JP3414606B2 - マルチキャリア変調方式の受信装置 - Google Patents
マルチキャリア変調方式の受信装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はマルチキャリア変調
方式の受信装置に関し、特に受信装置を構成する中間フ
ィルタの郡遅延特性にも拘わらず良好な受信特性を得る
ことができるマルチキャリア方式の受信装置に関する。
方式の受信装置に関し、特に受信装置を構成する中間フ
ィルタの郡遅延特性にも拘わらず良好な受信特性を得る
ことができるマルチキャリア方式の受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、マルチパスなど移動受信の劣悪な
環境下でも、ディジタル信号を安定して送信できるマル
チキャリア変調方式が注目を集めている。図５は従来の
マルチキャリア変調方式の受信装置における復調を説明
する図である。マルチキャリア変調方式では、位相等で
変調されたマルチサブキャリアが高周波に変換されて送
信される。本図に示す如く、アンテナ１を介して得た受
信信号は高周波（ＲＦ）処理部２で増幅され且つ中間周
波（ＩＦ）に変換される。帯域制限フィルタである中間
周波（ＩＦ）フィルタ３では変換された中間周波信号か
ら不要な周波数が除去される。乗算器４は中間周波信号
を直交変換して同相成分のマルチサブキャリアに復調す
る。乗算器５は中間周波信号を直交変換して直交成分の
マルチサブキャリアに復調する。局部発振器（ＬＯ）６
Ａは中間周波信号を直交変換する周波数の信号を乗算器
４に出力し、さらに、π／２移相器７を経由して乗算器
５に出力する。乗算器４及び５の出力にそれぞれ接続さ
れる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８及び９は乗算後の不
要周波数成分を除去する。復調部１０は低域通過フィル
タ８及び９の出力を入力してマルチキャリアから位相等
を復調してデータ（シンボル）に復号するものである。
環境下でも、ディジタル信号を安定して送信できるマル
チキャリア変調方式が注目を集めている。図５は従来の
マルチキャリア変調方式の受信装置における復調を説明
する図である。マルチキャリア変調方式では、位相等で
変調されたマルチサブキャリアが高周波に変換されて送
信される。本図に示す如く、アンテナ１を介して得た受
信信号は高周波（ＲＦ）処理部２で増幅され且つ中間周
波（ＩＦ）に変換される。帯域制限フィルタである中間
周波（ＩＦ）フィルタ３では変換された中間周波信号か
ら不要な周波数が除去される。乗算器４は中間周波信号
を直交変換して同相成分のマルチサブキャリアに復調す
る。乗算器５は中間周波信号を直交変換して直交成分の
マルチサブキャリアに復調する。局部発振器（ＬＯ）６
Ａは中間周波信号を直交変換する周波数の信号を乗算器
４に出力し、さらに、π／２移相器７を経由して乗算器
５に出力する。乗算器４及び５の出力にそれぞれ接続さ
れる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８及び９は乗算後の不
要周波数成分を除去する。復調部１０は低域通過フィル
タ８及び９の出力を入力してマルチキャリアから位相等
を復調してデータ（シンボル）に復号するものである。
【０００３】図６は図１の復調部１０を説明する図であ
る。本図に示す如く、復調部１０は、サブマルチキャリ
ア数分の復調器１０−１、１０−２、…、１０−ｎから
なる。例えば、復調器１０−１には、基準のサブキャリ
アを発生するサブキャリア発生器（ＬＯ）１０−１１
と、入力するマルチキャリアのうち１つのサブキャリア
に変調されている位相を検波するために入力マルチキャ
リアとサブキャリア発生器１０−１１からの基準のサブ
キャリアとを乗算する乗算器１０−１２と、乗算器１０
−１２の出力の不要周波数成分を除去する低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）１０−１３と、低域通過フィルタ１０−
１３の出力からクロックを再生するクロック再生装置１
０−１４と、再生クロック信号を基に低域通過フィルタ
１０−１３の出力に対してシンボル同期を取りデータに
復号するデータ復号器１０−１５が設けられる。
る。本図に示す如く、復調部１０は、サブマルチキャリ
ア数分の復調器１０−１、１０−２、…、１０−ｎから
なる。例えば、復調器１０−１には、基準のサブキャリ
アを発生するサブキャリア発生器（ＬＯ）１０−１１
と、入力するマルチキャリアのうち１つのサブキャリア
に変調されている位相を検波するために入力マルチキャ
リアとサブキャリア発生器１０−１１からの基準のサブ
キャリアとを乗算する乗算器１０−１２と、乗算器１０
−１２の出力の不要周波数成分を除去する低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）１０−１３と、低域通過フィルタ１０−
