JPH07226724A - Ｏｆｄｍ変調方法及びｏｆｄｍ復調方法並びにｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ変調方法及びｏｆｄｍ復調方法並びにｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ復調装置Info
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- JPH07226724A JPH07226724A JP6018003A JP1800394A JPH07226724A JP H07226724 A JPH07226724 A JP H07226724A JP 6018003 A JP6018003 A JP 6018003A JP 1800394 A JP1800394 A JP 1800394A JP H07226724 A JPH07226724 A JP H07226724A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】ＬＰＦの回路規模を低減する。
【構成】メモリ62からはガードバンド用の０シンボルデ
ータを含むＮ個の情報シンボルデータとＮ個の０シンボ
ルデータとが出力される。２ＮポイントＩＦＦＴ回路63
はサンプリング周波数２ｆｓのＩＦＦＴ処理によってＯ
ＦＤＭ被変調波を生成する。ＯＦＤＭ被変調波のサンプ
リング周波数は２ｆｓであるのに対し、Ｎ個のシンボル
データに対応する帯域はｆｓであることから、従来に比
して折り返しスペクトルの間隔を２倍に広げることがで
きる。ＯＦＤＭ被変調波は２倍アップサンプリング回路
64，65によってサンプリング周波数が４ｆｓに変換され
た後、ＬＰＦ66，67で帯域制限され、直交変調器12によ
って周波数ｆｓのキャリアで直交変調される。ＯＦＤＭ
被変調波のスペクトルの間隔が広がっているので、ＬＰ
Ｆ66，67としては緩慢な特性のものを採用することがで
きる。
ータを含むＮ個の情報シンボルデータとＮ個の０シンボ
ルデータとが出力される。２ＮポイントＩＦＦＴ回路63
はサンプリング周波数２ｆｓのＩＦＦＴ処理によってＯ
ＦＤＭ被変調波を生成する。ＯＦＤＭ被変調波のサンプ
リング周波数は２ｆｓであるのに対し、Ｎ個のシンボル
データに対応する帯域はｆｓであることから、従来に比
して折り返しスペクトルの間隔を２倍に広げることがで
きる。ＯＦＤＭ被変調波は２倍アップサンプリング回路
64，65によってサンプリング周波数が４ｆｓに変換され
た後、ＬＰＦ66，67で帯域制限され、直交変調器12によ
って周波数ｆｓのキャリアで直交変調される。ＯＦＤＭ
被変調波のスペクトルの間隔が広がっているので、ＬＰ
Ｆ66，67としては緩慢な特性のものを採用することがで
きる。
Description
【０００１】［発明の目的］
【産業上の利用分野】本発明は、回路を小規模化するよ
うにしたＯＦＤＭ変調方法及びＯＦＤＭ復調方法並びに
ＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ復調装置に関する。
うにしたＯＦＤＭ変調方法及びＯＦＤＭ復調方法並びに
ＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、映像信号又は音声信号の伝送にお
いて、高品質で波数利用効率が高いディジタル変調が開
発されている。特に、移動体通信においては、マルチパ
ス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（or
thogonal frequency divisionmultiplex という）変調
の採用が検討されている。ＯＦＤＭは、伝送ディジタル
データを互いに直交する多数（約２５６乃至１０２４）
の搬送波（以下、サブキャリアという）に分散し、夫々
変調する方式である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響
を受けにくいという特徴の外に、周波数利用効率が高
く、また、他に妨害を与えにくいという利点も有する。
いて、高品質で波数利用効率が高いディジタル変調が開
発されている。特に、移動体通信においては、マルチパ
ス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（or
thogonal frequency divisionmultiplex という）変調
の採用が検討されている。ＯＦＤＭは、伝送ディジタル
データを互いに直交する多数（約２５６乃至１０２４）
の搬送波（以下、サブキャリアという）に分散し、夫々
変調する方式である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響
を受けにくいという特徴の外に、周波数利用効率が高
く、また、他に妨害を与えにくいという利点も有する。
【０００３】図８はＯＦＤＭ被変調波のサブキャリアの
周波数スペクトルを示す波形図である。
周波数スペクトルを示す波形図である。
【０００４】図８に示すように、ＯＦＤＭ被変調波は多
数のサブキャリアによって構成されており、各サブキャ
リアは例えばＱＡＭ変調(直交振幅変調)されている。Ｏ
ＦＤＭ変調においては、多値ＱＡＭ等のシンボルデータ
を逆高速離散フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴという）処
理することによってベースバンドのＯＦＤＭ被変調波を
得ている。
数のサブキャリアによって構成されており、各サブキャ
リアは例えばＱＡＭ変調(直交振幅変調)されている。Ｏ
ＦＤＭ変調においては、多値ＱＡＭ等のシンボルデータ
を逆高速離散フーリエ変換（以下、ＩＦＦＴという）処
理することによってベースバンドのＯＦＤＭ被変調波を
得ている。
【０００５】サブキャリアの数は使用するＩＦＦＴ回路
のポイント数Ｎによって決定される。全サブキャリアの
帯域幅はＩＦＦＴ回路のサンプリング周波数ｆｓとな
る。図８において、実線で示すサブキャリアは情報シン
ボルによって変調された有効キャリアを示し、破線で示
すサブキャリアはゼロキャリアを示す。図８の破線に示
すように、ゼロキャリアはＮ本のサブキャリアのうちの
帯域両端に設けられて、隣接チャンネルに対するガード
バンドを構成する。ゼロキャリアは、ＩＦＦＴ回路に入
力するＮ個のデータのうち、帯域両端に対応するデータ
を０にすることによって得られる。
のポイント数Ｎによって決定される。全サブキャリアの
帯域幅はＩＦＦＴ回路のサンプリング周波数ｆｓとな
る。図８において、実線で示すサブキャリアは情報シン
ボルによって変調された有効キャリアを示し、破線で示
すサブキャリアはゼロキャリアを示す。図８の破線に示
すように、ゼロキャリアはＮ本のサブキャリアのうちの
帯域両端に設けられて、隣接チャンネルに対するガード
バンドを構成する。ゼロキャリアは、ＩＦＦＴ回路に入
力するＮ個のデータのうち、帯域両端に対応するデータ
を０にすることによって得られる。
【０００６】ベースバンドのＯＦＤＭ被変調波を直交変
調した後に伝送周波数帯に周波数変換する。この場合に
は、直交変調部をアナログ回路で構成すると、直交ずれ
等の誤差が生じやすいことから、変調シンボルが多値Ｑ
ＡＭ等である場合には、精度の点から直交変調部をディ
ジタル構成とする。
調した後に伝送周波数帯に周波数変換する。この場合に
は、直交変調部をアナログ回路で構成すると、直交ずれ
等の誤差が生じやすいことから、変調シンボルが多値Ｑ
ＡＭ等である場合には、精度の点から直交変調部をディ
ジタル構成とする。
【０００７】図９は従来のＯＦＤＭ変調装置を示すブロ
ック図である。図９は直交変調部をディジタル回路で構
成した例である。
ック図である。図９は直交変調部をディジタル回路で構
成した例である。
【０００８】図９において、入力端子１には情報データ
が入力され、シンボルマッピング回路２によってＱＡＭ
等のシンボルデータ（Ｉデータ、Ｑデータ）に変換され
てセレクタ４に与えられる。また、ガードバンドのサブ
キャリアを構成するための０シンボルデータ（Ｉ＝０、
Ｑ＝０）が入力端子３を介してセレクタ４に供給され
る。セレクタ４は、有効キャリア数及びガードバンドの
キャリア数に基づいて、２つの入力シンボルを切換えて
メモリ５に出力する。
が入力され、シンボルマッピング回路２によってＱＡＭ
等のシンボルデータ（Ｉデータ、Ｑデータ）に変換され
てセレクタ４に与えられる。また、ガードバンドのサブ
キャリアを構成するための０シンボルデータ（Ｉ＝０、
Ｑ＝０）が入力端子３を介してセレクタ４に供給され
る。セレクタ４は、有効キャリア数及びガードバンドの
キャリア数に基づいて、２つの入力シンボルを切換えて
メモリ５に出力する。
【０００９】メモリ５にＮ個のシンボルが入力される
と、図８のキャリア配置が得られる配列順でメモリ５か
らシンボルデータが読出されて、ＮポイントＩＦＦＴ回
路６に入力される。ＮポイントＩＦＦＴ回路６は、入力
されたＮ個のシンボルに対してＩＦＦＴ演算を行ってＯ
ＦＤＭ被変調波を得る。ＮポイントＩＦＦＴ回路６の出
力の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍは、ガード期間付加回路７に
入力されて、マルチパスの影響を低減するためのガード
期間が付加される。マルチパス干渉の遅延時間がガード
期間以内である場合には、復調時において有効シンボル
期間の信号のみを復調することで、遅延した隣接シンボ
ルによる符号間干渉を防止することができる。なお、Ｉ
ＦＦＤ回路のポイント数は現在５１２又は１０２４が一
般的である。
と、図８のキャリア配置が得られる配列順でメモリ５か
らシンボルデータが読出されて、ＮポイントＩＦＦＴ回
路６に入力される。ＮポイントＩＦＦＴ回路６は、入力
されたＮ個のシンボルに対してＩＦＦＴ演算を行ってＯ
ＦＤＭ被変調波を得る。ＮポイントＩＦＦＴ回路６の出
力の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍは、ガード期間付加回路７に
入力されて、マルチパスの影響を低減するためのガード
期間が付加される。マルチパス干渉の遅延時間がガード
期間以内である場合には、復調時において有効シンボル
期間の信号のみを復調することで、遅延した隣接シンボ
ルによる符号間干渉を防止することができる。なお、Ｉ
ＦＦＤ回路のポイント数は現在５１２又は１０２４が一
般的である。
【００１０】ガード期間付加回路７の実部Ｒｅ及び虚部
Ｉｍの出力は、夫々４倍アップサンプリング回路８，９
に入力され、ＩＦＦＴのサンプリング周波数ｆｓの４倍
に周波数変換される。これにより、折り返し歪を発生さ
せることなく、直交変調部において周波数ｆｓのキャリ
アで直交変調することができる。４倍アップサンプリン
グ回路８、９の出力は、夫々ＬＰＦ10、11で高調波成分
が除去されて、直交変調器12に入力される。
Ｉｍの出力は、夫々４倍アップサンプリング回路８，９
に入力され、ＩＦＦＴのサンプリング周波数ｆｓの４倍
に周波数変換される。これにより、折り返し歪を発生さ
せることなく、直交変調部において周波数ｆｓのキャリ
アで直交変調することができる。４倍アップサンプリン
グ回路８、９の出力は、夫々ＬＰＦ10、11で高調波成分
が除去されて、直交変調器12に入力される。
【００１１】ＬＰＦ10、11からの信号は夫々乗算器17，
16に与えられ、数値制御発振器（ＮＣＯ）13及びｃｏｓ
変換回路15、ｓｉｎ変換回路14によって作成される周波
数がｆｓの相互に直交するキャリアと乗算される。乗算
器16，17の出力は加算器18において加算されて直交変調
出力としてＤ／Ａ変換器19に出力される。直交変調出力
はＤ／Ａ変換器19によってアナログ信号に変換され、Ｌ
ＰＦ20によって高調波成分が除去された後、乗算器21に
与えられる。乗算器21は局部発振器22の出力との乗算に
よって、直交変調出力を中間周波数（ＩＦ）帯に周波数
変換する。乗算器21の出力はＢＰＦ23によって帯域制限
され、ＩＦ信号として出力される。
16に与えられ、数値制御発振器（ＮＣＯ）13及びｃｏｓ
変換回路15、ｓｉｎ変換回路14によって作成される周波
数がｆｓの相互に直交するキャリアと乗算される。乗算
器16，17の出力は加算器18において加算されて直交変調
出力としてＤ／Ａ変換器19に出力される。直交変調出力
はＤ／Ａ変換器19によってアナログ信号に変換され、Ｌ
ＰＦ20によって高調波成分が除去された後、乗算器21に
与えられる。乗算器21は局部発振器22の出力との乗算に
よって、直交変調出力を中間周波数（ＩＦ）帯に周波数
変換する。乗算器21の出力はＢＰＦ23によって帯域制限
され、ＩＦ信号として出力される。
【００１２】なお、端子24を介してタイミング回路25に
クロックが供給されており、タイミング回路25によって
