CN1115147A - 隐含在tv信号中的bpsk的“帧前梳”及“行前梳”部分响应滤波 - Google Patents

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Abstract

和由复合视频信号调幅的视频载波正交的被抑制的载波的BPSK调制用来传输串位数字信号，在转换成BPSK调制信号之前，经过“行前梳”和“帧前梳”部分响应滤波。“帧前梳”部分响应滤波串位数据连续地进行，而在NTSC电视信号的连续的一对顺序帧期间，BPSK的帧传输两次，一次以正逻辑，一次以负逻辑。这使得整个亮度带宽低于用于BPSK传输的平均起来可利用的色频，而不是半个色频带宽。

Description

隐含在TV信号中的BPSK的“帧前梳”及“行前梳” 部分响应滤波
本发明涉及用于恢复隐含在模拟TV信号中的数字信号的接收机。
相对较小(例如3至5IRE)的信号编码数字信息可以和复合视频信号混合在一起，如果对数字信号格式保持适当的限制，在由这些复合视频信号产生电视图像中就不容易显示出这些数字信息。Jian Yang在他于1993年10月26日递交的美国专利申请第08/141070号中描述了一个此类有代表性的系统，该申请名为“APPARATUS FOR PROCESSING NTSC TV SIGNALS HAVINGDIGITAL SIGNALS ON QUADRATURE-PHASE VIDEO CARRIER”，在本文中以此作为参考。Yang提出了一种抑制载波的二进制移相键控(BPSK)调制方法，该抑制载波的频率与视频载波相同，并在相位上与其差1/4周期。Yang提出把BPSK信号的带宽抑制在大约2MHE，以免对TV接收机中的色度造成交扰，TV接收机不是靠梳状滤波从亮度中分离出色度。Yang指出最好使数据通过一个部分响应滤波器来传输，以便在沿着复合视频信号中的顺序水平扫描行上的对应点增加其相关性，这就为行梳滤波在数字信号接收机中的应用提供了一个基础，以便从复合视频信号的亮度部分中分离出PSK副载波。Yang还提出了在NTSC电视信号连续的帧中的一对顺序帧中反相地重复BPSK帧。这种由帧对构成的重复数据使得从NTSC电视信号中测出的附带在复合视频信号上的BPSK不易出现在由复合视频信号产生的屏幕图像中。这种由帧对构成的重复数据还可作为在数字信号接收机中采用帧梳滤波的基础，以便从代表着顺序电视图像的静止部分的复合视频信号亮度部分中分离出BPSK。
用于Yang系统的接收机也已由Thomas Vincent Bolger在其于1993年10月26日递交的美国专利申请第08/141071号中提出，该申请名为“RECEIVER WITH OVERSAMPLING ANALOG-TO-DIGITALCONVERSION FOR DI GI TAL SIGNALS WITHIN TV SIGNALS”，并在本文中作为参考。这种接收机采用包络线抽样模/数转换器使正交相位视频检测器的响应数字化。对数字化的正交相位视频检测器响应进行数字帧梳和行梳滤波，以便抑制残余的复合视频信号；把梳状滤波响应提供给多电平分离电路，从而恢复出利用BPSK传输的比特串数字数据；并把比特串数字数据提供给解码器，由解码器利用其内的传送误差校正码来校正该数据中的数字信息。依照预先签订的雇员合同，受雇期间的发明应转让给雇主，由J.Yang和T.V.Bo1ger在其专利申请中提出的发明和本申请的发明均已被转让给了Samsung Electronics Co.，Ltd.。
把BPSK信号的带宽限制在大约2MHz，以免在不依靠梳状滤波从亮度中分离出色度的TV接收机中对色度造成交扰，在Yang的系统中，平均的未修正数据速率被降低到大约每秒2兆位。平均的未修正数据速率在Yang的系统中之所以这样低是因为BPSK帧在NTSC电视信号连续帧中的一对顺序帧中按正逻辑传输了一次，又按负逻辑传输了一次。某些数据需要1MHz以上的平均带宽。例如“高音质CD盘”的立体声数字伴音就需要这一带宽的二倍。
若直接把Yang的系统改成不再重复传输每个顺序的新BPSK帧，平均未修正数据速率就可增加一倍。考虑到视频传输和接收，这种简单修改需要牺牲与显象管荧光体和人类视网膜系统的响应滞后有关的帧平均作用，这种作用是用于抑制由人类察觉到的帧频闪烁的。从数据传输和接收的角度来看，这种简单修改需要放弃采用高通帧梳滤波的优越性，这种滤波的作用是抑制伴随着BPSK的亮主信号部分，BPSK是在相邻行之间变化的，而不是在帧与帧之间变化。这些亮度信号部分有时会干扰BPSK的正确检测，并会在测出的BPSK信号中造成误差。
在按照本文及其附图所述的本发明中，值得注意的是两种不同的部分响应滤波方式。一种被称为“行前梳”部分响应滤波器的部分响应滤波器，由一或多个部分构成，其中的各部分包括一个相应的二输入异门(XOR)，其第一输入用于接收需要部分响应滤波的串行比特数据，并从其输出获得分段响应。各部分进一步包括加到该部分的XOR门第二输入上的一个“1-H”数字延迟行，用于使分段响应延迟“1-H”，它是NTSC电视信号中一个水平扫描行的时间。一个被称为“帧前梳”部分响应滤波器的部分响应滤波器由一或多个部分构成，各部分均包括一个相应的异(XOR)门，其第一输入用于接收需要部分响应滤波的串行比特数据，并从其输出提取分段响应。各部分还包括一个“1-F”数字延迟行，用于通过该部分XOR门的第二输入使分段响应延迟“1-F”，它是NTSC电视信号中一帧的时间。在这些滤波器中所用的数字延迟线通常是由随机存取存储器(RAM)构成的，采用先读后写的工作方式，并且对抽样进行计数的地址计数器寻址，对“1-H”延迟行来说是对每行的抽样计数，而对“1-F”数字延迟行而言则是对每帧的抽样计数。
在Yang的系统中，对串行比特数据的“行前梳”部分响应滤波是在BPSK数字信号发射机处执行的，以便与数字信号接收机处的行梳滤波配套。并且按照本发明一个实施例所述对Yang的系统作出了一种修改，并保留了这个“行前梳”部分响应滤波。进一步增加了一个在BPSK数字信号发射机处对串行比特数据的“帧前梳”部分响应滤波，以便与数字信号接收机处的帧梳滤波配套。这种帧梳滤波可以包括高通帧梳滤波，用于抑制伴随着BPSK的亮度信号部分，BPSK是在相邻行之间变化的，而不是在各帧之间变化。这一高通帧梳滤波会提供某种不同的结果，因为数据帧并不是在NTSC电视信号连续帧的各个顺序对期间分两次按正逻辑和负逻辑分别传输的。通过符号分离电路可以使帧梳滤波器响应具有相互独立的多个信号电平。
把BPSK帧的二次传输改成对串行比特数据连续地执行“帧前梳”部分响应滤波，从理论上来说的效果是可以把色度以下的整个基带用于传输BPSK，而不仅是半个带宽。同时不必牺牲相对于亮度信号部分的选择性，这些亮度信号是与在行间而不是帧间变化的BPSK相伴的。因此就减少了视频信号残余对BPSK检测的干扰作用。
在实践中无法按完全连续的方式对串行比特数据执行“帧前梳”部分响应滤波，这是因为存储在数字信号发射机的“帧前梳”部分响应滤波器的帧存储器中的数据必须与存储在数字信号接收机的“帧前梳”部分响应滤波器的帧存储器中的数据时刻保持同步。按照本发明的一个方面，同步是这样实现的，即在复现开始帧的起点处放弃双方的帧存储器内容，在每个起点期间发射空白帧面的开始帧。例如，这一空白帧面可以由ZERO和ONE交替的连续1-H间隔构成，使比特帧面与一个又一个的1-H间隔颠倒。假定NTSC电视信号的状态是每八个帧循环一次的，就可以根据伴随NTSC电视信号的回波消除基准信号按每八帧一次的方式执行同步。从理论上来说，如果对数字信号发射机和接收机每八帧执行一次同步，就可以把平均数据速率减小12.5％。然而，同步的作用主要是为了适应数字信号接收机在传输数字数据的频道之间进行调谐。因此，执行同步的次数仅需要令操作频道开关的使用者能在合理的较短时间内做出决定，无论其是否已调到了希望接收的频道。每64帧执行一次同步也许就足够了。就理论上而言，这样可把平均数据速率降低约1.5％。另外，从理论上来说，每32帧一次的同步可把平均数据速率降低约3％。
在数字数据发射机方面，它与NTSC电视发射机共享传输信道，在本发明一个最佳实施例的数字数据发射机中，串行比特数字数据在被转换成与视频信号一起传输的BPSK之前经过帧前梳部分响应滤波和行前梳部分响应滤波，在传输时不必分两次传输各个顺序的新BPSK帧。
在数字信号接收机方面，按照本发明一个最佳实施例的数字信号接收机，为了抑制伴随的亮度信号，在传输过程中对数字信号执行高通帧梳滤波和高通行梳滤波。减少伴随数字信号的亮度信号，可以使数字信号接收机中检测的数字信号得到较低的误码率(BER)。
图1是按照本发明一个方面的电视发射机总体示意图，它用于发射隐含有数字信号的电视信号。
图2是图1的电视发射机中用于对数字信号数字滤波的局部细节示意图，从中产生移相键控信号，并用该移相键控信号调制1/4周期的相位视频抑制载波。
图3是图1电视发射机中所用的中级行前梳和帧前梳部分响应滤波器的结构细节的示意图。
图4是行前梳部分响应滤波器的另一种结构的示意图。
图5和6各是一种帧前梳部分响应滤波器替换结构的示意图。
图7是按照本发明构成的一个数字信号接收机的示意图，用于接收隐含有数字信号的电视信号并从中提取隐含的数字信号。
图8—11分别是图7的数字信号接收机中的数据分离滤波器的替代结构示意图。
图12和13分别示出了一种逻辑电路，该电路使图10和11的数据分离滤波器能与图3的部分响应滤波器合用。
图14是用于图7数字信号接收机的数据帧计数器的复位电路示意图。
通常在附图中略去了均衡延迟，以便简化附图并使其便于理解。视频信号处理器领域中的熟练人员都知道需要用这种延迟使像素在时间上对齐，或是使不同处理通道上的数据经历不同的延迟，因为这些通道中执行的处理是不同的。本领域中的熟练人员当然知道应在何处采用延迟以及各个延迟的长短，因此在本文中不讨论此类延迟问题。在逻辑电路方面，本领域中的熟练人员都知道如何提供了克服不应有的“逻辑竞争”状态或为了补偿逻辑操作执行过程中的潜在延迟所需要的补偿延迟；因此对与补偿延迟有关的逻辑电路结构在本文中也不再讨论。另外，在附图和说明中提到模/数转换器(ADC)时，熟悉本领域的人应该知道在该转换器前面需要有一个防混淆低通滤波器以及其实现的方式，这方面也不属于本文的描述范围。还有，当说明书和附图中出现数/模转换器(DAC)时，本领域的熟练人员也应知道在这种转换器后面需要有一个抽样时钟抑制低通滤滤器，以及其实现方式，所有这些在下文中都不再详述。
图1示出了用于传输其内隐含有数字信号的电视信号的电视发射机1。信号源2向伴音处理电路3提供一或多个模拟伴音信号，伴音处理电路3向伴音载波发射机4提供调制信号，用于调制伴音载波的频率。伴音处理电路3包括为实现声音和图象的同步所需的延迟。伴音处理电路3实际上通常还包括模拟伴音信号的预加重网络，并且还可以包括用于产生立体声及辅助伴音节目(SAP)副载波的装置，用于把这种副载波掺入调制信号提供给伴音载波发射机4。调频(FM)的伴音载波由发射机4提供给复用器5，与同相的VSBAM图象载波和1/4相位VSB BPSK数据载波一起执行频率复用。在用于无线电广播的电视发射机1中，复用器5的形式通常是一种天线耦合网络，通过发射天线6发射其频率复用信号。电缆广播系统前端的电视发射机没有无线电广播中所用的发射天线6。复用器5采用不同的形式，使来自指定信道的频率复用信号与来自其他信道的频率复用信号进一步实行频率复用。并把所得的信号提供给接到电缆广播系统的干线电缆上的线性放大器。
在图1中，信号源7提供模拟复合视频信号，它被作为基本的调制信号提供给发射机8，后者则向复用器5提供VSB AM图像载波，使其与调频(FM)伴音载波构成频率复用。来自源7的模拟复合视频信号的垂直同步脉冲、水平同步脉冲和彩色同步信号被站同步信号发生器9提供的相应信号同步。在复合视频信号源7与站同步发生器9之间的控制连接10代表用于执行这一同步的设备。其中的信号源7是复合视频信号的远程发生器，例如是一个设在市区的播音室或是与本地电视台联网的另一个电视台，控制连接10可以是一个连接站同步发生器9的同步系统。如果信号源7是一台本地的摄像机，该摄像机就可以通过控制连接10接收站同步发生器9的同步信息。上述及其他的同步方案中还包括为本领域技术人员熟知的那些用于盒式录像机和电视电影设备的同步。通常在同步组信息的源点采用分时复用器11把包括垂直同步脉冲，水平同步脉冲，均衡脉冲，彩色同步信号以及消隐脉冲电平(通常称为“边缘”)的同步组信息插入作为调制信号被提供给图像载波发射机8的复合视频信号。
