CN1124029C - 防ntsc共道干扰数字电视接收器及其符号解码方法 - Google Patents

Abstract

一种防NTSC共道干扰的数字电视接收器及其符号解码方法，其中数字电视信号中的共道干扰的多电平的符号在数据限幅之前就由第一梳状滤波器所抑制。第一梳状滤波器处理由数据限幅器产生符号解码结果。第二梳状滤波器作后置编码。符号预编码来自差分延迟装置的差分延迟和第一线性组合符号数据流的后置编码来自第二线性组合，第一和第二线性组合之一是减法，而另一个是加法。第二线性组合的结果是校正的符号解码的结果。

Description

防NTSC共道干扰数字 电视接收器及其 符号解码方法

技术领域

本发明涉及例如在美国根据高级电视分会(ATSC)用于进行陆路广播标准的数字高清晰度电视接收机，特别涉及那些符合国家电视系统委员会(NTSC)标准的带有对于国家电视制式委员会NTSC共道干扰进行抑制的自适应滤波器的数字电视接收机。

背景技术

在1995年9月16日由ATSC公布的数字电视标准中规定了目前在美国的NTSC无线的6MHz带宽电视信道中进行数字电视(DTV)信号发送的残留边带(VSB)信号。这种VSB的DTV信号在设计上使得其频谱和共道干扰的NTSC模拟TV信号的频谱相交错。它是通过把导频载波和DTV信号的主要的调幅边带频率定位在落于NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描行频率的偶数倍之间的NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描行频率的奇数倍的位置上实现的。在该位置，共道干扰NTSC模拟TV信号的亮度和色度成分的能量的偶倍数的多数将下落。NTSC的TV模拟信号的视频载波从电视信道的低端偏移1.25MHz。DTV信号的载波从这种视频载波偏移该NTSC的模拟电视信号的水平扫描行频率的59.75倍，将该DTV信号的载波放置在相距电视信道的低端频率的309877.6KHz处，因此，该DTV信号的载波相距电视信道的中心频率是2690122.4Hz。

数字电视标准中的确切的符号率是从NTSC模拟电视信号中的视频载波偏移的4.5MHz的伴音载波的684/286倍。在一个NTSC模拟电视信号中的水平扫描行的符号数目是684，而286是一个因数，在一个NTSC模拟电视信号中的水平扫描行速率与该因数相乘而得到相距该NTSC模拟电视信号的视频载波偏移的4.5MHz的伴音载波。符号率是10.762238M/S(兆符每秒)，能够被包括在从DTV信号载波5.381119的一个VSB信号中。就是说，该VSB信号能够被限制到从电视信号的低端频限扩展5.690997MHz的一个频带。

在美国用于数字HDTV信号陆地传输的ATSC标准能够发送具有16∶9宽高比的两套高清晰度(HDTV)标准的任何之一。一个HDTV显示格式采用每行1920个取样和每2∶1场间隔(field interlace)30Hz帧1080个动态水平扫描行。一个DTV显示格式采用每扫描行1280个亮度取样和每60Hz帧电视图象720个逐行扫描行。ATSC标准还允许HDTV的显示格式以外的DTV显示格式的发送，例如和一种NTSC模拟电视信号相比的具有标准清晰度的四套电视信号并行的发送。

在美国地面广播的调幅(AM)的残留边带(VSB)所发送的DTV包括连续时间的连续的数据场，每一个场包括313个连续时间的数据段，该数据场可以是被认为是以模2连续编号。每一个被编号为奇数的数据场和随后的编号为偶数的数据场形成一个数据帧。帧速率是20.66帧/秒。每一个数据段是77.3毫秒的时间持续期。所以符号率是10.76MHz，每一个数据段具有832个符号。每个数据段开始于带有四个符号的行同步码组，分别具有的连续的值是+S、-S、-S、+S。该值+S是在正数据出现期间的在最大值之下的一个电平，而值-S是负数据出现期间最大电平之上的一个值。每一个数据场的起始行包括有场同步码组，用于编码一个用于频道均衡和多路径抑制过程的训练信号。该训练信号是一个511个取样的伪随机噪声序列(即PN序列)，随后是三个63取样的PN序列。这种训练信号的发送与在每一个奇数编号的数据场中的第一行的第一逻辑规定和在每一个偶数编号的数据场中的第一行的第二逻辑规定一致，该第一和第二逻辑规定彼此是1的互补。

在数据行中的数据是采用12个交错的格构码(trellis code)而格构编码的，每一个2/3比率的格构码具有一个未编码的比特。该交错的格构码被瑞得一所罗门(Reed-Solomon)正向误差校正编码，校正出自噪声源(例如临近未屏蔽的汽车点火系统)脉冲误差。瑞得-所罗门编码的结果作为8电平(3比特/符号)一维坐标符号编码用于空中发送，这种发送的完成，没有偏离格构编码过程的符号生成。该瑞得-所罗门编码的结果作为16电平(4比特/符号)的一维坐标符号编码用作电缆发送，这种发送的完成没有预先编码。该VSB信号具有其自然载波，根据调制抑制的比率有幅度的改变。

该自然载波由规定幅度的导频载波所取代，其幅度对应于预定的调制比。这种规定幅度的导频载波的产生是通过把一个直流分量偏移引入施加到均衡调制器的调制电压实现的，该均衡调制器产生传送到提供VSB信号作为其响应的滤波器的调幅边带。如果4比特符号编码的8个电平具有在载波调制信号中的规范值-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5、+7，该导频载波具有一个1.25的规范值。该+S的规范值是+5，而-S的规范值是-5。

在早期的DVT技术中，考虑的是由广播台确定是否在发射机上使用符号预编码器，这种符号预编码器将跟在符号产生电路之后并且提供符号的预编码滤波。这种由广播电台所作的决定将取决于是否有来自共道NTSC广播台的干扰。在符号解码器电路中的数据分段器之前，该符号预编码器将完成对于在每一个DTV接收机中由使用的梳状滤波器所随机引入的符号的后置编码，以便抑制NTSC共道干扰信号的失真。对于数据行同步代码组或者在数据场同步数据被发送的数据行期间，将不使用符号的预编码。

在相距NTSC广播台较远的地方的共道干扰被减小，在太阳活动剧烈的年份中的夏季，在出现一定的电离层条件的情况下就会出现很大可能性的共道干扰。当然，如果在广播的覆盖区域中没有共道广播的NTSC广播电台的话，就不会出现共道干扰。如果有可能出现在该区域中的NTSC广播的干扰的可能性。假设该HDTV广播使用符号的预编码器以使该HDTV信号更容易与该NTSC干扰相分开，并相应地在DTV接收机中使用一个梳状滤波器作为符号后置编码器，以便实现完全匹配的滤波。如果没有NTSC干扰的可能性或者是没有实现干扰的作用，为了使得平坦频谱的噪声极小有可能引发在格构解码器中的对于符号值错误的判定，假设该DTV广播将是不连续地使用该符号预编码器；并且因此使得在每一个DTV接收机中的符号后置编码器被禁动。由于不正常的跳跃条件、电缆的泄漏、在NTSC接收机中对于中频图像的抑制的不足、用于数字电视记录的磁带具有先前模拟电视记录的残余信号或某些其它的非正常的条件的原因，由于广播台没有考虑到这样的情况，实际的共道的NTSC干扰构成广播接收区域中的一部分。

当前ATSC的DTV标准并没有授权发送机使用符号的预编码。共道干扰的模拟TV信号的抑制被假设是在与符号解码相关的数据的分段过程之后在格构解码过程进行的。这一过程避免了是否在发送机处已经进行了预编码的判定的过程。但是，共道干扰的模拟TV信号不期望地将误差引入到数据的分段过程，这就给误差校正解码、格构解码和瑞得-所罗门解码的过程添加了额外的负担。这些误差将会降低广播所覆盖的区域，这将使得商业DTV广播丢失收益。所以，需要在数据分段之前提供对于共道干扰的模拟TV信号的抑制，尽管在DTV的符号预编码并没有被当前的ATSC的DTV标准授权。

术语“线性组合”在此表示的是根据传统的算术或模式算术执行的相加或相减。术语“模式组合”表示根据一个模式算术执行的线性组合。使用在已有技术的HDTV接收机中的示范行的符号后置编码，通过差分延迟和差分延迟相的线性组合的重新编码一个数字符号的数据流，在说明书中被定义为“符号再编码的第一类型”。对于模式组合的延迟的结果通过其模式组合对于数字符号数据流再编码的类型，以已有技术的HDTV发射机中的符号再编码为实例，在本说明书中称之为“符号再编码的第二类型”。

来自模拟电视信号的共道干扰的问题能够从将其视为在电视接收机中的某些时候的由接收器的自适应滤波电路解决的拥挤的角度来看待。只要是系统的动态范围不被超过，就能够通过破坏用于DTV调制的信号发送能力来使得共道干扰能够捕捉系统的信道，系统的性能能够被视作信号问题的一个叠加。接收机中的滤波电路用于从由模拟电视信号所引起的共道干扰中选择数字信号。依靠明显的相关性和模拟电视信号抗相关性，在接收机中的滤波电路被用于从模拟电视信号所引起的共道干扰中选择数字信号，以便显著地降低它们的能量，以便从它们中捕捉系统的频道。

就来自模拟电视信号的共道干扰而言，它是在DTV发射机之后和DTV接收机之前进入到系统的信道的。对于来自模拟电视信号的共道干扰而言，使用或者不使用在发射机处的符号的预编码都没有影响。对于DTV接收机，只要该共道干扰没有大到过载该接收机的前端并占据该系统的信道，则最后是接入一个带有梳状滤波器的削波来降低共道干扰的高频频谱成分的能量，从而降低在数据分段中的误差的出现。该DTV广播机应该调节其载波频率，通常该载波频率是在设定电视信道的下限之上的310KHz的标称值，以便使得载波频率在频率上最佳地偏离可能出现干扰的共道的NTSC模拟电视信号的频率。在载波频率中的这种最佳的偏离是该NTSC模拟电视信号的水平扫描行频率的确切的59.75倍。在解调的DTV信号中的共道干扰将包括由数字的HDTV载波和共道干扰的模拟电视信号的载波之间的混频产生的NTSC模拟电视信号的水平扫描行频率f_H的59.75倍的节拍，和由数字的HDTV载波和共道干扰的模拟电视信号的彩色副载波之间的混频产生的287.25倍的f_H节拍信号，这种节拍相当接近于59.75倍的f_H节拍信号的第五次谐波。该干扰将进一步包括由数字的HDTV载波和共道干扰的模拟电视信号的音频载波之间的混频产生的近似为345.75倍f_H的节拍信号，该信号相当接近于在59.75倍的f_H的节拍信号的第六次谐波。这些节拍信号之间的几乎近似的谐波关系使得它们能够被一个采用不同延迟的几个符号固定相位延迟的适当设计的滤波器而被抑制。在DTV接收机中的数据削波之前使用的一个NTSC抑制梳状滤波器相关地执行第一类型的符号再编码，以便修正由数据限幅得到的符号。

但是，考虑到数据的发送，用于数据的量化电平被制定为和符号的电平相匹配，所以，在该DTV接收机中接在第一类型符号预编码之后的数据削波是不破坏来自符号的第一预编码产生的结果的一个量化过程，该量化的识别是针对在第一类型的符号预编码相关的滤波之后剩余的共道干扰的模拟电视信号的余量，但是和符号电平之间的跳跃相比是明显地小。这是一种捕捉现象，其中一个较强的信号是以在量化过程中的一个较弱的信号为代价得到的。

关于数据的发送，该数字数据的符号数据流经过该系统信道的整个长度。当在DTV发射机处把第二类型的符号重新编码作为符号的预编码实施时，则以一个模块为基础对于差分延迟的数据符号数据流作附加的组合，这种组合不增加发射机的功率或符号间的平均距离，以便进一步有助于克服阻塞的模拟电视信号。相反，用于克服阻塞模拟电视信号的主要的机制是通过提供在DTV接收机中的梳状滤波器来衰减相对应的DTV信号，使得在梳状滤波器的响应中所剩余的模拟电视信号通过在该梳状滤波器之后的数据限幅器的量化效应而立即被抵制。

