CN1141836C

CN1141836C - 无线电接收机

Info

Publication number: CN1141836C
Application number: CNB991074068A
Authority: CN
Inventors: 艾伦・L・林伯格; 艾伦·L·林伯格
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1998-02-20
Filing date: 1999-02-20
Publication date: 2004-03-10
Anticipated expiration: 2019-02-20
Also published as: BR9900784A; TR200002396T2; CA2262329A1; AU714240B2; AR014632A1; AU1470899A; CA2262329C; CN1233912A; SG71906A1; JPH11331301A; KR19990072647A; KR100285432B1; US6104763A

Abstract

多重转换型QAM/VSB DTV接收机中，一直到用于接收DTV信号的末前级中频放大器，使用相同的电路，而不管是使用DTV信号QAM还是VSB调制。用于当接收QAM调制时产生最后IF信号的转换器和用于当接收VSB调制时产生最后IF信号的转换器具有各自的混频器和自动地单独控制频率和相位的本地振荡器。这种单独的转换器的使用，避免了对VSB接收模式的闭锁，否则在接收具有VSB调制的DTV信号期间将出现这种闭锁。

Description

无线电接收机

本申请根据美国专利法U.S.C.111(a)提交，依据35U.S.C.(b)，要求根据条款U.S.C.119(E)(1)所要求提交的序列号为60/075,423的1998年2月20日暂定的申请日。

本发明涉及具有无论数字电视(DTV)信号是使用主载波的正交幅度调制(QAM)发送还是该主载波的残留边带(VSB)幅度调制发送、均能接收数字DTV信号的能力的无线电接收机。

由先进电视制式委员会(ATSC)在1995年9月16日公布的数字电视标准中规定了在6MHz带宽的电视频道中(例如那些当前在美国的国家电视制式委员会(NTSC)模拟电视信号的空中传播中使用的电视频道)用于发送数字电视(DTV)信号的残留边带信号。该VSB DTV信号被设计成其频谱可能与对共频道干扰NTSC模拟电视信号进行的频谱交织。这是通过把该DTV信号的导频载波和主调幅边带频率定位在落在NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描行速率的偶倍数之间的四分之一水平扫描行速率奇倍数的位置上而造成的，在该位置，共频道干扰NTSC模拟电视信号的亮度和色度成分的偶倍数的大部分能量将下降。NTSC模拟电视信号的视频载波从电视频道的下限频率偏移1.25MHz。DTV信号的载波从该视频载波偏移该NTSC模拟电视信号的水平扫描行速率的59.75倍，以便把该DTV信号的载波定位在距该电视频道的下限频率约309,877.6kHz的位置。因此，该DTV信号的载波距电视频道的中间频率大约2,690122.4Hz。在该数字电视标准中的准确的符号速率是从NTSC模拟电视信号中的视频载波偏移的4.5MHz音频载波的(684/286)倍。在NTSC模拟电视信号中的每一水平扫描行的符号数目是684，并且以因子286倍乘NTSC模拟电视信号中的水平扫描行速率，以便获得从NTSC模拟电视信号中的视频载波偏移的4.5MHz的音频载波。该符号速率是每秒10.762238×105个符号，该符号速率能够被包含在从DTV信号载波扩展5.381119MHz的VSB信号中。也就是说，该VSB信号能够被限制到从该电视频道的下限频率开始扩展5.690997MHz的频带。

美国的用于数字HDTV信号地面广播的ATSC标准能够发送具有16∶9宽高比的两种高清晰度电视(HDTV)格式。一种HDTV格式使用每一扫描行1920个取样和每30Hz帧1080个有效水平扫描行，具有2∶1场交织。另外一种HDTV格式使用每扫描行1280个亮度取样和每60Hz帧720个逐行扫描的电视图像的扫描行。该ATSC标准还适用于除HDTV格式以外的DTV格式传输，例如与NTSC模拟电视信号比较属于是标准清晰度的四个电视信号的并行传输。

在美国的地面广播期间通过残留边带(VSB)调幅(AM)发送的DTV包括连续出现的时间连续的数据字段，每一个数据字段包括313个时间连续的数据段。每一数据段有832个符号。所以，符号速率是10.76MHz时，每个数据段具有77.3微秒的持续时间。每个数据段以四个符号的行同步代码组开始，这四个符号具有+S、-S、-S、和+S的逐次值。值+S是低于最大正数据偏移的一个电平，而值-S是高于最大值负数据偏移的一个电平。每个数据字段的初始行包括一个场同步代码组，该场同步代码组对用于频道均衡和多路径抑制过程的训练信号进行编码。该训练信号是511取样伪随机噪声序列(即“PN序列”)，其跟随着三个63取样PN序列。中间的63取样PN序列是根据每个奇数编号的数据字段首行中的第一逻辑协定和根据每个偶数编号数据字段首行中的第二逻辑发送的，该第一和第二逻辑协定彼此分别是1的互补码。该训练信号的剩余部分以在整个数据字段中的相同的逻辑协定发送。

每个数据字段的随后行都包括已经被瑞得-所罗门(Reed-Solomon)前向纠错编码的数据。在无线广播中，随后使用十二交织格构码对该被纠错编码的数据进行格构编码，每个2/3速率格构码具有一个未编码比特。格构编码结果被解析成用于以8电平一维坐标星座符号编码(eight-level one-dimensional-constellation sysbol coding)无线传输的三比特组，其传输的实现不需要与该格构编码过程分离的符号预编码。格构编码不使用在有线广播中。该纠错编码的数据被解析成用于以十六电平一维坐标星座符号编码传输的4比特组，其传输没有预编码即可实现。

VSB信号的固有载波受到抑制，该固有载波的幅度根据调制百分比变化。该固有载波被固定幅度的导频载波所取代，其幅度对应于预定的调制百分比。通过把直流分量偏移引入到加到用于产生调幅边带的平衡调制器的调制电压而产生固定幅度的导频载波，该调幅边带被提供到提供VSB信号作为其响应的滤波器。如果载波调制信号中的4比特符号编码的8个电平具有归一化值-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7，则该导频载波具有归一化值1.25。+S的归一化值是+5，而-S的归一化值是-5。

美国的无线广播利用8电平符号编码的VSB信号，而在ATSC标准中建议利用16电平符号编码的VSB信号，用于在无线小范围广播系统或有线广播系统中使用。然而，在这种系统的标准作法是使用抑制载波正交幅度调制(QAM)信号而不是VSB信号。这就为电视接收机设计机的人员提供了设计接收机的挑战，这种接收机能够接收传输的信号类型，而且能够自动地选择适当的接收装置用于当前正在接收的传输类型。在本说明书中，这些接收机被命名为“QAM/VSB数字电视接收机”，而有时被称作“VSB/QAM数字电视接收机”。具有使用在通用于QAM和VSB信号的中频(IF)放大器的QAM/VSB DTV接收机的设计已经在发布于1996年4月9日的C.B.Patel和本发明人的美国专利5,506,636、标题是“具有用于QAM/VSB模式选择的虚部取样存在检测器的HDTV信号接收器(HDTVSIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SAMPLE-PRESENCE DETECTORFOR QAM/VSB MODE SELLECTION)”中描述，该专利在此引做参考。这类QAM/VSB DTV接收机还描述于C.B.Patel和本发明人提交于1994年6月28日的序列号为08/266,753、标题是“用于接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收机(RADIO RECEIVER FOR RECEIVING BOTH VSBAND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS)”的美国专利申请中、公开在1988年2月3日、标题是“用于接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收机(RADIO RECEIVER FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAMDIGITAL HDTV SIGNALS)”的美国专利5,715,012中、和在1996年12月26日提交的序列号为08/773,949、标题是“用于接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收机(RADIO RECEIVER FOR RECEIVING BOTHVSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS)”的美国专利申请中。美国专利5,506,636和5,715,012以及序列号为08/266,753的美国专利申请假定VSBDTV信号的载频将比最低频道频率高625kHz，如先进电视制式委员会的专业委员会初期建议的那样。本说明书假设VSB DTV信号的载频比最低的频道频率高310kHz，如在出版于1995年9月16日的数字电视标准的附件A中规定的那样。

