JPH0220184A - 直交多重伝送方式及びその送信側に用いる信号発生装置と受信側に用いる信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多重伝送システムに係り％特に現行テレビジ
ョン信号に他の情報を多重伝送する多重伝送方式及びそ
の送信側に用いる信号発生装置と受信側に用いる信号再
生装置に関する。

〔従来の技術〕

従来、テレビジョン信号に他の情報を多重する方法は特
開昭４９−８４７２８号公報に記載されているように、
映像搬送波と直交位相関係を持つ搬送波を他の情報で変
調し映像信号で変調された映像搬送波と合成して伝送す
る直交変調方式が知られていた。

また、この直交変調方式の現行テレビジョン受信機に対
する多重すべき信号による妨害を低減する方式として、
テレビジョン受信機のナイキストフィルタの逆特性を送
信側の多重信号に加えることについては、社団法人電子
通信学会発行電子通信学会技術研究報告、　Ｖｏｔ、８
６　Ｆ１ａ　２４６の第６５頁から第７２頁１９８６年
１１月２７日記載の通信方式０８８６−８２［映像搬送
波の直交変調による高精細画像の伝送」において論じら
れている。

〔発明が解決しようとする課題」 上記従来技術は、直交変調方式の現行テレビジョン受信
機の検波方式が包絡線検波の場合の多重信号による妨害
あるいは搬送波再生型の疑似同期検波の場合の多重信号
の低い周波数成分による妨害、特に現行テレビジョン受
信機の色副搬送波へ与える妨害について配慮がされてお
らず、多重すべき信号による現行テレビジョン受信機の
再生画像の色相変化妨害の問題があった。

本発明の目的は、現行テレビジョン放送の映像搬送波に
直交変調方式で多重すべき信号を多重する際に、現行テ
レビジョン受信機への妨害をさらに少なくした多重伝送
方式とその信号を生成するに有効な信号発生装置および
その信号を安定に受信再生するに有効な信号再生装置を
提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記課題解決のため、本発明では、映像信号とは別の、
ディジタル符号化した多重すべき信号を、その低域成分
を抑圧するようスペクトル抑圧処理を行い、さらに抑圧
処理された多重すべき信号を、映像信号の水平走査期間
単位で繰り返し、かつ隣接した水平走査期間の同一タイ
ミングで逆相関係に反転する相関処理を行った多重すべ
き信号で、上記映像搬送波と直交位相の関係にした直交
搬送波を振幅変調し、上記残留側波帯振幅変調波と合成
して伝送する多重伝送方式とし、またその信号発生装置
として、映像信号を伝送する搬送波の発生回路から直交
位相の搬送波を得る移相器と、映像搬送波近傍のスペク
トルを低減させるスペクトル帯域抑圧回路と、上記映像
信号とは別の、ディジタル符号化した多重すべき信号を
、映像信号の水平走査期間単位で繰り返し、かつ隣接し
た水平走査期間の同一タイミングで逆相関係に反転する
相関処理を行う処理回路と、この出力で上記位相器の出
力を振幅変調する変調回路と、映像信号と多重すべき信
号の遅延差を補正する遅延回路と、前記変調回路の出力
と上記残留側波帯振幅変調波とを合成する合成回路とを
設けることと１．た。

また本発明では、搬送波を振幅変調する信号以外の多重
すべき信号で前記搬送波と直交位相関係を有した搬送波
を変調した後、前記振幅変調した搬送波と合成して多重
伝送された多重信号を復調する受信機（信号再生装置）
において、搬送波再生回路と同期検波回路により直交位
相関係で多重伝送された多重伝送信号を検波した後の信
号を：３値復調回路を用いて復調することにより目的を
達成している。また前記振幅変調した搬送波の検波に搬
送波再生型検波（疑似同期検波ともいう）を用いている
ものは搬送波再生回路を構成する搬送波周波数選択回路
の選択帯域を搬送波付近のスペクトルの抑圧された帯域
以内に狭くし、ＰＬＬ同期検波を用いているものは搬送
波再生回路を構成するＰ　Ｌ　Ｌの応答周波数帯域を搬
送波付近のスペクトルの抑圧された帯域以内に狭帯域に
することとした。

さらに、ある期間ごとに複数回くり返して伝送される多
重すべき信号をくり返しに相当する時間遅延させる遅延
回路を複数個設けるとともにそれらの複数の遅延回路の
出力を加算、減算などする演算回路を設けることとした
。

さらに、多重された信号から、連続データを検出する回
路を設け、その検出信号により制御１１されるタイミン
グ再生回路および初段制御回路を設けることとした。

〔作用〕

先ず残留側波帯振幅変調する映像信号搬送波において両
側波帯を有し、一般的な振幅変調されている帯域（Ｄ８
Ｂ）内に限定して、搬送波を映像信号と多重すべき信号
としての音声信号とを直交関係を持たせて変調すること
は、再生した映像信号への音声信号の影響を少なくさせ
る。ここで音声信号の変調度を映像信号より低くするこ
とにより、包路線検波で再生された映像信号へも音声信
号の影響を少なくさせる作用がある。また音声信号は同
期検波して再生されるため、直交して変調された映像信
号を復調せず、映像信号から音声への妨害の影響は低減
される。

さらに、受信機の振幅変調の検波方式が搬送波再生型検
波（擬似同期検波ともいう）の場合、搬送波再生回路を
構成する搬送波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域
内に直交多重信号などの妨害があるため再生搬送波が位
相ジッタを持ち、その結果検波出力の位相変動を引き起
こし画像の色相変化など画像妨害を与える。スペクトル
帯域抑圧回路は直交多重信号の搬送波周波数近傍のスペ
クトル成分を抑圧するので搬送波周波数選択回路の搬送
波周波数選択帯域から妨害信号を減少させ、直交多重信
号によって引き起こされた位相変動にともなう色相変化
を低減させる。

ＰＬＬ同期検波方式の振幅変調検波の場合も同様で、Ｐ
ＬＬの周波数応答特性の帯域内の直交多重による妨害を
減少させることとなり、直交多重信号によって引き起こ
された位相変動にともなう色相変化を低減させる。

また、多重すべき信号を、映像信号の水平走査期間単位
で繰り返し、隣接した水平走査期間において同一の多重
すべき信号を逆相関係で伝送することは、直交成分に信
号を多重することで生じる映像信号搬送波の位相変動に
よって引き起こされる包絡線検波方式のテレビジョン受
信機の画面上の色相変化を低減させる。

また、多重すべき信号を、映像信号の水平走査期間単位
で繰返し、隣接した水平走査期間において同一の多重す
べき信号を逆相関係で伝送することにより、水平走査期
間ごとに他の箇所に比べて特異な伝送信号が生じ、この
箇所ではＴＶ画面上の画像妨害が目立つが、遅延回路で
多重すべき信号を遅延させ、特異データ点と映像信号の
水平同期信号のタイミングを合わせることによって、特
異データによる画像妨害点を水平帰線期間内にして、画
像妨害を′ｒｖ両面上に現われないようにする。

更に同期検波回路と搬送波再生回路により多重された信
号を検波し、その後２つのコンパレータを用いた３値復
調回路またはディジタル復号回路によって多重された信
号を再生することができ、多重伝送する信号の搬送波近
傍のスペクトルが抑圧された帯域内となるように搬送波
再生回路の応答帯域が狭くされているので、多重されて
伝送された信号を安定に再生できる。また、搬送波再生
型検波の場合は搬送波周波数の選択帯域を狭くすること
により、ＰＬＬ同期検波の場合はＰＬＬＱ）応答周波数
帯域を狭くすることによって、掘幅変調された搬送波と
直交位相関係の搬送波で多重伝送された直交多重信号か
らのｍ１ｔｔ！変調した搬送波への妨害が軽減されるの
で、直交変調信号によって引き起こされた位相変動によ
る振幅変調した搬送波の位相変動を低減できる。

遅延回路により遅延した信号を演算回路で相互加算など
演算するので、遅延によって同一信号が加算され２回の
くり返しの場合信号振幅は２倍に増大し、白色雑音はラ
ンダム性があるため例倍しか増大しないため受信再生し
た信号の信号対雑音比が改善できる。また、ある一定期
間ごとに逆相で同一信号を伝送する場合には一定期間の
遅延の後、ぴ算回路では減算を行うので、一定期間の間
隔で生じる妨害を相殺して除去することもできる。

特に、映像信号搬送波に映像信号と直交関係を持たせて
信号を多重伝送する場合には、２水平走査期間など複数
の偶数の水平走査期間において同一′＄ｉ信号を隣接し
た水平走査期間で逆位相で伝送した場合には、１水平走
査期間遅延分だけ時間差のある多重信号が同一で逆相で
あるので、遅延回路では１水平走査期間の倍数時間遅延
させ、演算回路では隣接水平走査期間で伝送された信号
を減算する。その結果、多重信号は２の倍数倍の振幅を
得、映像信号からの漏れあるいはゴーストなどの妨害に
ついては映像信号の水平走査期間ごとの相関性（テレビ
ジョン画面上では縦方向の相関性）により相殺する。

