JP3272678B2 - Ｎｔｓｃアーチファクトを抽出するためにｄｔｖパイロット搬送波を抑制するコームフィルターを用いたｎｔｓｃ干渉検出器 - Google Patents
Ｎｔｓｃアーチファクトを抽出するためにｄｔｖパイロット搬送波を抑制するコームフィルターを用いたｎｔｓｃ干渉検出器Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本出願は 35 U．S．C 119
（e）（1）に応じる米国特許出願第０８／９３３，３９
４号（１９９８年９月１９日）の救済を要求する 35
U．S．C 111（a）下で出願され、それに後続して 35
U．S．C 111（a）に応じて仮出願に変更された完結出願
である。
（e）（1）に応じる米国特許出願第０８／９３３，３９
４号（１９９８年９月１９日）の救済を要求する 35
U．S．C 111（a）下で出願され、それに後続して 35
U．S．C 111（a）に応じて仮出願に変更された完結出願
である。
【０００２】本発明はディジタルテレビジョンシステム
に係り、特にＮＴＳＣアナログテレビジョン信号から同
一チャネル干渉（co-channel interference）が存在す
るかを判定するためのディジタルテレビジョン（ＤＴ
Ｖ）受信機に用いられる回路に関する。
に係り、特にＮＴＳＣアナログテレビジョン信号から同
一チャネル干渉（co-channel interference）が存在す
るかを判定するためのディジタルテレビジョン（ＤＴ
Ｖ）受信機に用いられる回路に関する。
【０００３】
【従来の技術】１９９５年９月１６日、ＡＴＳＣ（Adva
nced Television Subcommittee）により公表されたディ
ジタルテレビジョン（ＤＴＶ）標準には、６ＭＨｚ帯域
幅のテレビジョンチャネルでＤＴＶ信号を送信するため
の残留側波帯（ＶＳＢ：Vestigial sideband）信号が開
示されている。ＤＴＶ信号は米国内の米国テレビジョン
標準委員会（National Television SubCommittee、以下
“ＮＴＳＣ”という）のアナログテレビジョン信号の空
中波放送に最近使用される極超短波送信チャネル中の一
部チャネルで送信される。前記ＶＳＢ ＤＴＶ信号はそ
のスペクトルがＮＴＳＣ同一チャネル干渉アナログＴＶ
信号のスペクトルとインタリーブされるように設計され
る。ＤＴＶ信号のシンボル周波数はＮＴＳＣ色副搬送波
周波数の３倍であり、３．５８ＭＨｚ副搬送波周波数は
ＮＴＳＣ走査線速度の４５５／２倍に該当する。前記Ｄ
ＴＶ信号の主振幅変調側波帯周波数及びパイロット搬送
波は前記ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度の
１／４奇数倍で位置する。その結果、このＤＴＶ信号成
分は、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の輝
度及び色成分エネルギーの偶数倍の属する前記ＮＴＳＣ
アナログＴＶ信号の水平走査線速度の１／４奇数倍内に
属する。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波はテレ
ビジョンチャネルの下限周波数から１．２５ＭＨｚオフ
セットされる。前記ＤＴＶ信号の搬送波は、前記ＮＴＳ
ＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度の５９．７５倍だ
け前記映像搬送波からオフセットされることにより、前
記ＤＴＶ信号の搬送波がテレビジョンチャネルの下限周
波数から約３０９，８７７．６ＫＨｚの地点に位置す
る。したがって、前記ＤＴＶ信号の搬送波は前記テレビ
ジョンチャネルの中間周波数から２，６９０，１２２．
４Ｈｚの地点に位置する。
nced Television Subcommittee）により公表されたディ
ジタルテレビジョン（ＤＴＶ）標準には、６ＭＨｚ帯域
幅のテレビジョンチャネルでＤＴＶ信号を送信するため
の残留側波帯（ＶＳＢ：Vestigial sideband）信号が開
示されている。ＤＴＶ信号は米国内の米国テレビジョン
標準委員会（National Television SubCommittee、以下
“ＮＴＳＣ”という）のアナログテレビジョン信号の空
中波放送に最近使用される極超短波送信チャネル中の一
部チャネルで送信される。前記ＶＳＢ ＤＴＶ信号はそ
のスペクトルがＮＴＳＣ同一チャネル干渉アナログＴＶ
信号のスペクトルとインタリーブされるように設計され
る。ＤＴＶ信号のシンボル周波数はＮＴＳＣ色副搬送波
周波数の３倍であり、３．５８ＭＨｚ副搬送波周波数は
ＮＴＳＣ走査線速度の４５５／２倍に該当する。前記Ｄ
ＴＶ信号の主振幅変調側波帯周波数及びパイロット搬送
波は前記ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度の
１／４奇数倍で位置する。その結果、このＤＴＶ信号成
分は、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の輝
度及び色成分エネルギーの偶数倍の属する前記ＮＴＳＣ
アナログＴＶ信号の水平走査線速度の１／４奇数倍内に
属する。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波はテレ
ビジョンチャネルの下限周波数から１．２５ＭＨｚオフ
セットされる。前記ＤＴＶ信号の搬送波は、前記ＮＴＳ
ＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度の５９．７５倍だ
け前記映像搬送波からオフセットされることにより、前
記ＤＴＶ信号の搬送波がテレビジョンチャネルの下限周
波数から約３０９，８７７．６ＫＨｚの地点に位置す
る。したがって、前記ＤＴＶ信号の搬送波は前記テレビ
ジョンチャネルの中間周波数から２，６９０，１２２．
４Ｈｚの地点に位置する。
【０００４】ディジタルテレビジョン標準における正確
なシンボルレートは、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像
搬送波からオフセットされた４．５ＭＨｚ音声搬送波の
（６８４／２８６）倍に該当する。ＮＴＳＣアナログＴ
Ｖ信号で水平走査線当たりのシンボル数は６８４であ
り、２８６はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速
度が乗算されてＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波
からオフセットされた４．５ＭＨｚの音声搬送波を得る
ようにする因子である。前記シンボルレートはＤＴＶ信
号搬送波から５．３８１１１９ＭＨｚだけ伸びたＶＳＢ
信号に含まれる１０．７６２２３８メガシンボル／秒で
ある。すなわち、前記ＶＳＢ信号はテレビジョンチャネ
ルの下限周波数から５．６９０９９７ＭＨｚだけ伸びた
帯域に制限されることができる。
なシンボルレートは、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像
搬送波からオフセットされた４．５ＭＨｚ音声搬送波の
（６８４／２８６）倍に該当する。ＮＴＳＣアナログＴ
Ｖ信号で水平走査線当たりのシンボル数は６８４であ
り、２８６はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速
度が乗算されてＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送波
からオフセットされた４．５ＭＨｚの音声搬送波を得る
ようにする因子である。前記シンボルレートはＤＴＶ信
号搬送波から５．３８１１１９ＭＨｚだけ伸びたＶＳＢ
信号に含まれる１０．７６２２３８メガシンボル／秒で
ある。すなわち、前記ＶＳＢ信号はテレビジョンチャネ
ルの下限周波数から５．６９０９９７ＭＨｚだけ伸びた
帯域に制限されることができる。
【０００５】米国内のディジタルＨＤＴＶ信号地上放送
のためのＡＴＳＣ標準は１６：９の画面比（すなわち、
縦横比）を有する二つの高解像度テレビジョン（ＨＤＴ
Ｖ）フォーマットのうち、いずれか一つを送信すること
ができる。ここで、一つのＨＤＴＶディスプレーフォー
マットでは、走査線当たりの１９２０個のサンプルと
２：１フィールドインターレースを有する３０Ｈｚフレ
ーム当たりの１０８０個の有効水平走査線が用いられ
る。もう一つのＨＤＴＶディスプレーフォーマットで
は、走査線当たりの１２８０個の輝度サンプルと６０Ｈ
ｚフレーム当たりのテレビジョン映像の７２０個の順次
走査された走査線が用いられる。かつ、ＡＴＳＣ標準は
ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号と比較するとき、正
常的な解像度をもつ四つのテレビジョン信号の並列伝送
のようなＨＤＴＶディスプレーフォーマット以外のＤＴ
Ｖディスプレーフォーマットの伝送を収容する。
のためのＡＴＳＣ標準は１６：９の画面比（すなわち、
縦横比）を有する二つの高解像度テレビジョン（ＨＤＴ
Ｖ）フォーマットのうち、いずれか一つを送信すること
ができる。ここで、一つのＨＤＴＶディスプレーフォー
マットでは、走査線当たりの１９２０個のサンプルと
２：１フィールドインターレースを有する３０Ｈｚフレ
ーム当たりの１０８０個の有効水平走査線が用いられ
る。もう一つのＨＤＴＶディスプレーフォーマットで
は、走査線当たりの１２８０個の輝度サンプルと６０Ｈ
ｚフレーム当たりのテレビジョン映像の７２０個の順次
走査された走査線が用いられる。かつ、ＡＴＳＣ標準は
ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号と比較するとき、正
常的な解像度をもつ四つのテレビジョン信号の並列伝送
のようなＨＤＴＶディスプレーフォーマット以外のＤＴ
Ｖディスプレーフォーマットの伝送を収容する。
【０００６】米国内における地上放送中、残留側波帯
（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送されるＤＴＶ
は、３１３個の時間的に連続するデータセグメント（co
nsecutive-in-time-data segments）からなる時間的に
連続する一連のデータフィールドを備える。前記データ
フィールドは、奇数番目のデータフィールドと後続の偶
数番目のデータフィールドがデータフレームを形成する
連続的に番号付けられたモジューロ２として見なされる
ことがある。フレーム速度は２０．６６フレーム／秒で
ある。各データセグメントは７７．３マイクロ秒の持続
時間を有する。その結果、シンボルレートが１０．７６
ＭＨｚとなり、データセグメント当たり８３２個のシン
ボルが存在する。データの各セグメントは＋Ｓ，−Ｓ，
−Ｓ及び＋Ｓの連続値を有する四つのシンボルからなる
ＤＤＳ（data-segment-synchronization：データセグメ
ント同期化）コードグループから始める。前記＋Ｓ値は
最大の正（＋）データ振幅以下の一レベルであり、−Ｓ
は最大の負（−）データ振幅以上の一レベルである。各
データフィールドの初期データセグメントは、チャネル
等化及び多重経路抑制過程のためにトレーニング信号を
符号化するＤＦＳ（data-field-synchronization：デー
タフィールド同期化）コードグループを含む。前記トレ
ーニング信号は、三つの６３サンプルＰＮシーケンスを
随伴する５１１サンプル擬似雑音シーケンス（又はＰＮ
（Pseudo−Noise）シーケンス）である。フィールド同
期化コードで６３サンプルＰＮシーケンスの中央シーケ
ンスは各奇数番目のデータフィールドの第１ラインでは
第１論理規約に応じて伝送され、各偶数番目のデータフ
ィールドの第１ラインでは第２論理規約に応じて伝送さ
れるが、前記第１論理規約及び第２論理規約は相補関係
にある。
（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送されるＤＴＶ
は、３１３個の時間的に連続するデータセグメント（co
nsecutive-in-time-data segments）からなる時間的に
連続する一連のデータフィールドを備える。前記データ
フィールドは、奇数番目のデータフィールドと後続の偶
数番目のデータフィールドがデータフレームを形成する
連続的に番号付けられたモジューロ２として見なされる
ことがある。フレーム速度は２０．６６フレーム／秒で
ある。各データセグメントは７７．３マイクロ秒の持続
時間を有する。その結果、シンボルレートが１０．７６
ＭＨｚとなり、データセグメント当たり８３２個のシン
ボルが存在する。データの各セグメントは＋Ｓ，−Ｓ，
−Ｓ及び＋Ｓの連続値を有する四つのシンボルからなる
ＤＤＳ（data-segment-synchronization：データセグメ
ント同期化）コードグループから始める。前記＋Ｓ値は
最大の正（＋）データ振幅以下の一レベルであり、−Ｓ
は最大の負（−）データ振幅以上の一レベルである。各
データフィールドの初期データセグメントは、チャネル
等化及び多重経路抑制過程のためにトレーニング信号を
符号化するＤＦＳ（data-field-synchronization：デー
タフィールド同期化）コードグループを含む。前記トレ
ーニング信号は、三つの６３サンプルＰＮシーケンスを
随伴する５１１サンプル擬似雑音シーケンス（又はＰＮ
（Pseudo−Noise）シーケンス）である。フィールド同
期化コードで６３サンプルＰＮシーケンスの中央シーケ
ンスは各奇数番目のデータフィールドの第１ラインでは
第１論理規約に応じて伝送され、各偶数番目のデータフ
ィールドの第１ラインでは第２論理規約に応じて伝送さ
れるが、前記第１論理規約及び第２論理規約は相補関係
にある。
【０００７】データセグメント内のデータは１２個のイ
ンタリーブされたトレリスコードを用いてトレリス符号
化され、２／３速度の各トレリスコードはプリコーディ
ングされた符号化されていない１ビットを有する。前記
インタリーブされたトレリスコードは、近所で露出され
た自動車点火システムのような雑音ソースから発生する
バーストエラーの訂正に備えるリードソロモン順行エラ
ー訂正符号化過程を経る。前記リードソロモン符号化結
果は、前記トレリス符号化過程と区別されるシンボルプ
リコーディング（precoding）過程無しに行われる無線
伝送のための８レベル（３ビット／シンボル）の１次元
的シンボル符号化（one-dementional-constellation sy
mbol coding）として伝送される。前記リードソロモン
符号化結果は、プリコーディング過程無しに行われる有
線伝送のための１６レベル（４ビット／シンボル）の１
次元的シンボル符号化として伝送される。前記ＶＳＢ信
号は抑制変調比率に応じて振幅の変わるそれ自体の搬送
波を備える。
ンタリーブされたトレリスコードを用いてトレリス符号
化され、２／３速度の各トレリスコードはプリコーディ
ングされた符号化されていない１ビットを有する。前記
インタリーブされたトレリスコードは、近所で露出され
た自動車点火システムのような雑音ソースから発生する
バーストエラーの訂正に備えるリードソロモン順行エラ
ー訂正符号化過程を経る。前記リードソロモン符号化結
果は、前記トレリス符号化過程と区別されるシンボルプ
リコーディング（precoding）過程無しに行われる無線
伝送のための８レベル（３ビット／シンボル）の１次元
的シンボル符号化（one-dementional-constellation sy
mbol coding）として伝送される。前記リードソロモン
符号化結果は、プリコーディング過程無しに行われる有
線伝送のための１６レベル（４ビット／シンボル）の１
次元的シンボル符号化として伝送される。前記ＶＳＢ信
号は抑制変調比率に応じて振幅の変わるそれ自体の搬送
波を備える。
【０００８】前記搬送波は規定された変調比率に対応す
る固定振幅のパイロット搬送波により取り替えられる。
このような固定振幅のパイロット搬送波は、前記ＶＳＢ
信号をその応答として供給するフィルターに供給される
振幅変調側波帯を発生させる平衡変調器に印加された変
調電圧に直流成分シフトを導入することにより発生す
る。仮に、４ビットシンボル符号化の８個のレベルが搬
送波変調信号内に−７，−５，−３，−１，＋１，＋
３，＋５及び＋７の正規化値を有すると、パイロット搬
送波は１．２５の正規化値を有する。＋Ｓの正規化値は
＋５であり、−Ｓの正規化値は−５となる。
る固定振幅のパイロット搬送波により取り替えられる。
このような固定振幅のパイロット搬送波は、前記ＶＳＢ
信号をその応答として供給するフィルターに供給される
振幅変調側波帯を発生させる平衡変調器に印加された変
調電圧に直流成分シフトを導入することにより発生す
る。仮に、４ビットシンボル符号化の８個のレベルが搬
送波変調信号内に−７，−５，−３，−１，＋１，＋
３，＋５及び＋７の正規化値を有すると、パイロット搬
送波は１．２５の正規化値を有する。＋Ｓの正規化値は
＋５であり、−Ｓの正規化値は−５となる。
【０００９】ＤＴＶ技術の初期開発段階において、ＤＴ
Ｖ放送装置がシンボルプリコーダーを送信機に使用する
かを決めるように求められると思われる。このようなシ
ンボルプリコーダーはシンボル発生回路に後続配置さ
れ、各々のＤＴＶ信号受信機のコームフィルターととも
に用いられる場合、シンボルの整合フィルタリングに備
える。前記コームフィルターは前記ＤＴＶ信号受信機の
シンボルデコーダ回路のデータスライスに先行配置さ
れ、シンボルポストコーダ（symbol post-coder）とし
て動作する。放送装置におけるこのような決定は同一チ
ャネルＮＴＳＣ放送局からの干渉が予想されるかにより
左右される。前記シンボルプリコーディング過程は、デ
ータフィールド同期化データが伝送されるデータライン
又はデータライン同期化コードグループのために用いら
れない。同一チャネル干渉はＮＴＳＣ放送局から遠い場
所では減少し、電離層条件下では発生しやすく、太陽の
活動が活発な夏期では同一チャネル干渉の発生率は非常
に高くなる。このような干渉は非同一チャネルのＮＴＳ
Ｃ放送局では発生しない。仮に、放送有効視聴範囲の領
域内にＮＴＳＣ干渉の発生可能性が存在すると、ＨＤＴ
Ｖ信号がＮＴＳＣ干渉から容易に分離されるようにする
シンボルプリコーダがＨＤＴＶ放送装置に用いられると
推定される。したがって、コームフィルターは完全な整
合フィルタリングを行うためのＤＴＶ信号受信機のシン
ボルポストコーダとして用いられる。ＮＴＳＣ干渉の発
生可能性がない場合、ＤＴＶ放送装置はシンボルプリデ
コーダの使用を中止すると推定される。したがって、フ
ラットスペクトル雑音（flat spectrum noise）により
トレリスデコーダのシンボル値に対して不正確な決定が
発生しないように、各々のＤＴＶ信号受信機の前記シン
ボルポストコーダは作動不能状態となる。
Ｖ放送装置がシンボルプリコーダーを送信機に使用する
かを決めるように求められると思われる。このようなシ
ンボルプリコーダーはシンボル発生回路に後続配置さ
れ、各々のＤＴＶ信号受信機のコームフィルターととも
に用いられる場合、シンボルの整合フィルタリングに備
える。前記コームフィルターは前記ＤＴＶ信号受信機の
シンボルデコーダ回路のデータスライスに先行配置さ
れ、シンボルポストコーダ（symbol post-coder）とし
て動作する。放送装置におけるこのような決定は同一チ
ャネルＮＴＳＣ放送局からの干渉が予想されるかにより
左右される。前記シンボルプリコーディング過程は、デ
ータフィールド同期化データが伝送されるデータライン
又はデータライン同期化コードグループのために用いら
れない。同一チャネル干渉はＮＴＳＣ放送局から遠い場
所では減少し、電離層条件下では発生しやすく、太陽の
活動が活発な夏期では同一チャネル干渉の発生率は非常
に高くなる。このような干渉は非同一チャネルのＮＴＳ
Ｃ放送局では発生しない。仮に、放送有効視聴範囲の領
域内にＮＴＳＣ干渉の発生可能性が存在すると、ＨＤＴ
Ｖ信号がＮＴＳＣ干渉から容易に分離されるようにする
シンボルプリコーダがＨＤＴＶ放送装置に用いられると
推定される。したがって、コームフィルターは完全な整
合フィルタリングを行うためのＤＴＶ信号受信機のシン
ボルポストコーダとして用いられる。ＮＴＳＣ干渉の発
生可能性がない場合、ＤＴＶ放送装置はシンボルプリデ
コーダの使用を中止すると推定される。したがって、フ
ラットスペクトル雑音（flat spectrum noise）により
トレリスデコーダのシンボル値に対して不正確な決定が
発生しないように、各々のＤＴＶ信号受信機の前記シン
ボルポストコーダは作動不能状態となる。
【００１０】１９９３年１１月９日、Ｒ．Ｗ．Ｃｉｔｔ
ａ氏などに対する米国特許第５，２６０，７６３号（発
明の名称：“Receiver post coder selection circui
t”）では、ポストコーダコームフィルターが選択的に
用いられる。前記コームフィルターはＤＴＶ信号受信機
内に用いられる復調器の複素出力信号の実（real）又は
同位相（in-phase）基底帯域成分（Ｉチャネル）に随伴
される同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトを抑制
する。
ａ氏などに対する米国特許第５，２６０，７６３号（発
明の名称：“Receiver post coder selection circui
t”）では、ポストコーダコームフィルターが選択的に
用いられる。前記コームフィルターはＤＴＶ信号受信機
内に用いられる復調器の複素出力信号の実（real）又は
同位相（in-phase）基底帯域成分（Ｉチャネル）に随伴
される同一チャネルＮＴＳＣ干渉アーチファクトを抑制
する。
【００１１】前記復調器応答のＩチャネル成分における
アーチファクトの存在は、コームフィルタリングによる
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクトの抑制が可能
或いは不能状態となるように制御信号を自動展開するた
めに検出される。各データフィールド同期間隔で前記Ｄ
ＴＶ信号受信機のコームフィルタータイプのＮＴＳＣ抑
制フィルターへの入力信号及び前記ＮＴＳＣ抑制フィル
ターからの出力信号は公知の各々の信号と比較され、前
記ＨＤＴＶ信号受信機内のメモリから引き出される。仮
に、前記入力信号と比較された最小限の結果が前記ＮＴ
ＳＣ抑制フィルターからの出力信号と比較された最小限
の結果より弱いエネルギーを有すると、これは予想受信
から変わる主原因がＮＴＳＣ同一チャネルの干渉よりは
ランダム雑音であるということを示す。仮に、前記入力
信号と比較された最小限の結果が前記ＮＴＳＣ抑制フィ
ルターからの出力信号と比較された最小限の結果より強
いエネルギーを有すると、これは予想受信から変わる主
原因が不規則雑音よりはＮＴＳＣ同一チャネル干渉であ
るということを示す。
アーチファクトの存在は、コームフィルタリングによる
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクトの抑制が可能
或いは不能状態となるように制御信号を自動展開するた
めに検出される。各データフィールド同期間隔で前記Ｄ
ＴＶ信号受信機のコームフィルタータイプのＮＴＳＣ抑
制フィルターへの入力信号及び前記ＮＴＳＣ抑制フィル
ターからの出力信号は公知の各々の信号と比較され、前
記ＨＤＴＶ信号受信機内のメモリから引き出される。仮
に、前記入力信号と比較された最小限の結果が前記ＮＴ
ＳＣ抑制フィルターからの出力信号と比較された最小限
の結果より弱いエネルギーを有すると、これは予想受信
から変わる主原因がＮＴＳＣ同一チャネルの干渉よりは
ランダム雑音であるということを示す。仮に、前記入力
信号と比較された最小限の結果が前記ＮＴＳＣ抑制フィ
ルターからの出力信号と比較された最小限の結果より強
いエネルギーを有すると、これは予想受信から変わる主
原因が不規則雑音よりはＮＴＳＣ同一チャネル干渉であ
るということを示す。
【００１２】１９９６年８月１３日、Ｋ．Ｓ．Ｋｉｍ氏
などに対する米国特許第５，５４６，１３２号（発明の
名称：“NTSC INTERFERENCE DETECTOR”）には、前記干
渉の存在がＩチャネルに対するＮＴＳＣ抽出コームフィ
ルター応答で検出される場合、同一チャネルＮＴＳＣ干
渉を抑制するためのポストコーダコームフィルターの使
用法が開示されている。前記米国特許第５，５４６，１
３２号は、特にディジタルＤＴＶ信号受信機に用いられ
る復調器から供給される複素出力の仮想又は直交位相基
底帯域成分（Ｑチャネル）については開示していない。
ＶＳＢ ＡＭ信号を基底帯域にシンクロダイン処理する
ＤＴＶ信号受信機は、一般に（プリデコーディング技術
が送信機に用いられる場合、ポストコーディング過程以
後の）トレリスデコーディングのための受信Ｉチャネル
信号を供給する同位相同期検出器を備える復調器を用い
る。前記復調器はシンクロダインのための搬送波を供給
する局部発振器用の自動周波数及び位相制御（ＡＦＰ
Ｃ：Automatic Frequency and Phase Control）信号を
発生させるため、低域通過フィルタリングされる受信Ｑ
チャネル信号を供給する直角位相同期検出器をさらに備
える。１９９６年１２月２６日、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ及
びＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇ氏などに対する米国特許
第５，４７９，４４９号（発明の名称：“HDTV VSB DET
ECTOR WITH BANDPASS TRACKER，AS FOR INCLUSION IN A
N HDTV RECEIVER”，三星電子株式会社に譲渡される）
を本明細書では参照する。感心の対象は特に、前記特許
第５，４７９，４４９号の図１に示した構成要素２２−
２７及び添付明細書に記載の該当説明部分である。この
ような要素は、ＶＳＢ ＡＭの最終中間周波数（ＩＦ）
信号の複素復調を行うための前記ＨＤＴＶ信号受信機に
用いられる。前記特許第５，４７９，４４９号はディジ
タル方式で行われる前記ＶＳＢ ＡＭの最終ＩＦ信号の
複素復調に関して開示しているが、ディジタルＴＶ受信
機の設計においては、前記ＶＳＢ ＡＭの最終ＩＦ信号
の複素復調はアナログ方式により行われる。
などに対する米国特許第５，５４６，１３２号（発明の
名称：“NTSC INTERFERENCE DETECTOR”）には、前記干
渉の存在がＩチャネルに対するＮＴＳＣ抽出コームフィ
ルター応答で検出される場合、同一チャネルＮＴＳＣ干
渉を抑制するためのポストコーダコームフィルターの使
用法が開示されている。前記米国特許第５，５４６，１
３２号は、特にディジタルＤＴＶ信号受信機に用いられ
る復調器から供給される複素出力の仮想又は直交位相基
底帯域成分（Ｑチャネル）については開示していない。
ＶＳＢ ＡＭ信号を基底帯域にシンクロダイン処理する
ＤＴＶ信号受信機は、一般に（プリデコーディング技術
が送信機に用いられる場合、ポストコーディング過程以
後の）トレリスデコーディングのための受信Ｉチャネル
信号を供給する同位相同期検出器を備える復調器を用い
る。前記復調器はシンクロダインのための搬送波を供給
する局部発振器用の自動周波数及び位相制御（ＡＦＰ
Ｃ：Automatic Frequency and Phase Control）信号を
発生させるため、低域通過フィルタリングされる受信Ｑ
チャネル信号を供給する直角位相同期検出器をさらに備
える。１９９６年１２月２６日、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ及
びＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇ氏などに対する米国特許
第５，４７９，４４９号（発明の名称：“HDTV VSB DET
ECTOR WITH BANDPASS TRACKER，AS FOR INCLUSION IN A
N HDTV RECEIVER”，三星電子株式会社に譲渡される）
を本明細書では参照する。感心の対象は特に、前記特許
第５，４７９，４４９号の図１に示した構成要素２２−
２７及び添付明細書に記載の該当説明部分である。この
ような要素は、ＶＳＢ ＡＭの最終中間周波数（ＩＦ）
信号の複素復調を行うための前記ＨＤＴＶ信号受信機に
用いられる。前記特許第５，４７９，４４９号はディジ
タル方式で行われる前記ＶＳＢ ＡＭの最終ＩＦ信号の
複素復調に関して開示しているが、ディジタルＴＶ受信
機の設計においては、前記ＶＳＢ ＡＭの最終ＩＦ信号
の複素復調はアナログ方式により行われる。
【００１３】米国特許第５，２６０，７９３号及び第
５，４４６，１３２号では、ポストコーディング動作は
実質的な同一チャネルＮＴＳＣ干渉の発生する時期では
イエーブル（enable）状態となり、そうでなければディ
スエーブル（disable）状態となるが、その選択的なイ
エーブル状態のための制御信号は前記受信されたＩチャ
ネル信号から展開される。同一チャネルＮＴＳＣ干渉レ
ベルの決定は同一チャネルＮＴＳＣ干渉を随伴する直流
バイアスにより複雑になるが、このような直流バイアス
はＶＳＢ ＡＭ ＤＴＶ信号のパイロット搬送波の同位相
同期検出から発生する。これは、特に自動利得制御で同
位相同期検出により復旧される受信されたＩチャネル信
号の振幅を正確に調節できないＤＴＶ信号受信機の問題
点となる。
５，４４６，１３２号では、ポストコーディング動作は
実質的な同一チャネルＮＴＳＣ干渉の発生する時期では
イエーブル（enable）状態となり、そうでなければディ
スエーブル（disable）状態となるが、その選択的なイ
エーブル状態のための制御信号は前記受信されたＩチャ
ネル信号から展開される。同一チャネルＮＴＳＣ干渉レ
ベルの決定は同一チャネルＮＴＳＣ干渉を随伴する直流
バイアスにより複雑になるが、このような直流バイアス
はＶＳＢ ＡＭ ＤＴＶ信号のパイロット搬送波の同位相
同期検出から発生する。これは、特に自動利得制御で同
位相同期検出により復旧される受信されたＩチャネル信
号の振幅を正確に調節できないＤＴＶ信号受信機の問題
点となる。
【００１４】ＮＴＳＣ信号の映像搬送波は６ＭＨｚ帯域
幅の放送チャネルのエッジから１．２５ＭＨｚの位置に
存在するが、地上無線放送のためのＤＴＶ信号用の搬送
波は６ＭＨｚ帯域幅の放送チャネルのエッジから３１０
ＫＨｚの位置に存在する。同一チャネルＮＴＳＣ信号
は、ディジタル情報を伝送する残留側波帯振幅変調（Ｖ
ＳＢ ＡＭ）の搬送波に対して対称的な振幅変調を示す
ことはない。したがって、ＤＴＶ信号搬送波から９４０
ＫＨｚ位置のＮＴＳＣ映像搬送波のアーチファクト及び
その側波帯のアーチファクトは、基底帯域にシンクロダ
イン処理されたＤＴＶ信号では良好に取り除かれない。
もちろん、ＤＴＶ信号搬送波から５．４４ＭＨｚ位置の
ＮＴＳＣ音声搬送波及びその側波帯のアーチファクトも
ＤＴＶ信号では良好に取り除かれない。
幅の放送チャネルのエッジから１．２５ＭＨｚの位置に
存在するが、地上無線放送のためのＤＴＶ信号用の搬送
波は６ＭＨｚ帯域幅の放送チャネルのエッジから３１０
ＫＨｚの位置に存在する。同一チャネルＮＴＳＣ信号
は、ディジタル情報を伝送する残留側波帯振幅変調（Ｖ
ＳＢ ＡＭ）の搬送波に対して対称的な振幅変調を示す
ことはない。したがって、ＤＴＶ信号搬送波から９４０
ＫＨｚ位置のＮＴＳＣ映像搬送波のアーチファクト及び
その側波帯のアーチファクトは、基底帯域にシンクロダ
イン処理されたＤＴＶ信号では良好に取り除かれない。
もちろん、ＤＴＶ信号搬送波から５．４４ＭＨｚ位置の
ＮＴＳＣ音声搬送波及びその側波帯のアーチファクトも
ＤＴＶ信号では良好に取り除かれない。
【００１５】１９９５年９月１６日、ＡＴＳＣで公表し
たディジタルテレビジョン標準は、ＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉を取り除くためにＤＴＶ信号受信機でコームフィ
ルタリング使用の結果として発生するポストコーディン
グを補償するようにＤＴＶ送信機の完全なデータシンボ
ルに対するプリコーディング技術の使用を禁止する。そ
の代わりに、トレリスデコーディング過程で初期シンボ
ルのみがプリコーディング処理される。このような過程
は、それ自体がデータスライス過程前にＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉を取り除くためのコームフィルタリング過程
をＤＴＶ信号受信機が用いることを容易にする。データ
スライス過程前に、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチ
ファクトを取り除かないＤＴＶ信号受信機は、強いＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉状態下では良好な受信率を有する
ことはない。このような干渉状態は、ＤＴＶ送信機から
離れているか、或いはアナログＴＶ送信機が非常に近接
