JPH0795175A

JPH0795175A - Ｏｆｄｍ信号復調装置

Info

Publication number: JPH0795175A
Application number: JP5238657A
Authority: JP
Inventors: Yasushi Sugita; 康杉田; Tatsuya Ishikawa; 石川　　達也; Takashi Seki; 隆史関
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-09-27
Filing date: 1993-09-27
Publication date: 1995-04-07

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】安価なＯＦＤＭ受信用のＡＦＣ装置を有する
ＯＦＤＭ信号復調装置を提供する。【構成】ＯＦＤＭ（直交同波数多重）変調方式により
伝送されてきた信号が、乗算器１０１，１０２で直交検
波され、それぞれＩ軸成分、Ｑ軸成分はデジタル化され
てガード期間除去器１０５を経た後、直列並列変換器１
０６、ＦＦＴ演算器１０７並列直列変換器１０８、遅延
検波器１１８にて復調される。ここで選択器１０９，パ
ワー計算器１１０，１１１，フェージング除去器１１
２，比較器１１３，Ｄ／Ａ変換器１１４，ＶＣＸＯ１１
５の経路は、ＡＦＣループを形成している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、たとえばＯＦＤＭ変調
で送信された信号を受信し、復調するＯＦＤＭ信号復調
装置に関し、特にＡＦＣ（自動周波数制御）機能を改善
したのもである。

【０００２】

【従来の技術】映像信号または音声信号を伝送するシス
テムにおいて、高品質な伝送および周波数利用効率の向
上に役立つディジタル変調・復調システムとして、ＯＦ
ＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式が提案されてい
る。ＯＦＤＭは、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜
１０２４程度）サブ・キャリアを立てる変調方式で、そ
の周波数スペクトルは図１０に示す様になる。それぞれ
のサブ・キャリアはＱＡＭ（直交振幅変調）で変調され
ていて、ＯＦＤＭのチャンネル内の周波数パワー・スペ
クトル２０２は、これらのＱＡＭされた多重のサブ・キ
ャリアの周波数スペクトル２０１の重ね合わせで表され
る。

【０００３】ここで、普通のＯＦＤＭサブ・キャリアの
周波数スペクトルはすべて同等のもので、また、狭い周
波数間隔で等間隔に並んでいる。このためＯＦＤＭ変調
波はほとんど白色雑音の波形となる。このために周波数
同調を行なうにも、その対象となる周波数離調の程度が
わからないので行なうことが出来なかった。このため、
従来のＯＦＤＭ復調器（１９９２年度ＮＨＫ技術研究所
公開研究発表予稿集ｐｐ．２８−３６）では受信機で検
波を行なう際に使っている発振器の精度を可能な限り上
限にまで上げ、その精度によって周波数離調が発生しな
いようにしている。

【０００４】しかし、このような発振器は普及型の受信
機に搭載することは、発振器の品質を維持するために相
当の手間がかかり、また価格の面からいってもほとんど
無理である。よって、ＯＦＤＭの普及には安価なＡＦＣ
を提供し、これによって受信機の検波周波数発振器の周
波数ズレを補償する技術が不可欠である。

【０００５】以下、まずＯＦＤＭを用いた送信および復
調装置について説明しておくことにする。図１１は、Ｏ
ＦＤＭを用いた送信装置の従来例を示す図である。図１
１において、クロック信号はタイミング回路９１４に入
力され、タイミング回路９１４によって生成されたタイ
ミング信号が各回路に供給される。デジタルＴＶ信号
は、シンボル符号化器９０１に入力され、ＰＳＫ方式や
ＱＡＭ方式の符号点（シンボル）に変換される。シンボ
ル符号化器９０１からのシンボルデータ（Ｉ軸成分およ
びＱ軸成分）は、直列並列変換器９０２に入力されて、
ＯＦＤＭのサブキャリア数（Ｎとする）の並列シンボル
データに変換される。シンボルのＩ軸成分を複素数の実
部、Ｑ軸成分を複素数の虚部とみなし、Ｎ個の複素デー
タをＩＦＦＴ演算器９０３のＮ個の入力端子にそれぞれ
入力してＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕ
ｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行うことによっ
て、Ｎ個のサブキャリアを変調することができる。ＩＦ
ＦＴ演算器９０３の出力は、Ｎ個のサブキャリアの変調
波を合成した信号となる。ＩＦＦＴ演算器９０３のＮ個
の出力は、並列直列変換器９０４に入力されて直列に変
換される。並列直列変換器９０４の出力の実部および虚
部は、それぞれデジタルアナログデジタル（Ｄ／Ａ）変
換器９０５、９０６でアナログ信号に変換され、低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）９０７、９０８で帯域制限され
る。帯域通過フィルタ９０７、９０８の出力は、それぞ
れ乗算機９０９、９１０に入力され、局部発振器９１１
からの位相０°および位相９０°の局部信号によって直
交変調される。乗算器９０９、９１０の出力は加算器９
１２で加算され、帯域通過フィルタ９１３で帯域制限さ
れて送信される。