由于没有编码方案会损害符号数据流的发送能量，所以该第一和第二类型的符号再编码处理的执行次序在此情况下不会对于穿过系统信道的信号造成明显的影响。只要是第二类型的符号再编码的处理不是插入在第一类型的符号预编码处理和随后的数据限幅之间，则该第一和第二类型的符号再编码的执行的次序就不会对于数字接收机的能力造成影响，以便抑制共道干扰的模拟电视信号。这些技术的内涵提供了本发明的基本功能的基础。

在数字接收机中，例如一个数字电视接收机中，伴随着多电平符号的共道干扰的抑制是通过使用在数据限幅之前的降低共道干扰的能量的第一梳状滤波器实现的。第一梳状滤波器被提供有2N电平符号的一个数据流，每一个符号具有规定的时间长度的一个符号的固定相位延迟，其中的2N电平符号的数据流易伴随有共道干扰模拟电视信号的干扰，并提供一个响应信号，其中的这些共道干扰模拟电视信号的干扰被抑制。

第一梳状滤波器同时地执行第一类型的符号再编码过程，它将误差引入到由数据限幅产生的符号解码结果中，假设该第一梳状滤波器将2N电平符号的数据流延迟规定数目的符号固定相位延迟，以便产生2N电平符号的延迟数据流，随后把2N电平符号的数据流和2N电平符号的延迟的数据流线性地组合而产生作为第一梳状滤波器的响应的线性组合的结果。这一响应，即(4N-1)电平符号，被送到第一数据限幅器。

发明内容

在本发明的方案中，在数据限幅之前由第一数据限幅器执行的第一类型的符号再编码过程被视为一个预编过程。在数据限幅之后，第二梳状滤波器执行一个第二种类型的符号的再编码处理，实施一个后置处理过程来补偿第一种类型的再编码处理过程，并产生校正的符号解码结果。第一种类型的符号再编码的处理过程通过差分延迟和对于差分延迟的数据项的第一线性组合再编码一个输入的符号数据流。第二种类型的符号再编码过程对于由第一数据限幅器恢复的局部滤波的符号解码结果作再编码。这种第二类型的符号再编码的过程使用具有第二线性组合的延迟结果的该局部滤波的符号解码结果的第二线性组合，并根据一个模块算法执行这种组合。第一和第二线性组合的结果相减，而其它的则相加。第二线性组合的结果是后置的符号解码结果。

在紧随梳状滤波之后执行的后置编码具有的实际的问题必须解决，以便进行后置编码而执行正确的操作。这种问题的一个方面是一旦出现有在基本滤波的符号解码结果中的误差，则这种误差将会以延迟的方式反馈，趋于在后置符号解码的结果的产生期间传播这种误差。这一问题的其它的方面涉及到如何初始化在延迟反馈电路中的其它的条件，以及一旦出现了传输误差时，如何重新初始化该延迟反馈回路中的条件。

当把第二类型预编码用于后置编码时就会出现这种问题，因为这种再编码中使用的反馈被累积并提供一种超时的累积。当在再编码中的第二类型的预编码和在后置编码中的第一类型的再编码被实现时，第一类型的再编码提供在时间上的一种差分，迅速地抑制对于第二类型的再编码的初始条件的响应。这两种预编码不必要考虑自身的累加或集成的初始条件。当在预先编码的过程中实现第一类型的再编码并在后置编码的过程中实现第二类型的再编码时，由于第二类型预编码过程中产生的累积或集成的不正确的初始条件所引起的误差会在后置编码中自行传播。这将引起在最终编码结果中的运行误差是一个系统的错误，而不是一个随机的错误，一般地说，这种运行误差将不会自行地随时校正。

本发明的一个方面的是解码2N级符号的数据流的一个符号解码的方法，符号的每一个符号具有规定时间长度的固定相位延迟，该2N电平的符号的数据流容易伴随有共道干扰模拟电视信号的失真(artifact)，其中的N是正整数。该方法通过若干个步骤产生选择的符号解码结果，其中包括对于2N电平符号进行梳状滤波的步骤，以便产生具有(4N-1)电平的预编码符号的梳状滤波响应，由此将任何存在的共道干扰的模拟电视信号的失真抑制掉。该梳状滤波的步骤包括若干个子步骤，将2N电平的符号数据流延迟规定数目的符号规定相位延迟，以便产生一个延迟的2N电平符号的数据流，并且根据相加和相减操作过程之一线性地组合2N电平符号的数据流和该2N电平符号的延迟的数据流，以便产生具有(4N-1)电平预编码符号的作为梳状滤波器响应的第一线性组合结果，存在有对于具有(4N-1)电平预编码的符号的梳状滤波器响应进行限幅的步骤，以便产生预编码的符号解码的结果。存在有若干个步骤，将选择的符号解码的结果延迟预定的符号固定相位延迟，以便产生延迟的选择符号的解码结果。并且线性地将预编码的符号解码的结果和延迟的被选择的符号解码结果相组合，以便产生第二个线性组合的结果。为了产生第二个线性组合结果的该线性组合的实施是根据使用在为了产生第一个线性组合结果实现的线性组合的子步骤中的相加或相减过程的相反过程实现的，这种操作是根据一个模块算法实现的，其中有确定在2N电平符号数据流总的同步数据的符号编码描述出现的时间的步骤，当所说的同步数据的符号编码描述出现在2N电平符号数据流中时，产生没有误差的同步数据，并产生选择的符号解码的结果，以便当同步数据的符号描述出现在2N电平符号数据流中时对于没有误差的同步数据，并且当不是同步数据的描述的符号时间出现在该2N电平符号中时，至少是在被选择的时间中对应第二线性组合的结果。对于所说的2N电平符号数据流进行解码以产生最终的符号解码结果的方法，该最终解码结果中的共道干扰的模拟电视信号的干扰在符号解码过程中被自动地抑制，所说的产生最终符号解码结果的方法包括下列步骤：对于所说的2N电平符号的数据流进行数据限幅，以便产生中间的符号解码结果；确定是否所说的2N电平符号的数据流伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰；把所说的中间符号解码结果包括在所说的最终符号解码结果的响应中，以便确定所说的2N电平符号数据流不伴随有在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的足够强度的共道干扰模拟电视信号的干扰；和响应对于所说的2N电平的符号数据流伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际的误差的强度的共道干扰模拟的电视信号的干扰的判定结果，使得所说的最终符号解码结果对应于所说的选择的符号解码结果。

本发明的另一方面是一个电路的组合，如在说明书中所述，该电路包括在电视接收机中，该电路组合包括数字电视信号的检测装置以提供2N电平符号的一个数据流，每一个符号具有规定的时间长度的固定相位延迟，该2N电平的符号的数据流容易伴随有共道干扰模拟电视信号的失真。该电路组合包括第一和第二延迟装置，每一个都表现出所说的符号固定相位延迟的规定的第一数目的延迟。该电路的组合包括第一和第二线性组合器，其中之一是一个加法器，而另一个是减法器，第二个线性组合器是一模块2N的算法操作的。第一延迟装置连接来响应具有第一延迟的2N电平符号的数据流的2N电平符号的数据流，从而产生所说的2N电平符号的第一对差分延迟的数据流。第一线性组合器被连接来用于第一对差分延迟的2N电平符号数据流线性地组合。该第一对差分延迟的数据流是被接收作为第一线性组合器的第一和第二的分别的输入信号，响应这些输入信号，该第一线性组合器产生一个第一(4N-1)电平符号的数据流作为它的输出信号。在该电路组合中包括一个第一数据限幅器，通过对于来自第一线性组合器作为分别的输出信号的(4N-1)电平符号的第一数据流进行解码而产生第一预编码符号解码结果。用于对分别接收的第一和第二输入信号进行线性组合从而提供分别的输出信号的第二线性组合器被连接来接收作为分别的第一输入信号的第一预编码的符号解码的结果。该第二延迟装置被连接来用于延迟分别的输入信号，从而产生第二线性组合器的第二输入信号。该组合电路还包括数据同步电路，用于确定出现在2N电平符号数据流中的用于同步的数据出现的时间，还包括一个电路，当用于数据同步的符号被确定出现在2N电平符号的数据流中时，用于产生理想的符号解码的结果，该电路组合还包括一个多个输入的第一多路复用器，连接来用于把分别的输出信号提供到第二延迟装置作为分别的输入信号，用于接收理想的符号解码的结果作为输入信号的第一个，并用于接收第二线性组合器的输出信号作为其输入信号的另一个。当着，且仅当用于数据同步的符号被确定出现在2N电平符号的数据流中时，该第一多路复用器被调整来再生作为它的输出信号的其输入信号的第一信号。否则该第一多路复用器被调整，至少是在选定的时间上，再生作为第一后置编码的符号解码结果的第二线性组合的输出信号。

附图说明

图1是根据本发明的一个数字电视信号接收机的框图，其中在符号的解码之前使用抑制NTSC信号的梳状滤波器和在符号解码之后的一个后置解码的梳状滤波器，并且使用比较基带能量的一个共道干扰的检测器。

图2是使用在图1中的数字电视接收机中的一个NTSC共道干扰检测器的框图。

图3是数字电视接收机的一部分的框图，根据本发明，在进行符号解码之前使用一个NTSC去除梳状滤波器并在进行符号解码之后使用一个后置编码梳状滤波器，并且使用在1997年3月21日提交(律师事务所案号是1500-1)的美国专利中所描述类型的共道干扰检测器。

图4是数字电视接收机的一部分的框图，根据本发明，在进行符号解码之前使用一个NTSC去除梳状滤波器并在进行符号解码之后使用一个后置编码梳状滤波器，并且使用在1997年3月21日提交(律师事务所案号是1501-1)的美国专利中所描述类型的共道干扰检测器。

图5是图1、图3或图4中的数字电视信号接收机中的一部分的细节的示意性的框图，涉及到最终符号解码结果的选择，在数据的同步期间从预定的符号的解码结果中进行选择并在其它的时间响应已收的基带符号编码从数据限幅器中进行选择，或者从后置数据限幅器响应中进行选择，以便根据已收的基带符号编码是否实际上没有NTSC的共道干扰进行最终解码符号的选择。

图6是图5的另一个电路方案的示意性框图。

图7是图5的另一个电路方案的示意性框图。

图8是表示图1、图3或图4中的数字电视接收机一部分的电路框图的示意图，用于在数据同步的间隔中产生预定符号的解码结果。

图9是表示当采用12个符号延迟的NTSC去除梳状滤波器时，图1、图3或图4中的数字电视接收机一部分的电路框图的示意图。

图10是表示当采用6个符号延迟的NTSC去除梳状滤波器时，图1、图3或图4中的数字电视接收机一部分的电路框图的示意图。

图11是表示当采用2视频行延迟的NTSC去除梳状滤波器时，图1、图3或图4中的数字电视接收机一部分的电路框图的示意图。

图12是表示当NTSC去除梳状滤波器采用262个视频行延迟时，图1、图3或图4中的数字电视接收机一部分的电路框图的示意图。

图13是表示当采用2个视频帧延迟的NTSC去除梳状滤波器时，图1、图3或图4中的数字电视接收机一部分的电路框图的示意图。

图14是使用多个用于执行并行符号解码的NTSC去除梳状滤波器的一个数字电视接收机的框图。

图15是表示把图15A和图15B示出的能够放置在一起构成下面将要详细描述的单一的电路的示意图，其中图15详细地示出在图14中的数字电视接收机中能够使用的符号码选择电路。

图15A是表示在图14中示出的数字电视接收机的电路的示意框图，用于在数据同步的间隔中产生预定的符号编码结果。

图15B是表示在图14中示出的数字电视接收机的电路的示意框图，用于在数据同步的间隔之间进行在符号的解码的结果当中进行选择。

具体实施方式

在所示出的这些附图中的各点，为了实现操作顺序的正确性而必须插入调节(shimming)延迟，象本专业的普通技术人员所理解的那样。除非是存在有相关的特定的调节延迟请求出错，下述参考不做详细解释。

