CN1052838C - 可抑制与视频载波正交的调制载波信号中重影的接收机 - Google Patents

Abstract

数字合成视频信号和低功率键控相移信号在视载波相位上正交传送。选择信号扫描行含重影消除基准信号。数字信号接收机执行载波调制的第一检测。变换后的中频信号被选择放大后由同相同步视频检测器和正交相位同步视频检测器对变换的载波调制相位进行第二检测。选通电路选择含重影消除基准信号的扫描行，产生分离重影的基准信号。重影消除滤波器和均衡滤波器参数以微机计算调节，串联滤波器响应的重影由迭代反馈来减少。

Description

可抑制与视频载波正交的调制载波信号中重影的接收机

本发明涉及用于恢复辅助信号的接收机，该辅助信号是与模拟复合视频信号调制的视频载波成正交相位发送的，更具体说，涉及例如通过编码数字信息来抑制这些辅助信号重影的接收机。

如果注意到适当限制数字信号格式，较低功率(例如，超过噪声最低限度10dB)的编码数字信息的辅助信号能与复合视频信号一起混合，而在那些复合视频信号产生的电视图象中没有明显的差别。为了发送数字数据，使用一个与VSB AM图象载波同样的频率而与其有正交相位的抑制残留边带调幅(VSB AM)的载波是有利的。这种方法允许恢复数字数据的正交载波调制的同步检测。如果接收机的带宽足以包括整个残留边带，当基带在频率扩展到0.75MHz时，伴随作为干扰信号的数字数据的残余复合视频信号将没有多大能量。VSB AM视频载波开始从双边带调幅(DSB AM)载波到单边带调幅载波(SSB AM)的过渡大约为0.75MHz，并且上升到1.25MHz时能量衰减了，于是完成了残余边带的滚降。

A.L.R.Limberg.S.B.Patal和T.Liu的美国专利申请(申请号为No.08/108,311，申请日为1993年8月20日)题为：“用于处理具有隐藏的数字信号的改进NTSC电视信号”，描述了VSB AM载波的副载波的键控相位移(PSK)调制，即与同一频率的VSB AM视频载波成90°相位差。它们的副载波的频率是扫描行频一半的奇数倍，并且，它是根据以一个符号率，即扫描行频的倍数提供的串行位数字数据来键控相移的。Limbery等人提出调制副载波两倍的传送帧，但是，在NTSC电视信号的连续帧的每个连续对中的相位是相反的。由于人的视觉系统所响应的速度的限制，和显象管荧光物的电致发光的余辉所引起的帧平均效应，在帧对中，这种数据的重复组成伴随复合视频信号的PSK副载波，该复合视频信号是由在屏上供观看的复合视频信号产生的图象中少见的NTSC电视信号所检测的。在帧对中，这种数据重复也为在数字信号接收机中使用帧梳状滤波器提供了基础，以便从所述连续电视图象的静止部分的复合视频信号的亮度部分中分离出PSK副载波。Limberg等人也提出了NTSC电视信号的邻近扫描行的邻接对中反相数字数据的重复调制，也为在数字信号接收机中使用行梳状滤波提供了基础，以便从复合视频信号的亮度部分中分离PSK副载波。

Limberg等人也描述了一种数字信号接收机，其中用于正交相位的VSB AM视频载波的同步视频检测器后面串联低通行梳状滤波器和高通帧梳状滤波器。该低通行梳状滤波器用于分离PSK副载波的频谱，PSK副载波具有的频率是NTSC信号频谱的色度信号部分的半扫描行频率的奇数倍，特别的NTSC信号已适当地预先滤波。高通帧梳状滤波器用于分离PSK副载波的频谱，该PSK副载波具有的频率是NTSC信号频谱的无运动亮度信号部分的半扫描行频率的奇数倍。Limberg等人指出，响应于串联高通梳状滤波器的NTSC信号的残余频谱，如同伴随PSK信号的干扰信号的频谱一样能够观察到。因此，响应串联高通梳状滤波器的NTSC信号的残余频谱能通过对照同步符号检测加以鉴别。

J.Yang在美国专利申请中(申请号为NO.08/141,070，申请日为1993年10月26日)描述了压缩载波的二进制键控相位移(BPSK)调制，是以视频载波的同样频率，并成90°相位差来调制的，该专利的名称为：“用于处理在正交相位视频载波上具有数字信号的NTSC TV信号的装置”。与视频载波成90°相位差的压缩载波是直接地键控相移的，而不采用任何副载波。Yang还提倡传送两倍调制副载波的帧，但是在NTSC电视信号的连续帧的每个连续对中相位是相反的，正如Limberg等所述的相同。Yang提出把BPSK信号压缩到约2MHz带宽，以避免串音进入TV接收机的色度，从亮度中分离色度而不依赖于梳状滤波。Yang指出，在采用平衡幅度调制器把它数字/模拟转换到模拟调制信号之前，通过预行梳状部分响应(pre-line-comb partial-response)滤波器传送的数据优先通过。当从复合视频信号的亮度部分分离PSK副载波的数字信号接收机中进行梳状滤波时，就保护了其中所得到的信息。在数字信号接收机中行梳状滤波把部分响应滤波的二进制数字信号转换成三进制数字信号，如果行梳状滤波是双峰型的，则仅通过视频信号的一个水平扫描行的周期，线性组合信号就具有不同的延迟。在数字信号接收机中行梳状滤波把部分响应滤波的二进制数字信号转换成五电平数字信号，如果行梳状滤波是三峰型的，则通过视频信号一个水平扫描行的周期和通过视频信号两个水平扫描行的周期，线性组合信号就有不同的延退。因此，为了恢复由BPSK从梳状滤波响应传送的位串行数字数据，多电平符号判定电路是需要的。

由J.Yang和A.L.R.Limberg共同申请的美国专利申请，名称为：“埋藏在TV信号中BPSK的预帧梳状及预行梳状部分响应滤波”，该申请描述了用在处理从BPSK调制信号串行数据的数字信号发射机的预帧梳状部分响应滤波器及预行梳状部分响应滤波，以产生与视频载波成90°相位差的载波。在数字信号接收机中行梳状滤波把部分响应滤波的二进制数字信号转换成五电平数字信号，如果行梳状滤波是双峰型的，则仅通过视频信号的一个水平扫描行的周期，线性组合信号就有不同的延迟。在数字信号接收机中行梳状滤波把部分响应滤波的二进制数字信号转换为九电平数字信号，如果行梳状滤波是三峰型的，则通过视频信号的一个水平扫描行的周期和通过视频信号的两个水平扫描行周期，线性组合信号就有不同的延迟。

由J.Yang和A.L.R.Limberg共同申请的美国专利申请，名称为：“用于处理用正交相位视频载波的NTSC TV发送的BPSK信号”，该申请描述了与视频载波成90°相位差的载波的BPSK调制信号，该视频载波从位串行数据直接产生，而设有任何预梳状滤波器部分响应滤波。同一的专利申请描述了各种数字信号接收机，该接收机为了抑制干扰残余亮度的信号，在正交视频检测器之后，采用了串联连接高通帧梳状滤波器和高通行梳状滤波器；采用用于梳状滤波器响应的多单位符号判定电路；和为了不使由梳状滤波引起的数据变化，在符号判定电器之后，采用后梳状滤波器的部分响应滤波。

用于Yang系统的各种接收机也由T.V.Bolger在美国专利申请(申请号为NO.08/141 071，申请日为1993年10月26日)中描述了，题为：“用于在TV信号中数字信号的附加抽样模拟/数字转换的接收机”，这些接收机采用附加抽样模拟/数字变换器，以使正交相位视频检测器的响应数字化。数字化的正交相位视频检测器响应必须服从于数字帧梳状和行梳状滤波，以抑制残余的复合视频信号；该梳状滤波响应加到多电平符号判定电路，以恢复由BPSK发送的位串行数字数据，并且，该位串行数字数据送到检测器，以校正在使用其中包含的前向纠错码的数字中的数字信息。

用于Yang系统的各种接收机也由J.Yang.T.V.Bolger和A.L.R.Limberg和同时申请的美国专利中描述了，其题目为：“用于隐藏在TV信号中数字信号的累计结果∑Δ(SIGMA-DELTA)模拟/数字转换的接收机”，这些接收机采用累计结果∑Δ(sigma-delta)型附加抽样模拟/数字变换器数字化正交相位视频检测器的响应。优选地，基本的多位(bit)分辨率快速变换器的位分辨率是采用累计结果∑Δ(sigma-delta)方法改进的，在该方法中，基本多位分辨率ADC输出信号的仅一位(bit)被变换为用于在每个附加抽样步骤期间反馈用的模拟信号，如T.C.Leslie和B.Singh在论文“一种改进的累计结果∑Δ(Sigma-Delta)”调制器结构”中所描述的那样，见1990 IEEE Symposium onCircuits & Systems，90，CH 2868-8900000-0372，PP.372-375。数字化正交相位视频检测器响应必须以抑制残余的复合视频信号的数字帧梳状和行梳状滤波器为条件；该梳状滤波响应被送到为恢复由BPSK发送的位串行数字数据的多单位符号判定电路；并且，该位串行数字数据被送到解码器，以校正使用包含其中的前向纠错码的数据中的数据信息。

