KR100199467B1 - 직교 주파수 분할 다중화 신호의 수신 - Google Patents

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Abstract

OFDM 신호에서, 개별적인 OFHM 반송파는 단지 허용된 값의 한정 범위만을 취할 수 있는 신호 샘플에 의해 변조되며 한 블록의 샘플은 시간 주기(T) 동안 반송파 그룹을 변조시킨다. 수신기에서, 개별적인 OFDM 반송파를 변조시키는 신호는 허용된 변조 값이 한정되는 기준 프레임으로서 사용된 기준 축의 위치를 평가하고 상기 평가된 기준 축 중 한 기준 축 상의 지점의 복소 공액으로 복조된 샘플을 승산함으로써 복조될 수 있다. 각각의 OFDM 반송파로 부터 복조된 샘플 그룹의 전개 범위은 블록 경계에 동기된다. 바람직하게는, 복소 샘플의 전개 범위는 방사 방향으로만 평가되고 샘플 클록 주파수를조정하는데 사용된다. 한 블록으로부터 다음 블록으로의 복조된 샘플의 위상 드리프트는 국부 발진기 오차의 각도를 나타낸다. 바람직하게는, 위상 드리프트는 동일한 OFDM 반송파로 부터 복조된 보다 이른 샘플의 복소 공액으로 복소간을 승산하고 그 결과의 측정을 사용하여 주파수 동기 루프를 거쳐 국부 발진기 주파수를 조정함으로써 단정된다.

Description

직교 주파수 분할 다중화 신호이 수신
제1도는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 신호의 전력 스펙트럼을 예시한 것이다.
제2도는 OFDM 반송파의 차동적인 직교 위상전이방식(DQPSK) 변조를 형성하는데 사용되는 데이타 코딩을 예시한 것이다.
제2a도는 차동적인 코딩을 예시하기 위해 복소 벡터 표시를 사용한 것이다.
제2b도는 OFDM 반송파의 DQPSK 변조용 신호를 형성하기 위한 차동적인 코딩 디바비스의 일례률 도시한 것이다.
제3도는 반송파상에서 변조되는 OFDM신호를 생성시키는 2가지 방법을 예시한 것이다.
제4도는 본 발명의 제1실시예에 따른 수신기로서 반송파를 변조시키는 전송된 OFDM 신호를 수신하는 수신기의 요소를 블록 다이어그램 형태로 도시한 것이다.
제5도는 어떠한 방식으로 단일의 OFDM 반송파를 변조시키는 신호QPSK용의 연속적인 값으로서 수신기에서 탐색된 연속적인 값이 송신기에 사용되는허용된값과 다른지를 예시하며 어떠한 방식으로 수신된 데이타가 변조될 수 있는지를 나타내는 그래프를 도시한 것이다.
제6도는 어떠한 방식으로 적합한 동기의 부족이 수신된 샘플값에 영향을 미치는 지를 예시하는 그래프를 도시한 것이다.
제7도는 단일 OFDM 반송파 주파수에 대하여, 기준축에 대한 수신된 샘플값의 위상의 전형적인 분배를 예시한 것이다.
제8도는 OFDM수신기용 블록 동기 요소의 바람직한 실시예를 블록 다이어그램 형태로 도시한 것이다.
제9도는 서로 다른 위상 동기 루프 세팅에 대한 제8도의 위상 감지용 검출기의 특성에 대한 그래프를 도시한 것이다.
제10도는 OFDM 수신기용 국부 발진기 동기 요소의 바람직한 실시예를 블록 다이어그램 형태로 도시한 것이다.
본 발명의 구체적인 실시예률 기술하기 전에, 어떠한 방식으로 OFDM신호가 생성될 수 있는지를 고려해 보는 것이 유용하다.
변조
전술한 바와같이, OFDM신호는, 시간 영역에서 복소 샘플 어레이를 형성하도록 주파수 영역에서 복소 샘플 어레이를 운영하는 역 이산형(바람직하게는 고속 (high) )푸리에 변환을 사용하여 생성될 수 있다. 본 발명의 바람직한 실시예는 OFDM신호를 운영하는데, 상기 OFDM 신호에서는, 주파수 영역 샘플의 실수 부분이 값 ( +1또는 -1 )을 취하도록 한정되어 있으며 주파수 영역 샘플의 허수 부분이 값 (+j 또는 -j)을 취하도록 한정되어 있다. 4 개의 가능한 실수 부분 및 허수부분의 결합은 4 개의 QPSK 위상 상태에 해당한다.
데이타가 차동적으로 코딩되는 경우(이러한 경우가 바람직하지만), 상기 데이타는 코딩될 2 개의 데이타 비트를 한정하는 연속적인 위상 상태 사이에서의 천이이다. 제2a도에 도시된 바와같이, 4개의 가능한 천이는 벡터 표시로 +0, + 90, +180및 +270각각의 회전이라고 고려될 수 있으며, 이들 천이 각각은 한쌍의 2진수를 나타낸다(예를들면, 제2a도 하부 테이블에 도시된 바와같음).
한 특정의 OFDM 반송파를 변조시키는데 사용되는 복소수의 연속적인 값을 생성 시키는데 사용될 수 있는 회로의 일례는 제2b도에 제공되어 있다.
시간 영역으로의 변환후에는 신호가 전송용 주파수로 상향 이동되어야 한다.
이에 대한 2가지 가능한 해결 방법은 제3도에 예시되어 있다.
첫번째 해결 방법은 동상(同相) 및 직교의 국부 발진기 신호로 공급되는 2개의 변조기를 사용한다. 한 변조기는 시간 영역 신호의 실수 부분을 조정하고다른 변조기는 시간 영역 신호의 허수 부분을 조정한다. 변조기 출려을 합산하고 적절히 필터링한 후에 신호를 전송할 수 있다.
이러한 첫번째 해결 방법이 실행될 수 있지만, 두번째 해결 방법을 개발하였는데, 그 이유는 두번째 해결 방법이 몇가지의 이점을 제공하기 때문이다.
두번째 해결 방법은 허수 부분을 갖지 않는 시간 영역 신호를 생성하는 것에 의존한다. 이를 달성하기 위하여, 주파수 영역 신호의 실수 부분은 중심에 대하여 짝수 대칭이여야 하는 반면에, 주파수 영역 신호의 허수 부분은 홀수 대칭이여야 한다. 이는 실수 및 허수 어레이를 이루는 사용가능한 공간 절반만으로 데이타를 기록하고 상기 데이타를 적절한 부호로 변화시키면서 각 어레이의 다른절반내에 복사시킴으로써 달성될 수 있다. 일견으로는, 첫번째 해결 방법에서와 같은 많은 데이타 비트의 절반을 각각의 고속 푸리에 변환(FFT)이 처리하는 것처럼 보일 수 있다. 그러나, 실제로는 각각의 FFT를 사용하여 단지 적은 효율 손실이 있으면서도 두세트의 데이타를 변환시키는 것이 가능하다. 이때, 이러한 실수 신호는 단일의 변조기에 공급될 수 있으며 상기 단일의 변조기는 반송파에 대하여 대칭인 두세트의 측대역을 갖는 신호를 생성시킨다. 상기 두세트의측대역이 어떠한 부가적인 정보를 포합하지 않기 때문에, 한세트의 측대역이 필터링되어 제거됨으로써, 첫번째 해결 방법과 같은 비트당 대역폭을 점유하는 신호가 남아있을 수 있다.
이러한 두번째 해결 방법은, 비록 조금더 복잡하지만, 2가지 이점을 갖는다.
첫번째 이점으로는, 직교 신호를 정확하게 복조할 필요성이 전혀 없기 때문에 상기 두번째 해결 방법이 수신기에 내재하는 복조기를 단순화시킨다는 점이다. 두 번째 이점으로는, 첫번째 해결 방법의 실수 및 허수신호 보다는 오히려 OFDM 신호의 단순한 기저대역 버젼이 존재란다는 점이다.
