JPH0197086A - 多重伝送信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は多重伝送システムに係り１％に現行テレビジ冒
ン信号に他の情報を多重伝送する伝送信号を受信する多
重伝送信号再生装置に関する。

〔従来の技術〕

従来、テレビジ璽ン信号の他の情報を多重する方法は特
開昭４９−８４７２８に記載されているように６映像搬
送波と直交位相関係を持つ搬送波を他の情報で変調し映
像信号で変調された映像搬送波と合成して伝送する直交
変調方式が知られていた。

また、この直交変調方式の現行テレビジョン受信機に対
する多重信号による妨害を低減する方式として、プレビ
ジ璽ン受信機のナイキストフィルタの逆特性を送信側の
多重信号に加えることについては、社団法人電子通信学
会発行電子通信学会技術研究報告、ＶｏＬ、　８６　Ａ
　２４６の第６５頁から第７２頁１９８６年１１月２７
日記載の通信方式Ｃ５Ｂ６−８２「映像搬送波の直交変
調による高精細画像の伝送」において論じられている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、直交変調方式の現行テレビジ嘗ン受信
機の検波方式が包絡線検波の場合の多重信号による妨害
あるいは搬送波再生型の疑似同期検波の場合の多重信号
の低い周波数成分による妨害、特に現行テレビジ曹ン受
信機の色副搬送波へ与える妨害について配慮がされてお
らず、多重信号による現行テレビジ冒ン受信機の再生画
像の色相変化妨害の問題があった。

また、多重伝送された多重信号を再生する場合の映倫信
号からの妨害について配慮されていなかった。

本発明の目的は、現行テレビジ曹ン放送への妨害を少な
くした直交変調方式で、現行テレビジ曹ン放送の映像搬
送波に多重伝送された多重信号を。

映像信号からの妨害を少なくし安定して受信再生するに
有効な多重伝送信号再生装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、多重信号による映像搬送波の直交変調をＦ
Ｍ、”＊たはＰＥ符号のよ５に隣接データが逆相となる
ように変調して伝送された信号を復調する受信機におい
て、データ最小反転期間遅延した信号との減算を行なう
処理回路を設けることＫより達成される。

〔作用〕

処理回路では直交成分に多重伝送された多重信号を反転
復調したり反転加算したりするので、テレビジョン放送
で伝送される映像信号からの妨害を低減できる。

〔実施例〕

以下１本発明の受信機の一実施例として現状の地上放送
テレビジ１ンにディジタル符号化した音声信号を多重伝
送した場合の例を第１図に示す。

１０１はアンテナ、１０２は高周波増幅回路、１０３は
周波数変換回路、１０４は受信機用の再生ＩＦフィルタ
、１０５は中間周波増幅回路、１０６は映像信号検波回
路、１０７は映倫信号増幅回路、１０８は色差信号復調
回路、１０９は原色信号復調回路、１１０はブラウン管
、１１１は音声中間周波増幅回路、１１２は音声ＦＭ検
波回路、１１３は音声信号出力端子。

１１４は、帯域通過フィルタ、１１５は同期検波回路。

１１６は搬送波再生回路、１１７は減算器、１１８は遅
延回路、１１９は符号識別回路、１２０はクロック再生
回路であり、１１７から１２０で復号回路１２４を構成
する。１２１はディジタル信号処理回路、１２２はディ
ジタル・アナログ変換回路（以下ＤＡＣと略す）１２５
はディジタル符号化して伝送された音声信号の出力端子
である。

アンテナ１０１より入力したテレビジ璽ン信号を　・高
周波増幅回路１０２で増幅し１周波数変換回路１０３で
復調用の中間周波に周波数変換し、受信機用の再生ＩＦ
フィルタ１０４を介し、中間周波増幅回路１０５で増幅
する。選局は周波数変換回路１０３の局部発振周波数を
変えることで行われる。中間周波増幅回路１０５で増幅
された信号から映倫信号帯域については映像信号検波回
路１０６で検波し、映像信号増幅回路１０７の出力の輝
度信号と色差信号復調回路１０８の出力の色差信号とか
ら原色信号復調回路１０９でＲ，Ｇ、Ｂの三原色を得、
ブラウン管１１０に映し出す。