在上述专利申请中所提出的发明，如遵照先存的雇员协议把职务发明转让给SamSung电子有限公司的发明。在这些专利申请中，所用的位串行数据用于产生在发射机中已经处理的二进制键控相位移信号，以致该数据将经受梳状滤波处理，这些都由数字信号接收机执行，用于抑制伴随数据的复合视频信号和起干扰信号倾向的作用。关于组合的NTSC电视和BPSK发射机的运作，接着用于产生二进制键控相位移信号的位串行数据的部分响应滤波，除申请号为NO.08/108,311之外，这些美国专利申请都描述了。

上面提到的专利申请描述的所有数字信号接收机，都存在关于降低在重现数字数据中误差问题，那将归因于多通路效应，即通常称为“重影”。这种效应是电视工程师所公知的，在经空中广播或者由电缆发送的电视图象中经常发生的。

与电视接收机同步的信号是它接收到最强的信号，该信号称为基准信号，并且通常是跨越最短的接收通路直接接收的信号。跨越其他通路所接收的多通路信号，相对于基准信号通常是延迟的，并且出现拖尾的重影图象。然而，直接的或者最短路径的信号与接收机信号不同步是可能的。当接收机与反射(转长路径)信号同步时，将由该直接信号产生一超前重影图象，或者将由直接信号和其他比与接收机同步的反射信号延迟较小的反射信号产生的多个超前重影。多通路信号的参数一即不同通路的响应数、不同通路响应的相对幅度以及在不同通路相应的不同信号之间的不同延迟时间—在固定的位置随着地点和频道而变化。这些参数也可以随时间而变化。

多通路失真的视觉效应广泛地说可以分为两类：多重图象和频道的频率响应特性的失真。由于多通路信号到达接收地点之间的时间和幅度的改变而引起上述两种效应。当相对于基准信号的多通路信号的相对延迟足够大时，该视觉效应观察到在电视显示屏上如像同一图象互相水平位移的多重复制。有时，这些复制图象被称为“大重影”以便使它们与“小重影”相区分，现在将讨论这一类。通常的情况是直接的信号占优势，并且接收机是与直接信号同步的，在位置、强度和极性改变时，重影图象被移到右边。这些被称为拖尾重影或者“后重影”图象。在接收机与反射信号同步的通常较少冲突的情况下，将有一个或多个重影图象移动到基准图象的左边。这就称为超前重影或者“预重影”图象。

相对于基准信号相当短延迟的多通路信号，不能区分占优势图象的复制，却把失真引入频道的频率响应特性。这种情况下视觉效应观察到图象清晰度的增加或减少和在某些情况下有些图象信息的损耗。这些短延迟，引入或接近重影一般是由不端接(unterminated)或不校正端接的射频传输线，例如天线导入或有线电视的引入电缆。在有线电视环境中，由于若干不恰当地端接长度变化的电缆差落(drop cables)而引入的反射所引起的多个引入重影是可能的。这种多个引入重影通常称为“小重影”。

长多路效应或大重影由于图象相互抵消而被显著地降低。短多路效应或小重影，通过波形均衡、视频响应的峰和/或群延迟的补偿被显著地缓和。

由于传送的电视信号的特性是已知的，因此至少在理论上利用这种重影信号检测和消除系统的特性是可能的。然而，各种问题限制了这种方法。已经发现例如置于TV信号部分即目前不用作视频用途的基准信号的重复发射，并且利用这个基准信号先于抑制重影信号检测重影信号。典型地，使用了在垂直消隐间隔(VBI)中的行。这种信号在这里称为重影消除基准(GCR)信号；各种不同的GCR信号已经在专利和其它的技术中公开了。

在GCR信号中使用了贝塞尔(Bessel)线性调频脉冲信号，实际上也是美国广播电视所使用的标准。在贝塞尔线性调频脉冲信号中能量的分配有一个横跨视频频带的连续延伸的平坦频谱。该线性调频脉冲从最低频率开始扫描直到4.1MHz最高频率。该脉冲插入所选择的VBI行的第一个一半，目前优选每个半帧(场)的第19行。线性调频脉冲在+30IRE脉冲基底电平，摆幅从-10到+70IRE并在前置水平同步脉冲的后沿以后按规定的时间开始。线性调频脉冲信号以一个八半帧(场)周期出现，其中第一、第三、第五和第七半帧(帧)具有按正规定色同步信号的极性，和第二、第四、第六和第八半帧(场)具有按负规定色同步脉冲的相反极性。线性调频脉冲信号ETP的起始瓣出现在八半帧周期从+30IRE脉冲基底(pedestal)电平向上变到+70IRE电平的第一、第三、第六和第八半帧中。线性调频脉冲信号ETR的起始瓣出现在八半帧周期从+30IRE脉冲基底电平向下变到-10IRE电平的第二、第四、第五和第七半帧中，并且是补偿ETP线性调频脉冲信号。

该策略，用于消除电视接收机中的重影，它取决于遭受与静止的电视信号一样的多路失真的发送GCR信号，然后，在接收机中的电路能检验已接收的失真的GCR信号，并且用先前所知的无失真GCR信号能使构成一个自适应滤波器，以消除或至少明显地衰减多路失真。GCR信号在VBI(优选的不超过一个TV行)中不占太多时间，但是，仍保留足够的信息，以使接收机中的电路去分析多路失真和使构成消除失真的补偿滤波器。在电视接收机中使用GCR信号，用于计算重影消除滤波器的可调的加权系数，来自视频检测器的组合视频信号通过滤波器，以提供在压缩重影中的响应。调节重影消除滤波器的加权系数，因此它具有一个补偿特性的滤波器，以补偿传输介质产生的重影。GCR信号能进一步用于计算与重影消除滤波器串联的均衡滤波器的可调加权系数，通过发送机的残留边带幅度调制器、接收介质、电视接收机的前端和串联的重影消除与均衡滤波器，在整个接收通路上用于提供基本平坦的频谱响应(或另一个优选的频谱响应)。

在用于接收埋藏在普通模拟电视信号的数字信号的数字信号接收机中，其优点在于：使用一个同相视频检测器，检测调制VSB视频载波幅度的复合视频信号，此外，正交相位视频检测器用于恢复数字信息。用于复合视频信号的同步脉冲包含大量有用的定时信息，能用于规定数据帧、数据行、和近似的PSK符号位置。这个定时信息也能用于控制由正交相位视频检测器检测信号控制帧梳状和行梳状滤波，以便抑制复合视频信号的干扰残余。这些残余大约为0.75MHz频率，在那里VSBAM视频载波开始从双边带调幅(DSB AM)载波转移到单边带调幅(SSB AM)载波，在完成残余边带滚降时，到1.25MHz显著增加了能量。在每个半帧场的第19扫描线中发送的GCR信号提供关于模块8半帧(或半帧计数)的信息，即在有关的数据帧中相互有用的。由于同相视频检测器有利地包括在数字信号接收机中，无论如何，从每半帧的第19扫描行检测的GCR信号可用作在传输通道中计算多路的基础。

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，消除数字信号接收机中出现的与视频载波成正交相位的调制载波信号中的重影，以提高电视图象的质量。

根据本发明，采用多路调节的方法来消除数字信号接收机中出现的重影，所述多路调节对于与视频载波成90°相位差的载波的调制边带和对于视频载波本身的调制边带来说是相同的。在数字信号接收机中的同相视频检测器后面是第一重影消除滤波器和第一均衡滤波器的第一串联滤波器。在数字信号接收机中的正交相位视频检测器后面是第二重影消除滤波器和第二均衡滤波器的第二串联滤波器。选通电路从响应第一串联滤波器的视频信号中选择包含重影消除基准信号的扫描行。扫描行被累积，以产生供微机使用的分离重影的重影消除基准信号。响应微机中进行的计算以同时调节第一和第二重影消除滤波器的可调参数，并且响应微机中进一步进行的计算以同时调节第一和第二均衡滤波器的可调参数。通过迭代反馈减小响应于第一串联滤波器的重影。类似于减小响应第一串联滤波器的重影来减小响应第二串联滤波器的重影。

本发明提供的一种可抑制与视频载波正交的调制载波信号中重影的接收机，用于接收以与具有水平扫描行的连续场的合成视频信号一起的组合信号发送的辅助信号，在每一所说场的规定的一个所说水平扫描行中包括规定的一个重影消除基准信号的8场周期，所说的合成视频信号调制视频载波的幅度，以及所说的辅助信号调制与所说组合信号中的视频载波有正交相位的正交载波的幅度，所说的组合信号在它传送前是经过滤波的残留边带信号，其特征在于，所说接收机包括：

