JP2934587B2 - 多重伝送信号の受信再生装置 - Google Patents
多重伝送信号の受信再生装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、多重伝送システムに係
り、特に映像信号を伝送するシステムにディジタル符号
化した音声信号などを多重して伝送するに有効な伝送方
式の信号再生装置に関する。
り、特に映像信号を伝送するシステムにディジタル符号
化した音声信号などを多重して伝送するに有効な伝送方
式の信号再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ディジタル符号化された音声信号
（以下ＰＣＭ音声と略す）を映像信号に多重して伝送す
る方法については、昭和５８年６月発行財団法人電波技
術協会編の衛星放送受信技術調査報告書第１部「衛星放
送受信機」で報告されている。その内容を以下に示す。
４．２ＭＨzまでのＮＴＳＣ方式の映像信号に５．７２
７２ＭＨzの副搬送波が周波数を違えて多重されてい
る。その副搬送波はＰＣＭ音声でＱＰＳＫ変調されてい
る。しかし、この方式は、副搬送波周波数が現行地上テ
レビジョン放送の帯域外であるため、現行地上テレビジ
ョン放送と両立性を得ながら実施することは出来ない。
（以下ＰＣＭ音声と略す）を映像信号に多重して伝送す
る方法については、昭和５８年６月発行財団法人電波技
術協会編の衛星放送受信技術調査報告書第１部「衛星放
送受信機」で報告されている。その内容を以下に示す。
４．２ＭＨzまでのＮＴＳＣ方式の映像信号に５．７２
７２ＭＨzの副搬送波が周波数を違えて多重されてい
る。その副搬送波はＰＣＭ音声でＱＰＳＫ変調されてい
る。しかし、この方式は、副搬送波周波数が現行地上テ
レビジョン放送の帯域外であるため、現行地上テレビジ
ョン放送と両立性を得ながら実施することは出来ない。
【０００３】また、現行地上テレビジョン放送への他の
信号を多重する方法については、昭和５８年１月に日本
放送出版協会より発行された日本放送協会編の放送技術
双書２「放送方式」の２０５頁から２０８頁に記載され
ている。しかし、高品質なＰＣＭ音声を伝送するために
必要な伝送レート約１メガビット／秒を以上を得る方式
については記載されていなかった。
信号を多重する方法については、昭和５８年１月に日本
放送出版協会より発行された日本放送協会編の放送技術
双書２「放送方式」の２０５頁から２０８頁に記載され
ている。しかし、高品質なＰＣＭ音声を伝送するために
必要な伝送レート約１メガビット／秒を以上を得る方式
については記載されていなかった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、約１
メガビット／秒の伝送レートの信号を現行地上テレビジ
ョン放送に多重して伝送する点について配慮がされてお
らず、高品質のＰＣＭ音声を多重伝送できない問題があ
った。
メガビット／秒の伝送レートの信号を現行地上テレビジ
ョン放送に多重して伝送する点について配慮がされてお
らず、高品質のＰＣＭ音声を多重伝送できない問題があ
った。
【０００５】本発明の目的は、映像信号で振幅変調した
映像搬送波に、例えば、ＰＣＭ音声などのデジタル信号
で振幅変調した直交搬送波が多重された伝送信号を受信
して再生する際に、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を向上さ
せ、復調された映像信号などからの妨害を低減して良好
に多重伝送されたデジタル信号を再生することが可能な
多重伝送信号の受信再生装置を提供するものである。
映像搬送波に、例えば、ＰＣＭ音声などのデジタル信号
で振幅変調した直交搬送波が多重された伝送信号を受信
して再生する際に、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を向上さ
せ、復調された映像信号などからの妨害を低減して良好
に多重伝送されたデジタル信号を再生することが可能な
多重伝送信号の受信再生装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の、本発明に係る多重伝送信号の受信再生装置は、映像
信号を用いて第１の搬送波を振幅変調した第１の被変調
波と、前記映像信号の２水平走査周期に相当する期間で
１水平走査周期に相当する期間ごとに同一のデータの極
性を反転させた一対のデータで構成されるデジタル信号
を用いて、前記第１の搬送波と実質的に直交位相関係に
ある第２の搬送波を振幅変調した第２の被変調波とが多
重された、残留側波帯方式の伝送信号を受信して再生す
るための装置であって、受信した前記伝送信号を同期検
波して前記デジタル信号を復調する復調手段と、該復調
手段から出力されたデジタル信号を前記極性が反転され
る前の信号に再生するための再生処理を行う再生手段と
を備え、該再生手段は、前記復調手段から出力された信
号を１水平走査周期に相当する期間遅延する遅延手段
と、該遅延手段の入力と出力信号とを減算する演算処理
手段を有し、該演算処理手段の出力信号に基づいて前記
再生処理を行うように構成したことを特徴とするもので
ある。
の、本発明に係る多重伝送信号の受信再生装置は、映像
信号を用いて第１の搬送波を振幅変調した第１の被変調
波と、前記映像信号の２水平走査周期に相当する期間で
１水平走査周期に相当する期間ごとに同一のデータの極
性を反転させた一対のデータで構成されるデジタル信号
を用いて、前記第１の搬送波と実質的に直交位相関係に
ある第２の搬送波を振幅変調した第２の被変調波とが多
重された、残留側波帯方式の伝送信号を受信して再生す
るための装置であって、受信した前記伝送信号を同期検
波して前記デジタル信号を復調する復調手段と、該復調
手段から出力されたデジタル信号を前記極性が反転され
る前の信号に再生するための再生処理を行う再生手段と
を備え、該再生手段は、前記復調手段から出力された信
号を１水平走査周期に相当する期間遅延する遅延手段
と、該遅延手段の入力と出力信号とを減算する演算処理
手段を有し、該演算処理手段の出力信号に基づいて前記
再生処理を行うように構成したことを特徴とするもので
ある。
【０００７】
【作用】第１の搬送波を映像信号で振幅変調した第１の
被変調波と、直交位相の第２の搬送波をデジタル信号で
振幅変調した第２の被変調波とが多重された伝送信号を
受信する場合、受信再生装置において、その受信した伝
送信号を同期検波することによって多重信号間の妨害を
低減することができる。上記伝送されるデジタル信号
を、隣接する２水平走査周期の相当期間において１水平
走査周期の相当期間ごとに同一のデータの極性を反転さ
せた一対のデータで構成されるものとすれば、受信機の
検波方式が包絡線検波方式や疑似同期検波方式の場合
に、直交関係で多重された信号によって引き起こされる
色副搬送波の位相変動が逆相となり、画面上における色
相変動を低減できる。このような極性反転させた一対の
データで構成されるデジタル信号を復調、再生する場合
においては、復調されたデジタル信号を上記遅延手段に
より１水平走査周期の相当期間遅延させ、この遅延され
た信号と遅延されない信号（遅延手段の入力信号）とを
上記演算処理手段により減算させることにより、信号デ
ータの振幅は２倍に増大されるが雑音はそのランダム性
のため√２倍にしか増大しないため受信再生した信号対
雑音比を約３ｄＢ向上できる。また、このような減算処
理を行えば、映像信号の水平走査期間毎の相関性（テレ
ビジョン画面上では縦方向の相関性）によって、ゴース
トなどの原因により漏洩した映像信号からの妨害が相殺
されるため、映像信号からの妨害を低減させることもで
きる。
被変調波と、直交位相の第２の搬送波をデジタル信号で
振幅変調した第２の被変調波とが多重された伝送信号を
受信する場合、受信再生装置において、その受信した伝
送信号を同期検波することによって多重信号間の妨害を
低減することができる。上記伝送されるデジタル信号
を、隣接する２水平走査周期の相当期間において１水平
走査周期の相当期間ごとに同一のデータの極性を反転さ
せた一対のデータで構成されるものとすれば、受信機の
検波方式が包絡線検波方式や疑似同期検波方式の場合
に、直交関係で多重された信号によって引き起こされる
色副搬送波の位相変動が逆相となり、画面上における色
相変動を低減できる。このような極性反転させた一対の
データで構成されるデジタル信号を復調、再生する場合
においては、復調されたデジタル信号を上記遅延手段に
より１水平走査周期の相当期間遅延させ、この遅延され
た信号と遅延されない信号（遅延手段の入力信号）とを
上記演算処理手段により減算させることにより、信号デ
ータの振幅は２倍に増大されるが雑音はそのランダム性
のため√２倍にしか増大しないため受信再生した信号対
雑音比を約３ｄＢ向上できる。また、このような減算処
理を行えば、映像信号の水平走査期間毎の相関性（テレ
ビジョン画面上では縦方向の相関性）によって、ゴース
トなどの原因により漏洩した映像信号からの妨害が相殺
されるため、映像信号からの妨害を低減させることもで
きる。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝
送信号発生装置のブロック図の一例である。
る。図１は本発明を実施したテレビジョン信号伝送の伝
送信号発生装置のブロック図の一例である。
【０００９】１０１は音声信号入力端子、１０２はＦＭ
変調器、１０３は音声信号搬送波発生回路、１０４は映
像信号入力端子、１０５はマトリックス回路、１０６は
輝度信号処理回路、１０７は色差信号処理回路、１０８
は加算回路、１０９は映像変調回路、１１０は映像信号
搬送波発生回路、１１１はディジタル符号化して伝送す
る音声信号の入力端子、１１２はアナログ・ディジタル
変換回路（以下ＡＤＣと略す）、１１３はディジタル信
号処理回路、１１４はスペクトル抑圧処理回路、１１５
は低域通過フィルタ、１１６は移相回路、１１７は変調
回路、１１８はイコライザ、１１９は加算回路、１２０
は残留側波帯振幅変調用の送信ＶＳＢフィルタ、１２１
は加算器、１２２はアンテナである。
変調器、１０３は音声信号搬送波発生回路、１０４は映
像信号入力端子、１０５はマトリックス回路、１０６は
輝度信号処理回路、１０７は色差信号処理回路、１０８
は加算回路、１０９は映像変調回路、１１０は映像信号
搬送波発生回路、１１１はディジタル符号化して伝送す
る音声信号の入力端子、１１２はアナログ・ディジタル
変換回路（以下ＡＤＣと略す）、１１３はディジタル信
号処理回路、１１４はスペクトル抑圧処理回路、１１５
は低域通過フィルタ、１１６は移相回路、１１７は変調
回路、１１８はイコライザ、１１９は加算回路、１２０
は残留側波帯振幅変調用の送信ＶＳＢフィルタ、１２１
は加算器、１２２はアンテナである。
【００１０】音声信号搬送波発生回路１０３で発生され
た音声信号用の搬送波はＦＭ変調器１０２において、音
声信号入力端子１０１に加えられた音声信号によって周
波数変調される。映像信号入力端子１０４に加えられた
映像信号のＲＧＢの三原色信号がマトリックス回路１０
５で輝度信号と色差信号に分けられる。それらの信号は
輝度信号処理回路１０６と色差信号処理回路１０７でお
のおの処理された後、加算回路１０８で加算され、ＮＴ
ＳＣ方式などの複合映像信号に処理される。それらの処
理をされた映像信号によって、映像信号搬送波発生回路
１１０で発生された映像信号用の搬送波が映像変調回路
１０９において振幅変調される。変調された信号は残留
側波帯振幅変調用の送信ＶＳＢフィルタ１２０でテレビ
ジョン伝送帯域幅に制限された後、加算回路１２１によ
って音声信号で変調された音声信号搬送波と加算され、
アンテナ１２２より送信される。以上の説明は、現行の
地上のテレビジョン放送の伝送信号の発生装置の部分で
ある。
た音声信号用の搬送波はＦＭ変調器１０２において、音
声信号入力端子１０１に加えられた音声信号によって周
波数変調される。映像信号入力端子１０４に加えられた
映像信号のＲＧＢの三原色信号がマトリックス回路１０
５で輝度信号と色差信号に分けられる。それらの信号は
輝度信号処理回路１０６と色差信号処理回路１０７でお
のおの処理された後、加算回路１０８で加算され、ＮＴ
ＳＣ方式などの複合映像信号に処理される。それらの処
理をされた映像信号によって、映像信号搬送波発生回路
１１０で発生された映像信号用の搬送波が映像変調回路
１０９において振幅変調される。変調された信号は残留
側波帯振幅変調用の送信ＶＳＢフィルタ１２０でテレビ
ジョン伝送帯域幅に制限された後、加算回路１２１によ
って音声信号で変調された音声信号搬送波と加算され、
アンテナ１２２より送信される。以上の説明は、現行の
地上のテレビジョン放送の伝送信号の発生装置の部分で
ある。
【００１１】本発明にかかわる部分を以下に説明する。
入力端子１１１に加えられた多重伝送される音声信号は
ＡＤＣ１１２でディジタル符号に変換される。変換され
た信号はディジタル信号処理回路１１３において、伝送
中に生じる誤りを再生側の受信機で検出訂正できるよう
に誤り検出訂正用の符号が加えられたりインターリーブ
処理されるいわゆるディジタル信号処理がほどこされ
る。処理された信号はその信号成分のうち低周波成分な
どがスペクトル抑圧処理回路１１４によって抑圧処理さ
れる。抑圧処理された信号の不要な高周波成分が低域通
過フィルタ１１５によって削除される。映像信号搬送波
発生回路１１０で発生された映像信号用の搬送波は移相
回路１１６で位相を９０度変化された後、変調回路１１
７において低域通過フィルタ１１５の出力である不要な
高周波成分が削除された信号によって変調される。変調
後の信号はイコライザ１１８で振幅特性が補正される。
補正された信号は加算回路１１９において変調された映
像信号用の搬送波と加算合成され、アンテナ１２２から
伝送される。イコライザ１１８の補正のための振幅特性
はテレビジョン受信機の映像信号中間周波数段に設けら
れているＩＦナイキストフィルタの振幅特性と映像搬送
波周波数を中心として対称な特性である。イコライザ１
１８は、テレビジョン受信機のＩＦナイキストフィルタ
による多重伝送波の直交位相からの変化を送信側で補正
するためである。テレビジョン受信機のＩＦナイキスト
フィルタを通過した後の映像信号の検波される前の信号
の位相関係は映像信号搬送波に対して多重伝送された信
号の変調波が直交位相となる。また、加算回路１１９で
多重信号が映像信号に対して少なく加算されるとすれ
ば、テレビジョン受信機で検波された映像信号への多重
信号からの妨害を少なくできる。
入力端子１１１に加えられた多重伝送される音声信号は
ＡＤＣ１１２でディジタル符号に変換される。変換され
た信号はディジタル信号処理回路１１３において、伝送
中に生じる誤りを再生側の受信機で検出訂正できるよう
に誤り検出訂正用の符号が加えられたりインターリーブ
処理されるいわゆるディジタル信号処理がほどこされ
る。処理された信号はその信号成分のうち低周波成分な
どがスペクトル抑圧処理回路１１４によって抑圧処理さ
れる。抑圧処理された信号の不要な高周波成分が低域通
過フィルタ１１５によって削除される。映像信号搬送波
発生回路１１０で発生された映像信号用の搬送波は移相
回路１１６で位相を９０度変化された後、変調回路１１
７において低域通過フィルタ１１５の出力である不要な
高周波成分が削除された信号によって変調される。変調
後の信号はイコライザ１１８で振幅特性が補正される。
補正された信号は加算回路１１９において変調された映
像信号用の搬送波と加算合成され、アンテナ１２２から
伝送される。イコライザ１１８の補正のための振幅特性
はテレビジョン受信機の映像信号中間周波数段に設けら
れているＩＦナイキストフィルタの振幅特性と映像搬送
波周波数を中心として対称な特性である。イコライザ１
１８は、テレビジョン受信機のＩＦナイキストフィルタ
による多重伝送波の直交位相からの変化を送信側で補正
するためである。テレビジョン受信機のＩＦナイキスト
フィルタを通過した後の映像信号の検波される前の信号
の位相関係は映像信号搬送波に対して多重伝送された信
号の変調波が直交位相となる。また、加算回路１１９で
多重信号が映像信号に対して少なく加算されるとすれ
ば、テレビジョン受信機で検波された映像信号への多重
信号からの妨害を少なくできる。
【００１２】図２は図１で発生された伝送信号などのス
ペクトル図である。２０１は映像信号の伝送信号のスペ
クトル、２０２はＦＭ変調されて伝送される音声信号の
スペクトル、２０３はスペクトル抑圧処理および不要な
高域成分を削除した後の多重信号のスペクトル、２０４
は変調された後の多重信号のスペクトル、２０５はイコ
ライザ１１８によって振幅特性が補正された多重信号の
スペクトル、２０６は受信機のナイキストフィルタ特
性、２０７は一般の疑似同期検波方式のテレビジョン受
信機の搬送波再生用の帯域通過フィルタの振幅特性であ
る。
ペクトル図である。２０１は映像信号の伝送信号のスペ
クトル、２０２はＦＭ変調されて伝送される音声信号の
スペクトル、２０３はスペクトル抑圧処理および不要な
高域成分を削除した後の多重信号のスペクトル、２０４
は変調された後の多重信号のスペクトル、２０５はイコ
ライザ１１８によって振幅特性が補正された多重信号の
スペクトル、２０６は受信機のナイキストフィルタ特
性、２０７は一般の疑似同期検波方式のテレビジョン受
信機の搬送波再生用の帯域通過フィルタの振幅特性であ
る。
【００１３】映像信号の伝送信号のスペクトル２０１
は、映像信号搬送波周波数ｆ0に対して低い周波数ｆ0−
ｆ2以下および高い周波数ｆ0＋ｆ3以上については残留
側波帯振幅変調波とするためのＶＳＢフィルタ１２０の
振幅特性によって減衰された特性となる。ＦＭ変調され
て伝送される音声信号スペクトル２０２は音声信号搬送
波ｆ1を中心に存在する。一方、多重伝送する信号のス
ペクトルはスペクトル２０３に示すようにスペクトル抑
圧処理回路１１４によって周波数ｆ4以下の低周波成分
が抑圧されるとともに低域通過フィルタ１１５によって
周波数ｆ5以上の不要な高周波成分が削除されている。
これはいわゆる処理された後のベースバンド信号のスペ
クトルである。変調回路１１７で変調された後のスペク
トルはスペクトル２０４に示すようにｆ0を中心に対称
な特性となる。イコライザ１１８の振幅特性が周波数ｆ
0−ｆ6からｆ0＋ｆ6において傾斜を持つテレビジョン受
信機のＩＦナイキストフィルタ特性２０６と映像搬送波
周波数ｆ0を中心に対称な特性を有するため、イコライ
ザ１１８の出力信号のスペクトルはスペクトル２０５に
示すように高い周波数ほど減衰している。スペクトル２
０１で示される映像信号変調波とスペクトル２０５で示
される多重伝送される信号変調波が加算回路１１９で加
算される。さらにスペクトル２０２で示される音声信号
変調波と加算回路１２１で加算されて伝送される。
は、映像信号搬送波周波数ｆ0に対して低い周波数ｆ0−
ｆ2以下および高い周波数ｆ0＋ｆ3以上については残留
側波帯振幅変調波とするためのＶＳＢフィルタ１２０の
振幅特性によって減衰された特性となる。ＦＭ変調され
て伝送される音声信号スペクトル２０２は音声信号搬送
波ｆ1を中心に存在する。一方、多重伝送する信号のス
ペクトルはスペクトル２０３に示すようにスペクトル抑
圧処理回路１１４によって周波数ｆ4以下の低周波成分
が抑圧されるとともに低域通過フィルタ１１５によって
周波数ｆ5以上の不要な高周波成分が削除されている。
これはいわゆる処理された後のベースバンド信号のスペ
クトルである。変調回路１１７で変調された後のスペク
トルはスペクトル２０４に示すようにｆ0を中心に対称
な特性となる。イコライザ１１８の振幅特性が周波数ｆ
0−ｆ6からｆ0＋ｆ6において傾斜を持つテレビジョン受
信機のＩＦナイキストフィルタ特性２０６と映像搬送波
周波数ｆ0を中心に対称な特性を有するため、イコライ
ザ１１８の出力信号のスペクトルはスペクトル２０５に
示すように高い周波数ほど減衰している。スペクトル２
０１で示される映像信号変調波とスペクトル２０５で示
される多重伝送される信号変調波が加算回路１１９で加
算される。さらにスペクトル２０２で示される音声信号
変調波と加算回路１２１で加算されて伝送される。
【００１４】図３は映像信号変調波と多重伝送される信
号変調波の位相関係を示すベクトル図である。３０１は
映像信号搬送波のベクトル、３０２，３０３は多重伝送
される信号変調波のベクトル、３０４，３０５はそれら
の合成ベクトルである。映像搬送波周波数ｆ0に対して
±ｆ2以内の周波数では、映像信号変調波は一般の振幅
変調波であり、ベクトル３０１で示す。ｆ2以下の周波
数帯域の多重伝送される信号で、直交した搬送波がディ
ジタル符号の１と０に対応して振幅Ａと−Ａに変調さ
れ、おのおのベクトル３０２，３０３で示される。映像
信号の搬送波の振幅を１とすると、合成されて伝送され
る信号Ｅは Ｅ＝cosωｃｔ±Ａsinωｃｔ …（１） となる。ここでωｃは映像搬送波の角周波数、ｔは時間
である。このようすを図３の合成ベクトル３０４，３０
５に対応して見ると、 Ｅ＝√（１＋Ａ2）cos（ωｃｔ−(±θ)） …（２） とも示される。ここで、 θ＝tan~ 1（Ａ） …（３） である。
号変調波の位相関係を示すベクトル図である。３０１は
映像信号搬送波のベクトル、３０２，３０３は多重伝送
される信号変調波のベクトル、３０４，３０５はそれら
の合成ベクトルである。映像搬送波周波数ｆ0に対して
±ｆ2以内の周波数では、映像信号変調波は一般の振幅
変調波であり、ベクトル３０１で示す。ｆ2以下の周波
数帯域の多重伝送される信号で、直交した搬送波がディ
ジタル符号の１と０に対応して振幅Ａと−Ａに変調さ
れ、おのおのベクトル３０２，３０３で示される。映像
信号の搬送波の振幅を１とすると、合成されて伝送され
る信号Ｅは Ｅ＝cosωｃｔ±Ａsinωｃｔ …（１） となる。ここでωｃは映像搬送波の角周波数、ｔは時間
である。このようすを図３の合成ベクトル３０４，３０
５に対応して見ると、 Ｅ＝√（１＋Ａ2）cos（ωｃｔ−(±θ)） …（２） とも示される。ここで、 θ＝tan~ 1（Ａ） …（３） である。
【００１５】ここで、テレビジョン受信機で受信再生さ
れた信号が多重伝送された信号によって受ける妨害につ
いて考える。映像信号検波回路が同期検波回路の場合で
は、映像信号検波出力信号がＡの値にかかわらずcosω
ｃｔの係数のみ（映像信号のみ）の信号であるので原理
的には妨害を受けない。映像信号検波回路が包絡線検波
回路の場合では、映像信号検波出力信号への妨害はＡの
値によって変化し、Ａが低いほど妨害は少なくなる。例
としてＡが０．１の場合を考えると、 Ｅ＝√（１＋Ａ2） ≒１．００５ …（４） となる。これは、１に対して０．００５（約−４６d
Ｂ）の信号が影響していることを示している。この妨害
では映像信号のＳＮ比が４０dＢ以上を得うるので実用
上問題とならないと我々は考える。一方、映像信号から
ディジタル符号化した音声への妨害は、ディジタル符号
化した音声を再生する検波回路に同期検波回路を用いる
ことで排除される。また、多重伝送された信号のレベル
が低いために、多重伝送された信号が受信機で再生され
るどうかについて、多重伝送された信号の伝送ＳＮ比に
ついてここで我々は考えてみる。映像信号ＳＮ比が４０
dＢの場合、ディジタル符号化された音声信号の伝送帯
域幅は映像信号の帯域幅の約１／４であるため、ディジ
タル符号化された音声信号の伝送ＳＮ比は４６dＢとな
り、Ａを０．１で伝送するため伝送ＳＮは２６dＢとな
る。ディジタル信号のＳＮ比とビットエラーレートとの
関係は一般的な二値信号でＳＮ比１７．４dＢで１０~4
であるので、このＳＮ比２６dＢの信号は十分に再生で
きる良い品質の信号である。
れた信号が多重伝送された信号によって受ける妨害につ
いて考える。映像信号検波回路が同期検波回路の場合で
は、映像信号検波出力信号がＡの値にかかわらずcosω
ｃｔの係数のみ（映像信号のみ）の信号であるので原理
