JPH0795174A

JPH0795174A - Ｏｆｄｍ信号復調装置

Info

Publication number: JPH0795174A
Application number: JP5238656A
Authority: JP
Inventors: Yasushi Sugita; 康杉田; Tatsuya Ishikawa; 石川　　達也; Takashi Seki; 隆史関
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-09-27
Filing date: 1993-09-27
Publication date: 1995-04-07

Abstract

(57)【要約】【目的】パイロット・キャリアに頼らずに位相同期を得
ることができるようにする。【構成】入力ＯＦＤＭ信号は、乗算器１０１、１０２で
検波され、デジタル化された後、ガード期間除去器１０
５、直列並列変換器１０６、ＦＦＴ演算器１０７、並列
直列変換器１０８で順次処理されて復調される。ここで
選択器１２０は、ＯＦＤＭ信号を構成するサブ・キャリ
アの一部あるいは全てについての位相情報を取り出し、
位相差検出器１２１は、位相情報から位相差を検出し、
この位相差は、ＶＣＸＯ１１５の発振出力の周波数及び
位相制御入力として用いられる。ＶＣＸＯ１１５の出力
は、先の乗算器１０１、１０２の検波周波数信号となっ
ており、先の位相差に基づいて制御されるので、システ
ムの位相同期が得られることになる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、たとえばＯＦＤＭ変調
で送信された信号を受信し、復調するＯＦＤＭ信号復調
装置に関し、特にＡＦＣ（自動周波数制御）機能を改善
したのもである。

【０００２】

【従来の技術】映像信号または音声信号を伝送するシス
テムにおいて、高品質な伝送および周波数利用効率の向
上に役立つディジタル変調・復調システムとして、ＯＦ
ＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式が提案されてい
る。ＯＦＤＭは、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜
１０２４程度）サブ・キャリアを立てる変調方式で、そ
の周波数スペクトルは図２に示す様になる。それぞれの
サブ・キャリアはＱＡＭ（直交振幅変調）で変調されて
いて、ＯＦＤＭのチャンネル内の周波数パワー・スペク
トル２０２は、これらのＱＡＭされた多数のサブ・キャ
リアの周波数スペクトル２０１の重ね合わせで表され
る。

【０００３】ここで、普通のＯＦＤＭサブ・キャリアの
周波数スペクトルはすべて同等のもので、また、狭い周
波数間隔で等間隔に並んでいる。このためＯＦＤＭ変調
波は図２（Ｂ）に示すようにほとんど白色雑音の波形と
なる。白色雑音は位相情報を持っていないので、今まで
のＯＦＤＭ変調波からは位相同期を行うための有効な情
報を抽出することができなかった。

【０００４】このため、従来のＯＦＤＭ復調器（１９９
２年度ＮＨＫ技術研究所公開研究発表予稿集ｐｐ．２８
−３６）では、送信機は、図９に示すような無変調のパ
イロット・キャリア３０１と３０２を含む形で送信し
（David Sarnoff Recerch Centerの報告書より）、受信
機はそのパイロット・キャリアの位相を検出することで
ＯＦＤＭサブ・キャリア全体を位相同期させる方法がと
られていた。

【０００５】しかし、無変調のパイロット・キャリアを
用いると、そのパイロット・キャリアが線スペクトルと
なるために同一チャンネルにある他の放送に妨害を与え
る可能性が大きい。さらにパイロット・キャリアが何等
かの妨害を受けたりすると位相同期が得られなくなると
いう欠点がある。パイロット・キャリアが妨害を受ける
可能性は少なくないので、ＯＦＤＭ伝送信号を安定に位
相同期させるためにはこの方式では不十分である。よっ
てＯＦＤＭ伝送信号を安定に復調するためにパイロット
・キャリアに頼らずに位相同期を得られる技術が不可欠
である。