【０００６】図１２は、ＯＦＤＭを用いた受信装置の従
来例を示す図である。図１２において、受信信号はチュ
ーナ回路１００１によって中間周波帯に変換され、帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）１００２によって帯域制限され
る。帯域通過フィルタ１００２の出力は、乗算器１００
３、１００４に入力され、局部発振器１００５からの位
相０°および位相９０°の局発信号によって準同期直交
検波される。乗算器１００３、１００４の出力は、それ
ぞれ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１００６、１００７を
通ってアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１００８、１
００９に入力され、デジタル信号に変換される。ここ
で、クロック再生回路１０１４によって再生されたクロ
ック信号がアナログデジタル変換器１００８、１００９
に供給される。また、再生されたクロック信号は、タイ
ミング回路１０１５に入力され、タイミング回路１０１
５によって生成されたタイミング信号が各回路に供給さ
れる。アナログデジタル変換器１００８、１００９の出
力は、直列並列変換器１０１０に入力されて並列の複素
データに変換される。直列並列変換器１０１０の出力を
ＦＦＴ演算器１０１１に入力してＦＦＴ演算を行うこと
によって、ＯＦＤＭ変調波が復調される。ＦＦＴ演算器
１０１１の出力の実部および虚部がそれぞれシンボルの
Ｉ軸成分およびＱ軸成分になる。ＯＦＤＭ復調されたＮ
個のシンボルは、並列直列変換器１０１１に入力されて
直列に変換される。並列直列変換器１０１１の出力は、
シンボル識別器１０１３において遅延検波された後に識
別されて、デジタルＴＶ信号に復号される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上の様に、従来のＯ
ＦＤＭ受信には精度の高い発振器を用いた検波器を用い
ることによって周波数離調を起こさない様な受信機が用
いられていた。しかし、これには価格・品質管理上の問
題があり、実用機の普及には即さないという問題があ
る。本発明は、この問題点を解決するためになされたも
ので、安価なＯＦＤＭ受信用のＡＦＣ装置を有したＯＦ
ＤＭ信号復調装置を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明の装置は、ＯＦＤ
Ｍサブ・キャリアのなかから、所定の周波数を持つ複数
のサブ・キャリアそれぞれの振幅・位相情報を取り出す
キャリア情報抽出手段と、キャリア情報抽出手段によっ
て抽出された情報から複数のサブ・キャリアそれぞれの
電力を計算するパワー計算手段と、パワー計算手段によ
って計算された複数のサブ・キャリアのパワーを比較す
るパワー比較手段と、パワー比較手段の出力によって発
振周波数を変化させる発振器と、発振器の出力周波数に
よって入力ＯＦＤＭシンボルを検波する検波手段とを備
えるものである。

【０００９】

【作用】キャリア情報抽出手段で選択されるＯＦＤＭサ
ブ・キャリアは、隣のサブ・キャリアのパワーはゼロで
あることがあらかじめわかっているサブ・キャリアであ
る。すると周波数離調がある時には、パワー計算手段に
よって計算される当該サブ・キャリアのパワーは、本来
あるべきパワーと極端に小さいパワーのどちらかの値を
とる。この結果をサブ・キャリア複数本について求め、
パワー比較手段で比較することで、周波数離調の方向を
定めることができる。これに合致する方向に発振器の出
力周波数を変化させ、この周波数でＯＦＤＭ信号の周波
数同期を行なう。これにより、入力信号の周波数と検波
周波数の周波数離調を自動的になくす制御が可能になる
ので、検波周波数発振器の精度がそれほど高くなくて
も、確実に周波数同期を行なうことができる。

【００１０】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。図１はこの発明の一実施例である。この復調器
は、ＯＦＤＭ変調されたベースバンド信号を入力とし、
これをＯＦＤＭ復調した結果を出力する。図１中、二本
線は複素信号の経路を、一本線は実数記号の経路を示
し、これは以下の図に共通とする。