的には妨害を受けない。映像信号検波回路が包絡線検波
回路の場合では、映像信号検波出力信号への妨害はＡの
値によって変化し、Ａが低いほど妨害は少なくなる。例
としてＡが０．１の場合を考えると、 Ｅ＝√（１＋Ａ2） ≒１．００５ …（４） となる。これは、１に対して０．００５（約−４６d
Ｂ）の信号が影響していることを示している。この妨害
では映像信号のＳＮ比が４０dＢ以上を得うるので実用
上問題とならないと我々は考える。一方、映像信号から
ディジタル符号化した音声への妨害は、ディジタル符号
化した音声を再生する検波回路に同期検波回路を用いる
ことで排除される。また、多重伝送された信号のレベル
が低いために、多重伝送された信号が受信機で再生され
るどうかについて、多重伝送された信号の伝送ＳＮ比に
ついてここで我々は考えてみる。映像信号ＳＮ比が４０
dＢの場合、ディジタル符号化された音声信号の伝送帯
域幅は映像信号の帯域幅の約１／４であるため、ディジ
タル符号化された音声信号の伝送ＳＮ比は４６dＢとな
り、Ａを０．１で伝送するため伝送ＳＮは２６dＢとな
る。ディジタル信号のＳＮ比とビットエラーレートとの
関係は一般的な二値信号でＳＮ比１７．４dＢで１０~4
であるので、このＳＮ比２６dＢの信号は十分に再生で
きる良い品質の信号である。
【００１６】疑似同期検波方式の映像信号検波回路を有
したテレビジョン受信機の疑似同期検波用の搬送波再生
回路の帯域通過フィルタの振幅特性は振幅特性２０７に
示されているように周波数ｆ0±ｆ7を通過させる特性で
ある。スペクトル抑圧処理などの処理がされ多重伝送さ
れる信号の変調後のスペクトル２０５は周波数ｆ0±ｆ4
以内の周波数帯域で信号成分が抑圧されているので、検
波された映像信号が多重信号によって受ける妨害は少な
い。
したテレビジョン受信機の疑似同期検波用の搬送波再生
回路の帯域通過フィルタの振幅特性は振幅特性２０７に
示されているように周波数ｆ0±ｆ7を通過させる特性で
ある。スペクトル抑圧処理などの処理がされ多重伝送さ
れる信号の変調後のスペクトル２０５は周波数ｆ0±ｆ4
以内の周波数帯域で信号成分が抑圧されているので、検
波された映像信号が多重信号によって受ける妨害は少な
い。
【００１７】以上説明したように本実施例によれば、多
重伝送する信号がスペクトル処理されるとともに多重レ
ベルが映像信号より小さく設定されているので、現行地
上テレビジョン放送への妨害が少なくできる効果があ
る。
重伝送する信号がスペクトル処理されるとともに多重レ
ベルが映像信号より小さく設定されているので、現行地
上テレビジョン放送への妨害が少なくできる効果があ
る。
【００１８】図４は本発明を実施したテレビジョン伝送
信号の再生装置のブロック図である。４０１はアンテ
ナ、４０２は高周波増幅回路、４０３は周波数変換回
路、４０４はＩＦナイキストフィルタ、４０５は中間周
波増幅回路、４０６は映像信号検波回路、４０７は映像
信号増幅回路、４０８は色差信号復調回路、４０９は原
色信号復調回路、４１０はブラウン管、４１１は音声中
間周波増幅回路、４１２は音声ＦＭ検波回路、４１３は
音声信号出力端子、４１４は帯域通過フィルタ、４１５
は同期検波回路、４１６は搬送波再生回路、４１７はス
ペクトル抑圧処理信号再生回路、４１８はディジタル信
号処理回路、４１９はディジタル・アナログ変換回路
（以下ＤＡＣと略す）、４２０はディジタル符号化して
伝送される再生された音声信号の出力端子である。
信号の再生装置のブロック図である。４０１はアンテ
ナ、４０２は高周波増幅回路、４０３は周波数変換回
路、４０４はＩＦナイキストフィルタ、４０５は中間周
波増幅回路、４０６は映像信号検波回路、４０７は映像
信号増幅回路、４０８は色差信号復調回路、４０９は原
色信号復調回路、４１０はブラウン管、４１１は音声中
間周波増幅回路、４１２は音声ＦＭ検波回路、４１３は
音声信号出力端子、４１４は帯域通過フィルタ、４１５
は同期検波回路、４１６は搬送波再生回路、４１７はス
ペクトル抑圧処理信号再生回路、４１８はディジタル信
号処理回路、４１９はディジタル・アナログ変換回路
（以下ＤＡＣと略す）、４２０はディジタル符号化して
伝送される再生された音声信号の出力端子である。
【００１９】アンテナ４０１から入力したテレビジョン
信号は高周波増幅回路４０２で増幅された後、周波数変
換回路４０３で復調用の中間周波に変換される。変換さ
れた信号はＩＦナイキストフィルタ４０４を経て、中間
周波増幅回路４０５で増幅される。選局は周波数変換回
路４０３の内部に在る局部発振器の発振周波数を変化す
ることによって行なわれる。中間周波増幅回路４０５で
増幅された信号から映像信号が映像信号検波回路４０６
で検波される。得られた映像信号は映像信号増幅回路４
０７で増幅され、その信号から色差信号が色差信号復調
回路４０８で得る。その信号と映像信号増幅回路４０７
の出力信号は原色信号復調回路４０９でＲＧＢの三原色
信号に変えられる。三原色信号はブラウン管４１０に加
えられ、ブラウン管に映像が得られる。中間周波増幅回
路４０５の出力信号のうち音声帯域信号は音声中間周波
増幅回路４１１で増幅される。その出力信号が音声ＦＭ
検波回路４１２でＦＭ検波されて音声信号となる。音声
信号は音声信号出力端子４１３より出力される。以上の
説明は、現行の地上テレビジョン放送の再生装置の部分
である。
信号は高周波増幅回路４０２で増幅された後、周波数変
換回路４０３で復調用の中間周波に変換される。変換さ
れた信号はＩＦナイキストフィルタ４０４を経て、中間
周波増幅回路４０５で増幅される。選局は周波数変換回
路４０３の内部に在る局部発振器の発振周波数を変化す
ることによって行なわれる。中間周波増幅回路４０５で
増幅された信号から映像信号が映像信号検波回路４０６
で検波される。得られた映像信号は映像信号増幅回路４
０７で増幅され、その信号から色差信号が色差信号復調
回路４０８で得る。その信号と映像信号増幅回路４０７
の出力信号は原色信号復調回路４０９でＲＧＢの三原色
信号に変えられる。三原色信号はブラウン管４１０に加
えられ、ブラウン管に映像が得られる。中間周波増幅回
路４０５の出力信号のうち音声帯域信号は音声中間周波
増幅回路４１１で増幅される。その出力信号が音声ＦＭ
検波回路４１２でＦＭ検波されて音声信号となる。音声
信号は音声信号出力端子４１３より出力される。以上の
説明は、現行の地上テレビジョン放送の再生装置の部分
である。
【００２０】本発明にかかわる部分を以下に説明する。
周波数変換回路４０３で中間周波に変換された信号から
帯域通過フィルタ４１４により多重伝送されたディジタ
ル符号化した音声信号帯域の信号が抽出される。抽出さ
れた信号が同期検波回路４１５において搬送波再生回路
４１６で再生された搬送波で同期検波され、直交して多
重伝送された信号が検波復調される。その復調信号はス
ペクトル抑圧処理信号再生回路で処理され、スペクトル
抑圧処理される前の信号に戻される。その後、その信号
はディジタル信号処理回路４１８において、伝送途中で
生じた誤りが検出訂正される。訂正された後のディジタ
ル信号はＤＡＣ４１９でアナログ信号に戻される。アナ
ログ信号は出力端子４２０より出力される。
周波数変換回路４０３で中間周波に変換された信号から
帯域通過フィルタ４１４により多重伝送されたディジタ
ル符号化した音声信号帯域の信号が抽出される。抽出さ
れた信号が同期検波回路４１５において搬送波再生回路
４１６で再生された搬送波で同期検波され、直交して多
重伝送された信号が検波復調される。その復調信号はス
ペクトル抑圧処理信号再生回路で処理され、スペクトル
抑圧処理される前の信号に戻される。その後、その信号
はディジタル信号処理回路４１８において、伝送途中で
生じた誤りが検出訂正される。訂正された後のディジタ
ル信号はＤＡＣ４１９でアナログ信号に戻される。アナ
ログ信号は出力端子４２０より出力される。
【００２１】以上説明したように、本実施例によれば伝
送信号の発生装置に対応した再生装置が設けられている
ので、多重伝送された信号が復調できる効果がある。
送信号の発生装置に対応した再生装置が設けられている
ので、多重伝送された信号が復調できる効果がある。
【００２２】図５は本発明を実施したテレビジョン信号
伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例である。
図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１４はスペ
クトル抑圧処理回路、５０１は遅延回路、５０２は減算
回路である。スペクトル抑圧処理回路１１４の具体例が
遅延回路５０１と減算回路５０２で示されている。
伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例である。
図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１４はスペ
クトル抑圧処理回路、５０１は遅延回路、５０２は減算
回路である。スペクトル抑圧処理回路１１４の具体例が
遅延回路５０１と減算回路５０２で示されている。
【００２３】図６は図５の動作説明用の波形図である。
６０１は入力された一般の二値のディジタルデータ、６
０２は遅延回路５０１の出力波形、６０３は減算回路５
０２の出力波形である。ここで遅延時間τはディジタル
データの最小反転間隔時間Ｔと同一あるいはそれより短
かい時間とする。
６０１は入力された一般の二値のディジタルデータ、６
０２は遅延回路５０１の出力波形、６０３は減算回路５
０２の出力波形である。ここで遅延時間τはディジタル
データの最小反転間隔時間Ｔと同一あるいはそれより短
かい時間とする。
【００２４】 τ ≦ Ｔ …（５） なお、τをＴと等しくすると必要伝送帯域が増加しな
い。図６はその例である。入力された一般の二値のディ
ジタルデータ６０１は減算回路５０２において遅延回路
５０１の出力である出力波形６０２が減算されて出力波
形６０３になる。波形６０３はディジタルデータ６０１
の時刻Ｔ1，Ｔ5，Ｔ6のような立ち上りエッジでＨighに
なり時間τだけ続く、時刻Ｔ3，Ｔ6などでＬowとなり時
間τだけ続く、その他の時刻Ｔ2から時刻Ｔ3あるいは時
刻Ｔ4から時刻Ｔ5のような期間はその中点となる。デー
タ６０１に比較して波形６０３の低周波成分が少なくな
る。移相回路１１６の出力である搬送波は波形６０３の
Ｈighで＋Ａ、Ｌowで−Ａ中点で無変調となるように変
調回路１１７で変調されるので、変調後の多重伝送され
る信号の変調波の搬送波周波数近傍の成分が抑圧され
る。
い。図６はその例である。入力された一般の二値のディ
ジタルデータ６０１は減算回路５０２において遅延回路
５０１の出力である出力波形６０２が減算されて出力波
形６０３になる。波形６０３はディジタルデータ６０１
の時刻Ｔ1，Ｔ5，Ｔ6のような立ち上りエッジでＨighに
なり時間τだけ続く、時刻Ｔ3，Ｔ6などでＬowとなり時
間τだけ続く、その他の時刻Ｔ2から時刻Ｔ3あるいは時
刻Ｔ4から時刻Ｔ5のような期間はその中点となる。デー
タ６０１に比較して波形６０３の低周波成分が少なくな
る。移相回路１１６の出力である搬送波は波形６０３の
Ｈighで＋Ａ、Ｌowで−Ａ中点で無変調となるように変
調回路１１７で変調されるので、変調後の多重伝送され
る信号の変調波の搬送波周波数近傍の成分が抑圧され
る。
【００２５】本実施例によれば、多重伝送される信号の
搬送波周波数近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送さ
れる信号が与える現行地上テレビジョン放送への妨害が
少なくできる効果がある。
搬送波周波数近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送さ
れる信号が与える現行地上テレビジョン放送への妨害が
少なくできる効果がある。
【００２６】図７は本発明を実施したテレビジョン伝送
信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図４
と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はスペクト
ル抑圧処理信号再生回路、７０１は３値識別回路、７０
２は３値２値変換回路、７０３は符号識別回路、７０４
はクロック再生回路である。図６の波形６０３で示され
ているように伝送された信号は３値となっているので、
再生装置に３値２値変換回路などが設けられている。同
期検波回路４１５で検波された波形は３値識別回路７０
１によって＋１，０，−１の３値のディジタルデータと
され、３値２値変換回路７０２によって２値のディジタ
ルデータとされる。ディジタル信号は符号識別回路７０
３によって、クロック再生回路７０４で再生されたクロ
ックでストローブされる。
信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図４
と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はスペクト
ル抑圧処理信号再生回路、７０１は３値識別回路、７０
２は３値２値変換回路、７０３は符号識別回路、７０４
はクロック再生回路である。図６の波形６０３で示され
ているように伝送された信号は３値となっているので、
再生装置に３値２値変換回路などが設けられている。同
期検波回路４１５で検波された波形は３値識別回路７０
１によって＋１，０，−１の３値のディジタルデータと
され、３値２値変換回路７０２によって２値のディジタ
ルデータとされる。ディジタル信号は符号識別回路７０
３によって、クロック再生回路７０４で再生されたクロ
ックでストローブされる。
【００２７】図８は図７の３値識別回路７０１などの一
具体例である。図９は図７および図８の動作説明用の波
形図である。７０１は３値識別回路、７０２は３値２値
変換回路、８０１は入力端子、８０２はコンデンサ、８
０３は抵抗、８０４はアンプ、８０５，８０６は電圧比
較回路、８０７，８０８は基準電圧源、８０９はセット
・リセット回路、８１０は２値ディジタルデータ出力端
子である。９０１は波形、９０２，９０３は基準電源電
圧値、９０４は電圧比較回路８０５の出力波形、９０５
は電圧比較回路８０６の出力波形、９０６はセット・リ
セット回路８０９の出力波形、９０７はクロック再生回
路７０４で得られたクロックタイミングパルス、９０８
は符号識別回路７０３の出力波形である。
具体例である。図９は図７および図８の動作説明用の波
形図である。７０１は３値識別回路、７０２は３値２値
変換回路、８０１は入力端子、８０２はコンデンサ、８
０３は抵抗、８０４はアンプ、８０５，８０６は電圧比
較回路、８０７，８０８は基準電圧源、８０９はセット
・リセット回路、８１０は２値ディジタルデータ出力端
子である。９０１は波形、９０２，９０３は基準電源電
圧値、９０４は電圧比較回路８０５の出力波形、９０５
は電圧比較回路８０６の出力波形、９０６はセット・リ
セット回路８０９の出力波形、９０７はクロック再生回
路７０４で得られたクロックタイミングパルス、９０８
は符号識別回路７０３の出力波形である。
【００２８】同期検波回路４１５の出力信号が入力端子
８０１に加えられる。その信号はコンデンサ８０２と抵
抗８０３により直流電圧がしゃ断され、アンプ８０４で
増幅されて波形９０１に示すような信号になる。この波
形９０１の信号が電圧比較回路８０５と電圧比較回路８
０６によって基準電圧Ｖ1あるいは基準電圧Ｖ2と電圧比
較され、波形９０４に示される信号が電圧比較回路８０
５の出力に得られ、波形９０５に示される信号が電圧比
較回路８０６の出力に得られる。それらの信号がセット
・リセット回路８０９に加えられ、波形９０６で示され
る信号がセット・リセット回路８０９の出力に得られ
る。この信号が３値２値変換回路７０２の出力信号とし
て出力端子８１０に得られる。時刻Ｔ1で波形９０１が
基準電圧Ｖ1を越え、波形９０４がＨighになり、セット
・リセット回路８０９がセットされて波形９０６がＨig
hになる。時刻Ｔ3で波形９０１が基準電源Ｖ1より下が
り、波形９０４がＬowになるが、波形９０５、波形９０
６はそのままである。時刻Ｔ4になると、波形９０１が
基準電圧Ｖ2より下がり、波形９０５がＨighになるの
で、セット・リセット回路８０９がリセットされて、波
形９０６がＬowとなる。時刻Ｔ6で波形９０１が基準電
圧Ｖ2を越え、波形９０５はＬowとなるが、波形９０４
がＬowのままであるため、波形９０６はＬowを続ける。
時刻Ｔ7で波形９０１が基準電圧Ｖ1を越え、波形９０４
がＨighになり、波形９０６がＨighになる。以上のよう
な動作で波形９０６に示すような２値のディジタルデー
タが復調できる。波形９０１で示される２値のディジタ
ルデータは符号識別回路７０３によって、クロック再生
回路７０４で再生されたクロックタイミングパルス９０
７でストローブされ、波形９０８の２値ディジタルデー
タとなる。時刻Ｔ2，Ｔ4，Ｔ8などで示されるクロック
タイミングパルス９０７の矢印の時刻で波形９０６がス
トローブされて波形９０８となる。この矢印の時刻でデ
ータをストローブすることは波形９０１が基準電圧Ｖ1
と基準電圧Ｖ2から最も離れた時刻であり、雑音などに
よる誤りの発生確率が最も少ない時点である。
８０１に加えられる。その信号はコンデンサ８０２と抵
抗８０３により直流電圧がしゃ断され、アンプ８０４で
増幅されて波形９０１に示すような信号になる。この波
形９０１の信号が電圧比較回路８０５と電圧比較回路８
０６によって基準電圧Ｖ1あるいは基準電圧Ｖ2と電圧比
較され、波形９０４に示される信号が電圧比較回路８０
５の出力に得られ、波形９０５に示される信号が電圧比
較回路８０６の出力に得られる。それらの信号がセット
・リセット回路８０９に加えられ、波形９０６で示され
る信号がセット・リセット回路８０９の出力に得られ
る。この信号が３値２値変換回路７０２の出力信号とし
て出力端子８１０に得られる。時刻Ｔ1で波形９０１が
基準電圧Ｖ1を越え、波形９０４がＨighになり、セット
・リセット回路８０９がセットされて波形９０６がＨig
hになる。時刻Ｔ3で波形９０１が基準電源Ｖ1より下が
り、波形９０４がＬowになるが、波形９０５、波形９０
６はそのままである。時刻Ｔ4になると、波形９０１が
基準電圧Ｖ2より下がり、波形９０５がＨighになるの
で、セット・リセット回路８０９がリセットされて、波
形９０６がＬowとなる。時刻Ｔ6で波形９０１が基準電
圧Ｖ2を越え、波形９０５はＬowとなるが、波形９０４
がＬowのままであるため、波形９０６はＬowを続ける。
時刻Ｔ7で波形９０１が基準電圧Ｖ1を越え、波形９０４
がＨighになり、波形９０６がＨighになる。以上のよう
な動作で波形９０６に示すような２値のディジタルデー
タが復調できる。波形９０１で示される２値のディジタ
ルデータは符号識別回路７０３によって、クロック再生
回路７０４で再生されたクロックタイミングパルス９０
７でストローブされ、波形９０８の２値ディジタルデー
タとなる。時刻Ｔ2，Ｔ4，Ｔ8などで示されるクロック
タイミングパルス９０７の矢印の時刻で波形９０６がス
トローブされて波形９０８となる。この矢印の時刻でデ
ータをストローブすることは波形９０１が基準電圧Ｖ1
と基準電圧Ｖ2から最も離れた時刻であり、雑音などに
よる誤りの発生確率が最も少ない時点である。
【００２９】以上説明したように、図７から図９で示す
本実施例によれば、図５，図６で示された伝送信号が再
生できる。
本実施例によれば、図５，図６で示された伝送信号が再
生できる。
【００３０】図１０は本発明を実施したテレビジョン信
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例であ
る。図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１４は
スペクトル抑圧処理回路、１００１はディジタル変調回
路である。ディジタル信号処理回路１１３の出力信号は
ディジタル変調回路１００１によってディジタルＦＭ変
調方式などのディジタル変調を受けて、信号の低周波成
分が抑圧される。その結果、本実施例によれば、図１の
場合と同様に、現行地上テレビジョン放送への妨害が少
なくできる効果がある。なお、ディジタルＦＭ変調方式
などの低周波成分が抑圧されたディジタル変調の方式の
詳細な説明は１９７８，１２，１１号日経エレクトロニ
クスＰ１２６〜Ｐ１６４の「ディジタル磁気記録の変調
方式」などに記載されている。
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例であ
る。図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１４は
スペクトル抑圧処理回路、１００１はディジタル変調回
路である。ディジタル信号処理回路１１３の出力信号は
ディジタル変調回路１００１によってディジタルＦＭ変
調方式などのディジタル変調を受けて、信号の低周波成
分が抑圧される。その結果、本実施例によれば、図１の
場合と同様に、現行地上テレビジョン放送への妨害が少
なくできる効果がある。なお、ディジタルＦＭ変調方式
などの低周波成分が抑圧されたディジタル変調の方式の
詳細な説明は１９７８，１２，１１号日経エレクトロニ
クスＰ１２６〜Ｐ１６４の「ディジタル磁気記録の変調
方式」などに記載されている。
【００３１】図１１は本発明を実施したテレビジョン信
号伝送の伝送信号再生装置のブロック図の他の例であ
る。図４と同一符号のものは同一機能を示す。４１７は
スペクトル抑圧処理信号再生回路、１１０１は符号識別
回路、１１０２はクロック再生回路、１１０３はディジ
タル復調回路である。同期検波回路４１５の出力信号は
符号識別回路１１０１において、クロック再生回路１１
０２で再生されたクロック信号によって雑音などによっ
て生じる誤りの発生確率の低いタイミングでストローブ
されてディジタル信号になる。このディジタル信号はデ
ィジタル復調回路１１０３において送信側で処理された
ディジタル変調前のディジタルデータに戻される。スペ
クトル抑圧処理信号再生回路４１７の動作によってスペ
クトル抑圧処理されて伝送された信号が再生できる。
号伝送の伝送信号再生装置のブロック図の他の例であ
る。図４と同一符号のものは同一機能を示す。４１７は
スペクトル抑圧処理信号再生回路、１１０１は符号識別
回路、１１０２はクロック再生回路、１１０３はディジ
タル復調回路である。同期検波回路４１５の出力信号は
符号識別回路１１０１において、クロック再生回路１１
０２で再生されたクロック信号によって雑音などによっ
て生じる誤りの発生確率の低いタイミングでストローブ
されてディジタル信号になる。このディジタル信号はデ
ィジタル復調回路１１０３において送信側で処理された
ディジタル変調前のディジタルデータに戻される。スペ
クトル抑圧処理信号再生回路４１７の動作によってスペ
クトル抑圧処理されて伝送された信号が再生できる。
【００３２】本実施例によれば、図１０で示した伝送信
号が再生できる効果がある。
号が再生できる効果がある。
【００３３】図１２は図１のスペクトル抑圧処理回路１
１４の他の具体例のブロック図である。１１４はスペク
トル抑圧処理回路、１２０１は入力端子、１２０２は時
間軸圧縮回路、１２０３はタイミング発生回路、１２０
４はインバータ、１２０５は遅延回路、１２０６は切替
スイッチ、１２０７は出力端子である。
１４の他の具体例のブロック図である。１１４はスペク
トル抑圧処理回路、１２０１は入力端子、１２０２は時
間軸圧縮回路、１２０３はタイミング発生回路、１２０
４はインバータ、１２０５は遅延回路、１２０６は切替
スイッチ、１２０７は出力端子である。
【００３４】スペクトル抑圧処理回路の具体例として、
入力端子１２０１に加えられた連続データが時間軸圧縮
回路１２０２で間欠データとされ、インバータ１２０
４、遅延回路１２０５および切替スイッチ１２０６によ