【０００６】以下、まずＯＦＤＭを用いた送信および復
調装置について説明しておくことにする。図１０は、Ｏ
ＦＤＭを用いた送信装置の従来例を示す図である。図１
０において、クロック信号はタイミング回路９１４に入
力され、タイミング回路９１４によって生成されたタイ
ミング信号が各回路に供給される。デジタルＴＶ信号
は、シンボル符号化器９０１に入力され、ＰＳＫ方式や
ＱＡＭ方式の符号点（シンボル）に変換される。シンボ
ル符号化器９０１からのシンボルデータ（Ｉ軸成分およ
びＱ軸成分）は、直列並列変換器９０２に入力されて、
ＯＦＤＭのサブキャリア数（Ｎとする）の並列シンボル
データに変換される。シンボルのＩ軸成分を複素数の実
部、Ｑ軸成分を複素数の虚部とみなし、Ｎ個の複素デー
タをＩＦＦＴ演算器９０３のＮ個の入力端子にそれぞれ
入力してＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕ
ｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行うことによっ
て、Ｎ個のサブキャリアを変調することができる。ＩＦ
ＦＴ演算器９０３の出力は、Ｎ個のサブキャリアの変調
波を合成した信号となる。ＩＦＦＴ演算器９０３のＮ個
の出力は、並列直列変換器９０４に入力されて直列に変
換される。並列直列変換器９０４の出力の実部および虚
部は、それぞれデジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器９０
５、９０６でアナログ信号に変換され、低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）９０７、９０８で帯域制限される。帯域通
過フィルタ９０７、９０８の出力は、それぞれ乗算機９
０９、９１０に入力され、局部発振器９１１からの位相
０°および位相９０°の局部信号によって直交変調され
る。乗算器９０９、９１０の出力は加算器９１２で加算
され、帯域通過フィルタ９１３で帯域制限されて送信さ
れる。

【０００７】図１１は、ＯＦＤＭを用いた受信装置の従
来例を示す図である。図１１において、受信信号はチュ
ーナ回路１００１によって中間周波帯に変換され、帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）１００２によって帯域制限され
る。帯域通過フィルタ１００２の出力は、乗算器１００
３、１００４に入力され、局部発振器１００５からの位
相０°および位相９０°の局発信号によって準同期直交
検波される。乗算器１００３、１００４の出力は、それ
ぞれ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１００６、１００７を
通ってアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１００８、１
００９に入力され、デジタル信号に変換される。ここ
で、クロック再生回路１０１４によって再生されたクロ
ック信号がアナログデジタル変換器１００８、１００９
に供給される。また、再生されたクロック信号は、タイ
ミング回路１０１５に入力され、タイミング回路１０１
５によって生成されたタイミング信号が各回路に供給さ
れる。アナログデジタル変換器１００８、１００９の出
力は、直列並列変換器１０１０に入力されて並列の複素
データに変換される。直列並列変換器１０１０の出力を
ＦＦＴ演算器１０１１に入力してＦＦＴ演算を行うこと
によって、ＯＦＤＭ変調波が復調される。ＦＦＴ演算器
１０１１の出力の実部および虚部がそれぞれシンボルの
Ｉ軸成分およびＱ軸成分になる。ＯＦＤＭ復調されたＮ
個のシンボルは、並列直列変換器１０１１に入力されて
直列に変換される。並列直列変換器１０１１の出力は、
シンボル識別器１０１３において遅延検波された後に識
別されて、デジタルＴＶ信号に復号される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】以上の様に、従来は、
ＯＦＤＭ信号を位相同期させるためには、送信時にＯＦ
ＤＭ信号サブ・キャリアの一部をパイロット・キャリア
として、このパイロット・キャリアの位相を用いてい
た。しかし、この方法では妨害を受けたときの位相同期
の安定性に問題があり、また無変調のパイロット・キャ
リアが他の放送に与える影響に問題がある。そこでこの
発明は、パイロット・キャリアに頼らずに位相同期を得
ることができるＯＦＤＭ信号復調装置を提供することを
目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の装置は、ＯＦＤ
Ｍ（直交周波数分割多重）変調方式によって伝送された
ＯＦＤＭ信号を復調するときに、ＯＦＤＭ伝送信号の任
意のサブ・キャリアの位相情報を取り出す選択手段と、
この選択手段で取り出された位相情報から基準位相との
位相ずれを検出する位相差検出手段と、この位相差検出
手段で得られた位相差情報を用いて、上記ＯＦＤＭ信号
の復調系路で利用される局部発振信号を発生している局
部発振手段の周波数及び位相を制御する制御手段とを備
えるものである。