一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回路
１１１で増幅し、音声ＦＭ検波回路１１２で検波復調し
て音声信号出力端子１１３に音声信号を復る。以上は従
来のテレビジ曹ン受信機と同一である。

以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調する
ために１周波数変換回路１０３の出力から帯域通過フィ
ルタ１１４により多重伝送されたディジタル符号化した
音声信号帯域を選択して増幅し。

同期検波回路１１５において、搬送波再生回路１１６で
再生された搬送波に同期した信号を用いて搬送波の振幅
変調成分に直交した成分で変調された信号を検波復調す
る。

その復調波形と、遅延器１１８を経てデータ最小反転期
間長遅延した復調波形を減算器１１７で減算する。減算
することで、伝送されたデータは２倍となり白色雑音は
６倍に増すだけである。さらに低周波成分で隣接の相関
の多い映像からの妨害は相殺して除去できる。この効果
については第５図〜第７図で詳しく説明する。減算器１
１７で得られた信号を符号識別回路１１９とクロック再
生回路１２０を用いて誤り率の少ない点（いわゆるアイ
ノくターンの最大開口部）でディジタル符号にする。

ディジタル符号はディジタル信号処理回路１２１で伝送
途中で生じた誤りを誤り検出訂正符号を用いて検出訂正
する。ｖＡり検出訂正された後のディジタル信号をＤＡ
Ｃ１２２でアナログ信号に変換して音声信号に戻し、デ
ィジタル符号化した音声信号の出力端子１２３に得る。

ここで第１図の受信機の一実施例で受信できる信号を発
生する送信機の例を第２図に示す。２０１は音声信号入
力端子、２０２はＦＭ変調器、２０５は音声信号搬送波
発生器、２０４は映像信号入力端子。

２０５はマトリックス回路、２０６は輝度、信号処理回
路、２０７は色差信号処理回路、２０８は加算回路。

２０９は映像変調器、２１０は映像信号搬送波発生器。

２１１はディジタル符号化して伝送する音声信号の入力
端子、２１２はアナログ・ディジタル変換器（以下ＡＢ
Ｃと略す）、２１３はディジタル信号処理回路、２１４
は符号化回路、２１５は低域通過フィルタ、２１６は９
０度移相器、２１７はディジタル符号化した音声信号用
の変調器、２１８は加算器、２１９は残留側波帯振幅変
調用の送信ＶＳＢフィルタ、２２０は加算器、２２１は
アンテナ、２２２はイコライザである。

音声信号入力端子２０１からの音声信号で音声信号搬送
波発生器２０３からの音声用搬送波をＦＭ変調器２０２
においてＦＭ変調する。映像入力端子２０４に入力され
たＲＧＢの三原色信号をマトリックス回路２０５で輝度
信号と色差信号とに分け、おのおの輝度信号処理回路２
０６と色差信号処理回路２０７で処理した後、加算器２
０８で加算する。加算後の信号で映像信号搬送波発生器
２１０からの搬送波を映偉変ｐ４−２ａｑを用いて変調
し、送信ＶＳＢフィルタ２１９でプレビジ１ン放送帯域
に帯域制限して加算器２２０で音声信号と加算してアン
テナ２２１より送信する。

以上については、従来の地上伝送のテレビジ１ン放送と
同一である。以上の信号に高品質な音声を伝送するため
に以下を追加する。

多重する音声信号を入力端子２１１に加え、音声信号を
ＡＤＣ２１２でディジタル信号に変換し、ディジタル信
号処理回路２１３で伝送中に生じる誤りを検出訂正する
ための符号を追加したり、インタリーブ処理をほどこす
。処理後のディジタル符号は符号化回路２１４で、ＦＭ
やＰＫなどのディジタル変調を施し、低域通過フィルタ
２１５を介して不要な高域成分を削除する。このディジ
タル符号化した音声で、移相器２１６を介して９０度移
相された映像信号搬送波をディジタル符号化した音声信
号用の変調器２１７で変調し、受信機の再生ＩＦフィル
タ１０４の特性による直交性への影響を防ぐため再生Ｉ
Ｆフィルタの逆特性を有したイコライザ２２２を通し、
加算器２１８を用いて映像信号で変調された搬送波と加
算する。その結果、映像用の搬送波は。