また、スペクトル帯域抑圧された多重すべき信号を水平
走査期間単位で繰り返し、隣接した水平走査期間におい
て同一の多重すべき信号を逆相関係で伝送することによ
り、水平走査期間ごとに他の箇所に比べて特異な伝送信
号が生じるため、これを受信ｔｉｔこおいて検出するこ
とによって多重された信号の復調タイミングの安定化を
図る。

〔実施し・リ　〕

以下、不発明による受信機（信号再生装置）の一実施例
として現状の地上放送テレビジョンにディジタル符号化
した音声信号を多重伝送した場合の例を第１図に示ｆ。

ｌｏｔはアンテナ、１０２は高周波増幅回路、１０３は
周波数変換回路、１０４は受信機用の再生ＩＦフィルタ
、１０５は中間周波増幅回路、】０６は映像信号検波回
路、１０７は映像信号増幅回路、１０８は色差信号復調
回路、１０９は原色信号復調回路、１１０はブラウン管
、１１１は音声中間周波増幅回路、１１２は音声１’Ｍ
検波回路、１１３は音声信号出力端子、１１４は帯域通
過フィルタ、１１５は同期検波回路、１１６は搬送波再
生回路、１１７は遅延回路、１１８は減算器、１１９は
３値識別回路、１２０は符号識別回路、１２１はクロッ
ク再生回路、１２２はスイッチ、１２３は時間軸伸長回
路、１２４はタイミング再生回路、１２５は２値変挽回
路、１２６はディジタル信号処理回路、１２７はディジ
タル・アナログ変換回路（以下ＤＡＣと略す）、１２８
はディジタル符号化して伝送された音声信号の出力端子
、６０００は切替制御回路、６００１は連続データ検出
回路である。

アンテナ１０１より入力したテレビジョン信号を高周波
増幅回路１０２で増幅し、周波数変換回路１０３で復調
用の中間周波に周波数変換し、受信機用の再生ＩＦフィ
ルタ１０４を介し、中間周波増幅回路１０５で増幅する
。選局は周波数変換回に！　１０３の局部発掘周波数を
変えることで行われる。中間周波増幅回路１０５で増幅
された信号から映像信号帯域については映像信号検波回
路１０６で検波し、映像信号増幅回路１０７の出力の輝
度信号と色差信号復調回路１０８の出力の色差信号とか
ら原色信号復調回路１０９でＲ，Ｇ、Ｂの三原色を得、
ブラウン管１１０に映し出す。

一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回路
１１１で増幅し、音声ＦＭ検波回路１１２で検波復調し
て音声信号出力端子１１３に音声信号を得る。以上は従
来のテレビジョン受信機と同一である。

以上に加えてディジタル符号化した音声信号（多重され
た信号）を復調するために、周波数変換回路１０３の出
力を帯域通過フィルタ１１４により多重伝送されたディ
ジタル符号化した音声信号帯域を選択して増幅し、同期
検波回路１１５において、搬送波再生回路１１６で再生
された搬送波に同期した信号を用いて搬送波の振幅変調
成分に直交した成分で変調された信号を検波復調する。

その復調波形と遅延器１１７を経て１水平期間遅延した
復調波形を減算器１１８で減算する。減算することで、
伝送されたデータは２倍となり白色雑音は６倍に増すだ
けである。さらに映像コーストなど水平期間ごとに相関
の多い映像からの妨害は相殺して除去できる。減算器１
１８．で得られた信号を３値識別回路１１９で＋１．０
．−１の３つの状態に識別する。この３値ディジタル信
号を符号識別回路１２０とクロック再生回路１２１を用
いて誤り率の少ない点（いわゆるアイパターンの最大開
口部）でディジタル符号にする。ディジタル符号化され
た信号のうち必要なデータのみスイッチ１２２と切替制
御回路６０００により選択して取り出し、時間軸伸長回
路１２３で元のデータ伝送レートに戻す。

その後％　３値ディジタル信号を２値変換回路１２５で
＋１，０の２値ディジタル信号に変換し、ディジタル信
号処理口［１２６で伝送途中で生じた誤りを誤り検出訂
正符号を用いて検出訂正する。誤り検出訂正された後の
ディジタル信号をＤ　Ａ　Ｃ１２７でアナログ信号に変
換して音声信号に戻してディジタル符号化した音声信号
の出力端子１２８に得る。

また、タイミング再生回路は、連続データ検出回Ｎ６０
０１により得られる連続データ情報とディジタル信号処
理回路１２６により得られるビットエラーレイト情報な
どにより正しいタイミングでスイッチ１２２の切替と時
間軸伸長が行なわれるよう切替制御回路６０００と時間
軸伸長回路１２３を制御する。

なお、映像信号からの妨害除去は次のよろな過程で行な
われる。ある水平走査期間のあるタイミングでＸなるデ
ータを送るとすると、１水平期間遅延して次の水平走査
期間のあるタイミングと同一タイミングで同一データＸ
の反転したＸのデータを送られる。受信機の遅延器１１
７と減算器１１８により、１水平走査期−間前に受けた
Ｘと次の水平走査期間で受けたＸが同一タイミングで減
算されるので Ｘ　−（Ｘ）　＝　２　Ｘ となり、２倍の信号が得られる。この伝送途中に映像信
号からＧの妨害を受けるとすると、映像信号が水平走査
期間ごとに相関が多い画像（縦じまなどの画像）では、
ＸのタイミングでもＸのタイミングでもＧの妨害を受け
ることきなる。減算器１１８により、 （Ｘ＋Ｇ）−（Ｘ＋Ｇ）＝２Ｘ となり、映像からの妨害が相殺される。ただし、映像信
号の水平走査期間ごとの相関が少ない場合、相殺効果が
少なくなる。

以上説明した本実施例によれは、搬送波再生回路１１６
の搬送波周波数選択帯域またはＰ　Ｌ　Ｌの応答周波数
帯域は直交多重信号のスペクトルが抑圧されている帯域
内なので安定に直交多重信号を受信できる効果がある。

さらに、映像からの妨害を低減できる効果がある。

上記受信機（信号再生装置）の一実施例で受信できる信
号を発生する送信機（信号発生袋りの例を第２図に示す
。２０１は音声信号入力端子、２０２はＦＭ変調器、２
（Ｊ３は音声信号搬送波発生器、２０４は映像信号人力
抱子、２０５はマトリ・ンクス回路、２０６は輝度信号
処理回路、２０７は色差信号処理回路、２０８は加算回
路、２０９は映像変調器、２１０は吠ＩＪ！信−＠殿送
波発生器、２１１はディジタル符号化して伝送ｒる音声
信号（多重すべき１８号）の入力端子％　２１２はアナ
ログ・ディジタル変換器（以下Ａ　Ｄ　Ｃと略す）、２
１３はディジタル信号処理回路、２１４は３値変換回路
、２１５は処理回路、７０００は遅延回路、２１６は低
域通過フィルタ、２１７は移相器、２１８はディジタル
信号化した音声信号用の変調器、２１９はイコライザ、
２２０は加算器、２２１は残留側波帯振幅変調用の送信
ＶＳＢフィルタ、２２２は加算器、２２３はアンテナで
ある。

音声信号入力端子２０１からの音声信号で音声信号搬送
波発生器２０３からの音声用搬送波をＦＭ変調器２０２
においてＦＭｆ調する。映像入力端子２０４に入力され
た几ＯＢの三原色信号をマトリックス２０５で輝度信号
と色差信号とに分けおのおの輝度信号処理回路２０６と
包着信号処理回路２０７で処理した後、加算器２０８で
加算する。加算後の信号で映像信号搬送波発生器２１０
からの搬送波を映像変調器２０９を用いて変調し、送信
Ｖ８Ｂフィルタ２２１でテレビジョン放送帯域に帯域制
限して加算器２２２で音声信号と加算してアンテナ２２
３より送信する。

ｊ景上については、従来の地上伝送のテレビジョン放送
と同一である。以上の信号に高品質な音声を多重して伝
送するために以下を追加する。

多重すべき４８号としての音声信号を入力端子２１１に
加え、音声信号を人ＤＣ２１２でディジタル信号に変換
し、ディジタル信号処理回１２１３で伝送中に生じる誤
りを検出訂正するための符号を追加したり、インタリー
ブ処理をほどこす。処理後のディジタル符号は３値変換
回路２１４で＋１，０の２値ディジタル信号から＋１．
０．−１の３価ディジタル信号に変換し、さらに処理回
路２１５で１水平走査期間ごとに複数回くり返し、隣接
した水平走査期間ではデータを反転して逆相で伝送でき
るような処理を行い、遅延回路７０００で水平走査期間
ごとのデータの反転のタイミングを映像信号の水平同期
信号のタイミングに合わせる。詳細な説明は後で行う。