って、間欠データの間に反転した同一データが得られ
る。その結果、同一データが反転してある一定間隔ごと
に伝送されるため、平均的に得られた信号の直流近傍の
低周波成分および一定間隔の期間の逆数で示される周波
数の近傍の成分が抑圧される。
入力端子１２０１に加えられた連続データが時間軸圧縮
回路１２０２で間欠データとされ、インバータ１２０
４、遅延回路１２０５および切替スイッチ１２０６によ
って、間欠データの間に反転した同一データが得られ
る。その結果、同一データが反転してある一定間隔ごと
に伝送されるため、平均的に得られた信号の直流近傍の
低周波成分および一定間隔の期間の逆数で示される周波
数の近傍の成分が抑圧される。
【００３５】図１３は図１２の動作説明用の伝送データ
列の例である。１３０１は入力端子１２０１のデータ
列、１３０２は時間軸圧縮回路１２０２の出力データ
列、１３０３はインバータ１２０４と遅延回路１２０５
を経た遅延回路１２０５の出力データ列、１３０４は切
替スイッチ１２０６の出力データ列、１３０５はタイミ
ング波形である。
列の例である。１３０１は入力端子１２０１のデータ
列、１３０２は時間軸圧縮回路１２０２の出力データ
列、１３０３はインバータ１２０４と遅延回路１２０５
を経た遅延回路１２０５の出力データ列、１３０４は切
替スイッチ１２０６の出力データ列、１３０５はタイミ
ング波形である。
【００３６】入力端子１２０１に加えられたデータ列１
３０１は時間軸圧縮回路１２０２とタイミング発生回路
１２０３のタイミングによって、データ列１３０２に時
間軸圧縮される。時刻Ｔ1から時刻Ｔ5までのデータ列１
３０１が時刻Ｔ3から時刻Ｔ5のデータ列１３０２の１／
２の期間に圧縮された。
３０１は時間軸圧縮回路１２０２とタイミング発生回路
１２０３のタイミングによって、データ列１３０２に時
間軸圧縮される。時刻Ｔ1から時刻Ｔ5までのデータ列１
３０１が時刻Ｔ3から時刻Ｔ5のデータ列１３０２の１／
２の期間に圧縮された。
【００３７】この間欠データ１３０２がインバータ１２
０４および遅延回路１２０５によってデータが反転さ
れ、時間τだけ遅延されてデータ列１３０３にされる。
このデータ列１３０２とデータ列１３０３が切替スイッ
チ１２０６で時刻Ｔ1，Ｔ3，Ｔ5，Ｔ6のようにタイミン
グ波形１３０５によって切替られ、データ列１３０４と
される。データ列１３０２とデータ列１３０３は間欠デ
ータであり、おのおののデータ列は互いに信号の有る期
間が一致していないためディジタル的に加算してもデー
タ列１３０４が得られる。そのため、この場合切替スイ
ッチ１２０６はディジタル加算回路（ＯＲ回路）でも構
成できる。図１４は伝送パターンを示す模擬図である。
この図は図１３のタイミング波形１３０５がテレビジョ
ン信号の水平同期信号と同期している場合のテレビ画面
上での多重伝送された信号の現われかたが示されてい
る。第１の水平走査期間でａ1からａ5までのデータが、
第２の水平走査期間でａ1バーからａ5バーまでのデータ
が、第３の水平走査期間でｂ1からｂ5までのデータが、
第４の水平走査期間で ｂ1バーから ｂ5バーまでのデー
タが伝送される。その結果、第１と第２の水平走査期間
および第３と第４の水平期間のように２つの水平走査期
間のデータが同一逆相となる。
０４および遅延回路１２０５によってデータが反転さ
れ、時間τだけ遅延されてデータ列１３０３にされる。
このデータ列１３０２とデータ列１３０３が切替スイッ
チ１２０６で時刻Ｔ1，Ｔ3，Ｔ5，Ｔ6のようにタイミン
グ波形１３０５によって切替られ、データ列１３０４と
される。データ列１３０２とデータ列１３０３は間欠デ
ータであり、おのおののデータ列は互いに信号の有る期
間が一致していないためディジタル的に加算してもデー
タ列１３０４が得られる。そのため、この場合切替スイ
ッチ１２０６はディジタル加算回路（ＯＲ回路）でも構
成できる。図１４は伝送パターンを示す模擬図である。
この図は図１３のタイミング波形１３０５がテレビジョ
ン信号の水平同期信号と同期している場合のテレビ画面
上での多重伝送された信号の現われかたが示されてい
る。第１の水平走査期間でａ1からａ5までのデータが、
第２の水平走査期間でａ1バーからａ5バーまでのデータ
が、第３の水平走査期間でｂ1からｂ5までのデータが、
第４の水平走査期間で ｂ1バーから ｂ5バーまでのデー
タが伝送される。その結果、第１と第２の水平走査期間
および第３と第４の水平期間のように２つの水平走査期
間のデータが同一逆相となる。
【００３８】ここで、我々は現行テレビジョン放送の映
像色副搬送波について考える。図１５は映像搬送波の色
副搬送波による変化を示すベクトル図である。図１５
（ａ）は直交成分の多重のない場合の映像搬送波ベクト
ル図、図１５（ｂ）は直交成分の多重のある場合の映像
搬送波ベクトル図である。ωｓは色副搬送波の角周波数
であり、ｌからｍ，ｎ，ｏ…，ｓと位相変化している。
またωｓ´は隣接した水平走査期間の色副搬送波の角周
波数であり、ωｓとは位相がπずれてｌ´，ｍ´，ｎ
´，…ｓ´と位相変化する。Ａと−Ａは直交成分への多
重を示す。現行テレビジョン放送において、色副搬送波
の周波数と水平走査周波数の関係から、隣接する水平走
査期間の色副搬送波の位相はπずれている。直交多重に
おいて、ωｓの位相の副搬送波を持つある水平走査期間
でＡの信号が多重され、隣接するωｓ´の水平走査期間
に−Ａの信号が多重された場合のベクトル図が図１５の
（ｂ）に相当する。図４でも示されているように直交し
た多重成分が映像搬送波の位相変動を起こし、テレビジ
ョン映像信号の検波方式が包絡線検波方式や疑似同期検
波方式の場合、映像検波出力信号には映像搬送波の包絡
線に相当する信号が得られる。その場合、映像検波出力
信号に含まれる色副搬送波の位相は直交多重の無い図１
５（ａ）に示す場合ではｌあるいはｐ´であるが、直交
多重の有る図１５（ｂ）に示す場合にはφ1あるいはφ2
である。これらの位相差はφである。色副搬送波の位相
変化は再生映像画面上の色相の変化になる。
像色副搬送波について考える。図１５は映像搬送波の色
副搬送波による変化を示すベクトル図である。図１５
（ａ）は直交成分の多重のない場合の映像搬送波ベクト
ル図、図１５（ｂ）は直交成分の多重のある場合の映像
搬送波ベクトル図である。ωｓは色副搬送波の角周波数
であり、ｌからｍ，ｎ，ｏ…，ｓと位相変化している。
またωｓ´は隣接した水平走査期間の色副搬送波の角周
波数であり、ωｓとは位相がπずれてｌ´，ｍ´，ｎ
´，…ｓ´と位相変化する。Ａと−Ａは直交成分への多
重を示す。現行テレビジョン放送において、色副搬送波
の周波数と水平走査周波数の関係から、隣接する水平走
査期間の色副搬送波の位相はπずれている。直交多重に
おいて、ωｓの位相の副搬送波を持つある水平走査期間
でＡの信号が多重され、隣接するωｓ´の水平走査期間
に−Ａの信号が多重された場合のベクトル図が図１５の
（ｂ）に相当する。図４でも示されているように直交し
た多重成分が映像搬送波の位相変動を起こし、テレビジ
ョン映像信号の検波方式が包絡線検波方式や疑似同期検
波方式の場合、映像検波出力信号には映像搬送波の包絡
線に相当する信号が得られる。その場合、映像検波出力
信号に含まれる色副搬送波の位相は直交多重の無い図１
５（ａ）に示す場合ではｌあるいはｐ´であるが、直交
多重の有る図１５（ｂ）に示す場合にはφ1あるいはφ2
である。これらの位相差はφである。色副搬送波の位相
変化は再生映像画面上の色相の変化になる。
【００３９】なお、映像検波方式が同期検波の場合には
図に示すcoｓωｃｔの方向成分のみが検波されるので、
たとえＡの多重があったとしても最大振幅位相はｌある
いはｐ´であり、位相変化は受けない。包絡線検波など
の場合、多重する符号に応じて多重する信号がＡと−Ａ
のように反転位相にされると、色副搬送波の位相方向が
反対になる。隣接する水平走査期間で多重する信号がＡ
と−Ａのように逆位相にされるとちょうど色副搬送波は
図１５（ｂ）に示すωｓとωｓ´の関係となり、色副搬
送波の位相変化量が等しく、位相が逆相となるので、隣
接する水平走査期間でのテレビジョンの画面上での上下
の色相変化が逆相になる。このような画面を見る人は視
覚の色度感度周波数特性の低さや目の積分効果などによ
って色相変化を感じ難い。
図に示すcoｓωｃｔの方向成分のみが検波されるので、
たとえＡの多重があったとしても最大振幅位相はｌある
いはｐ´であり、位相変化は受けない。包絡線検波など
の場合、多重する符号に応じて多重する信号がＡと−Ａ
のように反転位相にされると、色副搬送波の位相方向が
反対になる。隣接する水平走査期間で多重する信号がＡ
と−Ａのように逆位相にされるとちょうど色副搬送波は
図１５（ｂ）に示すωｓとωｓ´の関係となり、色副搬
送波の位相変化量が等しく、位相が逆相となるので、隣
接する水平走査期間でのテレビジョンの画面上での上下
の色相変化が逆相になる。このような画面を見る人は視
覚の色度感度周波数特性の低さや目の積分効果などによ
って色相変化を感じ難い。
【００４０】すなわち図１４に示されたａ1からａ5とａ
1バーからａ5バーあるいはｂ1バーからｂ5バーとｂ1か
らｂ5などのような水平走査期間との間では、人は色相
変化を感じ難い。ただしａ1バーからａ5バーとｂ1から
ｂ5のように同一逆相のデータとなっていない個所につ
いては、色相変化を感じ難くする効果が無い。
1バーからａ5バーあるいはｂ1バーからｂ5バーとｂ1か
らｂ5などのような水平走査期間との間では、人は色相
変化を感じ難い。ただしａ1バーからａ5バーとｂ1から
ｂ5のように同一逆相のデータとなっていない個所につ
いては、色相変化を感じ難くする効果が無い。
【００４１】さらに、同一逆相のデータが隣接される水
平走査期間で伝送された場合水平走査期間の相関（いわ
ゆるライン相関）の「くし形フィルタ」が輝度信号と色
差信号との分離に用いられているテレビ受信機では、色
副搬送波の位相変化が回路的に相殺されて、色相変化が
生じない。
平走査期間で伝送された場合水平走査期間の相関（いわ
ゆるライン相関）の「くし形フィルタ」が輝度信号と色
差信号との分離に用いられているテレビ受信機では、色
副搬送波の位相変化が回路的に相殺されて、色相変化が
生じない。
【００４２】図１６は一般的な輝度信号色差信号分離の
色差信号取り出しのくし形フィルタの構成図である。１
６０１は入力端子、１６０２は遅延回路、１６０３は減
算回路、１６０４は出力端子である。入力端子１６０１
に加えられ色差信号は遅延回路１６０２で１水平走査期
間の時間だけ遅延した色差信号と減算回路１６０３で減
算され、出力端子１６０４に得られる。
色差信号取り出しのくし形フィルタの構成図である。１
６０１は入力端子、１６０２は遅延回路、１６０３は減
算回路、１６０４は出力端子である。入力端子１６０１
に加えられ色差信号は遅延回路１６０２で１水平走査期
間の時間だけ遅延した色差信号と減算回路１６０３で減
算され、出力端子１６０４に得られる。
【００４３】図１７は動作説明用の波形図である。１７
０１は多重されない場合の波形、１７０２はωｓの色副
搬送がＡの多重を受けた図１５右側の場合の波形、１７
０３はωｓ´の色副搬送波が−Ａの多重を受けた図１５
左側の場合の波形、１７０４は波形１７０３の反転波形
である。多重のない場合の色副搬送波波形１７０１は時
刻ｌで振幅最大となる。多重信号Ａが直交多重された場
合の色副搬送波の波形１７０２はφ1の位相変化を受
け、時刻ｓと時刻ｌとの間に振幅最大となる。また隣接
した水平走査期間で−Ａの直交多重された場合の色副搬
送波の波形１７０３はφ2の位相変化を受け、時刻ｐ´
と時刻ｑ´との間に振幅最大となる。遅延回路１６０２
を経て１水平走査期間遅延した波形１７０２が減算回路
１６０３で波形１７０３だけ減算されることは、波形１
７０３の反転波形１７０４が波形１７０２に加算される
ことであり、加算後の波形が振幅を１／２にされると波
形１７０１と同一になる。すなわち、このくし形フィル
タによって得られた色副搬送波は、たとえ映像信号検波
回路が包絡線検波回路であっても直交に多重された信号
による位相変化を受けない。なお、この場合も、図１４
に示すａ1からａ5とａ1バーから ａ5バーのように隣接
する水平走査期間で上下のデータが同一逆相となってい
る場合のみ位相変化が無いので、図１４に示すような場
合には１水平走査期間ごとに位相変化が無い。
０１は多重されない場合の波形、１７０２はωｓの色副
搬送がＡの多重を受けた図１５右側の場合の波形、１７
０３はωｓ´の色副搬送波が−Ａの多重を受けた図１５
左側の場合の波形、１７０４は波形１７０３の反転波形
である。多重のない場合の色副搬送波波形１７０１は時
刻ｌで振幅最大となる。多重信号Ａが直交多重された場
合の色副搬送波の波形１７０２はφ1の位相変化を受
け、時刻ｓと時刻ｌとの間に振幅最大となる。また隣接
した水平走査期間で−Ａの直交多重された場合の色副搬
送波の波形１７０３はφ2の位相変化を受け、時刻ｐ´
と時刻ｑ´との間に振幅最大となる。遅延回路１６０２
を経て１水平走査期間遅延した波形１７０２が減算回路
１６０３で波形１７０３だけ減算されることは、波形１
７０３の反転波形１７０４が波形１７０２に加算される
ことであり、加算後の波形が振幅を１／２にされると波
形１７０１と同一になる。すなわち、このくし形フィル
タによって得られた色副搬送波は、たとえ映像信号検波
回路が包絡線検波回路であっても直交に多重された信号
による位相変化を受けない。なお、この場合も、図１４
に示すａ1からａ5とａ1バーから ａ5バーのように隣接
する水平走査期間で上下のデータが同一逆相となってい
る場合のみ位相変化が無いので、図１４に示すような場
合には１水平走査期間ごとに位相変化が無い。
【００４４】以上の説明で示されるように、図１のスペ
クトル抑圧処理回路１１４が図１２に示される回路で構
成される本実施例によれば、多重伝送される信号による
映像信号の色相変化におよぼす妨害が減少される効果も
ある。
クトル抑圧処理回路１１４が図１２に示される回路で構
成される本実施例によれば、多重伝送される信号による
映像信号の色相変化におよぼす妨害が減少される効果も
ある。
【００４５】なお、図１２において伝送データが連続デ
ータと仮定されたので時間軸圧縮回路１２０２が用いら
れたが、伝送データが間欠的な不連続データの場合は不
要となる。
ータと仮定されたので時間軸圧縮回路１２０２が用いら
れたが、伝送データが間欠的な不連続データの場合は不
要となる。
【００４６】図１８は本発明を実施したテレビジョン伝
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はスペク
トル抑圧処理信号再生回路、１８０１は符号識別回路、
１８０２はクロック再生回路、１８０３は切替回路、１
８０４は時間軸伸長回路、１８０５はタイミング再生回
路である。同期検波回路４１５で検波された波形はクロ
ック再生回路１８０２で再生されたクロックタイミング
パルスによって符号識別回路１８０１において、ディジ
タル符号に変換される。
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はスペク
トル抑圧処理信号再生回路、１８０１は符号識別回路、
１８０２はクロック再生回路、１８０３は切替回路、１
８０４は時間軸伸長回路、１８０５はタイミング再生回
路である。同期検波回路４１５で検波された波形はクロ
ック再生回路１８０２で再生されたクロックタイミング
パルスによって符号識別回路１８０１において、ディジ
タル符号に変換される。
【００４７】ディジタル符号に戻された信号のうち必要
な期間のデータが切替回路１８０３とタイミング再生回
路１８０４によって選択して取り出される。その後、時
間軸伸長回路１８０４によって元の伝送データに戻され
る。
な期間のデータが切替回路１８０３とタイミング再生回
路１８０４によって選択して取り出される。その後、時
間軸伸長回路１８０４によって元の伝送データに戻され
る。
【００４８】図１９は図１８の動作説明用のデータ列の
例である。１９０１は水平走査期間の同期用のタイミン
グ波形、１９０２は図１２，図１３，図１４で示された
伝送され受信された信号のデータ列、１９０３はタイミ
ング波形１９０１から得られたタイミング波形、１９０
４は切替回路１８０３の出力データ列、１９０５は時間
軸伸長回路１８０４の出力データ列である。符号識別回
路１８０１の出力である伝送され受信されたデータ列１
９０２は水平同期信号のタイミング波形１９０１から得
られたタイミング波形１９０３に応じて切替回路１８０
３が時刻Ｔ1からＴ2まで導通Ｔ2からＴ3までしゃ断のよ
うにくり返されることによりデータ列１９０４になる。
時間軸伸長回路１８０４によって、データ列１９０４は
時刻Ｔ1からＴ2までの間欠データが伸長され、時刻Ｔ1
からＴ3までのデータとなり、この動作がくり返されて
データ列１９０５となる。その結果、図１３のデータ列
１３０１に示されたスペクトル抑圧処理される前のデー
タ列が再生された。
例である。１９０１は水平走査期間の同期用のタイミン
グ波形、１９０２は図１２，図１３，図１４で示された
伝送され受信された信号のデータ列、１９０３はタイミ
ング波形１９０１から得られたタイミング波形、１９０
４は切替回路１８０３の出力データ列、１９０５は時間
軸伸長回路１８０４の出力データ列である。符号識別回
路１８０１の出力である伝送され受信されたデータ列１
９０２は水平同期信号のタイミング波形１９０１から得
られたタイミング波形１９０３に応じて切替回路１８０
３が時刻Ｔ1からＴ2まで導通Ｔ2からＴ3までしゃ断のよ
うにくり返されることによりデータ列１９０４になる。
時間軸伸長回路１８０４によって、データ列１９０４は
時刻Ｔ1からＴ2までの間欠データが伸長され、時刻Ｔ1
からＴ3までのデータとなり、この動作がくり返されて
データ列１９０５となる。その結果、図１３のデータ列
１３０１に示されたスペクトル抑圧処理される前のデー
タ列が再生された。
【００４９】以上説明したように本実施例によれば、図
１２，図１３，図１４に示された伝送信号を再生できる
効果がある。
１２，図１３，図１４に示された伝送信号を再生できる
効果がある。
【００５０】図２０は本発明を実施したテレビジョン伝
送信号の再生装置のさらに他の例のブロック図である。
図４，図１８と同一符号のものは同一機能を示す。４１
７はスペクトル抑圧処理信号再生回路、２００１は減算
回路、２００２は遅延回路である。図１２，図１３，図
１４に示されたように２水平走査期間に同一データが逆
相で多重伝送されているので、同期検波回路４１５の出
力信号が遅延回路２００２によって１水平走査期間遅延
された信号と減算回路２００１で減算されると２倍のデ
ータ振幅が得られる。伝送系で加わった白色雑音は√２
倍に増すだけである。映像信号のゴーストなどによる映
像信号からの妨害信号は、映像信号が水平期間ごとの相
関性を有しているので、相殺除去される。映像信号から
の妨害信号の除去は以下のような過程で行われる。ある
水平走査期間のあるタイミングでＸなるデータが送ら
れ、１水平走査期間時間が経過した後のタイミングでＸ
のデータを反転したＸバーなるデータが送られると仮定
すると、受信された信号Ｘバーと遅延回路２００２で一
水平走査期間遅延したデータＸとが同一タイミングで減
算回路２００１に加えられ、減算されるので、減算回路
２００１の出力は Ｘ−（Ｘバー）＝２Ｘ …（６） となり、２倍の信号が得られる。次に映像信号からの妨
害Ｇが伝送途中で加えられたと仮定する。映像信号は水
平走査期間ごとの相関性が多いため（縦じまなどの画像
は特に強い）、映像信号からの妨害はデータＸのタイミ
ングでもデータＸバーのタイミングでも妨害Ｇである。
従って、減算回路２００１の出力は （Ｘ＋Ｇ）−（Ｘバー＋Ｇ）＝２Ｘ …（７） となり、妨害Ｇが相殺される。ただし、映像信号の水平
走査期間ごとの相関が少ない個所では相殺効果が少な
い。
送信号の再生装置のさらに他の例のブロック図である。
図４，図１８と同一符号のものは同一機能を示す。４１
７はスペクトル抑圧処理信号再生回路、２００１は減算
回路、２００２は遅延回路である。図１２，図１３，図
１４に示されたように２水平走査期間に同一データが逆
相で多重伝送されているので、同期検波回路４１５の出
力信号が遅延回路２００２によって１水平走査期間遅延
された信号と減算回路２００１で減算されると２倍のデ
ータ振幅が得られる。伝送系で加わった白色雑音は√２
倍に増すだけである。映像信号のゴーストなどによる映
像信号からの妨害信号は、映像信号が水平期間ごとの相
関性を有しているので、相殺除去される。映像信号から
の妨害信号の除去は以下のような過程で行われる。ある
水平走査期間のあるタイミングでＸなるデータが送ら
れ、１水平走査期間時間が経過した後のタイミングでＸ
のデータを反転したＸバーなるデータが送られると仮定
すると、受信された信号Ｘバーと遅延回路２００２で一
水平走査期間遅延したデータＸとが同一タイミングで減
算回路２００１に加えられ、減算されるので、減算回路
２００１の出力は Ｘ−（Ｘバー）＝２Ｘ …（６） となり、２倍の信号が得られる。次に映像信号からの妨
害Ｇが伝送途中で加えられたと仮定する。映像信号は水
平走査期間ごとの相関性が多いため（縦じまなどの画像
は特に強い）、映像信号からの妨害はデータＸのタイミ
ングでもデータＸバーのタイミングでも妨害Ｇである。
従って、減算回路２００１の出力は （Ｘ＋Ｇ）−（Ｘバー＋Ｇ）＝２Ｘ …（７） となり、妨害Ｇが相殺される。ただし、映像信号の水平
走査期間ごとの相関が少ない個所では相殺効果が少な
い。
【００５１】図２１は図２０の動作説明用のデータ列の
例である。２１０１は水平走査期間の同期用のタイミン
グ波形、２１０２は図１２、図１３、図１４で示された
伝送信号が受信された後のデータ列、２１０３は遅延回
路２００２の出力データ列、２１０４は減算回路２００
１の出力データ列、２１０５はタイミング波形２１０１
から得られたタイミング波形、２１０６は切替回路１８
０３の出力データ列、２１０７は時間軸伸長回路１８０
４の出力データ列である。
例である。２１０１は水平走査期間の同期用のタイミン
グ波形、２１０２は図１２、図１３、図１４で示された
伝送信号が受信された後のデータ列、２１０３は遅延回
路２００２の出力データ列、２１０４は減算回路２００
１の出力データ列、２１０５はタイミング波形２１０１
から得られたタイミング波形、２１０６は切替回路１８
０３の出力データ列、２１０７は時間軸伸長回路１８０
４の出力データ列である。
【００５２】同期検波回路４１５の出力である伝送され
受信されたデータ列２１０２は遅延回路２００２によっ
て１水平走査期間遅延されてデータ列２１０３になる。
時刻Ｔ0のデータが時刻Ｔ1に遅延されている。遅延され
たデータ列２１０３は減算回路２００１によってデータ
列２１０２が減算されて、データ列２１０４になる。水
平同期信号のタイミング波形２１０１から得られたタイ
ミング波形２１０５に応じて切替スイッチ１８０３が時
刻Ｔ1からＴ2まで導通、Ｔ2からＴ3までしゃ断とくり返
されることによって、データ列２１０４はデータ列２１
０６になる。ここでデータ列２１０４とデータ列２１０
６ではデータが２ａ1とａ1のように２倍の記述が省略さ
れている。
受信されたデータ列２１０２は遅延回路２００２によっ
て１水平走査期間遅延されてデータ列２１０３になる。
時刻Ｔ0のデータが時刻Ｔ1に遅延されている。遅延され
たデータ列２１０３は減算回路２００１によってデータ
列２１０２が減算されて、データ列２１０４になる。水
平同期信号のタイミング波形２１０１から得られたタイ
ミング波形２１０５に応じて切替スイッチ１８０３が時
刻Ｔ1からＴ2まで導通、Ｔ2からＴ3までしゃ断とくり返
されることによって、データ列２１０４はデータ列２１
０６になる。ここでデータ列２１０４とデータ列２１０
６ではデータが２ａ1とａ1のように２倍の記述が省略さ
れている。