映像信号とディジタル符号化した音声信号と直交関係で
変調されることとなる。

変調されるスペクトルを第３図に示し、映像搬送波の映
像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態の
ベクトル図を第４図に示す。

第５図の３０１は映像信号のＶＳＥフィルタ後のスペク
トル、３０２はＦＭ変調された音声信号のスペクトル、
５０３はディジタル符号化した音声信号のスペクトルを
示す。３０４につい【は後で説明する。

ここで、映像信号スペクトル３０１とディジタル符号化
した音声信号のスペクトル５０２とは直交で多、重する
ため第３図では２段に分けて示し、ディジタル符号化し
た音声信号のスペクトルは、イコライザ２２２の影響を
考慮していない。

第３図において、映像搬送波に対して−０，７５ＭＨｚ
以下のスペクトルについては残留側波帯振幅変調とする
ＶＳＥフィルタによって減衰されている。

４、２　ＭＨｚ　までは映像信号が、　４．５３ｒＨｚ
近傍には音声搬送波がＦＭ変調されたスペクトルが存在
している。映像搬送波に対して±０．７ＭＨｚ　　Ｋつ
いては両側波帯が送信されるため、一般の振幅変調（Ｄ
ＳＢ　）と考えて良い。その両側波帯を有している搬送
波に直交して±０．７　Ｍｉｘ　以内の信号をディジタ
ル符号の１と０に相当させて振幅Ａと−Ａとで変調する
と、搬送波のベクトルは、映像信号を１とした場合 幅ωｃｔ：１：Ａｄｋｎωｃ　ｔ　　　　　　（１１と
なる。ここでωＣは搬送波の角周波数である。

このようすを第４図に示す。

（１３式を展開すると である。

ここで受信された映像信号へのディジタル符号化した音
声信号からの妨害を考える。映像信号検波回路が幅ωａ
ｔで同期検波しているものについてはＡの値Ｋかかわら
ず（２）ωａｔの係数のみ（すなわち映像信号のみ）が
再生され妨害とはならない。

また映像信号検波回路が包路線検波をしているものにつ
いてはＡの値を１より下げることで妨害を軽減できる。

例えばＡを０．１とすると、ＣＴｊ中１．００５となり
、１に比べてα００５の信号（約−４０ｔｔＢ）が影響
するが、映像信号のＳＮ比は４０ｄ１以上あれば実用上
問題ないと考える。

一方、映像信号からディジタル符号化した音声への妨害
は、第１図に示すように同期検波回路１１５で搬送波に
直交した成分のみを復調することで排除できる。信号レ
ベル対雑音の比（以下ＳＮ比と呼ぶ）Ｋついて考えると
、映像信号のＳＮ比が４０　ｄＢが実用レベルとすると
、帯域幅がディジタル符号化した音声信号の伝送帯域幅
Ｉ　ＭＨｚ　Ｋ比べ約４倍であるため、ディジタル符号
化した音声信号のＳＮ比は４６　ｄＢとなるが、変調レ
ベルＡをα１とすると伝送ＳＮ比は２６ｄＥ程度となる
。またディジタル信号のＳＮ比とピットエラーレートと
の関係を一般的な二値信号で考えてもＳＮ比が１７．４
ｄｊで１０−４　である。映像信号のＳＮ比が４０ｄｊ
ｌの場合にはディジタル符号化した音声信号の伝送ＳＮ
比は２６ｄ１であり、フィシタル信号の伝送として実用
上充分な値である。

次にディジタル符号化した音声信号のスペクトル３０３
及び符号化回路２１４について考える。ディジタル符号
化した音声信号のスペクトル３０３は第３図に示すよう
に搬送波周波数付近のスペクトルを抑圧したものとする
。これは、変調器２１７で変調する前のベースバンドデ
ィジタル信号の低域成分を抑圧することで実現でき、符
号化回路２１４でＦＭやＰＫなどの直流成分をもたない
ようなディジタル変調を施すことで実現できる。ただし
、　ＦＭ。