遅延回路７０００の出力の伝送レートに適した低域通過
フィルタ２１６を介して不要な高域成分を削除する。こ
のディジタル符号化した音声で、移相器２１７を介して
９０度移相された映像信号搬送波をディジタル符号化し
た音声信号用の変調器２１８で変調し、受信機の再生Ｉ
Ｆフィルタ１０４の特性による直交性への影響を防ぐた
め貴生ＩＦフィルタの逆特性を有したイコライザ２１９
を通し、加［５２２０を用いて映［＆信号で変調された
搬送波と力り算する。その結果、映像用の搬送波は、映
像１１号とディジタル符号化した音声信号と直交関係で
変調されることとなる。

変調されるスペクトルを第３図に示し、映像搬送波の状
像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状帳の
ベクトル図を第４図に示す。

第：３図の３０１は映像信号のＶＳＢフィルタ後のスペ
クトル、３０２はＦＭ変調された音声信号のスペクトル
、３０３はディジタル符号化した音声信号のスペクトル
を示す。３０４については後で説明する。ここで、映像
信号スペクトル３０１とディジタル符号化した音声信号
のスペクトル３０２とは直交で多重するため第３図では
２段に分けて示し、ディジタル符号化した音声信号のス
ペクトルは、イコライザ２１９の影響を考慮していない
。

第３図において、映像搬送波に対して−０，７５ＭＨｚ
以下のスペクトルについては残留側波帯振幅変調とする
ｖＳＢフィルタによって減衰されている。

４２ＭＨｚまでは映像信号が４５１１ｉｕ（ｚ近傍には
音声搬送波がＩ”　Ｍ変調されたスペクトルが存在して
いる。

映像搬送波に対し、て±０．７５ＭＨｚ　　については
両側波帯が送信されるため、一般の振幅変調（Ｉ）ＳＢ
）と考えて良い。その両側′ｅ１．帯を有している搬送
波に直交して±０７５■Ｉｚ　　以内の信号をディジタ
ル行列の１とＯに相当させて振幅Ａと−Ａとで変調する
と、搬送波のベクトルは映１！Ｉ倍号を１とした場合 邸ωｃｉ士Ａ自ω（−１（１） となる。ここでωＣは搬送波の角周波舷である。

このようすを第４図に示す。

上記（！）式を展開すると である。

ここで受信された映像信号へのディジタル信号化し、た
音声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路が囲・
１）ｃ−（で同期検波しているものについてはＡの値に
かかわらず（（至）ωＣ・ｔの係数のみ（すなわち映像
信号のみ）が再生され妨害とはならない。また映像信号
検波回路が包絡線検波をしているものについてはＡの値
を１より下げることで妨害を軽減できる。例えば人を０
．１とすると、Ｅ薯キ１００５　　となり、１に比べて
０Ｄ０５　　の信号（約−４０ｄＢ）が影響するが、映
像信号のＳＮ比は４０ｄＢ以上あれば実用上問題ないと
考える。

一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨害
は、第１図に示すように同期検波回路１１５で搬送波に
直交した成分のみを復調することで排除できる。信号レ
ベル対雑音の比（以下ＳＮ比と呼ぶ）について考えると
、映像信号のＳＮ比が４０ｄＢが実用レベルとすると、
帯域幅がディジタル符号化した音声信号の伝送帯域幅Ｉ
　ＭＨｚに比べ約４倍であるため、ディジタル符号化し
た音声信号の８Ｎ比は４６ｄＢとなるが、変調レベル人
を０．１とすると伝送ＳＮ比は２６ｄＢ程度となる。ま
た、ディジタル信号のＳＮ比とピットエラーレートとの
関係を一般的な二値信号で考えてもＳＮ比が１７．４ｄ
Ｂで１０−４である。映像信号のＳＮ比が４０ｄＢの場
合にはディジタル符号化した音声信号の伝送８Ｎ比は２
６ｄＢであり、ディジタル信号の伝送として実用上充分
な値である。

次にディジタル符号化した音声信号のスペクトル３０３
及び３値変換回路２１４について考えるディジタル符号
化した音声信号のスペクトル：３０３は第３図に示すよ
うに搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したものとす
る。これは、変調器２１８で変調する前のベースバッド
ディジタル信号の低域成分を抑圧することで冥現でき、
３仙変換回路２１４は２値のディジタル１３号を３値に
変換することで、伝送容量を減らすことなく低減成分を
抑圧することができる。

第５図は上で述べた機能を有する３値変換回路２１４の
具体例である。５０１は２値デイジタルデタ入力、５０
２　、５０３　、５０４はインバータ、５０５゜５０６
はＡＮＤ回路、５０７はインバータ、５０８は加算器、
５０９は３値デイジタルデータ出力、５１０はクロック
入力端子、５１１　、５１２はＤ−フリップフロップで
ある。第５図の動作を第６図のタイミングチャートを用
いて説明する。

第６図において、（ａｌは２値デイジタルデータ波形、
（ｂｌはクロック信号、（ｃｌはＤ−フリップフロップ
５１１出力、（ｄｉはＤ−フリップフロ・ツブ５１２出
力、（ｅ）はＡＮＤ回路５０５出力、ｍはＡＮＤｌ！２
１路５０６出力、ｆｇ）はインバータ５０７出力、（ｈ
）は３値デイジタルデータ波形（加算器５０８出力）で
ある。（ａ）図に示す２値デスジタルデータはＤ−フリ
ップフロップ５１１によりまず１データ長Ｔの半分であ
る工だけ遅延しく第６図（ｃ）参照）次にＤ−フリップ
フロップ５１２によりさらに１データ長の半分である里
だけ遅延し、その結果Ｄ−フリップフＯツブ５１２の出
力は２値ディジタルデータ人力５０１の２値デイジタル
データよりも１データ長であるＴだけ遅延した信号とな
る（第６図（ｄｌ参照）。ＡＮＤ回路５０５で２値デイ
ジタルデータ（ａ）とＤ−フリ・ンプフロップ５１２出
力（ａｌのインバートのアンドをとり２値デイジタルデ
ータ（ａｌの立ち上がりエツジを（ｅ１図のように検出
する。同様にＡＮＤ回路５０６で２値デイジタルデータ
のインバートとＤ−フリップフロ・ノブ５１２出力（ｄ
ｉのＡＮＤをとり２値デイジタルデータ（ａｌの立ち下
がりエツジをｆｆ１図のように検出し、これをインバー
タ５０７で反転して（ｇ１図の波形を得る。加算器５０
８で（ｅ）図の波形と（ｇ１図の波形を加算すると（ｈ
）図に示す３値デイジタルデータとなる。ｆｇ１図と（
ｈ１図を見比べると、３値デイジタルデタは２値デイジ
クルデータの立ち上がり工・・・ジでＨｉｇｈ（＋１）
、立ち下がり工”７ジでＬｏｗ（−１）のパルスをパル
ス幅１データ長Ｔで発生し％　２デ一タ長以上Ｈｉｇｈ
またはＬｏｗの同一符号が連続する事が無く、その他で
はＩ−ｌ−１ｉとＬｏｗの中間電位（０１となっている
ことがわかる。このように２値デイジタルデタを３値デ
イジタルデータに変換することによりベースバンドディ
ジタル信号の低域成分を抑圧することができ、これから
不要高周波成分をＬＰＦ２１６で除去して、ディジタル
符号化した音声信号用の変調器２１８で変調することに
より搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したディジタ
ル符号化した音声信号のスペクトル３０３が得られる。

次に第５図の回路構成で搬送波近傍の周波数成分を低減
した場合の効果について説明する。第３図３０４は、搬
送波再生型検波の場合は搬送波再生回路を構成する搬送
波周波数選択回路の搬送波周波数選択帯域を、あるいは
ＰＬＬ同期検波の場合は搬送波再生回路を構成するＰＬ
Ｌの周波数応答帯域を表す。帯域３０４内に搬送波周波
数成分以外の信号が含まれている場合、それらは搬送波
再生の妨害となり、映像検波特性を劣化させる原因とな
る。ディジタル符号化した音声信号のスペクトル３０３
はこの妨害成分となるため、応答帯域３０４の帯域内の
スペクトルがより多く抑圧されることが望ましい。この
ように、ディジタル符号化した音声信号のスペクトル３
０３の搬送波周波数部分のスペクトルを抑圧した帯域内
に搬送波周波数選択帯域またはＰＬＬの周波数応答帯域
を、選ぶことにより直交多重したディジタル符号化した
音声信号からの妨害が軽減できる効果がある。また、Ｈ
ｉｇｈ　、　ＬＯＷのパルスが元のデータの立ち上がり
エツジ、立ち下がりエツジの変化点でのみ１データ、長
だけ発生するため、ディジタル信号から映像信号におよ
ぼす妨害の期間を短かくすることができる。ディジタル
信号から映像信号におよぼす妨害についての詳細は後で
述べる。