在美国专利5,506,636中描述的QAM/VSB DTV接收机所遇到的问题是当VSB而不是QAM信号被接收时有时会出现VSB接收的闭锁现象。本发明旨在解决这一时常发生的问题，这种问题的产生是由于在这些多重转换接收机的每一个中的在后的本地振荡器之一根据当前正在接收的DTV信号是否为QAM或VSB特性的情况来接收自动频率和相位控制(AFPC)信号。在美国专利5506636描述的QAM/VSB DTV接收机中，AFPC信号的选择受控于响应用于把可能的VSB信号同步于基带的电路的虚部(imaginary)取样存在检测器。但是，为了使得该虚部取样存在检测器满意地操作，则用于把可能的VSB信号同步于基带的电路就必须是相对于该VSB导频载波正确地同步。除非存在这种正确同步的状态，否则将产生虚部取样。响应这些虚部取样的出现，该虚部取样存在检测器将调节用于QAM接收的QAM/VSB DTV接收机。用于把可能的QAM信号同步到基带的电路将被用于提供AFPC信号，用于控制的后面的本地振荡器，而不是用该电路把可能的VSB信号同步到基带，所以不强迫对于VSB导频载波的正确同步。正确的同步能够偶然地出现，在此情况中，虚部取样存在检测器将调节用于VSB的接收的QAM/VSB DTV接收机。在VSB导频载波和被产生用于把VSB信号同步到基带的载波之间的相位偏移使得这种意外事件可能出现。但是有时在VSB导频载波和被产生用于把VSB信号同步到基带的载波之间没有实质上的相位偏移，并且该相位保持是不正确的。在这种条件之下，出现从VSB接收方式的闭锁(lock-out)。

当是VSB而不是QAM信号被接收时，出现的一个相似问题是有时出现的VSB接收的闭锁，在QAM/VSB DTV接收机中有时观察到这种情况，在美国专利5,715,012和序列号为08/266,753以及08/773,949的美国专利申请中对此有所描述，在该接收机中，AFPC信号的选择由响应用于把可能的VSB信号同步到基带的电路的VSB导频载波存在检测器所控制。与指示不出现虚部取样的虚部取样存在检测器相比，对在VSB导频载波和被产生用于把VSB信号同步到基带的载波之间的相位差值的灵敏度，对指示VSB导频载波正被检测的VSB导频载波存在检测器的影响更小。然而，如果在VSB导频载波和被产生用于把VSB信号同步到基带的导频之间没有实质上的相位偏移，并且该相位坚持与正确的同步相差90度，则出现VSB接收模式的闭锁。

本发明家的主要目的是，利用用于QAM接收和用于VSB接收的带通跟踪器来防止在QAM/VSB数字电视接收机中的VSB接收模式的任何闭锁。

本发明在于实现一种无线电接收机，用于接收选定的数字电视信号，而不管该数字电视信号是正交幅度调制(QAM)或是残留边带(VSB)数字电视信号。该无线电接收机包括：前端电路，用于选择所述选定的数字电视信号，并且放大地把所述选定的数字电视信号转换成至少一个第一放大的末前级中频信号；第一频率转换器，用于把所述第一放大的末前级中频信号转换成第一最后中频信号，所述第一频率转换器包括：第一受控振荡器，其振荡频率和相位由第一自动频率和相位控制信号控制；第一模拟数字转换器，用于对所述第一最后中频信号数字化，以便产生数字化的第一最后中频信号；用于把所述数字化的第一最后中频信号中的任何QAM数字电视信号同步到基带、从而产生第一同相基带信号和第一正交相位基带信号的电路；第一自动频率和相位控制电路，用于响应所述第一同相基带信号和所述第一正交相位基带信号，而产生所述第一自动频率和相位控制信号，所述第一自动频率和相位控制信号既不响应所述第二同相基带信号，也不响应所述第二正交相位基带信号。本发明的无线电接收机的特征在于包括第二频率转换器，用于把从所述前端电路提供的第二放大的末前级中频信号转换成所述第二最后中频信号，所述前端电路产生所述第一和第二放大的末前级中频信号，所述第二频率转换器包括：第二受控振荡器，其振荡的频率和相位由第二自动频率和相位控制信号控制；第二模拟数字转换器，用于对所述第二最后中频信号进行数字化，以便产生数字化的第二最后中频信号；用于把所述数字化的第二最后中频信号中的任何VSB数字电视信号同步到基带、从而产生第二同相基带信号和第二正交相位基带信号的电路；第二自动频率和相位控制电路，用于响应所述第二正交相位基带信号而产生所述第二自动频率和相位控制信号，所述第二自动频率和相位控制信号既不响应所述第一同相基带信号，也不响应所述第一正交相位基带信号；和同步结果选择器，用于在第一同相/正交相位基带信号和第二同相/正交相位基带信号之间做出选择，和处理信号以便获得可由显示装置显示的信号。

与在“本发明背景”中描述的QAM/VSB DTV接收机相比，分别用于把任何QAM信号同步到基带的电路和把任何VSB信号同步到基带的电路的第一和第二数字化的最后IF信号是分别从第一和第二频率转换器提供，而不是从同一个频率转换器提供，该第一和第二频率转换器分别地包括第一受控振荡器和第二受控振荡器。而且，加到第一受控振荡器的第一AFPC信号既不响应第二同相基带信号也不响应该第二正交相位基带信号；以及加到第二受控振荡器的第二AFPC信号既不响应第一同相基带信号也不响应该第一正交相位基带信号。用于第一受控振荡器和第二受控振荡器的这些单独的AFPC回路避免了在“本发明背景”中描述的VSB接收闭锁的问题。而且，获得在用于把任何QAM信号同步到基带的电路设计和用于把任何VSB信号同步到基带的电路设计中的附加的灵活性，因为第一和第二受控振荡器的的标称振荡频率不需要是同一个频率。

图1、2、3、和4中的每个是根据本发明构成的DTV接收机的无线电接收机部分的示意框图；

图5是一个示意框图，它更详细地示出使用在图1、2、3、和4中的每一个的用于在数字域中把QAM DTV信号同步到基带的电路；

图6是一个示意图，它更详细地示出使用在图1、2、3、和4中的每一个的用于在数字域中把VSB DTV信号同步到基带的电路细节；

图7是一电路详细的框图，该电路用于提供：取样时钟产生器；查询表只读存储器(ROM)，用于提供把每个最后中频信号频率上的数字QAM信号和数字VSB信号同步到基带的复载波的数字描述；以及用于那些ROM的地址产生器，该电路包括在图1、2、3和4中示出类型的某些DTV信号无线电接收机中；

图8是一示意框图，它示出在图1、2、3和4中示出的DTV接收机的无线电接收机部分的剩余部分；

图9是用于本地振荡器的设计频率的一个表格，该本地振荡器提供振荡，这些振荡用来将中心在44MHz的末前级中频频带外差下降到用于QAM信号的各个最后中频带；

图10是用于本地振荡器的设计频率的一个表格，该本地振荡器提供振荡，这些振荡用来将中心在44MHz的末前级中频频带外差下降到用于VSB信号的各个最后中频带，假设在末前级IF频带和最后IF频带中，将残留边带放置在全边带之上；和

图11是用于本地振荡器的设计频率的一个表格，该本地振荡器提供振荡，这些振荡用来将中心在44MHz的末前级中频频带外差下降到用于VSB信号的各种最后中频带，假设在末前级IF频带和最后IF频带中，将残留边带放置在全边带之下。

图1示出根据本发明构成的DTV接收机的无线电接收机部分，该接收机能够接收QAM或VSB数字电视信号。天线1是在特高频(UHF)或可能在甚高频(VHF)频带中的电视信号的典型信源，该电视信号被加到射频(RF)放大器2。RF放大器2装备有跟踪预选滤波器，用于选择所要接收电视信号的电视广播频段之一的一部分。该RF放大器2对于通过AGC延迟电路3加到放大器2的AGC信号进行反向AGC的延迟响应。RF放大器2提供对选定用于接收的电视信号的放大的响应。

放大的响应与来自第一本地振荡器10的超外差信号混频，用于上变频到高中频带，它高于在该特高频(UHF)频谱中的最高频率电视频道。依照当前的电视实践，第一本地振荡器10通常是频率合成器，用于利用产生与分量受控振荡器频率呈选定比例的频率的超外差信号，受控振荡器的频率受AFT信号控制。对于整个接收电视通道，这种首选的实践导致对AFT信号的超外差信号频率的灵敏度基本相同。由RF放大器2提供的6MHz宽的选定射频频率信号在第一混频器11中被上变频为高频带中频信号，第一混频器11最好是双重均衡线性相乘类型。该高频带中频信号被居中在高于包括电视广播指定频道的UHF频带的部分的特高频上，把各图像频率置于刚好高于1GHz，以便它们由第一混频器11的输出端上的带通耦合网络容易地抑制。

