもつ場合に
のみ、前記出力データバス７８のビットラインに低い電
源のインピダンスを示す条件が形成される。

【０１１９】図９のしきい検出器７６からのデータ出力
信号は前記ＡＮＤゲート０８２に入力信号として印加さ
れる前に相補され、前記３相バッファ０８０は前記ＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉が前記データスライサ２２によっ
て行われた前記データスライシングに誤りを生じさせる
ほど不充分な強度をもつ場合にのみ、前記出力データバ
ス７８のビットラインに低い電源のインピダンスを示す
条件が形成される。

【０１２０】図９の前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前
記データスライサ２２によって行われた前記データスラ
イシングに誤りを生じさせるほど不充分な強度をもって
いることを示す、前記しきい検出器７６からの出力信号
が論理「１」になる場合、図９のポストコーディングコ
ームフィルタ（Ａ２６，Ｂ２６，Ｃ２６）から印加され
た前記後で符号化された符号デコーディング結果値の中
からどのように選択がなされるかを察してみる。

【０１２１】絶対区間にある前記中間符号デコーディン
グ結果から最も大きな差異を有する前記後で符号化され
た符号デコーディング結果は、そのような絶対的な差異
を示すと見なされるが、その理由は前記ＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉アーチファクト成分を抑えるにおいて、コー
ムフィルタの異なる後で符号化された符号デコーディン
グ結果値を使用するより、前記後で符号化された符号デ
コーディング結果を使用することがより効果的なことに
ある。従って、前記中間符号デコーディング結果間の差
異は前記データスライサによって伝達され、前記後で符
号化された符号デコーディング結果値は、図１２の前記
ディジタル減算器（Ａ８４，Ｂ８４，Ｃ８４）によって
決定されたポストコーディングコームフィルタ（Ａ２
６，Ｂ２６，Ｃ２６）によって伝達される。

【０１２２】これら差異値の絶対値は絶対値回路（Ａ８
６，Ｂ８６，Ｃ８６）によって決定されて、前記データ
スライサ２２によって伝達された前記中間符号デコーデ
ィング結果から再び伝達された、前記ポストコーディン
グコームフィルタ（Ａ２６，Ｂ２６，Ｃ２６）から伝達
された前記後で符号化された符号デコーディング結果値
の絶対的な差異を決定する。前記絶対値回路（Ａ８６，
Ｂ８６，Ｃ８６）はＲＯＭを使用し、ビット相補と
「１」を追加することより速い計算速度を得る。減算と
絶対値処理を同時に行うためにＲＯＭを使用することが
より速い計算速度を得ることができる。

【０１２３】図１２はディジタル比較器（Ａ８８，Ｂ８
８，Ｃ８８）、前記３相バッファ（０８０，Ａ８０，Ｂ
８０，Ｃ８０）、前記ＡＮＤゲート（０８２，Ａ８２，
Ｂ８２，Ｃ８２）を含む最適測定選択回路を示してい
る。前記ディジタル比較器Ａ８８は前記ポストコーディ
ングコームフィルタＡ２６によって伝達された前記後で
符号化された符号デコーディング結果の前記中間符号デ
コーディング結果からの差異が、前記ポストコーディン
グコームフィルタＢ２６によって伝達された前記後で符
号化された符号デコーディング結果の前記中間符号デコ
ーディング結果からの絶対的な差異と同じか或いは超過
するかを決定して、同じであれば論理「１」を提供し、
超過すれば論理「０」を提供する。

【０１２４】前記ディジタル比較器Ｂ８８は前記ポスト
コーディングコームフィルタＢ２６によって伝達された
前記後で符号化された符号デコーディング結果の前記中
間符号デコーディング結果からの絶対的な差異が、前記
ポストコーディングコームフィルタＣ２６によって伝達
された前記後で符号化された符号デコーディング結果の
前記中間符号デコーディング結果からの絶対的な差異を
超過するかを決定して、超過すれば論理「１」を提供
し、超過しなければ論理「０」を提供する。前記ディジ
タル比較器Ｃ８８は前記ポストコーディングコームフィ
ルタＣ２６によって伝達された前記後で符号化された符
号デコーディング結果の前記中間符号デコーディング結
果からの絶対的な差異が、前記ポストコーディングコー
ムフィルタＡ２６によって伝達された前記後で符号化さ
れた符号デコーディング結果の前記中間符号デコーディ
ング結果からの絶対的な差異を超過するかを決定して、
超過すれば論理「１」を提供し、超過しなければ論理
「０」を提供する。