して位置するＤＴＶ受信機により発生することがある。
基底帯域にシンクロダイン処理されるＤＴＶ信号におい
て、同一チャネル干渉ＮＴＳＣカラーＴＶ信号の映像搬
送波のアーチファクトは５９．７５ｆHに存在する（ｆH
はそのような信号の水平走査周波数）。カラー副搬送波
のアーチファクトは２８７．２５ｆHに存在し、変調さ
れないＮＴＳＣ音声副搬送波のアーチファクトは３４
５．７５ｆHに存在する。
たディジタルテレビジョン標準は、ＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉を取り除くためにＤＴＶ信号受信機でコームフィ
ルタリング使用の結果として発生するポストコーディン
グを補償するようにＤＴＶ送信機の完全なデータシンボ
ルに対するプリコーディング技術の使用を禁止する。そ
の代わりに、トレリスデコーディング過程で初期シンボ
ルのみがプリコーディング処理される。このような過程
は、それ自体がデータスライス過程前にＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉を取り除くためのコームフィルタリング過程
をＤＴＶ信号受信機が用いることを容易にする。データ
スライス過程前に、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチ
ファクトを取り除かないＤＴＶ信号受信機は、強いＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉状態下では良好な受信率を有する
ことはない。このような干渉状態は、ＤＴＶ送信機から
離れているか、或いはアナログＴＶ送信機が非常に近接
して位置するＤＴＶ受信機により発生することがある。
基底帯域にシンクロダイン処理されるＤＴＶ信号におい
て、同一チャネル干渉ＮＴＳＣカラーＴＶ信号の映像搬
送波のアーチファクトは５９．７５ｆHに存在する（ｆH
はそのような信号の水平走査周波数）。カラー副搬送波
のアーチファクトは２８７．２５ｆHに存在し、変調さ
れないＮＴＳＣ音声副搬送波のアーチファクトは３４
５．７５ｆHに存在する。
【００１６】コームフィルタリング過程は、一部の実質
的な固定遅延により時々に分離されるＦＭ搬送波のサン
プルの相関関係（又は反相関関係）が良好でないと発明
者が指摘することにより、搬送波周波数偏移範囲の大き
い周波数変調状態下で、特に周波数変調ＮＴＳＣ音声搬
送波のアーチファクトを抑制することにおいては満足す
べきでない。１９９８年５月５日、米国特許第５，７４
８，２２６号（発明の名称：“DTV RECEIVER WITH FILT
ER IN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND CARRIER O
F CO-CHANNEL NTSC INTERFERING SIGNAL”）の内容を本
明細書で参照する。前記米国特許第５，７４８，２２６
号において、発明者は中間周波数増幅の全体帯域幅の確
立に使用されるフィルタリングを一部の同一チャネル干
渉ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のＦＭ音声搬送波の除去に
用いられることのように行うことを勧めている。
的な固定遅延により時々に分離されるＦＭ搬送波のサン
プルの相関関係（又は反相関関係）が良好でないと発明
者が指摘することにより、搬送波周波数偏移範囲の大き
い周波数変調状態下で、特に周波数変調ＮＴＳＣ音声搬
送波のアーチファクトを抑制することにおいては満足す
べきでない。１９９８年５月５日、米国特許第５，７４
８，２２６号（発明の名称：“DTV RECEIVER WITH FILT
ER IN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND CARRIER O
F CO-CHANNEL NTSC INTERFERING SIGNAL”）の内容を本
明細書で参照する。前記米国特許第５，７４８，２２６
号において、発明者は中間周波数増幅の全体帯域幅の確
立に使用されるフィルタリングを一部の同一チャネル干
渉ＮＴＳＣアナログＴＶ信号のＦＭ音声搬送波の除去に
用いられることのように行うことを勧めている。
【００１７】コームフィルタリング過程は、前記ＮＴＳ
Ｃ映像搬送波のアーチファクト、低映像周波数及びカラ
ー搬送波に近接する色信号（chrominance signal）周波
数から基底帯域ＴＶ信号を分離させるのにより満足すべ
きである。これは、このようなアーチファクトが特定の
遅延間隔により分離されるサンプル間の良好な相関関係
を示すのみならず、他の特定の時間間隔により分離され
るサンプル間の良好な反相関関係を示す傾向があるから
である。
Ｃ映像搬送波のアーチファクト、低映像周波数及びカラ
ー搬送波に近接する色信号（chrominance signal）周波
数から基底帯域ＴＶ信号を分離させるのにより満足すべ
きである。これは、このようなアーチファクトが特定の
遅延間隔により分離されるサンプル間の良好な相関関係
を示すのみならず、他の特定の時間間隔により分離され
るサンプル間の良好な反相関関係を示す傾向があるから
である。
【００１８】米国特許第５，７４８，２２６号におい
て、本発明者はＮＴＳＣ同一チャネル干渉がデータスラ
イス動作に悪影響を及ぼす程度で十分に大きい場合、Ｎ
ＴＳＣ同一チャネル干渉を抑制するためにコームフィル
タリング機能を備えたＤＴＶ信号受信機で先行データス
ライス動作の使用を支援する。本発明者は、シンボルデ
コーディング過程においてコームフィルタリング動作時
のシンボル符号化時に前記コームフィルタリング動作効
果の補償方法を示す。この際、このような決定がＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉を抑制するためのコームフィルタリ
ング動作の選択的な使用の制御に用いられるように、Ｎ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が許容可能に小さい規定値より
何時大きくなるか、その時期を決めることが有用であ
る。
て、本発明者はＮＴＳＣ同一チャネル干渉がデータスラ
イス動作に悪影響を及ぼす程度で十分に大きい場合、Ｎ
ＴＳＣ同一チャネル干渉を抑制するためにコームフィル
タリング機能を備えたＤＴＶ信号受信機で先行データス
ライス動作の使用を支援する。本発明者は、シンボルデ
コーディング過程においてコームフィルタリング動作時
のシンボル符号化時に前記コームフィルタリング動作効
果の補償方法を示す。この際、このような決定がＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉を抑制するためのコームフィルタリ
ング動作の選択的な使用の制御に用いられるように、Ｎ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が許容可能に小さい規定値より
何時大きくなるか、その時期を決めることが有用であ
る。
【００１９】ＮＴＳＣ同一チャネル干渉は、ＮＴＳＣ同
一チャネル干渉が複素出力信号の実又は同位相基底帯域
成分（Ｉチャネル）に出現するごとにＤＴＶ信号受信機
に用いられる復調器の複素出力信号の仮想又は直角位相
基底帯域成分（Ｑチャネル）に現れる。したがって、Ｎ
ＴＳＣ干渉検出器は、そのＮＴＳＣ抽出フィルターが受
信Ｉチャネル信号よりは受信Ｑチャネル信号に応答する
ように配置されることができる。仮に、ＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉によりトレリスデコーダに後続配置されるリ
ードソロモンデコーダにより訂正される受信等化Ｉチャ
ネル信号のトレリスデコーディング処理時に多すぎるエ
ラーが発生すると、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉は相
当量となる。相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記
受信Ｑチャネル信号に随伴されるかを判定することによ
り、相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記受信Ｉチ
ャネル信号に随伴されるかが推論的に判定される。ＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉レベルの正確な判定はより単純化
する傾向があるが、それは同期検出装置がパイロット搬
送波で位相同期を達成した後、前記ＶＳＢ ＡＭ ＤＴＶ
信号のパイロット搬送波の直角位相同期検出から直流バ
イアスが根本的に発生しないからである。
一チャネル干渉が複素出力信号の実又は同位相基底帯域
成分（Ｉチャネル）に出現するごとにＤＴＶ信号受信機
に用いられる復調器の複素出力信号の仮想又は直角位相
基底帯域成分（Ｑチャネル）に現れる。したがって、Ｎ
ＴＳＣ干渉検出器は、そのＮＴＳＣ抽出フィルターが受
信Ｉチャネル信号よりは受信Ｑチャネル信号に応答する
ように配置されることができる。仮に、ＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉によりトレリスデコーダに後続配置されるリ
ードソロモンデコーダにより訂正される受信等化Ｉチャ
ネル信号のトレリスデコーディング処理時に多すぎるエ
ラーが発生すると、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉は相
当量となる。相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記
受信Ｑチャネル信号に随伴されるかを判定することによ
り、相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記受信Ｉチ
ャネル信号に随伴されるかが推論的に判定される。ＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉レベルの正確な判定はより単純化
する傾向があるが、それは同期検出装置がパイロット搬
送波で位相同期を達成した後、前記ＶＳＢ ＡＭ ＤＴＶ
信号のパイロット搬送波の直角位相同期検出から直流バ
イアスが根本的に発生しないからである。
【００２０】前記パイロット搬送波の同期検出から発生
する直流バイアスに敏感でないＮＴＳＣ同一チャネル干
渉検出器は、本明細書に開示される本発明の解決課題、
すなわち本発明の目的の対象である。前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉検出器は、パイロット搬送波の同期検出か
ら発生する直流バイアスを抑制する等化フィルターの必
要性を排除したまま、相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干
渉が受信Ｉチャネル信号に随伴されるかを直接的に判定
可能にする。ゼロ周波数で応答する等化フィルターより
は前記等化フィルターを行うことが困難である。かつ、
ゼロ周波数で応答しない等化フィルターはＤＴＶ信号受
信機の設計時、ＡＧＣ（automatic-gain-control：自動
利得制御）及びＡＦＰＣ（automatic-frequency-and-ph
ase-control：自動周波数及び位相制御）ループを妨げ
ることがある。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉の量が相当量
となるかを判定するために前記受信Ｑチャネル信号に応
答するＤＴＶ信号受信機において、パイロット搬送波の
同期検出により発生する直流バイアスに敏感でないＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉検出器は依然として有用である。
このようなＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器はＤＴＶ信
号受信機等化の初期調節時に連続性を提供する。
する直流バイアスに敏感でないＮＴＳＣ同一チャネル干
渉検出器は、本明細書に開示される本発明の解決課題、
すなわち本発明の目的の対象である。前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉検出器は、パイロット搬送波の同期検出か
ら発生する直流バイアスを抑制する等化フィルターの必
要性を排除したまま、相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干
渉が受信Ｉチャネル信号に随伴されるかを直接的に判定
可能にする。ゼロ周波数で応答する等化フィルターより
は前記等化フィルターを行うことが困難である。かつ、
ゼロ周波数で応答しない等化フィルターはＤＴＶ信号受
信機の設計時、ＡＧＣ（automatic-gain-control：自動
利得制御）及びＡＦＰＣ（automatic-frequency-and-ph
ase-control：自動周波数及び位相制御）ループを妨げ
ることがある。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉の量が相当量
となるかを判定するために前記受信Ｑチャネル信号に応
答するＤＴＶ信号受信機において、パイロット搬送波の
同期検出により発生する直流バイアスに敏感でないＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉検出器は依然として有用である。
このようなＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器はＤＴＶ信
号受信機等化の初期調節時に連続性を提供する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、残留側波帯振幅変調搬送波として受信され、場合に
より望ましくない強度の同一チャネル干渉アナログテレ
ビジョン信号を随伴しやすいディジタルテレビジョン信
号を受信するためのディジタルテレビジョン信号受信機
を提供することにある。
は、残留側波帯振幅変調搬送波として受信され、場合に
より望ましくない強度の同一チャネル干渉アナログテレ
ビジョン信号を随伴しやすいディジタルテレビジョン信
号を受信するためのディジタルテレビジョン信号受信機
を提供することにある。
【００２２】
【課題が解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明は、残留側波帯振幅変調搬送波として受信さ
れ、場合により望ましくない強度の同一チャネル干渉ア
ナログテレビジョン信号を随伴しやすいディジタルテレ
ビジョン信号を受信するためのディジタルテレビジョン
信号受信機において、増幅された残留側波帯振幅変調デ
ィジタルテレビジョン信号を供給するための増幅器回路
と、少なくとも一つの基底帯域信号を供給するために前
記増幅された残留側波帯振幅変調ディジタルテレビジョ
ン信号に応答する復調回路と、Ｉチャネル基底帯域信号
を前記復調回路から供給される入力信号として受信する
ように連結され、前記Ｉチャネル基底帯域信号をシンボ
ルデコーディング処理してシンボルデコーディング結果
値を発生させるシンボルデコーディング装置であって、
シンボルデコーディングされる前記Ｉチャネル基底帯域
信号に随伴される同一チャネル干渉アナログテレビジョ
ン信号の所定のアーチファクトを抑制し、前記シンボル
デコーディング装置が相当量の同一チャネルＮＴＳＣ干
渉の存在を指示する所定の信号を受信するときのみ動作
可能に選択的に作動するフィルターを有するシンボルデ
コーディング装置と、前記シンボルデコーディング装置
から発生する結果に対するシンボルデコーディング処理
時のエラーを訂正するためのエラー訂正回路と、前記復
調回路から追加基底帯域入力信号を受信するように連結
され、その入力信号として受信する基底帯域信号のシス
テム特性の直流分から影響を受けない方式の同一チャネ
ル干渉検出器とを備え、前記同一チャネル干渉検出器
は、前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の
同期検出により発生するアーチファクトは抑制され、且
つ前記搬送信号の同期検出により発生するシステム特性
の直流分が抑制されるＮＴＳＣ除去コームフィルター応
答を発生させるために、前記追加基底帯域入力信号をそ
の第１差動遅延量と結合する第１コームフィルターと、
前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトは強化させ、前記搬
送波の同期検出により発生するシステム特性の直流分が
抑制されるＮＴＳＣ選択コームフィルター応答を発生さ
せるために、前記追加基底帯域入力信号をその第２差動
遅延量と結合する第２コームフィルターとからなり、第
１振幅検出応答が発生するように前記ＮＴＳＣ除去コー
ムフィルター応答の振幅を検出するための第１振幅検出
器と、第２振幅検出応答が発生するように前記ＮＴＳＣ
選択コームフィルター応答の振幅を検出するための第２
振幅検出器と、前記第１振幅検出応答と前記第２振幅検
出応答を比較して前記第１及び第２振幅検出応答に規定
量以上の差が発生する場合、前記相当量のＮＴＳＣ同一
チャネル干渉が存在するということを示す前記信号を供
給するための振幅比較器とをさらに備えることを特徴と
する。
の本発明は、残留側波帯振幅変調搬送波として受信さ
れ、場合により望ましくない強度の同一チャネル干渉ア
ナログテレビジョン信号を随伴しやすいディジタルテレ
ビジョン信号を受信するためのディジタルテレビジョン
信号受信機において、増幅された残留側波帯振幅変調デ
ィジタルテレビジョン信号を供給するための増幅器回路
と、少なくとも一つの基底帯域信号を供給するために前
記増幅された残留側波帯振幅変調ディジタルテレビジョ
ン信号に応答する復調回路と、Ｉチャネル基底帯域信号
を前記復調回路から供給される入力信号として受信する
ように連結され、前記Ｉチャネル基底帯域信号をシンボ
ルデコーディング処理してシンボルデコーディング結果
値を発生させるシンボルデコーディング装置であって、
シンボルデコーディングされる前記Ｉチャネル基底帯域
信号に随伴される同一チャネル干渉アナログテレビジョ
ン信号の所定のアーチファクトを抑制し、前記シンボル
デコーディング装置が相当量の同一チャネルＮＴＳＣ干
渉の存在を指示する所定の信号を受信するときのみ動作
可能に選択的に作動するフィルターを有するシンボルデ
コーディング装置と、前記シンボルデコーディング装置
から発生する結果に対するシンボルデコーディング処理
時のエラーを訂正するためのエラー訂正回路と、前記復
調回路から追加基底帯域入力信号を受信するように連結
され、その入力信号として受信する基底帯域信号のシス
テム特性の直流分から影響を受けない方式の同一チャネ
ル干渉検出器とを備え、前記同一チャネル干渉検出器
は、前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の
同期検出により発生するアーチファクトは抑制され、且
つ前記搬送信号の同期検出により発生するシステム特性
の直流分が抑制されるＮＴＳＣ除去コームフィルター応
答を発生させるために、前記追加基底帯域入力信号をそ
の第１差動遅延量と結合する第１コームフィルターと、
前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトは強化させ、前記搬
送波の同期検出により発生するシステム特性の直流分が
抑制されるＮＴＳＣ選択コームフィルター応答を発生さ
せるために、前記追加基底帯域入力信号をその第２差動
遅延量と結合する第２コームフィルターとからなり、第
１振幅検出応答が発生するように前記ＮＴＳＣ除去コー
ムフィルター応答の振幅を検出するための第１振幅検出
器と、第２振幅検出応答が発生するように前記ＮＴＳＣ
選択コームフィルター応答の振幅を検出するための第２
振幅検出器と、前記第１振幅検出応答と前記第２振幅検
出応答を比較して前記第１及び第２振幅検出応答に規定
量以上の差が発生する場合、前記相当量のＮＴＳＣ同一
チャネル干渉が存在するということを示す前記信号を供
給するための振幅比較器とをさらに備えることを特徴と
する。
【００２３】前記ＤＴＶ信号受信機は先行配置される回
路のシステム特性の直流分に敏感でないタイプの同一チ
ャネル干渉検出器を備える。前記ＤＴＶ信号受信機は増
幅された残留側波帯振幅変調ディジタルテレビジョン信
号を供給するための増幅器回路と、同一チャネル干渉検
出器にその入力信号として供給される少なくとも一つの
基底帯域信号を供給するために前記増幅された残留側波
帯振幅変調ディジタルテレビジョン信号に応答する復調
回路とを備える。前記少なくとも一つの基底帯域信号は
前記ＤＴＶ信号受信機に内蔵されるシンボルデコーディ
ング装置に供給され、一部の同一チャネル干渉アナログ
テレビジョン信号のアーチファクトを含むＩチャネル基
底帯域信号を備える。前記シンボルデコーディング装置
は、シンボルデコーディングされる前記Ｉチャネル基底
帯域信号に随伴される同一チャネル干渉アナログテレビ
ジョン信号のアーチファクトを抑制するために選択的に
動作するフィルターを備える。このようなフィルターは
前記シンボルデコーディング装置が相当量のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉の存在を示す信号を受信する。前記ＤＴ
Ｖ信号受信機に内蔵されるエラー訂正回路は、前記シン
ボルデコーディング装置におけるシンボルデコーディン
グ結果に発生するエラーを訂正するように連結される。
同一チャネル干渉検出器は次のような構成を有する。第
１コームフィルターは前記同一チャネル干渉検出器に入
力信号として供給される一つの基底帯域信号を第１差動
遅延量に応じて一つの基底帯域信号と差動結合してＮＴ
ＳＣ除去コームフィルター応答を発生させる。このよう
なＮＴＳＣ除去コームフィルター応答により、前記搬送
波の同期検出により発生するシステム特性の直流分及び
前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトが抑制される。第２
コームフィルターは前記同一チャネル干渉検出器に入力
信号として供給される一つの基底帯域信号を第２差動遅
延量に応じて一つの基底帯域信号と差動結合してＮＴＳ
Ｃ選択コームフィルター応答を発生させる。このような
ＮＴＳＣ選択コームフィルター応答により、前記搬送波
の同期検出により発生するシステム特性の直流分は抑制
され、前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号
の同期検出により発生するアーチファクトは強化され
る。第１振幅検出器は第１振幅検出応答が発生するよう
に前記ＮＴＳＣ除去コームフィ ルター応答の振幅を検出
し、第２振幅検出器は第２振幅検出応答が発生するよう
に前記ＮＴＳＣ選択コームフィルター応答の振幅を検出
する。振幅比較器は前記第１振幅検出応答と前記第２振
幅検出応答を比較して前記第１及び第２振幅検出応答に
規定量以上の差が発生する場合、前記相当量のＮＴＳＣ
同一チャネル干渉が存在するということを示す信号を供
給する。
路のシステム特性の直流分に敏感でないタイプの同一チ
ャネル干渉検出器を備える。前記ＤＴＶ信号受信機は増
幅された残留側波帯振幅変調ディジタルテレビジョン信
号を供給するための増幅器回路と、同一チャネル干渉検
出器にその入力信号として供給される少なくとも一つの
基底帯域信号を供給するために前記増幅された残留側波
帯振幅変調ディジタルテレビジョン信号に応答する復調
回路とを備える。前記少なくとも一つの基底帯域信号は
前記ＤＴＶ信号受信機に内蔵されるシンボルデコーディ
ング装置に供給され、一部の同一チャネル干渉アナログ
テレビジョン信号のアーチファクトを含むＩチャネル基
底帯域信号を備える。前記シンボルデコーディング装置
は、シンボルデコーディングされる前記Ｉチャネル基底
帯域信号に随伴される同一チャネル干渉アナログテレビ
ジョン信号のアーチファクトを抑制するために選択的に
動作するフィルターを備える。このようなフィルターは
前記シンボルデコーディング装置が相当量のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉の存在を示す信号を受信する。前記ＤＴ
Ｖ信号受信機に内蔵されるエラー訂正回路は、前記シン
ボルデコーディング装置におけるシンボルデコーディン
グ結果に発生するエラーを訂正するように連結される。
同一チャネル干渉検出器は次のような構成を有する。第
１コームフィルターは前記同一チャネル干渉検出器に入
力信号として供給される一つの基底帯域信号を第１差動
遅延量に応じて一つの基底帯域信号と差動結合してＮＴ
ＳＣ除去コームフィルター応答を発生させる。このよう
なＮＴＳＣ除去コームフィルター応答により、前記搬送
波の同期検出により発生するシステム特性の直流分及び
前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトが抑制される。第２
コームフィルターは前記同一チャネル干渉検出器に入力
信号として供給される一つの基底帯域信号を第２差動遅
延量に応じて一つの基底帯域信号と差動結合してＮＴＳ
Ｃ選択コームフィルター応答を発生させる。このような
ＮＴＳＣ選択コームフィルター応答により、前記搬送波
の同期検出により発生するシステム特性の直流分は抑制
され、前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号
の同期検出により発生するアーチファクトは強化され
る。第１振幅検出器は第１振幅検出応答が発生するよう
に前記ＮＴＳＣ除去コームフィ ルター応答の振幅を検出
し、第２振幅検出器は第２振幅検出応答が発生するよう
に前記ＮＴＳＣ選択コームフィルター応答の振幅を検出
する。振幅比較器は前記第１振幅検出応答と前記第２振
幅検出応答を比較して前記第１及び第２振幅検出応答に
規定量以上の差が発生する場合、前記相当量のＮＴＳＣ
同一チャネル干渉が存在するということを示す信号を供
給する。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、添付の図面に参照して本発
明の望ましい実施の形態を詳しく説明する。尚、図中の
共通部分には同じ参照符号を付して説明する。以下の説
明においては、本発明と関連付けられていない公知の構
成要素の機能説明を省略する。電子設計分野の当業者が
理解していることのように、添付図面の回路では動作順
序を正確にするためのシミング（shimming）遅延部が挿
入される。特定のシミング遅延要件に関して非正常的な
ものがあれば、本明細書ではその説明を省略する。
明の望ましい実施の形態を詳しく説明する。尚、図中の
共通部分には同じ参照符号を付して説明する。以下の説
明においては、本発明と関連付けられていない公知の構
成要素の機能説明を省略する。電子設計分野の当業者が
理解していることのように、添付図面の回路では動作順
序を正確にするためのシミング（shimming）遅延部が挿
入される。特定のシミング遅延要件に関して非正常的な
ものがあれば、本明細書ではその説明を省略する。
【００２５】図１はディジタルビデオカセットレコーダ
（ＤＶＣＲ）によるレコーディング又はテレビジョンセ
ットにおけるＭＰＥＧ−２デコーディング及びディスプ
レーに好適なエラー訂正データの復元に使用するディジ
タルテレビジョン信号受信機を示している。図１のＤＴ
Ｖ信号受信機は受信アンテナ８からテレビジョン放送信
号を受信するが、アンテナの代わりにケーブルネットワ
ークからも信号を受信することができる。前記テレビジ
ョン放送信号はＤＴＶ受信機“フロントエンド”１０に
入力信号として供給される。前記ＤＴＶ受信機“フロン
トエンド”１０は、一般に無線周波数テレビジョン信号
を残留側波帯ＤＴＶ信号を得るための中間周波数（Ｉ
Ｆ）増幅器チェーン１２に入力信号として供給されるＩ
Ｆテレビジョン信号に変換するための無線周波数増幅器
及び第１検出器を備える。前記ＤＴＶ信号受信機は、前
記第１検出器により極超短波（ＵＨＦ：ultra-high-fre
quency）帯域に変換されたＤＴＶ信号を増幅するための
ＩＦ増幅器、前記増幅されたＤＴＶ信号を超短波（ＶＨ
Ｆ：very-high-frequency）帯域に変換するための第２
検出器及び前記ＶＨＦ帯域に変換されたＤＴＶ信号を増
幅するための他のＩＦ増幅器を備えるＩＦ増幅器チェー
ン１２を有する複数の変換方式から構成されることが望
ましい。仮に、基底帯域への復調がディジタル方式によ
り行われると、前記ＩＦ増幅器チェーン１２は前記増幅
されたＩＦ信号を基底帯域に近い最終のＩＦ帯域に変換
するための第３検出器をさらに備える。
（ＤＶＣＲ）によるレコーディング又はテレビジョンセ
ットにおけるＭＰＥＧ−２デコーディング及びディスプ
レーに好適なエラー訂正データの復元に使用するディジ
タルテレビジョン信号受信機を示している。図１のＤＴ
Ｖ信号受信機は受信アンテナ８からテレビジョン放送信
号を受信するが、アンテナの代わりにケーブルネットワ
ークからも信号を受信することができる。前記テレビジ
ョン放送信号はＤＴＶ受信機“フロントエンド”１０に
入力信号として供給される。前記ＤＴＶ受信機“フロン
トエンド”１０は、一般に無線周波数テレビジョン信号
を残留側波帯ＤＴＶ信号を得るための中間周波数（Ｉ
Ｆ）増幅器チェーン１２に入力信号として供給されるＩ
Ｆテレビジョン信号に変換するための無線周波数増幅器
及び第１検出器を備える。前記ＤＴＶ信号受信機は、前
記第１検出器により極超短波（ＵＨＦ：ultra-high-fre
quency）帯域に変換されたＤＴＶ信号を増幅するための
ＩＦ増幅器、前記増幅されたＤＴＶ信号を超短波（ＶＨ
Ｆ：very-high-frequency）帯域に変換するための第２
検出器及び前記ＶＨＦ帯域に変換されたＤＴＶ信号を増
幅するための他のＩＦ増幅器を備えるＩＦ増幅器チェー
ン１２を有する複数の変換方式から構成されることが望
ましい。仮に、基底帯域への復調がディジタル方式によ
り行われると、前記ＩＦ増幅器チェーン１２は前記増幅
されたＩＦ信号を基底帯域に近い最終のＩＦ帯域に変換
するための第３検出器をさらに備える。
【００２６】ＳＡＷ（surface-acoustic-wave）フィル
ターはチャネル選択応答を形成し、隣接チャネルを取り
除くように前記ＵＨＦ帯域のためのＩＦ増幅器で使用さ
れることが望ましい。このようなＳＡＷフィルターは、
類似周波数及び固定振幅を持つパイロット搬送波及びＶ
ＳＢ ＤＴＶ信号の抑制搬送波周波数から５．３８ＭＨ
ｚ位置で迅速にカットオフする。したがって、前記ＳＡ
Ｗフィルターはある同一チャネル干渉アナログＴＶ信号
の周波数変調された音声搬送波を取り除く。前記ＩＦ増
幅器チェーン１２で同一チャネル干渉アナログＴＶ信号
のＦＭ音声搬送波を取り除くことにより、基底帯域シン
ボルを復元するために最終ＩＦ信号の検出時に発生する
搬送波のアーチファクトが防止され、シンボルデコーデ
ィング時に前記基底帯域シンボルのデータスライスを干
渉する前記アーチファクトを予測することができる。前
記アーチファクトの防止は、特に前記コームフィルター
における差動遅延が数個のシンボル周期より多い場合、
データスライス以前のコームフィルタリングにより達成
されることより良好である。
ターはチャネル選択応答を形成し、隣接チャネルを取り
除くように前記ＵＨＦ帯域のためのＩＦ増幅器で使用さ
れることが望ましい。このようなＳＡＷフィルターは、
類似周波数及び固定振幅を持つパイロット搬送波及びＶ
ＳＢ ＤＴＶ信号の抑制搬送波周波数から５．３８ＭＨ
ｚ位置で迅速にカットオフする。したがって、前記ＳＡ
Ｗフィルターはある同一チャネル干渉アナログＴＶ信号
の周波数変調された音声搬送波を取り除く。前記ＩＦ増
幅器チェーン１２で同一チャネル干渉アナログＴＶ信号
のＦＭ音声搬送波を取り除くことにより、基底帯域シン
ボルを復元するために最終ＩＦ信号の検出時に発生する
搬送波のアーチファクトが防止され、シンボルデコーデ
ィング時に前記基底帯域シンボルのデータスライスを干
渉する前記アーチファクトを予測することができる。前
記アーチファクトの防止は、特に前記コームフィルター
における差動遅延が数個のシンボル周期より多い場合、
データスライス以前のコームフィルタリングにより達成
されることより良好である。
【００２７】前記ＩＦ増幅器チェーン１２で発生する最
終のＩＦ出力信号は、実基底帯域信号及び仮想基底帯域
信号を復元するために最終のＩＦ帯域の残留側波帯振幅
変調ＤＴＶ信号を復調する複素復調器１４に供給され
る。このような復調は、例えば米国特許第５，４７９，
４４９号に記載のように少ないメガサイクル範囲の最終
のＩＦ帯域のアナログ−ディジタル変換以後、ディジタ
ル方式により行われることもできる。これとは異なり、
前記復調はアナログ方式でも行われるが、この場合、そ
の結果は通常的に他の処理過程を容易にするためにアナ
ログ−ディジタル変換過程を経る。複素復調は同位相
（Ｉ）同期復調及び直交位相（Ｑ）同期復調により行わ