복조
제4도는 본 발명의 제1실시예에 따른 OFDM 수신기를 간단하게 블록 다이어 그램으로 도시한것이다. 이하 기술 내용에서는, 착신 신호가 텔레비젼 신호를 코딩하여 UHF대역에 이르기까지 변조되는 QPSK로 변조된 OFDM신호라고 가정한 것이다. 또한, 간결성을 위하여, 기술되는 실시예는 본 발명의 실시 태양에 따른 복조처리, 블록 동기 및 중간 주파수 동기 모두를 포함하는반면에, 실제로는 3가지 모든 프로세스가 사용될 수 있지만, 이들 3가지 프로세스중 단지 한가지 또는, 몇가지 부분 결합이 변형적으로는 수신기에서 아마도 역시 분리된 클록 동기 단계와 함께 사용될 수 있다.
수신된 신호는 UHF 동조기에 의해 분리되며 상기 동조기는 이와같은 구체적인 예에서 39MHz로서 제공되는 중간 주파수(IF)로 수신된 OFDM 신호를 출력시킨다. 상기 증간 주파수는 믹서(1)에서 기저대역에 이르기까지 혼합되고 필터(2)에서 필터링된 다음에 아날로그-디지탈 변환기(3) 및 디지탈 처리 디바이스(4)에 의해 디지털워드로 변환된다.
당장에는, 어떠한 동기는 필요하지 않다라고 가정하기로 한다면, 즉, 수신기의 국부 발진기(6) 및 디지탈 샘플 클록(7)이 항상 송신기에 정확하게 동기된다 라고 가정하기로 하며, 수신기가 각각의 데이타 블록에서 개시 샘플의 위치를 알고 있다라고 가정하기로 하면, 디지탈 처리의 제1부분은 각 블록의 이산형 푸리에 변환(DFT)이 취해진다는 것이다. 상기 DFT로 부터 생성된 출력은 한 세트의 복소수이며 이러한 세트의 복소수의 각각은 수신된 OFDM 반송파의 진폭 및 위상을 나타낸다 (QPSK 변조가 사용될 경우, 한 세트의 복소수는 2개의 데이타 비트를 코딩한 것임).
송신기 회로 및 송신 채널이 노이즈를 지니지 않으며 어떠한 위상 또는 진폭의 왜곡도 도입되지 않는다고 하면, 수신기에 내재하는 DFT로 부터 출력된 한 세트의 복소수는 송신기에서 사용되는 값( X(n) )에 해당된다. 그러나, 실제로는 각기 수신된 OFDM 반송파의 진폭 및 위상이 변경되어져 있다라고 생각됨으로써, 수신기에 내재하는 DFT로 부터 출력된 복소수는 전송기에서 사용되는 값( X(n) )에 해당하지 않는다.
노이즈 및 왜곡의 효과는 한쌍의 축( 실수부분, 허수부분 )에 대하여 단일의OFDM 반송파 주파수에 대한 연속 수신 샘플값을 도식화함으로써 예시될 수 있다. 제5b도는 반송파가 QPSK로 변조된 OFDM신호에 대한 도식을도시한것이다.
이상적인 송신/수신 시스템에서는, 수신된 샘플 각각이 서로 90각도로 이격되어 있으며 축(제5a도 참조 )에 대하여 45각도로 이격되어 있는 4개 위치중 한 위치에 놓여 있다. 그러나, 실제로는 수신된 샘플은 4개의 그룹의 지점내에 들어서 있고(노이즈 및 채널 왜곡 때문에) 이들 그룹은 대체로 축에 대하여 45각도로 놓여 있는 것이 아니라 약간의 각도로 오프셋되어 있다 (채널의 위상 변화 때문에 ; 제5b도 참조). 수신된 샘플의 4개의 그룹은 OFDM 반송파가 적절하게 복조될 수 있기전에 발견되어겨야 하는 위치를 갖는 한세트의 개념적인 기준축에 대하여 45각도로 존재한다라고 간주될 수 있다.
개념적인 기준축의 방향성을 찾기 위하여, 수신기에 있는 디지탈 프로세서 (4)는주어진 반송파 주파수에 대해 수신된 샘플을 4개 그룹중 한개 그룹으로 할당한 다음에 수신된 여러개의 샘플을 통해 평균을 냄으로써 상기 그룹의 중심을 찾을 수 있다. 상기 기준축은 상기 그룹 사이의 각도를 양분하는 원점을 통한 한쌍의 라인에 의해 형성되어 있다.
기준 축의 위치를 알고있기 때문에, 수신된 샘플은 이 샘플이 상기 기준축의
어느 사분 구간에 놓여있는지를 결정함으로써 비트쌍으로 데코딩될 수 있다. 사실상, 상기 기준 축의 4개의 가능한 방향성이 있으며 어느 것이 올바른 것인지를 알지못하기 때문에 막연하다. 그러나, 실제로는, 데이타가 차동적으로 데코딩되는 경우 계산할 사분 구간 사이의 천이 방향만 있기 때문에 이는 중요하지 않다.
변형적으로는, 차동적인 코딩이 사용되지 않고 전송된 신호의 오버헤드가 허용되는 실시예에서, 알고있는 위상의 기준 신호는 미이 결정된 위치 또는 신호의 타이밍으로 전송될 수 있다.
복조에 포함되어 있는 모든 계산은 각도와 관련이 있다는 것을 알 수 있다.
일견으로는, 이들 계산은 대량의 처리시간의 소비를 수반하는 역 탄젠트 및 분할의 사용을 필요로하는 것처럼 보인다. 그러나, OFDM 반송파를 변조시키는 신호가 반송파에 대한 4가지의 서로 다른 위상 상태를 취하도록 단지 허용되는 OFDM 시스템에서는, 모든 계산이 비교적 단순한 연산(즉, 복소 승산, 덧셈 및 결합) 을 사용하여 이행될 수 있다.
디지탈 처리 유니트(4)에서 야기되는 복조 계산을 단순화시키는 관련기술은한 QPSK 변조의 OFDM 반송파에 대하여 하기에 기술되어 있다. 그러한 알고리즘은 상기 반송파를 변조시키는 샘플을 복조하면서 기준축의 위치에 대한 새로운 평가를 계산한다.
우선, DFT 가 수신된 신호상에서 이행되었다고 가정하고 수신된 OFDM 반송파를 x + iy 로 표기하기로 한다. a + jb를 실수부분의 기준측상의 지점이라고 하되, 일례가 제5c도에 도시되어 있다.
반송파를 복조시키기 위하여는, 상기 반송파를 기준축상의 지점의 공액으로 승산한다.즉
(x + jy) (a - jb)를 계산한다.
이는 제5c도의 단계1로서 나타나 있으며 진정한 축에 대하여 기준축에 의해 형성된 것과 동일한 각도로 수용된 지점을 회전시킨다. 그러한 응답이 놓여있는 4개의 사분구간중 어느 사분구간이 2비트의 데코딩 데이타를 결정한다.
바꾸어 말하면, 이러한 응답의 실수 및 허수 부분의 부호는 한쌍의 비트로 직접 변환하고, 2의 보수 연산이 사용되고 있는 간편한 코딩은,
실수부분 허수부분 데이타
+ + 00
- + 10
- - 11
+ - 01
와 같다 (차동적으로 코딩된 데이타에 대하여, 이는 복조될 원하는 데이타를 한정하는 이러한 데이타의 연속적인 값간의 천이이다 (제2A도 참조)).
OFDM 반송파가 QPSK로 변조되거나 DQPSK로 변조되는 경우에, 상기 프로세스는 원하는 데이타를 만들어 낸다. 그러나, 상기 OFDM 반송파를 변조시키는 샘플값이 4개의 허용된 위상중 단지 한 위상만을 취하면서 서로 다른 진폭을 지닐 수 있는 경우에는 여전히 발견될 부가적인 데이타 비트가 존재한다 (샘플값이 취하는 허용된 진폭중 어느 허용된 진폭이든지 평가함으로써).