高中频带缓冲放大器12把该高频带IF信号施加到声表面波(SAW)滤波器13。该缓冲放大器12提供固定增益，以便弥补SAW滤波器13的10-12dB的介入损耗，并且以选择的固定电源阻抗驱动该SAW滤波器13，以便避免不需要的反射。SAW滤波器13具有大致线性的相位、具有大体上6MHz带宽的-1dB到-1dB的平坦的幅度响应，其通频带是围绕频带中心频率对称的。例如，UHF IF信号能够被居中在916MHz。在该频率范围中，砷化镓SAW滤波器13能够满意地操作。SAW滤波器13的响应提供给第二混频器14，用于下变频为低频带中频信号，该低频带中频信号居中在低于包括电视广播指定频道的VHF频带部分的VHF上。该低频带IF信号能够被居中在大约44MHz，象通常在模拟电视实践中那样。最好是晶体控制型的本地振荡器20提供稳定的固定频率的外差信号到第二混频器14，用于实现下变频。该第二混频器14最好是倍频均衡线性乘法型。

低中频带缓冲放大器15把低频带IF信号加到声表面波(SAW)滤波器16，该滤波器16在至少一个6MHz带宽上具有平坦响应。缓冲放大器15提供固定增益，以便弥补的SAW滤波器16的10-12dB的介入损耗，并且以选择的固定源阻抗来驱动该SAW滤波器16，以便避免不需要的反射。SAW滤波器16在超过6MHz的带宽之上具有大致线性的相位响应，以使前面的SAW滤波器13确定该第一IF放大器通路的频道特性。铌酸锂SAW滤波器16能够在居中在大约44MHz的频率范围中满意地操作。该SAW滤波器16的响应被作为输入信号提供到自动增益控制低中频带(VHF)放大器17和72。低IF频带放大器17把其响应作为输入信号提供到第三混频器18，以便提供用于由模拟数字转换器19进行数字化的最后中频信号到数字同步电路4，数字同步电路4同步地检测同相(I)QAM载波调制并且同步地检测正交相位(Q)QAM载波调制。低IF频带放大器27将其响应作为输入信号提供到第三混频器28，以便提供用于由模拟数字转换器29数字化的最后中频信号到数字同步电路5，数字同步电路5同步地检测同相(I)VSB载波调制并且同步地检测正交相位(Q)VSB载波调制。

本发明所关心的是，图1中构成前端电路的单元2、10-17、20和27，用于把末前级中频信号提供到第三混频器18和28。在图1示出的三重转换射频接收机中，这些末前级中频信号是该VHF频带中的第二中频信号。

AGC的中频放大器17的响应和来自压控第三本地振荡器30的VHF本地振荡被作为第一和第二输入信号分别地加到第三混频器18。第三混频器18用于对来自AGC的中频放大器17的放大的第一VHF中频信号进行下变频，以便产生从基带偏移几MHz的第一最后中频信号，用于由ADC(模拟-数字转换器)19数字化。

数字同步电路4被设计成用于响应第一最后中频信号中的QAM DTV信号，以便恢复作为QAM符号描述的相应的同相(I)和正交相位(Q)基带信号。为了保证快速的操作而最好是在只读存储器(ROM)中实现的数字乘法器31把这些I和Q基带信号相乘。得到的乘积包括低频差拍项和符号速率项的取样描述，该乘积由数字-模拟转换器(DAC)32转换成模拟形式。在DAC32响应中的符号速率项被提供给自动频率和相位控制(AFPC)检测器33，并且该AFPC检测器33的响应调整该压控第三本地振荡器30的频率和相位，以便降低DAC 32的响应中零频率的低频差拍项。该压控第三本地振荡器30的反馈控制是一种科斯塔斯(Costas)回路。QAM自动增益控制检测器34响应DAC 32的响应，以便产生用于AGC信号组合器25的第一输入信号，该AGC信号组合器25把自动增益控制(AGC)信号加到低IF频带放大器17。为了更好地保持低IF频带放大器17响应中的QAM数字调制的线性，利用此放大器实现反向的AGC。

AGC的中频放大器27的响应和来自压控第三本地振荡器35的VHF本地振荡被作为第一和第二输入信号分别地加到第三混频器28。第三混频器28用于下变频转换来自AGC IF放大器27的放大的第二VHF中频信号，以便产生从基带偏移几MHz的第二最后中频信号，用于由ADC 29数字化。

数字同步电路5被设计用于响应在该第二最后中频信号中的VSB DTV信号，以便恢复各个同相(I)和正交相位(Q)基带信号，至少是同相(I)基带信号是VSB AM符号的描述。来自同步电路5的正交相位基带信号被数模转换器(DAC)36转换成模拟形式，并且低通滤波器37从DAC 36的响应提取低频差拍项，以便应用到压控第三本地振荡器35作为其自动频率和相位控制(AFPC)信号。来自同步电路5的同相基带信号由数字-模拟转换器38转换成模拟形式，VSB自动增益控制检测器34响应于DAC 38的响应，以便产生用于AGC信号组合器25的第二输入信号，该AGC信号组合器25把自动增益控制(AGC)信号加到低IF频带放大器27。为了更好地保持低IF频带放大器27响应中的VSB数字调制的线性，利用此放大器实现反向的AGC。

假定来自AGC检测器34和39的各个响应中仅有一个将显示需要减少无线电接收机的增益，那么该AGC信号组合器25能够被构成为用于那些响应的模拟“或”电路，生成只对来自AGC检测器34和39的各个响应之一作响应的AGC信号的响应，该响应通常指示对于减少无线电接收机增益的需要。该AGC信号组合器25把AGC信号提供到低IF频带放大器17和27。AGC信号组合器25把AGC信号送到AGC延迟电路3，以便当获得非常强的信号接收时减少RF放大器2的增益。

作为VSB导频载波存在检测器操作的门限检测器21检测DAC 36响应中是否存在来自ATSC信号导频载波的同步检波的直流项。由该VSB导频载波存在检测器21输出的ATSC信号导频载波存在或不存在的指示被同步产生选择器6用作控制信号。这些指示还被提供给幅度与群延迟均衡器7，用于根据它是QAM或是VSB调幅AM信号，在均衡器7中选择数字滤波器的配置，以便与正在被接收的DTV信号相适应。

响应于VSB导频载波存在检测器21对ATSC信号导频载波不存在的指示，该同步结果选择器6从数字同步电路4选择同相基带信号，以便应用到幅度与群延迟均衡器7，作为实部(Re)取样数据流，并且从数字同步电路4选择正交相位基带信号，以便应用到幅度与群延迟均衡器7，作为虚部(Im)取样数据流。这两个选择过程被同步地执行，而不是交错阶段地执行。假设取样率是21.52×10⁶取样/秒，则利用以21.52×106取样/秒速率(即四倍于QAM符号的波特率)时钟控制的均衡器中的数字滤波器电路，该均衡器7能够被操作为分数均衡器(fractional equalizer)。最佳设计是使用均衡器7对QAM从该数字同步电路4接收的实部和虚部取样数据流的速率降低滤波。从利用还用于对解调VSB AM符号的实部取样数据流进行均衡化的硬件的观点出发，很方便地在交替取样基础上对于解调QAM符号的实部和虚部取样数据流时分多路复用，然后在双重相位的基础上操作该数字均衡滤波器的其余部分，以便在QAM接收期间提供复数均衡。在均衡器7的输入端对QAM解调的速率降低滤波能够把均衡器操作为用于解调QAM的同步均衡器，或作为用于解调QAM的分数均衡器。如果均衡器7被操作为用于解调QAM的分数均衡器，则在其输出端将速率降低滤波器与用于QAM信号的格构解码器91相结合(图8中示出)。

在图1中，响应于VSB导频载波存在检测器21对ATSC信号导频载波存在的指示，同步产生选择器6从数字同步电路5选择同相基带信号，以便应用到幅度和群延迟均衡器7作为实部取样数据流，并且选择算术零的数据流以便应用到该均衡器7作为虚部取样数据流。假设在每一数据流中的取样率是21.52×10⁶取样/秒，利用以21.52×10⁶取样/每秒速率时钟控制的均衡器中的数字滤波器电路，该均衡器7能够被调节以便在VSB AM接收期间操作为分数均衡器，该速率是VSB AM符号波特率的两倍。另外，均衡器7能够以在输入端带有速率降低滤波器。还假设在每一数据流中的取样率是21.52×10⁶取样/每秒，该速率降低滤波器能够重新取样成用于VSB AM的10.76×10⁶取样/每秒的波特率，以便把均衡器7操作为同步均衡器，或能够重新取样成较低的速率，例如4/3波特率，以便把均衡器7操作为具有较少抽头的分数均衡器。如果均衡器7被操作为用于解调VSB AM的分数均衡器，则它在其输出端将速率降低滤波器结合到用于VSB AM信号的格构解码器92(在图8中示出)。