图1示出了用于恢复误差校正数据的数字电视信号接收机，这些数据适用于MPEG解码的数字录像机的记录并在有关电视接收机中进行显示。图1中的DTV信号接收机被示出对于来自接收天线8的电视广播信号进行接收，但是也能够接收来自有线网络的信号，该电视广播信号作为输入信号被送到DTV接收机前端10。该DTV接收机前端10通常包括射频放大器和有关第一检波器，用于将该射频电视信号转换成中频电视信号，作为输入信号输入到一个用于残留边带的DTV信号的中频(IF)放大器链12中。DTV接收机最后是具有IF放大器链12的多种转换类型的接收机，包括一个中频放大器，当DTV信号由第一检波器转换成一个超高频频带时用于放大该信号，一个第二检波器，用于将放大的DTV信号转换成一个甚高频频带的信号，还包括另一个中频放大器，在该DTV信号被转换成VHF频带的信号时对其进行放大。如果是在数字域实现到基带的解调，则IF放大器链12进一步包括一个第三检波器，用于将放大的DTV信号转换成接近基带的最后的中频基带信号。

最好是，在IF放大器中把一个声表面滤波器(SAW)用于UHF频带，以便成型许多的选择响应并抑制相邻的频道。该SAW滤波器恰在5.38MHz之外急剧截止去除VSB的DTV信号的抑制载波频率和导频载波，这些载波具有相似的频率和固定的幅度。该SAW滤波器因此去除了任何共道干扰的模拟电视信号的调频伴音载波的大部分。在IF放大器链12中对于任何共道干扰的模拟电视信号的FM伴音载波的去除防止了在当最终IF信号被检波时产生的人为的干扰，以便在符号的解码期间恢复基带的符号并防止这种人为干扰对于这些基带符号的数据限幅的干扰。在符号的解码期间防止这种人为干扰对于基带符号的数据限幅的干扰要优于在数据限幅之前依靠梳状滤波器实现的结果。

来自IF放大器链12的最终的IF输出信号送到复合解调器14，该复合解调器14解调在该最终中频带中的残留边带的调幅的DTV信号，以便恢复真实的基带信号和镜象基带信号，解调可以是在最终的中频带的模拟-数字转换之后的几个兆Hz的数字域内实现，就象C.B.Patel等人在95年12月26日公开的题为“DIGITAL VSB DETECTOR WITH PHASE TRACKER，ASFOR INCLUSION IN AN HDTV RECEIVER”的美国专利US 5479449中所描述的那样。此外，解调可以是在模拟信号领域中实现，其中的结果通常是要进行模拟-数字的转换，以便有助于进一步的处理。复合解调最好以同相(I)同步解调和正交相位(Q)同步的解调实现。前述的解调过程的数字结果通常具有8个比特或更高的精确度并描述编码的数据的N个比特2N级别的符号。在当前图1中的DTV信号接收机通过天线接收无线广播的情况中的2N是8，而在图1中的DTV信号接收机有线广播的情况中的2N是十六。本发明所涉及的是通过无线的方式实现的陆地的接收，而图1并不示出用于对已收有线发送提供符号的解码和误差校正解码的DTV接收。

从复合解调器14，符号同步器和均衡器电路16至少接收同相(I频道)基带信号的至少数字化的实际取样；在图1中，DTV的该符号同步器和均衡器电路16还被示出接收正交相位(Q频道)基带的数字化的镜象取样。该符号同步器和均衡器电路16包括一个加重系数可调的数字滤波器，以便补偿在接收信号中的失真和抖动。该符号同步器和均衡器电路16提供符号的同步或“解旋动”，以及幅度的均衡和失真的抑制。这种在幅度均衡之前实现符号的同步的该符号同步器和均衡器电路16在美国专利US 5479449中可知。在这种设计中，复合解调器14把包括真实的和镜象的基带信号提供超取样的解调器的响应提供到符号同步器和均衡器电路16。在符号同步之后，该超取样的数据被抽取，以便以正常的符号率提取基带的I频道的信号，通过用于幅度均衡和失真去除的数字滤波降低取样率。对于数字信号接收机的设计领域中的专业技术人员，其中在符号的同步，“解旋动”或“相位跟踪”之前进行幅度均衡的这种符号同步器和均衡器电路16同样是公知的。

符号同步器和均衡器电路16的每一个取样的输出信号被分解成十个或更多的比特，并在效果上是呈现(2N＝8)之一的一个模拟符号的数字的表示。通过若干种已知的方法之一，符号同步器和均衡器电路16的这种输出信号被认真地进行增益的控制，以便得知理想的用于符号的步进的级别。由于其增益控制的响应速度是特别地快，一种增益控制的方法调节实际从复合解调器14提供的基带信号的直流成分到+1.25的正常电平。这种增益控制的方法在美国专利申请US 5479449中作了一般的描述。更为详细的描述在C.B.Patel等人在1995年12月15日提交的美国专利申请US 5574454中，题为“AUTOMATIC GAIN CONTROL OF RADIO RECEIVER FOR RECEIVINGDIGITAL HIGH-DEFINITION TELEVISION SIGNALS”，该文献在此引作参考。

来自符号同步器和均衡器电路16的输出信号作为输入信号输入到数据同步检测器电路18，该数据同步检测器电路18对于来作均衡的基带I-频道信号的数据场的同步信息F和数据段的同步信号S进行转换。此外输入到数据同步检测器电路18的输入信号能够在均衡之前得到。

来自符号同步器和均衡器电路16的作为输出信号提供的正常符号率的已均衡的I频道的信号作为输入信号输入到NTSC去除梳状滤波器20。该NTSC去梳状除滤波器20包括传输2N电平符号的一对差分延迟数据流的第一延迟装置201和用于把差分延迟的符号数据流线性地组合而产生NTSC去除梳状滤波器20的响应的第一线性组合器202。如图在美国专利US 5260793中所描述的那样，第一延迟装置201能够提供等于2N电平符号的延迟，并且该第一线性组合器202可以是一个减法器。NTSC去除梳状滤波器20的输出信号的每一个取样都被分解成十个或更多比特，并在效果上是表示(4N-1)＝15的模拟符号之一的一个数字的描述。

假设该符号同步器和均衡器电路16在设计上抑制其输入信号的偏置成分(用数字取样表示)，由于导频载波的检测，其中的直流偏置成分具有+1.25的电平并且出现在从复合器解调器14提供的基带信号中。因此，作为NTSC去除梳状滤波器20的输入信号而加入的该符号同步器和均衡器电路16的输出信号的每一个取样在效果上是表示下列规范化电平-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7之一的数字表示。这些符号电平是“奇数”符号电平，由奇电平数据限幅器22检测，以便分别地产生中间符号解码的结构：000、001、011、100、101和111。

NTSC去除梳状滤波器20的输出信号的每一个取样在效果上是表示-14、-12、-10、-8、-6、-4、-2、+2、+4、+6、+8、+10、+12和+14规范化的模拟符号的一个数字的描述。这些符号电平表面出“偶数”电平并且由一个偶电平数据限幅器24所检测，以便分别地产生001、010、011、100、101、110、111、000、001、010、011、100、101、110和111预编码符号解码的结果。

象在说明书中所描述的那样，该奇电平数据限幅器22和偶电平数据限幅器24可以是所谓的“硬判定”型，或者是象使用在Viterbi解码器规程中那样的“软判定”型。通过多路复用器的连接来移动在电路中的位置并提供偏置来修正它的限幅范围，在奇电平数据限幅器22和偶电平数据限幅器24中设计上的一致性可能使得该两个限幅器由一个单一的数据限幅器取代，但是这些设计由于操作上的复杂性而并非是最可取的。

在前面的描述中的符号同步器和均衡器电路16在设计上是用来抑制输入信号(用数字形式所表示)的直流偏置成分的，这种直流偏置成分具有+1.25的规范化的偏置电平，且由于对于导频载波的检测，出现在来自复合解调器14的真实基带信号中。此外，符号同步器和均衡器电路16在设计上是保留该输入信号的直流偏置成分的，这样就一定程度地简化了均衡滤波器的设计。为了考虑在输入信号中的数据步长中伴随的直流偏置成分，此种情况中的在奇电平数据限幅器22中的数据限幅电平被补偿。假定第一线性组合器202是一个减法器，该符号同步器和均衡器电路16是否被设计成抑制或保持输入信号的直流偏置成分都不影响在偶电平数据限幅器24中的数字幅电平。但是，如果选择第一延迟装置201提供的差分延迟信号，以便使得第一线性组合器202成为减法器，则在偶电平数据限幅器24中的数据限幅电平就应该被补偿，以便顾及到在其输入信号中的伴随数据步长的直流偏置。

后置编码梳状滤波器26被使用在奇电平数据限幅器22和偶电平数据限幅器24之后，产生响应NTSC去除梳状滤波器20的后置编码滤波器响应。该后置编码梳状滤波器26包括3端输入多路复用器261、第二线性组合器262和其延迟等于在NTSC去除梳状滤波器20中的第一延迟装置201的第二延迟装置263。如果第一线性组合器202是一个减法器，该第二线性组合器262则是一个模8的加法器，而如果第一线性组合器202是一个加法器，该第二线性组合器262则是一个模8的减法器。第一线性组合器202和第二线性组合器262可以被分别地构成为只读存储器(ROM)，从而充分地加速线性组合操作，以便支持所采用的取样率。来自3端输入多路复用器261的输出信号改善来自后置编码梳状滤波器26的响应并且由第二延迟装置263所延迟。该第二线性组合器262把来自偶电平数据限幅器24的预编码符号解码结果和第二延迟装置263的输出信号组合。

按照响应来自控制器28的加到该3端输入多路复用器261的第一、第二和第三个控制信号的选择，该多路复用器261再生该三个所加信号的之一。在当来自均衡的I频道的信号的数据场同步信息F和数据段同步信息S被数据同步检测器电路18所恢复期间，多路复用器261的第一输入端口接收从控制器28内部存储器提供的理想的符号解码结果。在此期间，控制器28将多路复用器控制信号的第一状态提供到多路复用器261，按照其最终输出信号的编码的结果修复从控制器28中的存储区提供的理想符号解码结果。奇电平数据限幅器22把中间符号的解码结果作为它的输出送到多路复用器261的第二个输入端口。通过多路复用器控制信号的第二个状态调节多路复用器261，以便产生作为输出信号的最终编码结果的中间符号解码结果。第二线性组合器262把后置符号解码结果作为输出信号提供到多路复用器261的第三输入端口。多路复用器261受到该控制信号的调节，以便产生符号解码结果，作为输出信号的最终编码结果。

通过在数据同步检测器电路18恢复数据场的同步信息F和数据段的同步信息S期间把来自在控制器28中的存储区的理想符号解码结果反馈，把来自后置编码梳状滤波器26的后置符号解码结果中的误差删除，这是本发明的一个重要的方面，在本说明书中将会更详细地描述。

在后置编码梳状滤波器26中的多路复用器261的输出信号包括由数据汇编器30所汇编的在三端并行比特组中的最终符号解码的结果，用于数据交错器32，该数据交错器32将该汇编的数据转换成并行的数据，用于格构解码器电路334。传统上该格构解码器电路34采用十二个格构解码器，格构解码器解码的结果从该格构解码器电路34送到数据解交错器电路36，以便作解转换。字节组建电路38把数据解交错电路36的输出数据转换成瑞得-所罗门误差校正编码的字节，以便用于瑞得-所罗门解码器电路40，该瑞得-所罗门解码器电路40执行瑞得-所罗门解码而产生提供到数据解随机器42的误差校正的字节数据流。数据解随机器42将再生的数据提供到接收机的其它的电路(没示出)。一个完整的DTV的其它的电路包括一个打包数据的筛选器、音频解码器、MPEG-2解码器等。和一个数字磁带录/放机相结合的一个DTV的相应电路将包括用于将数据转换成适于记录的形式。