周波数４ｆｓのクロック、周波数ｆｓのクロック及びタ
イミシグ信号が生成されて各回路に供給される。
クロックが供給されており、タイミング回路25によって
周波数４ｆｓのクロック、周波数ｆｓのクロック及びタ
イミシグ信号が生成されて各回路に供給される。
【００１３】次に、図９の従来のＯＦＤＭ変調装置の動
作を図１０を用いて説明する。図１０は各部の周波数ス
ペクトルを示すグラフであり、図１０（ａ）はＮポイン
トＩＦＦＴ回路６の出力を示し、図１０（ｂ）は４倍ア
ップサンプリング回路８、９の出力を示し、図１０
（ｃ）はＬＰＦ10、11の出力を示し、図１０（ｄ）は直
交変調器12の出力を示している。
作を図１０を用いて説明する。図１０は各部の周波数ス
ペクトルを示すグラフであり、図１０（ａ）はＮポイン
トＩＦＦＴ回路６の出力を示し、図１０（ｂ）は４倍ア
ップサンプリング回路８、９の出力を示し、図１０
（ｃ）はＬＰＦ10、11の出力を示し、図１０（ｄ）は直
交変調器12の出力を示している。
【００１４】図８に示すように、ＮポイントＩＦＦＴ回
路６においては、全キャリアのうちの有効キャリアのみ
が情報シンボルによって変調される。各サブキャリアは
直交関係を有することから、各サブキャリア間の周波数
差は情報シンボル長の逆数に比例するので、Ｎポイント
ＩＦＦＴ回路６におけるサンプリング周波数がｆｓであ
るものとすると、ＯＦＤＭ被変調波の帯域もｆｓとな
る。ＮポイントＩＦＦＴ回路６からのＯＦＤＭ被変調波
のスペクトルは、サンプリング周波数ｆｓの１／２を中
心に折り返されて、図１０（ａ）に示すものとなる。
路６においては、全キャリアのうちの有効キャリアのみ
が情報シンボルによって変調される。各サブキャリアは
直交関係を有することから、各サブキャリア間の周波数
差は情報シンボル長の逆数に比例するので、Ｎポイント
ＩＦＦＴ回路６におけるサンプリング周波数がｆｓであ
るものとすると、ＯＦＤＭ被変調波の帯域もｆｓとな
る。ＮポイントＩＦＦＴ回路６からのＯＦＤＭ被変調波
のスペクトルは、サンプリング周波数ｆｓの１／２を中
心に折り返されて、図１０（ａ）に示すものとなる。
【００１５】直交変調器12において、図１０（ｄ）に示
すように、中心周波数をｆｓに変換するためには、ＯＦ
ＤＭ被変調波を折り返し歪が発生しないサンプリング周
波数に変換する必要がある。この理由から、４倍アップ
サンプリング回路８，９はサンプリング周波数を４ｆｓ
に変換する。これにより、スペクトルは図１０（ｂ）に
示すものとなる。次に、周波数ｆｓのキャリアで直交変
調するために、ＬＰＦ10、11によって、図１０（ｃ）の
破線に示すように、高調波成分を除去する。
すように、中心周波数をｆｓに変換するためには、ＯＦ
ＤＭ被変調波を折り返し歪が発生しないサンプリング周
波数に変換する必要がある。この理由から、４倍アップ
サンプリング回路８，９はサンプリング周波数を４ｆｓ
に変換する。これにより、スペクトルは図１０（ｂ）に
示すものとなる。次に、周波数ｆｓのキャリアで直交変
調するために、ＬＰＦ10、11によって、図１０（ｃ）の
破線に示すように、高調波成分を除去する。
【００１６】直交変調器12は、周波数ｆｓのキャリアで
直交変調を行う。これにより、直交変調器12の出力スペ
クトルは、図１０（ｄ）に示すものとなる。直交変調器
12の出力はアナログ信号に変換された後、ＩＦ帯に周波
数変換される。
直交変調を行う。これにより、直交変調器12の出力スペ
クトルは、図１０（ｄ）に示すものとなる。直交変調器
12の出力はアナログ信号に変換された後、ＩＦ帯に周波
数変換される。
【００１７】次に、ＯＦＤＭ復調について説明する。図
１１は従来のＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図であ
る。ＯＦＤＭ復調においては、受信信号を直交検波して
ベースバンドのＯＦＤＭ被変調波を生成した後に、高速
離散フーリエ変換（以下、ＦＦＴという）処理によって
情報シンボルを復元する。直交検波部としては、変調側
と同様に、精度の点からディジタル処理が望ましい。図
１１は直交検波部をディジタル回路によって構成した例
である。
１１は従来のＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図であ
る。ＯＦＤＭ復調においては、受信信号を直交検波して
ベースバンドのＯＦＤＭ被変調波を生成した後に、高速
離散フーリエ変換（以下、ＦＦＴという）処理によって
情報シンボルを復元する。直交検波部としては、変調側
と同様に、精度の点からディジタル処理が望ましい。図
１１は直交検波部をディジタル回路によって構成した例
である。
【００１８】図１１において、入力端子31に入力された
中間周波数帯のＯＦＤＭ被変調波は、ＢＰＦ32によって
帯域外の雑音が除去される。ＢＰＦ32の出力は乗算器33
に入力され、局部発振器34からの信号と乗算されて中心
周波数ｆｓに周波数変換される。乗算器33の出力はＬＦ
Ｐ35において高調波成分が除去されて、Ａ／Ｄ変換器36
に与えられる。Ａ／Ｄ変換器36には局部発振器37から周
波数が４ｆｓのサンプリングクロックが供給され、Ａ／
Ｄ変換器36はこのクロックを用いてＯＦＤＭ被変調波を
ディジタル信号に変換して直交検波器38に出力する。
中間周波数帯のＯＦＤＭ被変調波は、ＢＰＦ32によって
帯域外の雑音が除去される。ＢＰＦ32の出力は乗算器33
に入力され、局部発振器34からの信号と乗算されて中心
周波数ｆｓに周波数変換される。乗算器33の出力はＬＦ
Ｐ35において高調波成分が除去されて、Ａ／Ｄ変換器36
に与えられる。Ａ／Ｄ変換器36には局部発振器37から周
波数が４ｆｓのサンプリングクロックが供給され、Ａ／
Ｄ変換器36はこのクロックを用いてＯＦＤＭ被変調波を
ディジタル信号に変換して直交検波器38に出力する。
【００１９】Ａ／Ｄ変換器36からの信号は直交検波器38
の乗算器39、40に入力され、数値制御発振器（ＮＣＯ）
41、ｓｉｎ変換回路42、ｃｏｓ変換回路43によって得ら
れる再生キャリアと乗算されて直交検波される。直交検
波器38からの直交検波軸出力及び同相検波軸出力は、夫
々ＬＰＦ44、45において帯域制限された後、１／４ダウ
ンサンプリング回路46、47によってサンプリング周波数
ｆｓに変換される。１／４ダウンサンプリング回路46、
47の出力は、ガード期間除去回路48によってガード期間
の信号が除去され、有効シンボル期間の信号のみがＮポ
イン卜ＦＦＴ回路49に供給されて復調される。Ｎポイン
トＦＦＴ回路49からの復調シンボルはメモリ50に与えら
れ、Ｎ個の復調シンボルのうちのガードバンドを除いた
有効キャリアの復調シンボルのみがメモリ50から出力さ
れる。メモリ50からの復調シンボルは、シンボルデマッ
ピング回路51に与えられて情報データに変換される。
の乗算器39、40に入力され、数値制御発振器（ＮＣＯ）
41、ｓｉｎ変換回路42、ｃｏｓ変換回路43によって得ら
れる再生キャリアと乗算されて直交検波される。直交検
波器38からの直交検波軸出力及び同相検波軸出力は、夫
々ＬＰＦ44、45において帯域制限された後、１／４ダウ
ンサンプリング回路46、47によってサンプリング周波数
ｆｓに変換される。１／４ダウンサンプリング回路46、
47の出力は、ガード期間除去回路48によってガード期間
の信号が除去され、有効シンボル期間の信号のみがＮポ
イン卜ＦＦＴ回路49に供給されて復調される。Ｎポイン
トＦＦＴ回路49からの復調シンボルはメモリ50に与えら
れ、Ｎ個の復調シンボルのうちのガードバンドを除いた
有効キャリアの復調シンボルのみがメモリ50から出力さ
れる。メモリ50からの復調シンボルは、シンボルデマッ
ピング回路51に与えられて情報データに変換される。
【００２０】一方、１／４ダウンサンプリング回路46、
47の出力は、クロック再生回路52に与えられてクロック
が再生される。クロック再生回路52の出力はタイミング
回路53に与えられて、周波数が４ｆｓの４ｆｓクロッ
ク、周波数がｆｓのｆｓクロック及び各回路へのタイミ
ング信号が生成される。４ｆｓクロックはＤ／Ａ変換器
54によってアナログ信号に変換された後局部発振器37に
供給される。
47の出力は、クロック再生回路52に与えられてクロック
が再生される。クロック再生回路52の出力はタイミング
回路53に与えられて、周波数が４ｆｓの４ｆｓクロッ
ク、周波数がｆｓのｆｓクロック及び各回路へのタイミ
ング信号が生成される。４ｆｓクロックはＤ／Ａ変換器
54によってアナログ信号に変換された後局部発振器37に
供給される。
【００２１】また、ＮポイントＦＦＴ回路49からの復調
シンボルはキャリア再生回路55にも入力される。キャリ
ア再生回路55は復調シンボルに基づいて、再生キャリア
を発生するための制御信号を作成して数値制御発振器41
に与える。キャリア再生回路の出力によって数値制御発
振器41を制御することにより、キャリア同期が達成され
る。
シンボルはキャリア再生回路55にも入力される。キャリ
ア再生回路55は復調シンボルに基づいて、再生キャリア
を発生するための制御信号を作成して数値制御発振器41
に与える。キャリア再生回路の出力によって数値制御発
振器41を制御することにより、キャリア同期が達成され
る。
【００２２】次に、図１１の従来のＯＦＤＭ変調装置の
動作を図１２を用いて説明する。図１２は各部の周波数
スペクトルを示すグラフであり、図１２（ａ）はＡ／Ｄ
変換器36の出力を示し、図１２（ｂ）は直交検波器38の
出力を示し、図１２（ｃ）はＬＰＦ44、45の出力を示
し、図１２（ｄ）は１／４ダウンサンプリング回路46、
47の出力を示している。
動作を図１２を用いて説明する。図１２は各部の周波数
スペクトルを示すグラフであり、図１２（ａ）はＡ／Ｄ
変換器36の出力を示し、図１２（ｂ）は直交検波器38の
出力を示し、図１２（ｃ）はＬＰＦ44、45の出力を示
し、図１２（ｄ）は１／４ダウンサンプリング回路46、
47の出力を示している。
【００２３】ＩＦ帯のＯＦＤＭ変調波は乗算器33によっ
て中心周波数ｆｓに周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器
36によってディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器
36のサンプリング周波数が４ｆｓであるので、Ａ／Ｄ変
換器36の出力のスペクトルは図１２（ａ）に示すものと
なる。Ａ／Ｄ変換器36の出力は直交検波器38によって直
交検波され、中心周波数ｆｓのＯＦＤＭ被変調波は、図
１２（ｂ）に示すように、ベースバンドの信号に変換さ
れる。
て中心周波数ｆｓに周波数変換された後、Ａ／Ｄ変換器
36によってディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器
36のサンプリング周波数が４ｆｓであるので、Ａ／Ｄ変
換器36の出力のスペクトルは図１２（ａ）に示すものと
なる。Ａ／Ｄ変換器36の出力は直交検波器38によって直
交検波され、中心周波数ｆｓのＯＦＤＭ被変調波は、図
１２（ｂ）に示すように、ベースバンドの信号に変換さ
れる。
【００２４】直交検波器の出力をＮポイントＦＦＴ回路
49によって復調するためには、サンプリング周波数をｆ
ｓに変換しなければならない。そこで、図１２（ｃ）の
破線に示すようにＬＰＦ44、45で帯域制限した後、ダウ
ンサンプリング回路46，47によって図１２（ｄ）に示す
ようにサンプリング周波数をｆｓに変換する。サンプリ
ング周波数ｆｓに変換されたＯＦＤＭ被変調波は、ガー
ト期間の信号が除去された後、ＮポイントＦＦＴ回路49
によって復調される。
49によって復調するためには、サンプリング周波数をｆ
ｓに変換しなければならない。そこで、図１２（ｃ）の
破線に示すようにＬＰＦ44、45で帯域制限した後、ダウ
ンサンプリング回路46，47によって図１２（ｄ）に示す
ようにサンプリング周波数をｆｓに変換する。サンプリ
ング周波数ｆｓに変換されたＯＦＤＭ被変調波は、ガー
ト期間の信号が除去された後、ＮポイントＦＦＴ回路49
によって復調される。
【００２５】ところで、図８に示すように、ＯＦＤＭ被
変調波のＮ個のサブキャリアのうちの帯域両側のサブキ
ャリアをガードバンドとしている。ガードバンドのサブ
キャリア数は、一般に全キャリア数Ｎに比して比較的小
さい。例えば、文献「ＯＦＤＭを用いた移動体ディジタ
ル音声放送」（ＮＨＫ発行、ＶＩＥＷ１９９３年５月）
に記載されたシステムにおいては、Ｎ＝５１２の全サブ
キャリアのうち有効キャリアの数は４４８である。すな
わち、有効キャリアの帯域両側において３２個のサブキ
ャリアによってガードバンドが構成されている。
変調波のＮ個のサブキャリアのうちの帯域両側のサブキ
ャリアをガードバンドとしている。ガードバンドのサブ
キャリア数は、一般に全キャリア数Ｎに比して比較的小