图2示出QAM/VSB DTV接收机的无线电接收机部分，其与图1的QAM/VSB DTV接收机的不同之处在于反向AGC的低IF频带放大器17和27被用于放大SAW滤波器16的响应的单一反向AGC的低IF频带放大器26替代。第三混频器18和28接收该单一反向AGC的低IF频带放大器26的响应作为它们各自的低IF频带DTV输入信号，而不是接收反向AGC的低IF频带放大器17和27的相应响应。AGC信号组合器25的响应被加到低IF频带放大器26作为反向AGC的信号。迄今本发明所涉及的是，图2中单元2、10-16、20、和26构成前端电路，用于把末前级中频信号提供到第三混频器18和28。

图3和4示出QAM/VSB DTV接收机的无线电接收机部分，与图1和2示出QAM/VSB DTV接收机的无线电接收机部分的不同之处分别在于QAM/VSB控制信号不是由该VSB导频载波存在检测器21生成。相反，该QAM/VSB控制信号是由连接的虚部取样存在检测器22生成，以便响应来自VSB同步电路5的低频正交相位输出信号。该虚部取样存在检测器22检测该低频正交相位输出信号中的能量何时有实质上的变化，以便提供表明QAM信号正在被接收的指示。

在本发明的另一个实施例中，QAM/VSB控制信号被以下列方法生成，作为来自单稳态电路或其等效部件的输出信号。匹配滤波器提供输出脉冲，这些输出脉冲对应于由匹配滤波器接收作为输入信号的数据段同步代码组、数据字段同步代码组、或来自VSB同步电路5的同相输出信号中的数据字段同步代码组的部分。这些脉冲被门限检测以便抵制噪音，并且该门限检测器脉冲被提供给单稳态电路，以便把该单稳态电路置成其不稳定状态。只要该单稳态电路保持在其不稳定状态，则该QAM/VSB控制信号将显示VSB AM的接收。当伴随VSB DTV信号的数据同步信号未检测时，则假设该单稳态电路是处于其稳态，所以该QAM/VSB控制信号指示VSB DTV信号的非接收状态，从其推断QAM的接收。

图5更详细地示出用于把QAM DTV信号同步到基带的数字电路4。该QAM同步电路4包括用于产生其输出信号的实部部分的QAM同相同步检测器40、以及用于产生其输出信号的虚部部分的QAM正交相位同步检测器45。该QAM同步电路4实质上是复数乘法器，它将对来自模数转换器(ADC)19的实部-复部取样转换器48的响应与从只读存储器(ROM)49读出的QAM载波的复数数字取样相乘。该QAM同步电路4包括数字加法器46、数字减法器47、和相应的第一、第二、第三和第四数字乘法器41-44。QAM同相同步检测器40包括乘法器41、乘法器42和加法器46，加法器46用于把乘法器41和42的输出信号乘积相加，以便产生该QAM同步电路4的输出信号的实部部分。第一数字乘法器41把来自实部-复部取样转换器48的最后IF信号的实部数字取样与从ROM 49中的查询表491读出的描述QAM载波的余弦的数字取样相乘，并且第二数字乘法器42把来自实部-复部取样转换器48的最后IF信号的虚部数字取样与从ROM 49中的查询表492读出的描述QAM载波的正弦的数字取样相乘。QAM正交相位同步检测器45包括乘法器43、乘法器44、和减法器47，减法器47用于从该乘法器44的输出信号减去乘法器43的输出信号，以便产生该QAM同步电路4的输出信号的虚部部分。第三数字乘法器43把来自实部-复部取样转换器48的最后IF信号的实部数字取样与从ROM 49中的查询表492读出的描述QAM载波的正弦的数字取样相乘，而第四数字乘法器44把来自实部-复部取样转换器48的最后IF信号的虚部数字取样与从ROM 49中的查询表492读出的描述QAM载波的余弦的数字取样相乘。

图6更详细地示出用于把VSB DTV信号同步到基带的数字电路5。该VSB同步电路5包括用于产生其输出信号的实部部分的VSB同相同步检测器50、以及用于产生其输出信号的虚部部分的VSB正交相位同步检测器55。该VSB同步电路5实质上是复数数字乘法器，它把实部-复部取样转换器58对来自模数转换器29的数字取样的响应与从只读存储器59读出的VSB载波的复数数字取样相乘。该VSB同步电路5包括数字加法器56、数字减法器57、和相应的第一、第二、第三和第四数字乘法器51-54。VSB同相同步检测器40包括乘法器51、乘法器52和加法器56，加法器56用于把乘法器51和52的输出信号乘积相加，以便产生该VSB同步电路5的输出信号的实部部分。第一数字乘法器51把来自实部-复部取样转换器58的最后IF信号的实部数字取样与从ROM 59中的查询表591读出的描述VSB载波的余弦的数字取样相乘，而第二数字乘法器52把来自实部-复部取样转换器58的最后IF信号的虚部数字取样与从ROM 59中的查询表592读出的描述VSB载波的正弦的数字取样相乘。VSB正交相位同步检测器55包括乘法器53、乘法器54、和减法器57，减法器57用于从该乘法器54的乘积输出信号减去乘法器53的输出信号，以便产生该VSB同步电路5的输出信号的虚部部分。第三数字乘法器53把来自实部-复部取样转换器58的最后IF信号的实部数字取样与从ROM 59中的查询表592中读出的描述VSB载波的正弦的数字取样相乘，而第四数字乘法器54把来自实部-复部取样转换器58的最后IF信号的虚部数字取样与从ROM 59中的查询表中591读出的描述VSB载波的余弦的数字取样相乘。

图7示出取样时钟产生器8的详细示意性结构。该结构包括压控振荡器80，产生标称21.52MHz频率的蔓叶曲线(cissoidal)振荡。振荡器80是受控振荡器，其振荡频率和相位由自动频率和相位控制(AFPC)信号电压所控制。该AFPC信号电压是由自动频率和相位控制(AFPC)检测器81产生的，该检测器81将对振荡器80的振荡的分频响应与通过模拟的10.76MHz带通滤波器82提供的10.76MHz基准载波相比较。最好是，振荡器80是使用晶体振荡器的类型，用于稳定其振荡的固有频率和相位。响应这些蔓叶线振荡，对称削波器或限制器83产生大致方波的信号，该方波信号被用作第一时钟信号，用于在ADC 22的最后IF信号的取样定时。分频触发器84以预定方式响应第一时钟信号的切换，以便利用其频率是振荡器80的振荡频率的一半(10.76MHz)的基频产生另一方波。对于振荡器80的振荡的分频响应被提供给AFPC检测器81，以便与通过该10.76MHz带通滤波器82提供的该10.76MHz基准载波相比较。分频触发器84也把具有10.76MHz的基频的方波输出信号到“与”电路85，以便同第一时钟信号做“与”操作，以便产生第二时钟信号，用于在均衡器7中用来速率降低滤波。

从VCO 80提供的21.52MHz的基准载波是通过提取被同步到基带的接收DTV信号的分量而产生的，该分量的频率是符号频率的分谐波(或波特频率)的频率，并且在倍频器电路中将该符号频率的分谐波与适当的因数相乘。现在具体描述该过程的细节，首先假设接收DTV信号是10.76MHz符号频率或波特率的VSB信号，然后假设该接收到的DTV信号是5.38MHz符号频率或波特率的QAM信号。

数字多路复用器86响应该导频载波存在检测器21对伴随该接收到的DTV信号的导频载波的检测，它表明接收的DTV信号是VSB信号，以便选择从VSB同相同步检测器50提供的该信号的实部取样，以便加到提供居中在5.38MHz的选择响应的带通FIR(有限冲击响应)数字滤波器87，该带通FIR数字滤波器87从VSB信号选择中选择符号频率的第一分谐波。而且在模拟域进一步执行5.38MHz的倍频，以便避免当试图在数字域中执行进一步的倍频时出现欠取样问题。数模转换器(DAC)88把滤波器87的响应转换成模拟形式，以便加到全波检波电路89，它产生包括强10.76MHz分量作为5.38MHz的二次谐波的滤波器87响应的谐波。模拟带通滤波器82响应该10.76MHz的二次谐波，以便向AFPC检测器81提供10.76MHz基准载波输入信号。