【００５３】時間軸伸長回路１８０４によって、データ
列２１０６は時刻Ｔ1からＴ2までのデータが伸長され、
時刻Ｔ1からＴ3までのデータとなり、この動作がくり返
されてデータ２１０７が得られる。それらの結果、図１
３のデータ列１３０１に示されたスペクトル抑圧処理さ
れる前のデータ列が再生された。
列２１０６は時刻Ｔ1からＴ2までのデータが伸長され、
時刻Ｔ1からＴ3までのデータとなり、この動作がくり返
されてデータ２１０７が得られる。それらの結果、図１
３のデータ列１３０１に示されたスペクトル抑圧処理さ
れる前のデータ列が再生された。
【００５４】本実施例によれば、図１２，図１３，図１
４に示された伝送信号が再生できる効果があり、さらに
映像信号から妨害も少なくできる効果もある。図２２は
その効果を示すグラフである。横軸はゴーストなどによ
る妨害レベル（右ほど少ない）である。縦軸は伝送にと
もなう誤り率を表すビットエラーレートである。誤りを
発生させるために実験に際して伝送途中に白色雑音が加
えられた。その場合の直交に多重して伝送する信号の搬
送波対雑音の比がＣＩＮで示されている。２２０１は減
算回路２００１を用いない場合の実測値を結んだ曲線、
２２０２は減算回路２００１を用いた場合の実測値を結
んだ曲線である。同一ビットエラーレート１０~ 4とな
るゴーストレベルは曲線２２０２の方が約１５dＢ左に
ある。ゴーストが約１５dＢ多い状態で同一誤り率とな
ることはそれだけゴーストなどによる映像信号からの妨
害を低減できる効果があることを示している。またゴー
ストレベルが−５０dＢと少ない場合の曲線２２０２の
Ｃ／Ｎ＝１５dＢのビットエラーレートと曲線２２０１
のＣ／Ｎ＝１８dＢのビットエラーレートが同程度であ
ることは、減算回路による信号振幅が２倍で雑音が√２
倍となることで３dＢのＣ／Ｎ改善をしていることを示
している。
４に示された伝送信号が再生できる効果があり、さらに
映像信号から妨害も少なくできる効果もある。図２２は
その効果を示すグラフである。横軸はゴーストなどによ
る妨害レベル（右ほど少ない）である。縦軸は伝送にと
もなう誤り率を表すビットエラーレートである。誤りを
発生させるために実験に際して伝送途中に白色雑音が加
えられた。その場合の直交に多重して伝送する信号の搬
送波対雑音の比がＣＩＮで示されている。２２０１は減
算回路２００１を用いない場合の実測値を結んだ曲線、
２２０２は減算回路２００１を用いた場合の実測値を結
んだ曲線である。同一ビットエラーレート１０~ 4とな
るゴーストレベルは曲線２２０２の方が約１５dＢ左に
ある。ゴーストが約１５dＢ多い状態で同一誤り率とな
ることはそれだけゴーストなどによる映像信号からの妨
害を低減できる効果があることを示している。またゴー
ストレベルが−５０dＢと少ない場合の曲線２２０２の
Ｃ／Ｎ＝１５dＢのビットエラーレートと曲線２２０１
のＣ／Ｎ＝１８dＢのビットエラーレートが同程度であ
ることは、減算回路による信号振幅が２倍で雑音が√２
倍となることで３dＢのＣ／Ｎ改善をしていることを示
している。
【００５５】図２３は図１のスペクトル抑圧処理回路１
１４のさらに他の例を示すブロック図である。１１４は
スペクトル抑圧処理回路、２３０１は入力端子、２３０
２はタイミング発生回路、２３０３はインバータ、２３
０４は遅延回路、２３０５は切替スイッチ、２３０６は
出力端子である。
１４のさらに他の例を示すブロック図である。１１４は
スペクトル抑圧処理回路、２３０１は入力端子、２３０
２はタイミング発生回路、２３０３はインバータ、２３
０４は遅延回路、２３０５は切替スイッチ、２３０６は
出力端子である。
【００５６】スペクトル抑圧処理回路の具体例として、
入力端子２３０１に加えられたデータがインバータ２３
０３、遅延回路２３０４で反転遅延される。タイミング
発生回路２３０２で発生された信号に応じて、入力され
たデータと反転遅延されたデータが切替スイッチ２３０
５によって切替られて出力端子２３０６に得られる。
入力端子２３０１に加えられたデータがインバータ２３
０３、遅延回路２３０４で反転遅延される。タイミング
発生回路２３０２で発生された信号に応じて、入力され
たデータと反転遅延されたデータが切替スイッチ２３０
５によって切替られて出力端子２３０６に得られる。
【００５７】図２４は図２３の動作説明用の伝送データ
列の例である。２４０１，２４０４，２４０６はタイミ
ング波形、２４０２は入力端子２３０１に加えられた入
力データ列、２４０３は遅延回路２３０４の出力データ
列、２４０５は出力データ列である。
列の例である。２４０１，２４０４，２４０６はタイミ
ング波形、２４０２は入力端子２３０１に加えられた入
力データ列、２４０３は遅延回路２３０４の出力データ
列、２４０５は出力データ列である。
【００５８】入力端子２３０１に加えられたデータ列２
４０２はインバータ２３０３、遅延回路２３０４で反転
され、時間τだけ遅延されてデータ列２４０３になる。
なお、タイミング波形２４０１は時間τごとに反転して
いる。（時刻Ｔ1，Ｔ2，Ｔ3）タイミング波形２４０４
はデータ列内の中間で反転している。図中のＨighで示
されている（イ）の状態で（時刻Ｔ2から時刻Ｔ4の期間
で）切替スイッチ２３０５が（イ）側に接続される。Ｌ
owで示されている（ロ）の状態で（時刻Ｔ4から時刻Ｔ5
の期間で）切替スイッチ２３０５が（ロ）側に接続され
る。切替スイッチ２３０５の出力データ列２４０５が、
出力端子２３０６に得られる。
４０２はインバータ２３０３、遅延回路２３０４で反転
され、時間τだけ遅延されてデータ列２４０３になる。
なお、タイミング波形２４０１は時間τごとに反転して
いる。（時刻Ｔ1，Ｔ2，Ｔ3）タイミング波形２４０４
はデータ列内の中間で反転している。図中のＨighで示
されている（イ）の状態で（時刻Ｔ2から時刻Ｔ4の期間
で）切替スイッチ２３０５が（イ）側に接続される。Ｌ
owで示されている（ロ）の状態で（時刻Ｔ4から時刻Ｔ5
の期間で）切替スイッチ２３０５が（ロ）側に接続され
る。切替スイッチ２３０５の出力データ列２４０５が、
出力端子２３０６に得られる。
【００５９】図２５は伝送パターンを示す模擬図であ
る。本図は図２４のタイミング波形２４０６がテレビジ
ョン信号の水平同期信号と同期している場合のテレビ画
面上での多重伝送された信号の現われかたが示されてい
る。横に水平走査方向が、縦に垂直走査方向が示されて
いる。図２５に丸印の枠で示されているように、隣接し
た水平走査期間において、１データごとに上下が反転デ
ータになっている。この隣接した水平走査期間でデータ
が反転されているので、映像搬送波の直交成分への多重
信号が逆相になり、多重伝送される信号による映像信号
の色相変化におよぼす妨害が減少される効果がある。
る。本図は図２４のタイミング波形２４０６がテレビジ
ョン信号の水平同期信号と同期している場合のテレビ画
面上での多重伝送された信号の現われかたが示されてい
る。横に水平走査方向が、縦に垂直走査方向が示されて
いる。図２５に丸印の枠で示されているように、隣接し
た水平走査期間において、１データごとに上下が反転デ
ータになっている。この隣接した水平走査期間でデータ
が反転されているので、映像搬送波の直交成分への多重
信号が逆相になり、多重伝送される信号による映像信号
の色相変化におよぼす妨害が減少される効果がある。
【００６０】以上の説明で示されたように、図１のスペ
クトル抑圧処理回路１１４が図２３に示される回路で構
成される本実施例によれば、多重伝送される信号が隣接
する水平走査期間で逆相であるので、映像の色相変化に
およぼされる妨害が減少される効果がある。また、すべ
ての水平走査期間において、図２５の丸印の枠で示され
るように網目状に１データごとに上下の隣接走査期間と
で逆相であるので、映像の色相変化におよぼされる妨害
が細かくなり、視覚の色度の感度周波数の低さによって
妨害が減少される効果がある。
クトル抑圧処理回路１１４が図２３に示される回路で構
成される本実施例によれば、多重伝送される信号が隣接
する水平走査期間で逆相であるので、映像の色相変化に
およぼされる妨害が減少される効果がある。また、すべ
ての水平走査期間において、図２５の丸印の枠で示され
るように網目状に１データごとに上下の隣接走査期間と
で逆相であるので、映像の色相変化におよぼされる妨害
が細かくなり、視覚の色度の感度周波数の低さによって
妨害が減少される効果がある。
【００６１】上記伝送信号は図２０に示す構成で再生で
きる。一部動作タイミングが異なるため、動作説明用の
データ列が図２６に示されている。２６０１は水平走査
期間の同期用のタイミング波形、２６０２は図２３，図
２４，図２５で示されている伝送信号が受信された後の
データ列、２６０３は遅延回路２００２の出力データ
列、２６０４は減算回路２００１の出力データ列、２６
０５はタイミング波形、２６０６は切替スイッチ１８０
３の出力データ列、２６０７は時間軸伸長回路１８０４
の出力データ列である。同期検波回路４１５の出力であ
る伝送され受信されたデータ列２６０２は遅延回路２０
０２によって１水平走査期間遅延されてデータ列２６０
３になる。時刻Ｔ1のデータが時刻Ｔ2にあるいは時刻Ｔ
2のデータが時刻Ｔ3に遅延されている。遅延されたデー
タ列２６０３は減算回路２００１によってデータ列２６
０２が減算されて、データ列２１０４になる。データ列
２６０４はタイミング波形２６０５に応じて切替スイッ
チ１８０３が時刻Ｔ2からＴ4までしゃ断、時刻Ｔ4から
Ｔ5で導通とくり返されることによって、データ列２６
０４はデータ列２６０６になる。ここでデータ列２６０
４とデータ列２６０６ではデータが２ｆ1とｆ1のように
２倍の記述が省略されている。時間軸伸長回路１８０４
によって、時刻Ｔ4から時刻Ｔ5までのデータが時刻Ｔ4
から時刻Ｔ6までのデータに伸長されるようにデータ列
２６０６はデータ列２６０７に時間軸伸長される。これ
らの結果、図２４のデータ列２４０２に示されたスペク
トル抑圧処理される前のデータ列が再生された。
きる。一部動作タイミングが異なるため、動作説明用の
データ列が図２６に示されている。２６０１は水平走査
期間の同期用のタイミング波形、２６０２は図２３，図
２４，図２５で示されている伝送信号が受信された後の
データ列、２６０３は遅延回路２００２の出力データ
列、２６０４は減算回路２００１の出力データ列、２６
０５はタイミング波形、２６０６は切替スイッチ１８０
３の出力データ列、２６０７は時間軸伸長回路１８０４
の出力データ列である。同期検波回路４１５の出力であ
る伝送され受信されたデータ列２６０２は遅延回路２０
０２によって１水平走査期間遅延されてデータ列２６０
３になる。時刻Ｔ1のデータが時刻Ｔ2にあるいは時刻Ｔ
2のデータが時刻Ｔ3に遅延されている。遅延されたデー
タ列２６０３は減算回路２００１によってデータ列２６
０２が減算されて、データ列２１０４になる。データ列
２６０４はタイミング波形２６０５に応じて切替スイッ
チ１８０３が時刻Ｔ2からＴ4までしゃ断、時刻Ｔ4から
Ｔ5で導通とくり返されることによって、データ列２６
０４はデータ列２６０６になる。ここでデータ列２６０
４とデータ列２６０６ではデータが２ｆ1とｆ1のように
２倍の記述が省略されている。時間軸伸長回路１８０４
によって、時刻Ｔ4から時刻Ｔ5までのデータが時刻Ｔ4
から時刻Ｔ6までのデータに伸長されるようにデータ列
２６０６はデータ列２６０７に時間軸伸長される。これ
らの結果、図２４のデータ列２４０２に示されたスペク
トル抑圧処理される前のデータ列が再生された。
【００６２】前述した、図１４，図２５において、テレ
ビジョンの画面上に多重伝送される信号が模擬的と描か
れている。これらの場合、多重伝送される信号が水平走
査期間に一定のデータ数であり同期した信号であるよう
に説明されているが、完全に同期していない場合でもほ
ぼ一致していれば同様の効果が得られる。また水平走査
期間の最後のデータ期間を任意にされたり、ある一対の
水平走査期間のデータ数が増減されたりすることで、多
重伝送される信号の伝送速度がテレビジョンの水平走査
期間と一致しない場合でも信号の伝送が可能である。
ビジョンの画面上に多重伝送される信号が模擬的と描か
れている。これらの場合、多重伝送される信号が水平走
査期間に一定のデータ数であり同期した信号であるよう
に説明されているが、完全に同期していない場合でもほ
ぼ一致していれば同様の効果が得られる。また水平走査
期間の最後のデータ期間を任意にされたり、ある一対の
水平走査期間のデータ数が増減されたりすることで、多
重伝送される信号の伝送速度がテレビジョンの水平走査
期間と一致しない場合でも信号の伝送が可能である。
【００６３】図２７は本発明を実施したテレビジョン信
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例であ
る。図１と同一符号のものは同一機能を示す。２７０１
は制御回路、２７０２は制御信号発生回路、２７０３は
切替スイッチである。本実施例では、上述した一対の水
平走査期間のデータ数の増減数、増減水平走査期間を示
す信号、水平走査期間先頭データが上下どちらの水平走
査期間データと同一逆相かを示す信号、あるいは垂直走
査期間との位置関係を示す信号などが多重伝送する信号
に加えられている。ディジタル信号処理回路１１３の出
力信号と制御信号発生回路２７０２の出力信号とが制御
回路２７０２で制御された切替スイッチ２７０３によっ
て時間分割で多重される。制御信号などの信号が多重さ
れる期間だけディジタル信号処理回路１１３の出力が伝
送されないため、ディジタル信号処理回路１１３でデー
タが時間軸圧縮される。
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例であ
る。図１と同一符号のものは同一機能を示す。２７０１
は制御回路、２７０２は制御信号発生回路、２７０３は
切替スイッチである。本実施例では、上述した一対の水
平走査期間のデータ数の増減数、増減水平走査期間を示
す信号、水平走査期間先頭データが上下どちらの水平走
査期間データと同一逆相かを示す信号、あるいは垂直走
査期間との位置関係を示す信号などが多重伝送する信号
に加えられている。ディジタル信号処理回路１１３の出
力信号と制御信号発生回路２７０２の出力信号とが制御
回路２７０２で制御された切替スイッチ２７０３によっ
て時間分割で多重される。制御信号などの信号が多重さ
れる期間だけディジタル信号処理回路１１３の出力が伝
送されないため、ディジタル信号処理回路１１３でデー
タが時間軸圧縮される。
【００６４】図２８は図２７で時間分割して多重された
信号の一例を示す。２８０１は垂直同期信号、２８０２
は水平同期信号、２８０３は多重された信号例、２８０
４は制御信号例である。テレビジョンの水平同期信号２
８０２の垂直同期等化パルス期間の次の２水平走査期間
にＣおよびＣバーで示す制御信号が時刻Ｔ1から時刻Ｔ2
の水平走査期間は正相で時刻Ｔ2からＴ3の次の水平走査
期間は逆相で伝送される。制御信号は制御信号例２８０
４で示されるように、１６ビットの同期信号、３２ビッ
トの制御信号、４８ビットのデータ数情報あるいはその
他の情報などで構成されている。１垂直走査期間内の２
水平走査期間がこの制御信号の伝送に用いられている。
現行ＮＴＳＣのテレビジョンの５２５水平走査期間であ
る２垂直走査期間内に４水平走査期間がこの制御信号の
伝送に用いられているため、ディジタル信号処理回路１
１３で行なわれる時間軸圧縮率は５２５／５２１以上で
ある。
信号の一例を示す。２８０１は垂直同期信号、２８０２
は水平同期信号、２８０３は多重された信号例、２８０
４は制御信号例である。テレビジョンの水平同期信号２
８０２の垂直同期等化パルス期間の次の２水平走査期間
にＣおよびＣバーで示す制御信号が時刻Ｔ1から時刻Ｔ2
の水平走査期間は正相で時刻Ｔ2からＴ3の次の水平走査
期間は逆相で伝送される。制御信号は制御信号例２８０
４で示されるように、１６ビットの同期信号、３２ビッ
トの制御信号、４８ビットのデータ数情報あるいはその
他の情報などで構成されている。１垂直走査期間内の２
水平走査期間がこの制御信号の伝送に用いられている。
現行ＮＴＳＣのテレビジョンの５２５水平走査期間であ
る２垂直走査期間内に４水平走査期間がこの制御信号の
伝送に用いられているため、ディジタル信号処理回路１
１３で行なわれる時間軸圧縮率は５２５／５２１以上で
ある。
【００６５】図２７，図２８で示された本実施例によれ
ば、水平走査期間の隣接水平走査期間との直交で多重伝
送される信号の極性、水平走査期間の多重伝送される信
号の伝送データ数の増減、その増減した水平走査期間番
号などの制御信号などが時間分割で伝送されるので、直
交して多重伝送される信号を受信再生する受信機が安定
に動作する効果がある。
ば、水平走査期間の隣接水平走査期間との直交で多重伝
送される信号の極性、水平走査期間の多重伝送される信
号の伝送データ数の増減、その増減した水平走査期間番
号などの制御信号などが時間分割で伝送されるので、直
交して多重伝送される信号を受信再生する受信機が安定
に動作する効果がある。
【００６６】図２９はディジタル信号処理回路１１３の
インターリーブ処理例を図２５のテレビジョン画面に対
応させて模擬的に示した伝送パターン図である。音声信
号の左チャネルの第０，第１，第２のサンプリングされ
たデータがＬ0，Ｌ1，Ｌ2で示される。右チャネルの第
０，第１，第２のサンプリングされたデータがＲ0，
Ｒ1，Ｒ2で示される。Ｌ0バー， Ｌ1バー， Ｌ2バー，
Ｒ0バー， Ｒ1バー，Ｒ2バーはＬ0，Ｌ1，Ｌ2，Ｒ0，Ｒ
1，Ｒ2の反転データである。本図に示すように、第１の
サンプリングされたデータＬ1に対して前のＬ0および後
のＬ2が同一水平走査期間以上離れたインターリーブが
ほどこされていることが特徴である。
インターリーブ処理例を図２５のテレビジョン画面に対
応させて模擬的に示した伝送パターン図である。音声信
号の左チャネルの第０，第１，第２のサンプリングされ
たデータがＬ0，Ｌ1，Ｌ2で示される。右チャネルの第
０，第１，第２のサンプリングされたデータがＲ0，
Ｒ1，Ｒ2で示される。Ｌ0バー， Ｌ1バー， Ｌ2バー，
Ｒ0バー， Ｒ1バー，Ｒ2バーはＬ0，Ｌ1，Ｌ2，Ｒ0，Ｒ
1，Ｒ2の反転データである。本図に示すように、第１の
サンプリングされたデータＬ1に対して前のＬ0および後
のＬ2が同一水平走査期間以上離れたインターリーブが
ほどこされていることが特徴である。
【００６７】本実施例によれば、前後の隣接したサンプ
リングされたデータがインターリーブ処理により同一水
平走査期間に無く伝送されるので、図２０で示された受
信機による音声信号の再生において隣接した水平走査期
間で上下の相間が少ない映像（地平線など）では、減算
回路２００１による映像信号から直交して多重伝送され
た信号への妨害減少効果が少なく、あるサンプリングさ
れたデータに誤りが生じ易くなる。この誤りを生じたサ
ンプリングされたデータが前後のサンプリングされたデ
ータから補間されることで異常な音の発生を防止できる
効果がある。上記では、１つのサンプリングされたデー
タは１ビットで示されたが、Ｎビットのデータでも同様
に前後のサンプリングされたデータが同一水平走査期間
から離されていることで同様の効果が得られる。
リングされたデータがインターリーブ処理により同一水
平走査期間に無く伝送されるので、図２０で示された受
信機による音声信号の再生において隣接した水平走査期
間で上下の相間が少ない映像（地平線など）では、減算
回路２００１による映像信号から直交して多重伝送され
た信号への妨害減少効果が少なく、あるサンプリングさ
れたデータに誤りが生じ易くなる。この誤りを生じたサ
ンプリングされたデータが前後のサンプリングされたデ
ータから補間されることで異常な音の発生を防止できる
効果がある。上記では、１つのサンプリングされたデー
タは１ビットで示されたが、Ｎビットのデータでも同様
に前後のサンプリングされたデータが同一水平走査期間
から離されていることで同様の効果が得られる。
【００６８】図３０は、本発明を実施したテレビジョン
伝送信号の再生装置さらに他の例のブロック図であり、
図２７，図２８および図２９で示された伝送信号を受信
再生する受信機の例である。図２０と同一符号のものは
同一機能を示す。３００１は制御信号再生回路、３００
２は補間制御回路である。
伝送信号の再生装置さらに他の例のブロック図であり、
図２７，図２８および図２９で示された伝送信号を受信
再生する受信機の例である。図２０と同一符号のものは
同一機能を示す。３００１は制御信号再生回路、３００
２は補間制御回路である。
【００６９】制御信号再生回路３００１によって符号識
別回路１８０２の出力信号から制御信号が取り出され
る。その制御信号に応じ、タイミング再生回路１８０５
からの信号によって切替スイッチ１８０３が切替られ
て、符号識別回路１８０２の出力信号のうち必要な信号
が得られる。切替スイッチ１８０３の出力信号が時間軸
伸長回路１８０４によって伸長される。伸長された信号
がディジタル信号処理回路４１８において伝送途中で生
じた誤りが検出訂正されるとともにデインターリーブ処
理されて元の伝送データに戻される。誤りの検出訂正で
は、映像信号からの妨害の増加にともなって映像信号の
相関の少ない部分などで集中的に発生した誤りは訂正で
きなくなる。その訂正できなくなった誤りを生じたサン
プリングデータは、補間制御回路３００２によって制御
されたディジタル信号処理回路４１８において、隣接す
るサンプリングデータから補間される。
別回路１８０２の出力信号から制御信号が取り出され
る。その制御信号に応じ、タイミング再生回路１８０５
からの信号によって切替スイッチ１８０３が切替られ
て、符号識別回路１８０２の出力信号のうち必要な信号
が得られる。切替スイッチ１８０３の出力信号が時間軸
伸長回路１８０４によって伸長される。伸長された信号
がディジタル信号処理回路４１８において伝送途中で生
じた誤りが検出訂正されるとともにデインターリーブ処
理されて元の伝送データに戻される。誤りの検出訂正で
は、映像信号からの妨害の増加にともなって映像信号の
相関の少ない部分などで集中的に発生した誤りは訂正で
きなくなる。その訂正できなくなった誤りを生じたサン
プリングデータは、補間制御回路３００２によって制御
されたディジタル信号処理回路４１８において、隣接す
るサンプリングデータから補間される。
【００７０】本実施例によれば、制御信号による再生お
よび隣接サンプリングデータからの補間がされるので安
定な再生が可能となる。
よび隣接サンプリングデータからの補間がされるので安
定な再生が可能となる。
【００７１】図３１は本発明を実施したテレビジョン信
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例であ
る。図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１４は
スペクトル抑圧処理回路、３１０１は減算回路、３１０
２は遅延回路である。
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例であ
る。図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１４は
スペクトル抑圧処理回路、３１０１は減算回路、３１０
２は遅延回路である。
【００７２】入力端子１１１に加えられた信号が減算回
路３１０１によって、遅延回路３１０２で遅延時間τ遅
延された信号を減算される。たとえば入力信号が２０Ｋ
Ｈz以下の信号であれば遅延時間τを１０μ秒程度とす
れば信号を伝送できる。入力信号と遅延した入力信号と
の差が減算回路３１０１で得られるので、入力信号の低
周波成分ほど差が少なくなる。その結果、スペクトル抑
圧回路１１４の出力には低周波成分の少ない信号が得ら
れる。その信号で搬送波が変調回路１１７において変調
されるので、変調後信号の搬送波周波数近傍の成分が抑