ＦＭ変調を施すことで伝送容量は半分になる。

ここで搬送波近傍の周波数成分を低減した場合の効果に
ついて説明する。第３図３０４は、搬送波再生型検波の
場合は搬送波再生回路を構成する搬送波周波数選択回路
の搬送波周波数選択帯域を。

あるいはＰＬＬ同期検波の場合は搬送波再生回路を構成
するＰＬＬの周波数応答帯域を表す。帯域３０４内に搬
送波周波数成分以外の信号が含まれている場合、それら
は搬送波再生の妨害となり、映像検波特性を劣化させる
原因となる。ディジタル符号化した音声信号のスペクト
ル３０３はこの妨害成分となるため、応答帯域３０４の
帯域内のスペクトルがより多く抑圧されることが望まし
い。このように、ディジタル符号化した音声信号のスペ
クトル３０３の搬送波周波数部分のスペクトルを抑圧し
た帯域内に搬送波周波数選択帯域またはＰＬＬの周波数
応答帯域を選ぶことにより直交多重したディジタル符号
化した音声信号からの妨害が軽減できる効果がある。

また、我々は直交多重が現行多重テレビジ冒ン放送の映
像色副搬送波の位相への妨害に気がついたので説明する
。

直交多重する低い周波数の別の映像信号なＡａＩｌαｔ
、多重される映像搬送波を（２）ωａｔ、両側波帯を有
するプレビジロン信号の低い周波数の映像信号をＢ（２
）ｂｔ、映像信号の色副搬送波をｓｔｘｍａｔ　　とす
ると、加算器２１８の出力、　（ｔ）は。

Ｃ（ｔｌ　””　（１＋Ｂｃｍｂｔ　＋　Ｓｃｍｚｔ　
）ｃｍωｃｔ＋Ａ朝αを自ωｃ　ｔ　　　　　　　　　
　　（３１と示される。ここで、ａｔおよびｈｔを低い
周波数成分として説明しているのは、イコライザ２２２
およヒｙ−レビジ冒ン受信機のナイキストフィルタによ
る上下側帯波間のレベル差による計算の煩雑さを略すた
めである。Ｃ（ｔｌを送信ＶＳＢフィルタを通すことで
Ｓ　（ｇｌの下側帯波である（２）（＃−ωｃ）ｔの成
分を除いた送信信号Ｃｒ　（ｔ）は。

で表わされる。この信号を受けるテレビジョン受信機の
ナイキストフィルタ出力ＣＲ（ｔ）　　は映像搬送波と
近い側帯波はともに−され、搬送波は中間局波数にωｉ
ｔに変換される。

ｃｍｃωｉｔ−〇）（５） で示される。

であるにのＣｓ　（ｔ）より包路線検波出力Ｒｎ（ｔ）
は＋２ＢＳ可ｂｔ　・■ｚｔ　＋　２５（２）ａｔ−２
ＡＳａｍａｔ−ｓＪｎｚｔ＋Ａ”ｃ−ａｔ）　　　（７
１となり平方根を近似展開１゛ると ＋　ＢＳ　ａｓ　Ａｔ　−ａｓ　ａｔ　＋　Ｓ　ｃｍ　
ａｔとなる。ここでＲＤ（ｔ＋から色副搬送波に関係す
るｚｔの項を抽出すると受信された色副搬送波Ｒｓ（ｔ
）は、 −Ａａｓａｔ　ｍａｔ　１ −　ａｍ　（ｚｔ　十ｍ　）　　　　　　（９）たたし となる。

１１式より多重信号の極性と受ける妨害の移相が対応し
ており、極性により妨害の移相が逆となることがわかる
。

以上説明したこと、および視覚上の効果を利用する方法
として隣接するデータの極性をなるべく逆位相にして伝
送することが考えられる。すなわち、隣接するデータ間
の位相変動方向を逆方向とすれば、同一信号で隣接する
データ間での画面の色相変化が逆となり人間の視覚の色
度感度の周波数特性（目の積分効果）などＫより１色相
変化を感じ難くできる。この方法を実現するには、第２
図における符号化回路２１４において、ＦＭ、またはＰ
Ｒ変調を施すことが実現できる。