数字多路复用器86响应导频载波存在检测器21对伴随已接收到的DTV信号的导频载波的不检测，这表示接收的DTV信号是QAM信号，以便选择方波形成电路8A的输出信号，将该信号加用到提供居中在5.38MHz的选择响应的带通滤波器87。带通FIR数字滤波器8B提供居中在2.69MHz的选择响应，用于选择基带QAM信号的符号频率的2.69MHz第一分谐波，把输入信号提供到方波形成电路8A，方波形成电路8A将产生包括强538MHz分量的滤波器8B响应的谐波。该基带QAM信号能够从如图7示出的QAM同相同步检测器40提供，或从该QAM正交相位同步检测器45提供。在图7中示出的方波形成电路8A作为数字乘法器，用于接收滤波器8B的响应既作为乘数也作为被乘数。方波形成电路8A能够用作为数字乘法器的逻辑门构成，但是为了快速操作的缘故，最好是由储存方波查询表的ROM提供。绝对值电路能被使用作该乘方电路的替代物，用于产生前述滤波器响应的谐波，但是产生的二次谐波较弱并且不是优选的。

图7还示出第一地址产生器60的典型的结构，该第一地址产生器60把地址提供到ROM 49的余弦查询表部分491和正弦查询表部分492，该ROM 49提供转换到最后中频的QAM载波的两个定相和相互的正交关系的复数数字描述。第一时钟信号的转换由第一地址产生器60中的第一地址计数器61计数，以便产生基本第一地址信号。该基本第一地址信号被作为第一被加数加到数字加法器62。被加到加法器62作为第二被加数的第一地址校正信号加到在加法器62中的基本第一地址信号，用于产生作为和数输出信号的校正的第一地址信号，以便对ROM 49的余弦查询表部分491和正弦查询表部分492两者进行寻址。符号时钟循环检测器63响应由QAM同相同步检测器40同步到基带的QAM信号的实部取样序列和由QAM正交相位同步检测器45同步到基带的QAM信号的虚部取样的序列。该符号时钟循环检测器63检测在以接收机根据该第一时钟信号实现的符号计时与由该发射机实现的符号计时之间的相位失衡，如可从在外差到作为其符号频率分谐波的最后中频的接收QAM信号中看到。符号时钟循环检测器63的几个类型已经被描述，并且对它们的描述的背景技术在授予A.D.Kucar的美国专利5,115,454(1992.5.19)中公开，该专利的标题是：“用于载波同步和数据检测的方法和装置(METHOD AND APPARATUS FOR CARRIERSYNCHRONIZATION AND DATA DETECTION)”，在此引用作为参考。数字低通滤波器64在许多取样(例如几百万)上对由符号时钟循环检测器63检测到的由接收机实现的符号定时的相位失衡进行平均，以产生提供给加法器62的第一地址校正信号，以便校正该基本第一地址。在这么多取样上进行的平均能够由若干过程来实现，这些过程累积较少的取样，并且把这些取样以降低的取样率前送，以便更进一步地累积，以较低的速率渐进地将累积和再取样重复几次。

图7还示出第二地址产生器70的一个典型的结构，该第二地址产生器70把地址提供到ROM 59的余弦查询表部分591和正弦查询表部分592，该ROM 59提供转换到最后中频的VSB载波的两个定相和相互正交关系的复数数字描述。第一时钟信号的转换由第二地址产生器70中的第二地址计数器71计数，以便产生基本第二地址信号。该基本第二地址信号被用作第一被加数加到数字加法器72。被加到加法器72作为第二被加数的第二地址校正信号加到加法器72中的基本第二地址信号，用于产生作为和数输出信号的校正的第二地址信号，以便对ROM 59的余弦查询表部分591和正弦查询表部分592两者进行寻址。

图7示出时钟控制数字延迟线73，用于在把来自同相同步检测器50的取样在作为输入信号加到量化器74之前将其延迟预定的取样数周期，量化器74提供的量化电平最接近由量化器74当前接收作为输入信号的取样近似值。该量化电平能够从伴随该VSB信号的导频载波的能量推断出来，或从该VSB信号的包络检波的结果推断出来。加法器/减法器75从由量化器74选择的最靠近的作为其输出信号的量化电平中减去对应量化器74的输入信号，通过在其输出端加入时钟控制的锁存器，加法器/减法器75被操作为时钟控制的单元。来自加法器/减法器75的差值输出信号描述的是实际恢复的符号电平距应恢复的那些符号电平的偏离，可是该偏离的极性是否可归因于超前或滞后的问题依然需要解决。

来自同相同步检测器50、作为输入信号加到时钟控制的数字式延迟线73的取样被无延迟地作为输入信号加到均方误差梯度检测滤波器76。滤波器76是有限冲击响应(FIR)数字滤波器，具有(-1/2)、1、0、(-1)、(+1/2)的内核(kernel)，其操作是由第一取样时钟进行时钟控制的。由时钟控制的数字式延迟线73提供预定数个取样周期的延迟使得滤波器76的响应与来自加法器/减法器75的差值信号时间对准。数字乘法器77把来自加法器/减法器75的差值信号与滤波器76的响应倍乘，以便解决该问题。二进制补码滤波器76响应的符号位和次最高有效位满足乘法的要求，这将实现数字乘法器77结构的简单化。来自数字乘法器77的乘积信号的取样是接收机所做的符号计时的相位失衡的指示，它们通过数字低通滤波器78在许多取样(例如几百万)上做平均，以产生提供给加法器72的第二地址校正信号，以便校正该基本第二地址。

使用在图6示出的第二地址产生器70中的符号同步技术是和S.U.H.Qureshi在他的文章“用于均衡部分响应系统的定时恢复(Timing Recoveryfor Equalized Partial-Response Systems)”(IEEE Transactions onCommunications(通信杂志)，1976，1326-1330页)中描述的利用脉冲幅度调制(PAM)信号的通用类型相同。结合针对VSB信号的符号同步使用的这些符号同步技术由C.B.Patel和本发明人在其在先提交、引用的申请中被专门地描述。在图7中示出的第二地址产生器70的通用类型的最佳设计中，时钟控制的数字式延迟线73不是作为一个分离单元存在，相反，具有用于来自加法器/减法器75的差值信号的必要数个取样周期的量化器74的输入信号与滤波器76的响应时间上对准，该输入信号取自包括在滤波器76中的抽头的数字延迟线，以便在被相加以产生滤波器76响应之前，使提供的差分延迟的取样由内核(-1/2)，1，0，(-1)，(+1/2)加权。

图8示出幅度与群延迟均衡器7，它以幅-频特性转换基带响应，该幅-频特性有助于使得符号间误差具有可使符号间误差最小的最优幅-频特性。图1-4中示出的幅度与群延迟均衡器7可以是使用在均衡器中的适当的一种单片IC。这种IC包括：多抽头数字滤波器，用于幅度与群延迟均衡，该滤波器的抽头权值是可编程的；用于有选择地累积训练信号并且暂储该累积结果的电路；和微计算机，用于将暂存的结果与事先知道的理想训练信号进行比较，并且用于计算为幅度与群延迟均衡使用的多抽头数字滤波器的更新的抽头权值。

在VSB AM的接收期间，幅度与群延迟均衡器7的实部响应被作为输入信号加到一维符号解码电路91，该解码电路91执行符号的解码，恢复来自VSB源信号的符号解码数字数据流。根据ATSC标准的VSB信号使用对所有数据段中除了每一数据字段的原始数据段之外的数据的格构编码，该每一数据字段包括不经历格构编码的场同步代码组。如在已有技术中那样，将被供更进一步数据处理使用的、由符号解码电路91提供的符号解码数字数据流之一通过对数据限幅过程的结果进行格构解码而产生，并且通常使用优化的维特比(Viterbi)解码技术。如在已有技术一样，响应于包含在接收到的QAM源信号中的同步信息而将被接收机用于对数据处理进行控制的、由符号解码电路91提供的其他符号解码数字数据流是使用数据限幅过程产生的，但没有随后格构解码。通过利用由1998年5月5日授予本发明人的、标题是“具有用于抑制NTSC共频道干扰的自适应滤波器电路的数字电视接收机(DIGITAL TELEVI SION RECEIVER WITH ADAPTIVEFILTER CIRCUITRY FOR SUPPERSSING NTSC CO-CHANNELINTERFERENCE)”的美国专利5,748,226(在此处引做参考)中描述的类似数据限幅技术，该符号解码电路91最好不同于已有技术的通常实践。