１３の出力からクロックを再生するクロック再生装置１
０−１４と、再生クロック信号を基に低域通過フィルタ
１０−１３の出力に対してシンボル同期を取りデータに
復号するデータ復号器１０−１５が設けられる。
【０００４】本図に示す復調部１０に入力する信号は図
示しないＡ／Ｄ変換器（Analog toDigital Converter)
によりデジタル化され、各サブキャリアは、シンボルレ
ートのｍ倍のレートで細かくサンプリングされる。復調
部１０には、クロックを再生するクロック再生装置１０
−１４が設けられ、さらにクロック再生装置１０−１４
に入力する同期シンボルのサンプル値の前後を比較して
振幅の最大値を選択する最大値選択部１０−１４Ａと、
最大値選択部１０−１４Ａで選択されたサンプル値とク
ロック再生装置１０−１４からの再生クロックとを入力
してサブキャリアで最も振幅が大きいものの再生クロッ
クにより再生タイミング位置としてデータ復号器１０−
１５に復号を行わせるクロック選択部１０−１４Ｂが設
けられる。
示しないＡ／Ｄ変換器（Analog toDigital Converter)
によりデジタル化され、各サブキャリアは、シンボルレ
ートのｍ倍のレートで細かくサンプリングされる。復調
部１０には、クロックを再生するクロック再生装置１０
−１４が設けられ、さらにクロック再生装置１０−１４
に入力する同期シンボルのサンプル値の前後を比較して
振幅の最大値を選択する最大値選択部１０−１４Ａと、
最大値選択部１０−１４Ａで選択されたサンプル値とク
ロック再生装置１０−１４からの再生クロックとを入力
してサブキャリアで最も振幅が大きいものの再生クロッ
クにより再生タイミング位置としてデータ復号器１０−
１５に復号を行わせるクロック選択部１０−１４Ｂが設
けられる。
【０００５】図７は従来のマルチキャリアバーストフォ
ーマットを示す図である。本図に示す如く、サブキャリ
ア１、２、…、ｎの各々を変調したシンボルは、先頭の
同期シンボルとこれに続くデータ用シンボルとからな
る。一般には同期シンボルはｋシンボルで形成され、こ
の例では、ｋ＝３である。図８は図６のクロック選択部
１０−１４Ｂを詳細に説明する図である。本図に示す如
く、クロック選択部１０−１４Ｂでは、シンボルレート
に対してｍ倍のサンプリングを行う場合、ｋ同期シンボ
ルに対し、１サンプル毎に振幅をみて、前後で振幅が最
大となり、復号データが同期シンボルと一致するところ
で同期引き込みを行い、クロックを再生したと判断して
いる。
ーマットを示す図である。本図に示す如く、サブキャリ
ア１、２、…、ｎの各々を変調したシンボルは、先頭の
同期シンボルとこれに続くデータ用シンボルとからな
る。一般には同期シンボルはｋシンボルで形成され、こ
の例では、ｋ＝３である。図８は図６のクロック選択部
１０−１４Ｂを詳細に説明する図である。本図に示す如
く、クロック選択部１０−１４Ｂでは、シンボルレート
に対してｍ倍のサンプリングを行う場合、ｋ同期シンボ
ルに対し、１サンプル毎に振幅をみて、前後で振幅が最
大となり、復号データが同期シンボルと一致するところ
で同期引き込みを行い、クロックを再生したと判断して
いる。
【０００６】図９は送信時に変調されたマルチキャリア
信号と、受信後に図５の中間フィルタ３で処理されるマ
ルチキャリア信号との周波数スペクトルを示す図であ
り、図１０はマルチキャリアの周波数と時間の関係を説
明する図である。図９（ａ）に示す如く、１つのキャリ
アの周波数帯域が非常に狭く、全体では矩形の形状のス
ペクトルとなる。このように、マルチキャリア変調方式
では広い周波数軸上に多数のキャリアを立てることによ
り１伝送記号の周波数占有帯域を狭く、時間幅を広くす
るものであり、周波数選択性やマルチパス遅延の影響を
さけることができる。
信号と、受信後に図５の中間フィルタ３で処理されるマ
ルチキャリア信号との周波数スペクトルを示す図であ
り、図１０はマルチキャリアの周波数と時間の関係を説
明する図である。図９（ａ）に示す如く、１つのキャリ
アの周波数帯域が非常に狭く、全体では矩形の形状のス
ペクトルとなる。このように、マルチキャリア変調方式
では広い周波数軸上に多数のキャリアを立てることによ
り１伝送記号の周波数占有帯域を狭く、時間幅を広くす
るものであり、周波数選択性やマルチパス遅延の影響を
さけることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
信号を受信する場合、中間周波フィルタ３による受信機
の周波数特性では矩形に近い鋭い遮断特性が必要とされ
る。しかしながら、鋭い遮断特性を実現しようとすれ
ば、実際には、図９（ｂ）に示す如く、群遅延特性によ
りスペクトルの両側でピークが発生する。すなわち、受
信信号の振幅の周波数特性は平坦にならず、周波数によ
って遅延時間が異なることにより、このままでは、受信
特性に悪影響を及ぼすという問題がある。すなわち、図