图1的电视发射机1与普通发射机的不同之处是还有另一个VSB AM发射机12，它产生一个与NTSC复合视频信号的VSB AM视频载波相差1/4相位的残余边带二进制移相键控(VSB BPSK)抑制载波。这个VSB AM发射机12可包括一个用于平衡载波和BPSK调制信号的平衡调制器，还可以包括一个90°移相网络，用于从VSB AM发射机8接收同相视频载波并向平衡调制器提供90°相移的视频载波。来自发射机12的VSB BPSK信号和来自发射机8的用NTSC复合视频信号调幅的VSB AM视频载波一起被提供给复用器5，在那里与调频(FM)伴音载波一起完成频率复用。发生器13提供一种串行比特方式的数字信号，它是一种已由传送误差校正码执行了误差校正编码的(ECC′d)数字信号，这种误差校正编码最好是在把经过误差校正的数据转换成串行比特格式之前执行，其编码方式是针对并行比特格式的数字信号的那种Reed Solomon编码方式的一种变形。由发生器13产生的串行比特数字信号被供给速率缓冲器14，把数据压缩，使其不会落入其输出信号中按规则重复的开始帧内，这种开始帧是由O构成的。速率缓冲器14的输出信号被提供给隔行扫描器15作为数据帧内顺序的比特列，由隔行扫描器转换成数据帧内的顺序比特行。所得的串行比特流被供给行前梳部分响应滤波器16。行前梳部分响应滤波器16将其数字响应提供给帧前梳部分响应滤波器17。帧前梳部分响应滤波器17的数字响应被供给数/模转换器(DAC)18，将其转换成模拟键控信号。DAC18向高频预加重和过渡整形滤波器19提供键控信号，规定该信号的正值对应数字0，而规定的负值对应数字1。模拟调制信号的规定的负电平与其规定的正电平具有相同的绝对值。滤波器19对VSB BPSK同步检测时的检测能力损失加以补偿，这种损失是由于实际上只是在数字信号频带部分的单边带中进行传输所造成的。滤波器19的响应是提供给发射机12中的平衡调制器的键控信号，该平衡调制器同时还接收被调制的1/4移相视频载波。向复用器5提供由NTSC复合视频信号调幅的VSB AM视频载波的发射机8是经过精心设计和操作的，以免偶然地发生相位调制而对来自发射机12的1/4移相VSB BPSK抑制载波造成干扰。由于用于PSK的1/4移相VSB AM载波受到抑制，把VSB PSK和VSB AM载波组合在一起的信号在相位上与同相的VSBAM视频载波没有明显的区别。
如图1所示，放在前面的行前梳部分响应滤波器16与帧前梳部分响应滤波器17相互串级连接。这种连接的优点是在数字信号接收机中能在用于分离数字信号和NTSC复合视频信号的干扰残余的行梳滤波和亮度/色度频带选择滤波之前执行帧梳滤波。若能在数字信号接收机中先执行帧梳滤波，就允许在用于抑制色度的低通帧梳滤波和用于抑制亮度的高通帧梳滤波二者中采用单帧存储。如果在行梳滤波或亮度/色度频带选择滤波之后才进行低通和高通帧梳滤波，低通和高通帧梳滤波就需要独立的帧存储。在数字信号发射机和数字信号接收机中用于部分响应滤波器的复位程序所需的次序是，在数字信号发射机中执行的部分响应滤波应与数字信号接收机中执行的部分响应滤波的次序相反。与本文和附图所述的最佳实施例不同的数字信号发射机和数字信号接收机也可以使用，但不是本发明的最佳方案。
尽管图1中所示的发射机8和12是彼此分离的，但在实践中可以发射机8和12共用相同的上边带滤波器和末级放大器。
图2示出了用于对产生移相键控信号的数字数据进行数字滤波的图1所示TV发射机1的部分结构细节。串行比特形式的误差校正编码数字信号被供给速率缓冲器14，它将数字信号压缩，使其不占据开始帧。如果帧前梳部分响应滤波的结构合理(如图3)，速率缓冲器14可以在开始帧期间随意地提供空白抽样。如果帧前梳部分响应滤波的结构不允许这样做，在开始梳中就把0作为空白抽样，由速率缓冲器14或随后的隔行扫描器15插入0空白抽样。
隔行扫描器15根据按列扫描数据的原有次序按照与数据列横向的数据行重新排列数据，这些数据行最终由VSB BPSK数据发射机12与由VSB AM视频发射机8发射的复合视频信号的各个水平扫描行同时发射。对与水平扫描线横向的按列排列的数据执行编码操作，与对沿着水平扫描线按行排列的数据执行编码操作的情况相比，脉冲噪声和往往在水平方向上具有相干性的复合视频信号中频带对编码数据的干扰较小。假定是采用传输误差校正编码，在传输误差校正的计算中，为了抵抗任何特定突发噪声所需的奇偶位数可以减少。
数据帧被限定为525行符号构成的组，符号速率是数据行扫描速率的倍数，而数据行扫描速率与模拟复合视频信号的水平扫描行速率相同。BPSK符号是二进制码，但是加有传输误差校正码(例如Reed-Solomon码的一种改形)的符号通常是2N进制码数据，N是个正整数，例如3，4或5。每个传输误差校正码的整个字长被选为小于525，因此，脉冲噪声造成的干扰不太可能超过一个传输误差校正码的长度。数据行与复合视频信号水平扫描行的相对相位是这样的，即各个数据行在时间上与相应的复合视频信号水平扫描行一致。数据帧的速率与信号源7提供的模拟复合视频信号帧的速率相同，但最好使数据帧比视频信号帧滞后9个复合视频信号的水平扫描行。
速率缓冲器14和隔行扫描器15的工作是由存储器控制器20控制的。速率缓冲器14的写入是按照由速率缓冲器写地址发生器37产生的速率缓冲器写地址执行的。速率缓冲器14的读出和隔行扫描器15的写入是按照由隔行扫描器写地址发生器38产生的隔行扫描器写地址执行的。图2中未示出地址发生器37和38的细节，因为这与本发明无关，但它们各自包括一个多阶地址计数器，用于对来自相应时钟源的脉冲计数。
数据帧计数器22对数据帧计数，在各个开始帧起点处把计数转到算术1，并发生一个溢出脉冲用于使写地址发生器37和38中的地址计数器复位。至少有3个有效位的数据帧计数器22可用于对8个帧周期计数，用于在选定的垂直消隐间隔(VBI)扫描行期间的控制，把回波消除参考信号插入复合视频信号。解码器23对数据帧计数器22提供的在各开始帧中全是算术1的数据帧计数解码，为帧前梳部分响应滤波器17提供用于帧存储同步的逻辑1。
图2示出了用于产生供给隔行扫描器15的几个读地址有效位的存储器控制器20的电路细节。存储器控制器20从数据行计数器24接收数据行计数，并从符号计数器25接收符号计数，存储器控制器20将它们作为行地址和行内读地址分别加到包括在隔行扫描器15内的两个帧存储器上，并且根据相互在时间上交错的各自的顺序交替地写入和读出。存储器控制器20响应来自计数器22的数据帧计数的最小有效位，控制交替的写入和读出。由数据行计数器24向开始行解码器28提供数据行计数，并且各数据帧中的整个开始数据行都向行前梳部分响应滤波器16提供用于行存储同步的逻辑1。
图2示出了符号记时电路30，它除了符号计数器25之外还包括电压受控振荡器(VCO)31，过0检测器32，255计数解码器33以及自动频率、相位控制(AFPC)检测器34。符号记数器25包括8个二进制计数级。过0检测器32在振荡器30的正弦振荡跨过其按规定方向的平均轴时产生一个脉冲，更确切地说，应将其称为“过平均轴”检测器。过零检测器32通常包括一个限幅放大器，它响应VC031的正弦波产生方波信号，一个微分器响应方波信号的过渡产生脉冲，以及一个削波器，用于分离出要供给存储器控制器20用于定时的一个极性的脉冲。这些脉冲还被供给符号计数器25，在各个顺序行中计数，从而产生供给存储控制器20的符号计数信号。255计数解码器33对达到255的符号计数解码，产生一个脉冲。不是使符号计数在达到2的整数倍时由于满计数而被直接转到算术0，来自255计数解码器33的每个脉冲都可以被用于在过0检测器32向计数器25提供下一个脉冲时使计数器25复位。255计数解码器33向AFPC检测器34提供用于与水平同步脉冲H比较的脉冲，从而产生供给VCO31的AFPC电压。这样就构成了一个负反馈环，把VCO31的振荡调整到水平扫描行频率的256倍，即4027972Hz。
以下讨论一种用模拟复合视频信号的帧同步数据帧计数器22和数据行计数器24的计数的途径。在本文所描述系统的一个数字信号接收机中，最好的计数器同步方式是在每个模拟复合视频信号帧的第9行起点处重新数据帧计数，即在紧接着视频信号帧首场的垂直同步脉冲之后的那一点上。在这种情况下，在模拟复合视频信号每帧的第9行起点处把数字信号接收机中用于产生数据行计数的计数器复位到规定值。在图2所示发射机1中的那部分数据帧计数器22和数据行计数器24的计数同步与所需的接收机操作一致。
255计数解码器33的输出信号作为第一输入信号供给二输入与门36。站同步发生器9向后沿检测器36提供垂直同步脉冲V，后者在复合视频信号第9行结束时提供脉冲，并且在复合视频信号第271行中点处把输出信号作为第2输入信号供给与门35。与门35的响应包括在复合视频信号第9行结束时的数据帧结束脉冲。每个数据帧结束脉冲作为触发脉冲被加到数据帧计数器22上，使数据帧计数信号增加，并同时提供给数据行计数器24将其数据行计数复位到规定的初始值。在实践中可以省去255计数解码器33，而改成用符号计数器25的二进制计数末级的进位脉冲代替解码器33的输出信号，供给AFPC检测器34和与门35。
图3示出了图1的电视发射机1中所用的行前梳及帧前梳部分响应滤波器16、17的代表性结构。串行比特形式的数字输入信号通过输入端161被供给二输入异(XOR)门1162的第一输入端。XOR门162的输出连接数字延迟行163的输入。经过“1H”延迟后，延迟行163的输出端提供对XOR门162输出信号的响应。XOR门162的第二输入接收来自多路转换器164输出端的信号，多路转换器164从初始行解码器28接收初始解码结果作为其控制信号。初始行解码器28从计数器24接收数据行计数作为其输入信号，在数据行计数值指示出该数据行是一个数据帧的初始行时，其输出信号为1，当数据行计数为其他值时，其输出信号为0。除了当作为控制信号供给多路转换器164的初始行解码结果为1时之外，多路转换器164就选择来自数据延迟行163的输出端的延迟响应，并将其供给XOR门162的第二输入。当作为控制信号供给多路转换器164的初始行解码结果为1时，多路转换器就选择有线的逻辑0，将其供给XOR门162的第二输入。元件162，163和164构成了行前梳部分响应滤波器16的初始段，滤波器16的未级段如图3所示。
图3所示行前梳部分响应滤波器16的末级段包括元件165，166和167。二输入异门1165的第一输入连接XOR门162的输出，向其提供行前梳部分响应滤波初级的响应。XOR门165的响应被供给数字延迟行166的输入端，其输出端经过“1H”延迟后提供对XOR门165输出信号的响应。XOR门165的第二输入接收来自多路转换器167输出端的信号，后者从初始行解码器28接收作为其控制信号的初始行解码结果。除了当作为控制信号供给多路转换器167的初始行解码结果为1时之外，多路转换器167选择数字延迟行166输出端的延迟响应，将其供给XOR门165的第二输入。当作为控制信号供给多路转换器167的初始行解码结果为1时，多路转换器167就选择有线0，并将其供给XOR门155的第二输入。
行前梳部分响应滤波器16的未级段的响应出现在XOR门165的输出端。如图3所示该响应被供给端子171，它是帧前梳部分响应滤波器17的输入端，同时也是行前梳部分响应滤波器16的输出端。数字延迟行163和166各自是一个随机存取存储器(RAM)，由来自计数器25的每个数据行计数符号寻址，并按先读再写的方式工作。另一种替代的非最佳实施例是，行前梳部分响应滤波器16仅有由元件162，163和164构成的一段。在这种非最佳实施例中省去了元件165，166和167；并把XOR门162上的滤波器16的响应提供给端子171。