圧されて伝送される。
路３１０１によって、遅延回路３１０２で遅延時間τ遅
延された信号を減算される。たとえば入力信号が２０Ｋ
Ｈz以下の信号であれば遅延時間τを１０μ秒程度とす
れば信号を伝送できる。入力信号と遅延した入力信号と
の差が減算回路３１０１で得られるので、入力信号の低
周波成分ほど差が少なくなる。その結果、スペクトル抑
圧回路１１４の出力には低周波成分の少ない信号が得ら
れる。その信号で搬送波が変調回路１１７において変調
されるので、変調後信号の搬送波周波数近傍の成分が抑
圧されて伝送される。
【００７３】本実施例によれば、多重伝送される信号の
搬送波周波数近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送さ
れる信号が与える現行地上テレビジョン放送への妨害が
少なくできる効果がある。
搬送波周波数近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送さ
れる信号が与える現行地上テレビジョン放送への妨害が
少なくできる効果がある。
【００７４】図３２は本発明を実施したテレビジョン伝
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はスペク
トル抑圧処理信号再生回路、３２０１は加算回路、３２
０２は遅延回路である。
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はスペク
トル抑圧処理信号再生回路、３２０１は加算回路、３２
０２は遅延回路である。
【００７５】同期検波回路４１５の出力信号がスペクト
ル抑圧処理信号再生回路４１７によって、図３１に示さ
れた伝送信号の発生装置のスペクトル抑圧処理回路１１
４の入力信号に戻され、出力端子４２０に得る。スペク
トル抑圧処理信号再生回路４１７では、加算回路３２０
１の出力信号である再生信号が遅延回路３２０２で遅延
時間τだけ遅延された後加算回路３２０１で同期検波回
路４１５の出力信号と加算される。同期検波回路４１５
では、伝送信号の発生装置において伝送された時間τ前
の信号との差の信号が出力される。その信号が時間τ前
の信号と加算されることで元の信号に戻される。
ル抑圧処理信号再生回路４１７によって、図３１に示さ
れた伝送信号の発生装置のスペクトル抑圧処理回路１１
４の入力信号に戻され、出力端子４２０に得る。スペク
トル抑圧処理信号再生回路４１７では、加算回路３２０
１の出力信号である再生信号が遅延回路３２０２で遅延
時間τだけ遅延された後加算回路３２０１で同期検波回
路４１５の出力信号と加算される。同期検波回路４１５
では、伝送信号の発生装置において伝送された時間τ前
の信号との差の信号が出力される。その信号が時間τ前
の信号と加算されることで元の信号に戻される。
【００７６】本実施例によれば、図３２に示された伝送
信号が再生できる。
信号が再生できる。
【００７７】図３３は本発明を実施したテレビジョン信
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例であ
る。図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１４は
スペクトル抑圧回路、３３０１はプリエンファシス回路
である。
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図の他の例であ
る。図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１４は
スペクトル抑圧回路、３３０１はプリエンファシス回路
である。
【００７８】入力端子１１１に加えられた信号がプリエ
ンファシス回路３３０１に加えられ、信号の低周波成分
が減少させられる。移相回路１１６の出力である搬送波
が変調回路１１７によって低周波成分が減少させられた
信号で変調されるので、変調後信号の搬送波周波数近傍
の成分が抑圧されて伝送される。
ンファシス回路３３０１に加えられ、信号の低周波成分
が減少させられる。移相回路１１６の出力である搬送波
が変調回路１１７によって低周波成分が減少させられた
信号で変調されるので、変調後信号の搬送波周波数近傍
の成分が抑圧されて伝送される。
【００７９】本実施例によれば、多重伝送される信号の
搬送波周波数近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送さ
れる信号が与える現行地上テレビジョン放送への妨害が
少なくできる効果がある。
搬送波周波数近傍の成分が抑圧されるので、多重伝送さ
れる信号が与える現行地上テレビジョン放送への妨害が
少なくできる効果がある。
【００８０】図３４は本発明を実施したテレビジョン伝
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はスペク
トル抑圧処理信号再生回路、３４０１はディエンファシ
ス回路である。
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４と同一符号のものは同一機能を示す。４１７はスペク
トル抑圧処理信号再生回路、３４０１はディエンファシ
ス回路である。
【００８１】同期検波回路４１５の出力信号はスペクト
ル抑圧処理回路４１７内のディエンファシス回路３４０
１によって、図３３に示された伝送信号の発生装置のプ
リエンファシス回路３３０１の逆処理がされて元に信号
に戻される。
ル抑圧処理回路４１７内のディエンファシス回路３４０
１によって、図３３に示された伝送信号の発生装置のプ
リエンファシス回路３３０１の逆処理がされて元に信号
に戻される。
【００８２】本実施例によれば、図３３に示された伝送
信号が再生できる。
信号が再生できる。
【００８３】図３５は本発明を実施したテレビジョン伝
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４と同一符号のものは同一機能を示す。３５０１は帯域
フィルタ、３５０２は周波数変換回路である。
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４と同一符号のものは同一機能を示す。３５０１は帯域
フィルタ、３５０２は周波数変換回路である。
【００８４】図４と異なる点は、帯域フィルタ３５０１
と周波数変換回路３５０２によって直交して多重伝送さ
れた信号の検波される中間周波信号の周波数が映像信号
の検波される中間周波信号の周波数より低く設定されて
いることである。周波数変換回路４０３の出力の中間周
波信号が検波され、映像信号が復調される。この中間周
波信号の周波数は、日本の地上テレビジョン放送の受信
機の場合、５８．７５ＭＨzが多く用いられている。周
波数変換回路４３０の出力信号がさらに周波数変換回路
３５０２で変換された後に同期検波回路４１５で検波さ
れる。周波数変換回路３５０２で例えば５ＭＨz程度に
検波される中間周波信号の周波数が下げられる。
と周波数変換回路３５０２によって直交して多重伝送さ
れた信号の検波される中間周波信号の周波数が映像信号
の検波される中間周波信号の周波数より低く設定されて
いることである。周波数変換回路４０３の出力の中間周
波信号が検波され、映像信号が復調される。この中間周
波信号の周波数は、日本の地上テレビジョン放送の受信
機の場合、５８．７５ＭＨzが多く用いられている。周
波数変換回路４３０の出力信号がさらに周波数変換回路
３５０２で変換された後に同期検波回路４１５で検波さ
れる。周波数変換回路３５０２で例えば５ＭＨz程度に
検波される中間周波信号の周波数が下げられる。
【００８５】本実施例によれば、同期検波回路４１５で
用いられる信号の周波数が低いので、搬送波再生回路４
１６で再生された搬送波の回路を通過することで生じる
遅延などによって起きる位相誤差が少なくでき、安定に
直交で多重伝送された信号が再生される効果がある。
用いられる信号の周波数が低いので、搬送波再生回路４
１６で再生された搬送波の回路を通過することで生じる
遅延などによって起きる位相誤差が少なくでき、安定に
直交で多重伝送された信号が再生される効果がある。
【００８６】図３６は本発明を実施したテレビジョン伝
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４あるいは図３５と同一符号のものは同一機能を示す。
３５０２は周波数変換回路、３６０１は基準信号発生回
路、３６０２は混合回路、３６０３は電圧制御形の局部
発振回路、３６０４は低域通過フィルタであり、図３５
の周波数変換回路３５０２が混合回路３６０２と電圧制
御形の局部発振回路３６０３によって構成されている。
送信号の再生装置の他の例を示すブロック図である。図
４あるいは図３５と同一符号のものは同一機能を示す。
３５０２は周波数変換回路、３６０１は基準信号発生回
路、３６０２は混合回路、３６０３は電圧制御形の局部
発振回路、３６０４は低域通過フィルタであり、図３５
の周波数変換回路３５０２が混合回路３６０２と電圧制
御形の局部発振回路３６０３によって構成されている。
【００８７】多重伝送される信号による変調が映像信号
による変調に直交関係にあることが利用されて検波され
る。帯域通過フィルタ４１４の出力信号と基準信号発生
回路３６０１の出力信号との位相差が同期検波回路４１
５と低域通過フィルタ３６０４によって検出され、電圧
制御形の局部発振回路３６０３に帰還される。これによ
って、帯域通過フィルタ４１４の出力である中間周波信
号の搬送波と基準信号発生回路３６０１の出力信号とが
同期され、同期検波回路４１５の出力に直交して多重伝
送された信号が得られる。
による変調に直交関係にあることが利用されて検波され
る。帯域通過フィルタ４１４の出力信号と基準信号発生
回路３６０１の出力信号との位相差が同期検波回路４１
５と低域通過フィルタ３６０４によって検出され、電圧
制御形の局部発振回路３６０３に帰還される。これによ
って、帯域通過フィルタ４１４の出力である中間周波信
号の搬送波と基準信号発生回路３６０１の出力信号とが
同期され、同期検波回路４１５の出力に直交して多重伝
送された信号が得られる。
【００８８】本実施例によれば、基準信号発生回路３６
０１の信号周波数に検波される中間周波信号の周波数が
一致するように負帰還されているため、周波数変換回路
４０３の局部発振信号の周波数ドリフトなどによる帯域
通過フィルタ４１４の同調周波数ずれなどが少なく、直
交して多重伝送された信号が安定に復調される効果があ
る。
０１の信号周波数に検波される中間周波信号の周波数が
一致するように負帰還されているため、周波数変換回路
４０３の局部発振信号の周波数ドリフトなどによる帯域
通過フィルタ４１４の同調周波数ずれなどが少なく、直
交して多重伝送された信号が安定に復調される効果があ
る。
【００８９】図３７に図１のスペクトル抑圧処理回路１
１４のさらに他の例を示す。
１４のさらに他の例を示す。
【００９０】図２３〜図２５では、伝送データ列として
１水平走査期間に７データの例で奇数データの場合を示
したが、偶数データの場合６データを例にとり図３７〜
図３９に示す。図３８は伝送データ列例など動作説明用
の図であり、図３９は本発明の伝送データの模擬パター
ン例である。１１４はスペクトル抑圧処理回路、２３０
２はタイミング発生回路、３７０１はタイミング入力端
子、３７０２はタイミング発生器、３７０３はイクスク
ルーシブオア（以下ＥＯＲと略す）３８０１，３８０
４，３８０７はタイミング発生回路２３０２内でのタイ
ミング波形、３８０２は入力端子２３０１の入力データ
列、３８０３は遅延回路２３０４の出力データ列、３８
０５はタイミング発生回路２３０２出力のタイミング波
形、３８０６は本発明の伝送データ列の一実施例、３７
０３はＥＯＲである。その他図２３と同一符号は同一機
能を示す。
１水平走査期間に７データの例で奇数データの場合を示
したが、偶数データの場合６データを例にとり図３７〜
図３９に示す。図３８は伝送データ列例など動作説明用
の図であり、図３９は本発明の伝送データの模擬パター
ン例である。１１４はスペクトル抑圧処理回路、２３０
２はタイミング発生回路、３７０１はタイミング入力端
子、３７０２はタイミング発生器、３７０３はイクスク
ルーシブオア（以下ＥＯＲと略す）３８０１，３８０
４，３８０７はタイミング発生回路２３０２内でのタイ
ミング波形、３８０２は入力端子２３０１の入力データ
列、３８０３は遅延回路２３０４の出力データ列、３８
０５はタイミング発生回路２３０２出力のタイミング波
形、３８０６は本発明の伝送データ列の一実施例、３７
０３はＥＯＲである。その他図２３と同一符号は同一機
能を示す。
【００９１】図２３との差はタイミング発生回路２３０
２内にイクスクルーシブオア３７０３を設け、タイミン
グ波形３８０１と３８０４によりタイミング発生回路２
３０２の出力にタイミング波形３８０５を得て、切替ス
イッチ２３０５を制御することにある。ＥＯＲ３７０３
は、水平走査期間ごとに切替スイッチ２３０５の制御タ
イミングを反転させるもので、伝送データ列３８０６が
得られ、図３９に模擬的に示す伝送データのテレビジョ
ン画面上でのパターンとなる。
２内にイクスクルーシブオア３７０３を設け、タイミン
グ波形３８０１と３８０４によりタイミング発生回路２
３０２の出力にタイミング波形３８０５を得て、切替ス
イッチ２３０５を制御することにある。ＥＯＲ３７０３
は、水平走査期間ごとに切替スイッチ２３０５の制御タ
イミングを反転させるもので、伝送データ列３８０６が
得られ、図３９に模擬的に示す伝送データのテレビジョ
ン画面上でのパターンとなる。
【００９２】上記実施例でも、図２３〜図２５と同様
に、多重信号による映像の色相変化におよぼす妨害を低
減できる効果がある。
に、多重信号による映像の色相変化におよぼす妨害を低
減できる効果がある。
【００９３】同一多重信号を逆相で２度伝送する形態を
取ることで妨害を低減できるが反面多重信号の伝送帯域
を一定とすると伝送容量が１／２に減るため、多値方式
や、デュオバイナリー符号などの符号間干渉を積極的に
利用して伝送帯域の圧縮などを行うパーシャルレスポン
ス方式などによって改復することも可能である。なお、
パーシャルレスポンス方式については、昭和５６年９月
発行オーム社版現代ディジタル通信方式の１３７頁〜１
４２頁などに示されているので詳細は省略する。
取ることで妨害を低減できるが反面多重信号の伝送帯域
を一定とすると伝送容量が１／２に減るため、多値方式
や、デュオバイナリー符号などの符号間干渉を積極的に
利用して伝送帯域の圧縮などを行うパーシャルレスポン
ス方式などによって改復することも可能である。なお、
パーシャルレスポンス方式については、昭和５６年９月
発行オーム社版現代ディジタル通信方式の１３７頁〜１
４２頁などに示されているので詳細は省略する。
【００９４】図４０に伝送データ列３８０６を受信する
場合の復調動作を示す。４００１は水平走査期間の同期
用のタイミング波形、４００２は伝送されて受信したデ
ータ列、４００３は遅延回路２００２の出力のデータ
列、４００４は減算器２００１の出力のデータ列、４０
０５はタイミング波形、４００６は水平走査期間ごとに
反転するタイミング波形、４００７はタイミング波形４
００５とタイミング波形４００６から得られたタイミン
グ波形、４００８はスイッチ１８０３の値を保持したデ
ータ列、４００９はタイミング波形、４０１０は時間軸
伸長回路１８０４の出力データ列である。
場合の復調動作を示す。４００１は水平走査期間の同期
用のタイミング波形、４００２は伝送されて受信したデ
ータ列、４００３は遅延回路２００２の出力のデータ
列、４００４は減算器２００１の出力のデータ列、４０
０５はタイミング波形、４００６は水平走査期間ごとに
反転するタイミング波形、４００７はタイミング波形４
００５とタイミング波形４００６から得られたタイミン
グ波形、４００８はスイッチ１８０３の値を保持したデ
ータ列、４００９はタイミング波形、４０１０は時間軸
伸長回路１８０４の出力データ列である。
【００９５】受信したデータ列４００２が遅延回路２０
０２によりデータ列４００３になる。データ列４００３
からデータ列４００２を減算器２００１により減算する
と、データ列４００４が得られる。タイミング波形４０
０５とタイミング波形４００６を排他的論理和を取り
（図３７のＥＯＲ３７０３と同一動作）得られたタイミ
ング波形４００７の上側でスイッチ１８０３を導通さ
せ、スイッチ１８０３のしゃ断期間は導通期間の値を保
持させるとデータ列４００８が得られる。これはタイミ
ング波形４００７の上側でラッチされるディジタル回路
で構成可能である。このデータ列４００８をタイミング
波形４００９の立ち下がりエッジでラッチすることで時
間軸伸長回路１８０４の出力にデータ列４０１０を得
る。このデータ列４０１０は図３８に示す送信側の元の
データ列３８０２と一致する。なお、データ列４００８
とデータ列４０１０では２ｆ1など２倍の表示は省略し
た。
０２によりデータ列４００３になる。データ列４００３
からデータ列４００２を減算器２００１により減算する
と、データ列４００４が得られる。タイミング波形４０
０５とタイミング波形４００６を排他的論理和を取り
（図３７のＥＯＲ３７０３と同一動作）得られたタイミ
ング波形４００７の上側でスイッチ１８０３を導通さ
せ、スイッチ１８０３のしゃ断期間は導通期間の値を保
持させるとデータ列４００８が得られる。これはタイミ
ング波形４００７の上側でラッチされるディジタル回路
で構成可能である。このデータ列４００８をタイミング
波形４００９の立ち下がりエッジでラッチすることで時
間軸伸長回路１８０４の出力にデータ列４０１０を得
る。このデータ列４０１０は図３８に示す送信側の元の
データ列３８０２と一致する。なお、データ列４００８
とデータ列４０１０では２ｆ1など２倍の表示は省略し
た。
【００９６】以上の説明で分るように、同一多重信号を
逆相で２度伝送する形態を取ることで妨害を低減できる
が反面多重信号の伝送帯域を一定とすると伝送容量が１
／２に減るため、多値方式や、デュオバイナリー符号な
どの符号間干渉を積極的に利用して伝送帯域の圧縮など
を行うパーシャルレスポンス方式などによって改復する
ことも可能である。なお、パーシャルレスポンス方式に
ついては、昭和５６年９月発行オーム社版現代ディジタ
ル通信方式の１３７頁〜１４２頁などに示されているの
で詳細は省略する。
逆相で２度伝送する形態を取ることで妨害を低減できる
が反面多重信号の伝送帯域を一定とすると伝送容量が１
／２に減るため、多値方式や、デュオバイナリー符号な
どの符号間干渉を積極的に利用して伝送帯域の圧縮など
を行うパーシャルレスポンス方式などによって改復する
ことも可能である。なお、パーシャルレスポンス方式に
ついては、昭和５６年９月発行オーム社版現代ディジタ
ル通信方式の１３７頁〜１４２頁などに示されているの
で詳細は省略する。
【００９７】また、図１４，図２５，図３９において、
テレビジョン映像信号の画面に対応させて多重信号の変
調方向を模擬的に示した。これらの場合、多重信号が、
水平走査期間に一定の数が入る同期した信号で説明した
が、多重信号の伝送速度と水平走査期間が同期しないよ
うな場合には多重信号の水平走査期間と映像信号の水平
走査期間とがほぼ一致していれば同様の映像信号への妨
害低域の効果が得られる。また水平走査期間の最後のデ
ータ時間を任意としたり、ある一対の水平走査期間のデ
ータ数を増減したりすることで吸収することもできる。
テレビジョン映像信号の画面に対応させて多重信号の変
調方向を模擬的に示した。これらの場合、多重信号が、
水平走査期間に一定の数が入る同期した信号で説明した
が、多重信号の伝送速度と水平走査期間が同期しないよ
うな場合には多重信号の水平走査期間と映像信号の水平
走査期間とがほぼ一致していれば同様の映像信号への妨
害低域の効果が得られる。また水平走査期間の最後のデ
ータ時間を任意としたり、ある一対の水平走査期間のデ
ータ数を増減したりすることで吸収することもできる。
【００９８】本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例
を図４１に示す。図２０および図３５と同一符号のもの
は同一機能を示す。図２０と異なる点は、ディジタル符
号化して多重伝送された音声信号を復調する周波数を映
像信号復調用の周波数より下げるために、帯域フィルタ
３５０１および周波数変換回路３５０２を設けたことで
ある。
を図４１に示す。図２０および図３５と同一符号のもの
は同一機能を示す。図２０と異なる点は、ディジタル符
号化して多重伝送された音声信号を復調する周波数を映
像信号復調用の周波数より下げるために、帯域フィルタ
３５０１および周波数変換回路３５０２を設けたことで
ある。
【００９９】本実施例によれば、周波数変換回路４０３
の出力の中間周波数（日本の地上放送テレビジョンでは
５８．７５ＭＨzが一般的に多く用いられる）で映像信
号の復調を行ない、周波数変換回路４１０２の出力のさ
らに周波数の低い中間周波（例えば５ＭＨz程度）でデ
ィジタル符号化して伝送された音声信号の復調を行なう
ので、同期検波回路４１５に用いる搬送波再生回路４１
６で再生された搬送波の回路遅延時間などによる位相誤
差が周波数が低くなることにより軽減され、安定にディ
ジタル符号化して伝送された音声信号を復調することの
できる効果がある。
の出力の中間周波数（日本の地上放送テレビジョンでは
５８．７５ＭＨzが一般的に多く用いられる）で映像信
号の復調を行ない、周波数変換回路４１０２の出力のさ
らに周波数の低い中間周波（例えば５ＭＨz程度）でデ
ィジタル符号化して伝送された音声信号の復調を行なう
ので、同期検波回路４１５に用いる搬送波再生回路４１
６で再生された搬送波の回路遅延時間などによる位相誤
差が周波数が低くなることにより軽減され、安定にディ
ジタル符号化して伝送された音声信号を復調することの
できる効果がある。
【０１００】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の
実施例を図４２に示す。図２０，図３６および図４１と
同一符号のものは同一機能を示す。図４１の周波数変換
回路３５０２を混合回路３６０２と電圧制御形の局部発
振回路３６０３で構成する。
実施例を図４２に示す。図２０，図３６および図４１と
同一符号のものは同一機能を示す。図４１の周波数変換
回路３５０２を混合回路３６０２と電圧制御形の局部発
振回路３６０３で構成する。
【０１０１】図４１と異なる点は、図４１では搬送波再
生回路４１６で再生され搬送波の映像信号と直交されて
変調されディジタル符号化して伝送された音声信号に同
期して同期検波回路４１５で検波しているのに比べ、図
４２ではディジタル符号化した音声信号による変調と映
像信号による変調とが直交関係にあることを利用して、
基準信号発生回路３６０１と搬送波を含む中間周波信号
との位相差を同期検波回路４１５と低域通過フィルタ３
６０４で検出し、電圧制御形の局部発振回路３６０３に
帰還することで、中間周波数の搬送波を基準信号発生回
路の出力と同期させて同期検波回路４１５の出力を検波
出力としていることにある。
生回路４１６で再生され搬送波の映像信号と直交されて
変調されディジタル符号化して伝送された音声信号に同
期して同期検波回路４１５で検波しているのに比べ、図
４２ではディジタル符号化した音声信号による変調と映
像信号による変調とが直交関係にあることを利用して、
基準信号発生回路３６０１と搬送波を含む中間周波信号
との位相差を同期検波回路４１５と低域通過フィルタ３
６０４で検出し、電圧制御形の局部発振回路３６０３に
帰還することで、中間周波数の搬送波を基準信号発生回
路の出力と同期させて同期検波回路４１５の出力を検波
出力としていることにある。
【０１０２】本実施例によれば、基準信号発生回路３６
０１の周波数に復調用の中間周波数が一致する負帰還ル