れることが望ましい。前記復調過程のディジタル結果値
は一般に８ビット程度の精度を有するが、データのＮビ
ットを符号化する２Ｎレベルのシンボルを示す。最近、
２Ｎは図１のＤＴＶ信号受信機が前記アンテナ８を通し
て空中波放送を受信する場合は８であり、図１のＤＴＶ
信号受信機が有線放送を受信する場合には１６である。
本発明は地上の空中波放送受信と関連付けられており、
図１は受信された有線送信信号に対するシンボルデコー
ディング及びエラー訂正デコーディング機能を提供する
ＤＴＶ信号受信機の一部回路を示すことではない。
終のＩＦ出力信号は、実基底帯域信号及び仮想基底帯域
信号を復元するために最終のＩＦ帯域の残留側波帯振幅
変調ＤＴＶ信号を復調する複素復調器１４に供給され
る。このような復調は、例えば米国特許第５，４７９，
４４９号に記載のように少ないメガサイクル範囲の最終
のＩＦ帯域のアナログ−ディジタル変換以後、ディジタ
ル方式により行われることもできる。これとは異なり、
前記復調はアナログ方式でも行われるが、この場合、そ
の結果は通常的に他の処理過程を容易にするためにアナ
ログ−ディジタル変換過程を経る。複素復調は同位相
（Ｉ）同期復調及び直交位相（Ｑ）同期復調により行わ
れることが望ましい。前記復調過程のディジタル結果値
は一般に８ビット程度の精度を有するが、データのＮビ
ットを符号化する２Ｎレベルのシンボルを示す。最近、
２Ｎは図１のＤＴＶ信号受信機が前記アンテナ８を通し
て空中波放送を受信する場合は８であり、図１のＤＴＶ
信号受信機が有線放送を受信する場合には１６である。
本発明は地上の空中波放送受信と関連付けられており、
図１は受信された有線送信信号に対するシンボルデコー
ディング及びエラー訂正デコーディング機能を提供する
ＤＴＶ信号受信機の一部回路を示すことではない。
【００２８】シンボル同期化及び等化回路１６は少なく
とも複素復調器１４から位相整合（Ｉチャネル）基底帯
域信号のディジタル化した実際のサンプルを受信する。
かつ、図１のＤＴＶ信号受信機で前記回路１６は直交位
相（Ｑチャネル）基底帯域信号のディジタル化した仮想
のサンプルを受信する。前記シンボル同期化及び等化器
回路１６は受信された信号でゴースト及びチルト（ghos
t and tilt）を補償する調節可能な加重係数を有するデ
ィジタルフィルターを備える。前記シンボル同期化及び
等化回路１６はシンボル同期化又は“脱回転”のみなら
ず、振幅等化及びゴースト除去機能も提供する。振幅等
化前にシンボル同期化が行われるシンボル同期化及び等
化回路は米国特許第５，４７９，４４９号に開示されて
いる。そのような設計において、前記復調器１４は実基
底帯域信号及び仮想基底帯域信号を含むオーバーサンプ
リングされた復調器応答を前記シンボル同期化及び等化
回路１６に供給する。シンボル同期化後、前記オーバー
サンプリングされたデータは正常シンボルレートで基底
帯域のＩチャネル信号を抽出し、振幅等化及びゴースト
除去に用いられるディジタルフィルタリングによりサン
プルレートを減少させるために、デシメート（decimate
d）処理される。振幅等化過程がシンボル同期化過程に
先行するシンボル同期化及び等化回路において、“脱回
転”又は“位相トラッキング”もディジタル信号受信機
の設計分野の技術者には公知のものである。
とも複素復調器１４から位相整合（Ｉチャネル）基底帯
域信号のディジタル化した実際のサンプルを受信する。
かつ、図１のＤＴＶ信号受信機で前記回路１６は直交位
相（Ｑチャネル）基底帯域信号のディジタル化した仮想
のサンプルを受信する。前記シンボル同期化及び等化器
回路１６は受信された信号でゴースト及びチルト（ghos
t and tilt）を補償する調節可能な加重係数を有するデ
ィジタルフィルターを備える。前記シンボル同期化及び
等化回路１６はシンボル同期化又は“脱回転”のみなら
ず、振幅等化及びゴースト除去機能も提供する。振幅等
化前にシンボル同期化が行われるシンボル同期化及び等
化回路は米国特許第５，４７９，４４９号に開示されて
いる。そのような設計において、前記復調器１４は実基
底帯域信号及び仮想基底帯域信号を含むオーバーサンプ
リングされた復調器応答を前記シンボル同期化及び等化
回路１６に供給する。シンボル同期化後、前記オーバー
サンプリングされたデータは正常シンボルレートで基底
帯域のＩチャネル信号を抽出し、振幅等化及びゴースト
除去に用いられるディジタルフィルタリングによりサン
プルレートを減少させるために、デシメート（decimate
d）処理される。振幅等化過程がシンボル同期化過程に
先行するシンボル同期化及び等化回路において、“脱回
転”又は“位相トラッキング”もディジタル信号受信機
の設計分野の技術者には公知のものである。
【００２９】前記シンボル同期化及び等化回路１６の出
力信号の各サンプルは約１０ビットに分解されるが、実
は（２Ｎ＝８）レベルのうち一つを示すアナログシンボ
ルをディジタル形態として説明したものである。前記シ
ンボル同期化及び等化回路１６の出力信号は各種の公知
方法のうちいずれか一つの方法により利得制御処理され
てシンボルに対する理想的なステップレベルが知られ
る。このような利得制御の応答速度は非常に速いので、
一種の利得制御方法により前記複素復調器１４から供給
された実基底帯域信号の直流成分が＋１．２５の正規化
レベルに調整される。
力信号の各サンプルは約１０ビットに分解されるが、実
は（２Ｎ＝８）レベルのうち一つを示すアナログシンボ
ルをディジタル形態として説明したものである。前記シ
ンボル同期化及び等化回路１６の出力信号は各種の公知
方法のうちいずれか一つの方法により利得制御処理され
てシンボルに対する理想的なステップレベルが知られ
る。このような利得制御の応答速度は非常に速いので、
一種の利得制御方法により前記複素復調器１４から供給
された実基底帯域信号の直流成分が＋１．２５の正規化
レベルに調整される。
【００３０】このような利得制御方法は、一般に米国特
許第５，４７９，４４９号に開示されており、１９９７
年６月３日、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏などに対する米国特
許第５，５７３，４５４号（発明の名称：“AUTOMATIC
GAIN CONTROL OF RADIO RECEIVER FOR RECEIVING DIGIT
AL HIGH-DEFINITION TELEVISION SIGNALS”）により詳
しく開示されている。
許第５，４７９，４４９号に開示されており、１９９７
年６月３日、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏などに対する米国特
許第５，５７３，４５４号（発明の名称：“AUTOMATIC
GAIN CONTROL OF RADIO RECEIVER FOR RECEIVING DIGIT
AL HIGH-DEFINITION TELEVISION SIGNALS”）により詳
しく開示されている。
【００３１】前記シンボル同期化及び等化回路１６の出
力信号は、等化された基底帯域Ｉチャネル信号からデー
タフィールド同期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化
情報Ｓを復元するデータ同期検出回路１８にその入力信
号として供給される。これとは異なり、前記データ同期
検出回路１８の入力信号は等化過程以前に得られる。
力信号は、等化された基底帯域Ｉチャネル信号からデー
タフィールド同期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化
情報Ｓを復元するデータ同期検出回路１８にその入力信
号として供給される。これとは異なり、前記データ同期
検出回路１８の入力信号は等化過程以前に得られる。
【００３２】前記シンボル同期化及び等化回路１６から
出力信号として供給された正常シンボルレートの前記等
化Ｉチャネル信号のサンプルは、ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター２０にその入力信号として印加される。前記コ
ームフィルター２０は、２Ｎレベルシンボルの差動遅延
ストリーム対を発生させるための第１遅延装置２０１
と、前記コームフィルター２０の応答が発生するように
前記差動遅延シンボルストリームを線形的に組み合わせ
るための第１線形結合器２０２とを備える。米国特許第
５，２６０，７９３号に記載のように、前記第１遅延装
置２０１は１２個の２Ｎレベルシンボルの周期と同一の
遅延を提供し、前記第１線形結合器２０２は減算器とな
り得る。前記コームフィルター２０の出力信号の各サン
プルは約１０ビット程度に分解されるが、実は（４Ｎ−
１）＝１５レベルのうち一つを示すアナログシンボルを
ディジタル形態として説明したものである。
出力信号として供給された正常シンボルレートの前記等
化Ｉチャネル信号のサンプルは、ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター２０にその入力信号として印加される。前記コ
ームフィルター２０は、２Ｎレベルシンボルの差動遅延
ストリーム対を発生させるための第１遅延装置２０１
と、前記コームフィルター２０の応答が発生するように
前記差動遅延シンボルストリームを線形的に組み合わせ
るための第１線形結合器２０２とを備える。米国特許第
５，２６０，７９３号に記載のように、前記第１遅延装
置２０１は１２個の２Ｎレベルシンボルの周期と同一の
遅延を提供し、前記第１線形結合器２０２は減算器とな
り得る。前記コームフィルター２０の出力信号の各サン
プルは約１０ビット程度に分解されるが、実は（４Ｎ−
１）＝１５レベルのうち一つを示すアナログシンボルを
ディジタル形態として説明したものである。
【００３３】その入力信号の直流バイアス成分（すなわ
ち、ディジタルサンプル形態のシステム特性の直流分
（direct term））を抑制するように前記シンボル同期
化及び等化回路１６が設計されると思われる。前記コー
ムフィルター２０の入力信号として供給される前記シン
ボル同期化及び等化回路１６の出力信号の各サンプル
は、正規化レベル−７，−５，−３，−１，＋１，＋
３，＋５，＋７のうち一つを示すアナログシンボルをデ
ィジタル形態として説明したものである。このシンボル
レベルは“奇数”シンボルレベルと名づけられ、奇数レ
ベルデータスライーサ２２により検出されて０００，０
０１，０１０，０１１，１００，１０１及び１１１の中
間シンボルデコーディング結果をそれぞれ発生する。
ち、ディジタルサンプル形態のシステム特性の直流分
（direct term））を抑制するように前記シンボル同期
化及び等化回路１６が設計されると思われる。前記コー
ムフィルター２０の入力信号として供給される前記シン
ボル同期化及び等化回路１６の出力信号の各サンプル
は、正規化レベル−７，−５，−３，−１，＋１，＋
３，＋５，＋７のうち一つを示すアナログシンボルをデ
ィジタル形態として説明したものである。このシンボル
レベルは“奇数”シンボルレベルと名づけられ、奇数レ
ベルデータスライーサ２２により検出されて０００，０
０１，０１０，０１１，１００，１０１及び１１１の中
間シンボルデコーディング結果をそれぞれ発生する。
【００３４】前記コームフィルター２０の出力信号の各
サンプルは、次のような正規化レベル−１４，−１２，
−１０，−８，−６，−４，−２，０，＋２，＋４，＋
６，＋８，＋１０，＋１２，＋１４の一つを示すアナロ
グシンボルのディジタル形態である。このシンボルレベ
ルは“偶数”シンボルレベルと名づけられ、偶数レベル
データスライーサ２４により検出されて００１，０１
０，０１１，１００，１０１，１１０，１１１，００
０，００１，０１０，０１１，１００，１０１，１１０
及び１１１のプリコーディングされたシンボルデコーデ
ィング結果をそれぞれ発生する。
サンプルは、次のような正規化レベル−１４，−１２，
−１０，−８，−６，−４，−２，０，＋２，＋４，＋
６，＋８，＋１０，＋１２，＋１４の一つを示すアナロ
グシンボルのディジタル形態である。このシンボルレベ
ルは“偶数”シンボルレベルと名づけられ、偶数レベル
データスライーサ２４により検出されて００１，０１
０，０１１，１００，１０１，１１０，１１１，００
０，００１，０１０，０１１，１００，１０１，１１０
及び１１１のプリコーディングされたシンボルデコーデ
ィング結果をそれぞれ発生する。
【００３５】前記データスライーサ２２，２４は、詳細
な説明で上述した観点から、いわゆる“hard decisio
n”形態で構成されるか、ビタビデコーディング方式を
行うのに用いられる、いわゆる“soft decision”の形
態でも構成されることができる。回路の位置を変更し、
そのスライス範囲を修正するバイアスを提供するための
マルチプレクサ連結部を用いて前記奇数レベルデータス
ライーサ２２及び偶数レベルデータスライーサ２４を単
一データスライーサに取り替える配置状態が可能である
が、このような配置は動作の複雑性により望ましくな
い。
な説明で上述した観点から、いわゆる“hard decisio
n”形態で構成されるか、ビタビデコーディング方式を
行うのに用いられる、いわゆる“soft decision”の形
態でも構成されることができる。回路の位置を変更し、
そのスライス範囲を修正するバイアスを提供するための
マルチプレクサ連結部を用いて前記奇数レベルデータス
ライーサ２２及び偶数レベルデータスライーサ２４を単
一データスライーサに取り替える配置状態が可能である
が、このような配置は動作の複雑性により望ましくな
い。
【００３６】前記シンボル同期化及び等化回路１６はそ
の入力信号の直流バイアス成分（ディジタルサンプル形
態のシステム特性の直流分）を抑えるように設計される
と思われるが、前記直流バイアス成分は＋１．２５の正
規レベルをもち、パイロット搬送波の検出により前記複
素復調器１４から供給された実基底帯域信号で現れる。
実際、前記シンボル同期化及び等化回路１６はその入力
信号の直流バイアス成分を保存するように設計されるこ
とにより、少なくとも部分的には、前記シンボル同期化
及び等化回路１６の等化フィルターの設計は単純化す
る。したがって、前記奇数レベルデータスライーサ２２
のデータスライスレベルは、その入力信号としてデータ
ステップに随伴される直流バイアス成分を考慮するよう
にオフセットされる。前記第１線形結合器２０２が減算
器の場合、前記シンボル同期化及び等化回路１６がその
入力信号のシステム特性の直流分を抑制又は保存するよ
うに設計されるかは、前記偶数レベルデータスライーサ
２４のデータスライスレベルと関連付けてみるとあまり
重要ではない。しかしながら、前記第１遅延装置２０１
により提供された差動遅延が選択されて前記第１線形結
合器２０２が加算器となる場合、前記偶数レベルデータ
スライーサ２４のデータスライスレベルはその入力信号
としてデータステップに随伴される二倍の直流バイアス
成分を考慮するようにオフセットされるべきである。
の入力信号の直流バイアス成分（ディジタルサンプル形
態のシステム特性の直流分）を抑えるように設計される
と思われるが、前記直流バイアス成分は＋１．２５の正
規レベルをもち、パイロット搬送波の検出により前記複
素復調器１４から供給された実基底帯域信号で現れる。
実際、前記シンボル同期化及び等化回路１６はその入力
信号の直流バイアス成分を保存するように設計されるこ
とにより、少なくとも部分的には、前記シンボル同期化
及び等化回路１６の等化フィルターの設計は単純化す
る。したがって、前記奇数レベルデータスライーサ２２
のデータスライスレベルは、その入力信号としてデータ
ステップに随伴される直流バイアス成分を考慮するよう
にオフセットされる。前記第１線形結合器２０２が減算
器の場合、前記シンボル同期化及び等化回路１６がその
入力信号のシステム特性の直流分を抑制又は保存するよ
うに設計されるかは、前記偶数レベルデータスライーサ
２４のデータスライスレベルと関連付けてみるとあまり
重要ではない。しかしながら、前記第１遅延装置２０１
により提供された差動遅延が選択されて前記第１線形結
合器２０２が加算器となる場合、前記偶数レベルデータ
スライーサ２４のデータスライスレベルはその入力信号
としてデータステップに随伴される二倍の直流バイアス
成分を考慮するようにオフセットされるべきである。
【００３７】シンボル間の干渉抑制コームフィルター２
６は、前記コームフィルター２０により流入されたＩＳ
Ｉ（intersymbol interference：シンボル間の干渉）の
抑制されるフィルター応答を発生させるため、前記デー
タスライーサ２２，２４に後続配置されて使用される。
前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６は、３入力マルチ
プレクサ２６１，第２線形結合器２６２及び前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター２０の前記第１遅延装置２０１
の遅延と同一の遅延を有する第２遅延装置２６３を備え
る。前記第２線形結合器２６２は、前記第１線形結合器
２０２が減算器の場合はモジューロ８加算器となり、前
記第１線形結合器２０２が加算器の場合はモジューロ８
減算器となる。前記第１線形結合器２０２及び第２線形
結合器２６２は関連サンプルレートを十分に支援するた
めの線形組み合わせ動作を向上させるため、各々のＲＯ
Ｍ（Read Only Memory）から構成されることもできる。
前記マルチプレクサ２６１の出力信号は前記ＩＳＩ抑制
コームフィルター２６の応答を提供し、前記第２遅延装
置２６３により遅延される。前記第２線形結合器２６２
は前記偶数レベルデータスライーサ２４からプリコーデ
ィングされたシンボルデコーディング結果を前記第２遅
延装置２６３の出力信号と結合する。
６は、前記コームフィルター２０により流入されたＩＳ
Ｉ（intersymbol interference：シンボル間の干渉）の
抑制されるフィルター応答を発生させるため、前記デー
タスライーサ２２，２４に後続配置されて使用される。
前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６は、３入力マルチ
プレクサ２６１，第２線形結合器２６２及び前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター２０の前記第１遅延装置２０１
の遅延と同一の遅延を有する第２遅延装置２６３を備え
る。前記第２線形結合器２６２は、前記第１線形結合器
２０２が減算器の場合はモジューロ８加算器となり、前
記第１線形結合器２０２が加算器の場合はモジューロ８
減算器となる。前記第１線形結合器２０２及び第２線形
結合器２６２は関連サンプルレートを十分に支援するた
めの線形組み合わせ動作を向上させるため、各々のＲＯ
Ｍ（Read Only Memory）から構成されることもできる。
前記マルチプレクサ２６１の出力信号は前記ＩＳＩ抑制
コームフィルター２６の応答を提供し、前記第２遅延装
置２６３により遅延される。前記第２線形結合器２６２
は前記偶数レベルデータスライーサ２４からプリコーデ
ィングされたシンボルデコーディング結果を前記第２遅
延装置２６３の出力信号と結合する。
【００３８】前記マルチプレクサ２６１の出力信号はコ
ントローラー２８から前記マルチプレクサ２６１に供給
される第１、第２及び第３状態のマルチプレクサ制御信
号に応答して選択されることのように、前記マルチプレ
クサ２６１に印加される３種の入力信号のうちいずれか
一つを出力する。前記マルチプレクサ２６１の第１入力
ポートは、前記等化基底帯域Ｉチャネル信号からのデー
タフィールド同期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化
情報Ｓが前記データ同期検出回路１８により復元される
とき、前記コントローラー２８内のメモリから供給され
る理想的なシンボルデコーディング結果を受信する。前
記コントローラー２８は、前記復元時間に前記第１状態
のマルチプレクサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１
に供給して前記コントローラー２８内のメモリから供給
される理想的なシンボルデコーディング結果をその出力
信号の最終のコーディング結果として供給するように前
記マルチプレクサ２６１を調節する。前記奇数レベルデ
ータスライーサ２２は中間シンボルデコーディング結果
をその出力信号として前記マルチプレクサ２６１の第２
入力ポートに供給する。前記マルチプレクサ２６１は前
記第２状態のマルチプレクサ制御信号により調節されて
中間シンボルデコーディング結果を最終のコーディング
結果として出力する。前記第２線形結合器２６２はＩＳ
Ｉ抑制フィルタリングされたシンボルデコーディング結
果をその出力信号として前記マルチプレクサ２６１の第
３入力ポートに供給する。前記マルチプレクサ２６１は
前記第３状態のマルチプレクサ制御信号により調節され
てＩＳＩ抑制フィルタリングされたシンボルデコーディ
ング結果を最終のコーディング結果として出力する。前
記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６のＩＳＩ抑制フィル
タリングされたシンボルデコーディング結果から発生す
る実行エラーは、データ同期検出回路１８がデータフィ
ールド同期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化情報Ｓ
を復元するとき、前記コントローラー２８内のメモリか
ら供給される理想的なシンボルデコーディング結果をフ
ィードバック処理することにより、減少される。
ントローラー２８から前記マルチプレクサ２６１に供給
される第１、第２及び第３状態のマルチプレクサ制御信
号に応答して選択されることのように、前記マルチプレ
クサ２６１に印加される３種の入力信号のうちいずれか
一つを出力する。前記マルチプレクサ２６１の第１入力
ポートは、前記等化基底帯域Ｉチャネル信号からのデー
タフィールド同期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化
情報Ｓが前記データ同期検出回路１８により復元される
とき、前記コントローラー２８内のメモリから供給され
る理想的なシンボルデコーディング結果を受信する。前
記コントローラー２８は、前記復元時間に前記第１状態
のマルチプレクサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１
に供給して前記コントローラー２８内のメモリから供給
される理想的なシンボルデコーディング結果をその出力
信号の最終のコーディング結果として供給するように前
記マルチプレクサ２６１を調節する。前記奇数レベルデ
ータスライーサ２２は中間シンボルデコーディング結果
をその出力信号として前記マルチプレクサ２６１の第２
入力ポートに供給する。前記マルチプレクサ２６１は前
記第２状態のマルチプレクサ制御信号により調節されて
中間シンボルデコーディング結果を最終のコーディング
結果として出力する。前記第２線形結合器２６２はＩＳ
Ｉ抑制フィルタリングされたシンボルデコーディング結
果をその出力信号として前記マルチプレクサ２６１の第
３入力ポートに供給する。前記マルチプレクサ２６１は
前記第３状態のマルチプレクサ制御信号により調節され
てＩＳＩ抑制フィルタリングされたシンボルデコーディ
ング結果を最終のコーディング結果として出力する。前
記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６のＩＳＩ抑制フィル
タリングされたシンボルデコーディング結果から発生す
る実行エラーは、データ同期検出回路１８がデータフィ
ールド同期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化情報Ｓ
を復元するとき、前記コントローラー２８内のメモリか
ら供給される理想的なシンボルデコーディング結果をフ
ィードバック処理することにより、減少される。
【００３９】前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の前
記マルチプレクサ２６１の出力信号は、トレリスデコー
ダ回路３２に印加するためにデータアセンブラ３０によ
りアセンブリングされた３並列ビット群からなる最終の
シンボルデコーディング結果を含む。一般に、前記トレ
リスデコーダ回路３２は１２個のトレリスデコーダを使
用する。前記トレリスデコーディング結果は逆変換のた
めに前記トレリスデコーダ回路３２からデータディイン
タリーバー回路３４に供給される。バイトパーシング
（byte parsing）回路３６は前記データディインタリー
バー回路３４の出力信号をリードソロモンエラー訂正符
号化バイトに変換してリードソロモンデコーダ回路３８
に印加する。前記リードソロモンデコーダ回路３８はリ
ードソロモンデコーディング動作を行い、データディラ
ンダム化器４０に供給されるエラー訂正されたバイトス
トリームを発生させる。前記データディランダム化器４
０は再生データを前記受信機の残余構成要素（図示せ
ず）に供給する。完全なＤＴＶ受信機の前記残余構成要
素はパケット分類器、音声デコーダ、ＭＰＥＧ−２デコ
ーダなどの構成要素を含む。ディジタルテープレコーダ
／再生器に内蔵されるＤＴＶ受信機の残余構成要素はデ
ータ記録形式に変換するための回路を含む。
記マルチプレクサ２６１の出力信号は、トレリスデコー
ダ回路３２に印加するためにデータアセンブラ３０によ
りアセンブリングされた３並列ビット群からなる最終の
シンボルデコーディング結果を含む。一般に、前記トレ
リスデコーダ回路３２は１２個のトレリスデコーダを使
用する。前記トレリスデコーディング結果は逆変換のた
めに前記トレリスデコーダ回路３２からデータディイン
タリーバー回路３４に供給される。バイトパーシング
（byte parsing）回路３６は前記データディインタリー
バー回路３４の出力信号をリードソロモンエラー訂正符
号化バイトに変換してリードソロモンデコーダ回路３８
に印加する。前記リードソロモンデコーダ回路３８はリ
ードソロモンデコーディング動作を行い、データディラ
ンダム化器４０に供給されるエラー訂正されたバイトス
トリームを発生させる。前記データディランダム化器４
０は再生データを前記受信機の残余構成要素（図示せ
ず）に供給する。完全なＤＴＶ受信機の前記残余構成要
素はパケット分類器、音声デコーダ、ＭＰＥＧ−２デコ
ーダなどの構成要素を含む。ディジタルテープレコーダ
／再生器に内蔵されるＤＴＶ受信機の残余構成要素はデ
ータ記録形式に変換するための回路を含む。
【００４０】入力信号の直流バイアス成分に敏感でない
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４は、図１のＤＴＶ
信号受信機で基底帯域Ｉチャネル信号であるその入力信
号にあるＮＴＳＣ同一チャネル干渉で発生するアーチフ
ァクトの強度の検出に用いられる。
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４は、図１のＤＴＶ
信号受信機で基底帯域Ｉチャネル信号であるその入力信
号にあるＮＴＳＣ同一チャネル干渉で発生するアーチフ
ァクトの強度の検出に用いられる。
【００４１】前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４
は、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記奇数レベルデータ
スライーサ２２により行われるデータスライス過程で不
正確なエラーを発生させる程度で十分な強度を有してい
るかを示す表示を前記コントローラー２８に供給する。
仮に、前記検出器４４が前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉
が前記強度を有してしないと表示すると、前記コントロ
ーラー２８は大部分の時間には前記第２状態のマルチプ
レクサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１に供給す
る。このような場合が発生しない時期はデータフィール
ド同期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化情報Ｓが前
記データ同期検出回路１８により復元される時期であ
り、したがって、前記コントローラ２８は前記第１状態
のマルチプレクサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１
に供給する。前記マルチプレクサ２６１は前記奇数レベ
ルデータスライーサ２２から供給された中間シンボルデ
コーディング結果をその出力信号として再生させるよう
に前記第２状態のマルチプレクサ制御信号により調節さ
れる。
は、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前記奇数レベルデータ
スライーサ２２により行われるデータスライス過程で不
正確なエラーを発生させる程度で十分な強度を有してい
るかを示す表示を前記コントローラー２８に供給する。
仮に、前記検出器４４が前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉
が前記強度を有してしないと表示すると、前記コントロ
ーラー２８は大部分の時間には前記第２状態のマルチプ
レクサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１に供給す
る。このような場合が発生しない時期はデータフィール
ド同期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化情報Ｓが前
記データ同期検出回路１８により復元される時期であ
り、したがって、前記コントローラ２８は前記第１状態
のマルチプレクサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１
に供給する。前記マルチプレクサ２６１は前記奇数レベ
ルデータスライーサ２２から供給された中間シンボルデ
コーディング結果をその出力信号として再生させるよう
に前記第２状態のマルチプレクサ制御信号により調節さ
れる。
【００４２】仮に、前記検出器４４が前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉が前記データスライーサ２２により行われ
るデータスライス過程で不正確なエラーを発生させる程
度で十分な強度を有すると表示すると、前記コントロー
ラー２８は大部分の時間には前記第３状態のマルチプレ
クサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１に供給する。
このような場合が発生しない時期はデータフィールド同
期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化情報Ｓが前記デ
ータ同期検出回路１８により復元される時期であり、し
たがって、前記コントローラ２８は前記第１状態のマル
チプレクサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１に供給
する。前記マルチプレクサ２６１は前記第２線形結合器
２６２で発生して第２線形結合の結果として提供される
ＩＳＩ抑制フィルタリングされたシンボルデコーディン
グ結果をその出力信号として再生させるように第３状態
のマルチプレクサ制御信号により調節される。
チャネル干渉が前記データスライーサ２２により行われ
るデータスライス過程で不正確なエラーを発生させる程
度で十分な強度を有すると表示すると、前記コントロー
ラー２８は大部分の時間には前記第３状態のマルチプレ
クサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１に供給する。
このような場合が発生しない時期はデータフィールド同
期化情報Ｆ及びデータセグメント同期化情報Ｓが前記デ
ータ同期検出回路１８により復元される時期であり、し
たがって、前記コントローラ２８は前記第１状態のマル
チプレクサ制御信号を前記マルチプレクサ２６１に供給
する。前記マルチプレクサ２６１は前記第２線形結合器
２６２で発生して第２線形結合の結果として提供される
ＩＳＩ抑制フィルタリングされたシンボルデコーディン
グ結果をその出力信号として再生させるように第３状態
のマルチプレクサ制御信号により調節される。
【００４３】図２は、同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑え
るためのコームフィルタリング過程の利用可否に応じて
図１のＤＴＶ信号受信機における等化過程の修正方法を
示すフローチャートである。本発明者は基底帯域シンボ
ルコーディング過程で同一チャネルＮＴＳＣ干渉のアー
チファクトが存在することにより、仮にこのアーチファ
クトを取り除くための特別の処置が行われなければ、等