したがりて、符号化回路２１４でＦＭまたはＰＭ変調さ
れたデータを第２図のようｋして送信された信号を受信
した場合、第１図の実施例によれば。

搬送波再生回路１１６の搬送波周波数選択帯域またはＰ
ＬＬの応答周波数帯域は直交多重信号のスペクトルが抑
圧されている帯域内なので安定に直交多重信号を受信で
きる効果があり、また隣接データ間ととに逆相で多重す
るので既存のテレビジ璽ン受信機の色相への妨害を低減
できる効果がある。

第５図は、第２図の符号化回路２１４でＦＭ変調された
信号を受信する場合の第１回復号回路１２４の実施例で
ある。第１図と同一符号は同一機能を示し、５０１は同
期検波回路出力、５０２はウィンドコンパレータ、５０
３はラッチ、５０４はディジタルデータ出力である。第
５図の動作を第６図を用いて説明する。第６図は第５図
のタイミングチャートを表し、第５図にその部所を示し
た。また６１０゜６１１はウィンドコンパレータ５０２
のコンパレータレベルである。送信前のデータ６０８は
ＦＭ変調を受けＦＭ信号６０１となりこれが同期検波出
力５０１より得られる。信号６０１は遅延回路１１８で
遅延を受は信号６０２となり、減算器１１７で信号６０
１より減算される。この動作は信号６０２を反転して（
信号６０３）信号６０１に加算することに等しい。減算
器１１７の出力は信号６０４に示すよ５に５値信号とな
るが、これをウィンドコンパレータ５０２でコンパレー
タレベル６１０．＋５１１の間の電圧、すなわち中点電
位を検出し信号６０５を得る。信号６０５をクロック再
生回路１２０で再生したクロック６０６を用いてラッチ
５０５でラッチし、ひげのない出力信号６０７を得る。

出力信号４０７をディジタルデータで表したものが６０
９であるが、送信前のデータ６０８に等しいことがわか
る。第５図の復号回路は、信号６０４の中点電位が送信
前のデータ６０８の０”に対応していることを利用した
ものである。なお。

第６図では簡単のために信号６０１から６０４を矩形波
で示したが実際は帯域制限を受けており高調波成分のな
い信号となっている。本実施例によれば復調波形と、遅
延器１１８を経【データ最小反転期間である１データ長
（送信前のデータからみると半データ長）遅延した復調
波形を減算器１１７で減算しているので、低周波成分で
隣接の相関の多い映像からの妨害は相殺して除去でき、
映像からの妨害を低減できる効果がある。

第７図は、第２図の符号化回路２１４でＰＥ変調された
信号を受信する場合の第１回復号回路１２４の実施例で
ある。第１図、第５図と同一符号は同一機能を示し、７
０１はコンパレータ、７０２はラッチである。第７図の
動作を第８図を用いて説明する。第８図は第７図のタイ
ミングチャートを表し第７図にその部所を示した。また
８１０はコンバレーｐ７０１のコンパレータレベルであ
る。送信前のデータ８０８はＰＥ変調を受けＰＥ信号８
０１となりこれが同期検波出力５０１より得られる。信
号８０１は遅延回路１１Ｂで遅延を受は信号８０２とな
り、減算器１１７で信号８０１より減算される。この動
作は信号８０２を反転して（信号８０３）信号８０１　
Ｋ加算することに等しい。減算器１１７の出力は信号８
０４に示すよう゛に３値信号となるが、これをコンパレ
ータ７０１でコンパレータレベル８１０．すすｂ　チ。

中点電位で識別し信号８０５を得る。信号８０５をクロ
ック再生回路１２０で再生したクロック８０６を用いて
第８図のように１つおきにデータをラッチ７０２で抽出
し出力信号８０７を得る。出力信号８０７をディジタル
データで表したものが８０９であるが送信前のデータ８
０８に等しいことがわかる。第７図の復号回路は、信号
８０４のデータが１つおきに送信前のデータ８０８に等
しいことを利用したものである。なお、第８図では簡単
のために信号８０１から８０４を矩形波で示したが実際
は帯域制限を受けており高調波成分のない信号となって
いる。本実施例によれば、第５図と同様に映像からの妨
害を低減できる効果があり、さらに減算により伝送され
たデータは２倍となるが白色雑音は６倍に増すだけなの
でＳＮ比のより復調が可能となる効果がある。