在QAM接收期间，幅度与群延迟均衡器7的实部和虚部响应被作为输入信号加到二维符号解码电路92，二维符号解码电路92执行符号解码而从QAM源信号恢复符号解码数字数据流。假设该QAM源信号包括对应于VSB源信号中的数据同步信息的数据同步信息，则这些符号解码数字数据流之一是被提供用于更进一步数据处理的格构解码数字数据流，而这些符号解码数字数据流的另一个是由数据限幅产生的，但没有随后格构解码。这后一个符号解码数字数据流被用于由接收机响应于包含在已接收的VSB源信号中的同步信息而控制数据处理。

数字信号多路复用器93的作用是作为数据源选择器，选择向其输入的两个数字输入信号的第一或第二个作为其响应，这种选择由VSB导频载波存在检测器21控制，用于检测来自VSB同步电路5的实部取样的零频率项。当零频率项基本上具有零能量时，即表明伴随VSB信号的导频载波信号不存在，则多路复用器93有选择地响应其第一数字输入信号，选择用于对QAM信号中的已接收符号解码的二维符号解码电路91作为其数字数据输出的信源。当零频率项实质上具有能量时，即表明伴随VSB信号的导频载波信号存在，则多路复用器93有选择地响应其第二数字输入信号，选择用于对QAM信号中的接收符号解码的一维符号解码电路92作为其数字数据输出的信源。

由数据源选择多路复用器93选择的数据被加到数据去交织器94作为其输入信号，而从数据去交织器94提供的去交织的数据被加到瑞得-所罗门(Reed-solomon)解码器95。该数据去交织器94时常被构成在其单片集成电路之内，而使得其响应来自VSB导频载波存在检测器21的输出指示，以便选择适合于当前正在接收的DTV信号(不管是QAM或是VSB类型)的去交织算法；这只不过是设计中的问题。该瑞得-所罗门解码器95时常被构成在其单片集成电路之内，而使得其响应来自VSB导频载波存在检测器21的输出指示，以便选择适合于当前正在接收的DTV信号(不管是QAM或是VSB类型)的瑞得-所罗门译码算法；这也只不过是设计中的问题。误差校正数据从瑞得-所罗门解码器95提供到数据去随机化器96，数据去随机化器96响应这些数据，以便在发送到DTV接收机之前再生随机化信号，这再生信号包括用于分组分类器97的数据分组。该数据去随机化器96响应来自VSB导频载波存在检测器21的输出指示，以便选择适合于当前正在接收的DTV信号(不管是QAM或是VSB类型)的去随机化算法；这些算法的选择也只不过是设计中的事情。

第一数据同步恢复电路98恢复包括在从二维符号解码电路解码器91输出的数据中的数据同步信息，而第二数据同步恢复电路99恢复包括在从一维符号解码电路解码器92输出的数据中的数据同步信息。数据同步选择器100在由数据同步恢复电路98和由数据同步恢复电路99提供的数据同步信息之间选择，该选择是由VSB导频载波存在检测器21控制的，VSB导频载波存在检测器21用于检测来自VSB同步电路5的实部取样的零频率项。当零频率项基本上具有零能量时，即表明伴随VSB信号的导频载波信号不存在时，该数据同步选择器100选择由数据同步恢复电路98提供的数据同步信息作为其输出信号。当零频率项实质上具有能量时，即表明伴随VSB信号的导频载波信号存在时，该数据同步选择器100选择由数据同步恢复电路99提供的数据同步信息作为其输出信号。

当数据同步选择器100选择由数据同步恢复电路99提供的数据同步信息作为其输出信号时，每一数据字段的初始数据行被选择加到幅度与群延迟均衡器7作为训练信号。在同步恢复电路99中检测两个连续的63取样PR序列的出现，以把数据字段索引信息加到数据同步选择器100。

此时，用于QAM DTV信号的标准不象用于VSB DTV信号标准那样定义。32状态的QAM信号提供用于单一HDTV信号的充分的容量，而没有必要依赖MPEG标准以外的压缩技术，但是MPEG标准之外某些压缩技术通常被使用以便把单一HDTV信号编码为16状态的QAM信号。由数据同步恢复电路99检测预定的24比特字的出现，以便产生加到数据同步选择器100的数据字段索引信息。数据同步选择器100内部的多路复用器在分别地由数据同步恢复电路98和数据同步恢复电路99提供的数据之间选择；由此选择的数据字段索引信息被提供给数据去交织器94、瑞得-所罗门解码器95和数据去随机化器96。在编写本说明书之时，QAM DTV信号中没有包括训练信号。因此，幅度与群延迟均衡器7被用于响应VSB导频载波存在检测器21表明导频载波的不存在的指示，而提供平坦的幅-频特性，并且由数据同步恢复电路99选择的VSB训练信号通过数据同步选择器100连接而不需要多路复用器。而且，没有用于QAM DTV传输的数据行同步信号，至少没有一个被选择作为标准。数据同步恢复电路98包括计数电路，用于对每一数据字段中的取样计数，以便产生数据字段内同步信息。该数据字段内同步信息和由数据同步恢复电路99产生的数据字段内同步信息(例如数据行计数)由数据同步选择器100中的适当多路复用器在这二者之间选择，以便根据需要加到数据去交织器94、瑞得-所罗门解码器95和数据去随机化器96。

另外能够在符号解码以前，使用产生对选择器6的响应或均衡器7的响应中的同步代码序列的尖峰响应的匹配滤波器来实现数据同步。对同步代码序列产生尖峰响应的滤波器最好被提供有具有降低到ATSC信号的波特率或符号速率的采样率的输入信号，其输入信号不是同步电路4和5的过取样响应，以便降低每一匹配滤波器各自内核的取样数目。产生对同步代码序列的尖峰响应的滤波器最好被连接成接收均衡器7的响应，以降低多路径接收对于数据同步的影响。

响应在数据的连续分组中的头标码，分组分类器97挑选用于不同应用的数据分组。描述DTV节目音频部分的数据分组由分组分类器加到数字声音解码器101。该数字声音解码器101把左声道和右声道立体声信号提供到多声道声频放大器102，多声道声频放大器102驱动多个扬声器103、104。描述DTV节目视频部分的数据分组由分组分类器97加到MPEG解码器105，例如MPEG-2型解码器。该MPEG解码器105提供水平(H)和垂直(V)同步信号到显像管偏转电路106，显像管偏转电路106提供用于显像管107的荧光屏的光栅扫描。该MPEG解码器105还把信号提供到显像管驱动放大器108，用于把放大的红(R)、绿(G)和蓝(B)驱动信号加到显像管107。按照图1、2、3和4以及8中的任何一个DTV接收机的变型中，除了显像管107之外，可以使用不同的显示元件，并且伴音恢复系统可以是不同的，仅仅包括单一音频通道，或是比普通的立体声放音系统更复杂的系统。

实部-复部取样转换器48和58能够使用希尔伯特(Hilbert)变换产生滤波器和延迟补偿电路，如描述于1995年12月26日授予C.B.Patel和本发明人的、标题是“包含在HDTV接收机中的具有带通相位跟踪器的数字VSB检测器(DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKER，AS FOR INCLUSION IN AN HDTV RECEIVER)”的美国专利5,479,449(此处引作参考)。另外，实部-复部取样转换器48和58能够使用Rader滤波器，如描述于1996年10月20日授予C.B.Patel和本发明人的、标题是“使用在HDTV接收机中的具有使用RADER滤波器的带通相位跟踪器的数字VSB检测器(DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE TRACKERUSING RADER FILTERS，AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER)”的美国专利5,548,617(此处引作参考)。或，实部-复部取样转换器48和58能够使用Ng滤波器，如描述于1998年3月24日授予C.B.Patel和本发明人的、标题是“使用在HDTV接收机中的具有使用NG滤波器的带通相位跟踪器的数字VSB检测器(DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASETRACKER USING NG FILTERS，AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER)”美国专利5,731,848(此处引作参考)中。

最后IF信号的最低频率最好高于1MHz，以便保持对于最后IF信号最高频率的比例基本上低于8∶1，并且因此放松实部-复部取样转换器48和58的滤波需求。为了仅满足关于该QAM信号的参数选择，最后IF信号中用于该QAM载波的最低载频是3.69MHz。为了仅满足关于该VSB信号的参数选择，最后IF信号中用于该VSB载波的最低载频能够是1.31MHz(假设其全边带在频率上将高于其残留边带)，或6.38MHz(假设其全边带在频率上将低于其残留边带)。