图3所示的帧前梳部分响应滤波器17仅有一段。行前梳部分响应滤波器16的响应经端子171被供给二输入异(XOR)门172的第一输入。只读存储器(ROM)173存储了描述开始帧数据位的模型，它被读出到二输入多路转换器174的第一输入，而在其第二输入上提供XOR门172的输出响应。多路转换器174从解码器23接收控制信号。当解码器23对来自数据帧计数器22的数据帧计数解码得到算术1时，就在各开始帧中全都提供逻辑1，多路转换器174响应控制信号的这种状态，把从ROM173中读出的描述开始帧数据位的模型供给滤波器17的输出端175。在开始帧之外的数据帧期间，由数据帧计数器22提供的数据帧计数不是算术1，解码器23因此就提供逻辑0。多路转换器174响应其控制信号的这一状态，把XOR门172的输出响应供给输出端175。无论在哪种情况下，帧前梳部分响应滤波器17的输出端175上的响应都经过由数字延迟行176提供的一帧(1-F)延迟之后被供给二输入异(XOR)门172的第二输入。数字延迟行176可以用按照先读再写方式工作的RAM来实现。该RAM和存储开始帧数据的ROM由计数器24提供的作为行地址的数据行计数和来自计数器25的作为列地址的每数据行计数符号并行地寻址。
图4示出了另一种可以用来代替行前梳部分响应滤波器16的行前梳部分响应滤波器160。省去了多路转换器164和167，且分别把1-H延迟行163和166的输出直接连接到XOR门162和165的输入。1-H延迟行163和166的输入不是直接连到各个XOR门162和165的输出，而是改成分别连接到二输入多路转换器168和169的输出。有线的逻辑0被加到多路转换器168和169各自的第一输入上，并把XOR门162和165的输出分别加到它们各自的第二输入上。多路转换器168和169的控制信号由解码器26供给，解码器26检测来自计数器24的数据行计数，当计数器24的计数指示出已达到数据帧的末行时，就向多路转换器168和169提供逻辑1，使它们选择逻辑0作为各自的输出信号。在数据帧的所有其他行期间，解码器26向多路转换器提供逻辑0，使它们选择XOR门162和165的输出响应作为各自的输出信号。
图5是帧前梳部分响应滤波器17的一种替代结构170的示意图，其中把XOR门172的输出端固定连接到输出端子175，省去了多路转换器174。只读存储器173(ROM)被读出到二输入多路转换器177的第一输入，在多路转换器177的第二输入上提供1-F数字延迟行176对输出端175上的帧前梳部分响应滤波器响应的一帧延迟输出响应。多路转换器177的输出响应加到XOR门172的第二输入上。多路转换器177从解码器23接收控制信号。当解码器23在整个一个开始帧中提供逻辑1时，多路转换器177就响应控制信号的这一状态，把从ROM173中读出的代表开始帧比特的模型供给XOR门172的第二输入。由于XOR门172的第一输入在整个开始帧中为0，加到XOR门172第二输入上的从ROM173读出的比特模型就被复制成其输出响应供给输出端子175。在开始帧之外的其他数据帧期间，解码器23提供逻辑0，多路转换器177对此的响应是向XOR门172的第二输入提供1-F数字延迟行176对输出端175上的帧前梳部分响应滤波器响应的一帧延迟输出响应。总之，滤波器170的工作方式与图3的滤波器17相似。
图6是帧前梳部分响应滤波器17的另一种改形1700的示意图，其中把XOR门172的输出端固定连接到输出端子174，省去了多路转换器174。只读存储器(ROM)173被读出到多路转换器178的第一输入，输出端子175上的帧前梳部分响应滤波器响应被供给多路转换器178的第二输入。多路转换器178的输出响应被加到1-F数字延迟行176的输入，并且XOR门172的第二输入在经过一帧延迟之后从1-F数字延迟行176的输出接收多路转换器178的输出响应。多路转换器178的控制信号不是来自开始帧解码器26，而是来自解码器27，解码器27检测开始帧到达之前在帧前梳部分响应滤波的末帧时数据帧计数被模数充满(即所有比特位全为0)的状态。在除了末帧的各帧期间，解码器27向多路转换器178提供的控制信号为0，使其选择XOR门172响应输入端的l-F数字延迟线176，然后在XOR门172的第二输入上提供一帧延迟，与图3滤波器17的情况相同。在末帧期间，解码器27向多路转换器178提供的控制信号为1，使其选择接到1-F数字延迟行176输入端上的来自ROM173的代表开始帧的比特模型，然后经过一帧延迟后加到XOR门172的第二输入上。因此就能在开始帧期间在XOR门172的第二输入上提供代表开始帧数据的比特模型，与图5的滤波器170相同。
图3的滤波器17优于图5的滤波器170和图6的滤波器1700的原因是可以更直接地把开始帧数据供给输出端175，减少数据中偶发比特误差的可能性。要避免这种偶发比特误差的原因是，这些误差是由ROM173产生的，而不是在对每数据行计数符号和数据行计数做异或运算时产生的误差。有许多种不同的比特模型适合被用做开始帧。这种模型中应没有会使VSB AM数据发射机12中的平衡调制器失衡的DC分量，以便对1/4移相视频载波保持抑制，使其不干扰TV接收机的正常工作。该模型最好是1，它便于数字信号接收机识别，并容易在所需的位置被恢复。有一种模型可满足这些规则，它是由顺序的1-H间隔交替的0和1构成的，各个1-H间隔的比特模型彼此相反。
图7示出了一个数字信号接收机40，用于从天线42一类的装置接收内含数字信号的电视信号，并提取隐含的数字信号。调谐器43选择由其内的第一检测器检测到的电视频道，该第一检测器是可调的下转换器，它通常是超外差式的，用于把选定的电视信号转换成一组中频和一个图象频率组。视频中频(IF)滤波器44选择视频中频，将其作为中频(IF)放大器45的输入信号，并且滤除图象频率组。按照现行的惯例，视频IF滤波器44可以采用表面声波(SAW)滤波器，并且在单片集成电路(IC)中构成视频IF放大器45，它是一个不需要级间调整的多级放大器。视频IF放大器45把放大的视频IF信号供给同相的同步视频检测器46和1/4移相的同步视频检测器47。按照额定的4575MHz的IF视频载波频率振荡的振荡器48将其振荡不移相地提供给同相的同步视频检测器46，并且按照由移相网络49提供的90°滞后移相提供给1/4移相同步视频检测器47。振荡器48具有响应于1/4移相同步视频检测器47的输出信号的自动频率、相位控制(AFPC)功能。同步视频检测器46和47按惯例与视频IF放大器45和振荡器48的一部分共同装在一片IC中。各个视频检测器46和47可以是恢复载波型或是平衡同步型。由同相的同步视频检测器46恢复的同相的变形复合视频信号被供给水平同步分离器50和垂直同步分离器51，它们分别从同相的变形复合视频信号中恢复出水平和垂直同步脉冲。
到此为止所述的数字接收机40的情况都是TV接收机设计领域中的熟练人员熟知的，只不过是视频IF滤波器44最好是仅有以45，25MHz为中心的3.5MHz带宽。这一视频IF滤波器44使本频道和相邻频道的声音衰减，不需要在1/4周期移相视频检测器47之后提供吸声滤波。视频IF滤波器44还可以抑制由同相视频检测器46检测的视频信号的色度分量和1/4移相视频检测器47检测到的残余复合视频信号。1/4周期移相视频检测器47的带宽应比符号速率稍宽，以便削弱BPSK向应的“尾部”的高频。1/4周期移相视频检测器47检测键控信号，伴随该信号的仅有NTSC复合视频信号中高于750KHz的频率部分。
在实际的数字信号接收机40中通常包括重影抑制电路，它没有被单独地表示在图4中，但可以采用1993年8月20日递交的美国专利申请08/108,311号中详述的那种类型。在每个同相视频检测器和1/4周期移相视频检测器46和47各自的同频检测器后面，都设有重影消除和均衡滤波器，与其他视频检测器中在同步检测器后面所用的滤波器相似。两个重影消除滤波器的调节参数是按照计算机中的运算被并联调整的，并且两个均衡滤波器的调节参数是按照计算机中的进一步运算被并联调整的。重影消除参考(GCR)信号的频率在发射时向上延伸到4.1MHz，但在数字信号接收机中，由于受限的IF带宽，它仅延伸到2.5MHz左右，用同相同步视频检测器46检测视频信号，并从视频信号中选定的垂直消隐间隔(VBI)中提取GCR信号。该GCR信号被数字化后作为输入信号供给计算机，用于运算重影消除和均衡滤波器的调节参数。作为替代或是附加，1/4周期移相视频检测器47的响应中的直流或低频分量可被检测出来并被用作计算重影消除滤波器调节参数的基础。
在图7的数字信号接收机40中，由每符号抽样计数器103对过0检测器104响应于来自电压受控振荡器105的正弦振荡而产生的脉冲计数，产生每符号抽样计数信号。每符号抽样计数器103有四级，并且每当振荡器105的振荡出现16个平均轴过渡时提供一个溢出进位。由符号计数器52对每符号抽样计数器103的溢出进位计数，产生符号计数信号。解码器55对达到255的符号计数解码，在下一个脉冲被加到计数器103上时产生使计数器103和52复位的脉冲，把每符号抽样计数和符号计数恢复成算术0。解码器55产生的脉冲被供给AFPC检测器56，用于与水平同步分离器50分离出来的水平同步脉冲H比较，并且由受控的延迟行57调节符号间隔的延迟量。比较的结果在AFPC检测器56中经过低通滤波，产生供给VCO105的自动频率、相位控制(AFPC)电压信号。这种结构可把行锁定VCO105提供的振荡频率控制在水平扫描行频率fH的16×256＝4096倍，或是64,447,545Hz。在提到受控振荡器时所用的术语“行锁定”的意思是，其振荡频率被保持在与15,234。264Hz的扫描行频成比例的恒定的频率，这种锁定功能习惯上是由AFPC电路来实现，即把其振荡频率除以一适当系数后与水平同步脉冲比较。
由1/4周期移相视频检测器47检测到的键控信号以及750KHz以上频率的NTSC复合视频信号伴随部分被供给匹配滤波器58，它响应键控信号，但仅有复合视频信号中750KHz以上频率分量的选定的伴随部分。匹配滤波器58提供一个与发射机中滤波器19的上移频过渡整形部分相匹配的峰值响应，扩展PSK带宽，使其足以减少符号间的干扰。匹配滤波器58还提供另一个峰值响应，用于补偿1/4移相视频检测器47的上移频检测能力，因为VSB BPSK的单边带实际不超过了从0.75到1.25MHz的频率范围，并且超过该频率范围的单边带是从1.25MHz向上伸延的。然而，由于不同TV发射机的残余边带滤波器彼此不同，最好是在各个TV发射机1中执行用于补偿1/4移相视频检测器47的上移频检测能力的峰值响应，修改过渡整形滤波器19，使其提供除过渡整形之外的适当的峰值响应。然而，在发射机1中对二进制键控信号采用附加峰值或预加重会使BPSK中与亮度信号一起传输的0.75MHz以上高频成分增加。
匹配滤波器58的响应被作为输入信号供给模/数转换器(ADC)106，它最好是包络线抽样型的。1/4移相视频检测器47恢复出的BPSK码基本上不含750KHz以下的复合视频信号频率，并且无0频率成分。在传输没有很多750KHz以上频率能量的TV图像期间，1/4周期移相同步视频检测器47响应的BPSK部分会从一个极性到另一极性交替交换。因此，ADC106能把正、负极性的模拟信号数字化。ADC106最好是具有1位反馈的多位∑-△转换器，例如PlesseyResearch Caswell Ltd.的T.C.Leslie和B.Singh在他们的论文“An Improved Sigma-Delta Modulator Architecture”中所述，发表在1990IEEE SYMPOSIUM ON CIRCUITS & SYSTEMS，90CH 2868-8900000-0372，pp372-375。一个8位分辨率的(最新型的)快速转换器对第二级∑-△反馈环中的误差信号抽样，而单位反馈被用于减少数/模转换的误差。二级∑-△反馈环是绝对稳定的。误差信号的抽样速率是符号速率的16倍，而用于16∶1包络线抽样比例的符号速率是水平扫描行速率fH的256倍，每当过0检测器104从振荡器104从振荡器105的振荡中检测到一个过0点时，就从线107上接收一个脉冲，每收到一个脉冲就抽样一次。快速转换器的数字输出被供给转换器106内的FIR低通滤波器，该滤波器的数字响应再由二次抽样器16∶1二次抽样，每当从线108上接收到一个来自每符号抽样计数器103的进位溢出脉冲时，二次抽样器就抽样。这种十中取一的方式可减少随后的数字梳状滤波中延迟部分所需的存储容量。二次抽样采用符号速率，具有适当的移相，它是一种同步符号检测方式，它可以抑制按符号速率变化但却与按符号速率的抽样相差90°相位的那些复合视频信号成分的响应。二次抽样器前面的低通滤波器抑制色度信号频率。