NTSC共道干扰检测器44向控制器28提供一个指示以表明该NTSC共道干扰是否强到能够引起奇电平数据限幅器22执行的数据限幅所不能校正的误差。如果检测器44指示该NTSC共道干扰没有这样的强度，则在不属于由数据同步检测器电路18所恢复的场同步信息F和数据段同步信息S的其它的时间，控制器28就把多路复用器控制信号的第二种状态送到多路复用器261。这使调节多路复用器261产生的输出信号作为来自奇电平数据限幅器22的中间符号的解码的结果。如果检测44指示该NTSC共道干扰足以强到引发在奇电平数据限幅器22中的不可校正的误差，则在不属于由数据同步检测器电路18所恢复的场同步信息F和数据段同步信息S的其它的时间，该控制器28就把多路复用器控制信号的第三种状态送到多路复用器261。这将调节多路复用器261产生的后置符号解码结果的输出信号作为来自第二线性组合器262的第二组合结果。

图2示出的NTSC共道干扰检测器44的形式相信对于已有技术而言是新颖的。一个减法器441差分组合来自奇电平数据限幅器22的中间项符号解码结果和来自第二线性组合器262的作为第二线性组合结果提供的后置符号解码结果。如果该NTSC共道干扰的量可以忽略不计，并且如果在基带的I频道中的随机噪声是可忽略不计，则这些数据项就应该是相似的，从而使得来自减法器441的差是低的。如果NTSC共道干扰的总量显然可见，则来自减法器441的示出差信号将不会是很低，而通常是高值。

来自减法器441的差信号的能量的测量是利用乘方器442进行的平方运算对于该差信号取平方并利用均值平均电路443在预定短的时间间隔内确定均方相应而得到的。该乘方器442可以用只读存储器(ROM)实现。该均值平均电路43可以用应该延迟行存储器实现，用于若干个连续的数字取样并且一个加法器用于对存储在延迟行存储器中的当前的数据取样进行取和。由均值平均电路443决定的来自减法器441的差值输出信号中的能量短期平均值被送到连接的数字比较器，以便提供一个门限检测器444。门限检测器444的门限足够地高，但是不超过伴随着中间符号解码结果和加到减法器441的后置符号解码结果的随机噪声中的差值的平均值。如果NTSC共道干扰足够强到超过门限值的话，则引发在奇电平数据限幅器22中执行的数据限幅过程中不可校正的误差。该门限检测器444向控制器28提供是否该门限被超出的指示。

图3示出的数字电视接收机和图1中示出的数字电视接收机的不同点在于，其中的用于确定NTSC共道干扰是否足够强到能够引起在由奇电平数据限幅器22执行的数据限幅中的不可校正的误差的电路类型说明于本发明人在1997年3月21日美国专利申请(代理卷号是1501-1)中，题目是“USINGINTERCARRIER SIGNALS FOR DELECTING NTSC INTERFERENCE INDIGITAL TV RECEIVERS”。作为由DTV接收机前端10转换的IF信号的DTV信号加到用于NTSC信号的IF放大器链路46。该用于NTSC信号的IF放大器链路46不同于使用在普通的NTSC信号接收机中的IF放大链路，在IF放大器链路46中的放大器级对应于在用于DTV信号的IF放大器链12中的放大器级，具有实际上线性的增益并具有对应于在IF放大器链12中的相同的增益控制NTSC信号的残留边带在IF放大器链路46中不被抑制。属于是在字符中的单边带的NTSC信号的全边带最好是在IF放大器链路46中被抑制，以便减低DTV信号的能量。IF放大器链路46响应的动态范围的降低，有助于视频载波的附加的放大，用于锁定使用在复合解调器48中的本地视频载波振动器的相位。如果使用多重转换接收机电路的话，为了建立IF放大器链路46的带宽而进行的滤波过程能够由在一个UHF IF放大器中的SAW滤波器来实现。IF放大器链路46的放大的IF响应或者是直接地或者是经过某些进一步的放大之后被送到用于NTSC信号的复合解调器48。该复合解调器48提供一个同相I频道的响应，包括NTSC视频信号的取样和伴随该DTV失真信号的实际的成分。该复合解调器48还提供正交相位的Q通道的响应，包括DTV失真的虚部成分的取样，该取样被加到希尔伯特变换器50。该希尔伯特变换器50的响应被加到线性合成器52。线性合成器52将希尔伯特变换器50的响应和适当延迟的同相I通道的DTV失真组合。根据使用在复合解调器48中的在同步解调过程中的相关视频载波的相位，该线性合成器52是一个加法器或一个减法器，以便产生I通道信号和Q通道信号。

来自线性合成器52的实际上没有伴随的DTV失真信号的NTSC信号送到具有截止频率为750KHz或更小的一个低通滤波器54。通过以一个平方器56对于低通滤波器54的响应进行平方并利用58在预定的时间间隔上进行平方响应的均值平均，产生在共道干扰NTSC信号中的亮度信号的能量的估计。这一估计被送到58。如果该NTSC共道干扰强到足以引起在奇电平数据限幅器22执行的数据限幅中无法消除的误差，则该58中的门限将被超出，该58将提供是否该门限电平被超出的指示。

图4示出的数字电视接收机和图1中示出的数字电视接收机的不同点在于，其中的用于确定NTSC共道干扰是否足够强到能够引起在由奇电平数据限幅器22执行的数据限幅中的不可校正的误差的电路说明于本发明人在1997年3月21日美国专利申请(代理卷号是1500-1)中，题目是“USINGVIDEO SIGNALS FROM AUXILIARY ANALOG TV RECEIVERS FORDETECTING NTSC INTERFERENCE IN DIGITAL TV RECEIVERS”。作为由DTV接收机前端10转换的IF信号的DTV信号加到用于NTSC信号的近似并行的IF放大器链路62。在用于NTSC声音信号的IF放大器链路62中的放大器级对应的在用于DTV信号的IF放大器链12的放大器级，具有实际上线性的增益并具有对应于在IF放大器链12中的相同的增益控制。IF放大器链路62的频率选择是使得增强在NTSC音频载波±250KHz的加重响应和在大约NTSC信号的视频载波±250KHz中加重的响应，如果使用多重转换接收机电路的话，为了建立IF放大器链路46的带宽而进行的滤波过程能够由在一个UHF IF放大器中的SAW滤波器来实现。IF放大器链路62的放大的IF响应送到中间载波检测器64，该中间载波检测器64使用调制的NTSC视频载波作为用于对该NTSC音频载波进行差频的一个恢复载波，以便产生利用4.5MHz载波中频的载波间IF信号。该载波间IF信号用于中间载波中间伴音中频放大器66放大，该具有4.5MHz IF放大器66把放大的载波间伴音IF信号送到一个载波幅度检测器68。利用一个均值平均电路70在一个预定的时间间隔上对于载波幅度检测器68响应作平均，并且将均值平均的结果的送到门限检测器72。如果该NTSC共道干扰强到足以引起在奇电平数据限幅器22执行的数据限幅中无法消除的误差，则该门限检测器72中的门限将被超出。该门限检测器72将提供是否该门限电平被超出的指示到控制器。

图5表示在后置编码梳状滤波器26中实施多路复用器261的最佳方式。该多路复用器261被表示为两个两端输入多路复用器2611和2612的组合。控制器28把来自共道干扰检测器(例如44)的输出信号送到两端输入多路复用器2611作为控制信号。

强到足以在奇电平数据限幅器22执行数据限幅中产生无法校正的误差的NTSC共道干扰如果出现，则来自该NTSC共道干扰检测器的“1”的输出信号调整该两端输入多路复用器2611，以便加到两端输入多路复用器2612的第二个输入端口，该后置符号解码导致该第二线性组合器262提供到两端输入多路复用器2611的第一输入端口。

强到足以在奇电平数据限幅器22执行数据限幅中产生无法校正的误差的NTSC共道干扰如果出现，则来自该NTSC共道干扰检测器的“0”的输出信号调整该两端输入多路复用器2611，以便产生中间符号解码器的结果，该奇电平数据限幅器22将该结果加到两端输入多路复用器2611的这些再生中间项的符号解码的结果被加到两端输入多路复用器2612的第二个输入端口。

图5，6和7的每一个都示出包括在控制器28中的一个或门281。当场数据段同步检测器181响应被检测的同步数据段的出现而提供一个1时，并且当数据段同步检测器182响应被检测的数据同步码的出现而提供一个1的时候。该或门281提供一个是1的响应。在所有的其它的时间，该或门281提供为0的响应。

在图5中，或门281的响应作为控制信号送到两端输入多路复用器2612。该或门281是0的情况调节两端输入多路复用器2612产生作为最终的符号解码结果的输出加到数据汇编器30，两端输入多路复用器2611的输出信号作为符号解码的更佳的结果送到两端输入多路复用器2612。或门281的响应是1的情况调节两端输入多路复用器2612产生作为最终的符号解码结果的输出加到数据汇编器30，如同在对于图8将要进行描述的那样，从在控制器28中的存储器中得到理想的解码结果。

图6示出另一种后置编码梳状滤波器260，它是后置编码梳状滤波器26的另一种结构。包括两个两端输入多路复用器2611和2612的3端输入多路复用器261由包括三个两端输入多路复用器26101、26102和26103的三端输入多路复用器2610所取代。

图7是后置编码梳状滤波器26的改进型的后编码梳状滤波器2600，其中的包括两个两端输入多路复用器2611和2612的多路复用器261被包括两个两端输入多路复用器261001和261002的一个多路复用器26100取代，它们分别地从或门281和NTSC共道干扰检测器接收控制信号，该后置编码梳状滤波器2600提供某种不同于后置编码梳状滤波器26和后置编码梳状滤波器260的操作结果。当或门281响应是1时，两端输入多路复用器261001以理想的符号解码结果取代后置符号解码的结果。当NTSC共道干扰检测器提供一个1，以指示该NTSC共道干扰足以强到引起在由奇电平数据限幅器22所执行的数据限幅过程中的不可校正的误差时，该两端输入多路复用器261002将选择修正的后置编码符号的解码的结果作为最终的符号解码的结果送到数据汇编器30。当NTSC共道干扰检测器提供一个0，以提示该NTSC共道干扰不足以强到引起在由奇电平数据限幅器22所执行的数据限幅过程中的不可校正的误差时，该两端输入多路复用器261002将选择来自奇电平数据限幅器22的中间符号的解码的结果作为最终的符号解码的结果送到数据汇编器30，而不进行以理想解码结果对于这些中间符号解码的结果的任何的替换。

图8是图5多路复用器2612的详细图，以及产生加到载波多路复用器2612上的理想符号解码结果的电路。多路复用器2612包括只读存储器74，76，78的缓冲寄存器以选择地从多路复用器2612读三比特宽输出总线80。多路复用器2612还包括三态数据缓冲器82以选择性地将多路复用器2611的3比特宽输出送至输出总线80。

产生加到两端输入多路复用器2612的理想符号解码结果的电路包括ROM74、ROM76、ROM78；符号时钟产生器84；用于编址该ROM74，ROM76和ROM78的地址计数器86；用于产生用于ROM74、ROM76和ROM78的读出启动信号的地址解码器94、地址解码器96和地址解码器98；以及一个用于控制三态数据缓冲器82的NOR门92。该地址计数器86计数来自符号时钟产生器84的以符号解码率接收的输入脉冲，从而产生分别描述在一数据帧中的符号的连续地址。这些地址的适当的部分被加到ROM74，ROM76和ROM78作为它们的输入地址。响应由图1，3或4中的数据同步检测器电路18所恢复的数据场同步信号F和数据段同步信息S，干扰复位电路88把地址计数器86复位到适当的计数。

最好配置地址计数器86构型，使得更重要的一组比特计数每个数据帧的数据段的数目，而使得不重要的一组比特计数每个数据帧的符号的数目，这将简化干扰复位电路88的电路设计；把输入信号的比特宽度降低到地址解码器94、地址解码器96和地址解码器98的宽度；并有助于ROM74，ROM76和ROM78被来自地址计数器86的局部地址所编址，减低ROM编址的比特宽度。