다음 단계는 기준축에 대한 새로운 평가를 결정하는 것이다. 입력 샘플( x + jy ) 은 원점 ( 45, 135, 225또는 315의 각도 ) 에 대하여 시계방향으로 회전되고, 기존의 기준 축에 대한 이와같은 원점의 사분구간에 따라 상기 입력 샘플이 놓인다(제5도의 단계 2). 이는 하기 표로 부터 선택된 승산에 의해 편리하게 이행될 수 있다. 복조된 데이타가 00 인 경우, 1 -j 으로 x + iy를 승산한다.
10 -1 -j
11 -1 +j
01 1 +j
이러한 연산의 결과는 현재의 입력 샘플만을 기초로한 기준축 위치의 원래그대로의 평가로서 간주될 수 있다.보다 양호한 평가는,
새로운 평가 = a ( 원래 그대로의 평가 ) + ( 1-a ) (기존의 평가)
와 같이 계산될 수 있는데, 상기 식중 a는 1 미만, 예컨대 0.1 이다.
OFDM 반송파 각각에 대한 전술한 복조 프로세스는 단지 적은 복소 승산 및 가산만을 포함한다.
동기
대체로 충분한 정보는 OFDM 신호내에 포함되어 특정의 동기 신호에 대한 의존 없이도 송신기 및 수신기간의 완전한 동기를 가능하게 한다. 이는 제4도의 대시 라인으로 도시된 바와같이 최소의 2개의 피드백 경로로 달성될 수 있다.
실제로, 포함될 수 있는 3 가지 분리된 동기 태스크, 즉
1) 블록 동기,
2) 클록 동기, 및
3) 국부 발진기 동기
와 같은 태스크가 존재한다.
이들 동기 태스크는 하기 표1에서 제시된 파라메타를 갖는 OFDM 시스템에
대하여 기술되어 있다.
주1) 주파수 영역 데이타 블록은 적절한 대칭으로 편제되어 시간 영역 신호가 허수부분을 전혀 갖지 않게 한다. 이는 각각의 데이타 기호가 FFT블록내에서 2개의 반송파를 변조시키는 것을 필요로 한다. 각쌍의 반송파중 하나는 송신기에서 아날로그를 필터링함으로써 제거된다.
주2) 여러개의 OFDM 반송파는 국제 특허출원 제 PCT/GB91/00513 호에 기술된 바와같이 간섭을 방지하도록 영으로 세트된다.
어떠한 방식으로 서로 다른 동기 형태가 본 발명의 바람직한 실시예의 수신기에서 얻어지며 유지되는지를 상세하게 기술하기 전에 필요할 수도 있는 동기의 3가지 주요 형태를 고려하는 것이 유익하다.
1)블록동기
시간 영역 블록은 1024개의 샘플로 이루어져 있으며, 갭(gap)을 지니지 않고서도 전송된다. 최적의 상태로 데이타를 데코딩하려면, 수신기는 블록 경계의 위치를 찾을 수 있어야 한다.
어떠한 방식으로 수신기가 이를 행카는지를 이해하기 위하여, 우선 완벽하게
정렬된 블록의 경우(즉, 노이즈없는 채널을 통해 수신된(송신기에서의 역 DFT)에 취해진 데이타 블록 경계를 수신된 신호에서 수신기가 정확하게 인식하는 완벽하게 정렬된 불록의 경우) 를 고려하기로 한다. 이러한 경우에, 수신된 샘플은 제5a도에 도시된 바와같이 4개의 위치중 한 위치에 놓인다. 그러나, 블록이 약간 오정렬되어 있는 경우, 블록간에 간섭이 존재하여 노이즈와 매우 유사한 효과를 제공한다. 연속적으로 수신된 샘플은 제5b도에 도시된 바와같이 4개의 본래 위치 주위에 분포된다. 따라서, 샘플값이 어떤 방식으로 이들 그룹에 분산되어 있는 지를 고려함으로써 수신기의 블록 오정렬을 측정하는 것이 가능하다.
2)클록 동기
이는 수신기 및 송신기 샘플클록을 동기시키는 것을 말한다. 블록당 샘플의 갯수가 고정되어 있기 때문에, 클록 동기 및 블록 동기는 직접적으로 관련되어 있다. 엄밀히 말하면, 클록 동기를 모두 유지하는 것은 반드시 필요하지 않을 수 있다. 패킷(packet)시스템과 같은 비동기 시스템에서는, 때때로 샘플을 빼거나 여분의 샘플을 삽입시켜 블록 동기만을 유지하는 것이 허용될 수 있다. 필요한 클록 주파수를 생성하는데 사용될 것 같은 수정 발진기의 본연의 안정성은 이러한 필요성이 단지 드물게 생길 정도이다.
클록 동기가 필요한 경우, 한가지 가능성은 수신기가 수신기 샘플 클록의 주
파수를 조정함으로써 블록 동기를 유지하는 것이다. 따라서, 수신기 및 송신기 클록은 자동적으로 주파수 동기된다. 이와같이 블록 및 샘플 동기가 겸비된 해결 방법은 현재로서는 바람직한 해결 방법이다.
변형적인 방법은 수신된 반송파의 위상을 조사하는 것이다. 샘플 클록의 주파수 오차에 의해 반송파 위상이 한 블록으로 부터 다음 블록으로 변화하는데, 이는 복소 벡터 표시에서 기준축이 회전한 것에 해당하며, 회전속도는 반송파 주파수에 따라 선형적으로 증가한다. 이는, 회전속도가 반송파 주파수에 대하여 도식화되는 경우 (제6a도 참조), 결과적으로 나타나는 직선 기울기는 수신기의 클록 발진기의 주파수률 제어하는데 사용될 수 있다. 2차 위상 동기 루프를 형성하려면, 우선 이러한 신호를 두번 적분하여야 한다.
수정 발진기를 사용하여 용이하게 달성될 수 있는 주파수 안정성에 대하여
회전속도는 크지 않다는 점에 유념하기로 한다. 예를들면, 블록당 반송파가1024 이고 1 부의 주파수 오차가 10 인 경우, 최고 주파수 반송파는 블록당 1.8 각도로 회전한다.
3)반송파 동기
전송을 위하여는, OFDM 신호가 예를들면 UHF 에 이르기까지 변조될 수 있다.
이러한 예에서의 전반적인 OFDM 신호가 억압된 반송파 단일 측대역(표1 및 주1참조)인 것처럼 보이기 때문에, 수신기는 OFDM신호만으로 부터 반송파를 회복시키는 문제에 직면되어 있다.
이론상, 충분히 정확한 수신기의 국부 발진기를 사용하는 경우에는 어떠한 분리된 동기 단계가 필요하지 않다. 그러나, 보다 큰 주파수 오차( OFDM 반송파 간격, 이러한 예에서는 15,625 Khz인 OFDM 반송파 간격의 특정 배수에서 )가 의사(擬似)동기 상태를 야기시킬 수 있기 때문에 어려운 점이 생긴다. 동기시, 최대 허용 오차가 대략 2Khz 인데, 이는 860 MHz 에서 2 ppm 에 바로 걸져있는 필요한 UHF 반송파 주파수 정밀도에 해당한다. 이는 아마도 국산 장치의 적당한 비용으로 달성될 수 있다.
반송파 동기에서 오차가 존재하는 경우, 각 OFDM반송파에서의 작은 주파수 오차, 즉 각 경우에서의 동일 사이즈의 작은 주파수 오차가 존재한다. 따라서, 작은 주파수 오차에 대하여, 모든 QPSK반송파의 위상은 블록과 블록간의 일정량에 의해 변화하는 것처럼 보인다.