さい。例えば、文献「ＯＦＤＭを用いた移動体ディジタ
ル音声放送」（ＮＨＫ発行、ＶＩＥＷ１９９３年５月）
に記載されたシステムにおいては、Ｎ＝５１２の全サブ
キャリアのうち有効キャリアの数は４４８である。すな
わち、有効キャリアの帯域両側において３２個のサブキ
ャリアによってガードバンドが構成されている。
【００２６】このようにガードバンドの数が全サブキャ
リア数に対して比較的小さい場合には、不要な高調波成
分を除去するために、ＬＰＦ10，11の特性を図１０
（ｃ）の破線に示すように急峻なものとする必要があ
る。また同様に、図１２（ｃ）に示すように、１／４ダ
ウンサンプリング前段において、ＬＰＦ44，45は急峻な
特性で直交検波出力を帯域制限する必要がある。これら
のＬＰＦの特性を急峻なものとする必要があることか
ら、ＬＰＦの回路規模が大きなり、装置が高価になって
しまうという問題があった。
リア数に対して比較的小さい場合には、不要な高調波成
分を除去するために、ＬＰＦ10，11の特性を図１０
（ｃ）の破線に示すように急峻なものとする必要があ
る。また同様に、図１２（ｃ）に示すように、１／４ダ
ウンサンプリング前段において、ＬＰＦ44，45は急峻な
特性で直交検波出力を帯域制限する必要がある。これら
のＬＰＦの特性を急峻なものとする必要があることか
ら、ＬＰＦの回路規模が大きなり、装置が高価になって
しまうという問題があった。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来のＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ復調装置において
は、急峻な特性のＬＰＦを用いる必要があることから、
回路規模が増大すると共に高価になってしまうという問
題点があった。
従来のＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ復調装置において
は、急峻な特性のＬＰＦを用いる必要があることから、
回路規模が増大すると共に高価になってしまうという問
題点があった。
【００２８】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、緩慢な特性のＬＰＦを使用可能とすること
により回路規模を低減することができるＯＦＤＭ変調装
置を提供することを目的とする。
のであって、緩慢な特性のＬＰＦを使用可能とすること
により回路規模を低減することができるＯＦＤＭ変調装
置を提供することを目的とする。
【００２９】また、本発明は、緩慢な特性のＬＰＦを使
用可能とすることにより回路規模を低減することができ
るＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
用可能とすることにより回路規模を低減することができ
るＯＦＤＭ復調装置を提供することを目的とする。
【００３０】また、本発明は、緩慢な特性のＬＰＦを使
用可能とすることにより回路規模を低減することができ
るＯＦＤＭ変調方法を提供することを目的とする。
用可能とすることにより回路規模を低減することができ
るＯＦＤＭ変調方法を提供することを目的とする。
【００３１】また、本発明は、緩慢な特性のＬＰＦを使
用可能とすることにより回路規模を低減することができ
るＯＦＤＭ復調方法を提供することを目的とする。
用可能とすることにより回路規模を低減することができ
るＯＦＤＭ復調方法を提供することを目的とする。
【００３２】［発明の構成］
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
ＯＦＤＭ変調装置は、有効キャリア及びガードバンド用
のキャリアを含むＮ本のサブキャリア（Ｎは整数）を有
する帯域幅ｆｓの直交周波数分割多重被変調波によって
伝送する前記有効キャリア数の情報シンボルデータと、
ガードバンド用のキャリアを変調する所定数の０シンボ
ルデータと、によってＭ個のシンボルデータ（ＭはＮよ
りも大きい整数）を生成する入力手段と、前記Ｍ個のシ
ンボルデータをサンプリング周波数ｆｓ1 （＝ｆｓ・Ｍ
／Ｎ）で逆高速フーリエ変換するＭポイントＩＦＦＴ手
段と、このＩＦＦＴ手段の出力のサンプリング周波数ｆ
ｓ1 をアップサンプリング周波数ｆｓ2 （ｆｓ2 ≧３ｆ
ｓ）に変換するアップサンプリング手段と、このアップ
サンプリング手段の出力を帯域制限する低域通過手段
と、この低域通過手段の出力を周波数ｆｃ（ｆｓ≦ｆｃ
≦ｆｓ2 ／２−ｆｓ／２）のキャリアで直交変調するデ
ィジタル直交変調手段とを具備したものであり、本発明
の請求項６に係るＯＦＤＭ変調方法は、有効キャリア及
びガードバンド用のキャリアを含むＮ本のサブキャリア
（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交周波数分割多重
被変調波によって伝送する前記有効キャリア数の情報シ
ンボルデータと、ガードバンド用のキャリアを変調する
所定数の０シンボルデータと、によって２Ｎ個のシンボ
ルデータを生成する手順と、前記２Ｎ個のシンボルデー
タをサンプリング周波数２ｆｓで逆高速フーリエ変換す
る手順と、前記逆高速フーリエ変換後の出力をサンプリ
ング周波数４ｆｓに変換する手順と、前記サンプリング
周波数が変換された出力を低域に帯域制限する手順と、
前記帯域制限された出力を周波数ｆｓのキャリアで直交
変調する手順とを具備したものであり、本発明の請求項
７に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報シンボルデータによ
って変調された有効キャリア及びガードバンド用のキャ
リアを含むＮ本のサブキャリア（Ｎは整数）を有する帯
域幅ｆｓの直交周波数分割多重被変調波が所定の中間周
波数帯に周波数変換されて入力され、中心周波数ｆｃ
（ｆｃ≧ｆｓ）の信号に周波数変換する周波数変換手段
と、この周波数変換手段の出力を帯域制限する第１の低
域通過手段と、この第１の低域通過手段の出力をサンプ
リング周波数ｆｓ1（ｆｓ1 ≧２（ｆｃ＋ｆｓ／２））
でディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換
手段と、このアナログ／ディジタル変換手段の出力を周
波数ｆｃで直交検波してベースバンドの直交周波数分割
多重被変調波に変換するディジタル直交検波手段と、こ
のディジタル直交検波手段の出力を帯域制限する第２の
低域通過手段と、この第２の低域通過手段の出力のサン
プリング周波数をダウンサンプリング周波数ｆｓ2 （ｆ
ｓ2 ＝ｆｓ・Ｍ／Ｎ）（ＭはＮよりも大きい整数）に変
換するダウンサンプリング手段と、このダウンサンプリ
ング手段の出力のＭ個のデータに対してサンプリング周
波数ｆｓ2 で高速フーリエ変換を行って前記情報シンボ
ルデータを得るＭポイントＦＦＴ手段とを具備したもの
であり、本発明の請求項１１に係るＯＦＤＭ復調方法
は、情報シンボルデータによって変調された有効キャリ
ア及びガードバンド用のキャリアを含むＮ本のサブキャ
リア（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交周波数分割
多重被変調波が所定の中間周波数帯に周波数変換されて
入力され、中心周波数ｆｓの信号に周波数変換する手順
と、前記周波数変換後の出力を低域に帯域制限する手順
と、前記帯域制限後の出力をサンプリング周波数４ｆｓ
でディジタル信号に変換する手順と、前記ディジタル変
換後の出力を周波数ｆｓで直交検波してベースバンドの
直交周波数分割多重被変調波に変換する手順と、前記直
交検波後の直交検波出力を低域に帯域制限する手順と、
前記直交検波出力の帯域制限後にサンプリング周波数を
１／２倍する手順と、前記サンプリング周波数を１／２
にした後に２個のデータに対して高速フーリエ変換によ
って前記情報シンボルデータを得る手順とを具備したも
のである。
ＯＦＤＭ変調装置は、有効キャリア及びガードバンド用
のキャリアを含むＮ本のサブキャリア（Ｎは整数）を有
する帯域幅ｆｓの直交周波数分割多重被変調波によって
伝送する前記有効キャリア数の情報シンボルデータと、
ガードバンド用のキャリアを変調する所定数の０シンボ
ルデータと、によってＭ個のシンボルデータ（ＭはＮよ
りも大きい整数）を生成する入力手段と、前記Ｍ個のシ
ンボルデータをサンプリング周波数ｆｓ1 （＝ｆｓ・Ｍ
／Ｎ）で逆高速フーリエ変換するＭポイントＩＦＦＴ手
段と、このＩＦＦＴ手段の出力のサンプリング周波数ｆ
ｓ1 をアップサンプリング周波数ｆｓ2 （ｆｓ2 ≧３ｆ
ｓ）に変換するアップサンプリング手段と、このアップ
サンプリング手段の出力を帯域制限する低域通過手段
と、この低域通過手段の出力を周波数ｆｃ（ｆｓ≦ｆｃ
≦ｆｓ2 ／２−ｆｓ／２）のキャリアで直交変調するデ
ィジタル直交変調手段とを具備したものであり、本発明
の請求項６に係るＯＦＤＭ変調方法は、有効キャリア及
びガードバンド用のキャリアを含むＮ本のサブキャリア
（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交周波数分割多重
被変調波によって伝送する前記有効キャリア数の情報シ
ンボルデータと、ガードバンド用のキャリアを変調する
所定数の０シンボルデータと、によって２Ｎ個のシンボ
ルデータを生成する手順と、前記２Ｎ個のシンボルデー
タをサンプリング周波数２ｆｓで逆高速フーリエ変換す
る手順と、前記逆高速フーリエ変換後の出力をサンプリ
ング周波数４ｆｓに変換する手順と、前記サンプリング
周波数が変換された出力を低域に帯域制限する手順と、
前記帯域制限された出力を周波数ｆｓのキャリアで直交
変調する手順とを具備したものであり、本発明の請求項
７に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報シンボルデータによ
って変調された有効キャリア及びガードバンド用のキャ
リアを含むＮ本のサブキャリア（Ｎは整数）を有する帯
域幅ｆｓの直交周波数分割多重被変調波が所定の中間周
波数帯に周波数変換されて入力され、中心周波数ｆｃ
（ｆｃ≧ｆｓ）の信号に周波数変換する周波数変換手段
と、この周波数変換手段の出力を帯域制限する第１の低
域通過手段と、この第１の低域通過手段の出力をサンプ
リング周波数ｆｓ1（ｆｓ1 ≧２（ｆｃ＋ｆｓ／２））
でディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換
手段と、このアナログ／ディジタル変換手段の出力を周
波数ｆｃで直交検波してベースバンドの直交周波数分割
多重被変調波に変換するディジタル直交検波手段と、こ
のディジタル直交検波手段の出力を帯域制限する第２の
低域通過手段と、この第２の低域通過手段の出力のサン
プリング周波数をダウンサンプリング周波数ｆｓ2 （ｆ
ｓ2 ＝ｆｓ・Ｍ／Ｎ）（ＭはＮよりも大きい整数）に変
換するダウンサンプリング手段と、このダウンサンプリ
ング手段の出力のＭ個のデータに対してサンプリング周
波数ｆｓ2 で高速フーリエ変換を行って前記情報シンボ
ルデータを得るＭポイントＦＦＴ手段とを具備したもの
であり、本発明の請求項１１に係るＯＦＤＭ復調方法
は、情報シンボルデータによって変調された有効キャリ
ア及びガードバンド用のキャリアを含むＮ本のサブキャ
リア（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交周波数分割
多重被変調波が所定の中間周波数帯に周波数変換されて
入力され、中心周波数ｆｓの信号に周波数変換する手順
と、前記周波数変換後の出力を低域に帯域制限する手順
と、前記帯域制限後の出力をサンプリング周波数４ｆｓ
でディジタル信号に変換する手順と、前記ディジタル変
換後の出力を周波数ｆｓで直交検波してベースバンドの
直交周波数分割多重被変調波に変換する手順と、前記直
交検波後の直交検波出力を低域に帯域制限する手順と、
前記直交検波出力の帯域制限後にサンプリング周波数を
１／２倍する手順と、前記サンプリング周波数を１／２
にした後に２個のデータに対して高速フーリエ変換によ
って前記情報シンボルデータを得る手順とを具備したも
のである。
【００３３】
【作用】本発明の請求項１において、Ｎ本のサブキャリ
ア（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交周波数分割多
重被変調波を伝送する場合には、入力手段は有効キャリ
ア及びガードバンド用のキャリアに夫々対応させて情報
シンボルデータ及びゼロシンボルデータから成るＭ個の
シンボルデータを生成する。Ｍ個のシンボルデータは、
ＭポイントＩＦＦＴ手段によってサンプリング周波数ｆ
ｓ1 ＝ｆｓ・Ｍ／Ｎで逆高速フーリエ変換されて直交周
波数分割多重被変調波が生成される。ガードバンドの帯
域はｆｓ以上であり、信号帯域はｆｓ以下である。信号
帯域に対してサンプリング周波数が高いので、直交周波