【００１１】説明のため、入力するＯＦＤＭベースバン
ド信号のパワースペクトルは、図２のように１チャンネ
ルの帯域内では平坦であることがあらかじめわかってい
るとする。

【００１２】入力された信号は２経路にわけられ、それ
ぞれ乗算器１０１と１０２によって検波周波数で直交検
波される。検波周波数を発生するのは水晶電圧制御発振
器（ＶＣＸＯ）１１５である。直交検波された信号は、
それぞれアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０３と１
０４によってデジタル信号に変換され、複素シンボル信
号としてガード期間除去器１０５とクロック再生回路１
１７に入力する。クロック再生回路１１７は入力信号か
らＡ／Ｄ変換器１０３と１０４のサンプリング・クロッ
クをつくり、Ａ／Ｄ変換器１０３と１０４に供給する。

【００１３】ガード期間除去器１０５は、入力した複素
ＯＦＤＭ信号の時系列の中にあるガード期間のデータを
除去して出力する。ガード期間の例を図２（Ｂ）に示
す。この出力は、直列並列変換器１０６によって並列な
複素信号に並び変えられ、ＦＦＴ演算器１０７に入力す
る。ＦＦＴ演算器１０７は入力したＯＦＤＭシンボル
を、ＯＦＤＭシンボル期間で１期間の間にＦＦＴ処理し
終えて出力するだけの能力を持って動作する。

【００１４】ＦＦＴ演算器１０７の出力は、並列直列変
換器１０８によってＱＡＭ変調された複素シンボル列に
並び変えられる。これは、すなわちＯＦＤＭシンボルの
サブ・キャリアの複素スペクトルの時系列である。並列
直列変換器１０８の出力は、遅延検波器１１８と選択器
１０９に入力する。遅延検波器１１８は［１９９２年度
ＮＨＫ技術研究所公開研究発表予稿集ｐｐ．２８−３
６］に述べられているものと同じ構造を持ち、入力する
ＱＡＭ変調信号を復調して出力する。この出力がＯＦＤ
Ｍ復調器の出力である。

【００１５】選択器１０９はＯＦＤＭサブ・キャリアの
中からあらかじめ決められていたサブ・キャリアとそれ
に付随するサブ・キャリア群を選択して、そのデータを
パワー計算器１１０と１１１に入力する。

【００１６】図２（Ａ）に選択器１０９が選ぶサブ・キ
ャリアの例を示す。選択器１０９が１ＯＦＤＭシンボル
分のサブ・キャリアの中から選ぶサブ・キャリアは回路
設計時に決められる。ここでは選択器１０９が選択した
サブ・キャリアは、図２（Ａ）のα１とβ１とする。ま
た、選択器１０９は選んだサブ・キャリアに近傍にある
サブ・キャリア群をも選択する。例えば図２（Ａ）にお
いては、選択器１０９はサブ・キャリアα１を選択する
と同時にその近傍にあるサブ・キャリア群α１Ｇを選択
する。また、サブ・キャリアβ１を選択すると同時にβ
１Ｇをも選択する。選択器１０９は、サブ・キャリアα
１、β１についてはパワー計算器１１０に入力する。パ
ワー計算器１１０は入力したサブ・キャリアα１とβ１
のパワーをそれぞれ計算する。さらに、選択器１０９は
サブ・キャリア群α１Ｇとβ１Ｇをパワー計算器１１１
に入力する。パワー計算器１１１は、入力したサブ・キ
ャリア群α１Ｇとβ１Ｇのそれぞれの平均パワーを計算
する。ここで述べた平均パワーを計算されるサブ・キャ
リア群は、周波数軸上で見たときにパワー計算器１１０
でパワーを計算されるサブ・キャリアのすぐそばにあ
り、かつ回路設計段階でＯＦＤＭ信号を伝送するための
パワーを持っていることがわかっている複数本のサブ・
キャリアで構成される。

【００１７】パワー計算器１１０と１１１の出力は、フ
ェージング除去器１１２に入力される。フェージング除
去器１１２は、ＯＦＤＭ信号が受けている周波数フェー
ジングを取り除く機能を持つ。