同相同步视频检测器，它响应于在至少一个传送通路上接收的所说组合信号，用于检测所说视频载波的幅度调制以再产生所说的合成视频信号，由于残留边带滤波的原因，还附带有辅助信号的高频残余信号，如由于多路的原因，有时还包含不希望的重影的同相检测信号；

第一去重影电路，响应所说同相检测信号以抑制重影，该第一去重影电路包括各自的重影抑制滤波器，所说滤波器具有可调的滤波参数；

累积电路，用于累积第一去重影电路仅在所说水平扫描行的一些规定行期间所出现的响应，每个逐次累积至少在所说重影消除基准信号的一个8场周期上进行，以发出一个被接收的重影消除基准信号，由于多路的原因，所说被接收的重影消除基准信号须包括不希望的重影；

一个计算机，用于根据所说接收重影消除基准信号与先前在计算机中可利用的无重影消除基准信号相比较进行计算，所说可调滤波参数的值要求所说的接收重影消除基准信号与所说的无重影重影消除基准信号基本匹配；

一个正交相位同步视频检测器，它响应与所说同相同步视频检测器的相同的接收组合信号，用于检测所说正交载波幅度的调制，以产生所说的辅助信号，由于残留边带滤波原因还伴随有合成视频信号的较高频率残余信号，作为有时由于多路原因含有不希望的重影信号的正交相位检测信号；以及

第二去重影电路，用于提供对于正交相位检测信号的响应，其中重影被抑制，所说第二去重影电路包括具有可调滤波参数各自的重影抑制滤波器，其类似于包括在第一去重影电路中的各自重影抑制滤波中的所述可调滤波参数而被调整。

图1是用于接收具有隐藏在其中的数字信号的电视信号和提取隐藏的数字信号的数字信号接收机的示意图。这种数字信号接收机可为在“本发明的背景”中所描述的这些类型中的任一种。

图2是根据本发明的包括在图1数字信号接收机中的重影抑制电路的示意图。

图3是用于复位在图2中重影压缩电路的模8半帧计数器的电路的示意图。

图4是由图2去重影电路使用的去量影方法的流程图。

图1示出了一种数字信号接收机40，用于从诸如天线42装置接收具有隐藏在其中的数字信号的电视信号和提取隐藏的数字信号。调谐器43选择由第一检测器在其中检测的电视频道，第一检测器是一个方便可调的超外差式下变换器，用于把已选择的电视信号变换成一组中频和图象频率组。视频中频(IF)滤波器44选择作为中频(IF)放大器45的输入信号应用的视频中频和抑制一组图象频率。按目前的惯例，一个声表面波(SAW)滤波器可用作视频中频(IF)滤波器44，并把视频IF放大器45构造在单片集成电路(IC)内，作为没有级间调谐的多级放大器。视频IF放大器45把已放大的视频IF信号送到同相同步视频检测器46和到正交相位同步视频检测器47。用标称IF视频载波频率45.75MHz振荡的振荡器48把它的振荡传送到同相同步视频检测器46而没有相移，和送到具有由移相网络49提供的90°滞后相位移的正交相位同步视频检测器47。振荡器48具有响应于正交相位同步视频检测器47的输出信号的自动频率和相位控制(AFPC)。同步视频检测46和47习惯上包括在一起的视频IF放大器45和在IC内的振荡器48部分。视频检测器46和47的每一个既可以是恢复载波型的又可以是真同步型的。由同相同步视频检测器46恢复的同相改进的复合视频信号分别送到由同相改进的复合视频信号恢复水平和垂直同步脉冲的水平同步分离器50和垂直同步分离器51。

至此，所考虑的数字信号接收机40的某些方面只是本领域普通技术人员通常熟悉的TV接收机设计，尽管视频IF滤波器44最好仅有约3.5MHz带宽和中心在约45.25MHz。这个视频中频滤波器44提供通道内和邻近通道两者的声抑制，而在正交相位视频检测器47后面不需要声频陷波器。这个视频IF滤波器44也抑制由同相视频检测器46检测的视频信号的色度分量和由正交相位视频检测器47检测的残余复合视频信号的色度分量。正交相位视频检测器47的带宽应稍比符号率宽，只要是不衰减在BPSK响应的“拖尾”中的较高频率。正交相位视频检测器47检测在频率750KHz以上由仅NTSC复合视频信号的部分伴随的键控信号。

事实上，数字信号接收机40通常将包括在图1中没有单独和明显表示出的重影抑制电路，但在说明书中参照图2作了进一步详细描述。同相和正交相位视频检测器46和47的每一个包括：在其同步检测器本身以后的各自的重影消除滤波器和类似这些用在同步检测器本身以后的包括在另一视频检测器中的均衡滤波器。并联响应于计算机中进行的计算来调节两个重影消除滤波器的可调参数，和并联响应于计算机中进一步进行的计算来调节两个均衡滤波器的可调参数。重影消除基准信号(GCR)在发送时频率扩展到4.1MHz，而在数字信号接收机中仅扩展到2.5MHz左右，其原因是，它的有限IF频带是从由同相同步视频检测器46检测的视频信号选择的垂直消隐期间(VBI)扫描行中提取的。该GCR信号被数字化后作为输入信号送到计算机，用于计算重影消除和均衡滤波器的可调参数。另外，在正交相位视频检测器47中的直流分量或低频分量响应，能够作为计算重影消除滤波器的可调参数的基础而加以检测和使用。

在图1的数字信号接收机40中，抽样每符号计数信号(SAMPLE-PER-SYMOL Cound)是由响应于从压控振荡器57接收的正弦振荡的零点交叉检测器56产生的抽样每符号计数器52产生的。该抽样每符号计数器52有4级，并在振荡器57振荡的每个第十六平均轴交叉提供溢出进位。符号计数(SYMBOL COUNT)信号是由从抽样每符号计数器52计数的溢出进位的符号计数器53产生的。解码器55解码到达255的符号计数，以产生一个脉冲，使在由零点交叉检测器56提供到计数器52的下一个脉冲上复位计数器52和53，使抽样每符号计数和符号计数返回算术零。由解码器55产生的脉冲送到AFPC检测器59，与由水平同步分离器50分离的水平同步脉冲H相比较，并通过控制延迟线57可调节分数符号间隔的延迟。比较的结果在AFPC检测器59内低通滤波，以产生一个自动频率和相位控制(AFPC)电压信号而加到VC057。这些方案控制从行同步VCO57提供的振荡频率，是16×256＝4096倍水平扫描行频fH，或64447 545Hz。用在控制振荡器装置所使用的称“行同步”，其振荡频率保持在恒比为15734.264Hz扫描行频。这客观上是由除以适当因子的振荡频率与水平同步脉冲比较由AFPC电路实现的。

在750KH以上的频率上由正交相位视频检测器47检测的键控信号和NTSC复合视频信号伴随部分送到匹配滤波器60，它响应于键控信号，但仅选择复合视频信号的伴随750KHz频率以上分量部分。匹配滤波器60提供一个与在发送机中转换整形滤波器的滚降相匹配的峰值响应，以扩展足以减小符号间的干扰的PSK带宽。由匹配滤波器60的响应作为输入信号加到优选为附加抽样型的模拟/数字变换器(ADC)61。正交相位视频检测器47基本上恢复在750KHz以下的没有复合视频信号频率和使它没有零频含量的BPSK编码。当在750KHz以上频率没有很多的能量的TV图象的传送期间，则正交相位同步视频检测器47响应的BPSK部分将交替地从一个极性到另一个极性。因此，ADC61是这样一种类型：能够既是正又是负极性的数字模拟信号。尤其是，如由T.C.Leslie和B.Singh在1990年IEEE SYMPOSIUM ON CIRCUITS & SYSTEMS，90 CH 2868-8900000-0372、PP372-375中所发表的文章“一种改进型累计结果Δ(Sigma-Delta)调制器结构”中所描述的，ADC61优选为具有一位(bit)反馈的多位累计结果Δ(sigma-delta)变换器。一种具有8位分辨率(是普通价格的)的快速变换器抽样在二阶累计结果为反馈环路中的误差信号，和一位反馈用于减小数字/模拟变换误差。该二阶累计结果为反馈环路是无条件稳定的。通过具体例子，误差信号是按用于16∶1附加抽样率的256倍水平扫描行速率fH的16倍符号率抽样的，每次抽样由零点交叉检测器56在行62上接收一个脉冲，每次它在规定的方向上从振荡器57交叉平均轴检测振荡。快速变换器的数字输出送到在变换器61内的FIR低通滤波器，和这个滤波器的数字响应是通过每次抽样从抽样每符号计数器52的进位溢出，在行63上接收的一脉冲的分抽样器进行16∶1分抽样。这个抽取减少了在数字梳状滤波的延迟部分中所需的存储容量。接着，按具有最佳相位的符号率的分抽样是一种同步符号检测的形式，它压缩对于以符号率显著改变的、但是与按符号率的抽样成90°相位差的复合视频信号的这些分量的响应。低通滤波器前面的分抽样器压缩色度信号频率。