数分割多重被変調波の折り返しスペクトルの間隔は比較
的広い。直交周波数分割多重被変調波はアップサンプリ
ング手段によってサンプリング周波数がｆｓ2 に変換さ
れた後、低域通過手段によって帯域制限される。こうし
て、ディジタル直交変調手段によって周波数ｆｃ（ｆｓ
≦ｆｃ≦ｆｓ2 ／２−ｆｓ／２）のキャリアによる直交
変調が可能となる。直交周波数分割多重被変調波の折り
返しスペクトルの間隔が広いので、低域通過手段として
は緩慢な特性のものを採用する。
ア（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交周波数分割多
重被変調波を伝送する場合には、入力手段は有効キャリ
ア及びガードバンド用のキャリアに夫々対応させて情報
シンボルデータ及びゼロシンボルデータから成るＭ個の
シンボルデータを生成する。Ｍ個のシンボルデータは、
ＭポイントＩＦＦＴ手段によってサンプリング周波数ｆ
ｓ1 ＝ｆｓ・Ｍ／Ｎで逆高速フーリエ変換されて直交周
波数分割多重被変調波が生成される。ガードバンドの帯
域はｆｓ以上であり、信号帯域はｆｓ以下である。信号
帯域に対してサンプリング周波数が高いので、直交周波
数分割多重被変調波の折り返しスペクトルの間隔は比較
的広い。直交周波数分割多重被変調波はアップサンプリ
ング手段によってサンプリング周波数がｆｓ2 に変換さ
れた後、低域通過手段によって帯域制限される。こうし
て、ディジタル直交変調手段によって周波数ｆｃ（ｆｓ
≦ｆｃ≦ｆｓ2 ／２−ｆｓ／２）のキャリアによる直交
変調が可能となる。直交周波数分割多重被変調波の折り
返しスペクトルの間隔が広いので、低域通過手段として
は緩慢な特性のものを採用する。
【００３４】本発明の請求項６においては、Ｎ本のサブ
キャリア（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交周波数
分割多重被変調波を伝送する場合には、有効キャリア及
びガードバンド用のキャリアに夫々対応させて情報シン
ボルデータ及びゼロシンボルデータから成る２Ｎ個のシ
ンボルデータが生成される。２Ｎ個のシンボルデータ
は、サンプリング周波数２ｆｓで逆高速フーリエ変換さ
れて、直交周波数分割多重被変調波が得られる。帯域幅
２ｆｓのうちの信号帯域はｆｓ以下である。直交周波数
分割多重被変調波はサンプリング周波数が４ｆｓに変換
された後帯域制限される。こうして、周波数ｆｓのキャ
リアによる直交変調が行われる。
キャリア（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交周波数
分割多重被変調波を伝送する場合には、有効キャリア及
びガードバンド用のキャリアに夫々対応させて情報シン
ボルデータ及びゼロシンボルデータから成る２Ｎ個のシ
ンボルデータが生成される。２Ｎ個のシンボルデータ
は、サンプリング周波数２ｆｓで逆高速フーリエ変換さ
れて、直交周波数分割多重被変調波が得られる。帯域幅
２ｆｓのうちの信号帯域はｆｓ以下である。直交周波数
分割多重被変調波はサンプリング周波数が４ｆｓに変換
された後帯域制限される。こうして、周波数ｆｓのキャ
リアによる直交変調が行われる。
【００３５】本発明の請求項７において、周波数変換手
段には、情報シンボルデータによって変調された有効キ
ャリア及びガードバンド用のキャリアを含むＮ本のサブ
キャリアを有する帯域幅ｆｓの直交周波数分割多重被変
調波が所定の中間周波数帯に周波数変換されて入力され
る。入力された信号は、周波数変換手段によって中心周
波数がｆｃの信号に周波数変換され、第１の低域通過手
段によって帯域制限される。第１の低域通過手段の出力
は、アナログ／ディジタル変換手段によってサンプリン
グ周波数ｆｓ1 でディジタル信号に変換された後、ディ
ジタル直交検波手段によって周波数ｆｃで直交検波され
る。ディジタル直交検波手段の出力は第２の低域通過手
段によって帯域制限された後、サンプリング周波数がｆ
ｓ2 ＝ｆｓ・Ｍ／Ｎとなるようにダウンサンプリングさ
れてＭポイントＦＦＴ手段に供給され、情報シンボルデ
ータが再生される。Ｎ本のサブキャリアに対してＦＦＴ
手段のポイント数Ｍが大きいので、第２の低域通過手段
としては緩慢な特性のものを採用する。
段には、情報シンボルデータによって変調された有効キ
ャリア及びガードバンド用のキャリアを含むＮ本のサブ
キャリアを有する帯域幅ｆｓの直交周波数分割多重被変
調波が所定の中間周波数帯に周波数変換されて入力され
る。入力された信号は、周波数変換手段によって中心周
波数がｆｃの信号に周波数変換され、第１の低域通過手
段によって帯域制限される。第１の低域通過手段の出力
は、アナログ／ディジタル変換手段によってサンプリン
グ周波数ｆｓ1 でディジタル信号に変換された後、ディ
ジタル直交検波手段によって周波数ｆｃで直交検波され
る。ディジタル直交検波手段の出力は第２の低域通過手
段によって帯域制限された後、サンプリング周波数がｆ
ｓ2 ＝ｆｓ・Ｍ／Ｎとなるようにダウンサンプリングさ
れてＭポイントＦＦＴ手段に供給され、情報シンボルデ
ータが再生される。Ｎ本のサブキャリアに対してＦＦＴ
手段のポイント数Ｍが大きいので、第２の低域通過手段
としては緩慢な特性のものを採用する。
【００３６】本発明の請求項１１においては、入力信号
は中心周波数がｆｓの信号に周波数変換された後帯域制
限される。更に、サンプリング周波数４ｆｓでディジタ
ル信号に変換された後、直交検波されてベースバンドの
信号に変換される。次に、低域に帯域制限された後、サ
ンプリング周波数が１／２倍されて２Ｎポイントで高速
フーリエ変換される。こうして、情報シンボルデータが
再生される。
は中心周波数がｆｓの信号に周波数変換された後帯域制
限される。更に、サンプリング周波数４ｆｓでディジタ
ル信号に変換された後、直交検波されてベースバンドの
信号に変換される。次に、低域に帯域制限された後、サ
ンプリング周波数が１／２倍されて２Ｎポイントで高速
フーリエ変換される。こうして、情報シンボルデータが
再生される。
【００３７】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の一
実施例を示すブロック図である。図１において図９と同
一の構成要素には同一符号を付してある。
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の一
実施例を示すブロック図である。図１において図９と同
一の構成要素には同一符号を付してある。
【００３８】本実施例はベースバンドのＯＦＤＭ被変調
波を直交変調によって中心周波数がｆｓの変調信号に変
換した後中間周波数帯域の信号に周波数変換することに
より、Ｎ本のサブキャリアを有する帯域ｆｓのＯＦＤＭ
被変調波を伝送するものである。
波を直交変調によって中心周波数がｆｓの変調信号に変
換した後中間周波数帯域の信号に周波数変換することに
より、Ｎ本のサブキャリアを有する帯域ｆｓのＯＦＤＭ
被変調波を伝送するものである。
【００３９】入力端子１を介して入力された情報データ
はシンボルマッピング回路２に与えられる。シンボルマ
ッピング回路２は、例えばＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調等
によって、情報データを情報シンボル（Ｉデータ，Ｑデ
ータ）に変換する。また、入力端子３にはガードバンド
のサブキャリアを変調するデータとして例えば０シンボ
ルデータ（Ｉ＝０、Ｑ＝０）が入力される。シンボルマ
ッピング回路２からのシンボルデータ及び入力端子３か
らの０シンボルデータはセレクタ61に与えられる。セレ
クタ61は有効キャリア数とガードバンドのキャリア数と
に基づいて２入力のシンボルデータを切換えてメモリ62
に出力する。本実施例においては、メモリ62は２Ｎ個の
シンボルデータを保持することができるようになってお
り、情報シンボルデータ及び０シンボルデータから成る
２Ｎ個のシンボルデータを２ＮポイントＩＦＦＴ回路63
に出力する。２Ｎポイン卜ＩＦＦＴ回路63は入力された
２Ｎ個のシンボルを用いてＩＦＦＴ演算を行ってＯＦＤ
Ｍ被変調波を得る。
はシンボルマッピング回路２に与えられる。シンボルマ
ッピング回路２は、例えばＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調等
によって、情報データを情報シンボル（Ｉデータ，Ｑデ
ータ）に変換する。また、入力端子３にはガードバンド
のサブキャリアを変調するデータとして例えば０シンボ
ルデータ（Ｉ＝０、Ｑ＝０）が入力される。シンボルマ
ッピング回路２からのシンボルデータ及び入力端子３か
らの０シンボルデータはセレクタ61に与えられる。セレ
クタ61は有効キャリア数とガードバンドのキャリア数と
に基づいて２入力のシンボルデータを切換えてメモリ62
に出力する。本実施例においては、メモリ62は２Ｎ個の
シンボルデータを保持することができるようになってお
り、情報シンボルデータ及び０シンボルデータから成る
２Ｎ個のシンボルデータを２ＮポイントＩＦＦＴ回路63
に出力する。２Ｎポイン卜ＩＦＦＴ回路63は入力された
２Ｎ個のシンボルを用いてＩＦＦＴ演算を行ってＯＦＤ
Ｍ被変調波を得る。
【００４０】図２はＯＦＤＭ被変調波の周波数スペクト
ルを示す説明図である。
ルを示す説明図である。
【００４１】本実施例においては、Ｎ本のサブキャリア
を有する帯域ｆｓのＯＦＤＭ被変調波を得るために、２
ＮポイントのＩＦＦＴ回路を採用する。２ＮポイントＩ
ＦＦＴ回路63のサンプリング周波数は２ｆｓであり、図
２に示すように、ＯＦＤＭ被変調波の帯域幅は２ｆｓと
なる。ＯＦＤＭ被変調波の帯域の中央に設けられた図２
の実線にて示すサブキャリアは、情報シンボルによって
変調される有効キャリアであり、破線にて示すサブキャ
リアはゼロシンボルデータによって変調されるゼロキャ
リアである。図２に示すように、有効キャリアを含むＮ
本のサブキャリアを帯域中央に配置し、ゼロキャリアは
ガードバンドとする。即ち、ＯＦＤＭ被変調波の信号帯
域はｆｓ以下である。
を有する帯域ｆｓのＯＦＤＭ被変調波を得るために、２
ＮポイントのＩＦＦＴ回路を採用する。２ＮポイントＩ
ＦＦＴ回路63のサンプリング周波数は２ｆｓであり、図
２に示すように、ＯＦＤＭ被変調波の帯域幅は２ｆｓと
なる。ＯＦＤＭ被変調波の帯域の中央に設けられた図２
の実線にて示すサブキャリアは、情報シンボルによって
変調される有効キャリアであり、破線にて示すサブキャ
リアはゼロシンボルデータによって変調されるゼロキャ
リアである。図２に示すように、有効キャリアを含むＮ
本のサブキャリアを帯域中央に配置し、ゼロキャリアは
ガードバンドとする。即ち、ＯＦＤＭ被変調波の信号帯
域はｆｓ以下である。
【００４２】セレクタ61と共に入力手段を構成するメモ
リ62は、２Ｎ個のシンボルが入力されると、図２のキャ
リア配置に対応させて情報シンボルデータ又はゼロデー
タを２ＮポイントＩＦＦＴ回路63に出力する。２Ｎポイ
ントＩＦＦＴ回路63は２Ｎ個のシンボルを２ｆｓのサン
プリング周波数でＩＦＦＴ処理してＯＦＤＭ被変調波を
作成する。ＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍは
ガード期間付加回路７に与えられる。
リ62は、２Ｎ個のシンボルが入力されると、図２のキャ
リア配置に対応させて情報シンボルデータ又はゼロデー
タを２ＮポイントＩＦＦＴ回路63に出力する。２Ｎポイ
ントＩＦＦＴ回路63は２Ｎ個のシンボルを２ｆｓのサン
プリング周波数でＩＦＦＴ処理してＯＦＤＭ被変調波を
作成する。ＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍは
ガード期間付加回路７に与えられる。
【００４３】ガード期間付加回路７はマルチパスの影響
を低減するために、ＯＦＤＭ被変調波にガード期間を付
加して２倍アップサンプリング回路64，65に出力する。
２倍アップサンプリング回路64，65は、周波数がｆｓの
キャリアを用いた直交変調を可能とするために、夫々入
力されたＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍに例
えば０データを付加することにより２倍アップサンプリ
ング処理を行う。これにより、２倍アップサンプリング
回路64，65は、ＯＦＤＭ被変調波のサンプリング周波数
を４ｆｓに変換して夫々ＬＰＦ66，67に出力する。ＬＰ
Ｆ66，67は夫々２倍アップサンプリング回路64，65の出
力の高調波成分を除去して直交変調器12に出力する。本
実施例においては、ＬＰＦ66，67としては比較的緩慢な
特性のものが使用可能である。
を低減するために、ＯＦＤＭ被変調波にガード期間を付
加して２倍アップサンプリング回路64，65に出力する。
２倍アップサンプリング回路64，65は、周波数がｆｓの
キャリアを用いた直交変調を可能とするために、夫々入
力されたＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍに例
えば０データを付加することにより２倍アップサンプリ
ング処理を行う。これにより、２倍アップサンプリング
回路64，65は、ＯＦＤＭ被変調波のサンプリング周波数
を４ｆｓに変換して夫々ＬＰＦ66，67に出力する。ＬＰ
Ｆ66，67は夫々２倍アップサンプリング回路64，65の出
力の高調波成分を除去して直交変調器12に出力する。本
実施例においては、ＬＰＦ66，67としては比較的緩慢な
特性のものが使用可能である。
【００４４】直交変調器12は、数値制御発振器（ＮＣ
Ｏ）13、ｓｉｎ変換回路14、ｃｏｓ変換回路15、乗算器
16、17及び加算器18によって構成されている。ＮＣＯ13
は周波数がｆｓのキャリアを発生するための所定の数値
を発生してｓｉｎ変換回路14及びｃｏｓ変換回路15に出
力する。ｓｉｎ変換回路14はＮＣＯ13からの数値に基づ
いて周波数がｆｓの同相軸キャリアを作成して乗算器16
に出力する。ｃｏｓ変換回路15はＮＣＯ13からの数値に
基づいて周波数がｆｓの直交軸キャリアを作成して乗算
器16に出力する。乗算器16はＬＰＦ67の出力と同相軸キ
ャリアとの乗算によって同相軸変調出力を得て加算器18
に出力する。乗算器17はＬＰＦ66の出力と直交軸キャリ
アとの乗算によって直交軸変調出力を得て加算器18に出
力する。加算器18は乗算器16，17の出力を加算して、直
交変調出力をＤ／Ａ変換器19に出力する。
Ｏ）13、ｓｉｎ変換回路14、ｃｏｓ変換回路15、乗算器
16、17及び加算器18によって構成されている。ＮＣＯ13
は周波数がｆｓのキャリアを発生するための所定の数値
を発生してｓｉｎ変換回路14及びｃｏｓ変換回路15に出
力する。ｓｉｎ変換回路14はＮＣＯ13からの数値に基づ
いて周波数がｆｓの同相軸キャリアを作成して乗算器16
に出力する。ｃｏｓ変換回路15はＮＣＯ13からの数値に
基づいて周波数がｆｓの直交軸キャリアを作成して乗算
器16に出力する。乗算器16はＬＰＦ67の出力と同相軸キ
ャリアとの乗算によって同相軸変調出力を得て加算器18
に出力する。乗算器17はＬＰＦ66の出力と直交軸キャリ
アとの乗算によって直交軸変調出力を得て加算器18に出
力する。加算器18は乗算器16，17の出力を加算して、直
交変調出力をＤ／Ａ変換器19に出力する。
【００４５】Ｄ／Ａ変換器19は直交変調出力をアナログ
信号に変換してＬＰＦ20に出力する。ＬＰＦ20はＡ／Ｄ
変換器19の出力を帯域制限して高調波成分を除去して乗
算器21に与える。局部発振器22は中間周波数帯に周波数
変換するための所定周波数の局部発振出力を乗算器21に
与える。乗算器21はＬＰＦ20の出力と局部発振出力との
乗算によってＯＦＤＭ被変調波の直交変調出力を中間周
波数帯に変換してＢＰＦ23に出力する。ＢＰＦ23は乗算
器21の出力を帯域制限してＩＦ信号として出力する。
信号に変換してＬＰＦ20に出力する。ＬＰＦ20はＡ／Ｄ
変換器19の出力を帯域制限して高調波成分を除去して乗
算器21に与える。局部発振器22は中間周波数帯に周波数
変換するための所定周波数の局部発振出力を乗算器21に
与える。乗算器21はＬＰＦ20の出力と局部発振出力との
乗算によってＯＦＤＭ被変調波の直交変調出力を中間周
波数帯に変換してＢＰＦ23に出力する。ＢＰＦ23は乗算
器21の出力を帯域制限してＩＦ信号として出力する。
【００４６】なお、入力端子24を介してタイミング回路
25にクロックが供給されるようになっている。タイミン
グ回路25は、入力されたクロックに基づいて、周波数が
４ｆｓの４ｆｓクロック、周波数が２ｆｓの２ｆｓクロ
ック及びタイミング信号を発生して各回路に供給する。
25にクロックが供給されるようになっている。タイミン
グ回路25は、入力されたクロックに基づいて、周波数が
４ｆｓの４ｆｓクロック、周波数が２ｆｓの２ｆｓクロ
ック及びタイミング信号を発生して各回路に供給する。
【００４７】次に、このように構成された実施例の動作
について図３のグラフを参照して説明する。図３は各部
の周波数スペクトルを示すグラフであり、図３（ａ）は
２ＮポイントＩＦＦＴ回路63の出力を示し、図３（ｂ）
は２倍アップサンプリング回路64，65の出力を示し、図
３（ｃ）はＬＰＦ66，67の出力を示し、図３（ｄ）は直
交変調器12の出力を示している。
について図３のグラフを参照して説明する。図３は各部
の周波数スペクトルを示すグラフであり、図３（ａ）は
２ＮポイントＩＦＦＴ回路63の出力を示し、図３（ｂ）
は２倍アップサンプリング回路64，65の出力を示し、図
３（ｃ）はＬＰＦ66，67の出力を示し、図３（ｄ）は直
交変調器12の出力を示している。
【００４８】入力端子１を介して入力された情報データ
はシンボルマッピング回路２によってＩデータ及びＱデ
ータから成る情報シンボルデータに変換される。シンボ
ルマッピング回路２からの情報シンボルデータはセレク
タ61に供給される。セレクタ61には入力端子３を介して
０データも入力されており、セレクタ61は、図２に示す
２Ｎ個のサブキャリアに対応させて情報シンボルデータ
及び０データを切換えてメモリ62に与える。メモリ62は
２Ｎ個のサブキャリアに対応するシンボルデータが入力
されると、図２のキャリア配置が得られる配列順でシン
ボルデータを２ＮポイントＩＦＦＴ回路63に出力する。
はシンボルマッピング回路２によってＩデータ及びＱデ
ータから成る情報シンボルデータに変換される。シンボ
ルマッピング回路２からの情報シンボルデータはセレク
タ61に供給される。セレクタ61には入力端子３を介して
０データも入力されており、セレクタ61は、図２に示す
２Ｎ個のサブキャリアに対応させて情報シンボルデータ
及び０データを切換えてメモリ62に与える。メモリ62は
２Ｎ個のサブキャリアに対応するシンボルデータが入力
されると、図２のキャリア配置が得られる配列順でシン
ボルデータを２ＮポイントＩＦＦＴ回路63に出力する。
【００４９】なお、入力端子24にはクロックが入力され
ており、タイミング回路25はこのクロックに基づいて４
ｆｓクロック、２ｆｓクロック及びタイミング信号を生
成して各回路に供給している。
ており、タイミング回路25はこのクロックに基づいて４
ｆｓクロック、２ｆｓクロック及びタイミング信号を生
成して各回路に供給している。
【００５０】２Ｎポイン卜ＩＦＦＴ回路63は、入力され
た２Ｎ個のシンボルを用いてサンプリング周波数２ｆｓ
でＩＦＦＴ演算を行う。これにより、２Ｎ個のシンボル
に対するＯＦＤＭ変調が行われて、ＯＦＤＭ被変調波の
実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍがガード期間付加回路７に出力さ
れる。伝送するサブキャリア数Ｎの２倍のサブキャリア
を用いる２ＮポイントのＩＦＦＴ回路を用いることによ
り、図２に示すように、ガードバンドの帯域が広がる。
即ち、ＯＦＤＭ被変調波のサンプリング周波数は２ｆｓ
であるのに対し、Ｎ個のシンボルデータに対応する帯域
はｆｓであることから、ＮポイントＩＦＦＴ回路を用い
た場合に比して、折り返しスペクトルの間隔を２倍に広
げることができる。こうして、２ＮポイントＩＦＦＴ回
路63の出力スペクトルは図３（ａ）に示すものとなる。
た２Ｎ個のシンボルを用いてサンプリング周波数２ｆｓ
でＩＦＦＴ演算を行う。これにより、２Ｎ個のシンボル
に対するＯＦＤＭ変調が行われて、ＯＦＤＭ被変調波の
実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍがガード期間付加回路７に出力さ
れる。伝送するサブキャリア数Ｎの２倍のサブキャリア
を用いる２ＮポイントのＩＦＦＴ回路を用いることによ
り、図２に示すように、ガードバンドの帯域が広がる。
即ち、ＯＦＤＭ被変調波のサンプリング周波数は２ｆｓ
であるのに対し、Ｎ個のシンボルデータに対応する帯域
はｆｓであることから、ＮポイントＩＦＦＴ回路を用い
た場合に比して、折り返しスペクトルの間隔を２倍に広
げることができる。こうして、２ＮポイントＩＦＦＴ回
路63の出力スペクトルは図３（ａ）に示すものとなる。
【００５１】ガード期間付加回路７は入力されたＯＦＤ
Ｍ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍに夫々マルチパスの
影響を低減するためのガード期間を付加して、２倍アッ
プサンプリング回路64，65に出力する。２倍アップサン
プリング回路64，65は、アップサンプリング処理によっ
て、図３（ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ被変調波のサン
プリング周波数ｆｓを２倍の４ｆｓに変換する。これに
より、直交変調において周波数ｆｓのキャリアを用いる
ことが可能となる。２倍アップサンプリング回路64，65
の出力は、図３（ｃ）に示すように、夫々ＬＰＦ66、67
によって高調波成分が除去された後直交変調器12に入力
される。この場合には、ガードバンドが広く、折り返し
スペクトルの間隔が広いことから、ＬＰＦ66、67の特性
は図３（ｃ）の破線に示すようにゆるやかでよい。
Ｍ被変調波の実部Ｒｅ及び虚部Ｉｍに夫々マルチパスの
影響を低減するためのガード期間を付加して、２倍アッ
プサンプリング回路64，65に出力する。２倍アップサン
プリング回路64，65は、アップサンプリング処理によっ
て、図３（ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ被変調波のサン
プリング周波数ｆｓを２倍の４ｆｓに変換する。これに
より、直交変調において周波数ｆｓのキャリアを用いる
ことが可能となる。２倍アップサンプリング回路64，65
の出力は、図３（ｃ）に示すように、夫々ＬＰＦ66、67
によって高調波成分が除去された後直交変調器12に入力
される。この場合には、ガードバンドが広く、折り返し
スペクトルの間隔が広いことから、ＬＰＦ66、67の特性
は図３（ｃ）の破線に示すようにゆるやかでよい。
【００５２】ＬＰＦ66，67の出力は夫々直交変調器12の
乗算器16、17に入力される。数値制御発振器13は周波数
がｆｓのキャリアを発生するための数値を出力してお
り、ｓｉｎ変換回路14及びｃｏｓ変換回路15は夫々この
数値を用いて、同相軸キャリア及び直交軸キャリアを発
生する。乗算器16はｓｉｎ変換回路14からの同相軸キャ
リアとＬＰＦ67の出力との乗算によって同相軸変調出力
を得て加算器18に出力し、乗算器17はｃｏｓ変換回路15
からの直交軸キャリアとＬＰＦ66の出力との乗算によっ
て直交軸変調出力を得て加算器18に出力する。乗算器1
6、17の出力は加算器18によって加算されて直交変調出
力が得られる。こうして、ベースバンドのＯＦＤＭ被変
調波は、図３（ｄ）に示すように、キャリア周波数がｆ
ｓの信号に変換される。
乗算器16、17に入力される。数値制御発振器13は周波数
がｆｓのキャリアを発生するための数値を出力してお
り、ｓｉｎ変換回路14及びｃｏｓ変換回路15は夫々この
数値を用いて、同相軸キャリア及び直交軸キャリアを発
生する。乗算器16はｓｉｎ変換回路14からの同相軸キャ
リアとＬＰＦ67の出力との乗算によって同相軸変調出力
を得て加算器18に出力し、乗算器17はｃｏｓ変換回路15
からの直交軸キャリアとＬＰＦ66の出力との乗算によっ
て直交軸変調出力を得て加算器18に出力する。乗算器1
6、17の出力は加算器18によって加算されて直交変調出
力が得られる。こうして、ベースバンドのＯＦＤＭ被変
調波は、図３（ｄ）に示すように、キャリア周波数がｆ
ｓの信号に変換される。
【００５３】直交変調器12の直交変調出力は、Ａ／Ｄ変
換器19でアナログ信号に変換され、、ＬＰＦ20で高調波
成分が除去された後に乗算器21に与えられる。乗算器21
には局部発振器22から局部発振出力が与えられており、
乗算器21は直交変調出力を中間周波数（ＩＦ）帯の信号
に周波数変換する。乗算器21の出力はＢＰＦ23によって
帯域ｆｓに帯域制限されてＩＦ信号として出力される。
換器19でアナログ信号に変換され、、ＬＰＦ20で高調波
成分が除去された後に乗算器21に与えられる。乗算器21
には局部発振器22から局部発振出力が与えられており、
乗算器21は直交変調出力を中間周波数（ＩＦ）帯の信号
に周波数変換する。乗算器21の出力はＢＰＦ23によって
帯域ｆｓに帯域制限されてＩＦ信号として出力される。
【００５４】このように、本実施例においては、Ｎ本の
サブキャリアを有する帯域ｆｓのＯＦＤＭ被変調波を伝
送する場合に、２ＮポイントのＩＦＦＴ回路を用いてサ
ンプリング周波数２ｆｓでＯＦＤＭ変調を行うことによ
り、折り返しスペクトルの間隔を広げてＬＰＦ66，67の
特性を緩慢なものとすることを可能にしている。従っ