제6b 모는 전과같이 위상 변화에 대한 반송파 주파수의 도식을 도시한 것이 도시되어 있는 경우에서는, UHF 반송파(수신기 국부 발진기) 및 수신기 샘플 클록 모두의 주파수에는 오차가 존재한다. 전과같이 직선 기울기는 샘플 클록의 오차 측정값인 반면에 직선의 수직차단은 UHF 반송파 주파수의 오차를 측정한다.
따라서, 수직 차단값은 AFC제어 신호로서 사용될 수 있다. 제4도의 실시예에서, 그러한 제어 신호는 UHF국부 발진기의 주파수나 중간 주파수 국부 발진기의 주파수를 변경시키는데 사용될 수 있다.실제로는, HF국부 발진기가 주파수 전역에 걸쳐 동작하는데 적합하기 때문에, 중간 주파수 국부 발진기의 주파수를 변경하는 것이 보다 간단하다.
동기 포착
상기 기술 내용은 주로 동기를 유지하는 것에 관한 것이었다. 3가지 동기 형태 모두가 제어되는 실시예에서, 동기포착의 프로세스는 3가지 서로 다른 동기 종류 사이의 상호 작용 때문에 분석하기란 매우 곤란하다. 가장 단순한 방법은 동기 파라메타가 무작위로 변화하는 것을 허용하고 그러한 시스템이 결국 동기를 이루기를 바라는 것이다.
블록 동기가 샘플 클록 주파수률 조정함으로써 달성되고 블록 동기에서의 오차의 평가가 수신기 국부 발진기 (들) 에서의 주파수 오차에 영향을 받지 않는 현재의 바람직한 실시예에서, 블록 동기는 국부 발진기 동기가 포착되어지기 전에 포착될 수 있다. 이러한 상황에서와 동기 시스템 각각이 동기를 이루거나 동기를 포착하는 것에 따른 서로 다른 동작 파라메타를 갖는 경우, 블록 동기 시스템은 동기유지 파라메타를 채택할 수 있으면서도 여전히 국부 발진기 동기 시스템도 동기포착 파라메타를 사용하고 있다.
구체적인 블록 동기
전술한 바와같이, 블록 오정렬의 각도는, OFDM 반송파가 어떠한 방식으로 허용된 값주변에 분산되어 있는지를 평가함으로써 측정될 수 있다.
임의의 개별 반송파에 대하여 샘플값의 분산정도를 평가하는 한가지 방법은수용된 지점이 축을 사용하여 형성하는 각도의 통계적 도식(이는 제7도에 도시된 바와같이 4개의 피크(peak)를 갖음)을 만드는 것이다. 블록 정렬이 보다 나빠짐에 따라, 이들 피크의 폭이 증가한다. 따라서, 수신기는 상기 피크의 폭을 최소화시키도록 블록 위치를 조절함으로써(즉, DFT 회로에 공급되는 수신된 신호 부분의 위치를 조절함으로써) 동기를 유지하는데 적합할 수 있다.
샘플의 분산 또는 전개 범위 를 평가하는 또다른 방법은 방사 방향만으로한 블록으로 부터 다음 블록으로의 샘플 위치의 변화를 고려하는 것이다. 이러한 방법은 수신된 OFDM 반송파에서의 임의의 주파수 오차(샘플 클록 주파수 오차 또는 국부발진기 주파수 오차로 부터 생기는 것과 같은)에 영향을 받지 않는다는 이점을 갖는다.
방사 방향에서 샘플 변화를 단정하는 유용한 방법은 몇개의 블록상의 샘플방사 위치를 평균내기보다는 오히려 한 블록으로 부터 다음 블록으로의 샘플 방사 위치에서의 변화를 측정하는 것이다. 한 블록으로 부터 다음 블록으로의 샘플방사 위치에서의 변화의 변동( 많은 OFDM 반송파에 걸친)과 유사한 측정을 평가함으로써 샘플값의 전개범위를 단정하는 것이 바람직하다. 변화성, 즉 표준 편차의 기타의 전형적인 측정은 실질적으로 처리 복잡성을 증가시키는 제곱근의 계산을 포함한다.
노이즈 효과를 감소시키고, 간섭 음조(tone)에 영향을 받는 관심사의 한 특정의 OFDM 반송파의 가능성을 없애기 위하여, 샘플 전개범위의 계산에서 여러개의 OFDM 반송파 주파수를 포함하는 것이 바람직하다. 그러나, 한계 영역내에서 필요한 처리를 유지하기 위하여, 또한 상기 반송파 모두를 포함하지 않는 것이 바람직하다. 실제로 블록당 단지 432샘플 지점(표1의 주 참조)이 있는 표1에 제공된 예를 사용하는 경우, 샘플 전개 범위의 적당한 측정은 128 샘플 지점이 어떠한 방식으로 블록과 블록간으로 변화하는지를 알아봄으로써 실현될 수 있다. 이러한 예에서는, 스펙트럼에 형성된 스펙트럼 에지 및 구멍으로부터 이격되어 있으며 상기 계산에 사용하는 OFDM 반송파를 선택함으로써 잠재적인 어려움을 해결할 수 있다.
샘플 전개범위의 바람직한 측정은,
와 같이 수학적으로 표기될 수 있는데, 상기 식중, Renm은 m 번째 블록 동안 n 번째 반송파의 실수 부분이며, Imnm은 m 번째 블록 동안 n 번째 반송파의 허수부분이다.
상기 계산은 분할 단계를 포함하지만, 이는 블록당 단지 한번의 분할이여서신호처리를 매우 복잡하게 하지 않는다. 또한, 상기 분할은 신호 전개 범위의 측정이 여러 OFDM 반송파의 상대적 진폭에 영향을 받지 않게 한다.
새로운 블록이 수신기에 수신될때마다 신호 전개 범위의 계산이 이행되는 것이 반드시 필요하지 않다. 블록 동기는 한 블록에 대하여 신호 전개 범위를 평가한 다음에 여러 블록을 도약(skip)함으로써 실현되어 유지된다.표1의 예의 경우, 초당15,000블록이 수신기에 도달한다.시험 상태에서는, 동기가 초당 250블록을 사용하여 이루어졌다. 즉, 신호 전개 범위의 한 평가는 60 수신블록마다 이행되었다.일시적인 채널 변화(예컨대 평면 통과 오버헤드에 의해야기되는) 가 수용되어야 하는 실제 수신기에서, 보다 자주 상기 평가를 이행하는 것이 현명할 것이다.
신호 전개 범위의 계산된 측정은 FFT 또는 IFFT에 취해질 수신된 신호의 부분의 선택을 좌우하는 수신기의 동작 파라메타를 제어하는데 사용될 수 있다.
이러한 동작 파라메타는 서로 다른 형태를 취할 수 있다. 예를들면, 수신기디지탈 프로세서는 FFT 나 IFFT 의 취함을 개시하는 블록 개시 트리거 신호를 수신하거나 생성시킬 수 있다. 변형적으로는, 디지탈 프로세서 세팅은 상기 디지탈 프로세서에 공급되는 샘플 클록 주파수를 변경함으로써 변화되기에 적합할 수 있다.
샘플의 전개 범위 를 평가하는 전술된 기술은, 수신기 파라메나가 블록 동기를 개선시키도록 변화되어야 하는 방향의 표시를 제공하지 않는다.
제7도의 피크의 폭이나 식(1)으로 부터 계산된 값을 사용하는 경우, 블록의 오정렬의 각도 측정이 블록 오정렬의 방향에 대하여 어떠한 정보도 제공하지 않기 때문에, 등반( hill climbing) 알고리즘이 필요하다. 실제의 시스템에서, 이는 최적의 위치에 대하여 후방 및 전방으로 진동하는 블록 정렬을 초래시킨다.
그러나, 동기 알고리즘을 주의깊게 선택하는 경우, 이는 비트오차 비율에 있어서 무시할 수 있을 정도의 증가를 야기시킬 수 있다.