【０１２５】前記３相バッファＡ８０が、前記出力デー
タバス７８上で前記ポストコーディングコームフィルタ
Ａ２６によって伝達された前記後で符号化された符号デ
コーディング結果を主張し得る条件を形成するように、
前記ＡＮＤゲートＡ８２の応答が論理「１」となるよう
にするため、前記ディジタル比較器Ａ８８は、前記ポス
トコーディングコームフィルタＡ２６によって伝達され
た前記後で符号化された符号デコーディング結果の前記
中間符号デコーディング結果からの絶対的な差異が、前
記ポストコーディングコームフィルタＢ２６によって伝
達された前記後で符号化された符号デコーディング結果
の前記中間符号デコーディング結果からの絶対的な差異
と同じか或いは超過するかを決定すべきであり、同時に
前記ディジタル比較器Ｃ８８は前記ポストコーディング
コームフィルタＣ２６によって伝達された前記後で符号
化された符号デコーディング結果の前記中間符号デコー
ディング結果からの絶対的な差異が前記ポストコーディ
ングコームフィルタＡ２６によって伝達された前記後で
符号化された符号デコーディング結果の前記中間符号デ
コーディング結果からの絶対的な差異を超過しないかを
決定する。

【０１２６】前記３相バッファＢ８０が、前記出力デー
タバス７８上で前記ポストコーディングコームフィルタ
Ｂ２６によって伝達された前記後で符号化された符号デ
コーディング結果を主張し得る条件を形成するように、
前記ＡＮＤゲートＢ８２の応答が論理「１」となるよう
にするため、前記ディジタル比較器Ｂ８８は、前記ポス
トコーディングコームフィルタＢ２６によって伝達され
た前記後で符号化された符号デコーディング結果の前記
中間符号デコーディング結果からの絶対的な差異が、前
記ポストコーディングコームフィルタＣ２６によって伝
達された前記後で符号化された符号デコーディング結果
の前記中間符号デコーディング結果からの絶対的な差異
を超えるかを決定すべきであり、同時に前記ディジタル
比較器Ａ８８は前記ポストコーディングコームフィルタ
Ａ２６によって伝達された前記後で符号化された符号デ
コーディング結果の前記中間符号デコーディング結果か
らの絶対的な差異が前記ポストコーディングコームフィ
ルタＢ２６によって伝達された前記後で符号化された符
号デコーディング結果の前記中間符号デコーディング結
果からの絶対的な差異と同じかまたは超過するかを決定
する。

【０１２７】前記３相バッファＣ８０が、前記出力デー
タバス７８上で前記ポストコーディングコームフィルタ
Ｃ２６によって伝達された前記後で符号化された符号デ
コーディング結果を主張し得る条件を形成するように、
前記ＡＮＤゲートＣ８２の応答が論理「１」となるよう
にするため、前記ディジタル比較器Ｃ８８は、前記ポス
トコーディングコームフィルタＣ２６によって伝達され
た前記後で符号化された符号デコーディング結果の前記
中間符号デコーディング結果からの絶対的な差異が、前
記ポストコーディングコームフィルタＡ２６によって伝
達された前記後で符号化された符号デコーディング結果
の前記中間符号デコーディング結果からの絶対的な差異
と同じか或いは超過するかを決定すべきであり、同時に
前記ディジタル比較器Ｂ８８は前記ポストコーディング
コームフィルタＢ２６によって伝達された前記後で符号
化された符号デコーディング結果の前記中間符号デコー
ディング結果からの絶対的な差異が前記ポストコーディ
ングコームフィルタＣ２６によって伝達された前記後で
符号化された符号デコーディング結果の前記中間符号デ
コーディング結果からの絶対的な差異を超過しないかを
決定する。

【０１２８】前記比較器（Ａ８８，Ｂ８８，Ｃ８８）の
いずれか一つの比較器のみ（図１２の比較器Ａ８８）が
２つのそれぞれの入力が同じ値である場合に論理「１」
を印加し、前記３相データバッファ（Ａ８０，Ｂ８０，
Ｃ８０）のいずれも、前記絶対値回路（Ａ８６，Ｂ８
６，Ｃ８６）の全てが同じものから伝達された前記絶対
的な差異に起因する低い電源のインピダンスから前記出
力データバス７８のビットラインを駆動させることので
きない条件を避ける。