1位ADC109以256位水平扫描行速率fH的符号速率的16倍速率抽样，它响应线108上由过0检测器104提供的脉冲，根据匹配滤波器58的响应提供一代表匹配滤波器58的响应的极性的符号位。该符号位及其在位寄存器110中经过一次抽样的延迟符号位被供给异门111的相应输入端。XOR门111检测匹配滤波器58的响应，将检测结果供给脉冲鉴相器67。脉冲鉴相器67对XOR门110检测出的匹配滤波器58的响应有选择地检测其与过0检测器104测得的受控振荡器105的振荡过0点正确相位之间的偏差。脉冲鉴相器67对选测的偏差进行低通滤波，随后执行采样保持，从而产生一控制信号，用于调节受控延迟57的延迟，为AFPC检测器56提供水平同步脉冲。由脉冲鉴相器67执行的选择检测可以在1/4移相视频检测器47对复合视频信号的响应按预料应为0值的垂直消隐间隔期间完成。相应地在对ADC107中的快速转换器包络线抽样的二级∑-△误差信号数字化的过程中调节相位，使符号间的干扰减至最小。
用于调节行锁定振荡器相位的装置是由本发明人的同事Jung-Wan Ko研制的。根据由受控延迟行57提供的可调延迟的水平同步脉冲H控制受控振荡器105的振荡频率和相位的AFPC环具有滤波的功能，避免ADC计时在相位调节期间出现“闪动(glitch)”或明显的频率下降。如果在ADC计时中进行相位微调，就会产生这种闪动。
垂直同步分离器51向门限检测器68提供其对分离的垂直同步脉冲V的“有损耗的”积分响应，门限检测器68所选定的门限电压仅在被积分的垂直同步脉冲超过5.5个扫描行并小于6.5个扫描行时才被超过。门限检测器68的输出信号仅在其输入信号超过其门限电压时才是1，否则为0，该输出信号作为第一输入信号被供给二输入与门69。解码器55对各数据行符号计数的终值(在水平扫描行结束时)产生1，否则就产生0，该输出信号被供给与门69作为其第二输入信号。与门69对出现在复合视频信号帧前场开始时的垂直脉冲后沿作出响应，响应每个这种后沿提供一相应的数据帧结束脉冲，但对发生在帧的前场与后场之间的垂直脉冲后沿不响应。与门69响应中的数据帧结束脉冲被供给模-64数据帧计数器70作为计数输入(CI)信号，使重现的数据帧计数信号上升，该计数信号被来自发射机的数据帧计数信号的一个扫描行所抵消。在下文中会参照图14对用于使数据帧计数器70复位的帧同步器71作进一步的详述。
与门69的响应中的数据帧结束脉冲还被供给数据行计数器72作为复位(R)信号，使作为其输出信号的数据行计数在达到524后恢复到算术0。数据行计数器72对水平同步分离器50提供的水平同步脉冲H计数。数据行计数被用于控制含有GCR信号的VBI扫描行的选择，它被用在为获得计算机(图4中未明确示出)数据的电路(图4中也未明确示出)中，由计算机为包括在视频检测器46和47中的均衡和重影消除滤波器计算出可调的滤波参数。
数据分离滤波器200接收作为输入信号的模/数转换器106的数字响应。以下将参照图9和10进一步描述数据分离滤波器200的特殊实施例。数据分离滤波器200不向随后的符号分割电路230提供二进制形式的分离的数据抽样。如果数字信号接收机40的设计方案是与采用一段行前梳部分响应滤波，一段帧前梳部分响应滤波，且没有其他部分响应滤波的数字信号发射机配合使用时，数字分离滤波器200就提供5电平形式的数据抽样。如果数字信号接收机40的设计方案是与采用两段行前梳部分响应滤波，一段帧前梳部分响应滤波，且没有其他部分响应滤波的数据信号发射机配合使用的，数据分离滤波器200就提供9电平形式的数据抽样。按照这种设想，在描述符号分割电路230时，提供给它的数据抽样是9电平形式的。
此时的符号分割电路具有各自以-4，-3，-2，-1，O，+1，+2，+3和+4为中心的9个比较范围。符号分割电路230包括一绝对值电路231，它对来自数据分离滤波器200的输出信号产生一个整流的数字响应。绝对值电路231的整流数字响应被表示为叠加在直流电压基准上的五电平键控信号，而不是用键控信号的二进制码来表示，这一整流数字响应被供给四倍门限检测器232。四倍门限检测器232从绝对值电路231接收符号流，判定出符号是否更接近0，更接近1，更接近2，更接近3或是更接近4，2和4等于0，而3等于1。四倍门限检测器232通常包含四个数字比较器(各自按单个门限检测器方式工作，第二，第三和第四个这种单个门限检测器分别按第一单门限检测器门限数字值的二倍，三倍和四倍工作)和根据门限检测结果判断符号的一致性的简单逻辑电路。如果没有门限数字值被超过，或是两个且仅有两个门限数字值被超过，或是所有四个门限值都被超过，逻辑电路就指出该符号更接近于0。如果仅有较低门限数字值被超过，或是三个且仅有三个门限数字值被超过，逻辑电路就指出该符号更接近于1。四倍门限检测器232的最佳形式是，根据符号的强度对提供给比较器用于确定门根检测门限的数字值进行自动调节。在此情况下，四倍门限检测器232具有相应的电路用于检测来自绝对值电路231的符号流的平均电平，或是其平均峰值电平，或是同时检测这两种平均电平。还有根据测得的各个电平推算供给数字比较器的数字值的电路，用于为门限检测制定各自的门限。在开始帧期间，当梳状滤波的结果是抽样编码正向电平时，最好是有选择地执行用于确定符号判定门限的检测程序。更具体地说，在这些开始帧的垂直消隐间隔期间，当复合视频信号对1/4周期移相视频检测器47所检测的信号几乎不提供能量时，最好是有选择地执行这种检测程序。
来自符号判定电路230的符号流作为输入信号被供给解隔行器77，它在数据帧计数的最低有效位控制下把其中存储的两个不同的帧分别写入交替的数据帧，并从这两个帧存储中读出未被选用于写入的一帧。在解隔行器77中用于被选用于写的那个帧存储的写入地址是由来自计数器72的数据行计数和来自计数器52的每数据行计数符号来形成的。来自每符号抽样计数器103的进位溢出脉冲由每列符号计数器85计数，，产生一每列符号计数；而来自每列符号计数器85的进位溢出脉冲则由数据列计数器84计数，产生数据列计数。在每个数据帧的起点，与门69的响应便为1，从而使计数器84和85复位到初始计数。数据列计数和每列符号计数合在一起为解隔行器77中的帧存储提供读地址。
数字抽样从解隔行器77被供给误差校正解码器78。解码器78将其串行比特数字输入数据转换成并行比特形式并校正其中的误差，从而提供校正的数字数据，也就是数字信号接收机40的输出数据。开始帧中的数据通常被放弃，并可根据需要接着采用速率缓冲技术获得稳定的数据。
图8示出了数据分离滤波器200的一种结构。滤波器200的输入端201从ADC106接收数字抽样，供给一帧数字延迟行202的输入和数字减法器203的被减数输入。1-F数字延迟行202可用一个按先读再写方式工作的RAM来实现，该RAM由来自计数器52的被用做列地址的每数据行符号计数和来自计数器72的被用作行地址的数据行计数实现寻址。对输入端201收到的数字抽样的一帧延迟响应从1-F延迟行202的输出被供给减法器203的减数输入。1-F延迟行202和减法器203共同构成高通帧梳滤波器。在减法器203的输出端提供对输入端201收到的数字抽样的高通帧梳滤波器响应。
在减法器203输出端的高通帧梳滤波器响应中，代表静止图像亮度成份的响应被抑制，该响应被供给由元件206-208构成的高通行梳滤波器，在这一滤波器的响应中，代表运动图像的亮度成分被抑制。数字加法器的第一和输入接收高通帧梳滤波器响应，它是由减法器203的输出直接提供的，其第二和输入接收由串级连接的1-H数字延迟行205和206延迟的响应。加法器204的和输出被供给减法器207的被减输入，减法器207的差输出向数字低通滤波器217提供高通行梳滤波器响应。来自减法器203输出端的高通帧梳滤波器响应经过1-H数字延迟行205的延迟之后被一个有线的移位寄存器(bit-place shift)208加倍，并被供给数字减法器207的减数输入端。
在串级的高通帧梳滤波器和高通行梳滤波器的响应中，代表移动和静止图像的亮度成分的响应受到抑制，该响应从减法器207的输出被供给数据分离滤波器200的输出端209，该输出端209连到符号判定电路230。
1-H延迟行205和206可由各自的RAM构成，用来自符号计数器52的每行符号计数(SAD)寻址，并按先读再写的方式工作。1-H延迟行205和206分别用于提供一个0行，即为各数据帧的首行。为此在图8中采用一个解码器211，用于在来自计数器72的数据行计数(LAD)中检测各数据帧初始行的出现，并相应地提供一个逻辑1作为其输出信号，否则就输出逻辑0。解码器211的输出信号被供给逻辑逆变器212，它在每个数据帧的初始行之后的各行期间相应地为1-H延迟行205和206提供读允许信号，但在其初始行中不提供此信号。每个1-H延迟行205-206的输出电路中没有各自的多路转换器，当其未收到读允许信号时，就从1-H延迟行输出0。
图9是数据分离滤波器200可以采取的另一种形式0200，它不同于图8所示的形式。设置1-H延迟行205和206，用来提供每一数据帧的第一行的各个零行。在图9中，来自减法器203的输出的高通帧梳状滤波器响应不直接加到1H数字延迟行205的输入端，并且1H数字延迟行205的延迟响应不直接加到1H数字延迟行206的输入端。1H数字延迟行205的输入和二输入多路转换器213的输出相连。多路转换器213在其第一输入端接收有线的算术零；在其第二输入端，接收来自减法器203输出的高通帧梳滤波器响应。1H数字延迟行206和二输入多路转换器214的输出相连。多路转换器214在其第一输入端接收有线的算术零，在其第二输入端接收来自1H数字延延行205的输出的延迟响应。译码器215检测在来自计数器72的数据行计数(LAD)中每个数据帧的最后行的出现，并响应于此以逻辑1作为输出信号，否则以逻辑0作为输出信号。在每个数据帧的最后行期间译码器215输出的逻辑0使多路转换器213、214把算术零采样写入1H数字延迟行205、206。在每个数据帧的最后行期间被写入1H延迟行205、206的各个零行在下一数据帧的第一行期间被从1H延迟行205、206中读出。
图10是图8的数据分离滤波器200的一种改型00200，当发射机1仅使用行前梳部分响应滤波的一部分时被使用。元件204、206和208被省去了；从减法器203输出的高通帧梳滤波器响应以及被1H数字延迟行205延迟的响应分别作为被减数和减数加到减法器207的输入。
图11表示图9的数据分离滤波器0200的一种改型000200，当发射机1仅使用行前梳部分响应滤波的一部分时被使用。元件204、206和214被省去了；并且来自减法器203的输出的高通帧梳滤波器响应以及由1H数字延迟行205延迟的响应分别作为被减数和减数加到减法器207的输入。
图12和13表示当发射机1使用行前梳部分响应滤波的两部分以及帧前梳部分响应滤波的一部分(例如见图3)时，如何使用图10的数据分离滤波器00200或图11的数据分离滤波器000200。当图10的数据分离滤波器00200或图11的数据分离滤波器000200被使用时，符号判定电路200被在图12、13中所示的符号判定电路240代替。这代替可能是需要的，因为设计用于精确判定怎样以5级数字采样进行编码的符号判定电路240比设计用于精确判定什么以9级数字采样进行编码的符号判定电路230容易得多，尤其是当对ADC转换器的分辨率有约束时。
符号判定电路240有5个比较器，其范围集中在-2，-1，0，+1和+2。符号判定电路240包括绝对值电路241，它对于来自数据分离滤波器的输出信号产生整流过的数字响应。绝对值电路241的这一整流过的数字响应是迭加在直流电压基础上的键控信号的三位码的标记，而不是键控信号的二位码的标记，因此，这整流过的数字响应被加到双门限检测器242。双门限检测器242接收来自绝对值电路241的符号流，并作出判定，判定符号是最象零，最象1或最象2，2等于零。双门限门限检测器242一般包括两个数字比较器，每个作为单门限检测器工作；一个的数字门限值是另一个的两倍，还包括一些简单的逻辑电路，用来根据门限检测结果判定相同的符号。如果没有数字门限值被超过，则逻辑电路指示该符号最象零。如果只有低门限数字值被超过，则逻辑电路指示该符号最象1。如果较低的和较高的两个门限数字值都被超过，则逻辑电路指示该符号最象2，并且它等于0。双门限门限检测器242最好是这样的，其中输入到比较器用来确定门限检测的门限的数字值可以根据符号长度自动调节，这可用类似于上述的对四门限门限检测器232的步骤实现。