그러나, 수신기 파라메타가 블록 동기를 개선시키도록 변화되어야 하는 방향 및 오정렬의 각도 모두를 나타내는 측정을 실현하는 것이 가능하다. 이는, 블록 개시 위치가 수신기 세팅과 비교해서 뒤져있는 경우 샘플의 전개 범위를 단정하고 초기 값으로 부터 후기 값을 감산하도록 블록 개시 위치가 수신기 세팅과 비교해서 앞서 있는 경우 샘플의 전개 범위 를 단정함으로써 이행될 수 있다.
제8도는 OFDM 수신기의 블록 동기 부분에 대한 바람직한 실시예의 구조를 예시한 것이다.
이러한 실시예는, 수신기 파라메타가 블록 오정렬을 보정하도록 변화되어야 하는 방향 및 블록 오정렬의 각도를 나타내는 신호를 제공하도록 샘플 전개 범위의 초기 및 후기 단정의 비교를 사용한다. 블록 개시 위치는, 단일의 동기 프로세스가 블록 및 샘플 클록 동기 모두를 달성하는데 사용되도록 샘플 클록 주파수를 변경함으로써 조정된다. 샘플 클록 주파수 및 위상의 제어는 2차 위상동기 루프(PLL)를 사용하여 이행된다.
제8도에 나타난 바와같이, 이러한 실시예에서는 블록 동기가 소프트웨어 및 하드웨어의 혼합에 의해 이행된다.
제9도에는 샘플 전개 범위의 초기 및 후기 단정 사이의 서로 다른 시간차(샘플 위치의 갯수에 의해 측정되는 서로 다른 블록 오프셋)에 대한 위상 감지용 검출기(30)의 특성이 도시되어 있다.
동기를 포착하려고 할 경우, 본연의 블록 오정렬이 크더라도 동기 개선을 달성하도록 보다 넓은 대역폭(및 D 와 같은 위상 감지용 검출기의 해당 특성) 을 사용하는 것이 유용하다. 그러나, 동기가 이루어진 경우, 생시는 비교적 작은 블록 오정렬을 신속하게 제거하도록 작은 동기 대역폭 (및 A와 같은 해당 위상 감지용 검출기 특성)을 사용하는 것이 보다 양호하다. 제9도에서 보여주고 있는 구체예에서, 이는, 동기가 이루어졌다고 간주할 경우 스위치(34)의 위치를 변경함으로써 가능하게 된다. 동기가 개선됨에 따라 루프 세팅의 변화는 점차적으로 달성될 수 있으므로, 2가지 서로 다른 루프 세팅이 존재하여야 하는 것이 반드시 필수적이지 않다.
구체적인 클록 동기
전술한 바와같이, 분리된 클록 동기 단계를 지니지 않는 것이 바람직하다.
그러나, 분리된 클록 동기 단계률 갖는 것이 바람직한 경우, 주파수에 따른 반송파 위상의 드리프트 속도를 평가하는 구체적인 기술은 국부 발진기 동기에 대하여 하기에 기술된 바와같이 이행되어야 한다. 이때, 이들 기술의 이행으로 부터 야기되는 위상 변화 정보는, 블록당 위상 변화가 한 OFDM 반송파 주파수로 부터 타 OFDM 반송파 주파수로 어느 정도 변화하는지를 발견하도록 처리된다. 이러한 경사 정보는 샘플 클록 주파수 오차의 측정이며 샘플 클록 주파수를 제어하는데 사용될 수 있다.
구체적인 국부 발진기 동기
전술한 바와같이 중간 주파수 동기를 달성하는 바람직한 기술은 OFDM 반송파 모두에 공통인 연속적인 블록간의 위상 변화를 평가하는 기술(각각의 OFDM 반송파를 변조하는 데이타 비트의 값에 기인하는 위상 변화를 상기 고려한 것으로 부터 생략함) 을 포함한다.
복잡하고 긴 처리 단계를 없애기 위하여, 이전 샘플값의 복소 공액으로 한샘플값을 승산함으로써 OFDM 반송파를 변조시키는 연속적인 샘플간의 위상 변화를 평가하는 것이 유리하며, 그 결과의 허수 부분은 2개의 샘플값간의 위상차에 해당한다.
국부 발진기 동기를 위해 블록간의 위상차를 단정할 경우, OFDM 반송파 모두에 공통인 위상차는 노이즈 효과를 감소시키도록 평가되는 것이 이상적이다. 그러나, 실제로는, OFDM 반송파의 부분집합만으로 작용하는 것도 충분하다. 표1의 예의 경우, 317 반송파에 공통인 위상차를 평가하는 것이 만족스럽다는 것을 알아내었다.
전술한 복소 승산 방법에 의해 형성된 블록내의 반송파와 공통인 위상차에대한 값이 신호 레벨에 부분적으로 의존한다. 블록 오정렬의 바람직한 측정의 경우에서와 같이, 이러한 의존성은 블록당 한번의 분할 단계를 도입하는 비용으로 평가된 측정의 신호 진폭으로 분할함으로써 제거될 수 있다.
블록내의 OFDM 반송파에 공통인 위상차의 바람직한 측정은,
와 같이 수학적으로 표기될 수 있다.
다시, 블록 동기 요소의 바람직한 실시예의 경우에 있어서, 국부 발진기 동기를 포착할 경우 및 그러한 동기를 유지할 경우에 서로 다른 동작 파라메타를 사용하는 것이 유리하다. 이러한 경우에는, 비교될 위상을 갖는 샘플 분리 블록의 갯수를 변경시키는 것이 편리하다. 다시 말하면, 동기를 포착할 경우 연속 블록 ( m-1, m ) 의 샘플간의 위상차가 평가되는 반면에, 일단 동기가 포착되어진 경우 위상차는 여러개의 블록으로 분할된 샘플 사이에서 계산된 다음 이러한 값이 샘플분할 블록의 갯수로 분할된다. 동작 파라메타의 변화는 민감한 전환을 필요로 하지 않지만 국부 발진기 동기가 개선됨에 따른 점진적인 변화일 수 있다.
제10도는 전술한 바람직한 특징을 사용하는 국부 발진기 동기 요소의 일례를 블록 다이어그램 형태로 도시한 것이다.
제10도의 실시예는 부분적으로는 소프트웨어로 부분적으로는 하드웨어로 이행되는 주파수 동기루프이다.
개설(槪說)
전술한 내용이 역 이산형 푸리에 변환으로 생성되는 바람직한 OFDM 신호에 대하여 제공되었지만, 이산형 푸리에 변환이 마찬가지로 사용될 수 있으며 (역 DFT 가 데이타 샘플을 회복시키도록 수신기에 사용되는 경우), 또한 코더 및 데코더 모두가 적절한 부가적인 처리를 이행하면서 동일한 변환(DFT, 또는 역 DFT) 을 사용할 수있다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)신호의 수신 분야에 관한 것이다. 보다 구체적으로는, 본 발명은 OFDM수신기에서의 수신된 OFDM 신호의 복조 및 동기에 관한 것이다.
직교 주파수 분할 다중화는, UHF대역에서 사용하기에 양호한 간섭 속성 때문에 연구되고 있는 데이타 전송 방법이다.
하기의 기술 내용에서는, 역 이산형 푸리에 변환이 OFDM신호를 생성시키는데 사용된다고 가정하기로 한다.
일반적으로는, 전송하기에 적절한 주파수에 이르도록 생성된 OFDM 신호를 반송 파상에 변조시키는 것이 필요하다. 그러한 주파수 영역에서 이행되는 프로세싱을 적응시킴으로써, 반송파상의 OFDM 신호의 변조를 단순화시키는 것이 가능하다. 이는 계류중에 있는 국제 특허 출원 제 PCT/GB91/00513호에 기술되어 있다.