なお、映像信号からの妨害除去は次のような過程で行わ
れる。あるＸなるデータをＦＭ変調するとｘｘという２
つのデータ列となる。これを受信機の遅延回路１１８と
減算器１１７により１データ前に受けたＸと次のデータ
で受けたＸが同一タイミングで減算されるので Ｘ−（Ｘ）−２Ｘ　　　　　　　　　　　（ｉｌｌとな
り、２倍の信号が得られる。この伝送途中に映像信号か
らＧの妨害を受けるとすると、映像信号が低周波であり
隣接データで相関が多い画像では、Ｘのタイミングでも
ＸのタイミングでもＧの妨害を受けることとなる。減算
器１１７により（ｘ　＋　ａ　）　−（Ｘ　＋　Ｇ　）
　−２Ｘ　　−−・−＝　ａａとなり、映像からの妨害
が相殺される。また、このとき、白色雑音はランダム信
号なので６倍に増すだけである。

第９図も第２図の符号化回路２１４でＰＥ変調された信
号を受信する場合の第１回復号回路１２４の実施例であ
る。第１図、第５図と同一符号は同一機能を示し、９０
１はウィンドコンパレータ、９ｏ２はラッチ、９０３は
Ｔ−フリップフロップである。

第１０図は、第９図のタイミングチャートを表し、第９
図にその部所を示した。また、　１０１１．１０１２は
ウィンドコンパレータ９０１のコンパレータレベルであ
る。信号１００４が得られるまでは第７図と同様である
。第９図のＰＥ復号回路は、信号１００４の中点電位が
、送信前のデータ１０ｏ９のデータ変化点であることに
注目したものであり、ウィンドコンパレータ９０１でコ
ンパレータレベル１０１１．１０１２の間の電圧、すな
わち中点電位を検出し信号１００５を得る。信号１００
５をクロック再生回路１２０で再生したクロック１００
６を用いてラッチ９０２でラッチし、ひげのない信号１
００７を得る。この信号１００７の立ち下りでＴ−フリ
ップフロップ１１９を動作させると出力信号１００８が
得られる。出力信号１００８をディジタルデータで表し
たものが１０１０であるが、送信前のデータ１００９に
等しいことがわかる。なお第１０図では簡単のために信
号１００１から１００４を矩形波で示したが、実際は帯
域制限を受けており高調波成分のない信号となっている
。本実施例によれば第５図の場合と同様に映像からの妨
害を低減できる効果がある。

本発明の他の実施例を第１１図に示す。本実施例は第２
図の符号化回路２１４でＰＥ変調された場合の信号を復
調する受信機の例である。第１図と同一符号は同一機能
を示し、　１１０１．１１０２は符号識別回路であり、
　１１０１は第７図で示した回路構成であり、１１０２
は第９図で示した回路構成である。１１０Ｓ。

１１０４はディジタル信号処理回路であり同一構成であ
る。第７図で示した復号回路と第９図で示した復号回路
を比較すると第７図、第９図とも減算器１１７の出力は
３値であるけれども第７図の場合はデータ情報として利
用している所は２値であるため、同−ＳＮ比で考えると
第９図の方が符号誤り率が悪い状態にある。−したがっ
てＳＮ比が悪くなった場合、または回路の伝送特性が変
化した場合にはまず第９図の構成である符号識別回路１
１ｏ２の方が誤り率が劣化する。これをディジタル信号
処理回路１１０４で検出してこの信号をＪ？Ｊ’１１４
．搬送波再生回路１１６．り′ロック再生回路１２０に
帰還しＢＰＦ１１４のフィルタ特性や搬送波再生回路１
１６で得られる搬送波またはクロック再生回路１２０で
得られるクロックの位相を最適にして誤り率を最小にす
るように制御することができる。本実施例によれば、デ
ィジタル音声を出力する側の回路（符号識別回路１１０
１．ディジタル信号処理回路１１ｏ３）の誤り率が劣化
する前に最適特性にするための制御がかかるため、ディ
ジタル音声の品質が壺化しない効果がある。