ROM74存储用于奇数场同步数据段的理想符号解码结果，并通过接收来自地址解码器94的1而被有选择地启动而进行接收。由地址计数器86的不重要的比特组编址的ROM74输出每一个数据段组的符号的数目的计数；并且地址解码器94响应更重要的比特组，计数每一个数据帧的数据段的数目，当且仅当地址计数器86提供的地址的数据段部分对应于一个奇数场同步数据段的地址时，该地址解码器94才产生一个1。

ROM76存储用于偶数场同步数据段的理想符号解码结果，并通过接收来自地址解码器96的1而被有选择地启动而进行接收。由地址计数器86的不重要的比特组编址的ROM76输出每一个数据段组的符号的数目的计数；并且地址解码器96响应更重要的比特组，计数每一个数据帧的数据段的数目，当且仅当地址计数器86提供的地址的数据段部分对应于一个偶数场同步数据段的地址时，该地址解码器96才产生一个1。

ROM78存储用于在每一个场同步数据段的起始处的用于起始编码组的理想符号解码结果，并通过接收来自地址解码器98的1而被有选择地启动而进行接收。ROM78响应由地址计数器86输出的两个最不重要的比特，并且地址解码器98响应地址计数器86的最不重要的比特组，计数每一个数据段组的符号数目。当且仅当地址计数器86提供的地址的数据段部分的设计符号对应于一个起始码组的部分地址时，该地址解码器98才产生一个1。

或门92接收在三个输入接点上的地址解码器94、地址解码器96和地址解码器98的响应。当能够得到理想的符号解码结果时，地址解码器94、地址解码器96和地址解码器98之一提供一个1作为它的输出信号，响应三态数据缓冲器82而调节NOR门92而输出一个0。对于三态数据缓冲器82的调节使其表现出对于输出总线80的高的源阻抗，以便使得从两端输入多路复用器2611前馈的信号将不被从两端输入多路复用器2612吸收到三比特宽的输出总线80。在理想的符号解码结果并不能预见的情况下的数据段部分的期间中，地址解码器94、地址解码器96和地址解码器98都不在它们的输出端提供1，调节NOR门92把一个1提供到三态数据缓冲器82。这将调节三态数据缓冲器82使其展示对于输出总线80的低的源阻抗，以便使得从两端输入多路复用器2611前馈的信号出现在来自两端输入多路复用器2612的三比特宽的输出总线80上。

图8中用于产生加到两端输入多路复用器2612的理想符号解码结果的电路很容易由数字电路设计的专业技术人员采用而使用在图6和7示出的构型中。

图9是一个示意性的框图，表示出在图1、图3和图4中示出的使用NTSC去除梳状滤波器20的一个种类的NTSC去除梳状滤波器120和后置编码梳状滤波器26的一个种类的后置编码梳状滤波器126的数字电视信号接收机的详图。减法器1202用作在NTSC去除梳状滤波器120中的一个第一线性组合器。NTSC去除梳状滤波器120使用一个展示十二个符号固定相位延迟的第一延迟装置1201，并且后置编码梳状滤波器126使用的第二延迟装置1263也展示十二个符号的固定相位延迟。由第一延迟装置1201和第二延迟装置1263的每一个展示的十二个符号的固定相位延迟在59.75倍的模拟电视水平扫描频率f_H接近模拟电视视频载波的人为失真的一个周期的延迟。这12个符号的延迟在287.25倍f_H接近模拟电视彩色副载波的人为失真的5个周期。12个符号的延迟在345.75倍f_H接近模拟电视伴音载波的人为失真的6个周期。这就是为什么减法器1202对于伴音载波、图像载波以及对于接近由第一延迟装置1201差分延迟的彩色副载波的频率的差分组合响应趋近于具有减少的共道干扰的原因。但是，在其边缘交叉于水平扫描行的视频信号的部分中，在水平空间方向中的这种距离在模拟视频信号中的相关性是很低的。

多路复用器261的一种多路复用器1261由一个多路复用器控制信号所控制，当确定没有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第二状态，而在当确定有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第三状态。多路复用器1261由处在第三状态的控制信号所控制，把作为第二延迟装置1263延迟了十二个符号的固定相位延迟的模8加法器1262的结果的模8的取和馈送到模8加法器1262作为一个取和项。这是一个模式累积过程，其中的信号误差传播作为运行误差，这种误差每十二个符号的固定相位延迟出现一次。在来自后置编码梳状滤波器126的后置符号解码结果中的运行误差由多路复用器1261所截断，在每一个数据段的开始以及在包括场同步的每一个数据段的整个期间上，每一数据段置成它的第一状态。当控制信号是在第一状态时，多路复用器1261再生来自控制器28中的存储器提供的理想符号解码结果作为它的输出信号。把理想符号的解码结果引入到多路复用器1261中停止了运行的误差。由于每一个数据段具有4+69(12)个符号，所以该理想符号解码结果又变回到每一个数据段中四个符号的固定相位延迟，从而使得没有运行误差能够持续长于三个数据段。

图10是一个示意性的框图，表示出在图1、图3和图4中示出的使用NTSC去除梳状滤波器20的一种NTSC去除梳状滤波器220和后置滤波器梳状滤波器26的一种后置编码梳状滤波器226的数字电视信号接收机的详图。NTSC去除梳状滤波器220使用一个展示六个符号固定相位延迟的第一延迟装置2201，并且后置编码梳状滤波器226使用的第二延迟装置2263也展示六个符号的固定相位延迟。由第一延迟装置2201和第二延迟装置2263的每一个展示的六个符号的固定相位延迟在59.75倍的模拟电视水平扫描频率f_H接近模拟电视视频载波的人为失真的0.5个周期的延迟。这六个符号的延迟在287.25倍f_H接近模拟电视彩色副载波的人为失真的2.5个周期。六个符号的延迟在345.75倍f_H接近模拟电视视色伴音载波的人为失真的3个周期。加法器2202用作在NTSC去除梳状滤波器220中的第一线性组合器，模8减法器2262用作在后置编码梳状滤波器226中的第二线性组合器。由于第一延迟装置2201和第二延迟装置2263展示的延迟短于第一延迟装置1201和第二延迟装置1263展示的延迟，尽管靠近从TV载波频率转换的频率的空白区是一个窄带，但是更有可能在由加法器2202组合而信号合成中具有比在由减法器1202差分组合的信号的良好的相关性要好的抗相关性。在NTSC去除梳状滤波器220中的伴音载波的抑制响应是差于在NTSC去除梳状滤波器120中的响应。但是，如果共道干扰的模拟电视信号的载波已经在IF放大器链12中的SAW滤波器或陷波器所抑制，这种NTSC去除梳状滤波器220的较差的伴音的抑制并不是个问题。在使用图10的NTSC去除梳状滤波器220中而不是使用图9的NTSC去除梳状滤波器120中的持续期中的同步陷波响应被减低，从而在进行格构解码和瑞得-所罗门编码中存在实际的抑制误差校正的趋向。

多路复用器261的一种2261由一个多路复用器控制信号所控制，当确定没有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度NTSC共道干扰时的多数时间内处在第二状态，而在当确定有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第三状态。多路复用器1261由处在第三状态的控制信号所控制，把作为第二延迟装置2263延迟了六个符号的固定相位延迟的模8减法器2262的结果的模8的取和馈送到模8减法器2262作为一个取和项。这是一个模式累积过程，其中的信号误差传播作为运行误差，这种误差每六个符号的固定相位延迟出现一次。在来自后置编码梳状滤波器226的后置符号解码结果中的运行误差由多路复用器1261所截断，在每一个数据段的开始以及在包括场同步的每一个数据段的整个期间上，每一个数据段置成它的用于四个符号固定相位延迟的第一状态。当控制信号是在第一状态时，多路复用器2261再生来自控制器28中的存储器提供的理想符号解码结果作为它的输出信号。把理想符号的解码结果引入到多路复用器2261中停止了运行的误差。由于每一个数据段具有4+138(6)个符号，所以该理想符号解码结果又变回到每一个数据段中四个符号的固定相位延迟，从而使得没有运行误差能够持续长于两个数据段。在后置编码梳状滤波器226中的运行误差的一个延滞周期的可能性实际上小于在后置编码梳状滤波器126中的可能性，尽管运行误差出现的频繁率是十二间隔的格构码的两倍。

图11是一个示意性的框图，表示出在图1、图3和图4中示出的使用NTSC去除梳状滤波器20的一种NTSC去除梳状滤波器320和后置编码梳状滤波器26的一种后置编码梳状滤波器326的数字电视信号接收机的详图。NTSC去除梳状滤波器320使用展示1368个符号固定相位延迟的一个第一延迟装置3201，这一延迟实际上等于模拟电视信号的两个水平扫描行的固定相位延迟，并且后置编码梳状滤波器326也使用展示这种延迟的第二延迟装置3263，在NTSC去除梳状滤波器320中的第一线性组合器是一个加法器3202，并且在后置编码梳状滤波器326中的第二线性组合器是一个模8加法器3262。

多路复用器261的一种多路复用器3261由一个多路复用器控制信号所控制，当确定没有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第二状态，而在当确定有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第三状态。该DTV接收机最好包括用于检测在NTSC共道干扰中的隔行扫描之间的变化的电路，以便使得该控制器28在这样的条件下维持提供多路复用器3261的控制信号的第三种状态。

象所假设的那样，多路复用器3261受到处在第三状态的控制信号的控制，把模8减法器3262的模8求和结果作为由第二延迟装置3263延迟了1368个符号固定相位延迟的信号送到模8减法器3262。这是一个模式累积的过程，其中的单一的误差作为具有每1368个符号的固定相位延迟的再现的运行误差传播。该符号编码的跨度要比瑞得-所罗门编码的单一数据块的跨度长，所以一个单一的运行误差很容易在瑞得-所罗门解码中校正。在来自后置编码梳状滤波器326的后置符号解码结果中的运行误差在包括场同步的每一个数据段的整个期间由多路复用器3261截断置成它的第一状态，以及在每一个数据段的开始具有四个固定相位延迟。当控制信号是在它的第一状态中时，多路复用器3261再生来自在控制器28中的理想符号解码结果作为它的输出信号。理想符号解码结果引入到多路复用器3261的输出信号终止了运行误差，NTSC视频场的16.67ms的持续期展示出抵制DTV数据场的偶电平数据限幅器24.19ms的持续期，以便使得包括场同步的DTV数据段最终扫描整个NTSC的帧光栅。在NTSC帧光栅中的525行的每一个包括684个符号的固定相位延迟，作为35911个符号固定相位延迟。用于这一数值小于在包括场同步的DTV数据段中的432倍的832个符号固定相位延迟，所以可以自然地想到持续期比432个数据场更长的运行误差将会由多路复用器3261所删除，再生出在包括场同步的DTV数据段中的理想符号解码结果。其中还有在用于能够得到理想符号解码结果的起始码群和NTSC水平扫描行数据段之间的相位移动。可以估计的359110个符号固定相位延迟，是在一个编码的起始群中的四个符号固定相位延迟的89775倍，在89775个连续的数据段期间被扫描，由于每一个DTV数据场具有313个数据段，所有可以自然地想到比287个数据场更长的持续期的运行误差将由在编码开始群期间再生理想的符号解码结果的多路复用器3261所消除。这两个抑制运行误差的信源是相当地彼此独立，使得比两百个左右数据场更长的持续期的运行误差的可能性很小。而且，如果在当运行误差重现时的NTSC共道干扰下降，以便调节多路复用器3261来再生数据限幅器222的响应作为它的输出信号，则该误差可能要比在其它的情况中更早地被校正。