반송파상에 변조되어져 있는 수신된 OFDM 신호로 부터 데이타를 회복시키기 위하여, 개별적인 OFDM 반송파로 부터 데이타률 복조하기 전에 변조되는 반송파로 부터OFDM신호를 복조하는 것이 필요하다. 본 발명의 실시예는 이들 복조 형태중 하나 또는 모두를 처리할 수 있다.
OFDM 신호를 사용하여 데이타를 전송하는 보다 종래적인 방법의 경우, 유용한 데이타를 회복할 수 있기전에 전송에 대하여 수신기를 동기시킬 필요성이 있다. 이를 달성하는 보통의 방법은 특정의 프레임 신호를 사용함에 의한 것인데, 이는 사용될 수 있는 비트 속도상에서 오버헤드(overhead)를 나타내며 상기 신호의 간섭 속성을 포함할 수 있다.
또한, 디. 하머 및 비. 힐람 명의의 논문 고속 HF 모뎀의 디지탈 구현 (Digital Implementation of High Speed HF Modems)에서는, 각기 수신된 변조OFDM 반송파를 적분함으로써 수신된 OFDM 신호의 블록 개시 위치에 수신기를 동기시키는 것도 제안되었으며, 한 블록동안 발생하는 정수개의 사이클이 존재하여야 하기 때문에, 적분에 대해 영(0)이 아닌 값은 블록 오정렬을 나타낸다.
본 발명의 실시예는 복조된 샘플값의 분배를 조사함으로써 특정의 프레임 신호를 사용할 필요성을 가지지 않고서도 불록동기, 샘플 클록 동기, 및 관련된 경우 국부 발진기 동기 모두나 그중 어떠한 것이라도 처리할 수 있다.
제1도에 도시된 바와같이, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)신호는 복수개의 반송파로 구성되어 있으며, 상기 반송파 각각은 연속적이라기 보다는 오히려 개별적으로 변화하는 레벨을 갖는 신호에 의해 변조되어, 결과적으로는 각각의 변조된 반송파의 스펙트럼은 sinx/x 곡선 다음에 온다. 변조 신호의 기호 속도, 즉 반송파 주파수는 기타 변조된 반송파 모두에 대해 영(0)에 해당하는 주파수에서 각기 변조된 반송파의 피크(peak)가 생길 정도이다. 반송나 공간은 각각의 변조 신호의 기호 속도의 역수와 동일하다(변조 신호 모두는 동일 기호 속도를 갖는다고 가정하기로 함).
전반적인 OFDM 신호의 스펙트럼은 복수개의 반송파가 OFDM 신호에 포함되어 있을때 직사각형에 매우 근접한다.
주어진 시간 주기(T)동안, OFDM 신호는 N 샘플 블록으로 나타낼 수 있다.
K 번째 샘플값은,
와 같다.
N 값(X(n))은 시간주기(T)동안 OFDM 반송파(e2jnk/N)를 변조시키는 개별변화 신호의 각각의 값을 나타낸다.
상기 등식으로 부터 알 수 있는 바와같이, OFDM신호는 한 세트의 데이터 샘플(X(n))의 역 이산형 푸리에 변환에 해당한다. 따라서, 데이타 스트림은 N샘플(X(n))의 블록으로 상기 데이타 스트림을 분할시키고 각 블록의 데이타 샘플을 역 이산형 푸리에 변환으로 취함으로써 OFDM 신호로 변환될 수 있다.
시간에 걸친 특정의 샘플 위치에 나타나는 연속적인 데이타 샘플(X(n))은 반송파를 주파수(fn)로 변조시키는 개별 변화 신호를 구성한다.
본 발명에 의하면, 샘플(X(n))이 반송파 (fn)에 부과될 한 세트의 위상 상태 및 진폭을 나타내는 단지 제한된 세트의 값을 갖는것이 바람직하다. 본 발명의 특히 바람직한 실시예에서는, 샘플(x(n))이 제한되는 세트값은 값 (+1+j, +1-j, -1+j, -1-j )을 포함한다. 이러한 세트의 값은 동일한 진폭을 지니면서 변조된 반송파(fn)에 대해 4 개의 허용가능한 동일 이격의 위상 상태에 해당한다. 따라서, 이러한 실시예에서의 각 반송파의 변조는 직교 위상 전이 방식(QPSK)에 이른다. QPSK 는 단순성과 양호한 성능의 이점을 갖는다.또 다른 이점은 데이타를 차동적으로 코딩(coding)함으로써 얻어질 수 있다(이는 반송파 기준에 대한 필요성을 해소시킴). 이러한 방식으로 생성된 OFDM 신호는 또한 종래의 신호보다 훨씬 양호한 비위상 등화 채널(non - phase - equalized channel)을 허용한다.
전송될 데이타 스트림에 포함된 데이타 샘플이 4 개의 가능한 값중 하나를취하는데 반드시 제한될 필요가 없기 때문에, 4개의 허용된 샘플값(1j)으로 입력 데이타를 코딩하도록 간접적인 프로세스를 사용하는 것이 필요하다. 이를 행하는 한가지 방법은 우선 입력 데이타를 2진 비트 스트림으로 변환한 다음에 상기 비트 스트림의 각 2비트 부분을 4개의 허용된 값 중 하나의 값으로 코딩하는 것이다. 따라서, 디지탈 데이타 스트림을 OFDM신호로 변환할 경우(여기서 각 OFDM 반송파는 상기 기술한 바와같이 변조된 QPSK임), 데이타 스트림은 블록 2N 비트 길이로 분할된 다음에 2비트의 각 그룹이 상기 4개의 값(1j)중 하나의 값으로 코딩될 수 있다. 이때 한 블록에 대해 생성된 복소값 어레이는 OFDM 신호를 생성하도록 역 이산형 푸리에 변환으로 취해진다.
OFDM 신호에서의 반송파의 QPSK 변조를 사용한 결과는 단지 2 개의 비트의 데이타만이 역 이산형 푸리에 변환당 각각의 반송파상으로 변조된다는 것이다. 푸리에 변환의 횟수를 증가시키지 않고서도, 이러한 비트 속도는 변조된 반송파의 허용된 위상 상태 및/또는 허용된 진폭의 수를 증가시킴으로써 증가될 수 있다. 예를들면, 8 - PSK나 16 QAM과 같이 개별적인 OFDM반송파를 변조시키는 변형적인 방법이 사용될 수 있다. 그러나, 허용된 위상 상태의 수가 많으면 많을수록 OFDM 신호는 노이즈(noise) 및 채널 왜곡에 영향을 받는다. 또한, 단일 데이타 블록을 나타내는 OFDM신호 부분을 생성시키는 경우 서로 다른 반송파가 서로 다른 사이즈의 진폭을 지닐 수 있다면, 그러한 OFDM신호 부분의 전반적인 스펙트럼은 직사각형일 수 없다.
OFDM은 보다 종래적인 변조 기술에 대하여 몇가지 중요한 이점을 갖는다.
이들 중에는,
1) 다중 경로 간섭으로부터의 포괄적인 면역(이는 기호 시간이 전형적인 반향(echo)사이의 시간에 비하여 길기 때문에 생긴다).
2) 효과적인 스펙트럼 사용 (직사각형의 OFDM 스펙트럼은 채널을 거의 근접하게 채울 수 있다. 이는 이론적인 최대 데이타 속도, 예컨대 QPSK에 대해 2비트/초/Hz에 근접하게 상기 스펙트럼을 이루게 할 수있다. 종래의 디지탈 변조 스킴은 적절한 필터를 구현하는데 실제로 어렵기 때문에 보다 넓은 대역폭을 필요로 한다.),
3) 양호한 간섭 속성 (간섭 신호의 스펙트럼에서의 전력 분배를 고려하도록
OFDM스펙트럼을 수정하는 것이 가능하다),
이 있다. 해당 국제 특허출원 제 PCT/GB91/00513호에 기술된 바와같이, PAL텔레비젼 신호의 경우 대부분의 전력은 화상 및 음성 반송파 주위에 집중되어 있다.