て、ＬＰＦ66，67の回路規模を低減することができ、装
置を安価に構成することができる。
サブキャリアを有する帯域ｆｓのＯＦＤＭ被変調波を伝
送する場合に、２ＮポイントのＩＦＦＴ回路を用いてサ
ンプリング周波数２ｆｓでＯＦＤＭ変調を行うことによ
り、折り返しスペクトルの間隔を広げてＬＰＦ66，67の
特性を緩慢なものとすることを可能にしている。従っ
て、ＬＰＦ66，67の回路規模を低減することができ、装
置を安価に構成することができる。
【００５５】図４は本発明に係るＯＦＤＭ復調装置の一
実施例を示すブロック図である。図４において図１１と
同一の構成要素には同一符号を付してある。
実施例を示すブロック図である。図４において図１１と
同一の構成要素には同一符号を付してある。
【００５６】入力端子31には例えばＮ本のサブキャリア
を有し帯域がｆｓのＯＦＤＭ被変調波がキャリア周波数
ｆｓで直交変調された後にＩＦ帯に周波数変換されて入
力される。このＩＦ帯のＯＦＤＭ被変調波はＢＰＦ32に
供給される。ＢＰＦ32は帯域外の雑音を除去して乗算器
33に出力する。局部発振器34はＩＦ帯の信号を例えば中
心周波数ｆｓに周波数変換するための局部発振出力を乗
算器33に出力する。乗算器33はＢＰＦ32の出力と局部発
振出力との乗算によってＯＦＤＭ被変調波を中心周波数
ｆｓに周波数変換してＬＰＦ35に出力する。ＬＦＰ35は
ＯＦＤＭ被変調波の高調波成分を除去してＡ／Ｄ変換器
36に出力する。
を有し帯域がｆｓのＯＦＤＭ被変調波がキャリア周波数
ｆｓで直交変調された後にＩＦ帯に周波数変換されて入
力される。このＩＦ帯のＯＦＤＭ被変調波はＢＰＦ32に
供給される。ＢＰＦ32は帯域外の雑音を除去して乗算器
33に出力する。局部発振器34はＩＦ帯の信号を例えば中
心周波数ｆｓに周波数変換するための局部発振出力を乗
算器33に出力する。乗算器33はＢＰＦ32の出力と局部発
振出力との乗算によってＯＦＤＭ被変調波を中心周波数
ｆｓに周波数変換してＬＰＦ35に出力する。ＬＦＰ35は
ＯＦＤＭ被変調波の高調波成分を除去してＡ／Ｄ変換器
36に出力する。
【００５７】Ａ／Ｄ変換器36は後述する局部発振器37か
らのサンプリングクロックを用いてＬＰＦ35の出力をデ
ィジタル信号に変換する。サンプリングクロックの周波
数は、折り返しを考慮して４ｆｓに設定される。Ａ／Ｄ
変換器36の出力は直交検波器38に供給される。
らのサンプリングクロックを用いてＬＰＦ35の出力をデ
ィジタル信号に変換する。サンプリングクロックの周波
数は、折り返しを考慮して４ｆｓに設定される。Ａ／Ｄ
変換器36の出力は直交検波器38に供給される。
【００５８】直交検波器38は乗算器39，40、数値制御発
振器41、ｓｉｎ変換回路42及びｃｏｓ変換回路43によっ
て構成されている。数値制御発振器（ＮＣＯ）41は後述
するキャリア再生回路55に制御されて、周波数が例えば
ｆｓの再生キャリアを発生するための数値をｓｉｎ変換
回路42及びｃｏｓ変換回路43に出力するようになってい
る。ｓｉｎ変換回路42はＮＣＯ41からの数値に基づいて
周波数がｆｓの同相軸キャリアを再生して乗算器39に与
え、ｃｏｓ変換回路42はＮＣＯ41からの数値に基づいて
周波数がｆｓの直交軸キャリアを再生して乗算器40に与
える。乗算器39はＡ／Ｄ変換器36の出力に同相軸キャリ
アを乗算して同相軸検波出力を得、乗算器40はＡ／Ｄ変
換器36の出力に直交軸キャリアを乗算して直交軸検波出
力を得る。乗算器39，40の出力は夫々ＬＰＦ72，73に与
えられる。
振器41、ｓｉｎ変換回路42及びｃｏｓ変換回路43によっ
て構成されている。数値制御発振器（ＮＣＯ）41は後述
するキャリア再生回路55に制御されて、周波数が例えば
ｆｓの再生キャリアを発生するための数値をｓｉｎ変換
回路42及びｃｏｓ変換回路43に出力するようになってい
る。ｓｉｎ変換回路42はＮＣＯ41からの数値に基づいて
周波数がｆｓの同相軸キャリアを再生して乗算器39に与
え、ｃｏｓ変換回路42はＮＣＯ41からの数値に基づいて
周波数がｆｓの直交軸キャリアを再生して乗算器40に与
える。乗算器39はＡ／Ｄ変換器36の出力に同相軸キャリ
アを乗算して同相軸検波出力を得、乗算器40はＡ／Ｄ変
換器36の出力に直交軸キャリアを乗算して直交軸検波出
力を得る。乗算器39，40の出力は夫々ＬＰＦ72，73に与
えられる。
【００５９】ＬＰＦ72，73は夫々乗算器39，40の直交検
波出力であるベースバンドのＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒ
ｅ及び虚部Ｉｍの帯域を制限して１／２ダウンサンプリ
ング回路74，75に出力する。１／２ダウンサンプリング
回路74，75は、夫々ＬＰＦ72，73の出力を１／２にダウ
ンサンプリングする。本実施例においては、後述するよ
うに、Ｎ本のサブキャリアを有する帯域ｆｓのＯＦＤＭ
被変調波を復調する場合に、２ＮポイントＦＦＴ回路76
を用いることから、１／２ダウンサンプリング回路74，
75によって、ＬＰＦ72，73からのサンプリング周波数４
ｆｓの信号をサンプリング周波数２ｆｓとなるように１
／２ダウンサンプリングする。従って、ＬＰＦ72，73は
直交検波器38の出力を帯域ｆｓに制限するようになって
いる。本実施例においては、ＬＰＦ72，73としては緩慢
な特性のものを使用可能である。
波出力であるベースバンドのＯＦＤＭ被変調波の実部Ｒ
ｅ及び虚部Ｉｍの帯域を制限して１／２ダウンサンプリ
ング回路74，75に出力する。１／２ダウンサンプリング
回路74，75は、夫々ＬＰＦ72，73の出力を１／２にダウ
ンサンプリングする。本実施例においては、後述するよ
うに、Ｎ本のサブキャリアを有する帯域ｆｓのＯＦＤＭ
被変調波を復調する場合に、２ＮポイントＦＦＴ回路76
を用いることから、１／２ダウンサンプリング回路74，
75によって、ＬＰＦ72，73からのサンプリング周波数４
ｆｓの信号をサンプリング周波数２ｆｓとなるように１
／２ダウンサンプリングする。従って、ＬＰＦ72，73は
直交検波器38の出力を帯域ｆｓに制限するようになって
いる。本実施例においては、ＬＰＦ72，73としては緩慢
な特性のものを使用可能である。
【００６０】１／２ダウンサンプリング回路74，75の出
力はガード期間除去回路48に与えられる。ガード期間除
去回路48はガード期間の信号を除去して２ＮポイントＦ
ＦＴ回路76に出力する。２ＮポイントＦＦＴ回路76は、
ガード期間除去回路48からのＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ
処理することにより、ＯＦＤＭ復調を行って、２Ｎ本の
サブキャリアから情報シンボルデータ及びゼロシンボル
データのＩ，Ｑデータを得る。２ＮポイントＦＦＴ回路
76からのＩデータ及びＱデータはメモリ77に出力される
と共に、キャリア再生回路55にも出力される。
力はガード期間除去回路48に与えられる。ガード期間除
去回路48はガード期間の信号を除去して２ＮポイントＦ
ＦＴ回路76に出力する。２ＮポイントＦＦＴ回路76は、
ガード期間除去回路48からのＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ
処理することにより、ＯＦＤＭ復調を行って、２Ｎ本の
サブキャリアから情報シンボルデータ及びゼロシンボル
データのＩ，Ｑデータを得る。２ＮポイントＦＦＴ回路
76からのＩデータ及びＱデータはメモリ77に出力される
と共に、キャリア再生回路55にも出力される。
【００６１】メモリ77は２Ｎ個の復調シンボルのうちガ
ードバンドを除く有効キャリアの復調シンボルのみをシ
ンボルデマッピング回路51に出力する。シンボルデマッ
ピング回路51はメモリ77からのシンボルデータを復調し
て情報データを出力するようになっている。
ードバンドを除く有効キャリアの復調シンボルのみをシ
ンボルデマッピング回路51に出力する。シンボルデマッ
ピング回路51はメモリ77からのシンボルデータを復調し
て情報データを出力するようになっている。
【００６２】一方、キャリア再生回路55は復調されたＩ
データ及びＱデータが与えられ、キャリアを再生して直
交検波器38のＮＣＯ41に出力する。これにより、ＮＣＯ
41からの数値に基づいてキャリア同期が得られるように
なっている。また、１／２ダウンサンプリング回路74，
75の出力は、クロック再生回路52にも入力される。クロ
ック再生回路52は１／２ダウンサンプリング回路74，75
の出力からクロックを再生してタイミング回路53に出力
する。タイミング回路53は入力されたクロックに基づい
て、４ｆｓクロック、２ｆｓクロック及び各回路へのタ
イミング信号を発生するようになっている。タイミング
回路53が発生した４ｆｓクロックはＤ／Ａ変換器54に出
力される。Ｄ／Ａ変換器54は４ｆｓクロックをアナログ
信号に変換して局部発振器37に出力する。局部発振器37
は４ｆｓクロックに基づいて周波数が４ｆｓのサンプリ
ングクロックを発生してＡ／Ｄ変換器36に出力するよう
になっている。
データ及びＱデータが与えられ、キャリアを再生して直
交検波器38のＮＣＯ41に出力する。これにより、ＮＣＯ
41からの数値に基づいてキャリア同期が得られるように
なっている。また、１／２ダウンサンプリング回路74，
75の出力は、クロック再生回路52にも入力される。クロ
ック再生回路52は１／２ダウンサンプリング回路74，75
の出力からクロックを再生してタイミング回路53に出力
する。タイミング回路53は入力されたクロックに基づい
て、４ｆｓクロック、２ｆｓクロック及び各回路へのタ
イミング信号を発生するようになっている。タイミング
回路53が発生した４ｆｓクロックはＤ／Ａ変換器54に出
力される。Ｄ／Ａ変換器54は４ｆｓクロックをアナログ
信号に変換して局部発振器37に出力する。局部発振器37
は４ｆｓクロックに基づいて周波数が４ｆｓのサンプリ
ングクロックを発生してＡ／Ｄ変換器36に出力するよう
になっている。
【００６３】次に、このように構成された実施例の動作
について図５を参照して説明する。図５は各部の周波数
スペクトルを示すグラフであり、図５（ａ）はＡ／Ｄ変
換器36の出力を示し、図５（ｂ）は直交検波器38の出力
を示し、図５（ｃ）はＬＰＦ72，73の出力を示し、図５
（ｄ）は１／２ダウンサンプリング回路74，75の出力を
示している。
について図５を参照して説明する。図５は各部の周波数
スペクトルを示すグラフであり、図５（ａ）はＡ／Ｄ変
換器36の出力を示し、図５（ｂ）は直交検波器38の出力
を示し、図５（ｃ）はＬＰＦ72，73の出力を示し、図５
（ｄ）は１／２ダウンサンプリング回路74，75の出力を
示している。
【００６４】入力端子31を介して入力されたＩＦ信号は
ＢＰＦ32によって帯域外の雑音が除去されて乗算器33に
供給される。乗算器33は局部発振器34からの局部発振出
力との乗算によって、ＩＦ帯の信号を中心周波数ｆｓに
周波数変換してＬＰＦ35に出力する。乗算器33の出力は
ＬＰＦ35によって高調波成分が除去された後、Ａ／Ｄ変
換器36によってディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変
換器36は、局部発振器37からの周波数が４ｆｓのサンプ
リングクロックを用いて、ＯＦＤＭ被変調波をサンプリ
ングする。Ａ／Ｄ変換器36の出力のスペクトルは図５
（ａ）に示すものとなる。これにより、キャリア周波数
ｆｓの直交変調出力をベースバンドのＯＦＤＭ被変調波
に復調することが可能となる。
ＢＰＦ32によって帯域外の雑音が除去されて乗算器33に
供給される。乗算器33は局部発振器34からの局部発振出
力との乗算によって、ＩＦ帯の信号を中心周波数ｆｓに
周波数変換してＬＰＦ35に出力する。乗算器33の出力は
ＬＰＦ35によって高調波成分が除去された後、Ａ／Ｄ変
換器36によってディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変
換器36は、局部発振器37からの周波数が４ｆｓのサンプ
リングクロックを用いて、ＯＦＤＭ被変調波をサンプリ
ングする。Ａ／Ｄ変換器36の出力のスペクトルは図５
（ａ）に示すものとなる。これにより、キャリア周波数
ｆｓの直交変調出力をベースバンドのＯＦＤＭ被変調波
に復調することが可能となる。
【００６５】Ａ／Ｄ変換36の出力は直交検波器38の乗算
器39，40に与えられる。乗算器39はｓｉｎ変換回路42か
らの同相軸再生キャリアとの乗算によって同相軸検波出
力を得てＬＰＦ73に出力し、乗算器40はｃｏｓ変換回路
43からの直交軸再生キャリアとの乗算によって直交軸検
波出力を得てＬＰＦ72に出力する。こうして、図５
（ｂ）に示すように、直交検波器38からベースバンドの
ＯＦＤＭ被変調波が得られる。
器39，40に与えられる。乗算器39はｓｉｎ変換回路42か