图11示出的NTSC去除梳状滤波器320在抑制响应模拟TV水平同步脉冲而产生的解调失真方面以及抑制多种在响应模拟电视垂直同步脉冲和均衡脉冲的失真方面的性能相当好。这些干扰是具有相当高的能量的共道干扰。除去有在两个扫描行的周期上的模拟电视信号的视频内容中扫描行到扫描行的干扰之外，该NTSC去除梳状滤波器320还提供相当好的对于图像内容的抑制而不论其彩色的情况如何。在其还没有被在符号同步器和均衡器电路16中的跟踪去除滤波器所抑制的条件下，对于模拟电视信号的FM伴音载波的抑制是相当地好。多数模拟电视的彩色同步信号中的干扰也在NTSC去除梳状滤波器320的响应中被抑制。而且，由NTSC去除梳状滤波器320提供的滤波对于建立在格构解码过程中的NTSC的去除来说是“正交”的。

图12是一个示意性的框图，表示出在图1、图3和图4中示出的使用NTSC去除梳状滤波器20的一种NTSC去除梳状滤波器420和后置编码梳状滤波器26的一个种类的后置编码梳状滤波器426的数字电视信号接收机的局部详图。NTSC去除梳状滤波器420使用展示179208个符号固定相位延迟的一个第一延迟装置4201，这一延迟实际上等于模拟电视信号的第二线性组合器262个水平行的固定相位延迟，并且后置编码梳状滤波器426也使用展示这种延迟的第二延迟装置4263、减法器4202在NTSC去除梳状滤波器420中用作第一线性组合器，并且在后置编码梳状滤波器426中的第二线性组合器是一个模8加法器4262。

多路复用器261的一种多路复用器4261由一个多路复用器控制信号所控制，当确定没有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第二状态，而在当确定有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第三状态。该NTSC接收机最好包括用于检测在NTSC共道干扰中的逐场变化的电路，以便使得该控制器28在这样的条件下维持提供多路复用器4261的控制信号的第三种状态。

多路复用器4261受到处在第三状态的控制信号的控制，把模8加法器4262模8的取和结果作为由延迟装置4263延迟了179208个符号固定相位延迟的信号送到加法器4262做为一个被加数。这是一个模式累积的过程，其中的单一的误差为具有每179208个符号的固定相位延迟的再现的运行误差传播。该符号编码的跨度要比瑞得-所罗门编码的单一数据块的跨度长，所以一个单一的运行误差很容易在瑞得-所罗门解码中校正。在来自后置编码梳状滤波器426的后置符号解码结果中的运行误差在包括场同步的每一个数据段的整个期间由多路复用器4261截断置成它的第一状态，以及在每一个数据段的开始具有四个固定相位延迟。当控制信号是在它的第一状态中时，多路复用器4261再生来自在控制器28中的理想符号解码结果作为它的输出信号。理想符号解码结果引入到多路复用器4261的输出信号终止了运行误差。在多路复用器4261的输出信号中消除运行误差所要求的数据场的最大的数目是假设实际上和要求在多路复用器3261的输出信号中消除运行误差的数目相同。但是，出现在该期间的误差的次数降低了系数131。

图12示出的NTSC去除梳状滤波器420抑制了响应模拟TV水平同步脉冲而产生的解调失真以及抑制所有在响应模拟电视水平同步脉冲的失真的多数。这些干扰是具有相当高的能量的共道干扰。而且，该NTSC去除梳状滤波器420还源于不随场到场和行到行而变的模拟电视信号的图像内容的失真，得到对于固定图案的消除，而不论其水平空间和彩色的情况如何。多数模拟电视的彩色同步信号中的干扰也在NTSC去除梳状滤波器420的响应中被抵制。

图13是一个示意性的框图，表示出在图1、图3和图4中示出的使用NTSC去除梳状滤波器20的一种NTSC去除梳状滤波器520和后置编码梳状滤波器26的一个种类的后置编码梳状滤波器526的数字电视信号接收机的局部详图。NTSC去除梳状滤波器520使用展示718200个符号固定相位延迟的一个第一延迟装置5201。这一延迟实际上等于模拟电视信号的两个帧的周期，并且后置编码梳状滤波器526也使用展示这种延迟的第二延迟装置5263。减法器5202在NTSC去除梳状滤波器520中用作第一线性组合器，并且在后置编码梳状滤波器526中的第二线性组合器是一个模8加法器5262。

多路复用器261的一种多路复用器5261由一个多路复用器控制信号所控制，当确定没有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第二状态，而在当确定有在奇电平数据限幅器22的输出信号中引发不可校正的误差的强度的NTSC共道干扰时的多数时间内处在第三状态。该DTV接收机最好包括用于检测在NTSC共道干扰中的交变的帧的变化的电路，以便使得该控制器28在这样的条件下维持提供多路复用器5261的控制信号的第三种状态。

多路复用器5261受到处在第三状态的控制信号的控制，把模8加法器5262的模8的取和结果作为由延迟装置5263延迟了718200个符号固定相位延迟的信号送到加法器5262作为被加数。这是一个模式累积的过程，其中的单一的误差作为具有每718200个符号的固定相位延迟的再现的运行误差传播。该符号编码的跨度要比瑞得-所罗门编码的单一数据块的跨度长，所以一个单一的运行误差很容易在瑞得-所罗门解码中校正。在来自后置编码梳状滤波器526的后置符号解码结果中的运行误差在包括场同步的每一个数据段的整个期间由多路复用器5261截断置成它的第一状态，以及在第一个数据段的开始具有四个固定相位延迟。当控制信号是在它的第一状态时，多路复用器5261再生来自在控制器28中的理想符号解码结果作为它的输出信号，理想符号解码结果引入到多路复用器5261的输出信号终止了运行误差。在多路复用器5261的输出信号中消除运行误差所要求的数据场的最大的数目是假设实际上和要求在多路复用器3261的输出信号中消除运行误差的数目相同。但是，出现在该期间的误差的次数降低了系数525。

图13示出的NTSC去除梳状滤波器520抑制了响应模拟TV垂直同步脉冲和均衡脉冲而产生的所有的解调干扰以及抑制所有在响应模拟电视水平同步脉冲的干扰的全部。这些干扰具有相当高的能量的共道干扰。而且，该NTSC去除梳状滤波器520还源于在两帧的期间中不变的模拟电视信号的图像内容的干扰。得到对于这种非常稳定的图案的清除，而不论其水平空间频率和彩色的情况如何。全部模拟电视的彩色同步信号中的干扰也在NTSC去除梳状滤波器520的响应中被抑制。

电视系统的技术人员将可以预见到在模拟电视信号中的相关性和不相关性在不同于图9-13中的其它类型的NTSC抑制滤波器中的采用和开发。使用两个这种类型的NTSC去除梳状滤波器进行级连的方案已经公开，增加该基带信号的2N电平到(8N-1)数据电平。这种滤波器可以被用于克服多个特别糟糕的共道干扰的问题，尽管它的缺点是在进行符号解码的同时减低了对于随机噪声干扰的信噪比。

图14示出根据本发明的进一步的一个方面构成的数字电视信号接收机的改进型，利用不同的奇数电平数据限幅器并行地操作多个符号解码器，每一个数据限幅器前接有不同类型的NTSC去除梳状滤波器并且后接有各自的后置解码梳状滤波器，以便对于由前置NTSC去除梳状滤波器执行的前置解码进行补偿。A24把第一种类型的NTSC去除梳状滤波器A20响应转换成第一种前置符号解码结果用于加到第一种类型的后置编码梳状滤波器A26。B24把第二种类型的NTSC去除梳状滤波器B20响应转换成第二种前置符号解码结果用于加到第二种类型的B26。C24把第三种类型的NTSC去除梳状滤波器C20响应转换成第三种前置符号解码结果用于加到第三种类型的后置编码梳状滤波器C26。奇电平数据限幅器22将中间的符号解码的结果送到这些后置编码梳状滤波器A26、B26和C26。其中图14中部件的前缀A、B和C是不同的整数。当采用图9-13表示的接收机部分时，这些整数是对应于1、2、3、4和5之一。

图14中的符号解码选择电路90形成一个正确符号解码的最佳的估计用于加到格构解码器电路34，在从奇电平数据限幅器22接收的中间符号解码结果和从后置编码梳状滤波器A26、B26、C26接收的各种后置符号编码结果中进行选择。该符号编码结果的最佳的估计被用于校正在后置编码梳状滤波器A26、B26、C26中的取和过程。

包括图15A和15B的图15中示出实现符号解码选择电路90的更详细的当前最佳的方式。图15A示出用于产生前述的符号解码结果的电路的细节。用于在数据同步间隔中加到符号解码选择电路90的三比特宽输出数据总线800。该图15A电路的操作类似于上述参考图8描述的电路。

图15B示出在用于在中间符号解码结果和各种后置符号解码结果中进行选择符号解码选择电路90的详细的电路构成，用于在数据同步间隔中产生最终的符号解码的结果。在从DTV信号中去除NTSC共道干扰过程中，该后置编码梳状滤波器A26、B26、C26的效力是通过观察NTSC去除梳状滤波器A100、B100、C100降低传输到基带的NTSC共道干扰的能量和DTV信号干扰分离的相关的程度而定的。如同在前面参考图3描述的那样，把NTSC共道干扰从DTV信号中分离，低通滤波器54响应基带视频信号，该视频信号已经从NTSC共道干扰中检测出，被作为输入信号送到NTSC去除梳状滤波器A100、B100、C100。在所用的线性组合方面，该NTSC去除梳状滤波器A100不同用于第一种类型的NTSC去除梳状滤波器A20，在NTSC去除梳状滤波器A20和NTSC去除梳状滤波器A100之一中的线性的组合是一个减法器。这是因为该NTSC去除梳状滤波器A100被提供的是基带的视频信号，而送到NTSC去除梳状滤波器A20的DTV信号中的NTSC视频载波不是用于视频载波的基带信号。出于类似的原因，在所用的线性组合方面，该NTSC去除梳状滤波器B100不同于第二种类型的NTSC去除梳状滤波器B20，且在所用的线性组合方面，该NTSC去除梳状滤波器C100不同于第三种类型的NTSC去除梳状滤波器A20。NTSC去除梳状滤波器A100、B100、C100的响应分别地有平方器A102、B102、C102所平方，以便确定这些响应的能量。低通滤波器54的响应由平方器104平方，以便确定其能量。

图15B的电路修改了图8的电路，用四个三态数据缓冲器082、A82、B82和C82取代两端输入多路复用器2611和三态数据缓冲器82。三态数据缓冲器082有选择地把来自奇电平数据限幅器22的中间符号解码的结果送到符号解码选择电路90的三比特宽输出数据总线800上。该三态数据缓冲器A82和B82和C82被用于有选择地把来自后置编码梳状滤波器A26、B26和C26的后置符号解码的结果分别地送到数据总线800。

确定是否有NTSC去除梳状滤波器A100、B100和C100的任何之一具有实际比低通滤波器54的响应能量要小的响应，以便确定这三个三态数据缓冲器A82、B82和C82之一，而不是三态数据缓冲器082被调节，以便当NOR门92的响应是1时提供低的信源阻抗。如果已经作出了这样的确定，则进一步确定是否NTSC去除梳状滤波器A100、B100、C100的响应的哪一个具有最小的能量在其中，以便控制三态数据缓冲器082、A82、B82、C82当中的哪一个被调节来在NOR门92的响应是1的时候提供低的信源阻抗。为了实现这样的目标，平方器104和平方器B102的响应由比较器108比较；平方器104和平方器C102的响应由比较器110比较；平方器A102和B102的响应由比较器112比较；平方器A102和平方器C 102的响应由比较器114比较；和平方器B102和平方器C102的响应由比较器116比较。

三端输入的NOR门118对于指示平方器104的响应超过平方器A102、平方器B102和平方器C102的比较器106、比较器108和比较器110的响应的任何之一的响应都不予以响应，以便产生一个1作为输出信号；否则该NOR门118输出的信号是零。两端输入与门120提供调节三态数据缓冲器082的1响应，用于在当且仅当NOR门92的响应是1而与此同时的NOR门118是1时提供低信源阻抗。

三端输入与门122提供1响应的输出信号到是1的比较器106的输出端，指示平方器A102具有不大于平方器104的响应的能量，与此同时比较器112和比较器114的互补的输出都是1，表示平方器104的响应具有不多于平方器B102和平方器C102的响应的能量；否则与门122的输出信号是0。124提供一个1响应，调节三态数据组缓冲器A82，以便当且仅当NOR门92响应是1而在此时的与门122响应是一个1时提供一个低的信源阻抗。