一位ADC64，响应于由零点交叉检测器56所提供的脉冲在行62上取样，响应于匹配滤波器60的响应，以提供匹配滤波器60响应的表明极性的符号位。那个符号位和如在位锁65中由一个抽样计数所延迟的那个符号，都按各自的输入送到“异”门66。“异”(XOR)门66检测匹配滤波器60响应，将检测结果送到脉冲鉴相器67。如用零点交叉检测器56所检测的那样，脉冲鉴相器67从各自的固定相位到控制振荡器57振荡的零点交叉选择地检测匹配滤波60响应的零点交叉的偏差，如XOR门66所检测的。作为抽样和保持，脉冲鉴相器67低通滤波这些选择地已检测的偏差。由此产生一控制信号，用于调节可控延迟线的延迟58，供给加到AFPC检测器59的水平同步脉冲H。当正交相位视频检测器47响应于希望为零值的复合视频信号时，在垂直消隐期间的某些时间，能由脉冲鉴相器67进行这一选择检测。当二阶累加结果Δ误差信号的数字化期间，通过在ADC61中的快速变换器相应地调节附加抽样的相位使符号间的干扰最小。

用于调节行同步振荡器的相位调整的方案是由本发明的同事Jung-Wan Ko.研制而成的。相对于由可控延迟线57的可调延迟的水平同步脉冲H，可控制振荡器57的控制频率和振荡相位调整的AFPC环路提供了一种滤波功能，即在相位调节期间避免ADC时钟显现“小故障”或显著缩短周期。如果在ADC计时本身设法细调相位的话，这种尖峰会有时产生。

垂直同步分离器51把用于分离垂直同步脉冲V的有耗积分响应提供到门限值检测器68，其门限值电压是这样选择的：仅当垂直同步脉冲积分时超过

扫描行和小于

扫描行时。门限值检测器68输出信号按第一输入信号送到二个输入与门69，该输出信号仅在其输入信号超过其门限值电压时为1，否则为0。解码器55为每个数据行(在水平扫描行结束时)中的符号计数的终值产生1否则产生0。解码器55将其输出信号作为第二输入信号送到与门69。与门69响应于在复合视频信号帧的起始半帧的开始产生的垂直脉冲的后沿，以提供响应于每个这些沿的各自的数据帧结束(DATA-FRAM-END)脉冲。而不响应发生在帧最初和最后场之间的垂直脉冲的后沿。在与门69响应中的数据帧结束脉冲送到模2数据帧计数器70作为计数输入(C1)信号，以致使再生数据帧计数信号超前，该信号通过从发送器的数据帧计数信号中的一个扫描行来补偿。用于复位数据帧计数器70的帧同步器71将参照附图3在本说明书中进一步详细说明。

在与门69响应中的数据帧结束脉冲也作为复位(R)信号送到数据行计数器72，使原应为524的作为其输出信号再生的数据行计数信号复位到算术0。数据行计数器72接到由水平同步分离器50提供的水平同步脉冲H的计数。数据行控制用于控制包含GCR信号电路中(在图1中未明确表示)的VB1扫描行的选择，用于在用计算机计算和括在视频检测器46和47内的均衡滤波器和重影消除滤波器的可调参数来获得数据的电路(在图1中未明确表示)中。

数据分离和检测电路76接收ADC61的数字响应作为输入信号。数据分离和检测电路76的具体实施例在本专利申请的“发明背景”中予以说明。数据分离和检测电路76提供一个位串行数据输出信号。假设，当每个奇数数据帧期间发送的PSK信号是以当下一个偶数数据帧期间调制的相反方向重复的，速率缓冲器77将以PSK符号率用从电路76提供的位串行数字输出信号写成每隔一数据帧。速率缓冲器77将不断地读出，以将其本身的位串行数字输出信号按

PSK符号率提供到纠错码解码器78。解码器78将其串行位数字输入数据变换成并行位形式和校正其中的误差，以提供数字信号接收机40的输出数据的校正数字数据。

优选地，前向纠错码是改进型的Reed-Solomon类型的，并且在PSK变换以前，数字信号是由数据帧交错的数据帧。在这种情况，速率缓冲器77包括存贮在其中的两个帧，并操作一去交错器。速率缓冲器77由数据帧计数的较多有效位的控制，在数据帧对的交替数据帧上，写两个帧存储的不同的数据帧，并读出没有被选择作为写的两个帧存储的数据帧之一。数据帧计数的较少有效位确定何时每个数据帧对中有效的数据帧被写入作为去交错器而工作的速率缓冲器77。从由计数器72提供的数据行计数和从由计数器53提供的符号每数据行计数，形成供写入的数据帧计数选择中的较多有效位用于帧存储的写入地址。来自抽样每符号计数器52的进位溢出脉冲由符号每列计数器73计数以产生符号每列计数；来自符号每列计数器73的进位溢出脉冲由数据列计数器74计数以产生数据列计数。计数器73和74通过与门69响应转向1而在每个数据帧的开始复位到初始计数。数据列计数和符号每列计数一起提供读寻址，用于在速率缓冲器77中存储帧，操作去交错器，使数据帧计数的较多有效位对读出去交错的串行位数据选择到纠错码解码器78。

图2示出了包括在图1的数字信号接收机中的典型的重影抑制电路，其重影抑制电路设计成利用美国的标准的重影消除基准(GCR)信号。参照图2、3和4所描述的重影抑制电路适用于数字信号接收机，其中视频IF滤波器45用下一个较高频道号滤去邻近频道。每个GCR信号的贝塞尔脉冲线性调频脉冲分量具有一个平坦的频谱，该频谱随着线性调频脉冲在最低频率开始向上扫到4.1MHz最高频率，跨越视频频带连续延伸。在优选的设计中，视频IF滤波器44的低截止频率足以高到滚降的频率，超过2MHz左右，如由同相视频检测器46检测的每个GCR信号的贝塞尔脉中线性调频脉冲分量。

在图2中，由同相视频检测器46检测复合视频信号和隐藏在其中的PSK副载波残余是由模拟数字变换器104数字化的，在结构和操作方面类似于上述参照图1所描述的ADC61。在图2中，ADC104把具有隐藏在其中的PSK残余的数字化同相复合视频信号作为输入信号送到串联连接的11R型自适应滤波器的后重影消除滤波器105、FIR型自适应滤波器的前重影消除滤波器106、和FIR型自适应滤波器的均衡滤波器107。该均衡滤波器107的响应通过应用到图1数字信号接收机的水平同步分离器50和垂直同步分离器51的数字/模拟变换器108变回到模拟形式。

在图2中，如图1中复合视频信号的PSK副载波和较高频率由正交相位视频检测器47检测和由匹配滤波器60滤波以及由模拟/数字变换器61数字化。ADC 60的输出信号作为输入信号加到一串联连接的类似于后重影消除滤波器105的后重影消除滤波器109、类似于前重影消除滤波器106的前重影消除滤波器110和类似于均衡滤波器107的均衡滤波器111。均衡滤波器111的响应作为输入信号提供到图1的数据分离和检测电路76。

滤波系数计算器112计算用于自适应滤波器105-107和109-111的加权系数。这些加权系数是二进制数，滤波系数计算机112写入到在数字滤波器105-107和109-111内的寄存器。在11R滤波器105和109中，存储在寄存器中的加权系数用作数字乘法器的乘法器信号，该数字乘法器是按被乘数信号接收具有各种延迟量的滤波器输出信号。由数字乘法器来的乘积信号在数字加法器/减法器电路中代数组合，以产生11R滤波器响应。在每个F1R滤波器106、107、110和111中存储在寄存器中的加权系数用作作为被乘数信号接收具有各种延迟量的滤波器输入信号的数字乘法器的乘法器信号。在每个F1R滤波器106、107、110和111中来自数字乘法器的乘积信号在数字加法器/减法器电路中代数组合以产生F1R滤波器的加权总和响应特性。

在F1R滤波器106、107、110和111中的抽头数与寻找重影抑制的范围有关。为了使滤波器的成本受经济约束，典型地，F1R滤波器106和110，每一个具有约64个抽头，用于抑制具有与直接信号偏离为6微秒的重影。F1R滤波器107和111用于频率均衡滤波器，每个仅需要约32个抽头。F1R滤波器107和111一般需要校正带内视频响应，在3.6MHz时滚降能达20dB，而通常在3.6MHz时，滚降小于10dB，滚降通常归因于在停播接收中天线的不正确定向。在某些设计中，串联滤波器106和107象串联F1R滤波器110和111一样由80个抽头的单个F1R滤波器代替。