次に、第２図の処理回路２１５の一具体例を第７図に示
す。また、第８図に第７図の動作説明および本発明の伝
送データ列の例を示す。７０１は入力端子、７０２は時
間軸圧縮回路、７０３はタイミング発生回路、７０４は
インバータ、７０５は遅延回路、７０６は切替スイッチ
、７０７は出力端子、８０１は入力端子７０１のデータ
列、８０２は時間軸圧縮回路７０２の出力データ列、８
０３はインバータ７０４と遅延回路７０５を柚た遅延回
路７０５の出力データ列、８０４は本発明にかかる伝送
データ列の一例、８０５はタイミンク波形である。

ここで入力端子７０１に入力される＠号は３値信号であ
り、第７図に示すブロック図は、３値信号を処理できる
素子で構成された３値のディジタル回路（今後、これを
トライステート・ディジタル回路と呼ぶ）を表している
。例えば、３値侶号を＋１．０．−１で表すとインバー
タ７０４の動作は＋１を−１に、−１を＋１に、０を０
に変換するものとする。また、第８図、第９図に示すデ
ータ列も３値信号である。

入力端子７０１に加えられたデータ列８０１をタイミン
グ発生口Ｎ　７０３のタイミングによって時間軸圧縮回
路７０２でデータを時間軸圧縮してデータ列８０２に示
す間欠データとする。この間欠データをインバータ７０
４および遅延器ｊ！１！！７０５で、データを反転し、
遅延時間τ１だけ、すなわち第８図の例では５デ一タ分
遅延させるとデータ列８０３に示すようになる。このデ
ータ列８０３とデータ列８０２とを切替スイッチ７０６
で加入るとデータ列８０４に示すようになる。このデー
タ列８０４はデータ列８０２のデータの無い期間に反転
させた同一データを遅延させて入れたこととなる。デー
タ列８０４を遅延器７０００で時間τ、遅延させてデー
タ列７０１０を得る。なお、時間軸圧縮回路７０２で時
間軸圧縮のタイミングを変えて遅延器７０００の働きを
兼ねることも可能である。

第９図に本発明の伝送パターン例を示す。遅延時間τ、
を映像の水平走査期間と同一とし、タイミング波形８０
５をテレビジョン受像機の水平同期信号としテレビジョ
ン画面に合せてデータの伝送タイミングを模擬的に書い
たものである。第９図において横が水平走査方向を縦に
垂直走査方向を示す。第１の水平走査期間でａ、からａ
、までの時系列データが、第２の水平走査期間でａ、か
らａｆｉまでのデータとなり第１および第２の水平走査
期間でたがいに逆相の同一データとなる。

また、ここで現行テレビジョン放送の映像色副搬送波に
ついて考える。第１Ｏ図に映像搬送波上の色副搬送波の
ベクトル図を示す。（ａ）は映像搬送波の直交成分に多
重の無い場合、（ｂｌは直交成分への多重がある場合を
示す。ωＳは色副搬送波での位相回転を示し、ωＳとω
Ｓ／は隣接水平走査期間による色副搬送波の位相がπず
れていることを示している。Ｌ−ｓは色副搬送波のベク
トルの変化過程を示し、Ｌ”−ｓとＬ！　／−８’は色
副搬送波の位相がπずれていることを示している。さら
に人と一人は直交成分への多重信号を示し、ある時点で
隣接水平走査期間でＡと−Ａとなる場合を示す。現行テ
レビジョン放送において色副搬送波の周波数と水平走査
周波数の関係から、色副搬送波は隣接水平走査期間では
り、ｍ、ｎ、Ｏ・・・１ｓとｔ′、　ｍ’　、　ｎ’　
。

θ′・・・　、／とで示すように位相がπずれている。

第１０図（ｂｌに示すように直交成分への多重を行うと
、第４図でも示したように映像搬送波の位相変動を引き
起し、テレビジョン映像信号検波方式が包絡線検波の場
合、Ａの多重の場合Ｓとｔの間に色副搬送波の最大振幅
が表われ直交成分の無い場合の最大振幅位相ｔとの同位
相差φを生じる。色副搬送波の位相変動は再生映像画面
の色相変化として表われる。この位相変動は映像信号検
波方式が同期検波方式では図中の■ωｃ−を方向成分の
みを検波するのでＡの多重があっても色副搬送波の最大
振幅位相はｔであり、位相変動は生じない。包絡線検波
の場合多重信号の符号に応じて王と一二（第１０図では
Ａと一人で示す）に直交成分が多重されると色副搬送波
の最大振幅の位相方向（位相の進みと遅れ）が決まり、
Ａおよび−Ａの絶対値により位相変動量が決まる。隣接
する水平走査期間で多重信号の位相をＡと一人にすると
第１０図の（ｂｌに示すようにωＳとω５／の位相変動
方向が逆方向となり位相変動量が同一となるので、同一
信号で隣接する水平走査期間での画面の色相変化が逆と
なり人間の視覚の色度感度の周波数特性（目の積分効果
）などにより、色相変化を感じ難くできる。

すなわち、第９図におけるａｌ””ａ５とａｌ　”−’
Ｍ　＊　ｂｌ　〜ｂ、とｈ１〜ｈ、などのように同一デ
ータの逆相を入れた水平走査期間との間は多重信号が人
と一人のように逆相となっているので、色相変化を感じ
難い。

たたしａ１〜ａＨ、ｂＩ”−ｂ５のように同一データの
逆相となっていない水平走査期間は色相変化を感じ易い
。

さらに、テレビシコン受像機において水平走査期間の相
関（いわゆるライン相関）の「＜シ形フィルタ」を輝度
信号と色信号との分離に採用した受像機では色副搬送波
の位相変動が回路的に相殺できる。

第１１図（ａｌに一般的な輝度信号色信号分離の色信号
取り出しのくし形フィルタの構成図を示し、（ｂｌに動
作説明用の波形図を示す。１１０１は入力端子、１１０
２は遅延回路、１１０３は減算器、１１０４は出力端子
。

１１０５〜１１０８は色副搬送波の波形である。１１ｏ
５は多重のない場合、１１０６は第１０図（ｂ）の右側
、１１０７は第１０図（ｂ）の左側、１１０８は１１０
７の反転である。多重のない場合の色副搬送波は第１０
図（ａｌに対応させて時間ｔが振幅最大波形１１１Ｊ５
で示した。ここでＡの多″Ｍ信号が加わるとＳとｔとの
間に最大振幅が表われ、波形１１０６になる。また次の
隣接水平走査期間で一人の多重信号が加わりωＳ／の色
副搬送波はｐ′とｑ′との間に最大振幅位相が表われ、
波形１１０７となる。遅延回路１１０２を経て一水平走
査期間遅延した波形１１０６と波形１１０７が減算器１
１０３に加えられる。

波形１１０７の反転を波形１１０８で示すが、波形１１
０６から波形１１０７を減算することは波形１１０６に
波形１１０８を加算することとなり、さらに盪幅を１／
２すると波形１１０５となる。この波形１１０５が出力
端子１１０４から得られる。このくし形フィルタにより
得られた色副搬送波は、たとえ映像信号検波方式が包ｗ
Ｉ線検波で多重信号が加わったとしても位相変動を受け
ないことを示す。なお、この場合も、第９図に示すａＩ
−３６とａｌ”−ａ６のように隣接水平走査期間で上と
下のデータが逆相となっている水平走査期間を処理した
場合のみ位相変動を受けないので、１水平走査期間ごと
に位相変動を受けない水平走査期間が現われる。

また、第８図のデータ列８０１の例として第１２図のデ
ータ列７０２０のような場合、第８図のデータ列７０１
０は図のデータ列７０２１のようになる。８０５は水平
同期信号である。データ列７ｏ２１ではデータが３値化
されているにもかかわらず水平走査期間ごとの繰り返し
逆相データとの切替点においてＬＯＷデタが２個連続し
て現われる。したがってふつうこの箇所ではＴＶ前画面
色相変化方向が同じになるため妨害が目につきやすくな
るが、遅延回路７０００により水平走査期間ごとの繰り
返し逆相ブタ切替点を水平同期信号８０５のタイミング
に合わせているため、２個連続データによる色相変化期
間は中点で上下のラインに分けられ、目につきにくくな
る。また完全に２個連続データ中間点と水平同期信号の
タイミングが合っていなくても、水平同期信号の前後は
水平帰線期間となっているため、そもそも妨害はＴＶ画
面上にあられれない。

以上示したよう（こ第２図に加えて第５〜９図に示す本
発明の一実施例によれば、ｌ水平走査期間ごとに逆相の
多重信号を多重するので多重信号による映像の色相変化
におよぼす妨害を低減できる効果がある。

なお、第７図において入力データを連続データとしたの
で時間軸圧縮回路７０２を用いたが、入力データが間欠
的な不連続データの場合には不要な場合もある。

次に第２図の処理回路２１５の他の具体例を第１３図に
示す。また、ｉ１４図は本発明の伝送データ列例など動
作説明用の図であり、第１５図は本発明にかかる伝送デ
ータの模擬パターン例である。ｉｌａ図において１２０
１は入力端子、　１２０２はインバータ。