本発明の他の実施例を第１２図に示す。第１図と同一符
号は同一機能を示し、　１２０１は減算器、　１２０２
は遅延回路、　１２０３はスイッチ、　　１２０４は時
間軸伸長回路、　１２０５はタイミング再生回路である
。第１６図に第１２図の実施例で復調できる伝送パター
ンの例を示す。また、第１４図は第１２図の動作説明図
であり、第１２図にその部所を示す。

第１！１図において横が水平走査方向を、縦が垂直走査
方向を示す。また遅延時間τ１は水平走査期間と同一と
する１１　ｇ７　ａａ７　ｅ・・・・・・はディジタル
データを表し、これにＰＥ変調を施すと（ＩＩ　ｅ　ａ
、＋　ｌ　（Ｅｌ　＋　ａｌ・・・・・・というような
伝送となる。さらに第１の水平走査期間でａｌからｉま
での時系列データが、第２の水平走査期間でｉからａ３
までのデータとなり、第１および第２の水平走査期間で
互いに逆相の同一データとなる。

第１２図の動作を第１４図を用いて説明する。信号１４
０１は第１５図の画面パターンが水平走査にしたがって
伝送されたものである。信号１４ｏ１は遅延回路１２０
２により水平走査期間であるτ、たけ遅延され信号１４
０２となり、減算器１２０１で信号１４ｏ１と１４０２
を減算して信号１４ｏ３を得る。次に信号１４ｏ３を遅
延回路１１８により１データ長τ、だけ遅延し信号１４
０４を得、減算器１１７で信号１４０３と１４０４を減
算し信号１４０５を得る。ここで第１４図中の２ａｍ。

４　ａ　Ｈなどの係数はａ、に対する振幅の倍率を示し
ている。また信号１４０５．さらに信号１４０７におい
てデータ情報を持たない意味のないデータに対してはバ
ラ印を示した。信号１４０５は符号識別回路１１９に入
力され、第７図で示した動作と同様の動作でクロック１
４０６でラッチして信号１４０７を得る。信号１４０７
はスイッチ１２０３でタイミング１４０８のＨｉｐルの
部分の間だけ伝送されて信号１４０９となり１時間軸伸
長回路１２０４により時間軸伸長されて出力データ１４
１０が得られる。

本実施例によれば、伝送容量は４分の１になるものの、
テレビ画面の水平方向、垂直方向の両方が逆位相の関係
になっているため、より一層色相変化を感じ難（できる
効果がある。また、２回の減算処理を行うことでデータ
は４倍になるのに対して白色雑音は２倍に増すだけであ
り、　ＳＲ比のよい復調を行うことができる効果がある
。さらに。