【００１０】

【作用】選択手段により、サブ・キャリアそれぞれを変
調している直交変調方式のシンボルの位相情報が取り出
される。これらの直交変調方式のシンボル位相ずれは、
そのシンボルが位相同期していると仮定したときのシン
ボル位置と実際のシンボル位置とを比較することにより
検出可能である。さらに、この検出結果の位相ずれによ
って発振手段を制御し、この発振手段の発振周波数を用
いて全てのサブ・キャリアの位相同期を行う。これによ
り、無変調パイロット・キャリアのような特殊なサブ・
キャリアを用いずにＯＦＤＭ信号の位相同期を得ること
ができる。このように位相同期手段は、ＯＦＤＭシンボ
ルで１シンボルに含まれる一部あるいは全てのサブ・キ
ャリアの位相情報を用いてＯＦＤＭシンボルの位相同期
を行うため、ある一部のサブ・キャリアが妨害を受けて
も位相同期の性能が低下しにくい。

【００１１】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。図１はこの発明の一実施例である。この復調器
は、ＯＦＤＭ変調されたベースバンド信号を入力とし、
これをＯＦＤＭ復調した結果を出力する。図１中、二本
線は複素信号の経路を、一本線は実数記号の経路を示
し、これは以下の図に共通とする。

【００１２】この発明における要部となる位相同期回路
は、乗算器１０１、１０２、Ａ／Ｄ変換器１０３、１０
４、ガード期間除去器１０５、直列並列変換器１０６、
ＦＦＴ演算器１０７、並列直列変換器１０８、選択器１
２０、位相差検出器１２１、ループフィルタ１２２、Ｄ
／Ａ変換器１２５、水晶電圧制御発振器１１５、９０°
移相器１１６等で構成されるループである。

【００１３】説明のため、入力するＯＦＤＭベースバン
ド信号の各サブ・キャリアはＱＰＳＫ変調方式によるも
のとし、図２（Ａ）のスペクトルを持つものとする。入
力された信号は２経路にわけられ、それぞれ乗算器１０
１と１０２によって検波周波数で直交検波される。検波
周波数を発生するのは水晶電圧制御発振器（ＶＣＸＯ）
１１５である。直交検波の結果、周波数離調と位相ずれ
が取り除かれて位相同期したそれぞれの信号は、アナロ
グデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０３と１０４によってデ
ジタル信号に変換され、複素シンボル信号としてガード
期間除去器１０５とクロック再生回路１１７に入力す
る。クロック再生回路１１７は入力信号からＡ／Ｄ変換
器１０３と１０４のサンプリング・クロックをつくり、
Ａ／Ｄ変換器１０３と１０４に供給する。

【００１４】ガード期間除去器１０５は、入力した複素
ＯＦＤＭ信号の時系列の中にあるガード期間のデータを
除去して出力する。ガード期間の例を図２（Ｂ）に示
す。この出力は、直列並列変換器１０６によって並列な
複素信号に並び変えられ、ＦＦＴ演算器１０７に入力す
る。ＦＦＴ演算器１０７は入力したＯＦＤＭシンボル
を、ＯＦＤＭシンボル期間で１期間の間にＦＦＴ処理し
終えて出力するだけの能力を持って動作する。