ープであるため、周波数変換回路４０３などの周波数ド
リフトなどによる帯域通過フィルタ４１４の周波数ずれ
や復調周波数ドリフトが少なく、図４１に示す実施例よ
りさらに安定に復調できる効果がある。
０１の周波数に復調用の中間周波数が一致する負帰還ル
ープであるため、周波数変換回路４０３などの周波数ド
リフトなどによる帯域通過フィルタ４１４の周波数ずれ
や復調周波数ドリフトが少なく、図４１に示す実施例よ
りさらに安定に復調できる効果がある。
【０１０３】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の
実施例を図４３に示す。図４２と同一符号のものは同一
機能を示す。４３０１はサンプル・ホールド回路であ
る。図４２と異なる点はサンプル・ホールド回路４３０
１を搬送波再生回路のループに入ることにあり、タイミ
ング再生回路１８０５により、サンプル・ホールド回路
４３０１を制御する。
実施例を図４３に示す。図４２と同一符号のものは同一
機能を示す。４３０１はサンプル・ホールド回路であ
る。図４２と異なる点はサンプル・ホールド回路４３０
１を搬送波再生回路のループに入ることにあり、タイミ
ング再生回路１８０５により、サンプル・ホールド回路
４３０１を制御する。
【０１０４】本実施例によれば、同期検波回路４１５の
出力のうち映像信号の水平同期パルス帰還など映像信号
の振幅が大なると期間をホールド状態とすることで系を
安定にする効果がある。
出力のうち映像信号の水平同期パルス帰還など映像信号
の振幅が大なると期間をホールド状態とすることで系を
安定にする効果がある。
【０１０５】本発明の伝送信号の再生装置の別の実施例
を図４４に示す。図４２と同一符号のものは同一機能を
示す。４４０１は同期信号検出回路、４４０２は遅延回
路である。図４２と異なる点は同期信号検出回路４４０
１により映像信号の垂直同期および水平同期などの同期
信号を検出し、タイミング再生回路１８０５へ送ること
によりスイッチ１８０３、時間軸伸長回路１８０４の制
御タイミング波形の生成を容易にする。遅延回路４４０
２は映像検波回路４０６までと符号識別回路１８０１ま
での遅延時間差を吸収するためにある。
を図４４に示す。図４２と同一符号のものは同一機能を
示す。４４０１は同期信号検出回路、４４０２は遅延回
路である。図４２と異なる点は同期信号検出回路４４０
１により映像信号の垂直同期および水平同期などの同期
信号を検出し、タイミング再生回路１８０５へ送ること
によりスイッチ１８０３、時間軸伸長回路１８０４の制
御タイミング波形の生成を容易にする。遅延回路４４０
２は映像検波回路４０６までと符号識別回路１８０１ま
での遅延時間差を吸収するためにある。
【０１０６】本実施例によれば、タイミング再生回路１
８０５の構成を容易にする効果がある。
８０５の構成を容易にする効果がある。
【０１０７】本発明の伝送信号の再生装置のさらに別の
実施例を図４５に示す。図４４と同一符号のものは同一
機能を示す。４５０１は同期検波回路、４５０２は移相
回路である。図４４と異なる点は帯域通過フィルタ４４
の出力を同期検波回路４５０１を用いて、基準信号発生
回路３６０１の出力信号を移相回路４５０２でπ／２移
相した信号で同期検波した映像信号を用いることであ
る。その結果、入力した信号の同期信号検出回路４４０
１までの時間と、同期検波回路４１５までの時間とがほ
ぼ一致し、遅延回路４４０２の時間を、少なくできる。
実施例を図４５に示す。図４４と同一符号のものは同一
機能を示す。４５０１は同期検波回路、４５０２は移相
回路である。図４４と異なる点は帯域通過フィルタ４４
の出力を同期検波回路４５０１を用いて、基準信号発生
回路３６０１の出力信号を移相回路４５０２でπ／２移
相した信号で同期検波した映像信号を用いることであ
る。その結果、入力した信号の同期信号検出回路４４０
１までの時間と、同期検波回路４１５までの時間とがほ
ぼ一致し、遅延回路４４０２の時間を、少なくできる。
【０１０８】本実施例によれば、遅延回路４４０２の時
間を少なくできるので、さらに安定な受信が可能となる
効果が増す。
間を少なくできるので、さらに安定な受信が可能となる
効果が増す。
【０１０９】本発明の伝送信号の再生装置のさらに別の
実施例を図４６に示す。図４２と同一符号のものは同一
機能を示す。４６０１は制御信号再生回路である。図４
２と異なる点は受信された制御信号を符号識別回路１８
０１の出力から再生し、その制御信号に応じてタイミン
グ再生回路１８０５を介してスイッチ１８０３および時
間軸伸長回路を制御するものである。
実施例を図４６に示す。図４２と同一符号のものは同一
機能を示す。４６０１は制御信号再生回路である。図４
２と異なる点は受信された制御信号を符号識別回路１８
０１の出力から再生し、その制御信号に応じてタイミン
グ再生回路１８０５を介してスイッチ１８０３および時
間軸伸長回路を制御するものである。
【０１１０】本実施例によれば、制御信号によりタイミ
ング発生を行うので、さらに安定な受信再生を可能とで
きる効果がある。
ング発生を行うので、さらに安定な受信再生を可能とで
きる効果がある。
【０１１１】図４７は本発明を実施したテレビジョン信
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図のさらに他の例
である。図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１
４はスペクトル抑圧処理回路、４７０１は３値変換回路
である。
号伝送の伝送信号発生装置のブロック図のさらに他の例
である。図１と同一符号のものは同一機能を示す。１１
４はスペクトル抑圧処理回路、４７０１は３値変換回路
である。
【０１１２】ディジタル信号処理回路１１３の出力であ
るディジタル符号は３値変換回路４７０１で＋１，０の
２値ディジタル信号から＋１，０，−１の３値ディジタ
ル信号に変換し、３値ディジタル信号のスペクトル帯域
に適した低域通過フィルタ１１５を介して不要な高域成
分を削除する。このディジタル符号化した音声で９０度
移相された映像信号搬送波を変調する。受信機のＩＦナ
イキストフィルタの特性による直交性への影響を防ぐた
めＩＦナイキストフィルタの逆特性を有したイコライザ
１１８を通し、加算器１１９を用いて映像信号で変調さ
れた搬送波と加算する。その結果、映像用の搬送波は、
映像信号とディジタル符号化した音声信号と直交関係で
変調されることとなる。
るディジタル符号は３値変換回路４７０１で＋１，０の
２値ディジタル信号から＋１，０，−１の３値ディジタ
ル信号に変換し、３値ディジタル信号のスペクトル帯域
に適した低域通過フィルタ１１５を介して不要な高域成
分を削除する。このディジタル符号化した音声で９０度
移相された映像信号搬送波を変調する。受信機のＩＦナ
イキストフィルタの特性による直交性への影響を防ぐた
めＩＦナイキストフィルタの逆特性を有したイコライザ
１１８を通し、加算器１１９を用いて映像信号で変調さ
れた搬送波と加算する。その結果、映像用の搬送波は、
映像信号とディジタル符号化した音声信号と直交関係で
変調されることとなる。
【０１１３】図４８は３値変換回路４７０１の一例であ
る。４８０１は２値ディジタルデータ入力、４８０２は
遅延回路、４８０３，４８０４はインバータ、４８０
５，４８０６はＡＮＤ回路、４８０７はインバータ、４
８０８は加算回路、４８０９は３値ディジタルデータ出
力である。図４８の動作を図４９のタイミングチャート
を用いて説明する。図４９（ａ）は２値ディジタルデー
タ波形、（ｂ）は遅延回路４８０２出力、（ｃ）はＡＮ
Ｄ回路４８０５出力、（ｄ）はインバータ４８０７出
力、（ｅ）は３値ディジタルデータ波形（加算器４８０
８出力）である。（ａ）図に示す２値ディジタルデータ
は遅延回路４８０２により時間τだけ遅延を受け（ｂ）
図に示すタイミング波形となる。ここで時間τは１デー
タ長Ｔよりも短い時間とする。ＡＮＤ回路４８０５で２
値ディジタルデータ（ａ）と遅延回路出力（ｂ）のイン
バートのアンドをとり２値ディジタルデータ（ａ）の立
ち上がりエッジを（ｃ）図のように検出する。同様にＡ
ＮＤ回路４８０６で２値ディジタルデータのインバート
と遅延回路出力（ｂ）のアンドをとり２値ディジタルデ
ータ（ａ）の立ち下がりエッジを検出し、これをインバ
ート４８０７で反転して（ｄ）図の波形を得る。加算回
路４８０８で（ｃ）図の波形と（ｄ）図の波形を加算す
ると（ｅ）図に示す３値ディジタルデータとなる。
（ａ）図と（ｅ）図を見比べると、３値ディジタルデー
タは２値ディジタルデータの立ち上がりエッジでＨigh
（＋１）、立ち下がりエッジでＬow（−１）のパルスを
パルス幅τで発生し、その他ではＨighとＬowの中間電
位（０）となっていることがわかる。このように２値デ
ィジタルデータを３値ディジタルデータに変換すること
によりベースバンドディジタル信号の低域成分を抑圧す
ることができ、これから不要高周波成分を低域通過フィ
ルタ１１５で除去して、ディジタル符号化した音声信号
用の変調回路１１７で変調することにより搬送波周波数
付近のスペクトルを抑圧した信号が得られる。図４８の
３値変換回路によれば、伝送帯域一定で考えた場合に伝
送容量を減少させることなく低域成分を抑圧することが
でき、図１，図４８の回路構成により映像搬送波近傍の
周波数成分を低減することができる効果がある。
る。４８０１は２値ディジタルデータ入力、４８０２は
遅延回路、４８０３，４８０４はインバータ、４８０
５，４８０６はＡＮＤ回路、４８０７はインバータ、４
８０８は加算回路、４８０９は３値ディジタルデータ出
力である。図４８の動作を図４９のタイミングチャート
を用いて説明する。図４９（ａ）は２値ディジタルデー
タ波形、（ｂ）は遅延回路４８０２出力、（ｃ）はＡＮ
Ｄ回路４８０５出力、（ｄ）はインバータ４８０７出
力、（ｅ）は３値ディジタルデータ波形（加算器４８０
８出力）である。（ａ）図に示す２値ディジタルデータ
は遅延回路４８０２により時間τだけ遅延を受け（ｂ）
図に示すタイミング波形となる。ここで時間τは１デー
タ長Ｔよりも短い時間とする。ＡＮＤ回路４８０５で２
値ディジタルデータ（ａ）と遅延回路出力（ｂ）のイン
バートのアンドをとり２値ディジタルデータ（ａ）の立
ち上がりエッジを（ｃ）図のように検出する。同様にＡ
ＮＤ回路４８０６で２値ディジタルデータのインバート
と遅延回路出力（ｂ）のアンドをとり２値ディジタルデ
ータ（ａ）の立ち下がりエッジを検出し、これをインバ
ート４８０７で反転して（ｄ）図の波形を得る。加算回
路４８０８で（ｃ）図の波形と（ｄ）図の波形を加算す
ると（ｅ）図に示す３値ディジタルデータとなる。
（ａ）図と（ｅ）図を見比べると、３値ディジタルデー
タは２値ディジタルデータの立ち上がりエッジでＨigh
（＋１）、立ち下がりエッジでＬow（−１）のパルスを
パルス幅τで発生し、その他ではＨighとＬowの中間電
位（０）となっていることがわかる。このように２値デ
ィジタルデータを３値ディジタルデータに変換すること
によりベースバンドディジタル信号の低域成分を抑圧す
ることができ、これから不要高周波成分を低域通過フィ
ルタ１１５で除去して、ディジタル符号化した音声信号
用の変調回路１１７で変調することにより搬送波周波数
付近のスペクトルを抑圧した信号が得られる。図４８の
３値変換回路によれば、伝送帯域一定で考えた場合に伝
送容量を減少させることなく低域成分を抑圧することが
でき、図１，図４８の回路構成により映像搬送波近傍の
周波数成分を低減することができる効果がある。
【０１１４】図５０は３値変換回路４７０１の他の例で
ある。図４８と同一符号は同一機能を示し、５００１は
クロック入力端子、５００２はインバータ、５００３，
５００４はＤ−フリップフロップである。図５０は図４
８の遅延回路４８０２の遅延時間τを１データ長Ｔにし
たものであり、他の動作は図４８と同様である。したが
って図４８と異なる動作の部分のみを図５１のタイミン
グチャートを用いて説明する。図５１において、（ａ）
は２値ディジタルデータ波形、（ｂ）はクロック信号、
（ｃ）はＤ−フリップフロップ５００３出力、（ｄ）は
Ｄ−フリップフロップ５００４出力、（ｅ）はＡＮＤ回
路４８０５出力、（ｆ）はインバータ４８０７出力、
（ｇ）は３値ディジタルデータ波形（加算回路４８０８
出力）である。（ａ）図に示す２値ディジタルデータは
Ｄ−フリップフロップ５００３によりまず１データ長Ｔ
の半分であるＴ／２だけ遅延し（図５１（Ｃ）参照）、
次にＤ−フリップフロップ５００４によりさらに１デー
タ長の半分であるＴ／２だけ遅延し、その結果Ｄ−フリ
ップフロップ５００４の出力は２値ディジタルデータ入
力４８０１の２値ディジタルデータよりも１データ長で
あるＴだけ遅延した信号となる（図５１（ｄ）参照）。
以下は図４８と同様の動作であり、３値ディジタルデー
タ出力４８０９からは、パルス幅が１データ長Ｔの３値
ディジタルデータが出力される（図５１（ｇ）参照）。
ある。図４８と同一符号は同一機能を示し、５００１は
クロック入力端子、５００２はインバータ、５００３，
５００４はＤ−フリップフロップである。図５０は図４
８の遅延回路４８０２の遅延時間τを１データ長Ｔにし
たものであり、他の動作は図４８と同様である。したが
って図４８と異なる動作の部分のみを図５１のタイミン
グチャートを用いて説明する。図５１において、（ａ）
は２値ディジタルデータ波形、（ｂ）はクロック信号、
（ｃ）はＤ−フリップフロップ５００３出力、（ｄ）は
Ｄ−フリップフロップ５００４出力、（ｅ）はＡＮＤ回
路４８０５出力、（ｆ）はインバータ４８０７出力、
（ｇ）は３値ディジタルデータ波形（加算回路４８０８
出力）である。（ａ）図に示す２値ディジタルデータは
Ｄ−フリップフロップ５００３によりまず１データ長Ｔ
の半分であるＴ／２だけ遅延し（図５１（Ｃ）参照）、
次にＤ−フリップフロップ５００４によりさらに１デー
タ長の半分であるＴ／２だけ遅延し、その結果Ｄ−フリ
ップフロップ５００４の出力は２値ディジタルデータ入
力４８０１の２値ディジタルデータよりも１データ長で
あるＴだけ遅延した信号となる（図５１（ｄ）参照）。
以下は図４８と同様の動作であり、３値ディジタルデー
タ出力４８０９からは、パルス幅が１データ長Ｔの３値
ディジタルデータが出力される（図５１（ｇ）参照）。
【０１１５】図５０の３値変換回路によると、図４８の
遅延回路４０２の遅延時間τが１データ長Ｔよりも短い
場合と比較して、出力される３値ディジタルデータの基
本波成分が低い周波数となるためベースバンド帯域が狭
くなり、その結果、変調後の伝送帯域幅も狭くなる効果
がある。
遅延回路４０２の遅延時間τが１データ長Ｔよりも短い
場合と比較して、出力される３値ディジタルデータの基
本波成分が低い周波数となるためベースバンド帯域が狭
くなり、その結果、変調後の伝送帯域幅も狭くなる効果
がある。
【０１１６】本発明の伝送信号発生装置のさらに他の実
施例を図５２に示す。図１，図１０と同一符号は同一機
能を示し、５２０１は多値変調回路である。ディジタル
変調回路１００１は図１０と同様の動作であるが、図１
０の実施例ではディジタル変調を行うことにより低域成
分を抑圧させることができる反面、図１の実施例と比較
して伝送容量を一定とすると伝送帯域が広がってしま
う。そこで、多値変調回路５２０１により多値方式や、
デュオバイナリー符号などの符号間干渉を積極的に利用
するパーシャルレスポンス方式を用いて伝送帯域の圧縮
などを行い、伝送容量を改復することができる。多値変
調回路５２０１は低域通過フィルタ１１５に入力され、
以下は図１０と同様の動作である。
施例を図５２に示す。図１，図１０と同一符号は同一機
能を示し、５２０１は多値変調回路である。ディジタル
変調回路１００１は図１０と同様の動作であるが、図１
０の実施例ではディジタル変調を行うことにより低域成
分を抑圧させることができる反面、図１の実施例と比較
して伝送容量を一定とすると伝送帯域が広がってしま
う。そこで、多値変調回路５２０１により多値方式や、
デュオバイナリー符号などの符号間干渉を積極的に利用
するパーシャルレスポンス方式を用いて伝送帯域の圧縮
などを行い、伝送容量を改復することができる。多値変
調回路５２０１は低域通過フィルタ１１５に入力され、
以下は図１０と同様の動作である。
【０１１７】図５２の信号伝送装置から送信された信号
を受信できる受信機の例を図５３に示す，図４，図１２
と同一符号は同一機能を示し、５３０１は多値復調回路
である。
を受信できる受信機の例を図５３に示す，図４，図１２
と同一符号は同一機能を示し、５３０１は多値復調回路
である。
【０１１８】図５３の受信回路は図５２からの送信信号
を受け、同期検波回路４１５により検波復調された信号
は、多値復調回路５３０１に入力され、ディジタル変調
されたディジタルデータを復調する。以下は図１２の動
作と同様である。なお、パーシャルレスポンス方式につ
いては、昭和５６年９月発行オーム社版「現代ディジタ
ル通信方式」のＰ１３７〜Ｐ１４２などに示されている
ので詳細は省略する。図５２の実施例によれば伝送容量
を減らすことなく低域成分を抑圧できる効果がある。
を受け、同期検波回路４１５により検波復調された信号
は、多値復調回路５３０１に入力され、ディジタル変調
されたディジタルデータを復調する。以下は図１２の動
作と同様である。なお、パーシャルレスポンス方式につ
いては、昭和５６年９月発行オーム社版「現代ディジタ
ル通信方式」のＰ１３７〜Ｐ１４２などに示されている
ので詳細は省略する。図５２の実施例によれば伝送容量
を減らすことなく低域成分を抑圧できる効果がある。
【０１１９】図５４は３値識別回路７０１，３値２値変
換回路７０２及び符号識別回路７０３の機能をもった回
路例である。図７あるいは図８と同一符号のものは同一
機能を示し、５４００は３値識別回路７０１及び符号識
別回路７０３の機能を持つ３値符号識別回路である。５
４０１はサンプル・ホールド回路（以下Ｓ／Ｈ回路と略
す）、５４０２はクロック信号である。図５４の説明を
図５５を用いて行う。
換回路７０２及び符号識別回路７０３の機能をもった回
路例である。図７あるいは図８と同一符号のものは同一
機能を示し、５４００は３値識別回路７０１及び符号識
別回路７０３の機能を持つ３値符号識別回路である。５
４０１はサンプル・ホールド回路（以下Ｓ／Ｈ回路と略
す）、５４０２はクロック信号である。図５４の説明を
図５５を用いて行う。
【０１２０】図５５（ａ）は３値ディジタルデータ、
（ｂ）はクロック信号、（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４０１出
力、（ｄ）はコンパレータ８０５出力、（ｅ）はコンパ
レータ８０６出力、（ｆ）は２値ディジタルデータ（Ｒ
Ｓ−フリップフロップ８０９出力）である。Ｓ／Ｈ回路
５４０１は図５５（ｂ）に示すようなクロック信号５４
０２の立ち上りエッジでサンプルし、次のサンプルまで
その値をホールドする。クロック再生回路７０４で再生
されたクロック信号５４０２は１データ長Ｔを１周期と
した信号であり、クロックの立ち上りは符号誤り率の少
ない点（いわゆるアイパターンの最大開口部）に位置す
る。Ｓ／Ｈ回路５４０１出力は図５５（ｃ）に示すもの
であり、入力端子８０１で入力した３値ディジタルデー
タをクロック信号５４０２に同期した３値のディジタル
符号に識別する。以下３値ディジタル符号はコンパレー
タ８０５，８０６に入力され図８で説明した動作と同様
に３値ディジタル符号を＋１，０，−１に識別し２値デ
ィジタル符号（図５５（ｆ））に変換する。図５４の回
路を用いることにより、図５５の５５０１に示すような
ノイズが生じた場合においてもそのノイズの位置がＳ／
Ｈ回路５４０１のサンプル点からはずれていれば全く復
調した２値ディジタル符号に影響をおよぼさず、符号誤
り率特性を劣化させない効果がある。
（ｂ）はクロック信号、（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４０１出
力、（ｄ）はコンパレータ８０５出力、（ｅ）はコンパ
レータ８０６出力、（ｆ）は２値ディジタルデータ（Ｒ
Ｓ−フリップフロップ８０９出力）である。Ｓ／Ｈ回路
５４０１は図５５（ｂ）に示すようなクロック信号５４
０２の立ち上りエッジでサンプルし、次のサンプルまで
その値をホールドする。クロック再生回路７０４で再生
されたクロック信号５４０２は１データ長Ｔを１周期と
した信号であり、クロックの立ち上りは符号誤り率の少
ない点（いわゆるアイパターンの最大開口部）に位置す
る。Ｓ／Ｈ回路５４０１出力は図５５（ｃ）に示すもの
であり、入力端子８０１で入力した３値ディジタルデー
タをクロック信号５４０２に同期した３値のディジタル
符号に識別する。以下３値ディジタル符号はコンパレー
タ８０５，８０６に入力され図８で説明した動作と同様
に３値ディジタル符号を＋１，０，−１に識別し２値デ
ィジタル符号（図５５（ｆ））に変換する。図５４の回
路を用いることにより、図５５の５５０１に示すような
ノイズが生じた場合においてもそのノイズの位置がＳ／
Ｈ回路５４０１のサンプル点からはずれていれば全く復
調した２値ディジタル符号に影響をおよぼさず、符号誤
り率特性を劣化させない効果がある。
【０１２１】図５６は３値識別回路７０１，３値２値変
換回路７０２及び符号識別回路７０３の機能をもった他
の回路例である。図５４と同一符号のものは同一機能を
示し、５６０１はＳ／Ｈ回路、５６０２はウィンド・コ
ンパレータ、５６０３，５６０４は加算回路、５６０５
は中間レベル検出信号である。
換回路７０２及び符号識別回路７０３の機能をもった他
の回路例である。図５４と同一符号のものは同一機能を
示し、５６０１はＳ／Ｈ回路、５６０２はウィンド・コ
ンパレータ、５６０３，５６０４は加算回路、５６０５
は中間レベル検出信号である。
【０１２２】図５６の基本動作は図５４と同様であるた
め、図５４と異なる動作をする部分を図５７を用いて説
明する。
め、図５４と異なる動作をする部分を図５７を用いて説
明する。
【０１２３】図５７において（ａ）は３値ディジタルデ
ータ、（ｂ）はクロック信号、（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４
０１出力、（ｄ）はウィンド・コンパータ出力（中間レ
ベル検出信号５６０２）である。今、アンテナ４０１で
受けた信号が空間伝送路や他の原因によりひずみを受け
ており、そのため入力端子８０１に入力される３値ディ
ジタルデータが図５７（ａ）に示すように中間レベルに
対してＨighレベルのパルスの方がＬowレベルのパルス
よりも高くなった場合を考える。この時、３値ディジタ
ルデータはＤＣ成分を含んだ信号となりコンデンサ８０
２でＤＣカットし抵抗８０３で動作点を決めた場合、図
５６（ａ）に示すような中間レベルが０ボルトとならな
い信号となる。この信号をＳ／Ｈ回路５４０１を用いて
図５７（ｂ）のクロック信号５４０２の立ち上りエッジ
でサンプルし次のサンプル点までその値をホールドする
と図５７（ｃ）に示す波形となり、中間レベルで△Ｖの
オフセットを持つ信号となる。図５７（ｃ）の信号はコ
ンパレータ８０５，８０６の入力となるとともに、ウィ
ンド・コンパレータ５６０２，Ｓ／Ｈ回路５６０１の入
力となる。ウィンドコンパレータ５６０２は図５７
（ｃ）の信号から中間レベル部分を検出しその期間だけ
Ｈighレベルを図５７（ｄ）のように出力する。なお、
中間レベル検出信号５６０５はコンパレータ８０５，８
０６出力からもつくることが可能である。Ｓ／Ｈ回路５
６０１はこのウィンド・コンパレータ５６０２の出力を
受けウィンド・コンパレータ５６０２の出力がＨighの
期間でサンプルしＬowの期間はホールドとする。
ータ、（ｂ）はクロック信号、（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４
０１出力、（ｄ）はウィンド・コンパータ出力（中間レ
ベル検出信号５６０２）である。今、アンテナ４０１で