현존하는 채널에 근접하는 TV 에 대한 OFDM 신호를 사용하는 경우, 이들의 화상 및 음성 반송파 주파수를 영(0)에 가까운 값으로 OFDM 반송파를 세트시킴으로써 PAL상호 채널 간섭에 의해 야기되는 비트 오차 속도에서의 극적인 개선점과 직사각형 구멍을 갖는 스펙트럼이 생긴다. 또한, 채널 에지에 근접한 반송파를 사용하지 않음으로써 인접한 채널 간섭을 감소시키는 것이 가능하다.
본 발명의 한 실시 태양에서는, 4 개의 가능한 위상값 중 하나를 취하는 샘플값에 의하여 OFDM 반송파상에 변조된 데이타를 복조시키는 방법 및 장치가 제공되어 있는데, 상기 복조는 이산형 푸리에 변환이나 역 이산형 푸리에 변환을 사용하여 샘플값, 복소 승산 및 제1 및 제2의 데이타 비트 각각으로의 결과적인 신호의 실수부와 허수부의 부호의 데코딩을 회복한다.
OFDM 신호로 부터 데이타를 복조할 경우(여기서 OFDM 반송파가 4 개의 위상중한 위상을 취하도록 제한되는 샘플값에의해 변조됨(또한 샘플값이 진폭에 제한되는 것의 여부에 관계 없음)), 복소 벡터 표시로 나타나는 복조된 샘플값은 서로 대략 90각도 및 기준세트축으로 부터 45각도로 이격된 4 개의 일련의 지점으로서 나타난다. 이론상 샘플값의 실수 성분에 대한 허수 성분의 비율이 위상각의 역탄 젠트를 취한다는 사실을 이용함으로써 위상각 정보를 회복하는 것이 가능하지만, 이는 샘플 복조 프로세스가 복소 분할을 이행한 다음에 조사표 ( look - up table )를 참조한다는 것을 의미한다. 복소 분할은 디지탈 신호 처리 장치에서 구현하기 어려우며 대량의 처리 전력을 필요로 한다.
한 OFDM 반송파에 대한 회복된 샘플값을 기준축상에 나타나는 지점의 공액 복소로 승산함으로써 상기 반송파와 관련된 데이타의 복조시에 필요한 처리량을 감소시키는 것이 가능하다. 즉, 결과적으로 생성된 신호가 들어서는 사분구간은 2비트의 데코딩된 데이타 (또 다른 비트의 데이타가 샘플값의 진폭의 고려로 부터 얻어질 수 있든 없든간에)를 결정한다.
본 발명의 또다른 실시 태양에 있어서는, 수신된 OFDM신호에 대하여 수신기를 동기시키는 방법 및 장치가 제공되어 있다.
OFDM 신호의 연속 부분이 OFDM 반송파를 변조하는 데이타의 각각의 연속 블록을 나타내는 경우, 신호의 블록 경계에 대하여 수신기를 동기시키는 유리한 방법은 각각의 OFDM 반송파에 대하여 수신기에서 회복되는 샘플값의 분배를 평가하는 단계 및 다음으로 회복되는 샘플값이 보다 정밀하게 한정된 그룹으로 들어서도록 수신기 파라메타를 변경시키는 단계를 포함한다. 이러한 변경은 블록 개시(block start) 신호의 타이밍 변화의 형태를 취할 수 있거나, 바람직하게는, 샘플 속도의 클록 주파수에 있어서의 변경을 포함한다.
샘플 클록 주파수를 조정함으로써 블록 동기가 이루어지는 바람직한 실시예에서는, 분리된 샘플 클록 동기 단계를 갖는 것이 반드시 필요하지 않다.
분리된 샘플 클록 동기가 필요하거나 이를 원하는 경우, 이는 어떠한방식으로 시간에 따른 샘플의 위상 변화의 비율이 한 OFDM 반송파 주파수로 부터 다른 OFDM 반송파 주파수로 변화하는지를 평가(각각의 OFDM 반송파를 변조시키는 데이타 비트 값에 기인하는 위상 변화를 그러한 고려로부터 제거) 함으로써 실현될 수 있다.
각각의 OFDM 반송파용 수신 샘플값의 전개 범위(spread)를 평가하기 위해 선택된 방법은 송신기에서 사용된 해당 주파수와 비교해서 수신기에서 사용된 여러 국부 발진기의 주파수 간의 차이로 부터 생길 수 있는 주파수 오차에 영향을 받지 않아야 하는 것이 바람직하다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 이는 방사 방향만으로의 샘플 위치의 변화를 조사하는 샘플 전개범위를 평가함으로써 달성된다. 그 이외에도, 처리 감소는 수신된 신호의 반송파 모두에 대해서라기 보다는 OFDM반송파의 부분 집합만에 대하여 샘플 전개범위를 단정함으로써 달성될 수있다.
또한, 샘플의 전개 범위 를 평가하는 기술은 블록 동기를 개선시키도록 수신기 파라메타가 변화되어야 하는 방향 표시를 제공하여야 하는 것이 바람직하다.
이를 달성하는 유리한 방법은, 블록 개시 위치가 초기에 수신기 세팅과 비교될때 샘플의 전개 범위 를 단정하고, 블록 개시 위치가 후기에 수신기 세팅과 비교될 때 샘플의 전개 범위 를 단정하며, 상기 초기 값으로 부터 후기 값을 감산하는 것이다. 그 결과의 측정 값은 수신기 세팅이 진실한 블록 개시 위치로 부터 어느 정도 떨어져 있는지를 나타내며 수신기 세팅이 블록 개시 위치로 부터 벗어난 방향을 나타낸다.
OFDM 수신기에서 국부 발진기 동기률 달성하는 바람직한 기술은 각각의 OFDM반송파에 대하여 시간에 따른 샘플값의 위상 변화의 비율을 평가하고 이러한 위상 변화를 감소 또는 제거하도록 수신기 파라메타를 변경시키는 것이다. 수신기 국부 발진기가 해당 송신기의 국부 발진기와 오정렬되는 경우, 모든 샘플에 대하여 한 블록으로부터 다음 블록으로 샘플 위치의 위상 드리프트가 존재한다. 또한, 관련OFDM 반송파를 변조시키는 샘플 신호가 난 블록으로 부터 다음 블록으로 변하는 경우한 블록으로 부터 다음 블록으로 위상 변화가 존재할 수 있지만, 수신기는 이러한 총체적인 변화를 검출하여 샘플 위상으로 부터 90의 관련 배수를 공제할 수 있다.
다시, 위상 변화의 비율의 평가는 처리를 적게하거나 단순하게 하여야 바람직스럽다. 특히, 연속적인 블록 사이에서의 위상 변화를 평가하여 역 탄젠트와 같은 함수를 없애고 복소 분할 단계의 횟수를 최소화하는 것이 유리하다.
따라서, 본 발명의 특정의 바람직한 실시예에 의하면, 한 OFDM 반송파를 변조시키는 복조된 샘플값에서 한 블록으로 부터 다음블록으로의 위상 변화는 한 샘플값을 이전 샘플의 공액 복소로 승산함으로써 평가되는데, 그 결과로 생성된 허수 부분은 2개의 샘플값간의 위상차에 해당한다. 이러한 측정간은 신호 레벨에 의존하지만, 보다 큰 정밀도를 원하는 경우에는 위상차의 계산값을 신호 레벨로 분할 할 수 있다.
한 OFDM반송파용 블록간의 위상차를 단정하는 이러한 방법은 또한,샘플 클록 동기시에 분리된 샘플 클록 동기가 비행되는 경우에 사용될 수 있다.
국부 발진기 동기를 위하여 블록간의 위상차를 단정하는 경우에는, OFDM 반송파 모두에 공통인 위상차가 평가되는 것이 이상적이다. 그러나, 실제로는 OFDM반송파의 부분집합만으로 작동하는 것이 충분할 수 있다. 마찬가지로, 동기 (일단 동기가 이루어진 경우)를 유지하는데 필요한 처리량을 감소시키기 위하여, 2개의 블록간의 위상차는 샘플 위상을 여러 블록으로 비교하고 위상차를 상기 샘플을 분리시키는 블록수로 분할시킴으로써 구해질 수 있다.