【００１５】ＦＦＴ演算器１０７の出力は、ＱＰＳＫ変
調された並列な複素シンボルのデータであり、並列直列
変換器１０８によって時系列の複素シンボル列に並び変
えられる。これシンボル列は、ＯＦＤＭシンボルのサブ
・キャリアが持つ複素スペクトルの時系列である。並列
直列変換器１０８はさらに、入力する１セットの並列信
号をシリアル信号に変換し終える時間間隔で１になり、
他は０であるような同期信号を出力し、これを選択器１
２０に供給している。複素シンボル列は、復調器１１９
の出力でもある。またＡＦＣ回路１２３は、複素シンボ
ル列を用いて入力信号の周波数離調を検出し、これを補
償する信号を出力し、加算器１２４に供給している。

【００１６】選択器１２０は、ＱＰＳＫ複素シンボル列
を選択して位相差検出器１２１に供給する。選択器１２
０の動作原理を図３を用いて説明する。前述したよう
に、選択器１２０に入力するＱＰＳＫ複素シンボル列
は、ＯＦＤＭサブ・キャリアの複素スペクトルの時系列
でもあるから、すなわち図３（Ａ）と図３（Ｂ）に示し
たスペクトルの並びは、ＱＰＳＫ複素シンボルの並びで
ある。選択器１２０は、並列直列変換器１０８から送ら
れてくる同期信号を基準にして複素シンボル列のシンボ
ル数を計数することにより、それぞれの複素シンボルに
相当するＯＦＤＭサブ・キャリアの１ＯＦＤＭシンボル
の中での位置を知る。これにより選択器１２０は、１Ｏ
ＦＤＭシンボルの中の決められた位置から図３（Ａ）又
は（Ｂ）中に示されたＱＰＳＫ複素シンボル列を取り出
し、これを位相差検出器１２１に供給する。

【００１７】１ＯＦＤＭシンボルの中から取り出すＱＰ
ＳＫ複素シンボルは１つでなく、図３（Ａ）に示すよう
に多数のＱＰＳＫシンボルからなるシンボル列であって
よい。また図３（Ａ）に示すように１か所から取り出さ
なくても、図８（Ｂ）に示すようにとびとびの領域から
取り出してもよい。さらに、ＯＦＤＭサブ・キャリアの
全て、すなわちＱＰＳＫ複素シンボル列の全てのシンボ
ルを選択するものであってもよい。

【００１８】以上の選択器１２０によって選択されるＱ
ＰＳＫ複素シンボルのＯＦＤＭシンボル上の位置と数に
ついては、ＯＦＤＭ伝送で予想される伝送路での妨害を
考えて復調器の設計時または適応的に決定することがで
きる。

【００１９】図３（Ｃ）は上記選択器１２０の構成例で
ある。計数回路９０１には、クロック信号と、並列直列
変換器１０８からの同期信号が供給されている。この計
数回路９０１は内部にカウンタを持つ。このカウンタ
は、クロック信号の周期を数え、その回数は同期信号が
１になったときにリセットされる。計数回路９０１は、
そのカウンタの数が予め決めた値になったときに、タイ
ミング信号９１１を出力し、レジスタ９０２に与える。
この信号９１１は、レジスタ９０２が数値を読み込むタ
イミングを規定している。レジスタ９０２の入力部に
は、先の並列直列変換器１０８から出力された複素シン
ボル列が与えられている。レジスタ９０２の出力は、レ
ジスタ９０３に与えられる。このレジスタ９０３も読み
込みタイミング信号９１２により、レジスタ９０２の出
力を読み込む。レジスタ９０３は、レジスタ９０２に対
する９０３以降の動作クロックの差を吸収するためのも
のであり、この吸収が必要無い場合には除外してもよ
い。

【００２０】位相差検出器１２１は、選択器１２０から
入力したそれぞれのＱＰＳＫ複素シンボルのシンボル配
置を複素平面上に展開する。そして入力したシンボルの
位相角と、それが位相同期している場合の位相角とを比
べてその差を出力する。

【００２１】例えば、図４（Ａ）に示すように、入力し
たＱＰＳＫシンボルのＩ軸を実軸、Ｑ軸を虚軸として複
素平面上に展開した時、シンボル配置が通信路上で受け
たノイズや位相ずれ等の影響によりシンボル位置６０１
へずれ、角度θだけのずれを生じていたとする。シンボ
ル位置６０２は、ノイズの影響が無く、かつ位相同期し
たときにＱＰＳＫシンボルがとる位置である。