在图12中，符号判定电路240的位串输出信号在加到解隔行器77之前通过数据滤波器250，数据滤波器250把该信号恢复到由发射机1的行前梳部分响应滤波器处理之前的状态。更具体地说，符号判定电路240的位串输出信号通过数据滤波器250的输入端251加到异门252的第一输入端和1H数字延迟行253的输入端。双输入多路转换器254，其第一输入接收有线逻辑零，其第二输入和1H数字延迟行253的输出相连，供给接收被滞后一个水平扫描行时间的符号判定电路240的位串输出信号。译码器220的输出信号加给多路转换器254作为其控制信号，当并且仅当译码器220检测到数据帧的初始行时，使多路转换器254向异门252的第二输入端施加逻辑零，否则便使多路转换器254向异门252的第二输入端提供滞后一个水平扫描行的时间的符号判定电路240的位串输出信号。异门252的响应通过数据滤波器250的输出端255供给解隔行器77的输入端。
在图13中，符号判定电路240的位串输出信号在加到解隔行器之前通过数据滤波器260，数据滤波器260把该信号恢复到由发射机1的行前梳部分响应滤波器的一部分处理之前的状态。更具体地说，符号判定电路240的位串输出信号通过数据滤波器260的输入端261加到异门26的第一输入端。二输入多路转换器263，其第一输入接收有线的逻辑零，其第二输入和输入端261相连，并且其输出连接到1H数字延迟行264的输入端。被滞后一个水平扫描行时间的多路转换器263的输出信号，从1H数字延迟行264的输出加到异门262的第二输入。译码器222的输出信号加到多路转换器263作为其控制信号，当并且仅当译码器222检测到数据帧的最后行时，使多路转换器263向1H数字延迟行264的输入提供逻辑零，否则便使多路转换器263向1H数字延迟行264提供符号判定电路240的位串输出信号，该信号已通过输入端261送到多路转换器263的第二输入端。并门262的响应通过数据滤波器260的输出端265送给解隔行器77的输入端。
如上所述的符号判定电路230和240作出“硬”判定，把二进制输入信号送入译码器79，以便执行效据通信工程师称作为“硬判定”预先错误校正。译码器79和符号判定电路230或240可用提供多电平的输入信号到合适的译码器的电路代替，从而执行数据通信工程师称作的“软判定”预先错误校正。解隔行器被重新放在译码器的前面，以便执行“软判定”预先错误校正；并且解隔行器的存储器不再是每次采样一位，而是每次采样多位，以便存储数据分离滤波器200响应的多位采样。
图14表示用来清除模-64数据帧计数器70的帧同步器71怎样被设置在数字信号接收器40中，帧同步器71包括元件711-718。除去在开始帧期间，由数字信号接收器恢复的当前数据帧和先前数据帧在其每一数据帧内的相应于行和符号每行地址的位置的各个位之间将呈现基本上为相关和非相关的随机形式。这些形式由当前数据帧的异或运算及其前级建立，就来自符号判定电路230或240的二进制数据而论，它相应于这些帧的模2和和模2差。在开始帧期间，数字信号接收器40错误地把开始帧形式和先前数据帧相结合，从而产生模2和。为了检测没有以2为模把先前数据帧加到其上的开始帧，先前数据帧从以2为模的和中被减去。这种以2为模的减法通过提供来自符号判定电路230或240的二进制输出信号并把该信号在1F数字延迟行711中滞后1帧，然后加到二输入端异门712和第1、第2输入端进行。在开始帧期间XOR712的响应将是开始帧期间开始帧位形式。
二输入异门713响应来自计数器52中的符号每数据行计数的最低有效位以及来自计数器72的数据计数器的最低有效位，从而产生施加于二输入XOR门714的第一输入的开始帧比特模型，异门714在其第二输入端接收XOR712的响应，并且当有并且仅有XOR门712的响应的位不相应于开始帧比特模型时，在其输出端输出逻辑1。XOR门714的响应被加到非门715的输入端，当并且仅当XOR门712响应的位正好相应于开始帧位型的位时，它在其输入端输出逻辑1。在非门715的响应中的逻辑1被计数器716计数。计数器716能够对数据帧中的所有的或基本上所有的位进行计数，并在每一数据帧开始时由与门69的脉冲清除为算术零。计数器76作为数字积分器工作，产生XOR门712的响应在每一数据帧中具有的和开始帧位型的相关度的指示。计数器716的计数作为输入信号加给数字门限检测器717，当并且仅当计数超过比每帧位数小一些的数，例如接近其3/4的数时，它输出逻辑1信号。门限检测器717的输出信号，它不等于逻辑零，被供给数据帧计数器70，用来清除5个最有效的数据帧计数器的位为00000。检测器718响应计算机41的指示，在跟随8帧GCR信号周期的数据帧中清除数据帧计数的三个最少有效位为零。
计算机41是用来计算视频检测器46和47中包括的重影抑制滤波器的滤波系数的计算机。更具体地说，如图14所示，同相视频检测器46包括在重影抑制滤波器462前面的同步检测器461，并且差90°相位关系的视频检测器47包括重影抑制滤波器472前面的同步检测器471。GCR信号累积电路39，在每一视频帧和第19和第271行期间对由同相视频检测器46提供的GCR信号进行累积，由译码器进行控制，该译码器(在图14中未示出)对10或262的数据行计数进行译码，从而能由电路39进行GCR信号的累积。每第8帧累计的GCR信号，响应8帧GCR信号周期的最后帧已到达的指示被输入计算机41中。
在刚刚说明过的电路的变型中，计算机41累加两个8帧周期的GCR信号，并发出16帧的最后一帧已到达的指示，从而清除GCR信号累加器39，并使检测器718把数据帧计数的4个最少有效位清除为零。在这种变型中，门限检测器717输出的1仅把数据帧计数的三个最多有效位的每个清除为零。
在实际中，可以不用分离1F数字延迟行711，符号判定电路230或240的二进制输出信号被滞后一帧，这不用从当前正对错误校正码译码器78进行读的解隔行器77中的读写存储器中借助于读获得，而是把读的周期数加倍用于这些帧存储。在本发明的变型中，发射机发射在开始帧的数据中的开始帧的发送信号，在开始帧以前的帧的数据中的开始帧的发送信号，或伴随的复合视频信号的垂直消隐期间发送开始帧的发送信号；并且数字信号接收器响应这信号的发出合适地清除数据帧计数器70。
至此所述的数据传输方案提供了一种单独的、合理的宽频带的数据传输通道。使用各种时分多路方案通过这一单独的数据传输通道可以提供多种不同的服务。例如，数据可以成组地传输，每一相继的组具有标题信息，用来指示所提供的数据服务的性质以及数据服务的创办者。电视播送者和电极传送者可以是各种数据服务的创办者。在双向数据传输系统中，前面识别创办者的组信息可用来选择合适的数据返回信道，例如在电极传送系统中的电话线或专用信道。时隙分配技术可被使用，用来代替或增加于数据组传输技术中。
图14表示以64为模的计数器70的数据帧计数以及计数器84的数据列计数，它被时隙译码器260控制的用户译码，从而在数字信号中选择时隙，在该时隙期间，译码器260对三态电路的电池261输出1，以便使其通过数据。在其它时间，当译码器260对三态电路的电池261输出零时，每个三态电路则处在其高源阻抗状态，从而不使数据通过。在三态电路输出的各个上升或下降沿，建立其逻辑状态。三态电路的时隙译码器260和电池261可以仅用于清除从开始帧和先前数据帧的异或而输出的数据。时隙译码器260也可以和速率缓冲器的存储器的写结合使用，用于选择的输出数据。因为没有在数字信号接收器40中进行的梳滤波或部分响应滤波而涉及延迟的输出信号的反馈，就不需要周期地清除发射机端进行的部分响应滤波或清除在数字信号接收器40中进行的滤波。这就不需要传输数据的开始帧。在数字信号接收器40中进行的被差分延迟一帧的信号的组合消除了发射机端进行的帧前梳部分响应滤波的影响。在数字信号接收器40中进行的被差分延迟一帧的信号的每个组合消除了在发送器端进行的行前梳部分响应的一部分的影响。
上面说明了本发明人认为最佳的本发明的实施例，但是通信系统、发送机和接收机设计领域的人员根据上述内容可以设计若干种改变的实施例，应该注意，这些都落在本说明书所附的权利要求的范围之内。

Claims (33)

1.一种用来和复合视频信号一起传输数字信息的系统，所述系统包括：
音频信号源；
描述顺序的视频帧的顺序水平扫描行的复合视频信号源，所述顺序视频帧具有规定的视频帧速率，所述顺序水平扫描行具有规定的水平扫描行速率，并且每个视频帧包括复合视频信号的规定数量的水平扫描行，所述复合视频信号具有插入其中的水平和垂直同步脉冲；
对所述数字信息进行编码的二进制移相键控信号源，包括
顺序数据帧源，每个数据帧和视频帧的持续时间相同，并且由以数据行提供的串位数字信号行构成，每个数据行的持续时间和水平扫描行相同，包括
对所述串位数字信息进行部分响应滤波的装置，从而产生数字调制信号，并且包括
数模转换器，具有加以所述数字调制信号的输入连接，并且有输出所述二进制移相键控信号的输出连接；
频率调制发送器，用来按照所述音频信号调制音频载波的频率，从而产生各个输出信号；
第一残余边带调幅发送器，用来按照所述复合视频信号调制视频载波的幅值，从而产生各个输出信号；
第二残余边带调幅发送器，用来按照所述二进制移相键控信号调制抑制载波的幅值，从而产生各自的输出信号；
频率多路复用器，用来组合所述第一、第二残余边带调幅发送器的输出信号和所述频率调制发送器的输出信号；以及
对所述串位数字信息进行部分响应滤波的所述装置的改进，包括：
帧前梳部分响应滤波器，具有输入端和输出端，用来提供帧前梳部分响应滤波器的输出；
用来把所述串位数字信息加到所述帧前梳部分响应滤波器的输入端的装置；以及
用来使用所述帧前梳部分响应滤波器的输出从而提供所述数字调制信号的装置。
2.如权利要求1所述的系统，其中的所述抑制载波的频率和所述视频载波的相同，并且所述频率多路复用器是这种类型的，它能这样组合所述第一、第二残余边带调幅发送器的各自的输出信号，使得所述抑制载波和所述视频载波在相位上差90°。
3.如权利要求1所述的系统，其中：
行前梳部分响应滤波器被包括在(a)向所述帧前梳部分响应滤波器的输入端提供所述串位数字信息的所述装置以及(b)使用所述帧前梳部分响应滤波器的输出从而产生所述数字调制信号的所述装置之一中。
4.如权利要求3所述的系统，其中所述使用所述帧前梳部分响应滤波器的输出从而产生所述数字调制信号的所述装置包括所述帧前梳部分响应滤波器的和所述数模转换器的输入端相连的输出端，并且其中所述向帧前梳部分响应滤波器的输入端提供所述串位数字信息的装置包括所述行前梳部分响应滤波器。
5.如权利要求3所述的系统，其中所述帧前梳部分响应滤波器包括：
两个输入的第一异门，具有来自所述帧前梳部分响应滤波器的输入端的第一输入端，具有第二输入端，并且具有提供第一异门输出的输出端；
用来产生其输出端的开始帧形式的装置；
两个输入的第一多路转换器，具有接收所述开始帧形式的第一输入端，具有来自所述第一异门输出端的第二输入端，具有和所述帧前梳部分响应滤波器的输出端相连的输出端，并且在其与第一、第二输入端的各个输入信号之一相连的输出端选择性地输出；
用来对所述第一多路转换器提供第一多路转换控制信号，从而使得所述第一多路转换器在其输出端只在所选择的被其它所述数据帧彼此分离的所述数据帧期间响应所述开始帧形式；以及
第一数字延迟行，具有来自所述帧前梳部分响应滤波器的输出端的输入端，并具有和所述第一异门的第二输入端相连的输出端，所述第一数字延迟行把供给第一异门第二输入端的所述帧梳部分响应滤波器的输出延迟一个等于一个数据帧时间的时间间隔。
6.如权利要求3所述的系统，其中所述帧前梳部分响应滤波器包括：
两个输入的第一异门，具有来自所述帧前梳部分响应滤波器的输入端的第一输入端，具有第二输入端，并具有与所述帧前梳部分响应滤波器的输出端相连的输出端，在此输出端提供第一异门的输出；
用来在其输出端产生开始帧形式的装置；