１２０３は遅延回路、１２０４はタイミング発生回路、
１２０５（ｊ切替スイッチ、１５０１はタイミング入力
端子、１５０２はタイミング発生器、１５０３はイクス
クルーシブオア（以下ＢＯＩＬと略す。）、１２０６は
出力端子％１６０１゜１６０４　、１６０７はタイミン
グ発生回路１２０４内でのタイミンク波形、１６０２は
入力端子１２０１の人力データ列、１６０３は遅延回路
１２０３の出力データ列％１６０５はタイミング発生回
路１２０４の出力タイミング波形、　１６０６は本発明
にかかる伝送データ列の一具体例である。

ここで入力端子１２０１に入力される信号は３値信号で
あり、第１３図に示すプロ１２図は第７図と同様にトラ
イステート・デスジタル回路である。第１・１図、第１
５図に示すデータ？１１も３値信号である。

入力端子１２０１に加えられたデータ列１６０２をイン
バータ１２０２を介し、連延回［１２０３で時間τ１）
ｌ！延させることでデータ列１６０３を得る。なお、タ
イミング波形１６０１は時間τ１ごとに反転する。タイ
ミンク波形１６０４はデータ列内のデータの期間に反転
し、タイミング波形１６０１とタイミング波形１６０４
とをＥＯルを通してタイミング波形１６０５を得る。制
御信号がｌｌｉｇｈの時に（イ）側にＬＯＷの時に仲）
側に接する切替スイッチ１２０５の制御信号としてタイ
ミング波形１６０５を入力すればデータ列１６０６を出
力端子１２０６に得る。データ列１６０６を第２図の遅
延（ｇｌ回路０００でτ。

遅延させて、データ列７０５０を得る。

タイミング波形１６０７を水平同期信号として、テレビ
ジョン画面に合せて、データ列７０５０を模擬的に示し
た図が第１５図である。横に水平走査方向を縦に垂直走
査方向を示す。第１５図に丸印の枠で示したように、隣
接した水平走査期間において、ｌデータごとに上下が反
転データとなりでいる。この隣接した水平走査期間でデ
ータを反転させることは、映像搬送波の直交成分への多
重信号が逆相関係となることを示し、多重信号１こよる
ｍ像の色相変化への妨害を低減できる効果は第１Ｏ図、
ｉｌ１図での説明と同様である。

以上、１ｉＲ１図に加えて第１３〜１５図に示した実施
例によれば、隣接する水平走査期間での多重信号が逆相
であるので、映像の色相変化におよぼす妨害を低減でき
る効果がある。また、すべての水平走査期間１こおいて
、ｌデータごとに隣接走査期間と逆相関係を持ち色相変
化の相殺が第１５図の丸棒が示すように網目状となるの
で色相変化におよぼすｖ３害が細かくなり、視覚の色度
の感度周波数の低さにより映像の色相変化におよぼず妨
害を低減できる効果がある。

仄に、第１図に示す遅延回路１１７、減算器１１８、ス
イッチ１２２、時間軸伸長回路１２３、タイミング再生
回路１２４の詳１則な動作について説明する。

第１６図に伝送データ列７０１０を受信する場合の復調
動作を示す。２４０１は水平走査期間の同期用のタイミ
ング波形、２４０２は伝送されて受信したデータ列、：
：４Ｏａ＋まＡ’延回路１１７の出力のデータ列、２４
０４は減抹器１１８の出力のデータ列、２４０５はタイ
ミング波形２４旧から得たタイミング波形％２４０６は
スイッチ１２２の出力のデータ列、２４０７は時間軸伸
長回路１２３の出力データ列である。受信したデータ列
２１０２が遅延回路１１７によりデータ列２４０３にな
る。

−ｉ′−夕刊２４０３からデータ列２４０２を減算器１
１１３で減′Ｊ！シ、３１直識別回路１１９、符号識別
回路１２０、クロック丹生回Ｍ　１２１によりデータ列
２４０４を得る。

タイミンク波形２４０５の上側でスイッチ１２２を接す
るように制御することでデータ列２４０６を得る。

なお、データ列２４０４では、減算器１１８の遅延分を
無視し、データ列２４０６とデータ列２４０７では２　
ａｌをａ、のように２倍を省略している。データ列２４
ｏ６を時間軸伸長回路１２３によりデータ列２４０７に
なり、第８図に示す送信側の元のデータ列８０１になる
。

なお、データ列２４０２〜２４０４　、２４０６　、２
４０６は３値であり、スイッチ１２２、時間軸伸長回路
等はトライステート・ディジタル回路で構成される（デ
ータ列２４０４の不要データ部分は５値となる）。

次にタイミング波形２４０５を得るタイミング再生回路
１２４及び連続データ検出回路６００１について説明す
る。第１７図は連続データ検出回路の一具体例］、第１
８図はその動作説明のためのタイミング図である。６０
０２は遅延器、６００３は３値識別回路、６００４は連
続符号検出回路、６００６は入力端子、６００７は出力
端子、６００８はりＯツク入力端子である。また、６０
１０人は符号識別回路６００４の出力データ列、６０１
０Ｂはデータ列６０１０Ａの具体例、６０１１は連続符
号検出回路６００５の出力信号、　６０１２は第１図の
クロック再生回路１２１から得られるタイミング波形、
２４０１及び２４０５は第１６図と同一である。

第１７図において３値識別回路６００３及び符号識別回
路６００５によって３値ディジタル信号を得る過程は第
１図と同様であるので省略する。遅延回路６００２は第
１図の減算器１１８の遅延分を補正し、符号識別回路１
２０と６００４で得られるディジタル信号のタイミング
を合わせるものであり、減算器１１８の遅延が無視でき
れば無くても、よい。符号識別回路６００４によって得
られたデータ列６０１０Ｂを連続符号検出回路に入力し
、出ｇｈまたはＬＯＷの２デ一タ長連続点を検出して、
タイミング波形６０１１を得る。

タイミング再生口１６！　１２４でりＯツク再生口ｊ１
３１２１より得られるタイミング波形６０１２を５分周
して得られるタイミング波形の変化点とタイミング波形
６０１１の立ち上がり点を合わせてタイミング波形２４
０５を得る。またディジタル符号誤りなどによってタイ
ミング波形６０１１が誤検出される可能性があるような
場合には、タイミング再生回路１２４にフライホイール
効果を持たせて、これまでの周期からはずれた箇所にタ
イミング波形６ｏ１１のパルスが立っても、ある程度続
けてその周期でパルスが出ない限り、タイミング波形２
４ｏ５の変化点をタイミング波形６０１１の立ち上がり
点に合わせないよう番こしてもよい。

以上第１７図の例によれば、連続データ検出を行う事に
より、より安定な多重信号の復調ができる効果がある。

第１９図に伝送データ列第１４図の７０５０を受信する
場合の復調動作を示す。２６０１は水平走査期間の同期
用のタイミング波形、　２６０２は伝送されて受信した
データ列、２６０３は遅延回路１１７の出力のデータ列
、２６０４は減算器１１８の出力のデータ列、２６ｏ５
はタイミング波形、２６０６は水平走査期間ごとに反転
するタイミング波形、２６０７はタイミング波形２６ｏ
５とタイミング波形２６０６から得られたタイミング波
形、２６０８はスイッチ１２２の値を保持したデータ列
、２６０９はタイミング波形、２６１０は時間軸伸長回
路１２３の出力データ列である。受信したデータ列２６
ｏ２が遅延回路１１７によりデータ列２６０３になる。

データ列２６０３からデータ列２６０２を減算器１１８
により減算すると、データ列２６０４が得られる。タイ
ミング波形２６０５とタイミング波形２６０６を排他的
論理和を堰り（第１３図のＥ　ＯＲ１５０３と同一動作
）得られたタイミング波形２６０７の上側でスイッチ１
２２を導通させ、スイッチ１２２のし中断期間は導通期
間の値を保持させるとデータ列２６０８が得られる。こ
れはタイミング波形２６０７の上側でう・ンチされるデ
ィジタル回路で構成可能である。このデータ列２６０８
をタイミング波形２６０９の立ち下がりエツジでラッチ
することで時間軸伸長回路１２３の出力にデータ列２６
１Ｏを得る。このデータ列２６１０は第１４図に示す送
信側の元のデータ列１６０２と一致する。

なお、データ列２６０４では、減算器１１８の遅延分を
無視し、データ列２６０８とデータ列２６１０では２ｆ
。

など２倍の表示は省略した。

次にタイミング波形２６０６を得るタイミング再生口Ｍ
　１２４及び連続データ検出回路６００１について説明
する。第２０図は連続データ検出回路の一具体例、第２
１図はその動作説明のためのタイミング図である。６０
０５Ａは連続符号検出回路、６００９はパルス選別回路
、１６０２Ａはデータ列１６０２の具体例、７０５０Ａ
はデータ列７０５０の具体例、７０６０は連続符号検出
回路６００５Ａの出力波形、７０６２はり０ツク再生回
路から得られるタイミング波形、６００３　、６００４
　、６００６　。