【００２２】位相差検出器１２１は、Ｉ軸とＱ軸の交点
６０６を中心として、入力シンボル位置６０１に最も近
いシンボル位置６０２とがなす角θ（位相差）を検出す
る。図４（Ｂ）は位相差検出器１２１の構成例である。
この検出器１２１は、ＲＯＭにより構成され、ＲＯＭ
は、ＱＰＳＫ複素シンボルのＩ軸データとＱ軸データを
入力として、これを図４（Ｂ）のシンボル位置６０２の
なかで最も近いシンボルと比較したときの位相差を出力
とする。位相差出力は、ループフィルタ１２２に入力さ
れる。

【００２３】図４（Ｃ）はループフィルタ１２２の構成
例である。このフィルタは、位相差検出器１２１の出力
に係数を乗算し、場合によってはこれに積分器を通した
結果を加算するなどして出力する。位相差検出器１２１
から供給される位相差信号は、乗算器４１１と４１２に
入力される。乗算器４１１では係数αがかけられ、乗算
器４１２では係数βがかけられる。乗算器４１２の出力
は、加算器４１３に入力される。加算器４１３の出力
は、ラッチ回路４１４で１クロック分遅延されて加算器
４１３に入力されるとともに、加算器４１５に入力され
る。加算器４１５には乗算器４１１の出力も供給されて
いる。これにより、加算器４１５からはフィルタリング
出力が得られ、この出力は、加算器１２４（図１）に入
力される。図４（Ｃ）に示したループフィルタは、内部
にラッチ回路４１４と加算器４１３からなる積分器を有
するが、これは必ずしも必要なわけではない。位相同期
回路に要求される性能によっては、ループフィルタは、
図５（Ａ）に示すように、入力出力間に乗算器４２１を
有し、ここで入力信号に係数を乗算するようなものでも
よい。

【００２４】ループフィルタ１２２の出力は、加算器１
２４に入力される。加算器１２４は、ループフィルタ１
２２の出力と、ＡＦＣ回路１２３からの出力を加算し、
Ｄ／Ａ変換器１２５に供給する。Ｄ／Ａ変換器１２５
は、入力をアナログ信号に変換し、ＶＣＸＯ１１５の周
波数及び位相制御端子に供給する。ＶＣＸＯ１１５は、
Ｄ／Ａ変換器１２５からの入力信号に対応した発振周波
数の位相同期周波数信号を出力する。位相同期周波数信
号は、乗算器１０２に供給されるとともに、９０°移相
器１１６で移相されて乗算器１０１に供給される。これ
により、ＯＦＤＭ信号は、周波数離調と位相ずれを除か
れた検波出力となる。

【００２５】この発明は上記の実施例に限定されるもの
ではない。図６はこの発明の他の実施例である。図１の
実施例と同一部分には同一符号を付している。入力され
たＯＦＤＭベースバンド信号は、２つに分けられ、それ
ぞれ乗算器１０１、１０２に入力され、検波周波数信号
によって直交検波される。この検波周波数信号を発生す
るのは、発振器１３０である。直交検波された信号は、
それぞれＡ／Ｄ変換器１０３、１０４によってサンプリ
ングされてデジタル信号に変換され、複素シンボル信号
として複素乗算器１３１に入力される。複素乗算器１３
１は、後述する数値制御発振器（ＮＣＯ）１３３が発生
した位相信号をｓｉｎ変換器１３４とｃｏｓ変換器１３
５によって複素平面上に展開した位相同期周波数信号を
複素乗算する。これによって、乗算器１０１と１０２で
除去しきれなかった周波数離調が取り除かれ、位相同期
がとられる。