两个输入的第一多路转换器，具有接收所述开始帧形式的第一输入端；具有来自所述第一异门的输出端的第二输入端，具有输出端，并且在其与其第一、第二输入端的各个输入信号之一相连的输出端进行选择地输出；
用来对所述第一多路转换器提供第一多路转换器控制信号的装置，使第一多路转换器的输出端只在所述选择的彼此被其它数据帧分离的所述数据帧期间响应所述开始帧形式；以及
第一数字延迟行，具有来自所述第一多路转换器的输出端的输入端，并具有和所述第一异门的第二输入端相连的输出端，所述第一数字延迟行把提供给第一异门的第二输入端的帧前梳部分响应滤波器的输出延迟一个等于一个数据帧的时间间隔。
7.如权利要求3的系统，其中所述帧前梳部分响应滤波器包括：
两个输入的第一异门，具有来自所述帧前梳部分响应滤波器的输入端的第一输入端，具有第二输入端，并且具有和所述帧前梳部分响应滤波器的输出端相连的输出端，在此输出端提供第一异门响应；
第一数字延迟行，具有接收第一异门响应的输入端，并具有提供被延迟一个数据帧时间间隔的所述第一异门响应的输出端；
用来在其输出端产生开始帧形式的装置；
两个输入的第一多路转换器，具有接收所述开始帧形式的第一输入端，具有来自所述第一数字延迟行的输出端的第二输入端，具有和第一异门的第二输入端相连的输出端，并且在其与其第一、第二输入端的各个输入信号之一相连的输出端进行选择地输出；以及
用来向所述第一多路转换器提供第一多路转换器控制信号的装置，使所述第一多路转换器只在所选择的彼此被其它数据帧分离的所述数据帧期间其输出端才响应所述开始帧形式。
8.如权利要求5、6、7任一权利要求所述的系统，其中所述行前梳部分响应滤波器包括：
用于所述行前梳部分响应滤波器的输入端；
用于所述行前梳部分响应滤波器的输出端；
两个输入的第二异门，具有来自所述行前梳部分响应滤波器的输入端的第一输入端，具有第二输入端，并且具有和所述行前梳部分响应滤波器的输出端相连的输出端，用来提供第二异门输出；
两个输入的第二多路转换器，具有用来接收线位的第一输入端，具有来自所述第二异门的输出端的第二输入端，并且具有用来提供选择地响应于其第一、第二输入端的各个输入信号之一的输出端；
用来对所述第二多路转换器提供第二多路转换器控制信号的装置，使得只在每一数据帧的开始数据行期间对所述线位(Wiredbit)进行选择响应；以及
第二数字延迟行，具有来自所述第二多路复用器的输出端的输入端，并具有和所述第二异门的第二输入端相连的输出端，用来在被延迟一个数据行的时间间隔之后提供选择的响应。
9.如权利要求5、6、7任一个的系统，其中所述行前梳部分响应滤波器包括：
用于所述行前梳部分响应滤波器的输入端；
用于所述行前梳部分响应滤波器的输出端；
两个输入的第二异门，具有来自所述行前梳部分滤波器的输入端第一输入端，具有第二输入端，并且具有连接于所述行前梳部分响应滤波器的输出端，用来提供第二异门响应；
第二数字延迟行，具有接收所述第二异门响应的输入端，并具有输出端，用来被延迟一个数据行的时间间隔之后提供所述第二异门响应；
两个输入的第二多路转换器，具有用来接收线位的第一输入端，具有来自所述第二数字延迟行的输出端的第二输入端，并且具有和所述第二异门的第二输入端相连的输出端，在其所述输出端选择地响应于其第一、第二输入端的各个输入信号之一；以及
对第二多路转换器提供第二多路转换器控制信号的装置，使得仅在每一数据帧的最后的一个数据行期间选择地响应于所述线位。
10.如权利要求5、6、7之一的系统，其中所述行前梳部分响应滤波器包括：
用于所述行前梳部分响应滤波器的输入端；
用于所述行前梳部分响应滤波器的输出端；
两个输入的第二异门，具有来自所述行前梳部分响应滤波器的输入端的第一输入端，具有第二输入端，并且具有提供第二异门输出的输出端；
两个输入的第二多路转换器，具有接收线位的第一输入端，具有来自所述第二异门输出端的第二输入端，并且具有提供选择的响应于其第一、第二输入端的各输入信号之一的输出端；
对所述第二多路转换器提供第二多路转换器控制信号的装置，使得其仅在每一数据帧的起始数据行期间选择地响应于所述线位；
第二数字延迟行，具有来自所述第二多路复用器的输出端的输入端，并具有和所述第二异门的第二输入端相连的输出端，用来提供被延迟一个数据行的时间间隔的选择的响应。
两个输入的第三异门，具有第一输入端，它来自所述第二异门的输出端，具有第二输入端，并具有和所述行前梳部分响应滤波器的输出端相连的输出端，用来提供第三异门响应；
两个输入的第三多路转换器，具有接收线位的第一输出端，具有来自所述第三异门的输出的第二输入端，并具有用来提供选择的响应于其第一、第二输入端的各输入信号之一的输出端；
对所述第三多路转换器提供第三多路转换器控制信号的装置，使其仅在每数据帧的起始行期间选择地响应于所述线位；以及
第三数字延迟行，具有来自第三多路复用器的输出端的输入端，并具有和所述第三异门的第二输入端相连的输出端，用来经延迟等于一个数据行的时间间隔之后，提供选择的响应。
11.如权利要求5、6、7的系统，其中所述行前梳部分响应滤波器包括：
用于所述行前梳部分响应滤波器的输入端；
用于所述行前梳部分响应滤波器的输出端；
两个输入的第二异门，具有来自所述行前梳部分响应滤波器的输入端的输入端，具有第二输入端，并具有提供第二异门响应的输出端；
第二数字延迟行，具有接收所述第二异门响应的输入端，具有用来提供经延迟一个数据行的时间间隔之后的所述第二异门响应；
两个输入的第二多路转换器，具有第一输入端，用来接收线位，具有来自所述第二数字延迟行的输出端的第二输入端，并具有和所述第二异门的第二输入端相连的输出端，并且在其所述输出端选择地响应于其第一、第二输入端的各个输入信号之一；
用来对第二多路转换器提供第二多路转换器控制信号的装置，使其仅在每个数据帧的最后一个数据行期间选择地响应于所述线位；
两个输入的第三异门，具有来自所述第三异门的输入端的第一输入端，具有第二端，并具有和所述行前梳部分响应滤波器的输出端相连的输出端，用来提供所述第三异门响应；
第三数字延迟行，具有接收所述第三异门响应的输入端，并具有经延迟一个数据行的时间间隔之后提供所述第三异门响应的输出端；
两个输入的第三多路转换器，具有用来接收线位的第一输入端，具有来自所述第三数字延迟行的输出端的第二输入端，并具有和所述第三异门的第二输入端相连的输出端，并在所述输出端选择地响应于其第一、第二输入端的各个输入信号之一；以及
对所述第三多路转换器提供第三多路转换器控制信号的装置，使其仅在每一数据帧的最后一个数据行期间选择地响应于所述线位。
12.一种数字信号接收机，用于以和视频载波联合传输的方式串行地传输抑制载波的二进制移相键控调制边带的数字符号，所述视频载波的幅值按照具有亮度信号分量和色度信号分量的复合视频信号进行调制，所述数字信号接收机包括：
检测装置，响应于所述联合传输提供包括需要的检测器响应和不需要的检测器响应的检测器响应，检测所述抑制载波的二进制移相键控，借以产生所述需要的检测器响应，它被伴随着所述不需要的检测器响应，包括从调幅的视频载波检测到的复合视频信号的残余部分；
模数转换器，用来使所述检测器响应数字化；以及
数据分离滤波器，具有接收所述数字化的检测器响应的输入端，以及用来提供对所述数字符号多级响应的输出端，所述多级响应主要取决于所述需要的检测器响应，而不取决于所述不需要的检测器响应，所述数据分离滤波器是一种包括帧梳滤波器的改进型的滤波器。
13.如权利要求12的数字信号接收机，其中所述帧梳滤波器是用来抑制所述亮度信号的高通数字帧梳滤波器。
14.如权利要求13的数字信号接收机，其中所述改进型的数据分离滤波器还包括：
数字高通行梳滤波器，具有和所述数字高通帧梳滤波器的输出端相连的输入端，并具有输出端；
有限脉冲响应数字低通滤波器，用来抑制所述色度信号，具有和所述数字高通行梳滤波器的输出端相连的输入端，并具有输出端，用来提供对来自所述数据分离滤波器的输出端的所述数字符号的多级响应。
15.如权利要求14的数字信号接收机，其中所述数字高通行梳滤波器除具有输入端和输出端之外还包括：
第一、第二1行数字延迟行，所述第一1行数字延迟行具有和所述数字高通行梳滤波器的所述输入端相连的输入端，用来为所述数字高通行梳滤波器接收输入信号，并且具有输出端，用来提供经延迟视频信号的一个扫描行的时间间隔之后的对所述数字高通行梳滤波器的输入信号的响应，所述第二1行数字延迟行具有和所述第一1行数字延迟行的输出端相连的输入端，并具有输出端，用来提供经延迟视频信号的两个扫描行的时间间隔后的对所述数字高通行梳滤波器输入信号的响应；
数字加法器，接收所述数字当通行梳滤波器的输入端的输入信号作为第一求和输入信号，接收所述经延迟视频信号的两个扫描行之后的来自所述第二1行数字延迟行的输入信号作为第二求和输入信号，并提供求和响应，该求和响应是对所述数字加法器的第一、第二求和输入信号的响应；以及
数字减法器，接收所述数字加法器的求和响应，并接收两次来自所述第一1行数字延迟行的输出端的经延迟视频信号一个行的时间间隔之后的所述数字高通行梳滤波器的输入信号，分别作为被减数和减数，并对所述输出端提供差分响应，该差分响应是对所述数字减法器的被减数和减数输入信号的响应，并通过其输出端提供所述数字高通行梳滤波器的响应。
16.如权利要求15的数字信号接收机，其中所述数据分离滤波器的输出端如此连接，以便提供主要根据所述需要的对9级型的符号判定电路的检测器响应的所述的响应。
17.如权利要求16所述的数字接收机，其中所述的符号判定电路包括：
绝对值电路，具有一个输出端，用来接收来自所述数据分离滤波器的输出端的主要取决于所述需要的检测器响应的所述的响应，并具有用来提供整流响应的输出端；以及
四门限检测器，具有用来接收来自绝对值电路输出端的所述整流响应的输入端，并具有输出端，用来提供数字信号的位，每位当所述整流响应超过第一门限值而不超过高于第一门限值两倍的第二门限值时处于第一状态，当所述整流响应超过三倍于第一门限值的第三门限值而不超过四倍于第一门限值的第四门限值时，每位处于所述的第一状态，当所述整流响应不超过第一门限值时，每位处于第二状态，当所述整流响应超过所述第二门限值而不超过所述第三门限值时，每位处于所述的第二状态，当所述整流响应超过所述第四门限值时，每位处于所述第二状态，所述第一、第二状态代表逻辑，其它的代表逻辑零。
18.如权利要求17的数字信号接收机，其中所述符号判定电路的后面有一解隔行器，再后面是用于传输误差校正码的解码器。
19.如权利要求14的数字信号接收机，其中所述数字高通行梳滤波器包括，除其所述输入端和输出端外还有：
第一1行数字延迟行，具有来自所述数字高通行梳滤波器的输入端的输入端，用来接收数字高通行梳滤波器的输入信号，并具有输出端，用来提供对经过延迟视频信号一个扫描行时间间隔之后的数字高通行梳滤波器输入信号的响应；以及
数字减法器，用来接收所述数字高通行梳滤波器输入端的输入信号并接收来自所述第一1行数字延迟行的输出端的经过延迟视频信号一个扫描行时间间隔之后的数字高通行梳滤波器的输入信号，分别作为被减数和减数输入信号，并且在输出端提供差分响应，该差分响应响应于数字减法器的被减数和减数输入信号，并通过其输出端提供所述数字高通行梳滤波器的响应。
20.如权利要求19的数字信号接收机，其中所述数字分离滤波器的输出端如此连接，使其提供所述的主要取决于所述5级型符号判定电路的所述需要的检测器响应的所述响应。
21.如权利要求20的数字信号接收机，其中所述符号判定电路包括：
绝对值电路，具有输入端，用来接收所述来自数据分离滤波器的输出端的主要取决于所述需要的检测器响应的所述响应，并具有用来提供整流响应的输出端；以及
三门限检测器，具有接收来自所述绝对值电路输出端的所述整流响应的输入端，并具有用来提供数字信号位的输出端，当所述整流响应超过第一门限值而不超过等于第一门限值两倍的第二门限值时，每位处于第一状态，当所述整流响应超过三倍于第一门限值的第三门限值时，每位处于所述第一状态，当所述整流响应不超过所述第一门限值时，每位处于第二状态，当所述整流响应超过所述第二门限值而不超过所述第三门限值时，每位处于所述的第二状态，所述的第一、第二状态分别代表逻辑1和逻辑零。
22.如权利要求21的数字信号接收机，其中所述符号判定电路的后面是解隔行器，再后面是用于传输误差校正码的解码器。
23.如权利要求20的数字信号接收机，其中所述的符号判定电路后面是数据滤波器，它包括：