在偏离直接信号40微秒的整个范围上压缩后重影所需的11R后重影消除滤波器105和109能使它每个长达600个抽头。然而，因为通常后重影是不交叠的，并发生在不连续偏移处，用于滤波器105和109的这些抽头的大多数的加权系数是零值或接近零值。在11R滤波器105和109中每个抽头式延迟线通常设计为一个用可编程序“整体”延迟装置散置的串联连接的10个左右抽头延迟线，每个滤波器105和109做成有时称为“稀疏加权”滤波器。10个左右抽头延迟线将信号提供给用于加权的数字乘法器。在这10个左右抽头延迟线中每个的连续抽头之间增加的延迟是单个半符号期间。可编程序整体延迟装置，其每一个包括各种长度延迟线，这些延迟线链锁在一起能够响应于由二进制数表示的控制信号而受到控制。这种稀疏加权滤波器将包括用于规定可编程序延迟装置的延迟的二进制数的寄存器，寄存器的内容也受滤波器系数计算机112的控制。

11R滤波器105和109能够包括在集成器件中，在那里同一套寄存器存储两个滤波器的加权系数和整体延迟编程的信息。F1R滤波器106和110能够包括在集成器件中，在那里同一套寄存器存储两个滤波器的加权系数。F1R滤波器107和111能包括在集成器件中，在那里同一套寄存器存储两个滤波器的加权系数。

在图2中，由垂直同步分离器51分离的垂直同步脉冲用三级场计数器113计数模8，产生一个模8场计数。这个三极场计数器113中的二极是图1的数据帧计数器70。计数器113的第一级对应于模2数据帧对计数产生一个计数，通过图1的速率缓冲器77用于选择写到其中或从其中读出的两个帧存储。计数器113的中间级对应于模2数据帧计数产生一个计数，通过图1的速率缓冲器77，作为进一步的写信号用于选择写到其中的两个帧存储之一。模8场计数，从计数器53来的符号每数据行计数和从计数器64来的数据行计数部可利用滤波器系数计算机112定时它的操作，虽然，图2中为了减少其复杂性而忽略了为完成这些计数到计数器112的连接。解码器114和115响应于对应于19和251的视频信号行计数的数据行计数，分别对或门116提供1。在包含GCR信号的每个垂直消隐期间中扫描行时，或门116响应于提供1，以限定乘法器117的输出信号与从串联连接的滤波器105、106、107的输出的数字化复合视频信号相一致，以作为第一输入信号施加到其上，而不是作为第零个输入信号施加到布线零上。

滤波器系数计算器112具有控制滤波器105-107的工作参数和滤波器109-110的类似工作参数。因此，通过滤波器105-107的工作参数的操作，计算机112能够从包括单元114-117的GCR信号分离器分离的GCR信号中选择串联连接这些滤波器的点。例如，通过把在11R滤波器105中递归途径的加权系数设置为零，使11R滤波器105的输出响应对应于输入响应；通过除了规定F1R滤波器106的核心为单位1外，所有加权系数被设置为零；和通过除了规定F1R滤波器107的核心为单位1外，所有加权系数被设置为零，从而使加到串联连接的滤波器105-107的输入信号能被计算机112选择加到GCR信号分离器上。另一方面，1能使电路安排，即从被分离的GCR信号，在串联连接的滤波器105-107中将更直接的更快地执行点的选择。事实上，从分离的GCR信号的在串联连接滤波器105-107中被选择的点对理解是很重要的，因为这个事实，将有助于滤波器105-107的可变参数的计算过程的理解，由参考图4的流程来进一步说明。在去重影滤波器的输出提取GCR信号便可执行“闭路”去重影的程序。

图2中暂时(扫描)行存储器118是由随机存取存储器(RAM)提供的，其安排是用于读写操作，如根据符号每数据行计数顺序编址每个存储位置。当已分离的GCR信号从暂时行存储器118传送到那里时，这些相同的地址加到用于行存储寄存器编址的滤波器系数计算机112。暂时行存储器118的连接安排用于8个连续场的每象素基础上第19VB1行GCR信号的累积，在暂时滤波操作中，即发生在那些第19VB1扫描行期间，从其它信息来分离贝塞尔线性调频脉冲信息。

在图2组合电路中的元件113-123中，形成一个完成该低通暂时滤波作用的GCR信号平均滤波器，它们与发生在那些第19VB1扫描行期间的贝塞尔线性调频脉冲相关，从而改进信号噪声比，与从第19VB1扫描行中，简单地使用选通以分离贝塞尔线性调频脉冲相比较，有了改进。当相应的8GCR信号的象素已经在FIELD000的第19行期间积累时，8场序列的第8即最后一场、分离的贝塞尔线性调频脉冲，当DATA ROW COUNT(数据行计数)相应于视频信号行计数也就是在从20到261范围内时，在FIELD000的任何行期间，成串地以一次一个象素加到滤波系数计算器112的寄存器中，包含像由解码器125确定的那样。在图2中，当解码器143确定DATA ROWCOUNT相应于视频信号行计数，即262时，在8场序列的最后场的最后行期间，行存贮器118被清除数据。

暂时行存贮器118必须具有存贮16并行位取样的容量，假定它是在经过串接滤波器105-107从ADC104施加的数字化合成视频信号8并行位抽样的符号基础8行上累积。符号算法是优先地两个互补算法。在用于操作装置的部分执行中，暂时行存储器118作为一个标志累积器用于GCR信号，数字加法器/减法器119把16行位输出信号加到暂时行存贮器118作为它的写输入信号。数字加法器/减法器119接收多路调制器120的输出作为第一输入，通常相应于从暂时行存储器118读出作为多路调制器120的第零次输入的接收。数字加法器/减法器119接收多路调制器117的8并行位输出信号作为第二输入，与8线零的信号一起作为标志位延伸。

解码器121解码是1、3、6或零(即，8)的模8场计数(MODULO-8 FIELD COONT)，以提供逻辑零到数字加法器/减法器119以限定加到它的输出信号。解码器121解码是2、4、5或7的模8场计数，以提供逻辑1到数字加法器/减法器119，以限定它从它的第1输入信号(从多路调制器120供给的)减去它的第二输入信号(从多路调制117供给的)。该装置在暂时行存储器118中以下述功能累积：

 (FIELD 001行19)-(FIELD 010行19)

+(FIELD 011行19)-(FIECD 100行19)

-(FIELD 101行19)+(FIELD 110行19)

-(FIELD 111行19)+(FIELD 000行19)

当每个数据帧传送两次时，第一次在NTSC电视信号连续数的一个奇数帧期间以第一逻辑方向被传送和第二次在那些帧的一个偶数帧期间以与第一方向相反的第二方向被传送，数据将在最后的累积中平均到零。当数据的每个帧被传送只是一次时，数据传送在每场的第19扫描行期间可以是不连续的，因此，累积GCR信号的结果将不受数据的影响。

在每个8场序列的第8场的最后行期间，使通常加到多路调制器120的零控制信号成为1。该1状态的多路调制器120提供相应于第一输入的输出信号，它是一个包含线零的16并行位的算术零。这样导致在暂时行存储器118中的累积结果的重复位到算术零。用于多路调制器120的控制信号在图2中示出，是由两输入与门122产生的。解码器143产生到与门122的输入信号中的一个，仅当数据行计数(DATA ROW COUNT)相应于视频信号扫描行计数即262时，把1供给到与门122。解码器123从场计数器解码模8场计数(MODUL0-8FIELD COUNT)，以产生到与门122的另一个输入信号。8场的每个序列的第8场从场计数器113产生000模8场计数，使解码器123提供1到与门122。仅在8场的每个序列第8场的最后行期间，输入到与门122的两个信号是1，在最后行期间，与门122提供1到多路调制器120作为它的控制信号，致使在暂时行存储器118中存储的累积结果复位到算术零。

当存在暂时行存储器118的累积结果被用来转化成计算机112的内存中的重影贝塞尔线性调频脉冲寄存器时，两输入与门124将1供给到滤波系数计算机112。解码器123的输出信号是输入到与门124的信号中的一个，并且仅当在8场的每个序列的第8场期间是1。解码器125解码数据行计数，以产生输入到与门124的另一个信号，在视频扫描行20到261期间，它是1。因此，在8场的每个序列的第8场中，包括扫描行20到261周期期间，存入暂时行存储器118中的累积结果，在任何时间都可用来转化成计算机112的内存。