らの同相軸再生キャリアとの乗算によって同相軸検波出
力を得てＬＰＦ73に出力し、乗算器40はｃｏｓ変換回路
43からの直交軸再生キャリアとの乗算によって直交軸検
波出力を得てＬＰＦ72に出力する。こうして、図５
（ｂ）に示すように、直交検波器38からベースバンドの
ＯＦＤＭ被変調波が得られる。
【００６６】直交検波器38からの同相検波軸出力及び直
交検波軸出力は、夫々ＬＰＦ72、73によって帯域制限さ
れた後、１／２ダウンサンプリング回路74，75によって
サンプリング周波数２ｆｓに変換される。ＯＦＤＭ被変
調波を２ＮポイントＦＦＴ回路76によって復調するの
で、１／２ダウンサンプリング回路74，75は１／２ダウ
ンサンプリング処理によって、サンプリング周波数を２
ｆｓに変換している。この場合には、ダウンサンプリン
グ前に帯域をｆｓに制限すればよく、ＬＰＦ72，73とし
ては、図５（ｃ）の破線に示すように、ゆるやかな特性
のものが使用可能である。１／２ダウンサンプリング回
路74，75の出力スペクトルは図５（ｄ）に示すものとな
る。
交検波軸出力は、夫々ＬＰＦ72、73によって帯域制限さ
れた後、１／２ダウンサンプリング回路74，75によって
サンプリング周波数２ｆｓに変換される。ＯＦＤＭ被変
調波を２ＮポイントＦＦＴ回路76によって復調するの
で、１／２ダウンサンプリング回路74，75は１／２ダウ
ンサンプリング処理によって、サンプリング周波数を２
ｆｓに変換している。この場合には、ダウンサンプリン
グ前に帯域をｆｓに制限すればよく、ＬＰＦ72，73とし
ては、図５（ｃ）の破線に示すように、ゆるやかな特性
のものが使用可能である。１／２ダウンサンプリング回
路74，75の出力スペクトルは図５（ｄ）に示すものとな
る。
【００６７】サンプリング周波数が２ｆｓに変換された
ＯＦＤＭ被変調波は、ガード期間除去回路48によってガ
ード期間の信号が除去されて、有効シンボル期間の信号
のみが２ＮポイントＦＦＴ回路76に与えられる。２Ｎポ
イントＦＦＴ回路76はＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処理す
ることにより、２Ｎ個の復調シンボルを得る。復調シン
ボルはメモリ77に与えられて、２Ｎ個の復調シンボルの
うち、ガードバンドを除く有効キャリアの復調シンボル
のみがシンボルデマッピング回路51に供給される。シン
ボルデマッピング回路51は入力された復調シンボルを復
調して情報データを出力する。
ＯＦＤＭ被変調波は、ガード期間除去回路48によってガ
ード期間の信号が除去されて、有効シンボル期間の信号
のみが２ＮポイントＦＦＴ回路76に与えられる。２Ｎポ
イントＦＦＴ回路76はＯＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処理す
ることにより、２Ｎ個の復調シンボルを得る。復調シン
ボルはメモリ77に与えられて、２Ｎ個の復調シンボルの
うち、ガードバンドを除く有効キャリアの復調シンボル
のみがシンボルデマッピング回路51に供給される。シン
ボルデマッピング回路51は入力された復調シンボルを復
調して情報データを出力する。
【００６８】なお、１／２ダウンサンプリング回路74，
75の出力は、クロック再生回路52にも入力されており、
クロック再生回路52によってクロックが再生される。再
生されたクロックはタイミング回路53に供給され、タイ
ミング回路53は４ｆｓクロック、２ｆｓクロック及び各
回路へのタイミング信号を生成する。４ｆｓクロックは
Ｄ／Ａ変換器54によってアナログ信号に変換された後局
部発振器37に与えられ、局部発振器37によってサンプリ
ングクロックが作成される。また、２ＮポイントＦＦＴ
回路76の出力はキャリア再生回路55にも与えられてお
り、キャリア再生回路55の出力に基づいてＮＣＯ41が数
値を出力することによりキャリア同期が得られる。
75の出力は、クロック再生回路52にも入力されており、
クロック再生回路52によってクロックが再生される。再
生されたクロックはタイミング回路53に供給され、タイ
ミング回路53は４ｆｓクロック、２ｆｓクロック及び各
回路へのタイミング信号を生成する。４ｆｓクロックは
Ｄ／Ａ変換器54によってアナログ信号に変換された後局
部発振器37に与えられ、局部発振器37によってサンプリ
ングクロックが作成される。また、２ＮポイントＦＦＴ
回路76の出力はキャリア再生回路55にも与えられてお
り、キャリア再生回路55の出力に基づいてＮＣＯ41が数
値を出力することによりキャリア同期が得られる。
【００６９】このように、本実施例においては、Ｎ本の
サブキャリアを有し帯域がｆｓのＯＦＤＭ被変調波を直
交検波するために、サンプリング周波数４ｆｓでディジ
タル信号に変換し、直交検波出力を２ＮポイントのＦＦ
Ｔ回路を用いて復調するために、１／２ダウンサンプリ
ング処理を行っている。従って、ダウンサンプリング処
理前のＬＰＦとしてゆるやかな特性のものを使用するこ
とを可能にすることができる。これにより、ＬＰＦの回
路規模を低減して、装置を安価に構成することができ
る。
サブキャリアを有し帯域がｆｓのＯＦＤＭ被変調波を直
交検波するために、サンプリング周波数４ｆｓでディジ
タル信号に変換し、直交検波出力を２ＮポイントのＦＦ
Ｔ回路を用いて復調するために、１／２ダウンサンプリ
ング処理を行っている。従って、ダウンサンプリング処
理前のＬＰＦとしてゆるやかな特性のものを使用するこ
とを可能にすることができる。これにより、ＬＰＦの回
路規模を低減して、装置を安価に構成することができ
る。
【００７０】図６は本発明の他の実施例に係るＯＦＤＭ
変調装置を示すブロック図である。図６において図１と
同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
変調装置を示すブロック図である。図６において図１と
同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００７１】本実施例はセレクタ61、メモリ62及び２Ｎ
ポイントＩＦＦＴ回路63に夫々代えてセレクタ81、メモ
リ82及び４ＮポイントＩＦＦＴ回路83を採用すると共
に、２倍アップサンプリング回路64，65及びＬＰＦ66，
67を省略した点が図１の実施例と異なる。本実施例にお
いては、４Ｎ個のシンボルを４ｆｓのサンプリング周波
数でＩＦＦＴ処理してＯＦＤＭ被変調波を作成するよう
になっている。ＯＦＤＭ被変調波の４Ｎ本のサブキャリ
アのうち伝送するＮ本のサブキャリアを帯域中央に配置
する。なお、このＮ本のサブキャリアのうち帯域両側の
所定本のサブキャリアはガードバンドである。
ポイントＩＦＦＴ回路63に夫々代えてセレクタ81、メモ
リ82及び４ＮポイントＩＦＦＴ回路83を採用すると共
に、２倍アップサンプリング回路64，65及びＬＰＦ66，
67を省略した点が図１の実施例と異なる。本実施例にお
いては、４Ｎ個のシンボルを４ｆｓのサンプリング周波
数でＩＦＦＴ処理してＯＦＤＭ被変調波を作成するよう
になっている。ＯＦＤＭ被変調波の４Ｎ本のサブキャリ
アのうち伝送するＮ本のサブキャリアを帯域中央に配置
する。なお、このＮ本のサブキャリアのうち帯域両側の
所定本のサブキャリアはガードバンドである。
【００７２】セレクタ81はシンボルマッピング回路２か
らの情報シンボルデータと０シンボルデータを有効キャ
リアとガードバンドとに対応させて切換えてメモリ82に
出力する。本実施例においては、メモリ82は４Ｎ個のシ
ンボルデータを保持することができるようになってお
り、情報シンボルデータ及び０シンボルデータから成る
４Ｎ個のシンボルデータを上述したキャリア配置に対応
させて４ＮポイントＩＦＦＴ回路83に出力する。４Ｎポ
イン卜ＩＦＦＴ回路83は入力された４Ｎ個のシンボルを
用いてサンプリング周波数４ｆｓでＩＦＦＴ演算を行っ
てＯＦＤＭ被変調波を得るようになっている。また、ガ
ード期間付加回路７の出力はＬＰＦ66，67を介して直交
変調器12に与えるようになっている。
らの情報シンボルデータと０シンボルデータを有効キャ
リアとガードバンドとに対応させて切換えてメモリ82に
出力する。本実施例においては、メモリ82は４Ｎ個のシ
ンボルデータを保持することができるようになってお
り、情報シンボルデータ及び０シンボルデータから成る
４Ｎ個のシンボルデータを上述したキャリア配置に対応
させて４ＮポイントＩＦＦＴ回路83に出力する。４Ｎポ
イン卜ＩＦＦＴ回路83は入力された４Ｎ個のシンボルを
用いてサンプリング周波数４ｆｓでＩＦＦＴ演算を行っ
てＯＦＤＭ被変調波を得るようになっている。また、ガ
ード期間付加回路７の出力はＬＰＦ66，67を介して直交
変調器12に与えるようになっている。
【００７３】このように構成された実施例においては、
シンボルマッピング回路２からの情報シンボルデータ及
び０シンボルデータはセレクタ61によって切換えられて
メモリ62に供給され、メモリ62は４Ｎ個のシンボルデー
タを４ＮポイントＩＦＦＴ回路83に出力する。４Ｎポイ
ントＩＦＦＴ回路83はサンプリング周波数４ｆｓでＩＦ
ＦＴ処理を行って、入力されたシンボルデータに対する
ＯＦＤＭ変調を行う。４ＮポイントＩＦＦＴ回路83から
のＯＦＤＭ被変調波は、サンプリング周波数が４ｆｓで
あるが、信号帯域はｆｓ以下である。従って、直交変調
器12においてキャリア周波数ｆｓで直交変調する場合に
おいて、アップサンプリング回路64，65及びＬＰＦ66，
67は不要である。他の作用は図１の実施例と同様であ
る。
シンボルマッピング回路２からの情報シンボルデータ及
び０シンボルデータはセレクタ61によって切換えられて
メモリ62に供給され、メモリ62は４Ｎ個のシンボルデー
タを４ＮポイントＩＦＦＴ回路83に出力する。４Ｎポイ
ントＩＦＦＴ回路83はサンプリング周波数４ｆｓでＩＦ
ＦＴ処理を行って、入力されたシンボルデータに対する
ＯＦＤＭ変調を行う。４ＮポイントＩＦＦＴ回路83から
のＯＦＤＭ被変調波は、サンプリング周波数が４ｆｓで
あるが、信号帯域はｆｓ以下である。従って、直交変調
器12においてキャリア周波数ｆｓで直交変調する場合に
おいて、アップサンプリング回路64，65及びＬＰＦ66，
67は不要である。他の作用は図１の実施例と同様であ
る。
【００７４】このように、本実施例においては、図１の
実施例と同様の効果を得ると共に、サンプリング周波数
４ｆｓの４ＮポイントＩＦＦＴ回路を採用しているの
で、周波数領域で４倍オーバーサンプリングが実現さ
れ、時間領域での２倍アップサンプリング回路及びＬＰ
Ｆが不要となるという利点がある。
実施例と同様の効果を得ると共に、サンプリング周波数
４ｆｓの４ＮポイントＩＦＦＴ回路を採用しているの
で、周波数領域で４倍オーバーサンプリングが実現さ
れ、時間領域での２倍アップサンプリング回路及びＬＰ
Ｆが不要となるという利点がある。
【００７５】図７は本発明の他の実施例に係るＯＦＤＭ
復調装置を示すブロック図である。図７において図４と
同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
復調装置を示すブロック図である。図７において図４と
同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００７６】本実施例はＬＰＦ72，73及び１／２ダウン
サンプリング回路74，75を省略すると共に、２Ｎポイン
トＦＦＴ回路76及びメモリ77に代えて、４ＮポイントＦ
ＦＴ回路85及びメモリ86を採用した点が図４の実施例と
異なる。ＬＰＦ72，73の出力はガード期間除去回路48を
介して４ＮポイントＦＦＴ回路85に与えられる。４Ｎポ
イントＦＦＴ回路85はサンプリング周波数が４ｆｓのＯ
ＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処理することにより、４Ｎ個の
シンボルデータを得て、メモリ86に出力する。メモリ86
は４Ｎ個のシンボルデータのうち必要なＮ個のシンボル
データのみをシンボルデマッピング回路51に出力するよ
うになっている。
サンプリング回路74，75を省略すると共に、２Ｎポイン
トＦＦＴ回路76及びメモリ77に代えて、４ＮポイントＦ
ＦＴ回路85及びメモリ86を採用した点が図４の実施例と
異なる。ＬＰＦ72，73の出力はガード期間除去回路48を
介して４ＮポイントＦＦＴ回路85に与えられる。４Ｎポ
イントＦＦＴ回路85はサンプリング周波数が４ｆｓのＯ
ＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処理することにより、４Ｎ個の
シンボルデータを得て、メモリ86に出力する。メモリ86
は４Ｎ個のシンボルデータのうち必要なＮ個のシンボル
データのみをシンボルデマッピング回路51に出力するよ
うになっている。