１０（ａ）に示す如く、群遅延がない場合には各サブキ
ャリアの同期シンボル１の位置が時間的に一致するが、
図１０（ｂ）に示す如く、群遅延が発生すると各サブキ
ャリアの同期シンボル１の位置が一致しなくなる。上記
問題を解決しようとすると、復調部１０の各復調器１０
−１、２、…、ｎでは各サブキャリア毎に独立した時間
軸で、つまり、クロック再生装置１０−１４、１０−２
４、…、１０−ｎ４で復調を行う必要があり、処理量が
複雑になるという問題が新たに発生する。
信号を受信する場合、中間周波フィルタ３による受信機
の周波数特性では矩形に近い鋭い遮断特性が必要とされ
る。しかしながら、鋭い遮断特性を実現しようとすれ
ば、実際には、図９（ｂ）に示す如く、群遅延特性によ
りスペクトルの両側でピークが発生する。すなわち、受
信信号の振幅の周波数特性は平坦にならず、周波数によ
って遅延時間が異なることにより、このままでは、受信
特性に悪影響を及ぼすという問題がある。すなわち、図
１０（ａ）に示す如く、群遅延がない場合には各サブキ
ャリアの同期シンボル１の位置が時間的に一致するが、
図１０（ｂ）に示す如く、群遅延が発生すると各サブキ
ャリアの同期シンボル１の位置が一致しなくなる。上記
問題を解決しようとすると、復調部１０の各復調器１０
−１、２、…、ｎでは各サブキャリア毎に独立した時間
軸で、つまり、クロック再生装置１０−１４、１０−２
４、…、１０−ｎ４で復調を行う必要があり、処理量が
複雑になるという問題が新たに発生する。
【０００８】また、前述の如く、同期シンボルを各サブ
キャリアで複数設けているが、これは時間選択性など移
動受信の影響により、同期シンボルがつぶれることがあ
るためである。すなわち、同期シンボルがサブキャリア
間でインタリーブされている場合など１つのサブキャリ
アで同期検出できなければ、全く復調できないためであ
る。このため、余分に設定している同期シンボル分だけ
伝送効率が低下するという問題がある。
キャリアで複数設けているが、これは時間選択性など移
動受信の影響により、同期シンボルがつぶれることがあ
るためである。すなわち、同期シンボルがサブキャリア
間でインタリーブされている場合など１つのサブキャリ
アで同期検出できなければ、全く復調できないためであ
る。このため、余分に設定している同期シンボル分だけ
伝送効率が低下するという問題がある。
【０００９】本発明は、前記問題点を解決するために、
帯域を制限する中間周波フィルタに急峻な遮断特性を持
たせて平坦な群遅延特性が得られなくとも、この群遅延
特性を改善できるマルチキャリア変調方式の受信装置を
提供することを目的とする。
帯域を制限する中間周波フィルタに急峻な遮断特性を持
たせて平坦な群遅延特性が得られなくとも、この群遅延
特性を改善できるマルチキャリア変調方式の受信装置を
提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】マルチキャリアに変調が
行われた受信信号の高周波成分を制限する帯域制限フィ
ルタを有するマルチキャリア変調方式の受信装置におい
て、前記高周波成分からマルチキャリアに直交変換を行
うための電圧制御発振器と、直交変換された前記マルチ
キャリアの各々をデータに復調する複数の復調器からな
る復調部と、前記帯域制限フィルタと前記復調部の間に
位置するトランスバースフィルタと、受信前に、前記電
圧制御発振器の出力信号を前記帯域制限フィルタに出力
して前記帯域制限フィルタの周波数の制限の範囲内で前
記電圧制御発振器の周波数を変化させて前記帯域制限フ
ィルタの逆フィルタ特性を求め、この逆特性を逆フーリ
エ変換して得られたインパルス応答を前記トランスバー
サルフィルタに設定するフィルタ係数を求める逆特性算
出部とを備えることを特徴とする。この手段により、帯
域制限フィルタが急峻な遮断特性を持つことにより平坦
な群遅延特性が得られなくとも、トランスバースフィル
タにより群遅延特性がキャンセルされ、その影響を受け
ることなく受信できる。
行われた受信信号の高周波成分を制限する帯域制限フィ
ルタを有するマルチキャリア変調方式の受信装置におい
て、前記高周波成分からマルチキャリアに直交変換を行
うための電圧制御発振器と、直交変換された前記マルチ
キャリアの各々をデータに復調する複数の復調器からな
る復調部と、前記帯域制限フィルタと前記復調部の間に
位置するトランスバースフィルタと、受信前に、前記電
圧制御発振器の出力信号を前記帯域制限フィルタに出力
して前記帯域制限フィルタの周波数の制限の範囲内で前
記電圧制御発振器の周波数を変化させて前記帯域制限フ
ィルタの逆フィルタ特性を求め、この逆特性を逆フーリ
エ変換して得られたインパルス応答を前記トランスバー
サルフィルタに設定するフィルタ係数を求める逆特性算
出部とを備えることを特徴とする。この手段により、帯
域制限フィルタが急峻な遮断特性を持つことにより平坦
な群遅延特性が得られなくとも、トランスバースフィル