６００７　、６（１０８は第１７図と同一であり、１６
０２　、１６０７　。

７０５０は第１４図と同一であり、　２６０６は第１９
図と同一である。

第２０図１こおいて３値識別回路６００３及び符号識別
回路６００５によって３値ディジタル信号を得る過程は
第１図と同様であるので省略する。

データ列７０５０はその具体列７０５０Ａに示すように
、水平走査期間ごとの切替わり点でデータがＯの連続の
場合を除いて必ず非連続データとなるが、他の箇所では
Ｈｉ　ｇｈまたはＬｏｗのデータが連続する可能性があ
る。タイミング波形１６０７をタイミング波形２６０１
と同一、７０５０を符号識別回路６００４の出力信号と
みなして、７０５０Ａより連続符号検出口ｂｉｔｓ　６
００５ＡによってＯの連続も含む連続データを検出し、
タイミング波形７０６０を得る。タイミング波形７０６
０がＬＯＷで連続データを示す。タイミング波形７０６
０からパルス選別回路６００９によって水平走査期間内
で常にＨｉｇｈの箇所を選別してタイミング波形７０６
１を得る。クロック再生画１２１１２１より得られるタ
イミング波形７０６２をタイミング再生回路で６分周し
て得られるタイミング波形の変化点とタイミング波形７
０６１の立ち上がり点のタイミングをタイミング再生回
路１２４で合わせてタイミング波形２６０６を得る。ま
たタイミング再生画１２ｉ　１２４にフライホイール効
果をもたせて、ディジタル符号誤りの多い場合の不安定
な動作を避けることは、第１８図と同様に可能である。

以上、第２０図の例によれは、連続データの検出により
、より安定な多重信号の復調ができる効果がある。

次に第２２図に第１４図の伝送データ列を受信、復調す
る他の実施例を示す。第１図との相異点は連続データ検
出回路６００１が無く、その代わりに連続符号検出回路
６００５Ａを設けた事にある。他の同一符号は第１図と
同一を示す。連続符号検出回路６００５Ａは第２０図と
同一である。この場合、連続符号検出回路６００５Ａの
入力データ列は第１９図のデータ列２６０４となり、必
ずデータが変化する箇所が２水平走査期間に２箇所とな
る他は、第２１図の説明と同様である。この実施例によ
れば、連続データ検出回路６００１内の遅延回路６００
２．３値識別回路６００３　、符号識別回路６００４な
どを省くことができる効果がある。

以上の説明で分るように、同一の多重すべき信号を逆相
で２度伝送する形態を取ることで妨害を低減できるが反
面多重すべき信号の伝送帯域を一定とすると伝送容量が
ｉに減るため、さらに４値以上の多値方式や、デュオバ
イナリ−符号などの符号量干渉を積極的１こ利用して伝
送帯域の圧縮などを行うパーシャルレスポンス方式など
によって数夜することも可能である。なお、パーシャル
レスポンス方式については、昭和５６年９月発行オーム
社版現代ディジタル通信方式の１３７頁〜１４２頁など
に示されているので詳細は省略する。

また、第９図、第１５図において、テレビジョン映像信
号の画面ζこ対応させて多重すべき信号の変調方向を模
擬的に示した。これらの場合、多重すべき信号が、水平
走査期間に一定の数が入る同期した１８号で説明したが
、多重すべき信号の伝送速度と水平走査期間が同期しな
いような場合には多重すべき信号の水平走査期間と映像
信号の水平走査期間とがほぼ一致していれば同様の映像
信号への妨害低減の効果が得られる。また水平走査期間
の最後のデータ時間を任意としたり、ある一対の水平走
査期間のデータ数を増減したりすることで吸収ｒること
もできる。

第１図の２値変換回路１２５について説明する。

２値変換回路１２５は、例えばトライステート・ディジ
タル回路を用いて３値信号の＋１の場合にセット、−１
の場合にリセット、０の場合は前の状態を保持する動作
の回路を構成すれば、第５図の回路で３値変換された元
の２値信号（例えば第６図（ｇｌの信号から第６図（ａ
）の信号）を得ることができる。また、ディジタル信号
処理回路１２６、ＤＡＣ１２７をトライステート・ディ
ジタル回路で構成すれば２値変換回路１２５は必要なく
なる。同様に第２図において、人Ｄ　Ｃ２１２、ディジ
タル信号処理回路２１３をトライステート・ディジタル
回路で構成すれば３値変換回路２１４は必要なくなる。

次に、３値信号を復調する場合にはトライステート・デ
ィジタル回路を用いずに通常の２値ディジタル回路によ
り復調する回路構成を、第２３図を用いて説明する。第
２３図は３値識別回Ｎ　１１９、符号識別回ＩＭ　１２
０、スイッチ月１、時間軸伸長回路１２３を２値ディジ
タル回路で構成した場合のブロック図である。第１図と
同一符号は同一機能を示し、１１９Ａは正パルス識別回
路、１１９Ｂは負パルス識別回路、１２０人は正パルス
検出信号符号識別回路、１２０Ｂは負パルス検出信号符
号識別回路、１２２Ａは正パルス検出信号用のスイッチ
、１２２Ｂは負パルス検出信号用のスイツチ、１２３　
Ａは正パルス検出信号用の時間軸伸長回路、１２３　Ｂ
は負パルス検出信号用の時間軸伸長回路、２７０１は３
値ディジタル信号入力端子、２７０２は２値ディジタル
信号出力端子である。第２３図は正パルス側の処理と負
パルス側の処理の２系統の同一回路を持ち、符号に人の
つくものは正パルス側の処理を、Ｂのつくものは負パル
ス側の処理を行う、３値ディジタル信号入力端子２７０
１より減算器１１８の出力を入力し、その信号から３値
ディジタル信号の＋１の部分を正パルス識別回Ｎ　１１
９　Ａで、−１の部分を負パルス識別回路１１９　Ｂで
識別し、それぞれ識別信＠を出力する。以下、それぞれ
の識別信号を符号識別回路１２ＯＡ　、　１２０　Ｂで
符−リ化し、さらに第１６図、第１９図で説明した動作
と同等の処理をスイッチ１２２　Ａ　、　１２２８時間
軸伸長回路１２３　Ａ　、　１２３　Ｂを用いてそれぞ
れ正側、負側で行った後、時間軸伸長回路１２３人出力
の正パルス検出信号と時間軸伸長回路１２３Ｂ出力の負
パルス検出信号を２値変換回銘１２５に入力し２値ディ
ジタル信号を出力端子２７０２より得る。第５図の３値
化された信号を２値にもどすには、２値データの立ち上
りエツジを＋１に立ち下りエツジを−１に対応させたの
で、２値変換回［１２５にＩＬ　Ｓ−フリップフロップ
を用い、セット入力に時間軸伸長回Ｎ　１２３　Ａ出力
の正パルス検出信号を、リセット入力に時間軸伸長回１
１２３　Ｂ出力の負パルス検出信号を入力すればよい。

第２３図の場合、通常の２値ディジタル回路を用いて構
成できる特徴がある。

次に第２図の３値変換回路２１４、処理回路２１５を通
常の２値デイジタル素子（ＴＴＬ　、０ＭＯ８等）で構
成する場合の実施例を第２４図、第２５図。

第２６図、第２７図に示す。

第２４図は第５図の３値変換回路の例とトライステート
・ディジタル回路で作られた第７図の実施例と同一機能
を示すものである。３４０１は２値デイジタルデータ入
力、３４０２はエツジ検出回路であり３４０２Ａは立ち
上りエツジ検出回路、３４０２Ｂは立ち下りエツジ検出
回路、３４０３は時間軸圧縮回路、３４０４は遅延回路
、３４０５は切換スイッチ、３４０６はインバータ、３
４０７は加算回路、　３４０８はタイミング発生回路で
ある。３４０３から３４０４の人、Ｂはそれぞれ立ち上
りエツジ検出回Ｍ　３４０２人、立ち下りエツジ検出回
ｊ１５３４０２Ｂの出力を処理することを示し、機能は
同一である。切替スイッチ３４０５は立ち上りエツジ、
立ち下りエツジ両信号を扱うため、Ａ、Ｂは機能が同一
であるという意味しか持たない。

第２４図の動作を第６図、第８図のタイミングチャート
を用いて説明する。第６図（ａｌの２値デイジタルデー
タ波形が２値デイジタルデータ入力３４０１より入力さ
れると立ち上りエツジ検出回路３４０２Ａ。