【０１２９】

【発明の効果】本発明の実施形態を通して上述したよう
に、前記ディジタルＴＶ信号受信機は、ディジタルＴＶ
信号検出装置、Ｍ個の単一コームフィルタを提供して前
記一連の２Ｎ−レベル符号に応答する回路、それぞれの
符号デコーディング測定結果値を生成する多数個の符号
デコーダ、それぞれの符号デコーディング測定結果値か
ら最適値を選択する最適測定選択回路、最終的な符号デ
コーディング結果値に応答して内部誤り訂正デコーディ
ング結果値を生成するトレリスデコーダ回路、内部誤り
訂正デコーディング結果値に応答して外部誤り訂正デコ
ーディング結果値を生成するリードソロモンデコーダ回
路、絶対値の平均を生成するための平均器、最終的な符
号デコーディング結果値を生成するために連結されるマ
ルチプレクサ、同期コードが発生する区間で最終的な符
号デコーディング結果値を生成させるしきい検出器、第
１、第２符号デコーディング測定結果値の間における差
異と、二乗結果値をこれらの差異の絶対値で表すための
二乗器を含む。

【０１３０】本発明は前記最終的な符号デコーディング
結果が、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を抑えるためにコー
ムフィルタを使用せず、基底帯域の符号コードをデータ
スライシングして得た中間符号デコーディング結果値か
ら選択した測定値よりは、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を
抑えるためにコームフィルタリングを行って得た後で符
号化された符号デコーディング結果値から選択された測
定値を基準として訂正されるようにするものである。前
記決定は、それぞれのデータセグメントを通した中間符
号デコーディング結果に対応する、それぞれの後で符号
化された符号デコーディング結果値を比較して得る。

【０１３１】前記中間符号デコーディング結果の対応値
から、後で符号化された符号デコーディング結果の実質
的な差異が発生すると見なされるが、これは前記基底帯
域にＮＴＳＣアーチファクト成分が現れることに起因し
て、後で符号化された符号デコーディング結果値が中間
デコーディング結果値より優先的に選択されて最終的な
符号デコーディング結果値に含まれ、そうでなければそ
のような選択が間違ったことを情報で表す。

【０１３２】米国で地上放送に用いられるディジタルＴ
Ｖシステムに適用されているディジタルＴＶシステム分
野で、ＰＡＬ標準のようなＮＴＳＣよりは他の標準のア
ナログＴＶ信号をもつ同一チャネル干渉が出願する。本
発明はこのような同一チャネル干渉に適した簡単な設計
であって、容易に変形し得る効果をもつ。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による、符号をデコードする前にＮＴ
ＳＣ除去コームフィルタを使用し、符号をデコードした
後コームフィルタを後で符号化し、ＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉を遮断するための測定を行って得た符号デコーデ
ィング結果値と、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を遮断する
ための測定を行わずに得た符号デコーディング結果値と
を比較する、同一チャネル干渉検出器を使用するディジ
タルＴＶ信号受信機のブロック構成図である。

【図２】 図１のディジタルＴＶ受信機に用いられたＮ
ＳＴＣ同一チャネル干渉検出器を詳細に示すもので、前
記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器は同期コードが発生
する区間における最終の符号デコーディング結果値を生
成するために、多数の符号デコーディング結果値の中か
ら一番適した値を選択するための、最適の選択回路中の
一例を示すブロック構成図である。

【図３】 ＮＴＳＣ除去コームフィルタが１２符号遅れ
を取る時、図１の前記ディジタルＴＶ受信機の一部を詳
細に示しているブロック構成図である。

【図４】 ＮＴＳＣ除去コームフィルタが６符号遅れを
取る時、図１の前記ディジタルＴＶ信号受信機の一部を
詳細に示しているブロック構成図である。

【図５】 前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタが２−ビデ
オライン遅れを取る時、図１の前記ディジタルＴＶ信号
受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。

【図６】 前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタが２６２−
ビデオライン遅れを取る時、図１の前記ディジタルＴＶ
信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。

【図７】 前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタが２−ビデ
オフレーム遅れを取る時、図１の前記ディジタルＴＶ信
号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。