三端输入与门126提供1响应的输出信号到是1的比较器116的互补输出端，指示平方器B102具有不大于平方器C102的响应的能量，与此同时比较器108和比较器112的输出都是1，表示平方器B102的响应不具有多于平方器104和平方器A102的响应的能量；否则与门126的输出信号是0。两端输入与门128提供一个1响应，调节三态数据组缓冲器B82，以便当且仅当NOR门92响应是1而在此时的与门126响应是一个1时提供一个低的信源阻抗。

当比较器110、114和116的输出都是1的时候，三端输入与门130提供1响应的输出信号，指示平方器C102的响应具有小于平方器104、A102和B102的响应的能量；否则与门130输出是0信号。两端输入与门132提供一个1响应，调节三态数据缓冲器C82，以便当且仅当NOR门92响应是1而在此时的与门130响应是一个1时提供一个低的信源阻抗。

参考图14，NTSC去除梳状滤波器A20和后置编码梳状滤波器A26的电路最好是选择成图13中的NTSC去除梳状滤波器520和后置编码梳状滤波器526的类型。结果这样需要可观的存储器，因为在第一延迟装置5201和第二延迟装置5263这两个视频帧的延迟中需要存储718200个符号。(但是，在第一延迟装置5201中存储的信号提供了图15中的共道干扰检测器A44的存储需求。而且，相同存储器能够被用于实现更短的延迟第一延迟装置4201、第一延迟装置3201、第一延迟装置2201、第一延迟装置1201，以及在图15的其它共道干扰检测器中的更短的延迟。而且在第二延迟装置5263中的存储器提供了实现更短延迟第二延迟装置4263、第二延迟装置3263、第二延迟装置2263、第二延迟装置1263的需要。)

当NTSC去除梳状滤波器A20附加组合了交变的视频帧时，产生在对于TV同步脉冲、均衡脉冲和彩色同步脉冲的响应中的所有的高能量解调干扰都被抑制。而且，起源于两帧之间不改变的模拟电视信号的图像内容的干扰被抑制。当NTSC去除梳状滤波器A20和交替的视频帧相组合时，NTSC去除梳状滤波器A100差分地组合这些交变的视频帧，并连同NTSC去除梳状滤波器A20一起共同提供用于在NTSC共道干扰中的交变帧之间的改变的一个检测器。

抑制解调干扰的其余的问题主要是涉及到抑制起源于在模拟电视信号光栅中的在一定象素位置的帧-帧的解调干扰。这些解调干扰能够用帧内滤波技术加以抑制。通过依靠在水平方向上的校正，NTSC去除梳状滤波器B20和B26可以被选择来用于抑制剩余的解调干扰，并且通过依靠在垂直方向的相关性，该NTSC去除梳状滤波器C20和后置编码梳状滤波器C26可以被选择来抑制剩余的解调干扰。考虑任何实现这些设计的方案。

如果共道干扰的模拟电视信号的伴音载波没有在IF放大器链12中的SAW或陷波器中被抑制，则NTSC去除梳状滤波器B20和后置编码梳状滤波器B26电路最好是选择成图9中的NTSC去除梳状滤波器120和后置编码梳状滤波器126的形式。如果共道干扰的模拟电视信号的伴音载波已经在IF放大器链12中的SAW或陷波器中被抑制，则NTSC去除梳状滤波器B20和后置编码梳状滤波器B26电路最好是选择成图9中的NTSC去除梳状滤波器220和后置编码梳状滤波器226的形式。这是由于在视频图像成分之间只有六个符号固定相位延迟的抗相关性通常是要好于视频图像成分中相距十二个符号固定相位延迟的相关性。

NTSC去除梳状滤波器C20和后置编码梳状滤波器C26电路的最佳选择并非是一目了然的事情，因为其一的选择必须要作(考虑到在干扰的模拟电视信号中的场的交替)另一个选择，是否选择在同一个场中的时间较为靠近的扫描行，或在前一场中的空间靠近的扫描行，以便在NTSC去除梳状滤波器C20中与当前的扫描行相组合。选择在同一个场中的时间靠近的扫描行通常是一个较佳的选择，因为在场之间的跳跃就不太可能破坏由NTSC去除梳状滤波器C20执行的NTSC信号的抑制。利用这一选择，该NTSC去除梳状滤波器C20和后置编码梳状滤波器C26电路可以是在图11中的NTSC去除梳状滤波器320和后置编码梳状滤波器326。当NTSC去除梳状滤波器C20相加地组合了视频信号的交替的扫描行时，该NTSC去除梳状滤波器C100将差分地组合视频信号的这些交替的扫描行，并且和C202一起提供用于对于在NTSC共道干扰中的交替的扫描行之间的改变的一个检测器。

在利用其它的选择的情况中，NTSC去除梳状滤波器C20和后置编码梳状滤波器C26的电路是图12中示出的NTSC去除梳状滤波器420和后置编码梳状滤波器426的情况。该NTSC去除梳状滤波器C100和平方器C102共同提供了一个检测器，用于检测在NTSC共道干扰中的场间的改变。

图14的数字接收装置是本发明的改进的另一个实施例，使用了附加的并行时间限幅操作，每一个操作都是由分别的NTSC去除梳状滤波器的级连连接实现，随后是接有跟随着分别的后置编码梳状滤波器的分别的偶数电平数据限幅器。虽然在图14中示出的是两个附加的并联数据限幅操作，但是仍然可作修正使用并行的数据限幅操作，它能够提供对于校正的符号解码结果最佳估计的进一步精细化的能力。

可以复制格构解码器电路34，且在相对于精化符号解码结果的最佳估计上是相当成功地实现各种符号解码的判定。但是这将涉及到相当细节的数字的硬件设计。

在本发明前述的某些特定的实施例中，符号解码选择电路90包括轮询从奇电平数据限幅器22、第一种类型的后置编码梳状滤波器A26、第二种类型的后置编码梳状滤波器B26和第三种类型的后置码梳状滤波器C26提供的符号编码判定电路。如果所有的四种符号的判定结果都出现，则同时出现的解码结果被送到数据汇编码器30。如果是从奇电平数据限幅器22提供符号解码结果，第一种类型的后置编码梳状滤波器A26、第二种类型的后置编码梳状滤波器B26和第三种类型的后置编码梳状滤波器C26不出现，则由表决电路执行一个简单的表决过程来选择最少可能出现误差的解码的结果。

如果在表决电路后面接上一个加权电路，则会得到更精确的符号的解码。用于表决的加权可以被修正来考虑各种可能出现的解码结果中的变化，如果相距其它的符号解码电路的多数出现的解码结果太远，则根据表决过程中的解码的结果来降低加权。使用类似于图15B的电路和某些附加的电路，用于表决的加权也能够以对于能量测量的反比关系而被确定，其能量测量是由平方器104、NTSC去除梳状滤波器A100和平方器A102、NTSC去除梳状滤波器B100和平方器B102、NTSC去除梳状滤波器C100和平方器C102确定的。

由不同于NTSC的其它的电视标准的模拟电视信号，例如PAL标准所引发的共道干扰可能出现在美国陆地广播使用的数字电视的数字电视系统中，本发明很易于修正使其设计适于这种共道干扰。

熟悉数字通信接收机和前述的本发明的描述和附图的技术人员将能够设计出不同于本发明描述的实施例的各种修正。这将理解为属于所附的权利要求的范围。在所附权利要求中，术语“所说的”是用来参考前述的内容，而定冠词的使用是语法的目的而不是涉及所附的内容。

Claims (27)

1.一种解码2N电平符号的数据流的符号解码方法，该符号各具有规定时间长度的符号固定相位延迟，该2N电平的符号的数据流容易伴随有共道干扰模拟电视信号的失真，其中的N是正整数，所说的方法产生选择的符号解码结果，并包括如下步骤：

对于所说的2N电平符号的数据流进行梳状滤波，以便产生具有4N-1

电平的预编码符号的梳状滤波器响应，由此将任何所说的共道干扰的模拟电视信号的失真抑制掉，所说的梳状滤波的步骤包括如下子步骤：

将所说的2N电平的符号数据流延迟规定数目的所说的符号固定相位延迟，以便产生一个延迟的2N电平符号的数据流，并且

根据相加和相减操作过程之一线性地组合所说的2N电平符号的数据流

和所说的2N电平符号的延迟的数据流，以便产生具有4N-1电平预编码符号的作为所说的梳状滤波器响应的第一线性组合结果；

对于所说的具有4N-1电平预编码的符号的梳状滤波器响应进行数据限幅，以便产生预编码的符号解码的结果；

将所说的选择的符号解码的结果延迟所说的预定数目的符号固定相位延迟，以便产生延迟的选择符号的解码结果；

线性地将所说的预编码的符号解码的结果和所说的延迟的被选择的符号解码结果进行组合，以便产生第二个线性组合的结果，线性地组合所说的预编码符号解码结果和所说的延迟选择符号解码结果的线性组合步骤的实施是根据使用在线性组合的子步骤实现的为了产生第一个线性组合结果的相加或相减操作步骤之一的所说的相加相减步骤相反的过程实现的，这种操作是根据一个模块算法实现的；

确定在所说的2N电平符号数据流总的同步数据的符号编码描述出现的时间；

当所说的同步数据的符号编码描述出现在2N电平符号数据流中时，产生没有误差的所说的同步数据；

产生选择的符号解码的结果，以便当所说的同步数据的符号描述出现在2N电平符号数据流中时对于该没有误差的同步数据响应，并且至少是在被选择的时间中当不是同步数据的描述的符号时间出现在所说的2N电平符号中时，对应第二线性组合的结果响应；

对于所说的2N电平符号数据流进行解码以产生最终的符号解码结果的方法，该最终解码结果中的共道干扰的模拟电视信号的干扰在符号解码过程中被自动地抑制，所说的产生最终符号解码结果的方法包括下列步骤：

对于所说的2N电平符号的数据流进行数据限幅，以便产生中间的符号解码结果；

确定是否所说的2N电平符号的数据流伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰；

把所说的中间符号解码结果包括在所说的最终符号解码结果的响应中，以便确定所说的2N电平符号数据流不伴随有在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的足够强度的共道干扰模拟电视信号的干扰；和

响应对于所说的2N电平的符号数据流伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际的误差的强度的共道干扰模拟的电视信号的干扰的判定结果，使得所说的最终符号解码结果对应于所说的选择的符号解码结果。

2.根据权利要求1的符号解码方法，包括产生最终符号解码结果的步骤，其中响应对于所说的2N电平符号的数据流不伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰的判定的情况，当只在所说的选择的时间中不是所描述的同步数据的符号编码出现在所说的2N电平符号的数据流中时，所说的中间符号解码结果被包括在所说的最终符号解码结果中时，所说的中间符号解码结果包括在最终符号解码结果中；并且其中包括进一步的步骤：

当描述所说的同步数据的符号编码出现在所说的2N电平符号中时，使得所说的最终符号解码的结果对应于所说的没有误差的同步数据。

3.根据权利要求2的符号解码方法，包括产生最终符号解码结果的步骤，其中所说的用于确定所说的2N电平符号的数据流是否伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的共道干扰模拟电视信号的干扰的步骤中，包括如下子步骤：

差分地组合所说的中间符号解码结果和所说的第二线性组合结果，以便产生一个差分信号；

确定所说的差分信号的能量；和

检测所说的差分信号超过一个预定门限值时，确定所说的2N电平符号的数据流伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰；和

检测所说的差分信号不超过所说的预定的门限值时，确定所说的2N电平符号的数据流不伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰。

4.根据权利要求2的符号解码方法，包括产生最终符号解码结果的步骤，其中所说的用于确定所说的2N电平符号的数据流是否伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的共道干扰模拟电视信号的干扰的步骤中，包括如下子步骤：