立ち下りエツジ検出回ｗＪ３４０２Ｂにより、それぞれ
第６図（ｅ）　、　（ｆ）のようにエツジが検出される
。

なお、これかられかるように、第５図の３値変換回路の
例のＡＮＤ回路５０５出力、ＡＮＤ回路５０６出力がそ
れぞれ立ち上りエツジ、立ち下りエツジを出力する。エ
ツジ検出回路３４０２Ａ　、　Ｂ出力を１データ長Ｔご
とに区切るとそれぞれデータ列第８図８０１のように考
えることができる。今、説明のために立ち上り、エツジ
検出回１２５３４０２人の出力を処理する系のデータ列
の番号番こ添字Ａ１立ち下りエツジ検出回路３４０２Ｂ
の出力を処理する系のデータ列の番号に添字Ｂをつける
。データ列８０１Ａ、Ｂをそれぞれタイミング発生回路
３４０８のタイミングによって時間軸圧縮回路３４０３
Ａ　、　Ｂでデータを時間軸圧縮してデータ列８０２に
示すタイミングでデータ列８０２人、Ｂを得る。切替ス
イッチ３４０５Ａ　、　Ｂがそれぞれ（イ）の方に閉じ
ているとすれば切替スイッチ３４０５Ｂの出力に立ち上
りエツジ側の信号８０２Ａが、切替スイッチ３４０５Ａ
の出力に立ち下りエツジ側の信号８０２Ｂが選択される
。切替スイッチ３４０５Ａ出力はインバータ３４０６で
反転され、加算回路３４ｏ７で切替スイッチ３４０５Ｂ
出力と加算され、３値信号を加算回路３４０７出力に得
る。この動作を第６図のタイムチャートを用いて説明す
る。第６図（ｅｌは立ち上りエツジ回路３４０２Ａ出力
を時間軸圧縮回路３４０３Ａで圧縮した波形、（ｆ）は
立ち下りエツジ回路３４０２Ｂ出力を時間軸圧網口ＩＭ
　３４０３Ｂで圧縮した波形、（ｇ）は（ｆ）の反転信
号、（ｈｌは（ｅｌとｆｇｌの波形を加算して得られる
３値信号、（ｉｌは（ｅｌの反転信号、０１は（ｆｌと
（ｉｌの波形を加算して得られる３値信号である。ただ
し、ここでＴは圧縮後の１データ長を示す。切替スイッ
チ３４０５が（イ）の方に閉じている場合、切替スイッ
チ３４０５Ｂには（ｅｌの波形が、切替スイッチ３４０
５人には（ｆｌの波形が出力されインバータ３４０６出
力は（ｇ）の波形となる。したがって加算回路３４０７
出力は（ｈｌに示すような３値信号となりデータ列８０
２が出力される。次に切替スイッチ３４０５が（ロ）の
方に閉じている場合は、切替スイッチ３４０５Ｂには（
ｆ）の波形が、切替スイッチ３４０５Ａにはｔｅｌの波
形が出力されインバータ３４０６出力は（ｉ）の波形と
なる。したがって加算回路３４０７出力は（ｊｌの波形
となり（ｈｌの波形を中点心位中心として反転した３値
信号となる。ただし切替スイッチ３４０５が（ｏ）の方
に閉じている場合はＭ延回路３４０４を通るため遅延時
間τ、だけ遅れ、すなわち第８図の例では５デ一タ分遅
延し３値信号（ｉ）はデータ列８０３に示すようになる
。したがって加算回Ｍ　３４０７出力は第８図８０４に
示すようになる。このデータ列８０４は第７図の回路出
力表向−である。第２４図の実施例によれば、２値デイ
ジクル素子を用いて３値信号を処理することができる効
果がある。

第２５図も第５図の３値変換回路の実施例とトライステ
ート・ディジタル回路で作られた第７図の実施例と同一
機能を示すものである。

３５０１は時間軸圧縮回路、３５ｏ２はエツジ検出回路
であり３５０２人は立ち上りエツジ検出回路、３５０２
Ｂは立ち下りエツジ検出回路である。！２５図の例は、
２値デイジタルデータを時間軸圧縮し、その圧縮したデ
ータに対してエツジ検出を行うものである。

したがって３５０２のエツジ検出は、圧縮後の１デ一タ
長間隔のパルス幅となる。第２５図の例は時間軸圧縮回
路が１つですむ効果がある。

第２６図は第５図の３値変換回路の例とトライスデート
・ディジタル回路で作られた第１３図の例と同一機能を
示す。２００１はタイミング発生回路である。第２６図
の動作は第１４図のデータ列１６０２をそれぞれ立ち上
りエツジ検出回路３４０２Ａ出力、立ち下りエツジ検出
回路３４０２Ｂ出力に対応させ、遅延回路３４０４の遅
延時間τ、は第１４図に示す時間とし、タイミング発生
口［２００１内に設けたｗ　ＯＲ２１Ｕ３で第１４図の
タイミング波形１６ｏ１と１６０４によりタイミング波
形１６０５を得る。切替スイッチ３４ｏ５を切替えるタ
イミングは第１４図１６０５とその高レベルのときは（
ロ）側、低レベルのときは（イ）側に閉じる。このタイ
ミング波形１６０５で制御された切替スイッチ３４０５
によりデータ列１６０６が３値信号として出力端子３４
０９に得られる。第２６図の実施例によれば、２値デイ
ジタル素子を用いて３値信号を得ることができる効果が
ある。

データ数を増減した数やその水平走査期間を示す制御信
号や水平走査期間の先頭多重信号が上あるいは下のどち
らかの隣接走査期間の多重信号と逆相の同一信号かを示
す制御信号あるいは垂直走査期間との関係位置を示す制
御信号などを多重信号に加えて伝送する本発明の他の実
施例を第２７図に示す。２２０１はタイミング発生用制
御回路、２２０２は制御信号発生回路、　２２０３は切
替スイッチであり、第２図と同一符号は同一機能を示す
。ディジタル信号処理回路 御信号発生回路２２０２の出力をタイミング発生用制御
回１１２２０１のタイミングで切替スイッチ２２０３を
切替えて、制御信号とディジタル信号処理回路からのデ
ータと時分割多重する。なお、制御信号などの期間だけ
（切替スイッチ２２０３が制御信号発生回路２２０２側
に接している期間だけ）データの伝送ができないのでそ
の時間だけディジタル信号処理回路２１３あるいは処理
回路２１５の出力を停止する。

また、その停止期間のデータを不連続としなＣまために
ディジタル信号処理回路２１３あるいは処理回路２１５
において事前にデータの時間軸圧縮を行い、制御信号な
どのために時間にすき間をあけた間欠データとする。そ
の結果の多重信号の例を第四図に示す。２３０１は垂直
同期信号、２３０２は水平同期信号、２３０３は多重信
号、２３０４は多重信号の時間的拡大信号である。この
例ではテレビジョン水平同期信号に合せて示している。

水平同期信号２３０２の垂直同期期間の後の等化パルス
期間の次の１水平走査期間にＣで示す同期信号１６ビツ
ト、制御信号３２ビツト、データ数情報４８ビツトをさ
らに次の水平走査期間に逆相で（Ｃで示す）付加した例
である。

この制御信号期間を２垂直期間な２回とすれば、現行の
我が国のテレビジョンの場合では５２５本の水平走査期
間のうち１水平走査期間を制御信号期間とするので処理
回ｊ１３２１５の出力は５２５１５２３倍の比でデータ
を時間軸圧縮すれば良い。

本実施例によれば、水平走査期間の隣接水平走査期間と
の多重信号の極性、水平走査期間番号、水平走査期間の
多重信号の伝送容量の増減、その増減した水平走査期間
番号などの制御信号などを多重伝送できるので、この信
号を受信する受信機の信号処理を容易にかつ安定に動作
できる効果がある。

次に本発明のディジタル符号処理回Ｎ　２１３のインタ
ーリーブ処理例を示す。第２９図は第１５図などテレビ
ジョン画面に対応させて模擬的に示した伝送パターン図
であり、サンプリングした音声信号の左チャネルのサン
プリングごとのデータをム。

Ｌｌ、Ｉ４右チャネルをＲｅ　＋　Ｒ＋　＋　Ｒ４で示
す。Ｌ６　＋Ｉｑ　ｌら、民、所、圏は”０　＋ｋ　、
Ｌ、　１〜．Ｒ１，島、の反転データを示し、隣接した
水平走査期間で伝送する。本図ではＬｌに対してり、、
Ｌ、の隣接サンプリング点でのデータを同一水平走査期
間以上に離して挿入（インターリーブ）したことを示し
、この点が特徴である。

本実施例によれば、隣接サンプリング点でのデータが水
平走査期間番号離れて挿入されているので、第１図で説
明したように隣接した水平走査期間の相関の少ない映像
（隣接水平期間の画像相互に差が多い映像）では、減算
器１１８で一水平走査期間遅延した信号と減算したとし
ても映像信６号からの妨害を十分に相殺できなくその水
平走査期間のデータが誤り、あるサンプリング点での信
号に誤りが生じても、隣接サンプリング点でのデータが
インターリーブにより誤りやすい同一水平走査期間に無
く他の水平走査期間に存在するので映像信号からの妨害
が相殺され誤りが生じ難いので誤りの生じたサンプリン
グ点での信号を隣接したサンプリング点から補間すれば
安定な多重信号を再生できる効果がある。