タにより群遅延特性がキャンセルされ、その影響を受け
ることなく受信できる。
【００１１】前記復調部の複数の前記復調器で復調され
た全前記データのサンプル値の最大値でクロックのタイ
ミング位置を形成する。各サブキャリアの復調出力に遅
延時間が生じないため、この手段により、再生タイミン
グをサブキャリア間で共有でき、周波数選択性の影響を
受けることなく復号可能になる。前記マルチキャリアの
各々に変調を行うシンボルの先頭に位置する同期シンボ
ルを時間方向に１つとし、前記マルチキャリアに対する
全同期シンボルを複数のグループに設定し、グループ毎
に異なる同期ワードを設定して周波数インタリーブ処理
を行う。この手段により、同期シンボルが１つとなり伝
送効率が改善でき、従来のようにサブキャリアの同期が
引き込めなかったために全てが復調できないということ
がなくなった。
た全前記データのサンプル値の最大値でクロックのタイ
ミング位置を形成する。各サブキャリアの復調出力に遅
延時間が生じないため、この手段により、再生タイミン
グをサブキャリア間で共有でき、周波数選択性の影響を
受けることなく復号可能になる。前記マルチキャリアの
各々に変調を行うシンボルの先頭に位置する同期シンボ
ルを時間方向に１つとし、前記マルチキャリアに対する
全同期シンボルを複数のグループに設定し、グループ毎
に異なる同期ワードを設定して周波数インタリーブ処理
を行う。この手段により、同期シンボルが１つとなり伝
送効率が改善でき、従来のようにサブキャリアの同期が
引き込めなかったために全てが復調できないということ
がなくなった。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。図１は本発明に係るマルチキ
ャリア変調方式の受信装置の復調を説明する図であり、
図２は図１のトランスバーサルフィルタ２３を示す図で
ある。図１に示す如く、図５と異なる構成として、スイ
ッチ２０は高周波処理部２の入力側をアンテナ１（Ａ
側）又はアース（Ｂ側）に切り換え接続する。加算器２
１は局部発振器６の出力と高周波処理部２の出力とを加
算する。スイッチ２２は換算器２１の入力側をアース
（Ａ側）又は電圧制御発振器（ＶＣＯ）６Ｂの出力（Ｂ
側）に切り換え接続する。さらに、トランスバーサルフ
ィルタ２３は、図２に示す如く構成され、低域通過フィ
ルタ８及び９と復調部１０との間に設けられる。逆フィ
ルタ特性計算部２４は低域通過フィルタ８及び９の分岐
信号を入力し、逆フーリエ変換部２５、タップ係数算出
部２６からなる中間フィルタ３の逆特性算出部を経由し
て、トランスバーサルフィルタ２３のタップ係数を形成
する。算出モード制御部２７はスイッチ２０、２２の切
り換え制御、局部発振器６の発振周波数の変化の制御を
行う。
図面を参照して説明する。図１は本発明に係るマルチキ
ャリア変調方式の受信装置の復調を説明する図であり、
図２は図１のトランスバーサルフィルタ２３を示す図で
ある。図１に示す如く、図５と異なる構成として、スイ
ッチ２０は高周波処理部２の入力側をアンテナ１（Ａ
側）又はアース（Ｂ側）に切り換え接続する。加算器２
１は局部発振器６の出力と高周波処理部２の出力とを加
算する。スイッチ２２は換算器２１の入力側をアース
（Ａ側）又は電圧制御発振器（ＶＣＯ）６Ｂの出力（Ｂ
側）に切り換え接続する。さらに、トランスバーサルフ
ィルタ２３は、図２に示す如く構成され、低域通過フィ
ルタ８及び９と復調部１０との間に設けられる。逆フィ
ルタ特性計算部２４は低域通過フィルタ８及び９の分岐
信号を入力し、逆フーリエ変換部２５、タップ係数算出
部２６からなる中間フィルタ３の逆特性算出部を経由し
て、トランスバーサルフィルタ２３のタップ係数を形成
する。算出モード制御部２７はスイッチ２０、２２の切
り換え制御、局部発振器６の発振周波数の変化の制御を
行う。
【００１３】図３は図１の復調部１０を説明する図であ
る。本図に示す復調部１０に入力する信号は図示しない
Ａ／Ｄ変換器によりデジタル化され、各サブキャリア
は、シンボルレートのｍ倍のレートで細かくサンプリン
グされる。復調部１０には、クロック再生装置１０−１
４、１０−２４、…、１０−ｎ４の各々に入力する同期
シンボルのサンプル値の前後を比較して振幅の最大値を
選択する最大値選択部３０と、最大値選択部３０で選択
されたサンプル値とクロック再生装置１０−１４、１０
−２４、…、１０−ｎ４からの再生クロックとを入力し
て各サブキャリアで最も振幅が大きいものの再生クロッ
クにより再生タイミング位置としてデータ復号器１０−
１５、１０−２５、…、１０−ｎ５に復号を行わせるク
ロック選択部４０が設けられる。このようにして再生タ
イミングをサブキャリア間で共有する。
る。本図に示す復調部１０に入力する信号は図示しない
Ａ／Ｄ変換器によりデジタル化され、各サブキャリア
は、シンボルレートのｍ倍のレートで細かくサンプリン
グされる。復調部１０には、クロック再生装置１０−１
４、１０−２４、…、１０−ｎ４の各々に入力する同期