接收来自所述符号判定电路的串位数据的所述数据滤波器的输入端；
所述数据滤波器的输出端；
第二1行延迟行，具有来自所述数据滤波器输入端的输入端，并具有输出端，用来提供经过延迟视频信号一个扫描行时间间隔之后的对于来自所述符号判定电路的串位数据的延迟响应，所述串位数据是在经过延迟视频信号一个扫描行时间间隔之后在所述数据滤波器的输入端收到的；以及
两个输入的异门，具有来自所述数据滤波器的第一输入端，具有来自所述第二1行数字延迟行的输出端的第二输入端。
24.如权利要求23的数字信号接收机，其中所述符号判定电路后面是解隔行器，再后面是用于传输误差校正码的解码器。
25.一种用来接收射频波的数字信号接收机，所述射频波在所选取的每个等于规定时间间隔内根据数字信号的开始模型进行调制，在其余时间内，所述射频波按照部分响应滤波器的响应被调制，所述部分响应滤波器将用于传输而提供的N级第一数字信号加到模N上，所述第一数字信号被延迟一个规定的时间，从而产生N级第二数字信号作为部分响应滤波器的响应，N是大于1的正整数，所述数字信号接收机包括：
用于检测被调制射频波的检测器，用来提供检测信号，该信号包括基本上相应于所述第二数字信号的N级第三数字信号，所述检测信号至少有时还包括干扰信号；
梳状滤波器，用来把所述检测信号和所述被延迟一规定时间的检测信号相减地进行组合，借以产生梳状滤波器响应，该响应包括大于N级的响应于所述第三数字信号而形成的第四数字信号，其中梳状滤波器对所述干扰信号的响应至少被部分地抑制；
符号判定电路，它接收所述梳状滤波器的响应，并且响应于所述第四数字信号，从而产生N级第五数字信号，它除去在所选取的时间间隔内当所述射频按照所述数字信号开始模型被调制时，基本上相应于所述第一数字信号；以及
用来检测所述射频按照所述数字信号的开始模型被调制的所述选取时间间隔的装置，所述装置包括：
数字延迟行，用来在所述规定时间内延迟所述第五数字信号，从而产生N级第六数字信号；
模N加法器，用来对第五、第六信号求和，从而产生N级第七数字信号，其中所述数字信号的开始形式，在所述选取的射频信号按照数字信号的开始模型被调制的时间间隔内被重复；以及
用来使所述第七数字信号和所述数字信号的开始模型相关并作为称作数字接收机Priori的装置，用来当在每个所述选取的时间间隔内发现基本关系时，产生所述射频正按照所述数字信号的开始形式进行调制的指示。
26.如权利要求25的数字信号接收机，其中所述干扰信号包括含有亮度信号和色度信号的复合视频信号的连续帧，其中所述规定的时间是所述视频信号一帧的时间，其中所述梳状滤波器包括高通帧梳滤波器，用来抑制在帧之间不改变的亮度信号部分，并且其中所述数字延迟行延迟所述第五数字信号一个所述复合视频信号一帧的时间，从而产生所述第六数字信号。
27.如权利要求25或26的接收机，其中N等于2，所述模N加法器是一个异门。
28.一种用来接收射频波的数字信号接收机，所述射频波在所选取的等于规定时间的期间内由数字信号的开始形式进行调制，在其余时间内所述射波波由部分响应滤波器的响应进行调制，所述部分响应滤波器差分地模N组合用于传输的N级第一数字信号和延迟一个所述规定时间的第一数字信号，借以产生N级第二数字信号作为所述部分响应滤波器的响应，N是大于1的正整数，所述数字接收机包括：
检测调制过的射频波的检测器，用来提供包括基本上相应于所述第二数字信号的N级第三数字信号的检测信号，所述检测信号至少有时还包括干扰信号；
低通梳状滤波器，用来相加地组合所述检测信号和延迟一个所述规定时间的所述检测信号，从而产生梳状滤波器响应，它包括响应所述第三数字信号所形成的大于N级的第四数字信号，其中梳状滤波器对所述干扰信号的响应至少被部分地抑制；
符号判定电路，接收所述梳状滤波器响应，并且响应于所述第四数字信号，从而产生除去在所选时间间隔内当所述音频由所述数字信号的开始形式调制时，基本上相应于所述第一数字信号的N级第五数字信号；以及
用来检测所述所选时间间隔的装置，在此间隔内所述射频由所述数字信号的开始形式调制，所述装置包括：
数字延迟行，用来延迟所述第五数字信号一个预定的时间，借以产生N级第六数字信号；
模N减法器，用来差分地组合所述第五、第六数字信号，借以产生N级第七数字信号，其中在所选取的所述射频由数字信号的开始形式进行调制的时间间隔内，数字信号的开始形式基本上被重复；以及
使所述第七数字信号和所述数字信号的开始形式相关，并作为数字接收机的所谓Priori的装置，用来在每个所选时间间隔内当发现基本相关时，产生所述射频正由所述数字信号的开始形式进行调制的指示。
29.如权利要求28的数字信号接收机，其中所述的干扰信号包括含有亮度信号和色度信号的合成视频信号的连续的帧，其中所述规定时间间隔是所述复合视频信号的一帧的时间，其中所述梳状滤波器包括低通帧梳滤波器，用来抑制所述色度信号部分，其中所述数字延迟行把第五数字信号延迟合成视频信号一帧的时间，从而产生第六数字信号。
30.如权利要求28或29的数字信号接收机，其中N等于2，所述模N减法器是一个异门。
31.一种用于接收射频波的数字信号接收机，所述射频波在所选取的每个等于规定时间的时间间隔内由二进行制数字信号的开始形式进行调制，在其它时间所述射频波由部分响应滤波器的响应进行调制，部分响应滤波器对二进制的用于传输的第一数字信号和延迟一规定时间的第一数字信号进行“异或”运算，从而产生二进制的第二数字信号作为部分响应滤波器的响应，所述数字信号接收机包括：
检测器，检测调制的射频波，用来提供包括基本上相应于所述第二数字信号的二进制的第三数字信号的检测信号，所述检测信号至少有时还包括干扰信号；
数字分离滤波器，用于产生对所述检测信号的分离的数据响应，其中所述干扰信号的分离的数据响应至少部分被抑制，所述分离的数据响应包括响应于所述第三数字信号而形成的大于N级的第四数字信号；
符号判定电路，接收所述分离的数据响应，并且响应于所述的第四数字信号，从而产生除在所选取的射频由数字信号的开始形式进行调制的期间内基本上相应于第一数字信号的二进制的第五数字信号；以及
用于检测所述所选的射频由二进制的开始形式调制的时间间隔的装置，所述装置包括：
数字延迟行，用来把第五数字信号延迟一个所述的规定时间，从而产生二进制的第六数字信号；
两个输入的异门，响应所述第五、第六数字信号，从而产生二进制的第七数字信号，其中在所述所选的供射频由所述二进制数字信号的开始形式进行调制的时间间隔期间，二进制的数字信号的开始形式被重复；以及
用来使第七数字信号和二进制数字信号的开始形式相关从而作为数字接收机的所谓Priori的装置，当在每个所选的时间间隔内，发现基本相关时，用来产生所述射频正由所述数字信号的开始形式进行调制的指示。
32.如权利要求31的数字信号接收机，其中所述干扰信号包括含有亮度信号和色度信号的合成视频信号的连续帧，其中所述规定时间间隔为复合视频信号一帧的时间，其中所述延迟行把所述第五数字信号延迟复合视频信号一帧的时间，从而产生所述第六数字信号。
33.如权利要求32的数字信号接收机，其中所述数据分离滤波器具有第一、第二并行的信号通路，并且包括：
对第一、第二信号通路提供所述检测信号的装置；
在所述第一信号通路中的高通帧梳滤波器；
在所述第一信号通路中的有限脉冲响应低通滤波器，其响应基本上以交界频率以上的频率移动，用来至少部分地抑制其能量在高于所述交界频率时一般为最大的色度信号；
在所述第二信号通路中的低通帧梳滤波器；
在所述第二信号通路中的有限脉冲响应高通滤波器，其响应基本上以低于交界频率的频率移动；以及
用来组合来自第一、第二信号通路的信号，从而产生所述分离的数据响应的装置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101147397B (zh) * 2004-09-17 2011-06-15 塔特公司 用于产生ntsc电视广播信号的系统和方法
CN107340427A (zh) * 2016-05-02 2017-11-10 是德科技股份有限公司 用二进制相移键控测试信号测量出测量仪的幅值相位响应
CN110113135A (zh) * 2019-02-28 2019-08-09 北京龙鼎源科技股份有限公司 数据传输方法、装置及系统

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5946048A (en) * 1997-03-12 1999-08-31 Hybrid Networks, Inc. Network device for handling digital data over a TV channel
US5852476A (en) * 1997-03-21 1998-12-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Using special NTSC receiver to detect when co-channel interfering NTSC signal accompanies a digital tv signal
US6211919B1 (en) 1997-03-28 2001-04-03 Tektronix, Inc. Transparent embedment of data in a video signal
KR100212854B1 (ko) * 1997-03-31 1999-08-02 전주범 트렐리스 디코더에서의 디인터리빙 및 출력 처리 장치
US6549242B1 (en) * 1997-04-04 2003-04-15 Harris Corporation Combining adjacent TV channels for transmission by a common antenna
US6046775A (en) * 1997-09-25 2000-04-04 Sarnoff Corporation Recovering data from a vestigial sideband of a standard television signal
US6731711B1 (en) * 1997-11-19 2004-05-04 Lg Electronics Inc. Signal recovery system
US5909253A (en) * 1997-12-09 1999-06-01 Sarnoff Corporation Reducing video crosstalk in a data carrier located within a vestigial sideband of a standard television signal
US6208959B1 (en) 1997-12-15 2001-03-27 Telefonaktibolaget Lm Ericsson (Publ) Mapping of digital data symbols onto one or more formant frequencies for transmission over a coded voice channel
US20030112370A1 (en) * 2001-12-18 2003-06-19 Chris Long Adaptive expanded information capacity for communications systems
US6433835B1 (en) 1998-04-17 2002-08-13 Encamera Sciences Corporation Expanded information capacity for existing communication transmission systems
AU702333B1 (en) * 1998-07-14 1999-02-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital TV receiver circuitry for detecting and suppressing NTSC co-channel interference