化フィルターカーネル係数の計算時にエラーが発生する
こともあると指摘している。
るためのコームフィルタリング過程の利用可否に応じて
図１のＤＴＶ信号受信機における等化過程の修正方法を
示すフローチャートである。本発明者は基底帯域シンボ
ルコーディング過程で同一チャネルＮＴＳＣ干渉のアー
チファクトが存在することにより、仮にこのアーチファ
クトを取り除くための特別の処置が行われなければ、等
化フィルターカーネル係数の計算時にエラーが発生する
こともあると指摘している。
【００４４】初期段階Ｓ１において、ＤＴＶ信号の複素
復調過程は図１のＤＴＶ信号受信機の複素復調器１４に
より連続的に行われて、受信されたＩチャネル基底帯域
信号と、前記受信されたＩチャネル基底帯域信号と直交
関係にある受信されたＱチャネル基底帯域信号が分離さ
れる。図１のＤＴＶ信号受信機における前記ＮＴＳＣ同
一チャネル干渉検出器４４により連続的に行われる判定
段階Ｓ２では、相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前
記受信されたＩチャネル基底帯域信号に随伴されるかが
判定される。
復調過程は図１のＤＴＶ信号受信機の複素復調器１４に
より連続的に行われて、受信されたＩチャネル基底帯域
信号と、前記受信されたＩチャネル基底帯域信号と直交
関係にある受信されたＱチャネル基底帯域信号が分離さ
れる。図１のＤＴＶ信号受信機における前記ＮＴＳＣ同
一チャネル干渉検出器４４により連続的に行われる判定
段階Ｓ２では、相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が前
記受信されたＩチャネル基底帯域信号に随伴されるかが
判定される。
【００４５】ＤＴＶ信号受信機における相当量の同一チ
ャネルＮＴＳＣ干渉は、トレリスデコーディング過程中
に発生するエラーの回数によりトレリスデコーディング
過程以後の２次元のリードソロモンデコーディング過程
のエラー訂正能力が大幅に超過されるレベルである。正
常的なバックグラウンド雑音のある受信状況下では、復
元されたデータに相当数のビットエラーが発生する。特
殊設計されたＤＴＶ信号受信機における相当量の同一チ
ャネルＮＴＳＣ干渉はその原形に対する実験により容易
に決められる。
ャネルＮＴＳＣ干渉は、トレリスデコーディング過程中
に発生するエラーの回数によりトレリスデコーディング
過程以後の２次元のリードソロモンデコーディング過程
のエラー訂正能力が大幅に超過されるレベルである。正
常的なバックグラウンド雑音のある受信状況下では、復
元されたデータに相当数のビットエラーが発生する。特
殊設計されたＤＴＶ信号受信機における相当量の同一チ
ャネルＮＴＳＣ干渉はその原形に対する実験により容易
に決められる。
【００４６】前記判定段階Ｓ２で微量の同一チャネルＮ
ＴＳＣ干渉が前記受信されたＩチャネル基底帯域信号に
随伴されると判定されると、ディジタル等化フィルター
のカーネル加重値を調節する段階Ｓ３と、前記段階Ｓ３
で発生した等化フィルター応答をシンボルデコーディン
グする段階Ｓ４が行われる。前記カーネル加重値を調節
する段階Ｓ３は、前記ディジタル等化フィルターが前記
Ｉチャネル基底帯域信号に整合された応答を供給するよ
うに行われる。前記等化フィルター応答をシンボルデコ
ーディングする段階Ｓ４が行われることにより、エラー
訂正のためにシンボルデコーディング結果をトレリスデ
コーディング処理する後続段階Ｓ５で用いられるシンボ
ルデコーディング結果が発生する。次に、トレリスデコ
ーディングの結果としてエラー訂正のためにリードソロ
モンデコーディング過程を行うＳ６段階が行われた後、
リードソロモンデコーディングの結果をディフォーマッ
トするためのＳ７段階が行われる。
ＴＳＣ干渉が前記受信されたＩチャネル基底帯域信号に
随伴されると判定されると、ディジタル等化フィルター
のカーネル加重値を調節する段階Ｓ３と、前記段階Ｓ３
で発生した等化フィルター応答をシンボルデコーディン
グする段階Ｓ４が行われる。前記カーネル加重値を調節
する段階Ｓ３は、前記ディジタル等化フィルターが前記
Ｉチャネル基底帯域信号に整合された応答を供給するよ
うに行われる。前記等化フィルター応答をシンボルデコ
ーディングする段階Ｓ４が行われることにより、エラー
訂正のためにシンボルデコーディング結果をトレリスデ
コーディング処理する後続段階Ｓ５で用いられるシンボ
ルデコーディング結果が発生する。次に、トレリスデコ
ーディングの結果としてエラー訂正のためにリードソロ
モンデコーディング過程を行うＳ６段階が行われた後、
リードソロモンデコーディングの結果をディフォーマッ
トするためのＳ７段階が行われる。
【００４７】一方、前記判定段階Ｓ２において、多量の
同一チャネルＮＴＳＣ干渉が前記受信されたＩチャネル
基底帯域信号と同時に発生すると判定されると、段階Ｓ
８では適宜のコームフィルターを用いて受信されたＩチ
ャネル基底帯域信号をコームフィルタリングする。段階
Ｓ９では、直列処理されたディジタル等化フィルターと
コームフィルターの応答を前記フィルターカスケード用
の理想的な応答に一致させるために前記ディジタル等化
フィルターのカーネル加重値が調節される。前記フィル
ターカスケードの応答をシンボルデコーディングするた
めの段階Ｓ１０の遂行後、前記シンボルデコーディング
応答をポストコーディングするための段階Ｓ１１が行わ
れてトレリスデコーディング過程を行う段階Ｓ５で使用
される訂正シンボルデコーディング結果を得ることがで
きる。次に、前記トレリスデコーディングの結果として
エラー訂正のためのリードソロモンデコーディング段階
Ｓ６及びリードソロモンデコーディング結果をディフォ
ーマットする段階Ｓ７が行われる。
同一チャネルＮＴＳＣ干渉が前記受信されたＩチャネル
基底帯域信号と同時に発生すると判定されると、段階Ｓ
８では適宜のコームフィルターを用いて受信されたＩチ
ャネル基底帯域信号をコームフィルタリングする。段階
Ｓ９では、直列処理されたディジタル等化フィルターと
コームフィルターの応答を前記フィルターカスケード用
の理想的な応答に一致させるために前記ディジタル等化
フィルターのカーネル加重値が調節される。前記フィル
ターカスケードの応答をシンボルデコーディングするた
めの段階Ｓ１０の遂行後、前記シンボルデコーディング
応答をポストコーディングするための段階Ｓ１１が行わ
れてトレリスデコーディング過程を行う段階Ｓ５で使用
される訂正シンボルデコーディング結果を得ることがで
きる。次に、前記トレリスデコーディングの結果として
エラー訂正のためのリードソロモンデコーディング段階
Ｓ６及びリードソロモンデコーディング結果をディフォ
ーマットする段階Ｓ７が行われる。
【００４８】ディジタル等化フィルター応答を等化する
段階Ｓ３でディジタル等化フィルターのカーネル加重値
の調節に用いられる補助方法は従来の技術によるディジ
タル等化フィルターのカーネル加重値の調節方法と類似
している。このような調節は、受信データフィールド同
期化コード又はその規定コード部の離散フーリエ変換
（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を計算し、前
記受信データフィールド同期化コード又はその規定コー
ド部を理想的なデータフィールド同期化コード又はその
規定コード部のＤＦＴに分割してＤＴＶ伝送チャネルの
ＤＦＴを決めることにより可能である。前記ＤＴＶ伝送
チャネルのＤＦＴは最も長い期間に対して正規化してチ
ャネルが特性化し、前記ディジタル等化フィルターのカ
ーネル加重値が選択されてチャネルを特性化する正規化
ＤＦＴが補完される。このような調節方法は、例えば、
１９９４年７月１９日、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏などに対
する米国特許第５，３３１，４１６号（発明の名称：
“METHODS FOR OPERATING GHOST-CANCELLATION CIRCUIT
RY FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER”）により詳し
く開示されている。この方法は、初期の調節が適応同期
化を用いることより迅速に行われるので、ディジタル等
化フィルターのカーネル加重値の初期調節用として望ま
しい。前記ディジタル同化フィルターのカーネル加重値
を初期に調節した後、適応等化方法が優先的に選択され
る。適応等化を行うためのブロックＬＭＳ方法は、１９
９７年７月１５日、Ｊ．Ｙａｎｇ氏などに対する米国特
許第５，６４８，９８７号（発明の名称：“RAPID-UPDA
TE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATIONFILTERING FOR DIGI
TAL RAPID RECEIVERS，SUCH AS HDTV RECEIVERS”）に
開示されている。適応等化過程を行うための連続ＬＭＳ
方法は、１９９７年４月４日、Ａ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅ
ｒｇ氏などに対する米国特許出願第０８／８３２，６７
４号（発明の名称：“DYNAMICALLY ADAPTIVE EQUALIZER
SYSTEM AND METHOD”）に開示されている。
段階Ｓ３でディジタル等化フィルターのカーネル加重値
の調節に用いられる補助方法は従来の技術によるディジ
タル等化フィルターのカーネル加重値の調節方法と類似
している。このような調節は、受信データフィールド同
期化コード又はその規定コード部の離散フーリエ変換
（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を計算し、前
記受信データフィールド同期化コード又はその規定コー
ド部を理想的なデータフィールド同期化コード又はその
規定コード部のＤＦＴに分割してＤＴＶ伝送チャネルの
ＤＦＴを決めることにより可能である。前記ＤＴＶ伝送
チャネルのＤＦＴは最も長い期間に対して正規化してチ
ャネルが特性化し、前記ディジタル等化フィルターのカ
ーネル加重値が選択されてチャネルを特性化する正規化
ＤＦＴが補完される。このような調節方法は、例えば、
１９９４年７月１９日、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏などに対
する米国特許第５，３３１，４１６号（発明の名称：
“METHODS FOR OPERATING GHOST-CANCELLATION CIRCUIT
RY FOR TV RECEIVER OR VIDEO RECORDER”）により詳し
く開示されている。この方法は、初期の調節が適応同期
化を用いることより迅速に行われるので、ディジタル等
化フィルターのカーネル加重値の初期調節用として望ま
しい。前記ディジタル同化フィルターのカーネル加重値
を初期に調節した後、適応等化方法が優先的に選択され
る。適応等化を行うためのブロックＬＭＳ方法は、１９
９７年７月１５日、Ｊ．Ｙａｎｇ氏などに対する米国特
許第５，６４８，９８７号（発明の名称：“RAPID-UPDA
TE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATIONFILTERING FOR DIGI
TAL RAPID RECEIVERS，SUCH AS HDTV RECEIVERS”）に
開示されている。適応等化過程を行うための連続ＬＭＳ
方法は、１９９７年４月４日、Ａ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅ
ｒｇ氏などに対する米国特許出願第０８／８３２，６７
４号（発明の名称：“DYNAMICALLY ADAPTIVE EQUALIZER
SYSTEM AND METHOD”）に開示されている。
【００４９】段階Ｓ９において、前記直列連結されたデ
ィジタル等化フィルターとコームフィルターの応答を前
記フィルターカスケードのための理想的な応答と一致さ
せるように前記ディジタル等化フィルターのカーネル加
重値を調節するための補助方法を行うためにＤＦＴが用
いられる。前記ＤＦＴは、特に適応等化過程に変換する
まえにＤＦＳ（data-field-synchronization：データフ
ィールド同期化）コード又はトレーニング信号のその規
定部分の使用に基づく高速の初期等化過程を行う場合に
有用である。ＮＴＳＣアーチファクトを取り除くための
コームフィルター２０によりコームフィルタリングされ
ることのように、受信ＤＦＳコード又はその規定コード
部のＤＦＴ（離散フリーエ変換）が計算される。その
後、前記ＤＦＴはコームフィルタリングされることのよ
うに前記理想的なＤＦＳコード又はその規定コード部の
ＤＦＴを理想的なデータフィールド同期化コード又はそ
の規定コード部のＤＦＴに分割することにより、ＤＴＶ
伝送チャネルの特性を示すＤＦＴを決めることができ
る。前記ＤＴＶ伝送チャネルのＤＦＴは最も長い期間に
対して正規化してチャネルが特性化し、前記ディジタル
等化フィルターのカーネル加重値が選択されてチャネル
を特性化させる正規化ＤＦＴが補完される。前記ディジ
タル等化フィルターのカーネル加重値の初期調節後、適
応等化方法を用いることが望ましい。このような適応等
化方法は、ＮＴＳＣアーチファクトを取り除くための前
記コームフィルター２０を用いて可能な有効信号状態の
数が二倍となるいうことから、ＮＴＳＣ同一チャネル干
渉のアーチファクトが微量の場合に使用される方法とは
異なる。
ィジタル等化フィルターとコームフィルターの応答を前
記フィルターカスケードのための理想的な応答と一致さ
せるように前記ディジタル等化フィルターのカーネル加
重値を調節するための補助方法を行うためにＤＦＴが用
いられる。前記ＤＦＴは、特に適応等化過程に変換する
まえにＤＦＳ（data-field-synchronization：データフ
ィールド同期化）コード又はトレーニング信号のその規
定部分の使用に基づく高速の初期等化過程を行う場合に
有用である。ＮＴＳＣアーチファクトを取り除くための
コームフィルター２０によりコームフィルタリングされ
ることのように、受信ＤＦＳコード又はその規定コード
部のＤＦＴ（離散フリーエ変換）が計算される。その
後、前記ＤＦＴはコームフィルタリングされることのよ
うに前記理想的なＤＦＳコード又はその規定コード部の
ＤＦＴを理想的なデータフィールド同期化コード又はそ
の規定コード部のＤＦＴに分割することにより、ＤＴＶ
伝送チャネルの特性を示すＤＦＴを決めることができ
る。前記ＤＴＶ伝送チャネルのＤＦＴは最も長い期間に
対して正規化してチャネルが特性化し、前記ディジタル
等化フィルターのカーネル加重値が選択されてチャネル
を特性化させる正規化ＤＦＴが補完される。前記ディジ
タル等化フィルターのカーネル加重値の初期調節後、適
応等化方法を用いることが望ましい。このような適応等
化方法は、ＮＴＳＣアーチファクトを取り除くための前
記コームフィルター２０を用いて可能な有効信号状態の
数が二倍となるいうことから、ＮＴＳＣ同一チャネル干
渉のアーチファクトが微量の場合に使用される方法とは
異なる。
【００５０】図３は基底帯域Ｉチャネル信号でない基底
帯域Ｑチャネル信号が入力信号として前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉検出器４４に印加されるということで、図
１のＤＴＶ信号受信機とは異なるＤＴＶ信号受信機の構
成を示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４は基底帯域Ｑチャネル信号のＮＴＳＣ
同一チャネル干渉から発生するアーチファクトの強度検
出に用いられる。前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器
４４の検出応答は、複素復調器１４で同期検出器の位相
同期が確立される時間に基底帯域Ｑチャネル信号に現れ
る一部の直流バイアス成分にも敏感でない。したがっ
て、シンボル同期化及び等化器１６で等化フィルタリン
グのための加重係数を計算することにおいて、基底帯域
信号とコームフィルタリングされた基底帯域信号との間
にはスイッチング作用がない。ＤＴＶ信号（例えば、ウ
ィーク（weak）信号の受信時、不良位相同期による）を
得る前記ＤＴＶ信号受信機以後の基底帯域Ｑチャネル信
号に現れる一部の直流バイアス成分も前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉検出器４４の検出応答には影響を及ぼさな
い。図３のＤＴＶ信号受信機で、相当量の同一チャネル
ＮＴＳＣ干渉が受信Ｉチャネル基底帯域信号に随伴され
るか否かに対する判定は、相当量の同一チャネルＮＴＳ
Ｃ干渉が受信Ｑチャネル基底帯域信号に随伴されるか否
かに対する判定から推論される。
帯域Ｑチャネル信号が入力信号として前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉検出器４４に印加されるということで、図
１のＤＴＶ信号受信機とは異なるＤＴＶ信号受信機の構
成を示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４は基底帯域Ｑチャネル信号のＮＴＳＣ
同一チャネル干渉から発生するアーチファクトの強度検
出に用いられる。前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器
４４の検出応答は、複素復調器１４で同期検出器の位相
同期が確立される時間に基底帯域Ｑチャネル信号に現れ
る一部の直流バイアス成分にも敏感でない。したがっ
て、シンボル同期化及び等化器１６で等化フィルタリン
グのための加重係数を計算することにおいて、基底帯域
信号とコームフィルタリングされた基底帯域信号との間
にはスイッチング作用がない。ＤＴＶ信号（例えば、ウ
ィーク（weak）信号の受信時、不良位相同期による）を
得る前記ＤＴＶ信号受信機以後の基底帯域Ｑチャネル信
号に現れる一部の直流バイアス成分も前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉検出器４４の検出応答には影響を及ぼさな
い。図３のＤＴＶ信号受信機で、相当量の同一チャネル
ＮＴＳＣ干渉が受信Ｉチャネル基底帯域信号に随伴され
るか否かに対する判定は、相当量の同一チャネルＮＴＳ
Ｃ干渉が受信Ｑチャネル基底帯域信号に随伴されるか否
かに対する判定から推論される。
【００５１】図４は、同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑え
るためのコームフィルタリング過程の利用可否に応じて
図３のＤＴＶ信号受信機における等化過程の修正方法を
示すフローチャートである。図３のＤＴＶ信号受信機に
対する図４のフローチャートは、相当量の同一チャネル
ＮＴＳＣ干渉が受信Ｑチャネル基底帯域信号に随伴され
るかを判定する段階Ｓ０２が相当量の同一チャネル干渉
が受信Ｉチャネル基底帯域信号に随伴されるかを判定す
る判定段階Ｓ２を代わるということから、図１のＤＴＶ
信号受信機に対する図２のフローチャートとは異なる。
るためのコームフィルタリング過程の利用可否に応じて
図３のＤＴＶ信号受信機における等化過程の修正方法を
示すフローチャートである。図３のＤＴＶ信号受信機に
対する図４のフローチャートは、相当量の同一チャネル
ＮＴＳＣ干渉が受信Ｑチャネル基底帯域信号に随伴され
るかを判定する段階Ｓ０２が相当量の同一チャネル干渉
が受信Ｉチャネル基底帯域信号に随伴されるかを判定す
る判定段階Ｓ２を代わるということから、図１のＤＴＶ
信号受信機に対する図２のフローチャートとは異なる。
【００５２】図５は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター
２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター１
２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形
構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター１２６を用いた図
１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳し
く示したブロック図である。減算器１２０２は前記ＮＴ
ＳＣ除去コームフィルター１２０で第１線形結合器の機
能を行い、モジューロ８加算器１２６２は前記ＩＳＩ抑
制コームフィルター１２６で第２線形結合器の機能を行
う。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター１２０では１２
シンボル周期の遅延を示す第１遅延器１２０１が用いら
れ、前記ＩＳＩ抑制コームフィルター１２６でも１２シ
ンボル周期の遅延を示す第２遅延器１２６３が用いられ
る。前記各遅延器１２０１，１２６３による１２シンボ
ル遅延はアナログＴＶ水平走査周波数ｆHの５９．７５
倍のアナログＴＶ映像搬送波のアーチファクトの１サイ
クル遅延に近い。前記１２シンボル遅延は前記アナログ
ＴＶ水平走査周波数ｆHの２８７．２５倍のアナログＴ
Ｖ色副搬送波のアーチファクトの５サイクル遅延に近
い。前記１２シンボル遅延は前記アナログＴＶ水平走査
周波数ｆHの３４５．７５倍のアナログＴＶ音声搬送波
のアーチファクトの６サイクル遅延に近い。これは、前
記音声搬送波、映像搬送波及び前記第１遅延器１２０１
により差動遅延される色副搬送波に近接する周波数に対
する前記減算器１２０２の差動結合応答が同一チャネル
干渉を減少させる傾向があるからである。しかしなが
ら、水平走査線を横切るエッジを有する映像信号部分
で、水平空間方向に離隔されているアナログＴＶ映像信
号の相関量は非常に少ない。
２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター１
２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形
構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター１２６を用いた図
１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳し
く示したブロック図である。減算器１２０２は前記ＮＴ
ＳＣ除去コームフィルター１２０で第１線形結合器の機
能を行い、モジューロ８加算器１２６２は前記ＩＳＩ抑
制コームフィルター１２６で第２線形結合器の機能を行
う。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター１２０では１２
シンボル周期の遅延を示す第１遅延器１２０１が用いら
れ、前記ＩＳＩ抑制コームフィルター１２６でも１２シ
ンボル周期の遅延を示す第２遅延器１２６３が用いられ
る。前記各遅延器１２０１，１２６３による１２シンボ
ル遅延はアナログＴＶ水平走査周波数ｆHの５９．７５
倍のアナログＴＶ映像搬送波のアーチファクトの１サイ
クル遅延に近い。前記１２シンボル遅延は前記アナログ
ＴＶ水平走査周波数ｆHの２８７．２５倍のアナログＴ
Ｖ色副搬送波のアーチファクトの５サイクル遅延に近
い。前記１２シンボル遅延は前記アナログＴＶ水平走査
周波数ｆHの３４５．７５倍のアナログＴＶ音声搬送波
のアーチファクトの６サイクル遅延に近い。これは、前
記音声搬送波、映像搬送波及び前記第１遅延器１２０１
により差動遅延される色副搬送波に近接する周波数に対
する前記減算器１２０２の差動結合応答が同一チャネル
干渉を減少させる傾向があるからである。しかしなが
ら、水平走査線を横切るエッジを有する映像信号部分
で、水平空間方向に離隔されているアナログＴＶ映像信
号の相関量は非常に少ない。
【００５３】図１の前記マルチプレクサ２６１の一変形
構成例のマルチプレクサ１２６１は、微量のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データスラ
イーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラー
が発生する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記デ
ータスライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能
なエラーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマ
ルチプレクサ制御信号により制御される。前記マルチプ
レクサ１２６１は、前記１２シンボル遅延器１２６３に
より１２シンボル周期だけ遅延され、加算器１２６２の
モジューロ８加算結果を前記加算器１２６２に被加数と
してフィードバックさせるためにその第３状態にある制
御信号により調節される。これを、単一エラーが１２シ
ンボル周期ごとに繰り返す実行エラーとして伝えられる
モジューラ累算過程という。前記ＩＳＩ抑制コームフィ
ルター１２６から発生する前記ＩＳＩ抑制フィルタリン
グシンボルデコーディング結果値の実行エラーは、ＤＦ
Ｓコードを含む各データセグメントの全体のみならず、
各データセグメントの開始部の４シンボル周期に対する
第１状態にあるマルチプレクサ１２６１により減少す
る。このような制御信号がその第１状態にある場合、前
記マルチプレクサ１２６１は図１のコントローラー２８
のメモリから供給される理想的なシンボルデコーディン
グ結果を出力する。理想的なシンボルデコーディング結
果を前記マルチプレクサ１２６１に印加することによ
り、実行エラーの発生は中止する。データセグメント当
たりの４＋６９（１２）シンボルが存在するので、前記
理想的なシンボルデコーディング結果がデータセグメン
トごとに位相で４シンボル周期でスリップバック（slip
back）されることにより、ある実行エラーも３データ
セグメントよりも長時間にかけて持続されない。
構成例のマルチプレクサ１２６１は、微量のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データスラ
イーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラー
が発生する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記デ
ータスライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能
なエラーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマ
ルチプレクサ制御信号により制御される。前記マルチプ
レクサ１２６１は、前記１２シンボル遅延器１２６３に
より１２シンボル周期だけ遅延され、加算器１２６２の
モジューロ８加算結果を前記加算器１２６２に被加数と
してフィードバックさせるためにその第３状態にある制
御信号により調節される。これを、単一エラーが１２シ
ンボル周期ごとに繰り返す実行エラーとして伝えられる
モジューラ累算過程という。前記ＩＳＩ抑制コームフィ
ルター１２６から発生する前記ＩＳＩ抑制フィルタリン
グシンボルデコーディング結果値の実行エラーは、ＤＦ
Ｓコードを含む各データセグメントの全体のみならず、
各データセグメントの開始部の４シンボル周期に対する
第１状態にあるマルチプレクサ１２６１により減少す
る。このような制御信号がその第１状態にある場合、前
記マルチプレクサ１２６１は図１のコントローラー２８
のメモリから供給される理想的なシンボルデコーディン
グ結果を出力する。理想的なシンボルデコーディング結
果を前記マルチプレクサ１２６１に印加することによ
り、実行エラーの発生は中止する。データセグメント当
たりの４＋６９（１２）シンボルが存在するので、前記
理想的なシンボルデコーディング結果がデータセグメン
トごとに位相で４シンボル周期でスリップバック（slip
back）されることにより、ある実行エラーも３データ
セグメントよりも長時間にかけて持続されない。
【００５４】図６は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター
２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター２
２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形
構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター２２６を用いた図
１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳し
く示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター２２０では６シンボル周期の遅延を示す第１遅
延器２２０１が用いられ、前記ＩＳＩ抑制コームフィル
ター２２６でも６シンボル周期の遅延を示す第２遅延器
２２６３が用いられる。前記各遅延器２２０１，２２６
３による６シンボル遅延はアナログＴＶ水平走査周波数
ｆHの５９．７５倍のアナログＴＶ映像搬送波のアーチ
ファクトの０．５サイクル遅延に近く、前記アナログＴ
Ｖ水平走査周波数ｆHの２８７．２５倍のアナログＴＶ
色副搬送波のアーチファクトの２．５サイクル遅延に近
く、前記アナログＴＶ水平走査周波数ｆHの３４５．７
５倍のアナログＴＶ音声搬送波のアーチファクトの３サ
イクル遅延に近い。減算器２２０２は前記ＮＴＳＣ除去
コームフィルター２２０の第１線形結合器の機能を行
い、モジューロ８加算器２２６２は前記ＩＳＩ抑制コー
ムフィルター２２６の第２線形結合器の機能を行う。前
記各遅延器２２０１，２２６３による遅延は、アナログ
ＴＶ搬送波周波数から変換されたＮＵＬＬ隣接周波数が
狭い帯域の周波数であっても、前記各遅延器１２０１，
１２６３による遅延よりは短いので、前記加算器２２６
２により加算結合された信号の良好な反相関性となる可
能性が前記減算器１２０２により差動結合された信号の
良好な相関性となる可能性よりは高い。アナログＴＶ映
像搬送波及び色副搬送波に近接する周波数から変換され
たアーチファクトは、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ー１２０応答の除去周波数帯域より広い前記ＮＴＳＣ除
去コームフィルター２２０応答の除去周波数帯域にかけ
てトラップフィルタリングされる。前記ＮＴＳＣ音声搬
送波アーチファクトは、前記ＮＴＳＣ除去コームフィル
ター２２０でない前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター１
２０によりトラップフィルタリングされる。しかしなが
ら、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の音声搬送波が
前記ＩＦ増幅器チェーン１２のＳＡＷフィルタリング又
は音声トラップにより抑えられると、前記ＮＴＳＣ除去
コームフィルター２２０の不十分な音声除去は問題とな
らない。同期チップ（sync tips）に対する応答は、図
５のＮＴＳＣ除去コームフィルター１２０でない図６の
ＮＴＳＣ除去コームフィルター２２０を用いると持続的
に減少して、前記トレリスデコーディング及びリードソ
ロモンコーディング中にエラー訂正を抑制しようとする
傾向が実際は減少する。
２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター２
２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形
構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター２２６を用いた図
１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳し
く示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター２２０では６シンボル周期の遅延を示す第１遅
延器２２０１が用いられ、前記ＩＳＩ抑制コームフィル
ター２２６でも６シンボル周期の遅延を示す第２遅延器
２２６３が用いられる。前記各遅延器２２０１，２２６
３による６シンボル遅延はアナログＴＶ水平走査周波数
ｆHの５９．７５倍のアナログＴＶ映像搬送波のアーチ
ファクトの０．５サイクル遅延に近く、前記アナログＴ
Ｖ水平走査周波数ｆHの２８７．２５倍のアナログＴＶ
色副搬送波のアーチファクトの２．５サイクル遅延に近
く、前記アナログＴＶ水平走査周波数ｆHの３４５．７
５倍のアナログＴＶ音声搬送波のアーチファクトの３サ
イクル遅延に近い。減算器２２０２は前記ＮＴＳＣ除去
コームフィルター２２０の第１線形結合器の機能を行
い、モジューロ８加算器２２６２は前記ＩＳＩ抑制コー
ムフィルター２２６の第２線形結合器の機能を行う。前
記各遅延器２２０１，２２６３による遅延は、アナログ
ＴＶ搬送波周波数から変換されたＮＵＬＬ隣接周波数が