シンボルのサンプル値の前後を比較して振幅の最大値を
選択する最大値選択部３０と、最大値選択部３０で選択
されたサンプル値とクロック再生装置１０−１４、１０
−２４、…、１０−ｎ４からの再生クロックとを入力し
て各サブキャリアで最も振幅が大きいものの再生クロッ
クにより再生タイミング位置としてデータ復号器１０−
１５、１０−２５、…、１０−ｎ５に復号を行わせるク
ロック選択部４０が設けられる。このようにして再生タ
イミングをサブキャリア間で共有する。
【００１４】以下に、動作を詳細に説明する。受信に先
立って、算出モード制御部２７はスイッチ２０をＢ側の
アースの位置に倒し、スイッチ２２をＢ側の電圧制御発
振器６Ｂの位置にたおす。さらに、算出モード制御部２
７は中間フィルタ３の周波数帯域をｆ0 −ｆd 〜ｆ0 ＋
ｆd の範囲で、微小な周波数間隔Δｆ毎に変化させる
（図９（ａ）参照）。いま、電圧制御発振器６Ｂの発信
周波数をｆc とすれば、電圧制御発振器６Ｂの発振信号
は、下記式（１）で表される。
立って、算出モード制御部２７はスイッチ２０をＢ側の
アースの位置に倒し、スイッチ２２をＢ側の電圧制御発
振器６Ｂの位置にたおす。さらに、算出モード制御部２
７は中間フィルタ３の周波数帯域をｆ0 −ｆd 〜ｆ0 ＋
ｆd の範囲で、微小な周波数間隔Δｆ毎に変化させる
（図９（ａ）参照）。いま、電圧制御発振器６Ｂの発信
周波数をｆc とすれば、電圧制御発振器６Ｂの発振信号
は、下記式（１）で表される。
【００１５】
【数１】
【００１６】ここで、Ａは振幅値、θは初期位相であ
る。これが中間周波フィルタ３に入力されれば、その群
遅延特性により、電圧制御発振器６Ｂの発振周波数に依
存する遅延を受けるため、その出力は下記式（２）で表
される。
る。これが中間周波フィルタ３に入力されれば、その群
遅延特性により、電圧制御発振器６Ｂの発振周波数に依
存する遅延を受けるため、その出力は下記式（２）で表
される。
【００１７】
【数２】
【００１８】ここで、振幅、遅延は電圧制御発振器６Ｂ
の発振周波数ｆｃに依存するため、Ａ（ｆc ）、τ（ｆ
c ）と表記する。これを、中間周波フィルタ３からの発
振信号で直交復調するのであるから、低域通過フィルタ
８、９を通過した信号は、下記式（３）、（４）で表さ
れる。
の発振周波数ｆｃに依存するため、Ａ（ｆc ）、τ（ｆ
c ）と表記する。これを、中間周波フィルタ３からの発
振信号で直交復調するのであるから、低域通過フィルタ
８、９を通過した信号は、下記式（３）、（４）で表さ
れる。
【００１９】
【数３】
【００２０】よって、これらを複素数表現すれば、下記
式（５）で表される。
式（５）で表される。
【００２１】
【数４】
【００２２】ここで、Ｇ（ｆc ）は周波数ｆc での振幅
特性を、φ（ｆc ）は同じく位相特性を示している。こ
れらの操作を周波数ｆ0 −ｆd 〜ｆ0 ＋ｆd に亘って行
えば、中間周波フィルタ３の周波数特性は、下記式
（６）で、与えられる。
特性を、φ（ｆc ）は同じく位相特性を示している。こ
れらの操作を周波数ｆ0 −ｆd 〜ｆ0 ＋ｆd に亘って行
えば、中間周波フィルタ３の周波数特性は、下記式
（６）で、与えられる。
【００２３】
【数５】
【００２４】よって、逆フィルタ特性計算部２４により
この特性の逆特性Ｈ-1（ｆ）が求められ、これが逆フー
リエ変換部２５により逆フーリエ変換され、インパルス
応答が得られる。このインパルス応答がタップ係数算出
部２６によりトランスバーサルフィルタ２３のタップ係
数として形成される。このため、トランスバーサルフィ
ルタ２３は中間周波フィルタ３の周波数特性Ｈ（ｆ）の
特性をキャンセルすることになる。
この特性の逆特性Ｈ-1（ｆ）が求められ、これが逆フー
リエ変換部２５により逆フーリエ変換され、インパルス
応答が得られる。このインパルス応答がタップ係数算出
部２６によりトランスバーサルフィルタ２３のタップ係
数として形成される。このため、トランスバーサルフィ
ルタ２３は中間周波フィルタ３の周波数特性Ｈ（ｆ）の
特性をキャンセルすることになる。
【００２５】つまり、受信信号の周波数特性をＲ（ｆ）
とすれば、中間周波フィルタ３を通過した信号の周波数
特性はＲ（ｆ）Ｈ（ｆ）である。これを周波数特性Ｈ-1
（ｆ）のトランスバーサルフィルタ２３を通すのである
から、得られる信号はＲ（ｆ）Ｈ（ｆ）Ｈ-1（ｆ）＝Ｒ
（ｆ）となり、Ｈ（ｆ）の影響つまり群遅延の影響をキ
ャンセルできる。上記（６）式が得られ、トランスバー
サスフィルタ２３の準備ができれば、算出モード制御部
２７はスイッチ２０及び２２をＡ側の位置にすることに
より受信モードに入る。
とすれば、中間周波フィルタ３を通過した信号の周波数
特性はＲ（ｆ）Ｈ（ｆ）である。これを周波数特性Ｈ-1
（ｆ）のトランスバーサルフィルタ２３を通すのである
から、得られる信号はＲ（ｆ）Ｈ（ｆ）Ｈ-1（ｆ）＝Ｒ
（ｆ）となり、Ｈ（ｆ）の影響つまり群遅延の影響をキ