【００７７】このように構成された実施例においては、
直交検波器38の出力はサンプリング周波数が４ｆｓのＯ
ＦＤＭ被変調波である。このＯＦＤＭ被変調波はガード
期間除去回路48によってガード期間が除去された後、４
ＮポイントＦＦＴ回路85によって復調される。４Ｎポイ
ントＦＦＴ回路85からの４Ｎ個のシンボルデータはメモ
リ86に与えられて、必要なＮ個のみがシンボルデマッピ
ング回路51に出力される。他の作用は図４の実施例と同
様である。
直交検波器38の出力はサンプリング周波数が４ｆｓのＯ
ＦＤＭ被変調波である。このＯＦＤＭ被変調波はガード
期間除去回路48によってガード期間が除去された後、４
ＮポイントＦＦＴ回路85によって復調される。４Ｎポイ
ントＦＦＴ回路85からの４Ｎ個のシンボルデータはメモ
リ86に与えられて、必要なＮ個のみがシンボルデマッピ
ング回路51に出力される。他の作用は図４の実施例と同
様である。
【００７８】このように、本実施例においても図４の実
施例同様の効果が得られると共に、サンプリング周波数
４ｆｓの４ＮポイントのＦＦＴ回路を採用しているの
で、ＦＦＴ処理の前に帯域制限する必要はなく、ＦＦＴ
処理後の４Ｎ個のデータ（周波数領域のデータ）の中か
ら帯域幅ｆｓに対応するＮ個のデータを選択すればよ
く、ＬＰＦ及び１／２ダウンサンプリング回路を省略す
ることができるという利点がある。
施例同様の効果が得られると共に、サンプリング周波数
４ｆｓの４ＮポイントのＦＦＴ回路を採用しているの
で、ＦＦＴ処理の前に帯域制限する必要はなく、ＦＦＴ
処理後の４Ｎ個のデータ（周波数領域のデータ）の中か
ら帯域幅ｆｓに対応するＮ個のデータを選択すればよ
く、ＬＰＦ及び１／２ダウンサンプリング回路を省略す
ることができるという利点がある。
【００７９】なお、上記各実施例においては、構成が比
較的容易であることから、ＩＦＦＴ回路及びＦＦＴ回路
のポイント数は従来例の偶数倍にしているが、必ずしも
偶数倍に限定する必要はなく、例えば３倍等であっても
よい。
較的容易であることから、ＩＦＦＴ回路及びＦＦＴ回路
のポイント数は従来例の偶数倍にしているが、必ずしも
偶数倍に限定する必要はなく、例えば３倍等であっても
よい。
【００８０】
【発明の効果】以上説明したように本発明の請求項１，
６によれば、緩慢な特性のＬＰＦを使用可能とすること
により変調側のＬＰＦの回路規模を低減することができ
るという効果を有し、本発明の請求項７，１１によれ
ば、緩慢な特性のＬＰＦを使用可能とすることにより復
調側のＬＰＦの回路規模を低減することができるという
効果を有する。
６によれば、緩慢な特性のＬＰＦを使用可能とすること
により変調側のＬＰＦの回路規模を低減することができ
るという効果を有し、本発明の請求項７，１１によれ
ば、緩慢な特性のＬＰＦを使用可能とすることにより復
調側のＬＰＦの回路規模を低減することができるという
効果を有する。
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ変調装置の一実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図２】図１中の２ＮポイントＩＦＦＴ回路のサブキャ
リア配置を示す説明図。
リア配置を示す説明図。
【図３】実施例の動作を説明するためのグラフ。
【図４】本発明に係るＯＦＤＭ復調装置の一実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図５】図４の実施例の動作を説明するためのグラフ。
【図６】本発明の他の実施例に係るＯＦＤＭ変調装置を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図７】本発明の他の実施例に係るＯＦＤＭ復調装置を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図８】ＯＦＤＭ被変調波のサブキャリア配置を示す説
明図。
明図。
【図９】従来のＯＦＤＭ変調装置を示すブロック図。
【図１０】図９の従来例の動作を説明するためのグラ
フ。
フ。
【図１１】従来のＯＦＤＭ復調装置を示すブロック図。
【図１２】図１１の従来例の動作を説明するためのグラ
フ。
フ。
12…直交変調器、61…セレクタ、62…メモリ、63…２Ｎ
ポイントＩＦＦＴ回路、64，65…２倍アップサンプリン
グ回路、66，67…ＬＰＦ
ポイントＩＦＦＴ回路、64，65…２倍アップサンプリン
グ回路、66，67…ＬＰＦ
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/38
Claims (11)
- 【請求項１】 有効キャリア及びガードバンド用のキャ
リアを含むＮ本のサブキャリア（Ｎは整数）を有する帯
域幅ｆｓの直交周波数分割多重被変調波によって伝送す
る前記有効キャリア数の情報シンボルデータと、ガード
バンド用のキャリアを変調する所定数の０シンボルデー
タと、によってＭ個のシンボルデータ（ＭはＮよりも大
きい整数）を生成する入力手段と、 前記Ｍ個のシンボルデータをサンプリング周波数ｆｓ1
（＝ｆｓ・Ｍ／Ｎ）で逆高速フーリエ変換するＭポイン
トＩＦＦＴ手段と、 このＩＦＦＴ手段の出力のサンプリング周波数ｆｓ1 を
アップサンプリング周波数ｆｓ2 （ｆｓ2 ≧３ｆｓ）に
変換するアップサンプリング手段と、 このアップサンプリング手段の出力を帯域制限する低域
通過手段と、 この低域通過手段の出力を周波数ｆｃ（ｆｓ≦ｆｃ≦ｆ
ｓ2 ／２−ｆｓ／２）のキャリアで直交変調するディジ
タル直交変調手段とを具備したことを特徴とするＯＦＤ
Ｍ変調装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のＯＦＤＭ変調装置におい
て、前記ＭはＮの偶数倍であることを特徴とするＯＦＤ
Ｍ変調装置。 - 【請求項３】 請求項１記載のＯＦＤＭ変調装置におい
て、前記Ｍは２Ｎで、前記ｆｓ1 は２ｆｓで、前記ｆｓ
2 は４ｆｓで、前記ｆｃはｆｓであることを特徴とする
ＯＦＤＭ変調装置。 - 【請求項４】 請求項１記載のＯＦＤＭ変調装置におい
て、前記アップサンプリング手段及び低域通過手段を除
き、前記ＭはＭ≧３Ｎであり（ｆｓ1 ≧３ｆｓ）、ｆｃ
はｆｓ≦ｆｃ≦ｆｓ1 ／２−ｆｓ／２であることを特徴
とするＯＦＤＭ変調装置。 - 【請求項５】 請求項１記載のＯＦＤＭ変調装置におい
て、前記アップサンプリング手段及び低域通過手段を除
き、前記Ｍは４Ｎで（ｆｓ1 ＝４ｆｓ）、ｆｃはｆｃ＝
ｆｓであることを特徴とするＯＦＤＭ変調装置。 - 【請求項６】 有効キャリア及びガードバンド用のキャ
リアを含むＮ本のサブキャリア（Ｎは整数）を有する帯
域幅ｆｓの直交周波数分割多重被変調波によって伝送す
る前記有効キャリア数の情報シンボルデータと、ガード
バンド用のキャリアを変調する所定数の０シンボルデー
タと、によって２Ｎ個のシンボルデータを生成する手順
と、 前記２Ｎ個のシンボルデータをサンプリング周波数２ｆ
ｓで逆高速フーリエ変換する手順と、 前記逆高速フーリエ変換後の出力をサンプリング周波数
４ｆｓに変換する手順と、 前記サンプリング周波数が変換された出力を低域に帯域
制限する手順と、 前記帯域制限された出力を周波数ｆｓのキャリアで直交
変調する手順とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ変
調方法。 - 【請求項７】 情報シンボルデータによって変調された
有効キャリア及びガードバンド用のキャリアを含むＮ本
のサブキャリア（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直交
周波数分割多重被変調波が所定の中間周波数帯に周波数
変換されて入力され、中心周波数ｆｃ（ｆｃ≧ｆｓ）の
信号に周波数変換する周波数変換手段と、 この周波数変換手段の出力を帯域制限する第１の低域通
過手段と、 この第１の低域通過手段の出力をサンプリング周波数ｆ
ｓ1 （ｆｓ1 ≧２（ｆｃ＋ｆｓ／２））でディジタル信
号に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、 このアナログ／ディジタル変換手段の出力を周波数ｆｃ
で直交検波してベースバンドの直交周波数分割多重被変
調波に変換するディジタル直交検波手段と、 このディジタル直交検波手段の出力を帯域制限する第２
の低域通過手段と、 この第２の低域通過手段の出力のサンプリング周波数を
ダウンサンプリング周波数ｆｓ2 （ｆｓ2 ＝ｆｓ・Ｍ／
Ｎ）（ＭはＮよりも大きい整数）に変換するダウンサン
プリング手段と、 このダウンサンプリング手段の出力のＭ個のデータに対
してサンプリング周波数ｆｓ2 で高速フーリエ変換を行
って前記情報シンボルデータを得るＭポイントＦＦＴ手
段とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項８】 請求項７のＯＦＤＭ復調装置において、
前記ＭはＮの偶数倍であることを特徴とするＯＦＤＭ復
調装置。 - 【請求項９】 請求項７のＯＦＤＭ復調装置において、
前記ｆｃはｆｓで、前記ｆｓ1 は４ｆｓで、前記ｆｓ2
は２ｆｓで、前記Ｍは２Ｎであることを特徴とするＯＦ
ＤＭ復調装置。 - 【請求項１０】 請求項７のＯＦＤＭ復調装置におい
て、前記第２の低域通過手段及び前記ダウンサンプリン
グ手段を除き、前記ｆｃはｆｓで、前記ｆｓ1 は４ｆｓ
で、前記Ｍは４Ｎであることを特徴とするＯＦＤＭ復調
装置。 - 【請求項１１】 情報シンボルデータによって変調され
た有効キャリア及びガードバンド用のキャリアを含むＮ
本のサブキャリア（Ｎは整数）を有する帯域幅ｆｓの直
交周波数分割多重被変調波が所定の中間周波数帯に周波
数変換されて入力され、中心周波数ｆｓの信号に周波数
変換する手順と、 前記周波数変換後の出力を低域に帯域制限する手順と、 前記帯域制限後の出力をサンプリング周波数４ｆｓでデ
ィジタル信号に変換する手順と、 前記ディジタル変換後の出力を周波数ｆｓで直交検波し
てベースバンドの直交周波数分割多重被変調波に変換す
る手順と、 前記直交検波後の直交検波出力を低域に帯域制限する手
順と、 前記直交検波出力の帯域制限後にサンプリング周波数を
１／２倍する手順と、 前記サンプリング周波数を１／２にした後に２個のデー
タに対して高速フーリエ変換によって前記情報シンボル
データを得る手順とを具備したことを特徴とするＯＦＤ
Ｍ復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6018003A JPH07226724A (ja) | 1994-02-15 | 1994-02-15 | Ｏｆｄｍ変調方法及びｏｆｄｍ復調方法並びにｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6018003A JPH07226724A (ja) | 1994-02-15 | 1994-02-15 | Ｏｆｄｍ変調方法及びｏｆｄｍ復調方法並びにｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07226724A true JPH07226724A (ja) | 1995-08-22 |
Family
ID=11959528
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6018003A Pending JPH07226724A (ja) | 1994-02-15 | 1994-02-15 | Ｏｆｄｍ変調方法及びｏｆｄｍ復調方法並びにｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07226724A (ja) |
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO2001011844A1 (fr) * | 1999-08-06 | 2001-02-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Demodulateur orthogonal et procede de demodulation orthogonale |
| WO2002047304A1 (fr) * | 2000-12-05 | 2002-06-13 | Fujitsu Limited | Appareil et procede de transmission de donnees |
| JP2002314502A (ja) * | 2001-03-29 | 2002-10-25 | Texas Instruments Inc | デジタル信号の変調方法及び離散的なマルチトーン被変調信号を送信するトランシーバ |
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