狭い帯域の周波数であっても、前記各遅延器１２０１，
１２６３による遅延よりは短いので、前記加算器２２６
２により加算結合された信号の良好な反相関性となる可
能性が前記減算器１２０２により差動結合された信号の
良好な相関性となる可能性よりは高い。アナログＴＶ映
像搬送波及び色副搬送波に近接する周波数から変換され
たアーチファクトは、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ー１２０応答の除去周波数帯域より広い前記ＮＴＳＣ除
去コームフィルター２２０応答の除去周波数帯域にかけ
てトラップフィルタリングされる。前記ＮＴＳＣ音声搬
送波アーチファクトは、前記ＮＴＳＣ除去コームフィル
ター２２０でない前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター１
２０によりトラップフィルタリングされる。しかしなが
ら、同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の音声搬送波が
前記ＩＦ増幅器チェーン１２のＳＡＷフィルタリング又
は音声トラップにより抑えられると、前記ＮＴＳＣ除去
コームフィルター２２０の不十分な音声除去は問題とな
らない。同期チップ（sync tips）に対する応答は、図
５のＮＴＳＣ除去コームフィルター１２０でない図６の
ＮＴＳＣ除去コームフィルター２２０を用いると持続的
に減少して、前記トレリスデコーディング及びリードソ
ロモンコーディング中にエラー訂正を抑制しようとする
傾向が実際は減少する。
【００５５】図１のマルチプレクサ２６１の一変形構成
例のマルチプレクサ２２６１は、微量のＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉が存在すると判定されて前記データスライー
サ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラーが発
生する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データ
スライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエ
ラーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマルチ
プレクサ制御信号により制御される。前記マルチプレク
サ２２６１は、前記６シンボル遅延器２２６３により６
シンボル周期だけ遅延され、前記加算器２２６２のモジ
ューロ８加算結果を前記加算器２２６２に被加数として
フィードバックさせるためにその第３状態にある制御信
号により調節される。これを単一エラーが６シンボル周
期ごとに繰り返す実行エラーとして伝えられるモジュー
ラ累算過程という。前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２
２６から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデ
コーディング結果値の実行エラーは、フィールド同期を
含む各セグメントの全体のみならず、各データセグメン
トの開始部の４シンボル周期に対する第１状態にあるマ
ルチプレクサ２２６１により減少する。このような制御
信号がその第１状態にある場合、前記マルチプレクサ２
２６１は図１のコントローラー２８のメモリから供給さ
れる理想的なシンボルデコーディング結果を出力する。
理想的なシンボルデコーディング結果を前記マルチプレ
クサ２２６１に印加することにより実行エラーの発生は
中止する。データセグメント当たりの４＋１３８（６）
シンボルが存在するので、前記理想的なシンボルデコー
ディング結果がデータセグメントごとに位相で４シンボ
ル周期でスリップバック（slip back）されることによ
り、ある実行エラーも２データセグメントよりも長時間
にかけて持続されない。
例のマルチプレクサ２２６１は、微量のＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉が存在すると判定されて前記データスライー
サ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラーが発
生する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データ
スライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエ
ラーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマルチ
プレクサ制御信号により制御される。前記マルチプレク
サ２２６１は、前記６シンボル遅延器２２６３により６
シンボル周期だけ遅延され、前記加算器２２６２のモジ
ューロ８加算結果を前記加算器２２６２に被加数として
フィードバックさせるためにその第３状態にある制御信
号により調節される。これを単一エラーが６シンボル周
期ごとに繰り返す実行エラーとして伝えられるモジュー
ラ累算過程という。前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２
２６から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデ
コーディング結果値の実行エラーは、フィールド同期を
含む各セグメントの全体のみならず、各データセグメン
トの開始部の４シンボル周期に対する第１状態にあるマ
ルチプレクサ２２６１により減少する。このような制御
信号がその第１状態にある場合、前記マルチプレクサ２
２６１は図１のコントローラー２８のメモリから供給さ
れる理想的なシンボルデコーディング結果を出力する。
理想的なシンボルデコーディング結果を前記マルチプレ
クサ２２６１に印加することにより実行エラーの発生は
中止する。データセグメント当たりの４＋１３８（６）
シンボルが存在するので、前記理想的なシンボルデコー
ディング結果がデータセグメントごとに位相で４シンボ
ル周期でスリップバック（slip back）されることによ
り、ある実行エラーも２データセグメントよりも長時間
にかけて持続されない。
【００５６】前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２２６で
実行エラー周期の延長可能性は、前記実行エラーが頻繁
に発生し、この実行エラーが１２個のインタリーブされ
たトレリスコード数の二倍のトレリスコードに影響を及
ぼすとしても、前記ＩＳＩ抑制コームフィルター１２６
の場合よりは少ない。
実行エラー周期の延長可能性は、前記実行エラーが頻繁
に発生し、この実行エラーが１２個のインタリーブされ
たトレリスコード数の二倍のトレリスコードに影響を及
ぼすとしても、前記ＩＳＩ抑制コームフィルター１２６
の場合よりは少ない。
【００５７】図７は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター
２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター３
２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形
構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター３２６を用いた図
１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳し
く示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター３２０ではアナログＴＶ信号の２個の水平走査
線の周期と殆ど同一の１３６８シンボル周期の遅延を示
す第１遅延器として第１遅延器３２０１が用いられ、前
記ＩＳＩ抑制コームフィルター３２６でも１３６８シン
ボル周期の遅延を示す第２遅延器３２６３が用いられ
る。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター３２０の第１線
形結合器は減算器３２０２であり、前記ポストコーディ
ングコームフィルター３２６の第２線形結合器はモジュ
ーロ８加算器３２６２である。
２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター３
２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形
構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター３２６を用いた図
１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳し
く示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター３２０ではアナログＴＶ信号の２個の水平走査
線の周期と殆ど同一の１３６８シンボル周期の遅延を示
す第１遅延器として第１遅延器３２０１が用いられ、前
記ＩＳＩ抑制コームフィルター３２６でも１３６８シン
ボル周期の遅延を示す第２遅延器３２６３が用いられ
る。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター３２０の第１線
形結合器は減算器３２０２であり、前記ポストコーディ
ングコームフィルター３２６の第２線形結合器はモジュ
ーロ８加算器３２６２である。
【００５８】前記マルチプレクサ２６１の一変形構成例
のマルチプレクサ３２６１は、微量のＮＴＳＣ同一チャ
ネル干渉が存在すると判定されて前記データスライーサ
２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラーが発生
する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮＴＳＣ
同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データス
ライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラ
ーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマルチプ
レクサ制御信号により制御される。前記ＤＴＶ信号受信
機は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉内における交互走査
線間の変化を検出するための回路を含むことが望ましい
ので、前記コントローラー２８はそのような状態下で前
記マルチプレクサ３２６１の第３状態の供給を抑制させ
ることができる。
のマルチプレクサ３２６１は、微量のＮＴＳＣ同一チャ
ネル干渉が存在すると判定されて前記データスライーサ
２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラーが発生
する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮＴＳＣ
同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データス
ライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラ
ーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマルチプ
レクサ制御信号により制御される。前記ＤＴＶ信号受信
機は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉内における交互走査
線間の変化を検出するための回路を含むことが望ましい
ので、前記コントローラー２８はそのような状態下で前
記マルチプレクサ３２６１の第３状態の供給を抑制させ
ることができる。
【００５９】前記マルチプレクサ３２６１は、前記２映
像ライン遅延器３２６３により１３６８シンボル周期だ
け遅延され、加算器３２６２のモジューロ８加算結果を
前記加算器３２６２に被加数としてフィードバックさせ
るためにその第３状態にある制御信号により調節され
る。これを単一エラーが１３６８シンボル周期ごとに繰
り返す実行エラーとして伝えられるモジューラ累算過程
という。前記シンボルコード長さは前記リードソロモン
コードの単一ブロックより長いため、単一実行エラーは
前記リードソロモンデコーディング過程で容易に訂正さ
れる。前記ＩＳＩ抑制コームフィルター３２６から発生
するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデコーディング
結果値の実行エラーは、フィールド同期を含む各セグメ
ントの全体のみならず、各データセグメントの開始部の
４シンボル周期に対する第１状態にあるマルチプレクサ
３２６１により減少する。このような制御信号がその第
１状態にある場合、前記マルチプレクサ３２６１は図１
のコントローラー２８のメモリから供給される理想的な
シンボルデコーディング結果を出力する。理想的なシン
ボルデコーディング結果を前記マルチプレクサ３２６１
の出力信号に挿入することにより、実行エラーの発生が
中止する。前記ＮＴＳＣ映像フィールドの１６．６７ｍ
ｓ（millisecond）の持続時間はＤＴＶデータフィール
ドの２４．１９ｍｓに対して位相差を示すので、フィー
ルド同期を含むＤＴＶデータセグメントは全体ＮＴＳＣ
フレームラスタを走査する。前記ＮＴＳＣフレームラス
タの５２５個のラインはそれぞれ全体３５９，１００シ
ンボル周期に対して６８４シンボル周期を含む。前記３
５９，１００シンボル周期はフィールド同期を含むＤＴ
Ｖデータセグメントで８３２シンボル周期の４３２倍よ
り小さいので、４３２データフィールドより長い持続時
間の実行エラーがデータフィールド同期を含むＤＴＶデ
ータセグメントで理想的なシンボルデコーディング結果
を再生させるマルチプレクサ３２６１により取り除かれ
るという確信で推測することができる。かつ、理想的な
シンボルデコーディング結果を利用する開始コードグル
ープとＮＴＳＣ映像走査線の場合は位相差が存在する。
一つのコード開始グループで４シンボル周期の８９，７
７５倍の３５９，１００シンボル周期は、８９，７７５
個の連続データセグメントで走査されると推定すること
ができる。ＤＴＶデータフィールド当たり、３１３個の
データセグメントが存在するので、２８７データフィー
ルドより長い持続時間の実行エラーはコード開始グルー
プで理想的なシンボルデコーディング結果を出力するマ
ルチプレクサ３２６１により取り除かれるという確信で
推定することができる。実行エラーを抑制するための二
つのソースは相互無関係なので、２００個程度のデータ
フィールドより長い持続時間の実行エラーが発生する可
能性は非常に少ない。さらに、実行エラーが再発生する
場合、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が急激にロー状態とな
り、前記データスライーサ２２の応答を出力するために
前記マルチプレクサ３２６１を調節すると、そうでない
場合よりもエラーが迅速に訂正されることができる。
像ライン遅延器３２６３により１３６８シンボル周期だ
け遅延され、加算器３２６２のモジューロ８加算結果を
前記加算器３２６２に被加数としてフィードバックさせ
るためにその第３状態にある制御信号により調節され
る。これを単一エラーが１３６８シンボル周期ごとに繰
り返す実行エラーとして伝えられるモジューラ累算過程
という。前記シンボルコード長さは前記リードソロモン
コードの単一ブロックより長いため、単一実行エラーは
前記リードソロモンデコーディング過程で容易に訂正さ
れる。前記ＩＳＩ抑制コームフィルター３２６から発生
するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデコーディング
結果値の実行エラーは、フィールド同期を含む各セグメ
ントの全体のみならず、各データセグメントの開始部の
４シンボル周期に対する第１状態にあるマルチプレクサ
３２６１により減少する。このような制御信号がその第
１状態にある場合、前記マルチプレクサ３２６１は図１
のコントローラー２８のメモリから供給される理想的な
シンボルデコーディング結果を出力する。理想的なシン
ボルデコーディング結果を前記マルチプレクサ３２６１
の出力信号に挿入することにより、実行エラーの発生が
中止する。前記ＮＴＳＣ映像フィールドの１６．６７ｍ
ｓ（millisecond）の持続時間はＤＴＶデータフィール
ドの２４．１９ｍｓに対して位相差を示すので、フィー
ルド同期を含むＤＴＶデータセグメントは全体ＮＴＳＣ
フレームラスタを走査する。前記ＮＴＳＣフレームラス
タの５２５個のラインはそれぞれ全体３５９，１００シ
ンボル周期に対して６８４シンボル周期を含む。前記３
５９，１００シンボル周期はフィールド同期を含むＤＴ
Ｖデータセグメントで８３２シンボル周期の４３２倍よ
り小さいので、４３２データフィールドより長い持続時
間の実行エラーがデータフィールド同期を含むＤＴＶデ
ータセグメントで理想的なシンボルデコーディング結果
を再生させるマルチプレクサ３２６１により取り除かれ
るという確信で推測することができる。かつ、理想的な
シンボルデコーディング結果を利用する開始コードグル
ープとＮＴＳＣ映像走査線の場合は位相差が存在する。
一つのコード開始グループで４シンボル周期の８９，７
７５倍の３５９，１００シンボル周期は、８９，７７５
個の連続データセグメントで走査されると推定すること
ができる。ＤＴＶデータフィールド当たり、３１３個の
データセグメントが存在するので、２８７データフィー
ルドより長い持続時間の実行エラーはコード開始グルー
プで理想的なシンボルデコーディング結果を出力するマ
ルチプレクサ３２６１により取り除かれるという確信で
推定することができる。実行エラーを抑制するための二
つのソースは相互無関係なので、２００個程度のデータ
フィールドより長い持続時間の実行エラーが発生する可
能性は非常に少ない。さらに、実行エラーが再発生する
場合、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉が急激にロー状態とな
り、前記データスライーサ２２の応答を出力するために
前記マルチプレクサ３２６１を調節すると、そうでない
場合よりもエラーが迅速に訂正されることができる。
【００６０】図７のＮＴＳＣ除去コームフィルター３２
０の場合、アナログＴＶ水平同期パルスに応答して発生
する復調アーチファクト及びアナログＴＶ垂直同期パル
ス及び等化パルスに応答して発生する多い復調アーチフ
ァクトを抑制することにおいて、その性能は非常に優れ
ている。このアーチファクトは最も高いエネルギーを有
する同一チャネル干渉である。アナログＴＶ信号の映像
内容において、２走査線期間にかけて走査線対走査線の
変更時を除き、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター３２
０はその色相に問わず、前記映像内容を抑制することの
できる優れる機能を提供する。アナログＴＶ信号のＦＭ
音声搬送波は、図１のシンボル同期化及び等化器１６の
トラッキング除去フィルターにより抑制されない場合、
良好に抑制される。かつ、大部分のアナログＴＶカラー
バーストのアーチファクトも前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター３２０で抑制される。さらに、前記ＮＴＳＣ除
去コームフィルター３２０により提供されるフィルタリ
ング機能は、前記トレリスデコーディング過程によるＮ
ＴＳＣ干渉除去機能に対して“直交”関係にある。
０の場合、アナログＴＶ水平同期パルスに応答して発生
する復調アーチファクト及びアナログＴＶ垂直同期パル
ス及び等化パルスに応答して発生する多い復調アーチフ
ァクトを抑制することにおいて、その性能は非常に優れ
ている。このアーチファクトは最も高いエネルギーを有
する同一チャネル干渉である。アナログＴＶ信号の映像
内容において、２走査線期間にかけて走査線対走査線の
変更時を除き、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター３２
０はその色相に問わず、前記映像内容を抑制することの
できる優れる機能を提供する。アナログＴＶ信号のＦＭ
音声搬送波は、図１のシンボル同期化及び等化器１６の
トラッキング除去フィルターにより抑制されない場合、
良好に抑制される。かつ、大部分のアナログＴＶカラー
バーストのアーチファクトも前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター３２０で抑制される。さらに、前記ＮＴＳＣ除
去コームフィルター３２０により提供されるフィルタリ
ング機能は、前記トレリスデコーディング過程によるＮ
ＴＳＣ干渉除去機能に対して“直交”関係にある。
【００６１】図８は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター
２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター４
２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形
構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター４２６を用いた図
１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳し
く示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター４２０ではアナログＴＶ信号の２５２個の水平
走査線の周期と殆ど同一の１７９，２０８シンボル周期
の遅延を示す第１遅延器４２０１が用いられ、前記ＩＳ
Ｉ抑制コームフィルター４２６でも１７９，２０８シン
ボル周期の遅延を示す第２遅延器４２６３が用いられ
る。減算器４２０２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ー４２０の第１線形結合器の機能を行い、モジューロ８
加算器４２６２は前記ＩＳＩ抑制コームフィルター４２
６の第２線形結合器の機能を行う。
２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター４
２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形
構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター４２６を用いた図
１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳し
く示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター４２０ではアナログＴＶ信号の２５２個の水平
走査線の周期と殆ど同一の１７９，２０８シンボル周期
の遅延を示す第１遅延器４２０１が用いられ、前記ＩＳ
Ｉ抑制コームフィルター４２６でも１７９，２０８シン
ボル周期の遅延を示す第２遅延器４２６３が用いられ
る。減算器４２０２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ー４２０の第１線形結合器の機能を行い、モジューロ８
加算器４２６２は前記ＩＳＩ抑制コームフィルター４２
６の第２線形結合器の機能を行う。
【００６２】図１の前記マルチプレクサ２６１の一変形
構成例のマルチプレクサ４２６１は、微量のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データスラ
イーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラー
が発生する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記デ
ータスライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能
なエラーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマ
ルチプレクサ制御信号により制御される。前記ＤＴＶ信
号受信機は、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉内における
フィールド対フィールド変化を検出するための回路を含
むことが望ましいので、前記コントローラー２８はその
ような状態下で前記マルチプレクサ４２６１の第３状態
の供給を抑制させることができる。
構成例のマルチプレクサ４２６１は、微量のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データスラ
イーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラー
が発生する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記デ
ータスライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能
なエラーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマ
ルチプレクサ制御信号により制御される。前記ＤＴＶ信
号受信機は、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉内における
フィールド対フィールド変化を検出するための回路を含
むことが望ましいので、前記コントローラー２８はその
ような状態下で前記マルチプレクサ４２６１の第３状態
の供給を抑制させることができる。
【００６３】前記マルチプレクサ４２６１は、前記２映
像ライン遅延器４２６３により１７９，２０８シンボル
周期だけ遅延され、前記加算器４２６２のモジューロ８
加算結果を前記加算器４２６２に被加数としてフィード
バックさせるためにその第３状態にある制御信号により
調節される。これを単一エラーが１７９，２０８シンボ
ル周期ごとに繰り返す実行エラーとして伝えられるモジ
ューラ累算過程という。前記シンボルコードの長さは前
記リードソロモンコードの単一ブロックより長くて単一
実行エラーは前記リードソロモンデコーディング過程で
容易に訂正される。前記ＩＳＩ抑制コームフィルター４
２６から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデ
コーディング結果値における実行エラーは、フィールド
同期を含む各データセグメントの全体のみならず、各デ
ータセグメントの開始部の４シンボル周期に対する第１
状態のマルチプレクサ４２６１により減少する。このよ
うな制御信号がその第１状態にある場合、前記マルチプ
レクサ４２６１は図１のコントローラー２８のメモリか
ら供給される理想的なシンボルデコーディング結果を出
力する。理想的なシンボルデコーディング結果を前記マ
ルチプレクサ４２６１の出力信号に挿入することによ
り、実行エラーの発生が中止する。前記マルチプレクサ
４２６１の出力信号における実行エラーの除去に必要な
最大のデータフィールド数は前記マルチプレクサ３２６
１の出力信号における実行エラーの除去に必要な最大の
データフィールド数と殆ど同一であると推定することが
できる。しかしながら、エラーが前記周期で繰り返す回
数は因子１３１だけ減少する。
像ライン遅延器４２６３により１７９，２０８シンボル
周期だけ遅延され、前記加算器４２６２のモジューロ８
加算結果を前記加算器４２６２に被加数としてフィード
バックさせるためにその第３状態にある制御信号により
調節される。これを単一エラーが１７９，２０８シンボ
ル周期ごとに繰り返す実行エラーとして伝えられるモジ
ューラ累算過程という。前記シンボルコードの長さは前
記リードソロモンコードの単一ブロックより長くて単一
実行エラーは前記リードソロモンデコーディング過程で
容易に訂正される。前記ＩＳＩ抑制コームフィルター４
２６から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデ
コーディング結果値における実行エラーは、フィールド
同期を含む各データセグメントの全体のみならず、各デ
ータセグメントの開始部の４シンボル周期に対する第１
状態のマルチプレクサ４２６１により減少する。このよ
うな制御信号がその第１状態にある場合、前記マルチプ
レクサ４２６１は図１のコントローラー２８のメモリか
ら供給される理想的なシンボルデコーディング結果を出
力する。理想的なシンボルデコーディング結果を前記マ
ルチプレクサ４２６１の出力信号に挿入することによ
り、実行エラーの発生が中止する。前記マルチプレクサ
４２６１の出力信号における実行エラーの除去に必要な
最大のデータフィールド数は前記マルチプレクサ３２６
１の出力信号における実行エラーの除去に必要な最大の
データフィールド数と殆ど同一であると推定することが
できる。しかしながら、エラーが前記周期で繰り返す回
数は因子１３１だけ減少する。
【００６４】図８のＮＴＳＣ除去コームフィルター４２
０は、アナログＴＶ水平同期パルスに応答して発生する
全ての復調アーチファクト及びアナログＴＶ垂直同期パ
ルス及び等化パルスに応答して発生する大部分の復調ア
ーチファクトを抑制する。このアーチファクトは最も高
いエネルギーを有する同一チャネル干渉である。かつ、
前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター４２０は、フィール
ド対フィールド又はライン対ラインから変化しないアナ
ログＴＶ信号の映像内容から発生するアーチファクトを
抑えることにより、その水平空間周波数又は色相に問わ
ず停止パターンを取り除くことができる。大部分のアナ
ログＴＶカラーバーストのアーチファクトも前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター４２０の応答で抑制される。
０は、アナログＴＶ水平同期パルスに応答して発生する
全ての復調アーチファクト及びアナログＴＶ垂直同期パ
ルス及び等化パルスに応答して発生する大部分の復調ア
ーチファクトを抑制する。このアーチファクトは最も高
いエネルギーを有する同一チャネル干渉である。かつ、
前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター４２０は、フィール
ド対フィールド又はライン対ラインから変化しないアナ
ログＴＶ信号の映像内容から発生するアーチファクトを
抑えることにより、その水平空間周波数又は色相に問わ
ず停止パターンを取り除くことができる。大部分のアナ
ログＴＶカラーバーストのアーチファクトも前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター４２０の応答で抑制される。
【００６５】図９は、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ー２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター
５２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変
形構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター５２６を用いた
図１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳
しく示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ除去コーム
フィルター５２０では、アナログＴＶ信号の２フレーム
の周期と殆ど同一の７１８，２００シンボル周期の遅延
を示す第１遅延器５２０１が用いられ、前記ＩＳＩ抑制
コームフィルター５２６でも７１８，２００シンボル周
期の遅延を示す第２遅延器５２６３が用いられる。減算
器５２０２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター５２０
の第１線形結合器の機能を行い、モジューロ８加算器５
２６２は前記ＩＳＩ抑制コームフィルター５２６の第２
線形結合器の機能を行う。
ー２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去コームフィルター
５２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変
形構成例のＩＳＩ抑制コームフィルター５２６を用いた
図１又は図３のＤＴＶ信号受信機の一部回路の構成を詳
しく示したブロック図である。前記ＮＴＳＣ除去コーム
フィルター５２０では、アナログＴＶ信号の２フレーム
の周期と殆ど同一の７１８，２００シンボル周期の遅延