ャンセルできる。上記（６）式が得られ、トランスバー
サスフィルタ２３の準備ができれば、算出モード制御部
２７はスイッチ２０及び２２をＡ側の位置にすることに
より受信モードに入る。
【００２６】したがって、復調部１０に入力される信号
は、遅延特性が平坦化されるので、各サブキャリア間で
遅延時間差がなくなり、このため、受信特性が改善され
る。又は、従来のように、各サブキャリア毎に時間軸の
みの独立した復調を行う必要がなく、周波数軸、時間軸
の２次元の処理が可能になり、処理を簡単化できる。こ
のような結果が得られるため、以下の如く、同期シンボ
ルの数が低減でき、伝送効率が向上する。
は、遅延特性が平坦化されるので、各サブキャリア間で
遅延時間差がなくなり、このため、受信特性が改善され
る。又は、従来のように、各サブキャリア毎に時間軸の
みの独立した復調を行う必要がなく、周波数軸、時間軸
の２次元の処理が可能になり、処理を簡単化できる。こ
のような結果が得られるため、以下の如く、同期シンボ
ルの数が低減でき、伝送効率が向上する。
【００２７】図４は本発明に係るマルチキャリアバース
トフォーマットを示す図である。本図に示す如く、ｎ本
のサブキャリアに対して、ｊ個の同期シンボルからな
り、且つｉ個の異なる同期ワードからなる同期グループ
（Ｄi,j)を用意する。これらは、バーストの最初の１シ
ンボル目において、周波数軸上でインタリーブ配列が行
われる。この規則は受信側で既知とする。ここで、ｉは
データのシンボル中の多重チャンネル数と同じに選んで
もよく、ｊ≦ｎ／ｉとする。復調部１０のクロック選択
部４０では、最大のサンプル値はグループ毎に既知であ
るｊ個の同期シンボルと比較される。つまり１シンボル
でｉ回の同期確認が行えるため、同期シンボル数が少な
くとも確実な同期引き込みが行える。また、１グループ
内のｊ個の同期シンボルは周波数上でインタリーブされ
ており、周波数選択性の影響を回避することができる。
トフォーマットを示す図である。本図に示す如く、ｎ本
のサブキャリアに対して、ｊ個の同期シンボルからな
り、且つｉ個の異なる同期ワードからなる同期グループ
（Ｄi,j)を用意する。これらは、バーストの最初の１シ
ンボル目において、周波数軸上でインタリーブ配列が行
われる。この規則は受信側で既知とする。ここで、ｉは
データのシンボル中の多重チャンネル数と同じに選んで
もよく、ｊ≦ｎ／ｉとする。復調部１０のクロック選択
部４０では、最大のサンプル値はグループ毎に既知であ
るｊ個の同期シンボルと比較される。つまり１シンボル
でｉ回の同期確認が行えるため、同期シンボル数が少な
くとも確実な同期引き込みが行える。また、１グループ
内のｊ個の同期シンボルは周波数上でインタリーブされ
ており、周波数選択性の影響を回避することができる。
【００２８】次に、前述のようにシンボル同期がとれる
と、データシンボルの復号に入る。ここで、クロック選
択部４０は各データ復号器１０−１５、１０−２５、…
１０−ｎ５のクロック再生を一括して行う。これは、各
サブキャリア別に行うと、周波数選択性の影響により、
あるサブキャリアのタイミングは正しく再生されるが、
振幅が落ち込んだサブキャリアのタイミングは再生でき
ず、受信特性が悪化するのを改善できるようにするため
である。そこで、サンプル値の前後の振幅が最大となる
ところのサンプル値及びそのクロック位置（再生クロッ
ク）を受け、各サブキャリアで最も振幅が大きいものの
再生クロックを各サブキャリアの復調器１０−１、１０
−２、…、１０−ｎにフィードバックし、これを再生タ
イミング位置として復号を行う。これにより周波数選択
性の影響を受けることなく、安定して受信できる。すな
わち、各サブキャリアの出力に遅延時間差を発生させな
い本発明により、この安定受信が実現可能になる。
と、データシンボルの復号に入る。ここで、クロック選
択部４０は各データ復号器１０−１５、１０−２５、…
１０−ｎ５のクロック再生を一括して行う。これは、各
サブキャリア別に行うと、周波数選択性の影響により、
あるサブキャリアのタイミングは正しく再生されるが、
振幅が落ち込んだサブキャリアのタイミングは再生でき
ず、受信特性が悪化するのを改善できるようにするため
である。そこで、サンプル値の前後の振幅が最大となる
ところのサンプル値及びそのクロック位置（再生クロッ
ク）を受け、各サブキャリアで最も振幅が大きいものの
再生クロックを各サブキャリアの復調器１０−１、１０
−２、…、１０−ｎにフィードバックし、これを再生タ
イミング位置として復号を行う。これにより周波数選択
性の影響を受けることなく、安定して受信できる。すな
わち、各サブキャリアの出力に遅延時間差を発生させな
い本発明により、この安定受信が実現可能になる。
【００２９】
【発明の効果】以上の説明により、本発明によれば、帯
域制限フィルタが急峻な遮断特性を持つことにより平坦
な群遅延特性が得られなくとも、トランスバースフィル
タにより群遅延特性がキャンセルされ、その影響を受け