如由1997年2月25日授予C.B.Patel和本发明人的、标题是“使用在HDTV接收机中的具有符号速率分谐波的最后IF载波数字的VSB检测器(DIGITAL VSB DETECTOR WITH FINAL I-F CARIER AT SUBMULTIPLEOF SYMBOL RATE，AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER)”的美国专利5,606,579(在此引作参考)中教导的，特别希望在数字域中被同步到基带的该信号的载波处于多倍符号速率的分谐波上。这使得在只读存储器中的数字载波信号的存储是实用的，而不必在连续的基础上对模拟载波信号数字化。

如果在ADC 19中的取样率是由来自取样时钟产生器8的第一时钟信号建立为针对具有5.38×10⁶符号/每秒的QAM信号的正确解调所需要的最小21.52×10⁶取样/每秒，则QAM DTV信号的载波被变换到的最后中频最好是不高于5.38MHz，以使其能够被至少每周期四次地取样。如果最后IF信号的QAM载波必须存在于包括3.69MHz和5.38MHz之间，则QAM的载波可以是在例如43.05MHz的第7、第8、第9或第10次子谐波上。43.05MHz的第7子谐波和21.52MHz的第3子谐波，5.38MHz，对于QAM载波所应该变换到的最后中频显然是最佳的。这允许使用ROM 49寻址的对称，以便降低所需要的实际存储位置的数目。从降低ROM 49中的实际存储位置数量的观点来看，43.05MHz的第11次子谐波和21.52MHz的第5次子谐波，3.587MHz，可以是QAM载波被变换到的适当的最后中频，但是实部-复部取样转换器48必须被设计成提供小到900kHz的实部-复部取样转换。

如果在模数转换器29中的取样率是由来自取样时钟产生器8的第一时钟信号建立为针对具有10.76×10⁶符号/每秒的VSB信号的正确解调所需要的最小21.52×10⁶取样/每秒，则VSB DTV信号的载波所要变换到的最后中频不能高于5.38MHz，或者不能成功地使用Qureshi技术的符号同步技术。如果VSB信号的全边带在频率中低于其残留边带，则在ADC 29中的取样率必须是高于21.52×10⁶取样/每秒(例如43.05×10⁶取样/每秒)，以便该载波可以至少是6.38MHz。为了避免在ADC 29中的更高取样率，该VSB信号的全边带在频率中必须高于其残留边带。这意味着当在ADC 29中的取样率是21.52×10⁶取样/每秒时，实部-复部取样转换器48和58不能实际地使用Ng滤波。

如果最后IF信号被限制在1-9MHz频率范围内，则变换到最后中频而用于同步到基带的VSB信号的载波必须在包括1.31MHz和3.62MHz的范围中。例如，VSB载波应该是在43.05MHz的第5、第6、第7、第8、第9、第10、第11、第12、第13、第14或第15子谐波上。从通过使用寻址的对称性而减小ROM中载波查询表的规模的观点来看，2.690MHz的第15子谐波作为VSB载波所要变换到的最后中频而言显然是一个好的选择。然而，如果在提供给同步电路4的最后IF信号中的QAM载波是5.381MHz的话，则2.690MHz就不是最佳选择，因为第三本地振荡器30和35的标称频率是相同的。振荡频率几乎相同的彼此接近的振荡器具有振动一致趋向，这将会对于分别地控制其各自频率的能力产生不利的影响。

从通过使用寻址的对称性而减小在ROM中的载波查询表规模的观点来看，43.05MHz的第31子谐波，1.345MHz(它是21.52MHz的第15子谐波)显然是VSB载波所要变换到的最后中频的另一个好的选择。但是可以另选43.05MHz的第23子谐波，1.793MHz(它是21.52MHz的第11子谐波)，以缓和有关实部-复部取样转换器58必须提供如何低的频率的实部-复部取样转换的设计要求。

图9是用于本地振荡器的设计频率的表格，该本地振荡器提供的振荡用于将居中在44MHz的末前级中频频带外差降低到用于QAM信号的不同的最后中频频带。第三本地振荡器30的振荡最好是低于末前级IF频带，以便减少对任何邻近频率调制无线电广播接收机产生的二次谐波振荡干扰的可能性。

图10是用于本地振荡器的设计频率的表格，该本地振荡器提供的振荡用于将居中在44MHz的末前级中频频带外差降低到用于QAM信号的不同的最后中频频带，假设在末前级IF频带和最后IF频带中的残留边带处在高于全边带的位置。这类操作与以43.05×10⁶取样/每秒而不是以21.52×10⁶取样/每秒取样的ADC 19和29相关，在这种情况中，如果均衡器7是同步均衡器的话，则使用4∶1速率降低滤波器。第一本地振荡器10把高于第一中频频带的振荡提供到混频器11，以将处在已接收DTV频道的频率中的全边带之下的残留边带转换成定位在第一中频频带频率中的全边带之上。为了使得该残留边带被定位在第二或末前级IF频带的频率中的全边带之下，第二本地振荡器20必须向第二混频器14提供高于第一中频频带的频率的振荡。为了使得该残留边带被定位在第二或末前级IF频带的频率中的全边带之上，第二本地振荡器20必须向第二混频器14提供低于第一中频频带的频率的振荡。例如，如果第一IF频带被居中在940MHz，则第二本地振荡器20提供896MHz的振荡，以便把末前级IF频带居中在44MHz。896MHz高于当前UHF频道83，所以附近的NTSC接收机将不必调谐这些第二振荡，如果这些第二振荡超过DTV接收机的接收范围的话。如果残留边带处在高于在第二或末前级IF频带的频率中的全边带的位置，则第三本地振荡器35必须向第三混频器28提供低于末前级IF频带频率的振荡，以便使得该残留边带处在最后IF频带的频率中的全边带之上。

图11是用于本地振荡器的设计频率的表格，该本地振荡器提供的振荡用于将居中在44MHz的末前级中频频带外差降低到用于VSB信号的不同最后中频频带，假设在末前级IF频带和最后IF频带中的残留边带处在高于全边带的位置。第一本地振荡器10把高于第一中频频带的振荡提供到混频器11，以使处在已收DTV频道的频率中的全边带之下的残留边带被转换成被定位在第一中频频带频率中的全边带之上。为了使得该残留边带被定位在第二或末前级IF频带频率中的全边带之下，第二本地振荡器20必须向第二混频器14提供高于第一中频频带频率的振荡。例如，如果第一IF频带被居中在916MHz，则第二本地振荡器20提供960MHz的振荡，以便把末前级IF频带居中在44MHz。最好是第二本地振荡器20提供不高于960MHz的频率的振荡，以便使由航空导航频带引起干扰的可能性最小。如果残留边带处在高于在第二或末前级IF频带频率中的全边带的之下，则第三本地振荡器35必须向第三混频器28提供低于末前级IF频带频率的振荡，以便使得该残留边带处在最后IF频带频率中的全边带之下。

把第二或末前级IF频带定位在较低的频率有助于该第三本地振荡器35以高于该IF频带的频率进行振荡。这种方案允许残留边带处在末前级IF频带频率中的全边带频率之上，并且允许残留边带处在最后IF频带频率中的全边带的频率之下。这种方案还允许残留边带处在末前级IF频带频率中的全边带频率之下，并且允许残留边带处在最后IF频带频率中的全边带频率之上。第二本地振荡器20的振荡频率不必从第一中频频带中去除，这将放松DTV信号接收器的无线电接收机部分中UHF部分的设计要求。然而，也将使得低频的末前级IF频带实现SAW滤波器16的满意设计更困难。

在上述说明书中，在“混频器”和“本地振荡器”之前的用作说明的序数编号是根据无线电接收机中布局的标准工程学说法描述的。除了出现在引号中的这些序数编号之外，这种方式不引入到所附权利要求中。不在权利要求的引号中的编号只涉及对应这些编号的元件第一次出现在一组权利要求中的连续次序。

Claims

1.一种无线电接收机，用于接收选定的数字电视信号，而不管该数字电视信号是正交幅度调制(QAM)还是残留边带(VSB)的数字电视信号，所述无线电接收机包括：

前端电路，用于选择所述选定的数字电视信号，并且放大地把所述选定的数字电视信号转换成至少一个第一放大的末前级中频信号；

第一频率转换器，用于把所述第一放大的末前级中频信号转换成第一最后中频信号，所述第一频率转换器包括：

第一受控振荡器，其振荡频率和相位由第一自动频率和相位控制信号控制；

第一模拟数字转换器，用于对所述第一最后中频信号数字化，以便产生数字化的第一最后中频信号；

用于把所述数字化的第一最后中频信号中的任何QAM数字电视信号同步到基带、从而产生第一同相基带信号和第一正交相位基带信号的电路；

第一自动频率和相位控制电路，用于响应所述第一同相基带信号和所述第一正交相位基带信号，而产生所述第一自动频率和相位控制信号，所述第一自动频率和相位控制信号既不响应所述第二同相基带信号，也不响应所述第二正交相位基带信号；