を示す第１遅延器５２０１が用いられ、前記ＩＳＩ抑制
コームフィルター５２６でも７１８，２００シンボル周
期の遅延を示す第２遅延器５２６３が用いられる。減算
器５２０２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター５２０
の第１線形結合器の機能を行い、モジューロ８加算器５
２６２は前記ＩＳＩ抑制コームフィルター５２６の第２
線形結合器の機能を行う。
【００６６】図１の前記マルチプレクサ２６１の一変形
構成例のマルチプレクサ５２６１は、微量のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データスラ
イーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラー
が発生する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記デ
ータスライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能
なエラーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマ
ルチプレクサ制御信号により制御される。前記ＤＴＶ信
号受信機は、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉内における
交互フレーム間の変化を検出するための回路を含むこと
が望ましいので、前記コントローラー２８はそのような
状態下で前記マルチプレクサ５２６１の第３状態の供給
を抑制させることができる。
構成例のマルチプレクサ５２６１は、微量のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉が存在すると判定されて前記データスラ
イーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能なエラー
が発生する大部分の時間には第２状態にあり、多量のＮ
ＴＳＣ同一チャネル干渉が存在すると判定されて前記デ
ータスライーサ２２から発生する出力信号に訂正不可能
なエラーが発生する大部分の時間には第３状態にあるマ
ルチプレクサ制御信号により制御される。前記ＤＴＶ信
号受信機は、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉内における
交互フレーム間の変化を検出するための回路を含むこと
が望ましいので、前記コントローラー２８はそのような
状態下で前記マルチプレクサ５２６１の第３状態の供給
を抑制させることができる。
【００６７】前記マルチプレクサ５２６１は前記２映像
フレーム遅延器５２６３により７１８，２００シンボル
周期だけ遅延され、前記加算器５２６２のモジューロ８
加算結果を前記加算器５２６２に被加数としてフィード
バックさせるためにその第３状態にある制御信号により
調節される。これを単一エラーが７１８，２００シンボ
ル周期ごとに繰り返す実行エラーとして伝えられるモジ
ューラ累算過程という。このようなシンボルコード長さ
は前記リードソロモンコードの単一ブロックより長くて
単一実行エラーは前記リードソロモンデコーディング過
程で容易に訂正される。前記ＩＳＩ抑制コームフィルタ
ー５２６から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボ
ルデコーディング結果値における実行エラーは、フィー
ルド同期を含む各セグメントの全体のみならず、各デー
タセグメントの開始部の４シンボル周期に対する第１状
態のマルチプレクサ５２６１により減少する。このよう
な制御信号がその第１状態にある場合、前記マルチプレ
クサ５２６１は、図１のコントローラー２８のメモリか
ら供給される理想的なシンボルデコーディング結果を出
力する。理想的なシンボルデコーディング結果を前記マ
ルチプレクサ５２６１の出力信号に挿入することによ
り、実行エラーの発生が中止する。前記マルチプレクサ
５２６１の出力信号における実行エラーの除去に必要な
最大のデータフィールド数は前記マルチプレクサ５２６
１の出力信号における実行エラーの除去に必要な最大の
データフィールド数と殆ど同一であると推定することが
できる。しかしながら、エラーが前記周期で繰り返す回
数は因子５２５だけ減少する。
フレーム遅延器５２６３により７１８，２００シンボル
周期だけ遅延され、前記加算器５２６２のモジューロ８
加算結果を前記加算器５２６２に被加数としてフィード
バックさせるためにその第３状態にある制御信号により
調節される。これを単一エラーが７１８，２００シンボ
ル周期ごとに繰り返す実行エラーとして伝えられるモジ
ューラ累算過程という。このようなシンボルコード長さ
は前記リードソロモンコードの単一ブロックより長くて
単一実行エラーは前記リードソロモンデコーディング過
程で容易に訂正される。前記ＩＳＩ抑制コームフィルタ
ー５２６から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボ
ルデコーディング結果値における実行エラーは、フィー
ルド同期を含む各セグメントの全体のみならず、各デー
タセグメントの開始部の４シンボル周期に対する第１状
態のマルチプレクサ５２６１により減少する。このよう
な制御信号がその第１状態にある場合、前記マルチプレ
クサ５２６１は、図１のコントローラー２８のメモリか
ら供給される理想的なシンボルデコーディング結果を出
力する。理想的なシンボルデコーディング結果を前記マ
ルチプレクサ５２６１の出力信号に挿入することによ
り、実行エラーの発生が中止する。前記マルチプレクサ
５２６１の出力信号における実行エラーの除去に必要な
最大のデータフィールド数は前記マルチプレクサ５２６
１の出力信号における実行エラーの除去に必要な最大の
データフィールド数と殆ど同一であると推定することが
できる。しかしながら、エラーが前記周期で繰り返す回
数は因子５２５だけ減少する。
【００６８】図９のＮＴＳＣ除去コームフィルター５２
０は、アナログＴＶ水平同期パルスに応答して発生する
全ての復調アーチファクトと、アナログＴＶ垂直同期パ
ルス及び等化パルスに応答して発生する大部分の復調ア
ーチファクトとを抑制する。このアーチファクトは最も
高いエネルギーを有する同一チャネル干渉である。か
つ、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター５２０は２フレ
ームにかけて変化しないアナログＴＶ信号の映像内容か
ら発生するアーチファクトを抑制することにより、その
空間周波数又は色相に問わず、そのような停止パターン
を取り除くことができる。全てのアナログＴＶカラーバ
ーストのアーチファクトも前記ＮＴＳＣ除去コームフィ
ルター５２０の応答で抑制される。
０は、アナログＴＶ水平同期パルスに応答して発生する
全ての復調アーチファクトと、アナログＴＶ垂直同期パ
ルス及び等化パルスに応答して発生する大部分の復調ア
ーチファクトとを抑制する。このアーチファクトは最も
高いエネルギーを有する同一チャネル干渉である。か
つ、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター５２０は２フレ
ームにかけて変化しないアナログＴＶ信号の映像内容か
ら発生するアーチファクトを抑制することにより、その
空間周波数又は色相に問わず、そのような停止パターン
を取り除くことができる。全てのアナログＴＶカラーバ
ーストのアーチファクトも前記ＮＴＳＣ除去コームフィ
ルター５２０の応答で抑制される。
【００６９】図１０は、図１及び図３のＤＴＶ信号受信
機で前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４が採用す
る一般的な構成形態を示したブロック図である。ノード
４４０は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４のた
めの入力信号を受信するが、この入力信号は、図１及び
図３のＤＴＶ信号受信機のシンボル同期化及び等化器回
路１６から供給された等化Ｉチャネル又はＱチャネル基
底帯域信号となり得る。かつ、前記入力信号はその代わ
りに修正された図１又は図３のＤＴＶ信号受信機の複素
復調器１４から等化されることなく、供給されるＩチャ
ネル又はＱチャネル基底帯域信号となり得る。前記ＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉検出器４４内のＮＴＳＣ除去コー
ムフィルターにおいて、第３遅延器４４１は前記ノード
４４０に印加された入力信号を差動遅延させてディジタ
ル減算器４４２のための被減数及び減数入力信号を発生
させる。前記減算器４４２から発生する差出力信号は前
記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期検
出により発生するアーチファクトの抑制されるＮＴＳＣ
除去コームフィルター応答Ｒである。前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉検出器４４内のＮＴＳＣ選択コームフィル
ターにおいて、第４遅延器４４３は前記ノード４４０に
印加された入力信号を差動遅延させてディジタル減算器
４４４のための被減数及び減数入力信号を発生させる。
前記減算器４４４から発生する差出力信号は前記同一チ
ャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期検出により
発生するアーチファクトの強化されるＮＴＳＣ選択コー
ムフィルター応答Ｓである。パイロット搬送波の同期検
出によるシステム特性の直流分は前記ＮＴＳＣ除去コー
ムフィルター応答Ｒ及び前記ＮＴＳＣ選択コームフィル
ター応答Ｓで抑制される。
機で前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４が採用す
る一般的な構成形態を示したブロック図である。ノード
４４０は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４のた
めの入力信号を受信するが、この入力信号は、図１及び
図３のＤＴＶ信号受信機のシンボル同期化及び等化器回
路１６から供給された等化Ｉチャネル又はＱチャネル基
底帯域信号となり得る。かつ、前記入力信号はその代わ
りに修正された図１又は図３のＤＴＶ信号受信機の複素
復調器１４から等化されることなく、供給されるＩチャ
ネル又はＱチャネル基底帯域信号となり得る。前記ＮＴ
ＳＣ同一チャネル干渉検出器４４内のＮＴＳＣ除去コー
ムフィルターにおいて、第３遅延器４４１は前記ノード
４４０に印加された入力信号を差動遅延させてディジタ
ル減算器４４２のための被減数及び減数入力信号を発生
させる。前記減算器４４２から発生する差出力信号は前
記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期検
出により発生するアーチファクトの抑制されるＮＴＳＣ
除去コームフィルター応答Ｒである。前記ＮＴＳＣ同一
チャネル干渉検出器４４内のＮＴＳＣ選択コームフィル
ターにおいて、第４遅延器４４３は前記ノード４４０に
印加された入力信号を差動遅延させてディジタル減算器
４４４のための被減数及び減数入力信号を発生させる。
前記減算器４４４から発生する差出力信号は前記同一チ
ャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期検出により
発生するアーチファクトの強化されるＮＴＳＣ選択コー
ムフィルター応答Ｓである。パイロット搬送波の同期検
出によるシステム特性の直流分は前記ＮＴＳＣ除去コー
ムフィルター応答Ｒ及び前記ＮＴＳＣ選択コームフィル
ター応答Ｓで抑制される。
【００７０】前記減算器４４２からの前記ＮＴＳＣ除去
コームフィルター応答Ｒの振幅は振幅検出器４４５によ
り検出され、前記減算器４４４からの前記ＮＴＳＣ選択
コームフィルター応答Ｓの振幅は振幅検出器４４６によ
り検出される。前記振幅比較器４４７は、前記振幅検出
器４４６の応答が前記振幅検出器４４５の応答を超過す
るか否かを示す出力ビットを発生させるため、前記振幅
増幅器４４５，４４６による振幅検出の結果を比較す
る。このような出力ビットはマルチプレクサ２６１の第
２及び第３状態から前記状態の選択に用いられる。例え
ば、前記振幅比較器４４７から発生する前記出力ビット
は、前記コントローラ２８が図１又は図３のＩＳＩ抑制
コームフィルター２６のマルチプレクサ２６１に供給す
る二つの制御ビットのうち一つとなり得る。もう一つの
制御ビットは前記コントローラー２８から供給された信
号が前記マルチプレクサ２６１の応答で再生されるかを
示す。
コームフィルター応答Ｒの振幅は振幅検出器４４５によ
り検出され、前記減算器４４４からの前記ＮＴＳＣ選択
コームフィルター応答Ｓの振幅は振幅検出器４４６によ
り検出される。前記振幅比較器４４７は、前記振幅検出
器４４６の応答が前記振幅検出器４４５の応答を超過す
るか否かを示す出力ビットを発生させるため、前記振幅
増幅器４４５，４４６による振幅検出の結果を比較す
る。このような出力ビットはマルチプレクサ２６１の第
２及び第３状態から前記状態の選択に用いられる。例え
ば、前記振幅比較器４４７から発生する前記出力ビット
は、前記コントローラ２８が図１又は図３のＩＳＩ抑制
コームフィルター２６のマルチプレクサ２６１に供給す
る二つの制御ビットのうち一つとなり得る。もう一つの
制御ビットは前記コントローラー２８から供給された信
号が前記マルチプレクサ２６１の応答で再生されるかを
示す。
【００７１】前記振幅検出器４４５，４４６は、例え
ば、各種のデータサンプル間隔と同一の時間定数を有す
る包絡線検出器となり得るので、その入力信号のデータ
成分の差は前記入力信号をランダムなものと推測させる
低い値に平均化する傾向がある。前記減算器４４２，４
４４の差出力信号に随伴されるランダムノイズの振幅差
も“０”に平均化する傾向がある。したがって、前記振
幅検出器４４５，４４６の振幅検出応答に規定値以上の
差が発生すると振幅比較器４４７が表示する場合、これ
は一部の同一干渉アナログテレビジョン信号のアーチフ
ァクトがノード４４０に供給される基底帯域信号で相当
レベル以上であるということを示す。このような相当レ
ベルは奇数レベルデータスライーサ２２に印加された前
記等化Ｉチャネル基底帯域信号のための相当なレベルに
対応する。前記Ｉチャネル基底帯域信号を簡単にデータ
スライスする過程によるシンボルデコーディングにおけ
るエラーは、一部の同一チャネル干渉アナログテレビジ
ョン信号のアーチファクトが相当なレベル以下に維持さ
れる限り、前記トレリス及びリードソロモンエラー訂正
コーディング過程で訂正されることができる。
ば、各種のデータサンプル間隔と同一の時間定数を有す
る包絡線検出器となり得るので、その入力信号のデータ
成分の差は前記入力信号をランダムなものと推測させる
低い値に平均化する傾向がある。前記減算器４４２，４
４４の差出力信号に随伴されるランダムノイズの振幅差
も“０”に平均化する傾向がある。したがって、前記振
幅検出器４４５，４４６の振幅検出応答に規定値以上の
差が発生すると振幅比較器４４７が表示する場合、これ
は一部の同一干渉アナログテレビジョン信号のアーチフ
ァクトがノード４４０に供給される基底帯域信号で相当
レベル以上であるということを示す。このような相当レ
ベルは奇数レベルデータスライーサ２２に印加された前
記等化Ｉチャネル基底帯域信号のための相当なレベルに
対応する。前記Ｉチャネル基底帯域信号を簡単にデータ
スライスする過程によるシンボルデコーディングにおけ
るエラーは、一部の同一チャネル干渉アナログテレビジ
ョン信号のアーチファクトが相当なレベル以下に維持さ
れる限り、前記トレリス及びリードソロモンエラー訂正
コーディング過程で訂正されることができる。
【００７２】ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチファク
トは前記減算器４４２から発生する前記コームフィルタ
ー応答Ｒで取り除かれ、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のア
ーチファクトは前記減算器４４４から発生する前記コー
ムフィルター応答Ｓで選択される。前記コームフィルタ
ー応答Ｓの振幅が前記コームフィルター応答Ｒの振幅よ
り大きい場合、このような差はノード４４０における信
号にＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチファクトが存在
することにより発生されると推定することができる。こ
のような状況に対して、前記振幅比較器４４７で供給さ
れる出力ビットにより前記マルチプレクサ２６１がその
第２状態で作動しないように調節されることにより、前
記奇数レベルデータスライーサ２２から発生する中間シ
ンボルデコーディング結果は、前記マルチプレクサ２６
１から発生する最終のシンボルデコーディング結果とし
て選択されない。
トは前記減算器４４２から発生する前記コームフィルタ
ー応答Ｒで取り除かれ、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のア
ーチファクトは前記減算器４４４から発生する前記コー
ムフィルター応答Ｓで選択される。前記コームフィルタ
ー応答Ｓの振幅が前記コームフィルター応答Ｒの振幅よ
り大きい場合、このような差はノード４４０における信
号にＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチファクトが存在
することにより発生されると推定することができる。こ
のような状況に対して、前記振幅比較器４４７で供給さ
れる出力ビットにより前記マルチプレクサ２６１がその
第２状態で作動しないように調節されることにより、前
記奇数レベルデータスライーサ２２から発生する中間シ
ンボルデコーディング結果は、前記マルチプレクサ２６
１から発生する最終のシンボルデコーディング結果とし
て選択されない。
【００７３】前記コームフィルター応答Ｓの振幅が前記
コームフィルター応答Ｒの振幅より大きくない場合、こ
のような差の不足はノード４４０における信号にＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉のアーチファクトの欠如により発生
すると推定することができる。このような状況に対し
て、前記振幅比較器４４７で供給される出力ビットによ
り前記マルチプレクサ２６１がその第３状態で作動しな
いように調節されることにより、前記第２線形結合器２
６２から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデ
コーディング結果は、前記マルチプレクサ２６１から発
生する最終のシンボルデコーディング結果として選択さ
れない。
コームフィルター応答Ｒの振幅より大きくない場合、こ
のような差の不足はノード４４０における信号にＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉のアーチファクトの欠如により発生
すると推定することができる。このような状況に対し
て、前記振幅比較器４４７で供給される出力ビットによ
り前記マルチプレクサ２６１がその第３状態で作動しな
いように調節されることにより、前記第２線形結合器２
６２から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデ
コーディング結果は、前記マルチプレクサ２６１から発
生する最終のシンボルデコーディング結果として選択さ
れない。
【００７４】図１１乃至図１４に示したＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉検出器４４の良好な実施の形態において、６
シンボル遅延器１４４３は第４遅延器４４３として用い
られる。
ャネル干渉検出器４４の良好な実施の形態において、６
シンボル遅延器１４４３は第４遅延器４４３として用い
られる。
【００７５】図１１は、特に図５のシンボルデコーディ
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器１４４を示したブロック図である。第３遅
延器１４４１は前記ノード４４０に供給された基底帯域
信号に随伴されるＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファ
クトを抑制するコームフィルターの前記減算器４４２に
前記被減数入力信号と減数入力信号との１２シンボル差
動遅延を提供する。このアーチファクトは映像搬送波、
カラー副搬送波及び音声搬送波の周波数に近接する周波
数を有するアナログＴＶ信号成分から発生する。本発明
の望ましくない実施の形態の場合、前記第３遅延器４４
１は前記映像搬送波及びカラー副搬送波の周波数に近接
する周波数を有するアナログＴＶ信号成分から発生する
前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を抑制するために、ＮＴ
ＳＣ水平走査線の持続時間より長いか、或いは短い遅延
時間を有するように選択される。
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器１４４を示したブロック図である。第３遅
延器１４４１は前記ノード４４０に供給された基底帯域
信号に随伴されるＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファ
クトを抑制するコームフィルターの前記減算器４４２に
前記被減数入力信号と減数入力信号との１２シンボル差
動遅延を提供する。このアーチファクトは映像搬送波、
カラー副搬送波及び音声搬送波の周波数に近接する周波
数を有するアナログＴＶ信号成分から発生する。本発明
の望ましくない実施の形態の場合、前記第３遅延器４４
１は前記映像搬送波及びカラー副搬送波の周波数に近接
する周波数を有するアナログＴＶ信号成分から発生する
前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を抑制するために、ＮＴ
ＳＣ水平走査線の持続時間より長いか、或いは短い遅延
時間を有するように選択される。
【００７６】図１２は、特に図７のシンボルデコーディ
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器３４４を示したブロック図である。ＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉検出器３４４において、１３６８シ
ンボルの第３遅延器３４４１はＮＴＳＣ同一チャネル干
渉アーチファクトの抑制に用いられるＮＴＳＣ除去コー
ムフィルターで２ビデオライン持続時間の差動遅延を提
供する。
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器３４４を示したブロック図である。ＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉検出器３４４において、１３６８シ
ンボルの第３遅延器３４４１はＮＴＳＣ同一チャネル干
渉アーチファクトの抑制に用いられるＮＴＳＣ除去コー
ムフィルターで２ビデオライン持続時間の差動遅延を提
供する。
【００７７】図１３は、特に図８のシンボルデコーディ
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４４を示したブロック図である。ＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉検出器４４４において、１７９，２
０８シンボルの第３遅延器４４４１はＮＴＳＣ同一チャ
ネル干渉アーチファクトの抑制に用いられるＮＴＳＣ除
去コームフィルターで２６２ビデオライン持続時間の差
動遅延を提供する。
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４４を示したブロック図である。ＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉検出器４４４において、１７９，２
０８シンボルの第３遅延器４４４１はＮＴＳＣ同一チャ
ネル干渉アーチファクトの抑制に用いられるＮＴＳＣ除
去コームフィルターで２６２ビデオライン持続時間の差
動遅延を提供する。
【００７８】図１４は、特に図９のシンボルデコーディ
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器５４４を示したブロック図である。ＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉検出器５４４において、２ビデオフ
レーム持続時間の差動遅延を提供する７１８，２００シ
ンボル遅延器５４４１はＮＴＳＣ同一チャネル干渉アー
チファクトの抑制に用いられるＮＴＳＣ除去コームフィ
ルターで第３遅延器として用いられる。
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器５４４を示したブロック図である。ＮＴＳ
Ｃ同一チャネル干渉検出器５４４において、２ビデオフ
レーム持続時間の差動遅延を提供する７１８，２００シ
ンボル遅延器５４４１はＮＴＳＣ同一チャネル干渉アー
チファクトの抑制に用いられるＮＴＳＣ除去コームフィ
ルターで第３遅延器として用いられる。
【００７９】図１５は、図５のＮＴＳＣ同一チャネル干
渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネル干
渉検出器０４４が第４遅延器４４３を図１のＮＴＳＣ除
去コームフィルター２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去
コームフィルター０２０の第１遅延部として共有される
方法を示したブロック図である。前記第１遅延器の残余
構成部０２０１は前記第４遅延部４４３と直列連結され
て前記ノード４４０に供給された入力信号を差動遅延さ
せることにより、ディジタル減算器０２０２のために被
減数及び減数入力信号を発生させる。前記減算器０２０
２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター２０で第１線形
結合器の役割を果たす。前記減算器０２０２の差出力信
号によりＮＴＳＣ除去コームフィルター応答が偶数レベ
ルデータスライーサ２４にその入力信号として供給され
るのみならず、前記振幅検出器４４５にもその入力信号
として供給される。前記第３遅延器４４１は前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター０２０で第１遅延器を提供する
前記直列連結された構成要素４４３と０２０１により提
供され、前記減算器４４２は前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター０２０の減算器０２０２により提供される。し
たがって、図１５において前記構成要素４４１，４４２
は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター０２０に含まれ、
別途には存在しない。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ー０２０により流入されるシンボル間の干渉はモジュー
ロ８ディジタル減算器０２６２を第２線形結合器として
使用するＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形構成
例のＩＳＩ抑制コームフィルター０２６により抑制され
る。
渉検出器４４の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネル干
渉検出器０４４が第４遅延器４４３を図１のＮＴＳＣ除
去コームフィルター２０の一変形構成例のＮＴＳＣ除去
コームフィルター０２０の第１遅延部として共有される
方法を示したブロック図である。前記第１遅延器の残余
構成部０２０１は前記第４遅延部４４３と直列連結され
て前記ノード４４０に供給された入力信号を差動遅延さ
せることにより、ディジタル減算器０２０２のために被
減数及び減数入力信号を発生させる。前記減算器０２０
２は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター２０で第１線形
結合器の役割を果たす。前記減算器０２０２の差出力信
号によりＮＴＳＣ除去コームフィルター応答が偶数レベ
ルデータスライーサ２４にその入力信号として供給され
るのみならず、前記振幅検出器４４５にもその入力信号
として供給される。前記第３遅延器４４１は前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター０２０で第１遅延器を提供する
前記直列連結された構成要素４４３と０２０１により提
供され、前記減算器４４２は前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター０２０の減算器０２０２により提供される。し
たがって、図１５において前記構成要素４４１，４４２
は前記ＮＴＳＣ除去コームフィルター０２０に含まれ、
別途には存在しない。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ー０２０により流入されるシンボル間の干渉はモジュー
ロ８ディジタル減算器０２６２を第２線形結合器として
使用するＩＳＩ抑制コームフィルター２６の一変形構成
例のＩＳＩ抑制コームフィルター０２６により抑制され
る。
【００８０】図１６は、図１及び図３のＤＴＶ信号受信
機で前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４６の一般的
な構成形態を示したブロック図である。ノード４６０は
前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４のための入力
信号を受信するが、この入力信号は図１及び図３のＤＴ
Ｖ信号受信機のシンボル同期化及び等化器回路１６から
供給された等化Ｉチャネル又はＱチャネル基底帯域信号
となり得る。かつ、前記入力信号はその代わりに修正さ
れた図１又は図３のＤＴＶ信号受信機の複素復調器１４
から等化されることなく、供給されるＩチャネル又はＱ
チャネル基底帯域信号となり得る。前記ＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉検出器４６内のＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ーにおいて、第５遅延器４６１は前記ノード４６０に印
加された入力信号を差動遅延させてディジタル加算器４
６２のための被加数入力信号を発生させる。前記加算器
４６２からの加算出力信号（sum output signal）は前
記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期検
出から発生するアーチファクトの抑制されるＮＴＳＣ除
去コームフィルター応答Ｒである。前記ＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉検出器４６内のＮＴＳＣ選択コームフィルタ
ーにおいて、第６遅延器４６３は前記ノード４６０に印
加された入力信号を差動遅延させてディジタル加算器４
６４のための被加数入力信号を発生させる。前記加算器
４６４からの加算出力信号は前記同一チャネル干渉アナ
ログテレビジョン信号の同期検出により発生するアーチ
ファクトの強化されるＮＴＳＣ選択コームフィルター応
答Ｓである。前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４６
において、パイロット搬送波の同期検出によるシステム
特性の直流分は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４
４のように抑制されることよりは、前記ＮＴＳＣ除去コ
ームフィルター応答Ｒ及び前記ＮＴＳＣ選択コームフィ
ルター応答Ｓで強化される。
機で前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４６の一般的
な構成形態を示したブロック図である。ノード４６０は
前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４４のための入力
信号を受信するが、この入力信号は図１及び図３のＤＴ
Ｖ信号受信機のシンボル同期化及び等化器回路１６から
供給された等化Ｉチャネル又はＱチャネル基底帯域信号
となり得る。かつ、前記入力信号はその代わりに修正さ
れた図１又は図３のＤＴＶ信号受信機の複素復調器１４
から等化されることなく、供給されるＩチャネル又はＱ
チャネル基底帯域信号となり得る。前記ＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉検出器４６内のＮＴＳＣ除去コームフィルタ