ることなく受信できる。再生タイミングをサブキャリア
間で共有でき、周波数選択性の影響を受けることなく復
号可能になる。伝送効率が改善でき、群遅延がなくなっ
たので、サブキャリアの同期が引き込めないために全て
が復調できないということがなくなった。
域制限フィルタが急峻な遮断特性を持つことにより平坦
な群遅延特性が得られなくとも、トランスバースフィル
タにより群遅延特性がキャンセルされ、その影響を受け
ることなく受信できる。再生タイミングをサブキャリア
間で共有でき、周波数選択性の影響を受けることなく復
号可能になる。伝送効率が改善でき、群遅延がなくなっ
たので、サブキャリアの同期が引き込めないために全て
が復調できないということがなくなった。
【図１】本発明に係るマルチキャリア変調方式の受信装
置の復調を説明する図である。
置の復調を説明する図である。
【図２】図１のトランスバーサルフィルタ２３を示す図
である。
である。
【図３】図１の復調部１０を説明する図である。
【図４】本発明に係るマルチキャリアバーストフォーマ
ットを示す図である。
ットを示す図である。
【図５】従来のマルチキャリア変調方式の受信装置にお
ける復調を説明する図である。
ける復調を説明する図である。
【図６】図１の復調部１０を説明する図である。
【図７】従来のマルチキャリアバーストフォーマットを
示す図である。
示す図である。
【図８】図６のクロック選択部１０−１４Ｂを詳細に説
明する図である。
明する図である。
【図９】送信時に変調されたマルチキャリア信号と、受
信後に図５の中間フィルタ３で処理されるマルチキャリ
ア信号との周波数スペクトルを示す図である。
信後に図５の中間フィルタ３で処理されるマルチキャリ
ア信号との周波数スペクトルを示す図である。
【図１０】マルチキャリアの周波数と時間の関係を説明
する図である。
する図である。
３…中間フィルタ
４、５…乗算部
６Ｂ…電圧制御発振器
７…π／２移相器
１０…復調部
２３…トランスバーサルフィルタ
２４…逆フィルタ特性計算部
２５…逆フーリエ変換部
２６…タップ係数算出部
３０…最大値選択部
４０…クロック選択部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−235601（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−37832（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−112858（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−79415（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−297748（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−252699（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−58679（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−307465（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−307930（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−85864（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−216948（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
Claims (3)
- 【請求項１】 マルチキャリアに変調が行われた受信信
号の高周波成分を制限する帯域制限フィルタを有するマ
ルチキャリア変調方式の受信装置において、 前記高周波成分からマルチキャリアに直交変換を行うた
めの電圧制御発振器と、 直交変換された前記マルチキャリアの各々をデータに復
調する複数の復調器からなる復調部と、 前記帯域制限フィルタと前記復調部の間に位置するトラ
ンスバースフィルタと、 受信前に、前記電圧制御発振器の出力信号を前記帯域制
限フィルタに出力して前記帯域制限フィルタの周波数の
制限の範囲内で前記電圧制御発振器の周波数を変化させ
て前記帯域制限フィルタの逆フィルタ特性を求め、この
逆特性を逆フーリエ変換して得られたインパルス応答を
前記トランスバーサルフィルタに設定するフィルタ係数
を求める逆特性算出部とを備えることを特徴とするマル
チキャリア変調方式の受信装置。 - 【請求項２】 前記復調部の複数の前記復調器で復調さ
れた全前記データのサンプル値の最大値でクロックのタ
イミング位置を形成することを特徴とする、請求項１に
記載のマルチキャリア変調方式の受信装置。 - 【請求項３】 前記マルチキャリアの各々に変調を行う