事实上，暂时行存储器118存储大约取样的两个扫描行是较为可取的，因此用于后重影的去重影范围能够延伸到20微秒左右。在用作暂时行存储器118的RAM中的存储位置能够由与符号每数据行计数(SYMBOL-PER-DATA-ROW-COUNT)一起的数据行计数(DATAROW COUNT)的最低位来编址。仅当数据行计数是19或20时，解码器114由产生1的解码器来代替，另外，仅当数据行计数相应于视频扫描行计数是251或252时，解码器116由产生1的解码器来代替。为改进恢复的GCR信号的信号噪声比，把GCR信号平均到刚好不超过8扫描行19是有利的，但是超过16扫描行19(或甚至高于8的n倍)。这可由改进图2的行19累积电路或在计算机112中，安排进一步的平均来做到。

图3表示用于复位模8场计数器113的电路，因此，它的计数可由4场来正确地定相或错定相。暂时行存储器126被表示为由从计数器53来的符号每数据行计数编址的随机存取存储器。行存储器126被安排用于读出写入操作。或门116产生的逻辑1仅在每场的第19扫描行期间供给到多路调制器127，以控制由从ADC104提供的数字化第19扫描行取样对暂时行存储器126的修改。在另外的扫描行期间，或门116产生的逻辑零控制多路调制器127，以提供从暂时行存储器126来的读数据用于写回数据。

暂时行存储器126具有象素锁128和129，由从零交叉检测器56输出的信号来定时(计时间的连接在图3中未示出)。象素锁128和129用于分别暂时存储最后写进暂时行存储器126的象素和暂时行存储器126最后读出的象素，同时，由数字减法器130的减数和被减数输入信号各自的象素与那些取样一致。除在第19扫描行之外，从减法器130来的差值信号的象素取样全都是零值。从减法器130来的差值信号供给到绝对值电路131。作为例子，绝对值电路131包括一个数字控制加法器和减法器，接收线算法零作为它的被加数/被减数输入信号、从减法器130接收差值信号，作为它的被加数/减数输入信号，以及响应于差值信号的符号位在其位是零时就相加，在其位是1时就相减。

累积器132用于绝对值电路131输出信号的逐次取样，包括输出锁133用于暂时存储累积结果的逐次值，数字的加法器134用于把绝对值电路131输出信号的逐次取样加到累积结果以增加它的值以及多路调制器135用于选择地把已增大的累积结果供给到输出锁133，用于它的内容修改。多路调制器135是用于在或门116没有供给1时，将算法零插入到输出锁133，1指示在现在扫描行中出现的GLR信号。解码器136响应从计算器53来的符号每数据行计数，它由包含供给1的贝塞尔线性调频脉冲信息的那些扫描行部分描述，并与从在与门137中零交叉检测器56来的输出信号相与。输出锁133被锁定在仅响应从与门137接收1的输入数据。

现在和以前的场的19行的差的绝对值的逐次取样，从绝对值电路131系列地提供，使用累积器132进行累积。如果现在的场不是F1ELD001或F1ELD 101，则累积结果应是相当可观的值。F1ELD000和F1ELD001二者的第19行都包含ETP信号，因此，除噪声之外，它们的差是零值。F1ELD100和F1ELD101二者的第19行都包含ETR信号，因此，除噪声之外，它们的差是零值。门限检测器138的输出信号，当累积结果基本上大于算法零时是1，否则是零，它由非门139来补足，提供给与门140的四个输入信号中的一个。解码器141检测从计算器133的场计数而不是001或101，以提供1到与门，1表示场计数被错定相并且使计数器113复位。检测一场的第19行发生的或门116的输出信号，和响应从计算器53来的符号每数据行计数以检测扫描行的结束的解码器142的输出信号，是另外两个输入到与门140的信号。提供场计数不是001或101，在由同相视频检测器49检测的合成视频信号中，与门140产生1以在F1ELD000或F1ELD100的第19行结束时复位计数113到001场计数。

回到图2，如果由场计数器113提供的模8场计数是正确的相位，则在F1ELD 000期间，在暂时行存储器118中获得累积结果，在代数累积的周期中的最后场将是8倍于包括彩色同步信号和+301RE消隐脉冲电平的没有附带的水平同步脉冲、前沿、后沿的ETP贝塞尔线性调频脉冲信号。另一方面，如果由场计数器113提供的模8场计数是4场错定相，则在F1ELD000期间，在暂时行存储器118中获得累积结果，在累积的周期中的最后场将是8倍于包括彩色同步信号和+30 1RE消隐脉冲电平的没有附带的水平同步脉冲、前沿、后沿的ETR贝塞尔线性调频脉冲信号。在朝着减小幅度大小的方向上，布线的三个二进制移位将在F1ELD 000期间在暂时行存储器118中获得的累积结果分成8份，并且所得结果的商作为ETP或ETR信号加到滤波系数计算机112。

正适用于执行对着存储在内部寄存器的无重影贝塞尔线性调频脉冲函数ETP或ETR的相关数的滤波器系数计算机112，被编程以执行一个相关子步骤，即在F1ELD 000期间，确定它从暂时行存储器118接收的输入是ETP、ETR信号还是与ETP或ETR不相关的信号。该程序使滤波器系数计数机112能够确定那时没有GCR信号包括在由同相视频检测器49检测的合成视频信号之中。然后，计算机112将存入寄存器的预先“旁路方式”加权系数加到滤波器105、106和107，正如重影抑制电路最初通电所做的一样。

图4表示用于建立滤波器105-107和109-111的操作参数的程序流程图，其程序是由滤波系数计算机112完成的。当新通道接通或当因为最后去重影程序而命令时间已经消逝时，电视接收机接通电源，程序进入开始(START)状态181。复位所有去重影滤波器步骤182最好将在滤波器105-107和109-111中的滤波系数设置到预先确定用于通道的值，调谐器46被调谐到该值，开存入一个通道地址存储器中。另外，在电源接通或断开期间，在滤波器105-107和109-111中的滤波系数能设置到与无重影信号有关的“旁路方式”值；以及在周期去重影期间滤波系数的以前值在“复位”期间被保留。

然后是获取数据步骤183，该步骤是在场数目消逝即计算机112必须等待在暂时行存储器118中累积被完成之后才能完成，以便产生适合于计算机112输入数据的分离GCR信号。获取数据步骤183包括一个在图4中未示出的相关子步骤，该子步骤确定在F1ECD000期间，计算机112从暂时行存储器118接收的输入是ETP、ETR信号还是与ETR或ETR不相关的信号。

然后进行通道特性步骤184。计算机112通过使存储在永久存储器中的无重影GCR信号与从接收的合成视频信号分离的重影GCR信号在时间范畴中相关来执行该步骤。检测供给计算器112的数据中主要响应时候的位置，然后是每个逐次变小的一个很大的重影响应时候的各自位置，直到能够被滤波器105和109抑制的后重影的数目，以及直到能够被滤波器106和110抑制的前重影的数目。计算在供给计算机112的数据中的主要响应和多路响应的时候的各个位置并暂时存储在计算机112的内存中，被用作分散在11R滤波器105和109中的分支块之间的整体延迟行的编程基础。计算供给到计算机112数据中主要响应和多路响应的相对强度，用作11R滤波器105和109以及F1R滤波器106和110的块分支的加权分配基础。通道特性步骤184通过采用获得的GCR信号离散傅里叶变换(DFT)和通过无重影GCR信号的DFT的相应项来除DFT项被转向滤波器系数计算机112中，其后者DET是事先已知的并且被存入计算机112的内存。该逐项除的程序产生接收通道的DFT，并暂时存入计算机112的内存。

作为通道特性步骤184的一部分，在主要图象中的各自能量的接收通道的DET项的标准化是最好的。确定接收通道的DET的最大幅度项以及确定那个项的均方根和接近它周围项的能量(即，在每边的5-7个)。在主要图象和所有重影图象上标准化是可能做到的，但是，在标准化之前，从减少计算这一点来看，最好是放弃低能量的重影，其做法如下。作为主要图象的描述，接收通道DFT的最大幅度项和靠近它的项的均方根能量与由另一个接收通道的DFT项描述的重影的均方根能量相比较按比例缩小以提供一个门限电平，以便确定那些重影图象的每一个是不是非常大的。门限电平从主要图象的均方根能量下降-30dB已经是很满意了。每个接收通道的DFT项，(由具有低于门限电平的均方根能量的重影图象描述)可简单地由零来代替，以产生被标准化的接收通道的近似的DET。在标准化中，在近似的DFT中的每个非零项被主要图象的均方根能量除。接收通道的标准化近似的DET暂时存入计算机112的内存，被用于支援计算的剩余部分。在该标准化程序中必须完成的分段数是可以计数的，或由零代替的低于门限电平的项目数是可以计数的，作为一种帮助执行在图4程序中的最后决定的步骤188。