【００２６】複素乗算器１３１の出力は、クロック再生
回路１１７とガード期間除去器１０５に入力される。ク
ロック再生回路１１７は、入力信号からＡ／Ｄ変換器１
０３と１０５のサンプリングクロックを作り、これをＡ
／Ｄ変換器１０３、１０４に供給している。ガード期間
除去器１０５、直列並列変換器１０６、ＦＦＴ演算器１
０７、並列直列変換器１０８は、先の実施例と同様に動
作して、入力データ列をＯＦＤＭ復調し、ＱＰＳＫ変調
された複素シンボルの時系列に並べ変える。

【００２７】ＱＰＳＫ複素シンボルの時系列データは、
選択器１２０、ＡＦＣ回路１２３に入力され、かつ復調
出力となる。ここで選択器１２０、ＡＦＣ回路１２３は
図１に示した実施例と同様の動作を行う。さらに位相差
検出器１２１とループフィルタ１２２、加算器１２４に
ついても同様である。

【００２８】加算器１２４の出力は、ＮＣＯ１３３に入
力される。このＮＣＯ１３３は、例えば図５（Ｂ）の如
く構成される。加算器１２４からの信号は、乗算器４４
１に入力され、ここで係数ｋがかけられる。乗算器４４
１の出力は、加算器４４２に入力される。加算器４４２
の出力は、ラッチ回路４４３に入力されて１クロック遅
れて出力される。ラッチ回路４４３の出力は、ＮＣＯ１
３３の出力となると同時に加算器４４２に帰還されてい
る。ＮＣＯ１３３は、上記のように動作して、その出力
をｓｉｎ変換器１３４、ｃｏｓ変換器１３５に供給す
る。ｓｉｎ変換器１３４、ｃｏｓ変換器１３５は、ＮＣ
Ｏ１３３の出力位相を複素平面上の位相角に展開して、
位相同期周波数信号を得て、これを複素乗算器１３１に
供給する。複素乗算器１３１では、位相同期周波数信号
と、Ａ／Ｄ変換器１０３、１０４からの検波信号とを乗
算して、周波数離調と位相ずれを除去して位相同期をと
る。

【００２９】図７はさらにこの発明の他の実施例であ
る。先の実施例と同一部分には同一符号を付している。
この実施例は、位相同期ループとＡＦＣループを分離し
た例であり、ループフィルタ１２２の出力は、直接ＮＣ
Ｏ１３３に入力される。またＡＦＣ回路１２３の出力
は、Ｄ／Ａ変換器１２５でアナログ信号に変換され、電
圧制御発振器１１５の制御端子に供給されるようになっ
ている。

【００３０】受信条件や受信機の性能によっては、乗算
器１０１、１０２により検波された信号の周波数離調は
極めて小さくなることもある。ここで、さらに位相同期
回路が十分な性能を持っている場合に、図６のＡＦＣ回
路１２３によるＡＦＣ動作を行わせなくてもよい場合が
ある。よって、位相同期ループとＡＦＣループとを分離
した形で形成し、両ループの切り換えを行うようにして
もよい。

【００３１】図５（Ｃ）は、上記した実施例の選択器１
２０の他の例である。この例では、並列直列変換器４５
１に対して、ＦＦＴ演算器１０７から出力されるＱＰＳ
Ｋ複素シンボルのいくつかが分岐されて入力される。並
列直列変換器４５１は、複素シンボル信号を時系列に並
べ変えて位相差検出器４５２に供給する。復調器設計時
にＦＦＴ演算器１０７から並列直列変換器４５１に入力
する信号は予め指定されている。これによりＯＦＤＭサ
ブ・キャリアのうち希望のサブ・キャリアのデータだけ
を位相差検出器４５２に入力することができる。この位
相差検出器４５２は、ＲＯＭ等で構成されており、入力
シンボルが所定のシンボル位置からどの程度ずれている
かを示す位相差信号を出力する。この位相差信号は先に
説明したようにループフィルタに入力される。