シンボルの先頭に位置する同期シンボルを時間方向に１
つとし、前記マルチキャリアに対する全同期シンボルを
複数のグループに設定し、グループ毎に異なる同期ワー
ドを設定して周波数インタリーブ処理を行うことを特徴
とする、請求項１に記載のマルチキャリア変調方式の受
信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00544997A JP3414606B2 (ja) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | マルチキャリア変調方式の受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00544997A JP3414606B2 (ja) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | マルチキャリア変調方式の受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10200500A JPH10200500A (ja) | 1998-07-31 |
| JP3414606B2 true JP3414606B2 (ja) | 2003-06-09 |
Family
ID=11611531
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00544997A Expired - Fee Related JP3414606B2 (ja) | 1997-01-16 | 1997-01-16 | マルチキャリア変調方式の受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3414606B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006148854A (ja) | 2004-10-21 | 2006-06-08 | Hitachi Kokusai Electric Inc | マルチキャリア受信機及び遅延補正機能付き送信機 |
| JP2008048292A (ja) * | 2006-08-18 | 2008-02-28 | Kenwood Corp | 無線受信機及び局部発振器の調整方法 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2934587B2 (ja) * | 1987-01-30 | 1999-08-16 | 株式会社日立製作所 | 多重伝送信号の受信再生装置 |
| JPH05235601A (ja) * | 1992-02-18 | 1993-09-10 | Fujitsu Ltd | 広帯域振幅等化回路 |
| JPH0637832A (ja) * | 1992-07-20 | 1994-02-10 | Japan Radio Co Ltd | ディジタル通信におけるキャリア再生回路 |
| JP3261755B2 (ja) * | 1992-09-02 | 2002-03-04 | 富士通株式会社 | 準同期検波復調部 |
| JPH06112858A (ja) * | 1992-09-29 | 1994-04-22 | Hitachi Ltd | 受信装置 |
| JP3114409B2 (ja) * | 1993-01-14 | 2000-12-04 | 三菱電機株式会社 | マルチキャリア変調方式用受信機 |
| JPH06252699A (ja) * | 1993-03-01 | 1994-09-09 | Sony Corp | 時分割多重化処理方式における自動等化器 |
| JP3329002B2 (ja) * | 1993-06-30 | 2002-09-30 | ソニー株式会社 | ダイバーシチ受信機 |
| JPH0779415A (ja) * | 1993-09-07 | 1995-03-20 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ伝送方法とその送受信装置 |
| JPH07297748A (ja) * | 1994-04-26 | 1995-11-10 | Clarion Co Ltd | 送受信方式 |
| JP3316723B2 (ja) * | 1995-04-28 | 2002-08-19 | 三菱電機株式会社 | 受信装置の補償方法・受信装置及び送受信装置 |
-
1997
- 1997-01-16 JP JP00544997A patent/JP3414606B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10200500A (ja) | 1998-07-31 |
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