【図８】 データ同期区間において、所定の符号デコー
ディング結果値を生成するための図１のディジタルＴＶ
信号受信機の一部を詳細に示すブロック構成図である。

【図９】 並列符号デコーディングを行うために多数個
のＮＴＳＣ除去コームフィルタを使用するディジタルＴ
Ｖ信号受信機のブロック構成図である。

【図１０】 図９で示した類型のディジタルＴＶ信号受
信機に用いられる、適宜なコード選択回路を詳細に示す
図１１と図１２の結合構成図である。

【図１１】 前述したデータ同期区間で符号デコーディ
ング結果値を算出するための図９のディジタルＴＶ受信
機の回路構成を詳細に示すブロック構成図である。

【図１２】 同期コードが発生する区間における最終の
符号デコーディング結果値を生成するために、多数の符
号デコーディング結果値の中から一番適した値を選択す
るための、最適の選択回路中の一例を含む、図９のディ
ジタルＴＶ信号受信機を詳細に示すブロック構成図であ
る。

【符号の説明】

８ 受信アンテナ １０ 装置の「終端」 １２ 中間周波数増幅器チェーン １４ 複素復調器 １６ 符号同期回路と等化回路 １８ データ同期回路 ２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ ２２ 奇数レベルデータスライサ ２４ 偶数レベルデータスライサ ２６ ポストコーディングコームフィルタ ２８ 制御器 ３０ データアセンブラー ３２ データインタリーバー ３４ トレリスデコーダ回路 ３６ データデインタリーバー ３８ バイト分析回路 ４０ リードソロモンデコーダ回路 ４２ データランダマイザ ４４ 同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号検出器 ４６，４８，５０ ＲＯＭ ５２ 符号クロックゼネレータ ５４ アドレスカウンタ ５６ ジャムリセット回路 ５８ ＮＯＲゲート ６０，６２，６４ アドレスデコーダ ６６ 符号デコーディング選択回路 ６８ 準並列類型ＩＦ増幅器チェーン ７０ インタキャリア検出器 ７２ インタキャリア音響ＩＦ増幅器 ７４ インタキャリア振幅検出器 ７６ しきい検出器 ７８ 出力データバス １２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ １２６ ポストコーディングコームフィルタ ２０１ 第１遅延装置 ２０２ 第１線形組合せ器 ２２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ ２２６ ポストコーディングコームフィルタ ２６１ マルチプレクサ ２６２ 第２線形組合せ器 ２６３ 第２遅延装置 ３２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ ３２６ ポストコーディングコームフィルタ ４２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ ４２６ ポストコーディングコームフィルタ ４４１ 減算器 ４４２ 二乗器 ４４３ 平均値回路 ４４４ しきい検出器 ５２０ ＮＴＳＣ除去コームフィルタ ５２６ ポストコーディングコームフィルタ １２０１ 第１遅延装置 １２０２ 減算器 １２６１ マルチプレクサ １２６２ 加算器 １２６３ 第２遅延装置 ２２０１ 第１遅延装置 ２２０２ 加算器 ２２６１ マルチプレクサ ２２６２ 減算器 ２２６３ 第２遅延装置 ２６１０ 出力バス ２６１１ ３相バッファ ２６１２ マルチプレクサ ３２０１ 第１遅延装置 ３２０２ 減算器 ３２６１ マルチプレクサ ３２６２ 加算器 ３２６３ 第２遅延装置 ４２０１ 第１遅延装置 ４２０２ 減算器 ４２６１ マルチプレクサ ４２６２ 加算器 ４２６３ 遅延装置 ５２０１ 第１遅延装置 ５２０２ 減算器 ５２６１ マルチプレクサ ５２６２ 加算器 ５２６３ 遅延装置 Ａ２０ 第１類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ Ｂ２０ 第２類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ Ｃ２０ 第３類型ＮＴＳＣ除去コームフィルタ Ａ２４，Ｂ２４，Ｃ２４ 偶数レベルデータスライサ Ａ２６ 第１類型ポストコーディングコームフィルタ Ｂ２６ 第２類型ポストコーディングコームフィルタ Ｃ２６ 第３類型ポストコーディングコームフィルタ ０８０，Ａ８０，Ｂ８０，Ｃ８０ ３相データバッファ ０８２，Ａ８２，Ｂ８２，Ｃ８２ ＡＮＤゲート Ａ８４，Ｂ８４，Ｃ８４ ディジタル減算器 Ａ８６，Ｂ８６，Ｃ８６ 絶対値回路 Ａ８８，Ｂ８８，Ｃ８８ ディジタル比較器