差分地组合所说的中间符号解码结果和所说的第二线性组合结果，以便产生一个差分信号；

对于所说的差分信号取平方，以便产生一个平方的差分信号；

产生所说的平方的差分信号的均值；

检测所说的均值超过一个预定门限值时，确定所说的2N电平符号的数据流伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰；和

检测低通滤波响应不超过所说的预定的门限值时，确定所说的2N电平符号的数据流不伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰。

5.根据权利要求1的符号解码方法，包括产生最终符号解码结果的步骤，其采用一个数字电视接收机通过解调放大的中频信号而产生所说的2N电平符号的数据流，其中的中频信号是通过对数字电视信号进行频率转换产生的，其中的用于确定该2N电平符号的所说的数据流是否伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的共道干扰的模拟电视信号的干扰的步骤包括如下子步骤：

通过对于数字电视信号的频率转换产生中频信号；

放大所说的中频信号以便提供放大的中频信号；

在一个复合解调过程中在所说的共道干扰模拟电视信号的视频载波上同步地检测所说的放大的中频信号，以便产生同相的和正交相位的同步视频检测响应；

从所说的同相和正交的同步视频检测响应中分离所说的共道干扰模拟电视信号的视频成分；

确定所说的共道干扰模拟电视信号的分离的视频成分的能量；

检测所说的共道干扰的模拟视频信号的所说的被分离的视频成分的能量超过一个预定门限值时，确定所说的2N电平符号的数据流伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰；和

检测所说的被整流的低通滤波响应不超过所说的预定的门限值时，确定所说的2N电平符号的数据流不伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰。

6.根据权利要求1的符号解码方法，包括产生最终符号解码结果的步骤，其采用一个数字电视接收机通过解调放大的中频信号而产生2N电平符号的所示数据流，其中的中频信号是通过对数字电视信号进行频率转换产生的，其中的用于确定该2N电平符号的所说的数据流是否伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的共道干扰模拟电视信号的干扰的步骤包括如下子步骤：

通过对于数字电视信号的频率转换产生中频信号；

放大所说的中频信号以便提供包括所说的共道干扰模拟电视信号的已调制视频和伴音载波的放大的中频信号；

检测响应包括在所说的放大的中频信号中的在所说的共道干扰的模拟电视信号的已调制视频和伴音载波之间的外差的一个中间载波伴音信号；

确定所说的中间载波伴音信号的能量；

检测所说的中间载波伴音信号的能量超过一个预定门限值时，确定所说的2N电平符号的数据流伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰；和

检测所说中间载波伴音信号的能量不超过所说的预定的门限值时，确定所说的2N电平符号的数据流不伴随有足以在所说的中间符号解码结果中引发实际误差的强度的共道干扰模拟电视信号的干扰。

7.根据权利要求1的符号解码的方法，其中所说的在所说的梳状滤波步骤中的将所说的2N电平符号的数据流和所说的2N电平符号的延迟的数据流进行线性组合的子步骤是一个相减的过程，而其中所说的将所说的预编码符号解码的结果和所说的延迟的被选择的符号解码的结果线性组合的步骤是一个以模2N算术相加的过程。

8.根据权利要求7的符号解码的方法，其中所说的符号固定相位延迟的预定的数目是12。

9.根据权利要求1的符号解码的方法，其中所说的在所说的梳状滤波步骤中的将所说的2N电平符号的数据流和所说的2N电平符号的延迟的数据流进行线性组合的子步骤是一个相加的过程，而其中所说的将所说的预编码符号解码的结果和所说的延迟的被选择的符号解码的结果线性组合的步骤是一个以模2N算术相减的过程。

10.根据权利要求7的符号解码的方法，其中所说的符号固定相位延迟的预定的数目是6。

11.根据权利要求7的符号解码的方法，其中所说的符号的固定相位延迟的预定的数目实际上等于所说的共道干扰模拟电视信号的2个水平扫描行的持续期。

12.根据权利要求7的符号解码的方法，其中所说的符号的固定相位延迟的预定的数目实际上等于所说的共道干扰模拟电视信号的262个水平扫描行的持续期。

13.根据权利要求7的符号解码的方法，其中所说的符号的固定相位延迟的预定的数目实际上等于所说的共道干扰模拟电视信号的两个视频帧的持续期。

14.一种解码2N电平符号的数据流的符号解码设备，包括：

数字电视信号的检测装置用以提供2N电平符号的一个数据流，每一个符号具有规定的时间长度的固定相位延迟，所说的2N电平的符号的数据流容易受到共道干扰模拟电视信号的干扰；

第一延迟装置，展示所说的符号固定相位延迟的预定的第一数目的延迟，被连接以响应具有第一延迟的2N电平符号的数据流的2N电平符号的数据流，从而产生所说的2N电平符号的第一对差分延迟的数据流；

第一线性组合器，用于对第一对差分延迟的2N电平符号数据流线性地组合，所说的第一对差分延迟的数据流是被接收作为第一线性组合器的第一和第二的分别的输入信号，该数据流易于受到共道干扰的模拟电视信号的干扰的影响，以便产生4N-1电平符号的第一线性组合器的输出信号，所说的4N-1电平符号的第一数据流提供了其中的所说的共道干扰模拟电视信号的所说的干扰被抑制的第一梳状滤波器响应；

第一数据限幅器，对于来自第一线性组合器作为分别的输出信号的4N-1电平符号的第一数据流进行解码，以便产生第一预编码符号的解码结果；

第二线性组合器，用于对分别接收的第一和第二输入信号进行线性组合从而提供分别的输出信号，所说的第二线性组合器被连接来接收作为分别的第一输入信号的第一预编码的符号解码的结果，所说的第一和第二线性组合器的其中之一是一个加法器，而另一个是减法器；

第二延迟装置，被连接来把分别的输入信号延迟所说的符号固定相位延迟的第一预定数目，从而产生第二线性组合器的第二输入信号；

数据同步电路，用于确定出现在2N电平符号数据流中的用于同步的数据出现的时间；

电路，用于当用于数据同步的符号被确定出现在2N电平符号的数据流中时，产生理想的符号解码的结果；

多个输入的第一多路复用器，被连接以把分别的输出的信号提供到第二延迟装置作为所说的第二输入信号，用于接收所说的理想的符号解码的结果作为其第一个输入信号，并用于接收第二线性组合器的输出信号作为其另一个输入信号，当且仅当用于数据同步的符号出现在2N电平符号的数据流中时，所说的第一多路复用器被调整来把其第一个输入信号再生作为它的输出信号，否则所说的第一多路复用器被调整，至少是在选定的时间上，把所说的第二线性组合器的所说的输出信号再生为第一后置编码符号解码结果。

15.根据权利要求14的设备，还包括：

第二数据限幅器，解码所说的2N电平符号的所说的数据流，用于产生作为第二输入信号而被送到所说的第一多路复用器的中间符号解码结果，所说的第二线性组合器的所说的输出信号被作为第三个输入信号送到所说的第一多路复用器；和

NTSC共道干扰检测电路，用于确定所说的2N电平符号的数据流是否伴随有共道干扰的模拟电视信号的干扰以及是否在所说的第二数据限幅器产生的所说的中间符号解码结果中引发不可校正的误差，当所说的NTSC共道干扰检测电路确定所说的2N电平符号的数据流不伴随有共道干扰的模拟电视信号的干扰及在所说的第二数据限幅器产生的所说的中间符号解码结果中引发不可校正的误差时，所说的第一多路复用器被连接来再生它的第二个输入信号，并且当所说的NTSC共道干扰检测电路确定所说的2N电平符号的数据流是伴随有共道干扰的模拟电视信号的干扰及在所说的第二数据限幅器产生的所说的中间符号解码结果中引发不可校正的误差时，所说的第一多路复用器被连接来再生它的第三个输入信号。

16.根据权利要求15的设备，还包括：

第三延迟装置，展示所说的符号固定相位延迟的预定的第二数目的延迟，被连接以响应具有第二延迟的2N电平符号的数据流的2N电平符号的数据流，从而产生所说的2N电平符号的第二对差分延迟的数据流；

第三线性组合器，用于对第二对差分延迟的2N电平符号数据流线性地组合，所说的第一对差分延迟的数据流是被接收作为第三线性组合器的第一和第二的分别的输入信号，该数据流易于受到共道干扰的模拟电视信号的干扰的影响，以便产生4N-1电平符号的第二数据流作为所说的第三线性组合器的输出信号，所说的4N-1电平符号的第二数据流提供了其中的所说的共道干扰模拟电视信号的所说的干扰被抑制的第二梳状滤波器响应；

第四线性组合器，用于分别对接收的第一和第二输入信号进行线性组合从而提供分别的输出信号到所说的第一多路复用器作为它的进一步输入信号，所说的第三和第四线性组合器的其中之一是一个加法器，而另一个是减法器；

第三数据限幅器，对于来自第三线性组合器作为分别的输出信号的4N-1电平符号的第二数据流进行解码，以便产生第二预编码符号的解码结果，加到所说的第四线性组合器作为所说的分别的第一输入信号；和

第四延迟装置，被连接来把所说的第一多路复用器的输出信号延迟所说的符号固定相位延迟的第二预定数目，从而产生所说的第四线性组合器的第二输入信号。

17.根据权利要求14的设备，其中所说的第一多路复用器是一个两端输入的多路复用器，当不是被调整来再生其输入信号的第一个作为其所说的输出信号时，该多路复用器被调整再生其另一个输入信号作为所说的输出信号，所说的组合还包括：

第二数据限幅器，解码所说的2N电平符号的所说的数据流，用于产生作为第二输入信号而被送到所说的第一多路复用器的中间符号解码结果，所说的第二线性组合器的所说的输出信号被作为第三个输入信号送到所说的第一多路复用器；

NTSC共道干扰检测电路，用于确定所说的2N电平符号的数据流是否伴随有共道干扰的模拟电视信号的干扰以及是否在所说的第二数据限幅器产生的所说的中间符号解码结果中引发不可校正的误差；

多个输入的第二多路复用器，被连接以提供相应的输出信号，从而再生出作为最终符号解码结果的相应的输入信号，用于接收所说的中间符号解码的结果作为第一输入信号，并且用于接收所说的第一多路复用器的所说的输出信号作为另一个输入信号，当且仅当所说的NTSC共道干扰检测电路确定所说的2N电平符号的数据流不伴随有共道干扰的模拟电视信号的干扰及在所说的中间符号解码结果中引发不可校正的误差时，所说的第二多路复用器被调整来再生它的第一个输入信号，并且当所说的NTSC共道干扰检测电路确定所说的2N电平符号的数据流是伴随有共道干扰的模拟电视信号的干扰及在所说的中间符号解码结果中引发不可校正的误差时，所说的第二多路复用器被调整来再生它的另一个输入信号。

18.根据权利要求14的设备，其中所说的第一线性组合器是一个减法器，而所说的第二个线性组合器是一个加法器。

19根据权利要求18的设备，其中所说的符号固定相位延迟的所说的预定的第一数目是十二。

20.根据权利要求14的设备，其中所说的第一线性组合器是一个加法器，而所说第二个线性组合器是一个模2N减法器。

21.根据权利要求20的设备，其中所说的符号固定相位延迟的预定的第一数目是六。

22.根据权利要求18的设备，其中所说的符号固定相位延迟的预定的第一数目实际上等于在所说的共道干扰模拟电视信号的两个扫描行中的符号固定相位延迟的数目。

23.根据权利要求18的设备，其中所说的符号固定相位延迟的预定的第一数目是1368。

24.根据权利要求18的设备，其中所说的符号固定相位延迟的预定的第一数目实际上等于在所说的共道干扰模拟电视信号的262个水平扫描行中的符号固定相位延迟的数目。

25.根据权利要求18的设备，其中所说的符号固定相位延迟的预定的第一数目是179208。

26.根据权利要求18的设备，其中所说的符号固定相位延迟的预定的第一数目实际上等于在所说的共道干扰模拟电视信号的两个视频帧中的符号固定相位延迟的设备。

27.根据权利要求18的设备，其中所说的符号固定相位延迟的预定的第一数目是718200。

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