低周波成分で隣接の相関の多い映像からの妨害を相殺し
て除去できるのみならず、映像ゴーストなど水平期間ご
とに相関の多い映像からの妨害も相殺して除去できる効
果がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、搬送波再生回路の応答帯域を直交多重
信号のスペクトルの搬送波近傍の抑圧された帯域内にで
きるので安定に搬送波を再生でき直交多重された信号を
安定に復調できる効果がある。また、データ最小反転期
間である１データごとに直交成分に多重伝送した信号を
反転復調あるいは反転加算復調できるので、　ＦＭやＰ
Ｒのように１データごとに反転変調して多重伝送した信
号を復調できる効果があり、さらに低周波成分で隣接の
相関の多い映像からの妨害を相殺して除去できる効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のテレビジ曹ン受信機のプロ
・ツク図、第２図はテレビジ曹ン信号発生装置のブロッ
ク図、第３図は本発明の説明のためのスペクトル図、第
４図は本発明の説明のためのベクトル図、第５図は本発
明の主要部分のブロック図、第６図は第５図の説明のた
めのタイミング図、第７図は本発明の主要部分のブロッ
ク図、ｔａ８図は第７図の説明のためのタイミング図、
＃！９図は本発明の主要部分のブロック図、第１０図は
第９図のためのタイミング図、第１１図は本発明の他の
実施例のテレビジ冒ン受信機のブロック図、第１２図は
本発明の他の実施例のテレビジｌン受信機のブロック図
、第１３図は本発明における伝送信号の画面パターンの
模擬図、第１４図は１本発明の主要部の一動作説明図で
ある。 １１７・・・・・−・・・・・減算器 １１８・・・・・・・・・・・・遅延回路１１９・・・
・・・・・・・・・符号識別回路１２０・・・・・・・
・・・・・クロック再生回路１２４・・・・・・・・・
・・・復号回路５０２・・・・・・・・・・・・ウィン
ドコンパレータ５０３・・・・・・・・・・・・ラッチ
７０１・・・・・・・・・・・・コンパレータ７０２・
・・・・・・・・・・・ラッチ９０１・・・・・・・・
−・・ウィンドコンパレータ９０２・・・・・・・・−
・・ラッチ ９０３・・・・・・・・・・・・Ｔ−７リツプフロツプ
１２０１・・・・・−・・減算器 １２０２・・・・・・・・・遅延回路 １２０３・・・・・−・・スイッチ １２０４・・・・・−・・時間軸伸長回路１２０５・・
・・・−・・タイミング再生回路代理人　弁理士　小川
　勝　男１： 尤さ図 人ヤクトル図 ｎｌ 〒４図 へ′クトル囚 ５ｉｒＩｕＪＣｔ 凭５図 ＦＭの復う口語の７゛ロ１フ 閉６図 ＦＭｎ！号回Ｊ各０タイミシグチャート図ＧＯ３７１０
０１１０００１０ 兜７図 納８図 ＰＥｆ１号口Ｊ昏ｎタイ：ンク゛す？−ト図兇３図 、Ｙ′Ｕ旧図 イ亡のｐＥｆＪＬライリｚ８のクイミ〉７ナヤ−Ｆ図＋
０＋ｏ　　　ＩＪ　　００　１１　０００　１０罰１５
図 イムｉｔイ苫ｆシの１６ムノでターン のイ莫Ｊ疑図 ・Ｋ平

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波を映像信号で残留側波帯振幅変調して伝送さ
   れた信号を受信再生する装置であって、前記映像信号以
   外の多重信号に直流分を減少させるような変調を行った
   多重変調信号を前記搬送波と直交位相で変調し、前記残
   留側波帯振幅変調波と合成して伝送された多重伝送信号
   を入力とし、前記多重伝送信号から搬送波を再生する搬
   送波再生回路、前記多重伝送信号を入力とし前記搬送波
   再生回路の出力で前記多重変調信号を復調する多重変調
   信号復調回路、前記多重変調信号復調回路の出力から前
   記多重信号を復調する多重信号復調回路を設けたことを
   特徴とする多重伝送信号再生装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記多重信号復調
   回路を、前記多重変調信号復調回路の出力をある期間遅
   延させる複数の遅延回路、前記複数の遅延回路の出力と
   前記多重変調信号復調回路の出力とを減算などの処理を
   行う演算回路前記演算回路の出力を処理して前記多重信
   号を再生する処理回路で構成したことを特徴とする多重
   伝送信号再生装置。 ３、特許請求の範囲第２項において、前記多重変調信号
   をＦＭ変調信号として、前記処理回路をウインドコンパ
   レータ、ラッチ、ラッチのタイミングを制御するタイミ
   ング制御回路で構成したことを特徴とする多重伝送信号
   再生装置。 ４、特許請求の範囲第２項において、前記多重変調信号
   をＰＥ変調信号として、前記処理回路をコンパレータ、
   ラッチ、ラッチのタイミングを制御するタイミング制御
   回路で構成したことを特徴とする多重伝送信号再生装置
   。 ５、特許請求の範囲第２項において、前記多重変調信号
   をＰＥ変調信号として、前記処理回路をウインドコンパ
   レータ、ラッチ、ラッチのタイミングを制御するタイミ
   ング制御回路、ラッチ出力のエッジを検出する検出回路
   で構成したことを特徴とする多重伝送信号再生装置。 ６、特許請求の範囲第２項において、前記処理回路とし
   て複数の入出力を有した複数の処理回路とし、そのいく
   つかの出力を回路制御用の制御信号とすることを特徴と
   する多重伝送信号再生装置。 ７、特許請求の範囲第２項において、前記処理回路とし
   て、遮断回路、時間軸伸長回路を設けたことを特徴とす
   る多重伝送信号再生装置。