【００３２】上記の説明では、ＯＦＤＭべースバンド信
号の各サブ・キャリアはＱＰＳＫ変調されていると説明
したが、この変調方式はＱＡＭ等の他の変調方式でもよ
い。このようなサブ・キャリアの変調方式の違いは、こ
の発明に対して何等本質的な違いをもたらすものではな
い。

【００３３】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
パイロット・キャリアに頼らずに、一部のサブ・キャリ
ア、あるいは全部のサブ・キャリアをの位相情報を用い
て位相同期を得ることができる。よって、ある一部のサ
ブ・キャリアが妨害をうけていても位相同期を残りのサ
ブ・キャリアにより位相同期を取ることができるため
に、妨害に対して極めて強く安定した位相同期を得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例を示す図。

【図２】ＯＦＤＭ変調波のスペクトルとガード期間の説
明図。

【図３】図１の装置の動作を説明するために示したＯＦ
ＤＭ変調波のスペクトルと図１の選択器の構成例を示す
図。

【図４】図１の装置の動作を説明するために示した複素
シンボルの位置と、図１の位相差検出器及びループフィ
ルタの構成例を示す図。

【図５】図１のループフィルタの他の例とＮＣＯの構成
例と選択器の他の例を示す図。

【図６】この発明の他の実施例を示す図。

【図７】この発明のさらに他の実施例を示す図。

【図８】ＯＦＤＭ変調波のパワースペクトルを示す図。

【図９】位相同期のために用いられたＯＦＤＭ変調波の
パワースペクトルを示す図。

【図１０】従来のＯＦＤＭ信号変調装置を示す図。

【図１１】従来のＯＦＤＭ信号復調装置を示す図。

【符号の説明】

１０１、１０２…乗算器、１０３、１０４…Ａ／Ｄ変換
器、１０５…ガード期間除去器、１０６…直列並列変換
器、１０７…ＦＦＴ演算器、１０８…並列直列変換器、
１１５…ＶＣＸＯ、１２０…選択器、１２１…位相差検
出器、１２２…ループフィルタ、１２３…ＡＦＣ回路、
１２４…加算器、１２５…Ｄ／Ａ変換器、１３０…局部
発振器、１３１…複素乗算器、１３３…数値制御発振器
（ＮＣＯ）、１３４…ｓｉｎ変換器、１３５…ｃｏｓ変
換器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式
によって伝送されたＯＦＤＭ信号を復調するときに、Ｏ
ＦＤＭ伝送信号の任意のサブ・キャリアの位相情報を取
り出す選択手段と、この選択手段で取り出された位相情報から基準位相との
位相ずれを検出する位相差検出手段と、この位相差検出手段で得られた位相差情報を用いて、上
記ＯＦＤＭ信号の復調系路で利用される局部発振信号を
発生している局部発振手段の周波数及び位相を制御する
制御手段とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ信号復
調装置。
【請求項２】前記ＯＦＤＭ信号の復調系路は、入力ＯＦ
ＤＭ信号がそれぞれ一方の入力端に供給される第１、第
２の乗算器と、前記第１の乗算器の他方の入力端に９０
°移相器を介して発振出力を与え、第２の乗算器には直
接前記発振出力を与える電圧制御発振器を有し、この発
振器が前記局部発振手段を構成していることを特徴とす
る請求項１記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
【請求項３】前記ＯＦＤＭ信号の復調系路は、入力ＯＦ
ＤＭ信号がそれぞれ一方の入力端に供給される第１、第
２の乗算器と、前記第１の乗算器の他方の入力端に９０
°移相器を介して発振出力を与え、第２の乗算器には直
接前記発振出力を与える第１の発振器と、前記第１、第
２の乗算器の出力をそれぞれデジタル化する第１、第２
のアナログデジタル変換器と、前記第１、第２のアナロ
グデジタル変換器の出力が供給される複素乗算器と、こ
の複素乗算器に検波周波数信号を与えるために数値制御
発振器の出力をサイン特性に変換して与えるサイン変換
器、及びコサイン特性に変換して与えるコサイン変換器
を有し、前記数値制御発振器が前記局部発振手段を構成
していることを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ信号
復調装置。