ーにおいて、第５遅延器４６１は前記ノード４６０に印
加された入力信号を差動遅延させてディジタル加算器４
６２のための被加数入力信号を発生させる。前記加算器
４６２からの加算出力信号（sum output signal）は前
記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期検
出から発生するアーチファクトの抑制されるＮＴＳＣ除
去コームフィルター応答Ｒである。前記ＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉検出器４６内のＮＴＳＣ選択コームフィルタ
ーにおいて、第６遅延器４６３は前記ノード４６０に印
加された入力信号を差動遅延させてディジタル加算器４
６４のための被加数入力信号を発生させる。前記加算器
４６４からの加算出力信号は前記同一チャネル干渉アナ
ログテレビジョン信号の同期検出により発生するアーチ
ファクトの強化されるＮＴＳＣ選択コームフィルター応
答Ｓである。前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４６
において、パイロット搬送波の同期検出によるシステム
特性の直流分は前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器４
４のように抑制されることよりは、前記ＮＴＳＣ除去コ
ームフィルター応答Ｒ及び前記ＮＴＳＣ選択コームフィ
ルター応答Ｓで強化される。
【００８１】前記加算器４６２からの前記ＮＴＳＣ除去
コームフィルター応答Ｒの振幅は振幅検出器４６５によ
り検出され、前記加算器４６４からの前記ＮＴＳＣ選択
コームフィルター応答Ｓの振幅は振幅検出器４６６によ
り検出される。振幅比較器４６７は、前記振幅検出器４
６６の応答が前記振幅検出器４６５の応答を超過するか
を示す出力ビットを発生させるため、前記振幅検出器４
６５，４６６による振幅検出の結果を比較する。このよ
うな出力ビットはマルチプレクサ２６１の動作の第２及
び第３状態から前記状態の選択に用いられる。例えば、
前記振幅比較器４６７から発生する前記出力ビットは、
前記コントローラー２８が図１又は図３のＩＳＩ抑制コ
ームフィルター２６のマルチプレクサ２６１に供給する
二つの制御ビットのうち一つとなり得る。もう一つの制
御ビットは前記コントローラー２８から供給された信号
が前記マルチプレクサ２６１の応答で再生されるかを示
す。
コームフィルター応答Ｒの振幅は振幅検出器４６５によ
り検出され、前記加算器４６４からの前記ＮＴＳＣ選択
コームフィルター応答Ｓの振幅は振幅検出器４６６によ
り検出される。振幅比較器４６７は、前記振幅検出器４
６６の応答が前記振幅検出器４６５の応答を超過するか
を示す出力ビットを発生させるため、前記振幅検出器４
６５，４６６による振幅検出の結果を比較する。このよ
うな出力ビットはマルチプレクサ２６１の動作の第２及
び第３状態から前記状態の選択に用いられる。例えば、
前記振幅比較器４６７から発生する前記出力ビットは、
前記コントローラー２８が図１又は図３のＩＳＩ抑制コ
ームフィルター２６のマルチプレクサ２６１に供給する
二つの制御ビットのうち一つとなり得る。もう一つの制
御ビットは前記コントローラー２８から供給された信号
が前記マルチプレクサ２６１の応答で再生されるかを示
す。
【００８２】前記振幅検出器４６５及び４６６は、例え
ば多数のデータサンプル間隔と同一の時間定数を有する
包絡線検出器となり得るので、その入力信号のデータ成
分の差は前記入力信号をランダムなものと推測せしめる
低い値に平均化する傾向がある。前記加算器４６２，４
６４の加算出力信号に随伴されるランダムノイズ及び直
流分の振幅差も“０”に平均化する傾向がある。したが
って、前記振幅検出器４６５，４６６の振幅検出応答に
規定値以上の差が発生すると振幅比較器４６７が表示す
る場合、これは一部の同一干渉アナログテレビジョン信
号のアーチファクトがノード４６０に供給される基底帯
域信号で相当レベル以上であるということを示す。この
ような相当なレベルは奇数レベルデータスライーサ２２
に印加された前記等化Ｉチャネル基底帯域信号のための
相当なレベルに対応する。前記Ｉチャネル基底帯域信号
を簡単にデータスライスする過程によるシンボルデコー
ディングのエラーは、一部の同一チャネル干渉アナログ
テレビジョン信号のアーチファクトが相当なレベル以下
に維持される限り、前記トレリス及びリードソロモンエ
ラー訂正コーディング過程により訂正されることができ
る。
ば多数のデータサンプル間隔と同一の時間定数を有する
包絡線検出器となり得るので、その入力信号のデータ成
分の差は前記入力信号をランダムなものと推測せしめる
低い値に平均化する傾向がある。前記加算器４６２，４
６４の加算出力信号に随伴されるランダムノイズ及び直
流分の振幅差も“０”に平均化する傾向がある。したが
って、前記振幅検出器４６５，４６６の振幅検出応答に
規定値以上の差が発生すると振幅比較器４６７が表示す
る場合、これは一部の同一干渉アナログテレビジョン信
号のアーチファクトがノード４６０に供給される基底帯
域信号で相当レベル以上であるということを示す。この
ような相当なレベルは奇数レベルデータスライーサ２２
に印加された前記等化Ｉチャネル基底帯域信号のための
相当なレベルに対応する。前記Ｉチャネル基底帯域信号
を簡単にデータスライスする過程によるシンボルデコー
ディングのエラーは、一部の同一チャネル干渉アナログ
テレビジョン信号のアーチファクトが相当なレベル以下
に維持される限り、前記トレリス及びリードソロモンエ
ラー訂正コーディング過程により訂正されることができ
る。
【００８３】ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチファク
トは前記加算器４６４から発生する前記コームフィルタ
ー応答Ｒで取り除かれ、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のア
ーチファクトは前記加算器４６４から発生する前記コー
ムフィルター応答Ｓで選択される。前記コームフィルタ
ー応答Ｓの振幅が前記コームフィルターＲの振幅より大
きい場合、このような差はノード４６０における信号に
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチファクトが存在する
ことにより発生すると推定することができる。このよう
な状況に対して、前記振幅比較器４６７により供給され
る出力ビットにより前記マルチプレクサ２６１がその第
２状態で作動しないように調節されることにより、前記
奇数レベルデータスライーサ２２から発生する中間シン
ボルデコーディング結果は、前記マルチプレクサ２６１
から発生する最終のシンボルデコーディング結果として
選択されない。
トは前記加算器４６４から発生する前記コームフィルタ
ー応答Ｒで取り除かれ、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のア
ーチファクトは前記加算器４６４から発生する前記コー
ムフィルター応答Ｓで選択される。前記コームフィルタ
ー応答Ｓの振幅が前記コームフィルターＲの振幅より大
きい場合、このような差はノード４６０における信号に
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチファクトが存在する
ことにより発生すると推定することができる。このよう
な状況に対して、前記振幅比較器４６７により供給され
る出力ビットにより前記マルチプレクサ２６１がその第
２状態で作動しないように調節されることにより、前記
奇数レベルデータスライーサ２２から発生する中間シン
ボルデコーディング結果は、前記マルチプレクサ２６１
から発生する最終のシンボルデコーディング結果として
選択されない。
【００８４】前記コームフィルター応答Ｓの振幅が前記
コームフィルター応答Ｒより大きくない場合、このよう
な差の不足はノード４６０における信号にＮＴＳＣ同一
チャネル干渉のアーチファクトの欠如により発生すると
推定することができる。このような状況に対して、前記
振幅比較器４６７により供給される出力ビットにより前
記マルチプレクサ２６１がその第３状態で作動しないよ
うに調節されることにより、前記第２線形結合器２６２
から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデコー
ディング結果は、前記マルチプレクサ２６１から発生す
る最終のシンボルデコーディング結果として選択されな
い。
コームフィルター応答Ｒより大きくない場合、このよう
な差の不足はノード４６０における信号にＮＴＳＣ同一
チャネル干渉のアーチファクトの欠如により発生すると
推定することができる。このような状況に対して、前記
振幅比較器４６７により供給される出力ビットにより前
記マルチプレクサ２６１がその第３状態で作動しないよ
うに調節されることにより、前記第２線形結合器２６２
から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデコー
ディング結果は、前記マルチプレクサ２６１から発生す
る最終のシンボルデコーディング結果として選択されな
い。
【００８５】図１７は、特に図６のシンボルデコーディ
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４６の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器２４４を示したブロック図である。前記第
５遅延器２４６１は前記ノード４６０に供給された基底
帯域信号に随伴されるＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチ
ファクトを抑制するコームフィルターの前記加算器４６
２に前記被加数入力信号間の６シンボル差動遅延を提供
する。このアーチファクトは映像搬送波、カラー副搬送
波の周波数に近接する周波数を有するアナログＴＶ信号
成分から発生する。前記第６遅延器２４６３は前記ノー
ド４６０に供給された基底帯域信号に随伴され、映像搬
送波、カラー副搬送波の周波数に近接する周波数から発
生するＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクトを強化
するコームフィルターの前記加算器４６２に前記被加数
入力信号間の１２シンボル差動遅延を提供する。
ング装置に使用するための図１０のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器４６の一変形構成例のＮＴＳＣ同一チャネ
ル干渉検出器２４４を示したブロック図である。前記第
５遅延器２４６１は前記ノード４６０に供給された基底
帯域信号に随伴されるＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチ
ファクトを抑制するコームフィルターの前記加算器４６
２に前記被加数入力信号間の６シンボル差動遅延を提供
する。このアーチファクトは映像搬送波、カラー副搬送
波の周波数に近接する周波数を有するアナログＴＶ信号
成分から発生する。前記第６遅延器２４６３は前記ノー
ド４６０に供給された基底帯域信号に随伴され、映像搬
送波、カラー副搬送波の周波数に近接する周波数から発
生するＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクトを強化
するコームフィルターの前記加算器４６２に前記被加数
入力信号間の１２シンボル差動遅延を提供する。
【００８６】図１８は、並列作動する多数の偶数レベル
データスライーサＡ２４，Ｂ２４，Ｃ２４を用いるため
に、本発明の他の側面に応じて構成される、上述した方
式の図１のＤＴＶ信号受信機の変形実施の形態を示した
ブロック図である。前記各々のデータスライーサはＮＴ
ＳＣ除去コームフィルターに後続配置され、ＩＳＩ抑制
コームフィルターに先行配置される。前記偶数レベルデ
ータスライーサＡ２４は、第１方式のＮＴＳＣ除去フィ
ルターＡ２０の応答を一番目にプリコーディングされた
シンボルデコーディング結果に変換して、第１方式のＩ
ＳＩ抑制コームフィルターＡ２６に印加する。前記偶数
レベルデータスライーサＢ２４は、第２方式のＮＴＳＣ
除去フィルターＢ２０の応答を二番目にコームフィルタ
リングされたシンボルデコーディング結果に変換して、
第２方式のＩＳＩ抑制コームフィルターＢ２６に印加す
る。前記偶数レベルデータスライーサＣ２４は、第３方
式のＮＴＳＣ除去フィルターＣ２０の応答を三番目にコ
ームフィルタリングされたシンボルデコーディング結果
に変換して、第３方式のＩＳＩ抑制コームフィルターＣ
２６に印加する。前記奇数レベルデータスライーサ２２
は中間シンボルデコーディング結果を前記ＩＳＩ抑制コ
ームフィルターＡ２６，Ｂ２６，Ｃ２６に供給する。図
１８の構成要素に対する識別番号における接頭語Ａ，Ｂ
及びＣは、図５乃至図９のいずれか一つに示したような
受信機部分が用いられる場合、整数２，３，４及び５の
いずれか一つに対応する相異なる整数値である。
データスライーサＡ２４，Ｂ２４，Ｃ２４を用いるため
に、本発明の他の側面に応じて構成される、上述した方
式の図１のＤＴＶ信号受信機の変形実施の形態を示した
ブロック図である。前記各々のデータスライーサはＮＴ
ＳＣ除去コームフィルターに後続配置され、ＩＳＩ抑制
コームフィルターに先行配置される。前記偶数レベルデ
ータスライーサＡ２４は、第１方式のＮＴＳＣ除去フィ
ルターＡ２０の応答を一番目にプリコーディングされた
シンボルデコーディング結果に変換して、第１方式のＩ
ＳＩ抑制コームフィルターＡ２６に印加する。前記偶数
レベルデータスライーサＢ２４は、第２方式のＮＴＳＣ
除去フィルターＢ２０の応答を二番目にコームフィルタ
リングされたシンボルデコーディング結果に変換して、
第２方式のＩＳＩ抑制コームフィルターＢ２６に印加す
る。前記偶数レベルデータスライーサＣ２４は、第３方
式のＮＴＳＣ除去フィルターＣ２０の応答を三番目にコ
ームフィルタリングされたシンボルデコーディング結果
に変換して、第３方式のＩＳＩ抑制コームフィルターＣ
２６に印加する。前記奇数レベルデータスライーサ２２
は中間シンボルデコーディング結果を前記ＩＳＩ抑制コ
ームフィルターＡ２６，Ｂ２６，Ｃ２６に供給する。図
１８の構成要素に対する識別番号における接頭語Ａ，Ｂ
及びＣは、図５乃至図９のいずれか一つに示したような
受信機部分が用いられる場合、整数２，３，４及び５の
いずれか一つに対応する相異なる整数値である。
【００８７】第１方式の同一チャネル干渉検出器Ａ４４
は、前記第１方式のＮＴＳＣ除去コームフィルターＡ２
０が現在等化されたＩチャネル信号にあるアナログＴＶ
信号から同一チャネル干渉を効率よく減少させるかを前
記Ｑチャネル信号から判断する。第２方式の同一チャネ
ル干渉検出器Ｂ４４は、前記第２方式のＮＴＳＣ除去コ
ームフィルターＢ２０が現在等化されたＩチャネル信号
にあるアナログＴＶ信号から同一チャネル干渉を効率よ
く減少させるかを前記Ｑチャネル信号から判断する。第
３方式の同一チャネル干渉検出器Ｃ４４は、前記第３方
式のＮＴＳＣ除去コームフィルターＣ２０が現在等化さ
れたＩチャネル信号にあるアナログＴＶ信号から同一チ
ャネル干渉を効率よく減少させるかを前記Ｑチャネル信
号から判断する。前記Ｑチャネル信号のパイロット搬送
波を抑制することにより、前記同一チャネル干渉検出器
Ａ４４，Ｂ４４及びＣ４４が前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルターＡ２０，Ｂ２０及びＣ２０の相対的な有効性に
対する表示を容易に提供することができる。
は、前記第１方式のＮＴＳＣ除去コームフィルターＡ２
０が現在等化されたＩチャネル信号にあるアナログＴＶ
信号から同一チャネル干渉を効率よく減少させるかを前
記Ｑチャネル信号から判断する。第２方式の同一チャネ
ル干渉検出器Ｂ４４は、前記第２方式のＮＴＳＣ除去コ
ームフィルターＢ２０が現在等化されたＩチャネル信号
にあるアナログＴＶ信号から同一チャネル干渉を効率よ
く減少させるかを前記Ｑチャネル信号から判断する。第
３方式の同一チャネル干渉検出器Ｃ４４は、前記第３方
式のＮＴＳＣ除去コームフィルターＣ２０が現在等化さ
れたＩチャネル信号にあるアナログＴＶ信号から同一チ
ャネル干渉を効率よく減少させるかを前記Ｑチャネル信
号から判断する。前記Ｑチャネル信号のパイロット搬送
波を抑制することにより、前記同一チャネル干渉検出器
Ａ４４，Ｂ４４及びＣ４４が前記ＮＴＳＣ除去コームフ
ィルターＡ２０，Ｂ２０及びＣ２０の相対的な有効性に
対する表示を容易に提供することができる。
【００８８】シンボルデコーディング選択回路９０は訂
正シンボルデコーディングの最上の概算値を発生させて
アセンブラ３０に印加する。このような最上の概算値
は、前記コントローラー２８から発生する理想的なシン
ボルデコーディング結果、前記奇数レベルデータスライ
ーサ２２から発生する中間シンボルデコーディング結果
及びＩＳＩ抑制コームフィルターＡ２６，Ｂ２６，Ｃ２
６から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデコ
ーディング結果から選択することにより発生する。前記
シンボルデコーディング選択回路９０は、前記コントロ
ーラー２８が追加シンボル選択情報を前記シンボルデコ
ーディング選択回路９０に供給しなければ、前記同一チ
ャネル干渉検出器Ａ４４，Ｂ４４，Ｃ４４からの有効性
の表示に応答して前記最上の概算値を公式化する。前記
コントローラー２８から供給された前記追加シンボル選
択情報は、同期化コードの発生する時期に対する表示を
含むが、このような表示により前記最上の概算値が理想
的なシンボルデコーディング結果に基づいて概算される
ように調節される。前記シンボルデコーディング結果の
最上の概算値は、図１８のＤＴＶ信号受信機の良好な実
施の形態において整合コームフィルターＡ２６，Ｂ２
６，Ｃ２６における合算過程の訂正に用いられる。
正シンボルデコーディングの最上の概算値を発生させて
アセンブラ３０に印加する。このような最上の概算値
は、前記コントローラー２８から発生する理想的なシン
ボルデコーディング結果、前記奇数レベルデータスライ
ーサ２２から発生する中間シンボルデコーディング結果
及びＩＳＩ抑制コームフィルターＡ２６，Ｂ２６，Ｃ２
６から発生するＩＳＩ抑制フィルタリングシンボルデコ
ーディング結果から選択することにより発生する。前記
シンボルデコーディング選択回路９０は、前記コントロ
ーラー２８が追加シンボル選択情報を前記シンボルデコ
ーディング選択回路９０に供給しなければ、前記同一チ
ャネル干渉検出器Ａ４４，Ｂ４４，Ｃ４４からの有効性
の表示に応答して前記最上の概算値を公式化する。前記
コントローラー２８から供給された前記追加シンボル選
択情報は、同期化コードの発生する時期に対する表示を
含むが、このような表示により前記最上の概算値が理想
的なシンボルデコーディング結果に基づいて概算される
ように調節される。前記シンボルデコーディング結果の
最上の概算値は、図１８のＤＴＶ信号受信機の良好な実
施の形態において整合コームフィルターＡ２６，Ｂ２
６，Ｃ２６における合算過程の訂正に用いられる。
【００８９】前記全ての同一チャネル干渉検出器Ａ４
４，Ｂ４４，Ｃ４４が同期化コードの発生時期以外の時
期にＮＴＳＣ同一チャネル干渉からの実質的なアーチフ
ァクトの欠如を示すと、前記シンボルデコーディング選
択回路９０は前記奇数レベルデータスライーサ２２から
発生する中間シンボルデコーディング結果を訂正シンボ
ルデコーディング結果の最上の概算値として選択するよ
うに応答する。これにより、シンボルデコーディング時
のゾンソン雑音効果（effect of johnson noise）が最
少化する。
４，Ｂ４４，Ｃ４４が同期化コードの発生時期以外の時
期にＮＴＳＣ同一チャネル干渉からの実質的なアーチフ
ァクトの欠如を示すと、前記シンボルデコーディング選
択回路９０は前記奇数レベルデータスライーサ２２から
発生する中間シンボルデコーディング結果を訂正シンボ
ルデコーディング結果の最上の概算値として選択するよ
うに応答する。これにより、シンボルデコーディング時
のゾンソン雑音効果（effect of johnson noise）が最
少化する。
【００９０】前記同一チャネル干渉検出器Ａ４４，Ｂ４
４，Ｃ４４のうち、少なくとも一つの同一チャネル干渉
検出器が同期化コードの発生時期以外の時期にＮＴＳＣ
同一チャネル干渉からの実質的なアーチファクトを示す
と、前記シンボルデコーディング選択回路９０は、前記
同一チャネル干渉検出器Ａ４４，Ｂ４４，Ｃ４４により
決められることのようなＮＴＳＣ同一チャネル干渉から
発生するアーチファクトを最も効率よく抑制する前記Ｎ
ＴＳＣ除去コームフィルターＡ２０，Ｂ２０，Ｃ２０の
うち、いずれか一つに後続配置される前記ＩＳＩ抑制コ
ームフィルターＡ２６，Ｂ２６，Ｃ２６で発生するＩＳ
Ｉ抑制フィルタリングシンボルデコーディング結果を選
択するように応答する。
４，Ｃ４４のうち、少なくとも一つの同一チャネル干渉
検出器が同期化コードの発生時期以外の時期にＮＴＳＣ
同一チャネル干渉からの実質的なアーチファクトを示す
と、前記シンボルデコーディング選択回路９０は、前記
同一チャネル干渉検出器Ａ４４，Ｂ４４，Ｃ４４により
決められることのようなＮＴＳＣ同一チャネル干渉から
発生するアーチファクトを最も効率よく抑制する前記Ｎ
ＴＳＣ除去コームフィルターＡ２０，Ｂ２０，Ｃ２０の
うち、いずれか一つに後続配置される前記ＩＳＩ抑制コ
ームフィルターＡ２６，Ｂ２６，Ｃ２６で発生するＩＳ
Ｉ抑制フィルタリングシンボルデコーディング結果を選
択するように応答する。
【００９１】アナログＴＶ同期パルス、等化パルス及び
カラーバーストに応答して発生する高エネルギー復調ア
ーチファクトは、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＡ
２０が交互映像フレームを加算結合するときに抑制され
る。かつ、二つのフレームを変更させないアナログＴＶ
信号の映像内容で発生するアーチファクトが抑制される
ことにより、その空間周波数又は色相に問わず、停止パ
ターンが取り除かれる。図１４の同一チャネル干渉検出
器Ａ４４は図９のシンボルデコーディング回路とともに
用いられる。
カラーバーストに応答して発生する高エネルギー復調ア
ーチファクトは、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＡ
２０が交互映像フレームを加算結合するときに抑制され
る。かつ、二つのフレームを変更させないアナログＴＶ
信号の映像内容で発生するアーチファクトが抑制される
ことにより、その空間周波数又は色相に問わず、停止パ
ターンが取り除かれる。図１４の同一チャネル干渉検出
器Ａ４４は図９のシンボルデコーディング回路とともに
用いられる。
【００９２】復調アーチファクトの抑制による問題点
は、アナログＴＶ信号ラスタ内のあるピクセル位置にお
けるフレーム対フレームの差で発生する復調アーチファ
クトの抑制と関連付けられる。この復調アーチファクト
はフレーム内のフィルタリング技術により抑制されるこ
とができる。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＢ２０
及びＩＳＩ抑制コームフィルターＢ２６回路は水平方向
への相関性に応じて残留復調アーチファクトを抑制する
ように選択され、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＣ
２０及びＩＳＩ抑制コームフィルターＣ２６回路は垂直
方向への相関性に応じて残留復調アーチファクトを抑制
するように選択されることができる。このような設計決
定の追加遂行方法を説明する。
は、アナログＴＶ信号ラスタ内のあるピクセル位置にお
けるフレーム対フレームの差で発生する復調アーチファ
クトの抑制と関連付けられる。この復調アーチファクト
はフレーム内のフィルタリング技術により抑制されるこ
とができる。前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＢ２０
及びＩＳＩ抑制コームフィルターＢ２６回路は水平方向
への相関性に応じて残留復調アーチファクトを抑制する
ように選択され、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＣ
２０及びＩＳＩ抑制コームフィルターＣ２６回路は垂直
方向への相関性に応じて残留復調アーチファクトを抑制
するように選択されることができる。このような設計決
定の追加遂行方法を説明する。
【００９３】同一チャネル干渉アナログＴＶ信号の音声
搬送波がＤＴＶ ＩＦ増幅器チェーン１２のサウンドト
ラップ又はＳＡＷフィルタリングにより抑制されると仮
定すれば、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＢ２０及
びＩＳＩ抑制コームフィルターＢ２６は、図６のＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター２２０及びＩＳＩ抑制コームフ
ィルター２２６回路のような方式となるように選択する
ことが有利である。これは、６シンボル周期だけ離隔さ
れている映像成分間の反相関性が通常に１２シンボル周
期だけ離隔されている映像成分間の相関性より優れるか
らである。図１７の同一チャネル干渉検出器Ｂ４４は図
６のシンボルデコーディング回路とともに用いられる。
搬送波がＤＴＶ ＩＦ増幅器チェーン１２のサウンドト
ラップ又はＳＡＷフィルタリングにより抑制されると仮
定すれば、前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＢ２０及
びＩＳＩ抑制コームフィルターＢ２６は、図６のＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター２２０及びＩＳＩ抑制コームフ
ィルター２２６回路のような方式となるように選択する
ことが有利である。これは、６シンボル周期だけ離隔さ
れている映像成分間の反相関性が通常に１２シンボル周
期だけ離隔されている映像成分間の相関性より優れるか
らである。図１７の同一チャネル干渉検出器Ｂ４４は図
６のシンボルデコーディング回路とともに用いられる。
【００９４】前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＣ２０
及びＩＳＩ抑制コームフィルターＣ２６回路に対する最
適の選択は簡単ではない。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉信
号がフィールドインタレース走査される。したがって、
前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＣ２０で現在の走査
線が同一のフィールド内の時間的により近接する走査線
と結合するか、或いは先行フィールド内の空間的により
近接する走査線と結合するかに対して選択すべきであ
る。一般に、前記同一フィールド内の時間的により近接
する走査線を選択することが望ましい。これは、フィー
ルド間におけるジャップカット（jump cuts）により前
記コームフィルターＣ２０によるＮＴＳＣ除去可能性が
減少するからである。このような選択により、前記ＮＴ
ＳＣ除去コームフィルターＣ２０及び前記ＩＳＩ抑制コ
ームフィルターＣ２６回路は、図７のＮＴＳＣ除去コー
ムフィルター３２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルタ
ー３２６回路のような方式で構成される。図１２の同一
チャネル干渉検出器Ｃ４４は図７のシンボルデコーディ
ング回路とともに用いられる。
及びＩＳＩ抑制コームフィルターＣ２６回路に対する最
適の選択は簡単ではない。ＮＴＳＣ同一チャネル干渉信
号がフィールドインタレース走査される。したがって、
前記ＮＴＳＣ除去コームフィルターＣ２０で現在の走査
線が同一のフィールド内の時間的により近接する走査線
と結合するか、或いは先行フィールド内の空間的により
近接する走査線と結合するかに対して選択すべきであ
る。一般に、前記同一フィールド内の時間的により近接
する走査線を選択することが望ましい。これは、フィー
ルド間におけるジャップカット（jump cuts）により前
記コームフィルターＣ２０によるＮＴＳＣ除去可能性が
減少するからである。このような選択により、前記ＮＴ
ＳＣ除去コームフィルターＣ２０及び前記ＩＳＩ抑制コ
ームフィルターＣ２６回路は、図７のＮＴＳＣ除去コー
ムフィルター３２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルタ
ー３２６回路のような方式で構成される。図１２の同一
チャネル干渉検出器Ｃ４４は図７のシンボルデコーディ
ング回路とともに用いられる。
【００９５】代わりに他の選択を行うと、前記ＮＴＳＣ
除去コームフィルターＣ２０及び前記ＩＳＩ抑制コーム
フィルターＣ２６回路は、図８のＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター４２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルタ４２
６回路のような方式で構成される。図１３の同一チャネ
ル干渉検出器Ｃ４４は図８のシンボルデコーディング回
路とともに用いられる。
除去コームフィルターＣ２０及び前記ＩＳＩ抑制コーム
フィルターＣ２６回路は、図８のＮＴＳＣ除去コームフ
ィルター４２０及び前記ＩＳＩ抑制コームフィルタ４２
６回路のような方式で構成される。図１３の同一チャネ
ル干渉検出器Ｃ４４は図８のシンボルデコーディング回
路とともに用いられる。
【００９６】図１９は、前記同一チャネル干渉検出器Ａ
４４，Ｂ４４，Ｃ４４が前記Ｉチャネル基底帯域ＤＴＶ
信号におけるＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチファク
トの存在を検出することよりは、前記Ｑチャネル基底帯
域ＤＴＶ信号におけるＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアー
チファクトの存在を検出する図１８のＤＴＶ信号受信機
の変形実施の形態を示したブロック図である。図１８の
ＤＴＶ信号受信機で行われることのように、前記Ｉチャ
ネル基底帯域ＤＴＶ信号における同一チャネル干渉のア
ーチファクトの存在を検出することにより、前記同一チ
ャネル干渉検出器Ａ４４，Ｂ４４，Ｃ４４は前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルターＡ２０，Ｂ２０，Ｃ２０ととも
に遅延要素を共有することができる。
４４，Ｂ４４，Ｃ４４が前記Ｉチャネル基底帯域ＤＴＶ
信号におけるＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアーチファク
トの存在を検出することよりは、前記Ｑチャネル基底帯
域ＤＴＶ信号におけるＮＴＳＣ同一チャネル干渉のアー
チファクトの存在を検出する図１８のＤＴＶ信号受信機
の変形実施の形態を示したブロック図である。図１８の
ＤＴＶ信号受信機で行われることのように、前記Ｉチャ
ネル基底帯域ＤＴＶ信号における同一チャネル干渉のア
ーチファクトの存在を検出することにより、前記同一チ
ャネル干渉検出器Ａ４４，Ｂ４４，Ｃ４４は前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルターＡ２０，Ｂ２０，Ｃ２０ととも
に遅延要素を共有することができる。
【００９７】
【発明の効果】上述したように、本発明によれば、パイ
ロット搬送波の同期検出から発生する直流バイアスに敏
感でないＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器を用いてパイ
ロット搬送波の同期検出から発生する直流バイアスを抑
制する等化フィルターの必要性を排除したまま、相当量
のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が受信Ｉチャネル信号に同
時に発生するか否かを直接的に判定することができる。
かつ、相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が受信Ｉチャ
ネル信号に随伴されるかを前記受信Ｑチャネル信号に応
答するＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器で間接的に判定
するＤＴＶ信号受信機において、パイロット搬送波の同
期検出から発生する直流バイアスに敏感でないＮＴＳＣ
同一チャネル干渉検出器を使用すると、ＤＴＶ信号受信
機等化の初期調節時に連続性が提供される。本発明は前
記実施の形態に限るものでなく、各種の変形が当分野に
おける通常の知識を持つ者により可能なのは明らかであ
る。