본 발명의 여러 실시 태양에 의해 제공된 동기 기술은 이산형 푸리에 변환이나 역 이산형 푸리에 변환에 의해 수신된 OFDM 신호로 부터 이미 추출되어진 샘플의 부가적인 처리 단계률 포함하되, 이러한 부가적인 처리는 복소 승산 단계를 포함하는 것이 바람직하다는 것을 알 수 있다.
본 발명의 여러 실시 태양에 의해 제공된 또 다른 특징 및 이점은 예를들어 제공되어 있으며 첨부된 도면으로 예시되어 있는 이하 본 발명의 실시예에 대한 설명으로 부터 자명해질 것이다.

Claims (17)

  1. 복수개의 직교 주파수 분할 다중화( 0FDM) 반송파를 포함하는 신호를 수신하되, 각각의 반송파가 각 반송파에 대한 허용된 위상 및/또한 진폭 상태에 해당하는 복수개의 허용된 값 중 어느 한 값을 취할 수 있는 신호에 의해 변조되고, 신호값의 세트는 한 블록의 데이타 샘플을 나타내는 시간주기(T) 동안 복수개의 OFDM 반송파를 변조시키는 장치에 있어서, 특정의 시간주기(T)동안 상기 반송파를 변조시키는 신호의 값을 나타내는 한 세트의 복소 샘플을 생성하도록 상기 OFDM 반송파를 복조시키는 수단, 각각의 OFDM 반송파에 대하여, 각각의 OFDM 반송파를 변조시키는 허용된 값에 의해 한정되는 기준 프레임을 형성하는 기준 축의 복소 평면에 위치를 평가하는 수단, 한 세트의 허용된 값을 형성하도록 해당 평가된 기준 축을 참고로 상기 세트의 각각의 복소 샘플에 허용된 변조값을 할당하는 수단, 및 허용된 값 세트를 회복된 데이타 스트림으로 변환시키는 수단을 포함하는 수신 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 할당 수단은 상기 해당 평가된 기준 축 중 한 기준축 상의 지점의 각각의 복소 공액으로 상기 복소 샘플을 승산하는 수단 및 상기 복소 값에, 상기 승산된 값에 가장 가까운 허용된 값을 할당하는 수단을 포함하는 수신 장치 .
  3. 제2항에 있어서, 수신된 ODFM 반송파가 위상 전이 키잉(PSK)에 의해 변조되는 수신된 신호용으로 사용되며, 상기 할당 수단은 상기 승산 수단에 의해 형성된 승산값의 실수 및 허수 부분의 부호를 상기 허용된 값의 각각의 비트로 코딩함으로써 허용된 값을 상기 복소 샘플에 할당하는데 적합한 수신 장치.
  4. 제2항에 있어서, 상기 기준 축 평가 수단은 반송파로 부터 회복된 복소 샘플에 할당되는 허용된 값에 의존하는 반송파에 대하여 상기 기준 축의 평가된 위치를 교정하는데 적합한 수신 장치.
  5. 제1항에 있어서, 하나 또는 그 이상의 반송파 각각에 대하여 복조 수단에 의해 형성된 복소값의 전개 범위를 평가하는 수단, 및 상기 수신 장치의 블록 동기를 제어하는 수단을 부가적으로 포함하며, 블록 동기 제어 수단은 사용시 복소 샘플의 평가된 전개 범위를 감소시키도록 복조 수단이 동작하는 특정의 시간 주기(T)를 변경시키는데 적합한 수신 장치.
  6. 제5항에 있어서, 수신된 OFDM 반송파가 위상 전이 키잉(PSK)에 의해 변조되는 수신된 신호용으로 사용되며, 상기 전개 범위 평가 수단은 방사 방향만으로 복소 샘플의 전개 범위을 평가하는데 적합한 수신 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 전개 범위 평가 수단은
    과 같은 식에 따라 전개 범위를 평가하는데 적합하며, 상기 식중, Renm은 m번째 시간 주기(T) 동안 n 번째 OFDM 반송파에 대하여 유도되는 복소 값의 실수 부분이고, Imnm은 상기 복조값의 허수 부분이며, 반송파( s, s+1 , s )는 전개범위 평가에 사용하도록 선택된 한그룹의 OFDM 반송파인 수신 장치.
  8. 제5항에 있어서, 상기 전개 범위 평가 수단은 특정의 시간 주기(T)와 비교해서 이른 시간 주기 동안 복조된 복소 샘플에 대하여 전개 범위를 평가하고, 상기 시간 주기(T)와 비교해서 뒤진 시간 주기동안 복조된 복소 샘플에 대하며 전개 범위률 평가하며, 초기 값으로 부터 후기 값을 감산하여 상기 복소값의 전개 범위의 표시로서 그 출력시키는데 적합한 수신 장치.
  9. 제5항에 있어서, 상기 블록 동기 제어 수단은, 복조 수단이 수신기 샘플 클록 주파수를 변 경시킴으로써 동작하는 시간 주기(T)를 변경시키는데 적합한 수신 장치.
  10. 제5항에 있어서, 상기 전개 범위 평가 수단은 위상 동기 루프의 위상 감지용 검출기를 형성하며 상기 블록 동기 제어 수단은 상기 위상동기 루프의 전압 제어 발진기를 제어하는 수신 장치.
  11. 제5항에 있어서, 상기 OFDM 반송파가 한 반송파상에 변조되는 수신된신호용으로 사용되며, 상기 수신된 신호를 복조시키는 국부 발진기, 상기 복조 수단에 의해 형성된 서로 다른 세트의 복소 값 사이의 위상 드리프트를 평가하는 수단으로서, 위상 드리프트를 평가하기 전에 상기 복소값을 조절함으로써 각각의 OFDM 반송파를 변조시키는 허용된 값에서 변화하는데 기인하는 위상 변화를 무시하는데 적합한 수단, 및 상기 평가된 위상 드리프트를 감소시키도록 국부 발진기 주파수를 변경시키는 국부 발진기 동기 수단을 부가적으로 포함하는수신 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 위상 드리프트 평가 수단은 보다 이른 시간 주기 동안 해당 OFDM 반송파에 대해 유도된 각각의 조절된 복소 샘플의 복소 공액으로 각각의 조절된 복소 샘플을 승산하는 수단을 포함하는 수신 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 위상 드리프트 평가 수단은
    과 같은 공식에 따라 위상 드리프트를 평가하는데 적합하며, 상기 식중, Znm은 m번째 시간 주기 동안 n번째 OFDM 반송파에 대하여 유도되는 조절된 복소값이고, 반송파 (p, p+1 , p ) 는 위상 드리프트 평가에 사용하도록 선택된 한 그룹의 OFDN 반송파인 수신 장치.
  14. 제11항에 있어서, 상기 위상 드리프트 수단은, 몇개의 간격으로 이격되어 있는 시잔 간격동안 상기 복조 수단에 의해 형성되는 복소값 세트 사이에서 생기는 위상 변화를 평가하는데 적합한 수신 장치.
  15. 제11항에 있어서, 상기 위상 드리프트 평가 수단은 주파수 동기 루프의주파수 감지용 검출기를 형성하는 수신 장치.
  16. 제11항에 있어서, 상기 블록 동기 수단 및 국부 발진기 동기 수단의 특징은 동기가 포착되거나 동기가 유지되는지에 따라 변경하는데 적합한 수신 장치.
  17. 제16항에 있어서, 상기 블록 동기 제어 수단은, 국부 발진기 동기 수단이 여전히 동기 포착 특성을 나타내지만 동기 유지 특성을 나타낼 수 있는데 적합한 수신 장치,
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