第二频率转换器，用于把从所述前端电路提供的第二放大的末前级中频信号转换成所述第二最后中频信号，所述前端电路产生所述第一和第二放大的末前级中频信号，所述第二频率转换器包括：

第二受控振荡器，其振荡的频率和相位由第二自动频率和相位控制信号控制；

第二模拟数字转换器，用于对所述第二最后中频信号进行数字化，以便产生数字化的第二最后中频信号；

用于把所述数字化的第二最后中频信号中的任何VSB数字电视信号同步到基带、从而产生第二同相基带信号和第二正交相位基带信号的电路；

第二自动频率和相位控制电路，用于响应所述第二正交相位基带信号而产生所述第二自动频率和相位控制信号，所述第二自动频率和相位控制信号既不响应所述第一同相基带信号，也不响应所述第一正交相位基带信号；和

同步结果选择器，用于在第一同相/正交相位基带信号和第二同相/正交相位基带信号之间做出选择，和处理信号以便获得可由显示装置显示的信号。

2.根据权利要求1所述的无线电接收机，其中所述前端电路包括：

其增益分别受控的第一和第二中频放大器，用于提供所述第一和第二放大的末前级中频信号，作为其对共享的末前级中频输入信号的各自的响应。

3.根据权利要求2所述的无线电接收机，其中所述前端电路还包括：

双变频接收机电路，用于响应所述选定的数字电视信号，将所述共享的末前级中频输入信号提供给所述中频放大器。

4.根据权利要求3所述的无线电接收机，其中所述双变频接收机电路包括：

其增益受控的射频放大器。

5.根据权利要求4所述的无线电接收机，还包括：

QAM自动增益控制检测器，响应所述第一同相基带信号和所述第一正交相位基带信号，以便提供第一自动增益控制信号；

VSB自动增益控制检测器，响应所述第二同相基带信号，以便提供第二自动增益控制信号；

自动增益控制信号组合器，用于组合所述第一和第二自动增益控制信号，以便产生加到所述第一和第二中频放大器的第三自动增益控制信号；和

自动增益控制延迟电路，在其频率范围的一部分上响应所述第三自动增益控制信号，以便产生加到所述射频放大器的第四自动增益控制信号。

6.根据权利要求2所述的无线电接收机，还包括：

VSB自动增益控制检测器，响应所述第二同相基带信号，以便提供第二自动增益控制信号；和

自动增益控制信号组合器，用于组合所述第一和第二自动增益控制信号，以便产生加到所述第一和第二中频放大器的第三自动增益控制信号。

7.根据权利要求1所述的无线电接收机，其中所述前端电路包括：

其增益受控的中频放大器，用于提供所述第一和第二放大的末前级中频信号，作为其对末前级中频输入信号的响应。

8.根据权利要求7所述的无线电接收机，其中所述前端电路还包括：

双变频接收机电路，用于响应所述选定的数字电视信号，把所述末前级中频信号提供到所述中频放大器。

9.根据权利要求8所述的无线电接收机，其中所述双变频接收机电路包括：

其增益受控的射频放大器。

10.根据权利要求9所述的无线电接收机，还包括：

VSB自动增益控制检测器，响应所述第二同相基带信号和，以便提供第二自动增益控制信号；

自动增益控制信号组合器，用于组合所述第一和第二自动增益控制信号，以便产生加到所述中频放大器的第三自动增益控制信号；和

11.根据权利要求7所述的无线电接收机，还包括：

自动增益控制信号组合器，用于组合所述第一和第二自动增益控制信号，以便产生加到所述中频放大器的第三自动增益控制信号。

12.一种无线电接收机，用于接收选定的数字电视信号，而不管该数字电视信号是正交幅度调制(QAM)还是残留边带(VSB)的数字电视信号，所述无线电接收机包括：

前端电路，用于选择所述选定的数字电视信号，并且放大地把所述选定的数字电视信号转换成第一和第二放大的末前级中频信号；

第一受控振荡器，提供频率和相位由第一自动频率和相位控制信号控制的第一振荡；

第二受控振荡器，提供频率和相位由第二自动频率和相位控制信号控制的第二振荡；

第一混频器，响应与所述第一本地振荡外差的所述第一放大的末前级中频信号，提供第一最终中频信号；

第二混频器，响应与所述第二本地振荡外差的所述第二放大的末前级中频信号，提供第二最终中频信号；

第一模拟数字转换器，用于对所述第一最后中频信号数字化；

第二模拟数字转换器，用于对所述第二最后中频信号数字化；

用于把所述数字化第一最后中频信号中的任何QAM数字电视信号同步到基带、从而产生第一同相基带信号和第一正交相位基带信号的电路；

第一自动频率和相位控制电路，用于响应所述第一同相基带信号和所述第一正交相位基带信号，产生所述第一自动频率和相位控制信号；

用于把所述数字化第二最后中频信号中的任何VSB数字电视信号同步到基带、从而产生第二同相基带信号和第二正交相位基带信号的电路；

第二自动频率和相位控制电路，用于响应所述第二正交相位基带信号而产生所述第二自动频率和相位控制信号；和

同步结果选择器，用于选择所述第一同相基带信号或所述第一正交相位基带信号之一以进一步处理，以便获得可由显示装置显示的信号，或者选择所述第二同相基带信号以进一步处理，以便获得可由显示装置显示的信号。

13.根据权利要求12所述的无线电接收机，还包括：

VSB导频信号存在检测器，用于检测所述第二同相基带信号中的直流分量的存在，以便调节所述同步结果选择器，从而选择所述第二同相基带信号以进一步处理。

14.根据权利要求13所述的无线电接收机，其中所述前端电路包括：

其增益分别受控的第一和第二中频放大器，用于提供所述的第一和第二放大的末前级中频信号，作为其对共享的末前级中频输入信号的各自的响应。

15.根据权利要求14所述的无线电接收机，其中所述前端电路还包括：

16.根据权利要求15所述的无线电接收机，其中所述双变频接收机电路包括：

其增益受控的射频放大器。

17.根据权利要求16所述的无线电接收机，还包括：

18.根据权利要求14所述的无线电接收机，还包括：

自动增益控制信号组合器，用于组合所述第一和第二自动增益控制信号，以便产生加到所述第一和第二中频放大器的一个第三自动增益控制信号。

19.根据权利要求13所述的无线电接收机，其中所述前端电路包括：

20.根据权利要求19所述的无线电接收机，其中所述前端电路还包括：

双变频接收机电路，用于响应所述选定的数字电视信号，把所述末前级中频输入信号提供到所述中频放大器。

21.根据权利要求20所述的无线电接收机，其中所述双变频接收机电路包括：

其增益受控的射频放大器。

22.根据权利要求21所述的无线电接收机，还包括：

23.根据权利要求19所述的无线电接收机，还包括：

自动增益控制信号组合器，用于组合所述第一和第二自动增益控制信号，以便产生加到所述中频放大器的一个第三自动增益控制信号。

24.根据权利要求12所述的无线电接收机，还包括：

虚部取样存在检测器，用于检测所述第二同相基带信号中的虚部取样的存在，以便调节所述同步结果选择器，从而选择所述第一同相基带信号和第一正交相位基带信号以进一步处理。

25.根据权利要求24所述的无线电接收机，其中所述前端电路包括：

其增益分别受控的第一和第二中频放大器，用于提供所述第一和第二放大的末前级中频信号，作为其对于共享的末前级中频输入信号的各自的响应。

26.根据权利要求25所述的无线电接收机，其中所述前端电路还包括：

双变频接收机电路，用于响应所述选定的数字电视信号，以提供所述共享末前级中频输入信号。

27.根据权利要求26所述的无线电接收机，其中所述双变频接收机电路包括：

其增益受控的射频放大器。

28.根据权利要求27所述的无线电接收机，还包括：

29.根据权利要求25所述的无线电接收机，还包括：

30.根据权利要求24所述的无线电接收机，其中所述前端电路包括：

31.根据权利要求30所述的无线电接收机，其中所述前端电路还包括：

32.根据权利要求31所述的无线电接收机，其中所述双变频接收机电路包括：

其增益受控的射频放大器。

33.根据权利要求32所述的无线电接收机，还包括：

34.根据权利要求30所述的无线电接收机，还包括：