受けた信号が空間伝送路や他の原因によりひずみを受け
ており、そのため入力端子８０１に入力される３値ディ
ジタルデータが図５７（ａ）に示すように中間レベルに
対してＨighレベルのパルスの方がＬowレベルのパルス
よりも高くなった場合を考える。この時、３値ディジタ
ルデータはＤＣ成分を含んだ信号となりコンデンサ８０
２でＤＣカットし抵抗８０３で動作点を決めた場合、図
５６（ａ）に示すような中間レベルが０ボルトとならな
い信号となる。この信号をＳ／Ｈ回路５４０１を用いて
図５７（ｂ）のクロック信号５４０２の立ち上りエッジ
でサンプルし次のサンプル点までその値をホールドする
と図５７（ｃ）に示す波形となり、中間レベルで△Ｖの
オフセットを持つ信号となる。図５７（ｃ）の信号はコ
ンパレータ８０５，８０６の入力となるとともに、ウィ
ンド・コンパレータ５６０２，Ｓ／Ｈ回路５６０１の入
力となる。ウィンドコンパレータ５６０２は図５７
（ｃ）の信号から中間レベル部分を検出しその期間だけ
Ｈighレベルを図５７（ｄ）のように出力する。なお、
中間レベル検出信号５６０５はコンパレータ８０５，８
０６出力からもつくることが可能である。Ｓ／Ｈ回路５
６０１はこのウィンド・コンパレータ５６０２の出力を
受けウィンド・コンパレータ５６０２の出力がＨighの
期間でサンプルしＬowの期間はホールドとする。
【０１２４】このように動作することでＳ／Ｈ回路５６
０１は３値ディジタルデータの中間レベルのオフセット
△Ｖを抽出することができる。ここで基準電圧源８０７
の出力Ｖ1、基準電圧源８０８の出力Ｖ2は０ボルト（Ｇ
ＮＤ）を基準として設定されているため３値ディジタル
データの中間レベルに△Ｖのオフセットがあるとそれだ
け誤差となる。したがってその誤差成分である△Ｖを加
算回路５６０３，５６０４を用いてそれぞれ基準電圧源
８０７出力Ｖ1，基準電圧源８０８出力Ｖ2と加算すれば
最適な基準電圧をコンパレータ８０５，８０６に与える
ことができる。以上述べたように図５６の回路構成によ
れば３値ディジタルデータの中間レベルに対するＨig
h，Ｌowのパルス高のアンバランスの影響を打ち消すこ
とができ、最適な基準電圧を用いて３値ディジタル信号
の３値識別を行うことができる。なお、図５６の誤差電
圧打ち消し回路は図８の３値識別回路に用いることもで
きる。
０１は３値ディジタルデータの中間レベルのオフセット
△Ｖを抽出することができる。ここで基準電圧源８０７
の出力Ｖ1、基準電圧源８０８の出力Ｖ2は０ボルト（Ｇ
ＮＤ）を基準として設定されているため３値ディジタル
データの中間レベルに△Ｖのオフセットがあるとそれだ
け誤差となる。したがってその誤差成分である△Ｖを加
算回路５６０３，５６０４を用いてそれぞれ基準電圧源
８０７出力Ｖ1，基準電圧源８０８出力Ｖ2と加算すれば
最適な基準電圧をコンパレータ８０５，８０６に与える
ことができる。以上述べたように図５６の回路構成によ
れば３値ディジタルデータの中間レベルに対するＨig
h，Ｌowのパルス高のアンバランスの影響を打ち消すこ
とができ、最適な基準電圧を用いて３値ディジタル信号
の３値識別を行うことができる。なお、図５６の誤差電
圧打ち消し回路は図８の３値識別回路に用いることもで
きる。
【０１２５】本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例
を図５８に示す。図７と同一符号のものは同一機能を表
し、図７と異なる点はクロック再生回路７０４の入力を
３値２値変換回路７０２より得ている点である。この構
成によるとクロック再生回路７０４をディジタル回路で
構成できる効果がある。
を図５８に示す。図７と同一符号のものは同一機能を表
し、図７と異なる点はクロック再生回路７０４の入力を
３値２値変換回路７０２より得ている点である。この構
成によるとクロック再生回路７０４をディジタル回路で
構成できる効果がある。
【０１２６】本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例
を図５９に示す。図７と同一符号のものは同一機能を示
し、５９０１は映像信号ＡＧＣ回路、５９０２はディジ
タル音声系ＡＧＣ回路である。アンテナ４０１で入力さ
れる電波に強弱があると、それに応じて３値識別回路７
０１の入力も変動し、その結果３値識別回路７０１を構
成するコンパレータ８０５，８０６の基準電圧源８０
７，８０８の発生電圧Ｖ1，Ｖ2の値が最適な基準電圧で
はなくなる問題が図７の実施例では考えられる。図５９
は図７の受信機のディジタル音声系にＡＧＣ回路を設
け、上記対策を行ったものである。また映像信号ＡＧＣ
回路５９０１は従来のテレビジョン受信機に用いられて
おり、ここでは説明の都合上図に加えたものである。映
像信号ＡＧＣ回路５９０１は検波された映像信号を利用
して入力電波の強弱を判断し、それに応じて高周波増幅
回路４０２や中間周波増幅回路４０５の利得を制御す
る。映像信号の電波の強弱と映像信号と直交関係に変調
されたディジタル符号化した音声信号の強弱は比例して
いるため、映像信号ＡＧＣ回路５９０１のＡＧＣ制御電
圧を用いてディジタル音声系のＡＧＣもかけることがで
きる。ＡＧＣ回路５９０２は、映像信号ＡＧＣ回路５９
０１のＡＧＣ制御信号を受け、３値識別回路７０１の入
力レベルを一定とするように利得を制御する。本実施例
によれば簡単な回路構成で検波後のディジタルデータに
ＡＧＣをかけることができ、またＡＧＣ回路５９０２の
動作帯域をベースバンド帯域とすることができる効果が
ある。
を図５９に示す。図７と同一符号のものは同一機能を示
し、５９０１は映像信号ＡＧＣ回路、５９０２はディジ
タル音声系ＡＧＣ回路である。アンテナ４０１で入力さ
れる電波に強弱があると、それに応じて３値識別回路７
０１の入力も変動し、その結果３値識別回路７０１を構
成するコンパレータ８０５，８０６の基準電圧源８０
７，８０８の発生電圧Ｖ1，Ｖ2の値が最適な基準電圧で
はなくなる問題が図７の実施例では考えられる。図５９
は図７の受信機のディジタル音声系にＡＧＣ回路を設
け、上記対策を行ったものである。また映像信号ＡＧＣ
回路５９０１は従来のテレビジョン受信機に用いられて
おり、ここでは説明の都合上図に加えたものである。映
像信号ＡＧＣ回路５９０１は検波された映像信号を利用
して入力電波の強弱を判断し、それに応じて高周波増幅
回路４０２や中間周波増幅回路４０５の利得を制御す
る。映像信号の電波の強弱と映像信号と直交関係に変調
されたディジタル符号化した音声信号の強弱は比例して
いるため、映像信号ＡＧＣ回路５９０１のＡＧＣ制御電
圧を用いてディジタル音声系のＡＧＣもかけることがで
きる。ＡＧＣ回路５９０２は、映像信号ＡＧＣ回路５９
０１のＡＧＣ制御信号を受け、３値識別回路７０１の入
力レベルを一定とするように利得を制御する。本実施例
によれば簡単な回路構成で検波後のディジタルデータに
ＡＧＣをかけることができ、またＡＧＣ回路５９０２の
動作帯域をベースバンド帯域とすることができる効果が
ある。
【０１２７】本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例
を図６０に示す。図５９と同一符号のものは同一機能を
示し、６００１はディジタル音声系ＡＧＣ回路である。
図６０も図７の受信機のディジタル音声系にＡＧＣ回路
を設けたものであり、映像信号ＡＧＣ回路５９０１のＡ
ＧＣ制御電圧を用いる点は図５９と同様であるがＡＧＣ
回路の挿入位置をＢＰＦ４１４と同期検波回路４１５の
間とする点が図５９の例と異なる。図６０の実施例によ
ると簡単な回路構成でディジタル音声系のＡＧＣをかけ
ることができ、また同期検波回路４１５の入力レベルが
一定となるようにＡＧＣ回路６００１は制御されるた
め、その一定レベルを同期検波回路４１５の最適動作レ
ベルとすれば、同期検波回路４１５は常に最良の状態で
動作することができる効果がある。なお、ＢＰＦ４１４
の前にＡＧＣ回路を設けたり、高周波増幅回路４０２の
利得可変のみで従来テレビジョン受信回路、ディジタル
音声回路の両方ともＡＧＣをかけることも考えられる。
を図６０に示す。図５９と同一符号のものは同一機能を
示し、６００１はディジタル音声系ＡＧＣ回路である。
図６０も図７の受信機のディジタル音声系にＡＧＣ回路
を設けたものであり、映像信号ＡＧＣ回路５９０１のＡ
ＧＣ制御電圧を用いる点は図５９と同様であるがＡＧＣ
回路の挿入位置をＢＰＦ４１４と同期検波回路４１５の
間とする点が図５９の例と異なる。図６０の実施例によ
ると簡単な回路構成でディジタル音声系のＡＧＣをかけ
ることができ、また同期検波回路４１５の入力レベルが
一定となるようにＡＧＣ回路６００１は制御されるた
め、その一定レベルを同期検波回路４１５の最適動作レ
ベルとすれば、同期検波回路４１５は常に最良の状態で
動作することができる効果がある。なお、ＢＰＦ４１４
の前にＡＧＣ回路を設けたり、高周波増幅回路４０２の
利得可変のみで従来テレビジョン受信回路、ディジタル
音声回路の両方ともＡＧＣをかけることも考えられる。
【０１２８】本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例
を図６１に示す。本実施例もディジタル音声系のＡＧＣ
回路に関する。図５９と同一符号のものは同一機能を示
し、６１０１はエンベロープ検出回路である。図６１は
ＡＧＣ回路５９０２のＡＧＣ制御信号をエンベロープ検
出回路６１０１を用いて生成する。エンベロープ検出回
路６１０１の動作を図６２及び図６３を用いて説明す
る。図６２のエンベロープ検出回路は３値識別回路の１
部を利用して構成している。図５４と同一符号は同一機
能を表し、６２０１はＳ／Ｈ回路、６２０２はＡＧＣ制
御信号、６２０３はＡＧＣ制御信号出力端子である。図
６２の３値識別回路としての動作は図５４と同様であ
り、エンベロープ検出動作について図６３を用いながら
説明する。図６３において（ａ）は入力端子８０１より
入力される３値ディジタルデータ、（ｂ）はクロック信
号５４０２（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４０１出力、（ｄ）は
コンパレータ８０５出力、（ｅ）はＳ／Ｈ回路６２０１
出力でありＡＧＣ制御信号６２０２である。今、３値デ
ィジタルデータは図６３（ａ）のように正，負のパルス
高が図６１アンテナ４０１に入力する電波の強弱に応じ
て変化しているとすると、クロック信号５４０２により
サンプル・ホールドされた３値ディジタルデータも図６
３（ｃ）のようにパルス高が変化する。コンパレータ８
０５により抽出されたパルスＨighの区間は図６３
（ｄ）のようになり、この信号のＨighの期間にＳ／Ｈ
回路６２０１はサンプル動作Ｌowの期間にホールド動作
をする。これによりＳ／Ｈ回路６２０１は３値ディジタ
ルデータのＨighレベルのエンベロープを図６３（ｅ）
に示すように検出することができこの信号をＡＧＣ制御
信号に用いることができる。これと同様にコンパレータ
８０６の出力をＳ／Ｈ回路６２０１の制御信号に用いれ
ば３値ディジタルデータのＬowレベルのエンベロープを
検出でき、また、コンパレータ８０５，８０６出力のＯ
ＲをとったものをＳ／Ｈ回路６２０１の入力とし、Ｓ／
Ｈ回路６２０１の出力を全波整流すれば、３値ディジタ
ルデータのＨighレベルとＬowレベルの両方をＡＧＣ制
御信号に用いることができる。
を図６１に示す。本実施例もディジタル音声系のＡＧＣ
回路に関する。図５９と同一符号のものは同一機能を示
し、６１０１はエンベロープ検出回路である。図６１は
ＡＧＣ回路５９０２のＡＧＣ制御信号をエンベロープ検
出回路６１０１を用いて生成する。エンベロープ検出回
路６１０１の動作を図６２及び図６３を用いて説明す
る。図６２のエンベロープ検出回路は３値識別回路の１
部を利用して構成している。図５４と同一符号は同一機
能を表し、６２０１はＳ／Ｈ回路、６２０２はＡＧＣ制
御信号、６２０３はＡＧＣ制御信号出力端子である。図
６２の３値識別回路としての動作は図５４と同様であ
り、エンベロープ検出動作について図６３を用いながら
説明する。図６３において（ａ）は入力端子８０１より
入力される３値ディジタルデータ、（ｂ）はクロック信
号５４０２（ｃ）はＳ／Ｈ回路５４０１出力、（ｄ）は
コンパレータ８０５出力、（ｅ）はＳ／Ｈ回路６２０１
出力でありＡＧＣ制御信号６２０２である。今、３値デ
ィジタルデータは図６３（ａ）のように正，負のパルス
高が図６１アンテナ４０１に入力する電波の強弱に応じ
て変化しているとすると、クロック信号５４０２により
サンプル・ホールドされた３値ディジタルデータも図６
３（ｃ）のようにパルス高が変化する。コンパレータ８
０５により抽出されたパルスＨighの区間は図６３
（ｄ）のようになり、この信号のＨighの期間にＳ／Ｈ
回路６２０１はサンプル動作Ｌowの期間にホールド動作
をする。これによりＳ／Ｈ回路６２０１は３値ディジタ
ルデータのＨighレベルのエンベロープを図６３（ｅ）
に示すように検出することができこの信号をＡＧＣ制御
信号に用いることができる。これと同様にコンパレータ
８０６の出力をＳ／Ｈ回路６２０１の制御信号に用いれ
ば３値ディジタルデータのＬowレベルのエンベロープを
検出でき、また、コンパレータ８０５，８０６出力のＯ
ＲをとったものをＳ／Ｈ回路６２０１の入力とし、Ｓ／
Ｈ回路６２０１の出力を全波整流すれば、３値ディジタ
ルデータのＨighレベルとＬowレベルの両方をＡＧＣ制
御信号に用いることができる。
【０１２９】図６１の実施例によれば、ディジタル音声
系の出力をみながらＡＧＣをかけるため、ディジタル音
声系にとって最適な状態で動作することができ、かつＡ
ＧＣ回路５９０２の動作帯域はベースバンドディジタル
データの帯域にできる効果がある。
系の出力をみながらＡＧＣをかけるため、ディジタル音
声系にとって最適な状態で動作することができ、かつＡ
ＧＣ回路５９０２の動作帯域はベースバンドディジタル
データの帯域にできる効果がある。
【０１３０】本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例
を図６４に示す。図６０あるいは図６１と同一符号のも
のは同一機能を示す。本実施例もディジタル音声系のＡ
ＧＣ回路に関し、エンベロープ検出回路６１０１を用い
る点は図６１と同様であるが、ＡＧＣ回路の挿入位置を
ＢＰＦ４１４と同期検波回路４１５の間とする点が図６
１の例と異なる。図６４の実施例によると、ディジタル
音声系の出力をみながらＡＧＣをかけるため、ディジタ
ル音声系にとって最適な状態で動作することができ、ま
た同期検波回路４１５の入力レベルが一定となるように
ＡＧＣ回路６００１は制御されるため、図６０と同様に
同期検波回路４１５は常に最良の状態で動作できる効果
がある。
を図６４に示す。図６０あるいは図６１と同一符号のも
のは同一機能を示す。本実施例もディジタル音声系のＡ
ＧＣ回路に関し、エンベロープ検出回路６１０１を用い
る点は図６１と同様であるが、ＡＧＣ回路の挿入位置を
ＢＰＦ４１４と同期検波回路４１５の間とする点が図６
１の例と異なる。図６４の実施例によると、ディジタル
音声系の出力をみながらＡＧＣをかけるため、ディジタ
ル音声系にとって最適な状態で動作することができ、ま
た同期検波回路４１５の入力レベルが一定となるように
ＡＧＣ回路６００１は制御されるため、図６０と同様に
同期検波回路４１５は常に最良の状態で動作できる効果
がある。
【０１３１】以上、図５９，図６０，図６１，図６４の
ＡＧＣ回路の例は図７の実施例に対して説明したが、図
４，図１１，図１８など受信装置を示す実施例に対して
も用いることが可能である。またＡＧＣ制御信号を用い
て３値識別回路７０１を構成するコンパレータ８０５，
８０６の基準電圧を制御して、入力レベルの強弱に応じ
てスライスレベルを最適にすることもできる。図６５は
その実施例であり、図８と同一符号は同一機能を示す。
６５０１はデータスライスレベル信号入力端子であり、
ＡＧＣ制御信号と同様である。６５０２，６５０３は基
準電圧制御回路であり、データスライスレベル信号６５
０１を受けコンパレータ８０５，８０６の基準電圧が最
適となるように調整する。図６５の例によれば、最適な
スライスレベルで３値識別ができる効果がある。
ＡＧＣ回路の例は図７の実施例に対して説明したが、図
４，図１１，図１８など受信装置を示す実施例に対して
も用いることが可能である。またＡＧＣ制御信号を用い
て３値識別回路７０１を構成するコンパレータ８０５，
８０６の基準電圧を制御して、入力レベルの強弱に応じ
てスライスレベルを最適にすることもできる。図６５は
その実施例であり、図８と同一符号は同一機能を示す。
６５０１はデータスライスレベル信号入力端子であり、
ＡＧＣ制御信号と同様である。６５０２，６５０３は基
準電圧制御回路であり、データスライスレベル信号６５
０１を受けコンパレータ８０５，８０６の基準電圧が最
適となるように調整する。図６５の例によれば、最適な
スライスレベルで３値識別ができる効果がある。
【０１３２】本発明の伝送信号の再生装置の他の実施例
を図６６に示す。図７あるいは図３５と同一符号のもの
は同一機能を示す。図７と異なる点は、ディジタル符号
化して多重伝送された音声信号の復調周波数を映像信号
復調用の周波数より下げるために、フィルタ３５０１お
よび周波数変換回路３５０２を設けたことである。
を図６６に示す。図７あるいは図３５と同一符号のもの
は同一機能を示す。図７と異なる点は、ディジタル符号
化して多重伝送された音声信号の復調周波数を映像信号
復調用の周波数より下げるために、フィルタ３５０１お
よび周波数変換回路３５０２を設けたことである。
【０１３３】本実施例によれば、周波数変換回路４０３
の出力の中間周波数（日本の地上放送テレビジョンでは
５８．７５ＭＨzが一般的に多く用いられる）で映像信
号の復調を行ない、周波数変換回路３５０２の出力のさ
らに周波数の低い中間周波（例えば５ＭＨz程度）でデ
ィジタル符号化して伝送された音声信号の復調を行なう
ので、同期検波回路４１５に用いる搬送波再生回路４１
６で再生された搬送波の回路遅延時間などによる位相誤
差が周波数が低くなることにより軽減され、安定にディ
ジタル符号化して伝送された音声信号を復調することの
できる効果がある。
の出力の中間周波数（日本の地上放送テレビジョンでは
５８．７５ＭＨzが一般的に多く用いられる）で映像信
号の復調を行ない、周波数変換回路３５０２の出力のさ
らに周波数の低い中間周波（例えば５ＭＨz程度）でデ
ィジタル符号化して伝送された音声信号の復調を行なう
ので、同期検波回路４１５に用いる搬送波再生回路４１
６で再生された搬送波の回路遅延時間などによる位相誤
差が周波数が低くなることにより軽減され、安定にディ
ジタル符号化して伝送された音声信号を復調することの
できる効果がある。
【０１３４】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の
実施例を図６７に示す。受信信号は図７の場合と同一で
あり、図７あるいは図３６と同一符号のものは同一機能
を示す。図６６の周波数変換回路３５０２を混合回路３
６０２と電圧制御形の局部発振回路３６０３で構成す
る。
実施例を図６７に示す。受信信号は図７の場合と同一で
あり、図７あるいは図３６と同一符号のものは同一機能
を示す。図６６の周波数変換回路３５０２を混合回路３
６０２と電圧制御形の局部発振回路３６０３で構成す
る。
【０１３５】図６６と異なる点は、図６６では搬送波再
生回路４１６で再生された搬送波を用いて映像信号と直
交して伝送された信号を同期検波回路４１５で検波して
いるのに比べ、図６７ではディジタル符号化した音声信
号による変調と映像信号による変調とが直交関係にあ
り、ディジタル符号化した音声信号による変調の直流成
分が少ないことを利用して、基準信号発生器３６０１と
搬送波を含む中間周波信号との位相差を同期検波回路４
１５と低域通過フィルタ３６０４で検出し、電圧制御形
の局部発振器３６０２に帰還することで、中間周波数の
搬送波を基準信号発生器の出力と同期させて同期検波回
路４１５の出力を検波出力としていることにある。
生回路４１６で再生された搬送波を用いて映像信号と直
交して伝送された信号を同期検波回路４１５で検波して
いるのに比べ、図６７ではディジタル符号化した音声信
号による変調と映像信号による変調とが直交関係にあ
り、ディジタル符号化した音声信号による変調の直流成
分が少ないことを利用して、基準信号発生器３６０１と
搬送波を含む中間周波信号との位相差を同期検波回路４
１５と低域通過フィルタ３６０４で検出し、電圧制御形
の局部発振器３６０２に帰還することで、中間周波数の
搬送波を基準信号発生器の出力と同期させて同期検波回
路４１５の出力を検波出力としていることにある。
【０１３６】本実施例によれば、基準信号発生器３６０
１の周波数に復調用の中間周波数が一致する負帰還ルー
プであるため、周波数変換回路４０３などの周波数ドリ
フトなどによる帯域フィルタ４１４の周波数ずれや復調
周波数ドリフトが少なく、図６６に示す実施例よりさら
に安定に復調できる効果がある。
１の周波数に復調用の中間周波数が一致する負帰還ルー
プであるため、周波数変換回路４０３などの周波数ドリ
フトなどによる帯域フィルタ４１４の周波数ずれや復調
周波数ドリフトが少なく、図６６に示す実施例よりさら
に安定に復調できる効果がある。
【０１３７】図６６，図６７の例は図７の実施例に対し
て説明したが他の受信装置の実施例に対しても用いるこ
とが可能である。
て説明したが他の受信装置の実施例に対しても用いるこ
とが可能である。
【０１３８】図６８は３値識別回路７０１、３値２値変
換回路７０２、符号識別回路７０３の機能をもった他の
回路例である。図７、あるいは図８と同一符号のものは
同一機能を示し、６８０１，６８０２はラッチである。
図６８の説明を図６９を用いて行う。図６９において、
（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパレータ
８０５出力、（ｃ）はコンパレータ８０６出力、（ｄ）
はクロック信号、（ｅ）はラッチ６８０１出力、（ｆ）
はラッチ６８０２出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ
（ＲＳ−フリップフロップ８０９出力）である。コンパ
レータ８０５，８０６の出力が得られるまでの動作は図
８と同様である。コンパレータ８０５，８０６出力はラ
ッチ６８０１，６８０２によりクロック再生回路７０４
で再生されたクロック信号を用いて図６９の（ｄ）のタ
イミングでラッチされ、クロック信号に同期したディジ
タル信号となる。以下ラッチ６８０１，６８０２の出力
をＲＳ−フリップフロップ８０９に図６８のように入力
し、図８と同様の動作でディジタル信号に識別された２
値ディジタル符号を復調する。図６８によれば、簡単な
回路構成であり、かつ３値ディジタルデータに図６９
（ａ）の６９０１，６９０２などの不要なノイズが混入
した場合でもそれがクロック信号の立ち上りの場所にな
ければ復調した２値ディジタル符号に全く影響をおよぼ
さず、符号誤り率特性を劣化させない効果がある。
換回路７０２、符号識別回路７０３の機能をもった他の
回路例である。図７、あるいは図８と同一符号のものは
同一機能を示し、６８０１，６８０２はラッチである。
図６８の説明を図６９を用いて行う。図６９において、
（ａ）は３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパレータ
８０５出力、（ｃ）はコンパレータ８０６出力、（ｄ）
はクロック信号、（ｅ）はラッチ６８０１出力、（ｆ）
はラッチ６８０２出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ
（ＲＳ−フリップフロップ８０９出力）である。コンパ
レータ８０５，８０６の出力が得られるまでの動作は図
８と同様である。コンパレータ８０５，８０６出力はラ