ロット搬送波の同期検出から発生する直流バイアスに敏
感でないＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器を用いてパイ
ロット搬送波の同期検出から発生する直流バイアスを抑
制する等化フィルターの必要性を排除したまま、相当量
のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が受信Ｉチャネル信号に同
時に発生するか否かを直接的に判定することができる。
かつ、相当量のＮＴＳＣ同一チャネル干渉が受信Ｉチャ
ネル信号に随伴されるかを前記受信Ｑチャネル信号に応
答するＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器で間接的に判定
するＤＴＶ信号受信機において、パイロット搬送波の同
期検出から発生する直流バイアスに敏感でないＮＴＳＣ
同一チャネル干渉検出器を使用すると、ＤＴＶ信号受信
機等化の初期調節時に連続性が提供される。本発明は前
記実施の形態に限るものでなく、各種の変形が当分野に
おける通常の知識を持つ者により可能なのは明らかであ
る。
【図１】 基底帯域Ｉチャネル信号からＮＴＳＣアーチ
ファクトを抽出させ、前記アーチファクトに随伴される
ＤＴＶパイロット搬送波を抑制するためのコームフィル
ターを備えるＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の応答に
応じて選択的に動作する、本発明によるＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉抑制回路が内蔵されているシンボルデコーダ
を備えるディジタルテレビジョン受信機の一部回路構成
を示したブロック図である。
ファクトを抽出させ、前記アーチファクトに随伴される
ＤＴＶパイロット搬送波を抑制するためのコームフィル
ターを備えるＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の応答に
応じて選択的に動作する、本発明によるＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉抑制回路が内蔵されているシンボルデコーダ
を備えるディジタルテレビジョン受信機の一部回路構成
を示したブロック図である。
【図２】 同一チャネルＮＴＳＣ干渉を抑制するための
コームフィルタリング技術の利用可否に応じる等化過程
の修正方法を示す、図１のディジタルテレビジョン受信
機の一部回路構成を示したブロック図における動作を示
した流れ図である。
コームフィルタリング技術の利用可否に応じる等化過程
の修正方法を示す、図１のディジタルテレビジョン受信
機の一部回路構成を示したブロック図における動作を示
した流れ図である。
【図３】 基底帯域Ｉチャネル信号からＮＴＳＣアーチ
ファクトを抽出させ、前記アーチファクトに随伴される
ＤＴＶパイロット搬送波を抑制するためのコームフィル
ターを備えるＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の応答に
応じて選択的に動作する、本発明によるＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉抑制回路が内蔵されているシンボルデコーダ
を備えるディジタルテレビジョン受信機の一部回路構成
を示したブロック図である。
ファクトを抽出させ、前記アーチファクトに随伴される
ＤＴＶパイロット搬送波を抑制するためのコームフィル
ターを備えるＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の応答に
応じて選択的に動作する、本発明によるＮＴＳＣ同一チ
ャネル干渉抑制回路が内蔵されているシンボルデコーダ
を備えるディジタルテレビジョン受信機の一部回路構成
を示したブロック図である。
【図４】 ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を抑制するための
コームフィルタリング技術の利用可否に応じる等化過程
の修正方法を示す、図３のディジタルテレビジョン受信
機の一部回路構成を示したブロック図における動作を示
した流れ図である。
コームフィルタリング技術の利用可否に応じる等化過程
の修正方法を示す、図３のディジタルテレビジョン受信
機の一部回路構成を示したブロック図における動作を示
した流れ図である。
【図５】 ＮＴＳＣ除去コームフィルターが１２シンボ
ル遅延回路を用いる場合、図１又は図３のディジタルテ
レビジョン信号受信機の一部回路構成の詳細を概略的に
示したブロック図である。
ル遅延回路を用いる場合、図１又は図３のディジタルテ
レビジョン信号受信機の一部回路構成の詳細を概略的に
示したブロック図である。
【図６】 ＮＴＳＣ除去コームフィルターが６シンボル
遅延回路を用いる場合、図１又は図３のディジタルテレ
ビジョン信号受信機の一部回路構成の詳細を概略的に示
したブロック図である。
遅延回路を用いる場合、図１又は図３のディジタルテレ
ビジョン信号受信機の一部回路構成の詳細を概略的に示
したブロック図である。
【図７】 ＮＴＳＣ除去コームフィルターが２ビデオラ
イン（１３６８シンボル）遅延回路を用いる場合、図１
又は図３のディジタルテレビジョン信号受信機の一部回
路構成の詳細を概略的に示したブロック図である。
イン（１３６８シンボル）遅延回路を用いる場合、図１
又は図３のディジタルテレビジョン信号受信機の一部回
路構成の詳細を概略的に示したブロック図である。
【図８】 ＮＴＳＣ除去コームフィルターが２６２ビデ
オライン（１７９，２０８シンボル）遅延回路を用いる
場合、図１又は図３のディジタルテレビジョン信号受信
機の一部回路構成の詳細を概略的に示したブロック図で
ある。
オライン（１７９，２０８シンボル）遅延回路を用いる
場合、図１又は図３のディジタルテレビジョン信号受信
機の一部回路構成の詳細を概略的に示したブロック図で
ある。
【図９】 ＮＴＳＣ除去コームフィルターが２ビデオフ
レーム（７１８，２００シンボル）遅延回路を用いる場
合、図１又は図３のディジタルテレビジョン信号受信機
の一部回路構成の詳細を概略的に示したブロック図であ
る。
レーム（７１８，２００シンボル）遅延回路を用いる場
合、図１又は図３のディジタルテレビジョン信号受信機
の一部回路構成の詳細を概略的に示したブロック図であ
る。
【図１０】 本発明に応じて構成され、ＤＴＶパイロッ
ト搬送波信号を随伴しないＮＴＳＣ同一チャネル干渉ア
ーチファクトの抽出に使用されるコームフィルターで６
シンボル差動遅延されることのようにそれ自体と差動結
合する入力信号を有するＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出
器の一般的な形態の回路構成を示したブロック図であ
る。
ト搬送波信号を随伴しないＮＴＳＣ同一チャネル干渉ア
ーチファクトの抽出に使用されるコームフィルターで６
シンボル差動遅延されることのようにそれ自体と差動結
合する入力信号を有するＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出
器の一般的な形態の回路構成を示したブロック図であ
る。
【図１１】 ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクト
の抑制に使用されるコームフィルターで１２シンボル差
動遅延されることのようにそれ自体と差動結合する入力
信号を有する図１０のＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器
の一回路構成形態を概略的に示したブロック図である。
の抑制に使用されるコームフィルターで１２シンボル差
動遅延されることのようにそれ自体と差動結合する入力
信号を有する図１０のＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器
の一回路構成形態を概略的に示したブロック図である。
【図１２】 ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクト
の抑制に使用されるコームフィルターで２ビデオライン
又は１３６８シンボル差動遅延されることのようにそれ
自体と差動結合する入力信号を有する図１０のＮＴＳＣ
同一チャネル干渉検出器の一回路構成形態を概略的に示
したブロック図である。
の抑制に使用されるコームフィルターで２ビデオライン
又は１３６８シンボル差動遅延されることのようにそれ
自体と差動結合する入力信号を有する図１０のＮＴＳＣ
同一チャネル干渉検出器の一回路構成形態を概略的に示
したブロック図である。
【図１３】 ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクト
の抑制に使用されるコームフィルターで２６２ビデオラ
イン又は１７９，２０８シンボル差動遅延されることの
ようにそれ自体と差動結合する入力信号を有する図１０
のＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の一回路構成形態を
概略的に示したブロック図である。
の抑制に使用されるコームフィルターで２６２ビデオラ
イン又は１７９，２０８シンボル差動遅延されることの
ようにそれ自体と差動結合する入力信号を有する図１０
のＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の一回路構成形態を
概略的に示したブロック図である。
【図１４】 ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクト
の抑制に使用されるコームフィルターで２ビデオフレー
ム又は７１８，２００シンボル差動遅延されることのよ
うにそれ自体と差動結合する入力信号を有する図１０の
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の一回路構成形態を概
略的に示したブロック図である。
の抑制に使用されるコームフィルターで２ビデオフレー
ム又は７１８，２００シンボル差動遅延されることのよ
うにそれ自体と差動結合する入力信号を有する図１０の
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の一回路構成形態を概
略的に示したブロック図である。
【図１５】 図１のＤＴＶ信号受信機の偶数レベルデー
タスライーサに先行配置されるＮＴＳＣ除去コームフィ
ルターとともに遅延要素を共有する図１０のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉検出器の一回路構成形態を概略的に示し
たブロック図である。
タスライーサに先行配置されるＮＴＳＣ除去コームフィ
ルターとともに遅延要素を共有する図１０のＮＴＳＣ同
一チャネル干渉検出器の一回路構成形態を概略的に示し
たブロック図である。
【図１６】 本発明に応じて構成され、図１０の検出器
でコームフィルター対が差動遅延された検出器入力信号
をそれぞれ加算結合する、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検
出器の一般的な代替形態の回路構成を示したブロック図
である。
でコームフィルター対が差動遅延された検出器入力信号
をそれぞれ加算結合する、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検
出器の一般的な代替形態の回路構成を示したブロック図
である。
【図１７】 ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクト
の抑制に使用されるコームフィルターで６シンボル差動
遅延されることのようにそれ自体と加算結合する入力信
号を有する図１６のＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の
一回路構成形態を概略的に示したブロック図である。
の抑制に使用されるコームフィルターで６シンボル差動
遅延されることのようにそれ自体と加算結合する入力信
号を有する図１６のＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器の
一回路構成形態を概略的に示したブロック図である。
【図１８】 ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクト
に対して選択的にフィルタリングするために多数のコー
ムフィルター及び関連ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器
が用いられる本発明に応じるディジタルテレビジョン受
信機の回路構成を概略的に示したブロック図である。
に対して選択的にフィルタリングするために多数のコー
ムフィルター及び関連ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器
が用いられる本発明に応じるディジタルテレビジョン受
信機の回路構成を概略的に示したブロック図である。
【図１９】 ＮＴＳＣ同一チャネル干渉アーチファクト
に対して選択的にフィルタリングするために多数のコー
ムフィルター及び関連ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器
が用いられる本発明に応じるディジタルテレビジョン受
信機の回路構成を概略的に示したブロック図である。
に対して選択的にフィルタリングするために多数のコー
ムフィルター及び関連ＮＴＳＣ同一チャネル干渉検出器
が用いられる本発明に応じるディジタルテレビジョン受
信機の回路構成を概略的に示したブロック図である。
４４，４６，０４４，１４４，２４４，３４４，４４
４，５４４，Ａ４４，Ｂ４４，Ｃ４４ 同一チャネル干
渉検出器 ２２０，２２６，３２０，３２６，４２０，Ａ２０，Ａ
２６，Ｂ２０，Ｂ２６，Ｃ２０、Ｃ２６ コームフィル
ター ４４５，４４６，４６５，４６６ 振幅検出器 ４４７，４６７ 振幅比較器
４，５４４，Ａ４４，Ｂ４４，Ｃ４４ 同一チャネル干
渉検出器 ２２０，２２６，３２０，３２６，４２０，Ａ２０，Ａ
２６，Ｂ２０，Ｂ２６，Ｃ２０、Ｃ２６ コームフィル
ター ４４５，４４６，４６５，４６６ 振幅検出器 ４４７，４６７ 振幅比較器
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−242394（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−75092（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−46891（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−56341（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−55547（ＪＰ，Ａ) 特表 平11−502388（ＪＰ，Ａ) 米国特許5648822（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04N 5/44
Claims (28)
- 【請求項１】 残留側波帯振幅変調搬送波として受信さ
れ、場合により望ましくない強度の同一チャネル干渉ア
ナログテレビジョン信号を随伴しやすいディジタルテレ
ビジョン信号を受信するためのディジタルテレビジョン
信号受信機において、 増幅された残留側波帯振幅変調ディジタルテレビジョン
信号を供給するための増幅器回路（１２）と、 少なくとも一つの基底帯域信号を供給するために前記増
幅された残留側波帯振幅変調ディジタルテレビジョン信
号に応答する復調回路（１４）と、 Ｉチャネル基底帯域信号を前記復調回路から供給された
入力信号として受信するように連結され、前記Ｉチャネ
ル基底帯域信号をシンボルデコーディング処理してシン
ボルデコーディング結果値を発生させるシンボルデコー
ディング装置であって、シンボルデコーディングされる
前記Ｉチャネル基底帯域信号に随伴する同一チャネル干
渉アナログテレビジョン信号の所定のアーチファクトを
抑制し、前記シンボルデコーディング装置が相当量の同
一チャネルＮＴＳＣ干渉の存在を指示する所定の信号を
受信するときのみ、選択的にシンボルデコーディング結
果値を発生させるフィルター（２６；１２６；２２６；
３２６；４２６；５２６）を有するシンボルデコーディ
ング装置（２０，２２，２４，２６；１２０，２２，２
４，１２６；２２０，２２，２４，２２６；３２０，２
２，２４，３２６；４２０，２２，２４，４２６；５２
０，２２，２４，５２６）と、 前記シンボルデコーディング装置のシンボルデコーディ
ング結果におけるエラーを訂正するためのエラー訂正回
路（３６，３８）と、 前記復調回路から追加基底帯域入力信号を受信するよう
に連結され、その入力信号として受信する基底帯域信号
のシステム特性の直流分から影響を受けない方式の同一
チャネル干渉検出器（４４；４６）とを備え、 前記同一チャネル干渉検出器は、 前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトが抑制され、且つ前
記搬送信号の同期検出により発生するシステム特性の直
流分が抑制されるＮＴＳＣ除去コームフィルター応答を
発生させるために、前記追加基底帯域入力信号をその第
１差動遅延量と結合する第１コームフィルター（４４
１，４４２；１４４１，４４２；３４４１，４４２；４
４４１，４４２；５４４１，４４２；４６１，４６２；
２４６１，４６２）と、 前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトが強化され、且つ前
記搬送信号の同期検出により発生するシステム特性の直
流分が抑制されるＮＴＳＣ選択コームフィルター応答を
発生させるために、前記追加基底帯域入力信号をその第
２差動遅延量と結合する第２コームフィルター（４４
３，４４４；１４４３，４４４；４４３１，４４４；４
６３，４６４；２４６３，４６４）と、 第１振幅検出応答が発生するように前記ＮＴＳＣ除去コ
ームフィルター応答の振幅を検出するための第１振幅検
出器（４４５）と、 第２振幅検出応答が発生するように前記ＮＴＳＣ選択コ
ームフィルター応答の振幅を検出するための第２振幅検
出器（４４６）と、 前記第１振幅検出応答と前記第２振幅検出応答を比較し
て前記第１及び第２振幅検出応答に規定量以上の差が発
生する場合のみ、前記相当量の同一チャネルＮＴＳＣ干
渉の存在を指示する前記信号を供給するための振幅比較
器（４４７）とを備えることを特徴とするディジタルテ
レビジョン信号受信機。 - 【請求項２】 前記復調回路は、前記シンボルデコーデ
ィング装置に前記入力信号の印加に用いられるＩチャネ
ル基底帯域信号及び任意の同一チャネル干渉アナログテ
レビジョン信号の追加アーチファクトを含むＱチャネル
基底帯域信号を供給するために、前記増幅された残留側
波帯振幅変調ディジタルテレビジョン信号に応答する複
素（complex）復調器を備えることを特徴とする請求項
１に記 載のディジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項３】 前記複素復調器から供給される前記Ｑチ
ャネル基底帯域信号が、前記追加基底帯域信号として前
記同一チャネル干渉検出器に印加されることを特徴とす
る請求項２に記載のディジタルテレビジョン信号受信
機。 - 【請求項４】 前記複素復調器から供給される前記Ｉチ
ャネル基底帯域信号が、前記追加基底帯域信号として前
記同一チャネル干渉検出器に印加されることを特徴とす
る請求項２に記載のディジタルテレビジョン信号受信
機。 - 【請求項５】 前記第１コームフィルターは前記ＮＴＳ
Ｃ除去コームフィルター応答を生成するために前記追加
基底帯域入力信号を前記第１差動遅延量に応じてそれ自
体の信号と差動的に結合する方式のものであり、前記第
２コームフィルターは前記ＮＴＳＣ選択コームフィルタ
ー応答を生成するために前記追加基底帯域入力信号を前
記第２差動遅延量に応じてそれ自体の信号と差動的に結
合する方式のものであることを特徴とする請求項１に記
載のディジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項６】 第２差動遅延量は６シンボル周期である
ことを特徴とする請求項５に記載のディジタルテレビジ
ョン信号受信機。 - 【請求項７】 前記第１差動遅延量は１２シンボル周期
であることを特徴とする請求項６に記載のディジタルテ
レビジョン信号受信機。 - 【請求項８】 前記第１差動遅延量は１３６８シンボル
周期又は２個のＮＴＳＣ映像走査線の持続時間であるこ
とを特徴とする請求項６に記載のディジタルテレビジョ
ン信号受信機。 - 【請求項９】 前記第１差動遅延量は１７９，２０８シ
ンボル周期又は２６２個のＮＴＳＣ映像走査線の持続時
間であることを特徴とする請求項６に記載のディジタル
テレビジョン信号受信機。 - 【請求項１０】 前記第１差動遅延量は７１８，２００
シンボル周期又は２個のＮＴＳＣ映像フレームの持続時
間であることを特徴とする請求項６に記載のディジタル
テレビジョン信号受信機。 - 【請求項１１】 前記第１コームフィルターは前記ＮＴ
ＳＣ除去コームフィルター応答を生成するために前記追
加基底帯域入力信号を前記第１差動遅延量に応じてそれ
自体の信号と加算的に結合する方式のものであり、前記
第２コームフィルターは前記ＮＴＳＣ選択コームフィル
ター応答を生成するために前記追加基底帯域入力信号を
前記第２差動遅延量に応じてそれ自体の信号と加算的に
結合する方式のものであることを特徴とする請求項１に
記載のディジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項１２】 前記第１差動遅延量は６シンボル周期
であることを特徴とする請求項１１に記載のディジタル
テレビジョン信号受信機。 - 【請求項１３】 前記第２差動遅延量は１２シンボル周
期であることを特徴とする請求項１２に記載のディジタ
ルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項１４】 残留側波帯振幅変調搬送波として受信
され、場合により望ましくない強度の同一チャネル干渉
アナログテレビジョン信号を随伴しやすいディジタルテ
レビジョン信号を受信するためのディジタルテレビジョ
ン信号受信機において、 増幅された残留側波帯振幅変調ディジタルテレビジョン
信号を供給するための増幅器回路（１２）と、 少なくとも一つの基底帯域信号を供給するために前記増
幅された残留側波帯振幅変調ディジタルテレビジョン信
号に応答する復調回路（１４）と、 任意の同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のア
ーチファクトを含むＩチャネル基底帯域信号を前記復調
回路から供給された入力信号として受信するように連結
されるシンボルデコーディング装置（２０，２２，２
４，２６；１２０，２２，２４，１２６；２２０，２
２，２４，２２６；３２０，２２，２４，３２６；４２
０，２２，２４，４２６；５２０，２２，２４，５２
６）と、 第１シンボルデコーディング結果が発生するように第１
時期に前記Ｉチャネル基底帯域信号をシンボルデコーデ
ィングするための前記シンボルデコーディング装置に内
蔵される第１データスライーサ（２２）と、 前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトを抑制させる第１コ
ームフィルター応答が発生するように、第１差動遅延量
に応じて前記Ｉチャネル基底帯域信号をそれ自体と結合
するために前記シンボルデコーディング装置に内蔵され
る第１コームフィルター（２０；１２０；２２０；３２
０；４２０；５２０）と、 第２シンボルデコーディング結果が発生するように第２
時期では前記第１コームフィルター応答をシンボルデコ
ーディングするための前記シンボルデコーディング装置
に内蔵される第２データスライーサ（２４）と、 第１遅延量と同一のシンボル周期数を有する第２遅延量
に応じて第１時期では前記第１シンボルデコーディング
結果に対応し、第２時期では前記第２シンボルデコーデ
ィング結果に対応する選択シンボルデコーディング結果
を最終のシンボルデコーディング結果と結合して最終の
シンボルデコーディング結果を発生させる、前記シンボ
ルデコーディング装置に内蔵される第２コームフィルタ
ー（２６ ；１２６；２２６；３２６；４２６；５２６）
と、 任意の同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のア
ーチファクトが前記望ましくない強度より弱い前記Ｉチ
ャネル基底帯域信号の強度を有する限り、前記最終のシ
ンボルデコーディング結果として選択される前記第１シ
ンボルデコーディング結果におけるエラーを訂正するこ
とができ、前記最終のシンボルデコーディング結果にお
けるエラーを訂正するように連結されるエラー訂正回路
（３６，３８）と、 前記復調回路から追加基底帯域入力信号を受信するよう
に連結され、その入力信号として受信する基底帯域信号
のシステム特性の直流分から影響を受けない方式の同一
チャネル干渉検出器（４４；４６）とを備え、 前記同一チャネル干渉検出器は、 前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトが抑制され、且つ前
記搬送波の同期検出により発生するシステム特性の直流
分が抑制される第３コームフィルター応答を発生させる
ために、前記追加基底帯域入力信号をその第３差動遅延
量と結合する第３コームフィルター（４４１，４４２；
１４４１，４４２；３４４１，４４２；４４４１，４４
２；５４４１，４４２）と、 前記同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号の同期
検出により発生するアーチファクトが強化され、且つ前
記搬送波の同期検出により発生するシステム特性の直流
分が抑制される第４コームフィルター応答を発生させる
ために、前記追加基底帯域入力信号をその第４差動遅延
量と結合する第４コームフィルター（４４３，４４４；
１４４３，４４４；４４３１，４４４）と、 第１振幅検出応答が発生するように前記第３コームフィ
ルター応答の振幅を検出するための第１振幅検出器（４
４５）と、 第２振幅検出応答が発生するように前記第４コームフィ
ルター応答の振幅を検出するための第２振幅検出器（４
４６）と、 前記第１振幅検出応答と前記第２振幅検出応答を比較し
て前記第１及び第２振幅検出応答に規定量以上の差が発
生する場合、前記エラー訂正回路が前記第１データスラ
イーサから発生する第１シンボルデコーディング結果の
エラーを連続的に訂正できない程度の十分な強度を前記
Ｉチャネルの基底帯域信号の同一チャネル干渉アナログ
テレビジョン信号が有するということを表示するための
振幅比較器（４４７）とを備え、これによる最終の表示
は前記第１シンボルデコーディング結果以外のシンボル
デコーディング結果を前記最終のシンボルデコーディン
グ結果として選択するための命令として前記第２コーム
フィルターに供給されることを特徴とするディジタルテ
レビジョン信号受信機。 - 【請求項１５】 前記復調回路は、前記シンボルデコー
ディング装置に前記入力信号の印加に用いられるＩチャ
ネル基底帯域信号及び任意の同一チャネル干渉アナログ
テレビジョン信号の追加アーチファクトを含むＱチャネ
ル基底帯域信号を供給するために、前記増幅された残留
側波帯振幅変調ディジタルテレビジョン信号に応答する
複素復調器を備えることを特徴とする請求項１４に記載
のディジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項１６】 前記複素復調器から供給される前記Ｑ
チャネル基底帯域信号は、前記追加基底帯域信号を前記
同一チャネル干渉検出器にその入力信号として印加する
のに用いられることを特徴とする請求項１５に記載のデ
ィジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項１７】 前記複素復調器から供給される前記Ｉ
チャネル基底帯域信号は、前記追加基底帯域信号を前記
同一チャネル干渉検出器にその入力信号として印加する
のに用いられることを特徴とする請求項１５に記載のデ
ィジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項１８】 規定された第３時期における前記第２
コームフィルターは理想的なシンボルデコーディング結
果を前記最終のシンボルデコーディング結果として選択
し、前記第２時期は前記振幅比較器が前記第１シンボル
デコーディング結果以外のシンボルデコーディング結果
を前記最終のシンボルデコーディング結果として選択す
るために前記第２コームフィルターに前記命令を供給す
る前記第３時期以外の時期に得られ、前記第１時期は前
記第２及び第３時期以外の時期に得られることを特徴と
する請求項１４に記載のディジタルテレビジョン信号受
信機。 - 【請求項１９】 前記第３コームフィルターは前記第３
コームフィルター応答を生成するために前記追加基底帯
域入力信号を前記第３差動遅延量に応じてそれ自体の信
号と差動的に結合する方式のものであり、前記第４コー
ムフィルターは前記第４コームフィルター応答を生成す
るために前記追加基底帯域入力信号を前記第４差動遅延
量に応じてそれ自体の信号と差動的に結合する方式のも
のであることを特徴とする請求項１４に記載のディジタ
ルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項２０】 前記第４差動遅延量は６シンボル周期
であることを特徴とする請求項１９に記載のディジタル
テレビジョン信号受信機。 - 【請求項２１】 前記第１、第２及び第３差動遅延量は
それぞれ１２シンボル周期であることを特徴とする請求
項２０に記載のディジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項２２】 前記第１、第２及び第３差動遅延量は
それぞれ１３６８シンボル周期又は２個のＮＴＳＣ映像
走査線の持続時間であることを特徴とする請求項２０に
記載のディジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項２３】 前記第１、第２及び第３差動遅延量は
それぞれ１７９，２０８シンボル周期又は２６２個のＮ
ＴＳＣ映像走査線の持続時間であることを特徴とする請
求項２０に記載のディジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項２４】 前記第１、第２及び第３差動遅延量は
それぞれ７１８，２００シンボル周期又は２個のＮＴＳ
Ｃ映像フレームの持続時間であることを特徴とする請求
項２０に記載のディジタルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項２５】 前記第３コームフィルターは前記第３
コームフィルター応答を生成するために前記追加基底帯
域入力信号を前記第３差動遅延量に応じてそれ自体の信
号と加算的に結合する方式のものであり、前記第４コー
ムフィルターは前記第４コームフィルター応答を生成す
るために前記追加基底帯域入力信号を前記第４差動遅延
量に応じてそれ自体の信号と加算的に結合する方式のも
のであることを特徴とする請求項１４に記載のディジタ
ルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項２６】 前記第３差動遅延量は６シンボル周期
であることを特徴とする請求項２５に記載のディジタル
テレビジョン信号受信機。 - 【請求項２７】 前記第４差動遅延量は１２シンボル周
期であることを特徴とする請求項２６に記載のディジタ
ルテレビジョン信号受信機。 - 【請求項２８】 前記第１，第２，及び第３差動遅延量
は、それぞれ６シンボル周期であることを特徴とする請
求項２５に記載のデジタルテレビジョン信号受信機。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US93393497A | 1997-09-19 | 1997-09-19 | |
| US93774097A | 1997-09-25 | 1997-09-25 | |
| US933,934 | 1997-09-25 | ||
| US937,740 | 1997-09-25 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11164222A JPH11164222A (ja) | 1999-06-18 |
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Family
ID=27130052
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