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＤＴＶ信号を受信する受信アンテナ(8)
   と、 前記ＤＴＶ信号を復調することによって、Ｉチャネル信
   号標本とＱチャネル信号標本とを出力する複素復調器(1
   4)と、 前記Ｉチャネル信号標本から同期情報Ｆ，Ｓを復旧する
   データ同期回路(18)と、 前記Ｉチャネル信号標本を遅延する第１遅延装置(201)
   と、 遅延されていないＩチャネル信号標本と遅延されたＩチ
   ャネル信号標本とを組み合わせる第１線形組合せ器(20
   2)と、 理想的な符号デコーディング結果と中間符号デコーディ
   ング結果とポストコード化された符号デコーディング結
   果とのうちのいずれか１つを最終符号デコーディング結
   果として出力するマルチプレクサ(261)と、 前記Ｉチャネル信号標本から奇数符号レベルを検出する
   ことによって、前記中間符号デコーディング結果を出力
   する奇数レベルデータスライサ(22)と、 前記第１線形組合せ器(202)の出力から偶数符号レベル
   を検出することによって、プリコード化された符号デコ
   ーディング結果を出力する偶数レベルデータスライサ(2
   4)と、 前記マルチプレクサ(261)の出力を遅延する第２遅延装
   置(263)と、 前記プリコード化された符号デコーディング結果と前記
   第２遅延装置(263)の出力とを組み合わせることによっ
   て、前記ポストコード化された符号デコーディング結果
   を出力する第２線形組合せ器(262)と、 同一チャネル干渉信号を検出する同一チャネル干渉信号
   検出器(44)と、 前記同期情報Ｆ，Ｓが復旧される間、前記理想的な符号
   デコーディング結果を出力するように前記マルチプレク
   サ(261)を制御し、かつ、前記同一チャネル干渉信号検
   出器(44)で検出された同一チャネル干渉信号が充分完全
   な状態でない場合、中間符号デコーディング結果を出力
   するように前記マルチプレクサ(261)を制御し、かつ、
   前記同一チャネル干渉信号検出器(44)で検出された同一
   チャネル干渉信号が充分完全な状態である場合、前記ポ
   ストコード化された符号デコーディング結果を出力する
   ようにマルチプレクサ(261)を制御する制御器(28)と、 前記最終符号デコーディング結果に基づいて再生データ
   を再生する処理回路(30〜42)と を具備することを特徴と
   するディジタルＴＶ信号受信器。
2. 【請求項２】 前記第１遅延装置(201)は、１２個の符
   号区間の遅延を表し、 前記第１線形組合せ器(202)は、減算器であり、 前記第２遅延装置(263)は、１２個の符号区間の遅延を
   表し、 前記第２線形組合せ器(262)は、加算器である ことを特
   徴とする請求項１記載のディジタルＴＶ信号受信器。
3. 【請求項３】 前記第１遅延装置(201)は、６個の符号
   区間の遅延を表し、 前記第１線形組合せ器(202)は、加算器であり、 前記第２遅延装置(263)は、６個の符号区間の遅延を表
   し、 前記第２線形組合せ器(262)は、減算器である ことを特
   徴とする請求項１記載のディジタルＴＶ信号受信器。
4. 【請求項４】 前記第１遅延装置(201)は、２本の水平
   走査線の区間の遅延を表し、 前記第１線形組合せ器(202)は、減算器であり、 前記第２遅延装置(263)は、２本の水平走査線の区間の
   遅延を表し、 前記第２線形組合せ器(262)は、加算器である ことを特
   徴とする請求項１記載のディジタルＴＶ信号受信器。
5. 【請求項５】 前記第１遅延装置(201)は、２６２本の
   水平走査線の区間の遅延を表し、 前記第１線形組合せ器(202)は、減算器であり、 前記第２遅延装置(263)は、２６２本の水平走査線の区
   間の遅延を表し、 前記第２線形組合せ器(262)は、加算器である ことを特
   徴とする請求項１記載のディジタルＴＶ信号受信器。
6. 【請求項６】 前記第１遅延装置(201)は、２フレーム
   周期の遅延を表し、 前記第１線形組合せ器(202)は、減算器であり、 前記第２遅延装置(263)は、２フレーム周期の遅延を表
   し、 前記第２線形組合せ器(262)は、加算器である ことを特
   徴とする請求項１記載のディジタルＴＶ信号受信器。