回到参考图4的程序。在通道特性步骤184之后，是稳定的重影判定步骤185。使用从滤波系数计算机112的内存中的寄存器取来的刚刚先于最新通道特性步骤184的通道特性步骤184的结果和由现在的通道特性步骤184结果代替那个寄存器中的结果的子程序使该步骤向前推进。最大部分新近的通道特性步骤184的结果与刚刚先前的通道特性步骤184交叉相关，以确定相关是否足够好，即重影状态是否被认为是稳定的或是不变的。如果重影状态基本上不变化，仅指示那里产生的是Y(ES)(是)信号，则用最新的通道特性结果作为去重影程序继续进行的基础。如果稳定重影判定步骤185产生一个指示重影状态改变的N(O)(否)信号，则操作循环返回到获取数据步骤183，并且11R滤波器105和F1R滤波器106的可调滤波参数返回到它们的最初值，其中滤波器105和106通过的信号没有改变。另一方面，在更高级程序中，计算机112估算在重影中变化的严重性并判定是否将滤波器105和106的可调滤波参数回到它们的最初值或是保持那些参数在现在值上。如果稳定重影判定步骤185产生一个Y(ES)信号，程序进到步骤186-188，使用最新的通道特性步骤184结果，作为修改11R滤波器105和109以及F1R滤波器106和110的可调滤波参数的基础。

在修改11R参数步骤186中，修改可编程序的延迟以及11R滤波器105和109的非零加权参数，上述的修改是使用最新的通道特性步骤184的结果作为修改的基础。更详细地，那些较最大幅度项后的最新标准化接收通道DFT结果的后重影部分被补充，以便从被修改的11R滤波系数的DFT产生所要求的11R滤波器105(和109)响应的DFT。所要求的11R滤波器105(和109)响应的DFT的非零项用于确定加权系数。如果11R滤波105和109是稀少系数类型的话，测量包括所有零系数间隔的长度，以确定整体延迟装置的可调延迟。已修改的11R滤波参数加到11R滤波器105和109。

在修改11R系数步骤186之后，执行修改F1R系数步骤187。用最新的通道特性步骤184的结果作为修改基础，修改F1R滤波器106和110的非零加权系数。更详细地说，那些较最大幅度项早的最新标准化接收通道DET结果的预重影部分被补充，以便从被修改的F1R滤波系数的DFT产生所要求的F1R滤波器106(和110)响应的DFT。如果F1R滤波器106和110是稀少系数类型的话，测量包括所有零系数间隔的长度，以确定整体延迟装置的可调延迟。已修改的F1R滤波系数加到11R滤波器106和110。

图4表示在修改11R系数和修改F1R系数步骤186和187完成之后，重影是否变到门限以下的判定步骤188。在执行通道特性步骤184中标准化接收通道DFT时，步骤188可执行分段数目的计数过程，计数是零时，产生Y(ES)信号，计数不是零时，产生N(O)信号。另一方面，当在通道特性步骤184中使接收通道DFT标准化时，步骤188可从低于由零代替的门限电平项的数目计数开始执行，当计数是少于接收通道DFT项的总数时，产生Y(ES)信号，是另外的计数时，产生N(O)信号。

从重影是否低于门限的步骤188中产生的N(O)信号进到操作反复步骤的最大数步骤189。在计算机中的计数器计数从重影低于门限判定步骤188产生的N(O)信号的数，并由从重影是否低于门限的步骤188产生的Y(ES)信号复位到零计数。在由于该计数器回路操作回到获得数据步骤183而达到最大计数之前，从重影是否低于门限的步骤183得到N(O)信号。在这种情况下，在步骤184中计算的滤波参数增大了在步骤186和187中先前计算的滤波系数。这种迭代过程提供了最好的重影抑制，并且能获得用于给定滤波器105和106的结构。

如果在步骤188中判定是Y(ES)，所有显著的重影已经被消除，或者在步骤189中判定是Y(ES)，则表示已进行了足够的迭代使得保证滤波器105、106、109和110没有进一步调节以消除至少一个重影的能力，进行与消除大的重影有关系的程序的部分，并且程序进到修改均衡系数的步骤190，其中计算用于幅度均衡滤波器107和111的加权系数。

修改均衡系数步骤190最好用调节滤波器107加权系数的迭代最小二乘误差方法来执行，以便使累积在暂时行存储器118中的串联连接的滤波器105-107的响应最适合于无重影GCR贝塞尔线性调频脉冲的理想响应，如存储在计算器112的存储器一样。无重影GCR贝塞尔线性调频脉冲的理想通道特性响应具有在时间范畴的一个(Sihx)/X的包络，说明在此频率范畴为平坦响应。该响应在PSK中提供最小的符号间的干扰。与滤波器107的加权系数一样滤波器111的加权系统被调节。

随后是修改均衡系数步骤190，在图4程序中，跟随在后的是另一个获得数据步骤191，步骤191是在场数目消逝，即计算机112必须等待在暂时行存储器118中的累积完成之后才能完成，以便产生一个适合于计算机112输入数据的分离GCR信号。获得数据步骤191包括一个在图4中未示出的相关子步骤，该子步骤确定计算机112在F1ELD000期间，从暂时行存储器118接收的输入是ETP、ETR信号还是与ETP或ETR不相关的信号。

产生另外一个通道特性步骤192，它是使用在步骤191中获得的ETP或ETR任何信号去再计算接收通道的DFT。在重影是否相同的判定步骤193中，在通道特性步骤192中再计算的接收通道的DFT与在通道特性步骤184中作为先前计算的接收通道的DET相关。如果在通道特性步骤184和通道特性步骤193两个通道中，残余的重影都在规定的门限之下的话，从容易执行的观点来看，相关性最好是用观看检测的间接方式进行。如果相关是好的，则表示重影已不明显地变化，判定步骤193产生Y(ES)信号，即回路循环回到获得数据步骤191，连续检测以寻找是否重影已不明显地变化。滤波器105-107(还有滤波器109-111)的滤波参数不再变化。

如果相关是差的，则表示重影已改变，判定步骤193产生N(O)信号，即回路操作回到复位所有去重影滤波(RESET ALL DEGHOSTF1LTERS)步骤182。当发生快速改变多路状态或当选择不同的接收通道时，该程序不能使重影抑制。然后，滤波器105-107和109-111的滤波参数，由以下已经描述的步骤，再计算。

在每个通路经过这两个接连步骤期间，在图4程序中，修改11R系数步骤186和修改F1R系数步骤187独立完成。串接重影消除滤波器(在此是后重影滤波器105和109)的最初的滤波系数的修改，将引起一种寄生类型的重影的产生，但是可用最后的那种滤波器(在此是前重影滤波器106和110)的滤波系数的修改来抑制。由于修改11R系数步骤186和修改F1R系数步骤187不考虑那些产生的重影，在下一个通道经过两个连续步骤期间，串接重影消除滤波器的最初一个加权系数的顺序再计数将插入补偿重影，以便在最后滤波响应中，将减少寄生重影。由于这种减少不够完全，应该提供串接重影消除滤波器的最后一个的加权系数的再计算。判定回路循环步骤183-189执行那些再计算。

在图2和3中的重影抑制电路以及图4的用于计算该电路中滤波器滤波参数的图解方法，是以Chandrakant B.Patel和JianYang在美国的专利申请号为NO.07/984,488，1992年12月2日，题目为“TV接收机或视频记录器的重影消除参考信号获得电路”的发明中所描述的为基础，并已按照原先与发明人订的当发明作出后的转让协议转让给Samsung电子有限公司。

Claims (15)

1.一种可抑制与视频载波正交的调制载波信号中重影的接收机，用于接收以与具有水平扫描行的连续场的合成视频信号一起的组合信号发送的辅助信号，在每一所说场的规定的一个所说水平扫描行中包括规定的一个重影消除基准信号的8场周期，所说的合成视频信号调制视频载波的幅度，以及所说的辅助信号调制与所说组合信号中的视频载波有正交相位的正交载波的幅度，所说的组合信号在它传送前是经过滤波的残留边带信号，其特征在于，所说接收机包括：

同相同步视频检测器，它响应于在至少一个传送通路上接收的所说组合信号，用于检测所说视频载波的幅度调制以再产生所说的合成视频信号，由于残留边带滤波的原因，还附带有辅助信号的高频残余信号，如由于多路的原因，有时还包含不希望的重影的同相检测信号；

第一去重影电路，响应所说同相检测信号以抑制重影，该第一去重影电路包括各自的重影抑制滤波器，所说滤波器具有可调的滤波参数；

累积电路，用于累积第一去重影电路仅在所说水平扫描行的一些规定行期间所出现的响应，每个逐次累积至少在所说重影消除基准信号的一个8场周期上进行，以发出一个被接收的重影消除基准信号，由于多路的原因，所说被接收的重影消除基准信号须包括不希望的重影；

一个计算机，用于根据所说接收重影消除基准信号与先前在计算机中可利用的无重影消除基准信号相比较进行计算，所说可调滤波参数的值要求所说的接收重影消除基准信号与所说的无重影重影消除基准信号基本匹配；