上記、実施例で伝送した信号を受信する本発明の受信機
（信号再生装置）の一実施例を第３０図に示す。２５０
１は制御信号再生回路、２５０２は補間制御回路であり
、第１図と同一符号のものは同一機能を示す。制御信号
再生回路２５０１により符号識別回路１２０の出力のデ
ィジタル符号から制御信号を取り出し、その制御信号に
応じてタイミング再生回路１２４を介してスイッチ１２
２で必要なデータを取り出すとともに時間軸伸長回路１
２３で元の連続データを再生する。ディジタル信号処理
回路１２６で伝送途中で生じた誤りを検出訂正するとと
もに映像の相関性の少ない部分などで集中的に発生した
誤りによって訂正できな°くなったサンプリング点での
信号を補間制御回路２５０２によりディジタル信号処理
回路１２６を制御して隣接サンプリング点から平均値補
間あるいは前値保持などにより演算して補間した信号に
おきかえる。

本実施例によれば、制御信号による再生および隣接サン
プリング点からの補間ができるので安定な受信再生が得
られる効果がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、振幅変調された搬送波と直焚位相関係
の搬送波を搬送波近傍のスペクトルを低減して変調多重
された信号と、前記振幅変調された搬送波を合成伝送さ
れた多重伝送信号から多重信号中の搬送波に同期した信
号で同期検波し、３値識別回路やディジタル復調回路な
どで復調できるので前記振幅変調とは別の前記振幅変調
する信号以外の信号を再生できる効果がある。さらに搬
送波再生回路の応答帯域を、直交多重信号のスペクトル
の搬送波近傍の抑圧された帯域内にできるので振幅変調
された搬送波の検波回路が搬送波再生型検波の場合は搬
送波周波数選択回路の搬送波周波数選択回路、ＰＬＬ同
期検波回路の場合はＰＬＬの周波数応答帯域に与える直
交多重されたディジタル符号化された音声信号などの信
号からの妨害が減少し、直交多重信号によって引き起こ
された位相変動にともなう色相変化を低減できる効果が
ある。また、映像搬送波の映像信号と直焚関係を持たせ
、映像信号の隣接した水平走査期間での同一の多重信号
を位相関係を逆相として多重伝送できるので、テレビジ
ョン受信機の映＊棟波の方式が包絡線検波方式としても
映像信号への多重信号からの妨害を低減できる効果があ
り、水平走査期間ごとに発生する特異データと映像信号
の水平同期信号のタイミングを遅延回路で合わせるため
、特異データによる画像妨害点を水平帰線期間内にして
ＴＶ画面上に現われないようにすることができる。

また本発明によれば、同一多重信号を逆相で伝送された
信号を減算して再生できるので、映像コーストなど映像
信号からの妨害を低減できる効果がある。

また、水平走査期間ごとに発生する特異データを利用し
て、安定に多重信号を復調できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の信号再生装置の一実施例のブロック図
、第２図は本発明の信号発生装置の実施例のブロック図
、第３図は本発明において用いる多重伝送信号説明のた
めのスペクトル図、第４図は同じくベクトル図、第５図
は第２図の主要部分のブロック図、第６図は第５図の説
明のためのタイミング図、第７図は信号発生装置の主要
部のブロック図、第８図は本発明における伝送信号の波
形図、第９図は本発明における伝送信号の画面パターン
の模擬図、第１０図は本発明における伝送信号説明のた
めのベクトル図、第１１図（ａ）はくし形フィルタの構
成図、第１１図（ｂｌは動作説明のための波形図、第１
２図は本発明における伝送信号説明のための波形図、第
１３図は信号発生装置の主要部の他の例を示すプロ・ン
ク図、第１４図は本発明における伝送信号の波形図、第
１５図は本発明における他の伝送信号の画面パターン図
、第１６図は本発明の実施例における主要部の一動作説
明図、第１７図は本発明の実施例における主要部の具体
的ブロック図。 第１８図は本発明の実施例における主要部の一動作説明
図、第１９図は本発明の実施例における主要部の１動作
説明図、第２０図は本発明の実施例における主要部の他
の具体的プロ・ツク図、第２１図は本発明の実施例にお
ける主要部の１動作説明図、第２２図は本発明の他の実
施例を示すブロック図、第２３図は本発明の実施例にお
ける主要部の１例のブロック図％第２４図は本発明の実
施例における主要部の他の例のブロック図、第２５図は
本発明の実施例における主要部の他の例のブロック図、
第２６図は本発明の実施例の主要部分を説明するブロッ
ク図、第２７図は本発明の信号発生装置の他の実施例の
ブロック図、第四図は本発明の伝送信号の波形図、第２
９図は本発明の伝送信号の画面パターンの模擬図、第３
０図は本発明の信号再生装置の他の実施例のブロック図
、である。 符号の説明 １１５　　・同期検波回路　　１１７・・・遅延回路１
１８・・・減算器　　　　　１１９・・３値識別回路１
２０・符号識別回＠２５　　１２２・・スイッチ１２３
・・・時間軸伸長回路 １２４・・・タイミング再生回路 １２５・・・２値変換回路 ６００１・・・連続データ検出回路 ２１４・・３値変換回路　　２１５・・・処理回路７０
００・・・遅延回路 ス 各１ｒＩＷＣン ワ を 易 コ ｔｊ） 六 図 （α） ｆｉ　　１０　　図 （Ｑ） （ｂン 〔し） ｉ　ｄ　ｊ 図 図 ｈ ２日 ■ 山 シ コ 永♀

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調して得られ
   る第１の信号と、前記搬送波と直交した位相関係にある
   直交搬送波を多重すべき信号で振幅変調して得られる第
   ２の信号と、を合成して伝送する直交多重伝送方式にお
   いて、 前記多重すべき信号は、前記映像信号とは別のディジタ
   ル符号化した信号であって、その低域成分を抑圧するよ
   うにスペクトル抑圧処理が行われ、更にその抑圧処理さ
   れた信号が前記映像信号の水平走査期間単位で繰り返し
   、かつ隣接した水平走査期間の同一タイミングで逆相関
   係に反転するように相関処理が行われ、水平走査期間毎
   に現れる信号の特異点が前記映像信号の水平帰線期間内
   に位置するようにタイミング合わせを施された信号から
   成ることを特徴とする直交多重伝送方式。 ２、請求項１に記載の直交多重伝送方式の送信側に用い
   る信号発生装置において、 搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調する第１の変調
   回路と、前記搬送波（以下、映像搬送波という）の発生
   回路からそれとは直交した位相関係にある直交搬送波を
   得る移相器と、映像搬送波近傍のスペクトルを低減させ
   るスペクトル帯域抑圧回路と、前記映像信号とは別の、
   ディジタル符号化した多重すべき信号を、映像信号の水
   平走査期間単位で繰り返し、かつ隣接した水平走査期間
   の同一タイミングで逆相関係に反転するように相関処理
   を行う処理回路と、水平走査期間毎に現れるディジタル
   符号化した前記多重すべき信号の特異点を映像信号の水
   平帰線期間内に位置させるようにタイミング合わせを行
   う遅延回路と、該遅延回路の出力で前記移相器の出力で
   ある直交搬送波を振幅変調する第２の変調回路と、該第
   ２の変調回路の出力と前記第１の変調回路の出力とを合
   成して出力する合成回路と、を具備したことを特徴とす
   る信号発生装置。 ３、請求項１に記載の直交多重伝送方式の受信側に用い
   る信号再生装置において、 伝送されてきた合成信号から前記第２の信号としての被
   変調信号を選択する選択回路と、選択された該第２の信
   号から前記直交搬送波を再生する直交搬送波再生回路と
   、前記第２の信号を前記直交搬送波再生回路からの再生
   搬送波で同期検波してその変調信号を検波する同期検波
   回路と、該同期検波回路からの検波出力を所定期間遅延
   させる少なくとも一つの遅延回路と、該遅延回路の出力
   について遅延前の信号との間で減算などの演算処理を施
   す演算回路と、演算処理後の出力について前記直交搬送
   波近傍の周波数スペクトルについて施された低減処理を
   復調する復調処理回路と、該復調処理回路の出力につい
   てその必要な期間のみ導通させて取り出すスイッチ回路
   と、該スイッチ回路の出力を時間伸長する時間伸長回路
   と、前記スイッチ回路の導通・切断の制御を行う切替制
   御回路と、前記同期検波回路からの検波出力を入力され
   、それから多重された信号の特異点を検出する連続デー
   タ検出回路と、該連続データ検出回路の出力を少なくと
   も参照して前記切替制御回路と時間伸長回路を所定の正
   しいタイミングで動作させるタイミング信号を再生して
   出力するタイミング再生回路と、を具備したことを特徴
   とする信号再生装置。