US6885713B2 (en) * 1999-12-30 2005-04-26 Comlink 3000 Llc Electromagnetic matched filter based multiple access communications systems
US6999535B1 (en) * 2000-05-30 2006-02-14 Nokia Mobile Phones Limited Apparatus, and associated method, for recovering a desired component of a receive signal received at a radio device
US20020070443A1 (en) * 2000-12-08 2002-06-13 Xiao-Chun Mu Microelectronic package having an integrated heat sink and build-up layers
US7171444B2 (en) * 2001-11-14 2007-01-30 Sharp Laboratories Of America, Inc. Remote desktop protocol compression system
US7180942B2 (en) 2001-12-18 2007-02-20 Dotcast, Inc. Joint adaptive optimization of soft decision device and feedback equalizer
US7580482B2 (en) 2003-02-19 2009-08-25 Endres Thomas J Joint, adaptive control of equalization, synchronization, and gain in a digital communications receiver
TWI248274B (en) * 2004-10-27 2006-01-21 Ic Plus Corp Look-ahead equalizer and method of determining output of look-ahead equalizer
CN101729089B (zh) * 2008-10-23 2013-07-10 弥亚微电子（上海）有限公司 通信系统的发射机、接收机及其同步方法
RU2409897C1 (ru) 2009-05-18 2011-01-20 Самсунг Электроникс Ко., Лтд Кодер, передающее устройство, система передачи и способ кодирования информационных объектов
US8433578B2 (en) * 2009-11-30 2013-04-30 At&T Intellectual Property I, L.P. System and method for automatically generating a dialog manager
CN101742357B (zh) * 2009-12-29 2012-10-24 北京牡丹电子集团有限责任公司 数字电视设备音视频同步误差的测量方法
US8559494B1 (en) * 2012-06-20 2013-10-15 MagnaCom Ltd. Timing synchronization for reception of highly-spectrally-efficient communications
US11374685B2 (en) * 2020-07-24 2022-06-28 Nxp B.V. Address filtering in a radio frequency front end of a receiver
KR102393568B1 (ko) * 2021-09-13 2022-05-02 서정은 방수기능 및 다수 개의 수납함을 구비한 가방

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5053860A (en) * 1988-10-03 1991-10-01 North American Philips Corp. Method and apparatus for the transmission and reception multicarrier high definition television signal
US5134464A (en) * 1990-11-16 1992-07-28 North American Philips Corporation Method and apparatus for the transmission and reception of a multicarrier digital television signal
JPH02170688A (ja) * 1988-12-23 1990-07-02 Hitachi Ltd 多重伝送方法およびその信号発生装置ならびにその信号再生装置
JPH0310483A (ja) * 1989-06-07 1991-01-18 Toshiba Corp 付加信号多重装置および付加信号分離装置
KR920002273B1 (ko) * 1989-07-08 1992-03-20 삼성전자 주식회사 원격 pll을 이용한 직각 변복조 방식 및 회로
US5063446A (en) * 1989-08-11 1991-11-05 General Electric Company Apparatus for transmitting auxiliary signal in a TV channel
US5029003A (en) * 1989-12-18 1991-07-02 General Electric Company Apparatus for incorporating digital signals with a standard TV signal
US5122879A (en) * 1990-06-01 1992-06-16 Citizen Watch Co., Ltd. Television synchronous receiver with phase shifter for reducing interference from a lower adjacent channel
US5132797A (en) * 1990-10-19 1992-07-21 Zenith Electronics Corporation Co-channel interference filter for digital high definition television receiver
US5121203A (en) * 1990-10-19 1992-06-09 Zenith Electronics Corporation HDTV transmission system with reduced NTSC CO-channel interference
US5287180A (en) * 1991-02-04 1994-02-15 General Electric Company Modulator/demodulater for compatible high definition television system
US5327237A (en) * 1991-06-14 1994-07-05 Wavephore, Inc. Transmitting data with video
US5229847A (en) * 1991-07-12 1993-07-20 General Electric Company Television signal processing system including modulated auxiliary carrier
US5260793A (en) * 1991-07-18 1993-11-09 Zenith Electronics Corporation Receiver post coder selection circuit
US5430487A (en) * 1992-09-30 1995-07-04 Matsushita Electric Corporation Of America Method and apparatus for improving temporal video signal processing using motion vectors transmitted with the video signal
US5376894A (en) * 1992-12-31 1994-12-27 Pacific Communication Sciences, Inc. Phase estimation and synchronization using a PSK demodulator
US5461426A (en) * 1993-08-20 1995-10-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus for processing modified NTSC television signals, with digital signals buried therewithin
US5565930A (en) * 1993-10-26 1996-10-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiver with oversampling analog-to-digital conversion for digital signals accompanied by analog TV signals
US5534933A (en) * 1993-10-26 1996-07-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus for processing NTSC TV signals having digital signals on quadrature-phase video carrier
US5448299A (en) * 1994-01-05 1995-09-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus for processing BPSK signals transmitted with NTSC TV on quadrature-phase video carrier

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101147397B (zh) * 2004-09-17 2011-06-15 塔特公司 用于产生ntsc电视广播信号的系统和方法
CN107340427A (zh) * 2016-05-02 2017-11-10 是德科技股份有限公司 用二进制相移键控测试信号测量出测量仪的幅值相位响应
CN110113135A (zh) * 2019-02-28 2019-08-09 北京龙鼎源科技股份有限公司 数据传输方法、装置及系统

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Publication number Publication date
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KR950024572A (ko) 1995-08-21
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US5563664A (en) 1996-10-08
US5646698A (en) 1997-07-08
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