ッチ６８０１，６８０２によりクロック再生回路７０４
で再生されたクロック信号を用いて図６９の（ｄ）のタ
イミングでラッチされ、クロック信号に同期したディジ
タル信号となる。以下ラッチ６８０１，６８０２の出力
をＲＳ−フリップフロップ８０９に図６８のように入力
し、図８と同様の動作でディジタル信号に識別された２
値ディジタル符号を復調する。図６８によれば、簡単な
回路構成であり、かつ３値ディジタルデータに図６９
（ａ）の６９０１，６９０２などの不要なノイズが混入
した場合でもそれがクロック信号の立ち上りの場所にな
ければ復調した２値ディジタル符号に全く影響をおよぼ
さず、符号誤り率特性を劣化させない効果がある。
【０１３９】図７０は３値識別回路７０１、３値２値変
換回路７０２の他の回路例である。図７、あるいは図８
と同一符号のものは同一機能を示し、７００１，７００
２はゲート、７００３はゲート制御回路である。図７１
は図７０の説明のためのタイミング図であり、（ａ）は
３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパレータ８０５出
力、（ｃ）はコンパレータ８０６出力、（ｄ）はゲート
制御信号、（ｅ）はゲート７００１出力、（ｆ）はゲー
ト７００２出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ（ＲＳ
−フリップフロップ８０９出力）である。コンパレータ
８０５，８０６の出力が得られるまでの動作は図８と同
様である。コンパレータ８０５，８０６出力はゲート７
００１，７００２にそれぞれ入力されゲートをかけられ
る。ゲート信号は、クロック再生回路７０４より得られ
るクロックを用いてゲート制御回路７００３でつくら
れ、図７１（ｄ）に示すようにコンパレータ８０５，８
０６出力の正常なデータの立ち上りをとらえるものとす
る。これによりコンパレータ８０５，８０６出力はそれ
ぞれゲート７００１，７００２により図７１（ｅ），
（ｆ）のようにゲートをかけられ、ＲＳ−フリップフロ
ップ８０９に送られる。その後は図８と同様の動作で２
値ディジタルデータを復調する。図７０の例によれば、
３値ディジタルデータに図７１（ａ）の７１０１，７１
０２などの不要なノイズが混入した場合でもそれがゲー
ト信号のゲートＯＮの間になければ復調した２値ディジ
タル符号に全く影響をおよぼさず、符号誤り率特性を劣
化させない効果がある。なお、ゲート制御回路７００３
において、ゲート信号のゲートパルス間隔のちがうもの
を複数個設けておき、これを符号誤り率などを監視する
ことでどのパルス間隔を選ぶかを判別して符号誤り率を
最良の状態にすることもできる。またゲートパルスタイ
ミングを符号誤り率などを監視することで変化させてい
き符号誤り率を最良の状態にすることもできる。
換回路７０２の他の回路例である。図７、あるいは図８
と同一符号のものは同一機能を示し、７００１，７００
２はゲート、７００３はゲート制御回路である。図７１
は図７０の説明のためのタイミング図であり、（ａ）は
３値ディジタルデータ、（ｂ）はコンパレータ８０５出
力、（ｃ）はコンパレータ８０６出力、（ｄ）はゲート
制御信号、（ｅ）はゲート７００１出力、（ｆ）はゲー
ト７００２出力、（ｇ）は２値ディジタルデータ（ＲＳ
−フリップフロップ８０９出力）である。コンパレータ
８０５，８０６の出力が得られるまでの動作は図８と同
様である。コンパレータ８０５，８０６出力はゲート７
００１，７００２にそれぞれ入力されゲートをかけられ
る。ゲート信号は、クロック再生回路７０４より得られ
るクロックを用いてゲート制御回路７００３でつくら
れ、図７１（ｄ）に示すようにコンパレータ８０５，８
０６出力の正常なデータの立ち上りをとらえるものとす
る。これによりコンパレータ８０５，８０６出力はそれ
ぞれゲート７００１，７００２により図７１（ｅ），
（ｆ）のようにゲートをかけられ、ＲＳ−フリップフロ
ップ８０９に送られる。その後は図８と同様の動作で２
値ディジタルデータを復調する。図７０の例によれば、
３値ディジタルデータに図７１（ａ）の７１０１，７１
０２などの不要なノイズが混入した場合でもそれがゲー
ト信号のゲートＯＮの間になければ復調した２値ディジ
タル符号に全く影響をおよぼさず、符号誤り率特性を劣
化させない効果がある。なお、ゲート制御回路７００３
において、ゲート信号のゲートパルス間隔のちがうもの
を複数個設けておき、これを符号誤り率などを監視する
ことでどのパルス間隔を選ぶかを判別して符号誤り率を
最良の状態にすることもできる。またゲートパルスタイ
ミングを符号誤り率などを監視することで変化させてい
き符号誤り率を最良の状態にすることもできる。
【０１４０】図７２は３値識別回路７０１，３値２値変
換回路７０２の他の回路例である。図７あるいは図８と
同一符号のものは同一機能を示し、７２０１，７２０２
はメモリ回路、７２０３はメモリ制御回路、７２０４は
ディジタル信号処理回路である。図７２の例も図７０と
同様に３値ディジタルデータに不要なノイズが混入した
場合のノイズ除去機能を有する例である。クロック再生
回路７０４よりデータ伝送周期のｎ倍のクロック信号を
再生し、これを用いてメモリ制御回路７２０３はそれぞ
れコンパレータ８０５，８０６出力を１クロック毎に分
割してディジタルデータとしメモリ回路７２０１，７２
０２に記憶する。その後、ディジタル信号処理回路７２
０４で正規なデータサンプルポイントに近い、３値ディ
ジタルデータのＨighの部分を示すセットパルス、また
はＬowの部分を示すリセットパルスを選択し、３値ディ
ジタルデータに混入した不要ノイズを除去する。その
後、ＲＳ−フリップフロップ８０９で２値ディジタルデ
ータに変換する。図７２の実施例によれば、種々のディ
ジタル処理をほどこし、３値ディジタルデータに混入し
た不要ノイズを除去できる効果がある。なお、符号誤り
率などを参考にして、前記正規なデータサンプルポイン
トを調整して符号誤り率が最良となる最適なサンプルポ
イントを選ぶこともできる。また、コンパレータ８０
５，８０６出力をメモリ制御回路７２０３、ディジタル
信号処理回路７２０４に入力し、セットパルスがリセッ
トパルスのくる前に複数個表れたときに、また、リセッ
トパルスがセットパルスのくる前に複数個表れたときに
正規なデータサンプルポイントを選ぶこともできる。
換回路７０２の他の回路例である。図７あるいは図８と
同一符号のものは同一機能を示し、７２０１，７２０２
はメモリ回路、７２０３はメモリ制御回路、７２０４は
ディジタル信号処理回路である。図７２の例も図７０と
同様に３値ディジタルデータに不要なノイズが混入した
場合のノイズ除去機能を有する例である。クロック再生
回路７０４よりデータ伝送周期のｎ倍のクロック信号を
再生し、これを用いてメモリ制御回路７２０３はそれぞ
れコンパレータ８０５，８０６出力を１クロック毎に分
割してディジタルデータとしメモリ回路７２０１，７２
０２に記憶する。その後、ディジタル信号処理回路７２
０４で正規なデータサンプルポイントに近い、３値ディ
ジタルデータのＨighの部分を示すセットパルス、また
はＬowの部分を示すリセットパルスを選択し、３値ディ
ジタルデータに混入した不要ノイズを除去する。その
後、ＲＳ−フリップフロップ８０９で２値ディジタルデ
ータに変換する。図７２の実施例によれば、種々のディ
ジタル処理をほどこし、３値ディジタルデータに混入し
た不要ノイズを除去できる効果がある。なお、符号誤り
率などを参考にして、前記正規なデータサンプルポイン
トを調整して符号誤り率が最良となる最適なサンプルポ
イントを選ぶこともできる。また、コンパレータ８０
５，８０６出力をメモリ制御回路７２０３、ディジタル
信号処理回路７２０４に入力し、セットパルスがリセッ
トパルスのくる前に複数個表れたときに、また、リセッ
トパルスがセットパルスのくる前に複数個表れたときに
正規なデータサンプルポイントを選ぶこともできる。
【０１４１】
【発明の効果】本発明によれば、デジタル信号で振幅変
調した被変調波が映像信号の被変調波に直交多重された
伝送信号を受信する場合に、Ｓ／Ｎを向上させることが
でき、かつ映像信号からの妨害を低減することができ
る。
調した被変調波が映像信号の被変調波に直交多重された
伝送信号を受信する場合に、Ｓ／Ｎを向上させることが
でき、かつ映像信号からの妨害を低減することができ
る。
【図１】本発明の伝送信号発生装置の一例を示すブロッ
ク図、
ク図、
【図２】本発明の伝送信号のスペクトル図、
【図３】本発明の伝送信号のベクトル図、
【図４】本発明の伝送信号の再生装置の一例を示すブロ
ック図、
ック図、
【図５】本発明の伝送信号発生装置の他の例を示すブロ
ック図、
ック図、
【図６】図５の装置の動作を説明する波形図、
【図７】本発明の伝送信号の再生装置の他の例を示すブ
ロック図、
ロック図、
【図８】図７に示す３値識別回路の一例を示すブロック
図、
図、
【図９】図７および図８の動作を説明する波形図、
【図１０】本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例の
ブロック図、
ブロック図、
【図１１】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図１２】本発明の伝送信号発生装置のスペクトル抑圧
処理回路の他の例のブロック図、
処理回路の他の例のブロック図、
【図１３】図１２の動作説明用のデータ列を示す模式
図、
図、
【図１４】図１２および図１３で示す本発明の伝送デー
タパターン例の模式図、
タパターン例の模式図、
【図１５】本発明の説明用の映像色副搬送波のベクトル
図、
図、
【図１６】くし形フィルタの一般的な構成を示すブロッ
ク図、
ク図、
【図１７】その動作を説明する波形図、
【図１８】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
を示すブロック図、
を示すブロック図、
【図１９】図１８の動作説明用のデータ列を示す模式
図、
図、
【図２０】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図２１】図２０の動作説明用のデータ列を示す模式
図、
図、
【図２２】図２０の装置の特性を示す特性図、
【図２３】本発明の伝送信号発生装置のスペクトル抑圧
処理回路のさらに他のブロック図、
処理回路のさらに他のブロック図、
【図２４】図２３の動作説明用のデータ列を示す模式
図、
図、
【図２５】図２３および図２４で示す本発明の伝送デー
タパターン例の模式図、
タパターン例の模式図、
【図２６】動作説明用のデータ列の模式図、
【図２７】本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例の
ブロック図、
ブロック図、
【図２８】図２７の説明用の信号例を示す波形図、
【図２９】本発明の伝送信号発生装置のインターリーブ
処理例の模式図、
処理例の模式図、
【図３０】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図３１】本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例の
ブロック図、
ブロック図、
【図３２】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図３３】本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例の
ブロック図、
ブロック図、
【図３４】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図３５】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図３６】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図３７】本発明の伝送信号発生装置のスペクトル抑圧
処理回路のさらに他の例のブロック図、
処理回路のさらに他の例のブロック図、
【図３８】図３７の動作説明用のデータ列の模式図、
【図３９】図３７および図３８で示す本発明の伝送デー
タパターン例の模式図、
タパターン例の模式図、
【図４０】動作説明用のデータ列の模式図、
【図４１】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図４２】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図４３】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図４４】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図４５】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図４６】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図４７】本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例の
ブロック図、
ブロック図、
【図４８】本発明の伝送信号発生装置の３値変換回路の
例のブロック図、
例のブロック図、
【図４９】図４８の回路の動作を説明する波形図、
【図５０】本発明の伝送信号発生装置の３値変換回路の
他の例のブロック図、
他の例のブロック図、
【図５１】図５０の回路動作を説明する波形図、
【図５２】本発明の伝送信号発生装置のさらに他の例の
ブロック図、
ブロック図、
【図５３】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図５４】本発明の伝送信号の再生装置の３値識別回路
などの他の例のブロック図、
などの他の例のブロック図、
【図５５】図５４の回路動作を説明する波形図、
【図５６】本発明の伝送信号の再生装置の３値識別回路
などのさらに他の例のブロック図、
などのさらに他の例のブロック図、
【図５７】図５６の動作を説明する波形図、
【図５８】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図５９】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図６０】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図６１】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図６２】本発明の伝送信号の再生装置のエンベロープ
検出回路の例のブロック図、
検出回路の例のブロック図、
【図６３】その動作を説明する波形図、
【図６４】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図６５】本発明の伝送信号の再生装置の３値識別回路
などのさらに他の例のブロック図、
などのさらに他の例のブロック図、
【図６６】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図６７】本発明の伝送信号の再生装置のさらに他の例
のブロック図、
のブロック図、
【図６８】本発明の伝送信号の再生装置の３値識別回路
などのさらに他の例のブロック図、
などのさらに他の例のブロック図、
【図６９】図６８の回路の動作を説明する波形図、
【図７０】本発明の伝送信号の再生装置の３値識別回路
などのさらに他の例のブロック図、
などのさらに他の例のブロック図、
【図７１】図７０の動作を説明する波形図、
【図７２】本発明の伝送信号の再生装置の３値識別回路
などのさらに他の例を示すブロック図である。
などのさらに他の例を示すブロック図である。
１１０…映像信号搬送波発生回路、 １１４，１１４…スペクトル抑圧処理回路、 １１６…移相回路、 １１７…変調回路、 １１８…イコライザ、 １１９…加算回路、 １２０…送信ＶＳＢフィルタ、 ２０１…映像信号の伝送信号のスペクトル、 ２０５…多重信号の伝送信号のスペクトル、 ３０１…映像信号搬送波のベクトル、 ３０２…多重伝送される信号の変調波のベクトル、 ４１４…帯域通過フィルタ、 ４１５…同期検波回路、 ４１６…搬送波再生回路、 ４１７，４１７…スペクトル抑圧処理信号再生回路、 ５０１…遅延回路、 ５０２…減算回路、 ７０１，７０１…３値識別回路、 ７０２，７０２…３値２値変換回路、 ７０３…符号識別回路、 ７０４…クロック再生回路、 １００１…ディジタル変調回路、 １１０１…符号識別回路、 １１０２…クロック再生回路、 １１０３…ディジタル復調回路、 １２０２…時間軸圧縮回路、 １２０４…インバータ、 １２０５…遅延回路、 １２０６…切替スイッチ、 １８０１…符号識別回路、 １８０２…クロック再生回路、 １８０３…切替回路、 １８０４…時間軸伸長回路、 １８０５…タイミング再生回路、 ２００１…減算回路、 ２００２…遅延回路、 ２３０３…インバータ、 ２３０４…遅延回路、 ２３０５…切替スイッチ、 ２７０２…制御信号発生回路、 ３００１…制御信号再生回路、 ３１０１…減算回路、 ３１０２…遅延回路、 ３２０１…加算回路、 ３２０２…遅延回路、 ３３０１…プリエンファシス回路、 ３４０１…ディエンファシス回路、 ３５０２，３５０２…周波数変換回路、 ３６０１…基準信号発生回路、 ３６０２…混合回路、 ３６０３…電圧制御形の局部発振回路、 ３６０４…低域通過フィルタ。
フロントページの続き (72)発明者 奥田 章秀 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 堀田 宜孝 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 日立ビデオエンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 昭61−186088（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04N 7/00 - 7/088
Claims (7)
- 【請求項１】映像信号を用いて第１の搬送波を振幅変調
した第１の被変調波と、 前 記映像信号の２水平走査周期に相当する期間で１水平
走査周期に相当する期間ごとに同一のデータの極性を反
転させた一対のデータで構成されるデジタル信号を用い
て、前記第１の搬送波と実質的に直交位相関係にある第
２の搬送波を振幅変調した第２の被変調波とが多重され
た、残留側波帯方式の伝送信号を受信して再生するため
の装置であって、受 信した前記伝送信号を同期検波して前記デジタル信号
を復調する復調手段と、該復調手段から出力されたデジ
タル信号を前記極性が反転される前の信号に再生するた
めの再生処理を行う再生手段とを備え、 該再生手段は、前記復調手段から出力された信号を１水
平走査周期に相当する期間遅延する遅延手段と、該遅延
手段の入力と出力信号とを減算する演算処理手段を有
し、該演算処理手段の出力信号に基づいて前記再生処理
を行うことを特徴とする多重伝送信号の受信再生装置。 - 【請求項２】前記復調手段は、前記第２の搬送波を再生
する搬送波再生手段と、該搬送波再生手段により再生さ
れた第２の搬送波を用いて前記伝送信号を同期検波する
同期検波手段とを含むことを特徴とする請求項１に記載
の多重伝送信号の受信再生装置。 - 【請求項３】前記復調手段に入力される信号は、前記伝
送信号が中間周波信号に変換され、かつ前記デジタル信
号の帯域に帯域制限された信号であることを特徴とする
請求項１または２に記載の多重伝送信号の受信再生装
置。 - 【請求項４】前記復調手段に入力される信号は、前記伝
送信号が中間周波信号よりも低い周波数の信号に変換さ
れ、かつ前記デジタル信号の帯域に帯域制限された信号
であることを特徴とする請求項１または２に記載の多重
伝送信号の受信再生装置。 - 【請求項５】前記再生手段の出力は、誤り訂正用の符号
に応じて伝送中に生じた誤りを検出訂正するデジタル信
号処理手段により誤り訂正されることを特徴とする請求
項１乃至４のいずれかに記載の多重伝送信号の受信再生
装置。 - 【請求項６】前記再生手段は、前記演算処理手段の出力
信号から極性が異なる同一のデータ同士が減算された信
号を選択する選択手段を用いて前記再生処理を行うこと
を特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の多重伝
送信号の受信再生装置。 - 【請求項７】前記選択手段の出力信号を、時間軸伸長す
ることによって前記再生処理を行うことを特徴とする請
求項６に記載の多重伝送信号の受信再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7011237A JP2934587B2 (ja) | 1987-01-30 | 1995-01-27 | 多重伝送信号の受信再生装置 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62-18399 | 1987-01-30 | ||
| JP1839887 | 1987-01-30 | ||
| JP62-18398 | 1987-01-30 | ||
| JP1839987 | 1987-01-30 | ||
| JP7011237A JP2934587B2 (ja) | 1987-01-30 | 1995-01-27 | 多重伝送信号の受信再生装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63017104A Division JPS63301682A (ja) | 1987-01-30 | 1988-01-29 | 多重伝送方式およびその信号発生装置ならびにその信号再生装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10032556A Division JPH10191270A (ja) | 1987-01-30 | 1998-02-16 | テレビジョン受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07307930A JPH07307930A (ja) | 1995-11-21 |
| JP2934587B2 true JP2934587B2 (ja) | 1999-08-16 |
Family
ID=27279341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7011237A Expired - Lifetime JP2934587B2 (ja) | 1987-01-30 | 1995-01-27 | 多重伝送信号の受信再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2934587B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3414606B2 (ja) * | 1997-01-16 | 2003-06-09 | 富士通テン株式会社 | マルチキャリア変調方式の受信装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0722387B2 (ja) * | 1985-02-13 | 1995-03-08 | 松下電器産業株式会社 | 信号多重方法 |
-
1995
- 1995-01-27 JP JP7011237A patent/JP2934587B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07307930A (ja) | 1995-11-21 |
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