一个正交相位同步视频检测器，它响应与所说同相同步视频检测器的相同的接收组合信号，用于检测所说正交载波幅度的调制，以产生所说的辅助信号，由于残留边带滤波原因还伴随有合成视频信号的较高频率残余信号，作为有时由于多路原因含有不希望的重影信号的正交相位检测信号；以及

第二去重影电路，用于提供对于正交相位检测信号的响应，其中重影被抑制，所说第二去重影电路包括具有可调滤波参数各自的重影抑制滤波器，其类似于包括在第一去重影电路中的各自重影抑制滤波中的所述可调滤波参数而被调整。

2.根据权利要求1的接收机，其特征在于还包括：

一个水平同步分离器，用于提供从所说同相检测信号的合成视频信号分量中分离的水平同步脉冲；

一个垂直同步分离器，用于提供从所说同相检测信号的合成视频信号分量中分离的垂直同步脉冲；

一个数据行计数器，用于计数从所说水平同步分离器提供的水平同步脉冲，以产生一个数据行计数，每个数据行计数的值相应于扫描行计数的值，所说的数据行计数器响应于从所说垂直同步分离器提供的垂直同步脉冲周期地复位到最初数据行计算的值；以及

响应于达到规定值的所说数据行计数的装置，用于抓取所说同相检测信号的现在的扫描行，作为所说接收的重影消除基准信号的分量。

3.根据权利要求1的一种接收机，其特征在于，所说辅助信号是一个数字信号，其中所说接收机还包括：

数据分离和检测电路，接收所说第二去重影电路信号的响应作为到那里的输入信号，以及再产生所说数字信号作为从那里来的输出信号。

4.根据权利要求3的一种接收机，其特征在于，包括在所说第一去重影电路中的各自的重影抑制滤波在性质上是数字的，前面是：

第一模/数转换器，用于在其应用到所说第一去重影电路中的所说的各自的重影抑制滤波之前，数字化所说的同相检测信号，以及包括

一个第一无限脉冲响应数字滤波器，安排为起用于所说同相检测信号的后重影消除滤波器的作用；和其中包括在所说第二去重影电路中的各自的重影抑制滤波在性质上是数字的，其前面是：

第二模/数转换器，用于在其应用到所说第二去重影电路中所说的各自的重影抑制滤波之前，数字化所说的正交相位检测信号，以及包括

一个第二无限脉冲响应数字滤波器，安排为起用于所说正交相位检测信号的后重影消除滤波器的作用，所说的第一和第二无限脉冲响应数字滤波器的每个具有由所说计算机调节的可调滤波系数。

5.根据权利要求4的一种接收机，其特征在于，包括在所说第一去重影电路中的各自的重影抑制滤波包括与所说第一无限脉冲响应数字滤波器的串联连接；

一个第一有限脉冲响应数字滤波器；以及其中所说的包括在所说第二去重影电路中的各自的重影抑制滤波包括与所说第二无限脉冲响应数字滤波器的串联连接，

一个第二有限脉冲响应数字滤波器，所说第一和第二无限脉冲响应数字滤波器的每个具有由所说计算机调节的可调滤波参数。

6.根据权利要求5的一种接收机，其特征在于，所述第一有限脉冲响应数字滤波器被安排为起用于所说同相检测信号的前重影消除滤波器的作用，和其中所说第二有限脉冲响应数字滤波器被安排为起用于所说正交相位检测信号的前重影消除滤波器的作用。

7.根据权利要求6的一种接收机，其特征在于，包括在所说第一去重影电路中的各自的重影抑制滤波包括与所说第一无限脉冲响应数字滤波器的串联连接和所说第一无限脉冲响应数字滤波器；

一个第三有限脉冲响应数字滤波器被安排为起用于所说同相检测信号的均衡滤波器的作用；和其中包括在所说第二去重影电路中的所说的各自重影抑制滤波包括与所说第二无限脉冲响应数字滤器的串联连接和所说第二无限脉冲响应数字滤波器；

一个第四有限脉冲响应数字滤波器被安排为起用于所说正交相位检测信号的均衡滤波器的作用，所说第一和第二无限脉冲响应数字滤波器的每个具有由所说计算机调节的可调滤波参数。

8.根据权利要求1的一种接收机，其特征在于，所说辅助信号是数字信号，其中，所说接收机还包括：

一个水平同步分离器，用于提从从所说同相检测信号的合成视频信号分离的水平同步脉冲；

一个垂直同步分离器，用于提供从所说同相检测信号的合成视频信号分离的垂直同步脉冲；

一个行同步控制振荡器，用于以水平扫描行频的倍数产生振荡，由所说水平同步脉冲分离的水平同步脉冲作为控制；

一个符号每数据行计数器，响应于所说的行同步控制振荡器振荡的交叉平均轴计数，以产生一个符号每数据行计数，所说的符号每数据行计数器响应于从水平同步分离器来的水平同步脉冲周期地复位到符号每数据行计数的最初值；

一个行计数器，用于计数从所说的水平同步分离器提供的水平同步脉冲，以产生一个数据行计数，每个数据行计数的值相应于扫描行计数的值，所说的数据行计数器相应于从垂直同步分离器提供的垂直同步脉冲周期地复位到数据行计数的最初值；

一个第L行(L^th)分离器，用于分离紧跟随所获得的数据行计数规定值的所说的同相检测信号的扫描行，在垂直消隐间隔期间，所获得数据行计数是每场的规定行的说明，即至少包括M重影消除基准信号周期之一，在此L是正整数而M是至少是2的偶正整数；

一个场计数器，它响应于所说分离的垂直同步脉冲，用于产生一个场计数模-MN，N是至少是1的正整数；

用于使所说场计数模-MN，对M重影消除基准信号同步的装置；

一个组合从如由所说第L行分离器分离的连续扫描行来的相应象素的暂时滤波器，以产生一个暂时滤波器响应，供给到所说计算机，作为所说的接收重影消除基准信号；和

数据分离和检测电路，接收第二去重影电路的响应作为输入到那里的输入信号，接收所说数据行计数和所说符号每数据行计数，用于控制数据分离和检测，以及再产生所说数据信号作为从它输出的信号。

9.根据权利要求8的一种接收机，其特征在于，所说的暂时滤波器包括：

一个暂时行存储器；

在每个第MN(MN^th)场和第L(L^th)扫描行之后和在下一个接连场的第L扫描行之前，用于把所说的暂时行存储器腾空的装置；

每个所说的第MN场不在所说的第MN场的第L扫描行之前，但是在连续腾空所说的暂时行存储器之前，用于把所说暂时行存储器的内容读到计算机的装置；

根据在每个场计数中的GCR信号分量的极性，用于确定场计数的第一和第二状态的装置；

相应于场计数的所说的第一状态的装置，用于把现在计数场的第L扫描行加到所说的暂时行存储器的内容中；和

响应于场计数的所说第二状态的装置，用于从所说暂时行存储器的内容中减去现在计数场的第L扫描行。

10.根据权利要求9的一种接收机，其特征在于，所说的数N是1。

11.根据权利要求9的一种接收机，其特征在于，在每场计数中的GCR信号的分量，是贝塞尔线性调频脉冲，它的分量极性确定场计数的第一和第二状态。

12.根据权利要求8的一种接收机，其特征在于，所说的接收机还包括：

一个符号每数据列计数器，响应于行同步控制振荡器振荡的交叉平均轴计数，以产生一个符号每数据列计数以及当符号每数据列计数已经达到规定的全计数值时提供一个全计数达到的信号并且翻转到最初计数值，所说的符号每数据列计数器响应从所说水平同步分离器来的水平同步脉冲周期地复位到每数据列的最初计数值；

一个数据列计数器，用于从所说符号每数据列计数器提供全计数达到的信号的计数，以产生一个数据列计数，所说的数据列计数器响应于从垂直同步分离器来的垂直同步脉冲周期地复位到数据列计数的最初值；

一个速率缓冲器，作为一个响应于所说数据分离和检测电路的输出信号的去交叉器而工作，该输出信号作为速率缓冲器的输入信号，以提供一个去交叉输出信号，所说速率缓冲器接收作为写和读存储器的控制信号，在存储器中有所说的场计数模-MN、所说的符号每数据行计数、所说的数据行计数、所说的符号每数据列的计数以及所说的数据列计数；和

一个响应于速率缓冲器输出信号的纠错码解码器，用于校正其中的误差。

13.根据权利要求8的一种接收机，其特征在于，所说的第L行是每场的19行。

14.根据权利要求8的一种接收机，其特征在于，所说的数M是8，其中所说的重影消除基准信号包括在它们垂直消隐间隔的各自的扫描行中规定的幅度和定时的各贝塞尔线性调频脉冲，以及在其中8个连续场的每个周期中所说的各自的重影消除基准信号的各贝塞尔线性调频脉冲具有规定的相位图形。

15.根据权利要求14的一种接收机，其特征在于，所说的第L行是每场的19行。

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