【００１８】図３には、フェージング除去器１１２の構
成を示している。図３に示すようにフェージング除去器
１１２には、二つの入力と一つの出力がある。入力端３
０１からはサブ・キャリア群α１Ｇとβ１Ｇの平均パワ
ーをパワー計算器１１１によって計算した結果が入力
し、入力端３０２からはサブ・キャリアα１とβ１のパ
ワーをパワー計算器１１０のよって計算した結果が入力
する。この実施例ではパワー計算器１１０からはα１と
β１のパワー計算結果が交互に出力され、パワー計算器
１１１からはα１Ｇとβ１Ｇの平均パワー計算結果が交
互に出力されると仮定しているので、フェージング除去
器１１２は、入力端３０１の信号をラッチ回路３０３に
よって、入力端３０２の信号をラッチ回路３０４によっ
て並べなおし、α１とβ１、α１Ｇとβ１Ｇが並列に処
理されるように構成している。しかし、フェージング除
去器１１２の前後の構成その他によっては、これらのラ
ッチは必要ない。入力端３０１からシリアル入力したα
１Ｇとβ１Ｇの平均パワーは、ラッチ回路３０３によっ
てパラレル信号に変換され、比率計算器３０５に入力さ
れる。比率計算器３０５は、二つの入力の絶対値等を取
り、入力するパワーの大きさの比を求める。その計算結
果は、係数発生器３０６と３０７に入力し、係数発生器
３０６と３０７は、計算結果に見合った値を出力する。
この計算結果は、それぞれ乗算器３０８と３０９に入力
する。

【００１９】入力端３０２からシリアル入力したα１と
β１のパワー計算結果は、ラッチ回路３０４によってパ
ラレル信号に変換される。これらのパラレル信号には、
先の係数発生器３０６と３０７からの出力が乗算器３０
８と３０９においてそれぞれ乗算される。これによって
サブ・キャリアα１とβ１のパワーがそれぞれサブ・キ
ャリア群α１Ｇとβ１Ｇのパワーによって正規化され、
周波数選択性フェージングを取り除く事ができる。

【００２０】乗算器３０８と３０９の出力は、セレクタ
３１１とラッチ回路３１０に入力し、並べ変えられ、出
力端３１２に交互に出力信号として出力される。フェー
ジング除去器１１２の出力は、比較器１１３に入力され
る。比較器１１３は、サブ・キャリアα１のパワー｜α
１｜とサブ・キャリアβ１のパワー｜β１｜を比較し、
｜α１｜＝｜β１｜の時にはゼロ、｜α１｜＞｜β１｜
の時には＋１、｜α１｜＜｜β１｜の時には−１を出力
する。この出力はＤ／Ａ変換器１１４によってアナログ
電圧に変換され、この電圧はＶＣＸＯ１１５の発振周波
数を変化させる。

【００２１】ＶＣＸＯ１１５の発振周波数は二つにわけ
られ、一つは９０°移相器１１６を通って乗算器１０１
に入力し、もう一つはそのまま乗算器１０２に入力し
て、復調器入力のＯＦＤＭベースバンド信号を直交検波
する。

【００２２】以上の構成の実施例の動作を、図４を参照
して説明する。図４中のα１、β１は図２中α１、β１
に対応する。説明の為に、受信するＯＦＤＭ信号にはサ
ブ・キャリアが５１２本あり、それらのサブ・キャリア
を周波数の低い順に１、２、３、４…５１１、５１２
と、番号で呼ぶことにする。１番のサブ・キャリアはサ
ブ・キャリア中で最も周波数の低い成分、５１２番のキ
ャリアはサブ・キャリア中で最も周波数の高い成分であ
る。並列直列変換器１０８は、ＯＦＤＭシンボルの一つ
がＦＦＴ演算器１０７で処理されるたびに、ＦＦＴ演算
器１０７の出力をサブ・キャリアの番号通りに１、２、
３、…５１１、５１２の順に並べてシリアル出力するも
のとしてよい。選択器１０９は、このサブ・キャリア列
から１番と５１２番のデータを選択してパワー計算器１
１０に送る。この１番と５１２番のサブ・キャリアは、
図４中ではα１とβ１の記号で示されている。これらの
サブ・キャリアが選ばれているのは、送信信号の設計上
パワーを持って送信されているサブ・キャリアと、送信
時からパワーを持たないサブ・キャリアとの境目の位置
にあるからである。

【００２３】ここで、入力ＯＦＤＭ信号を送信したとき
の信号のパワー・スペクトルが図４（Ａ）の様になって
いるとする。これは、受信機において周波数離調がない
（Δｆ＝０）場合であって、ＦＦＴ演算器１０３によっ
てＯＦＤＭ復調を行なったあとのパワー・スペクトルは
図４（Ａ）の様になる。しかし、周波数離調が正（Δｆ
＞０）になった時には、受信機のサンプリング周波数に
対してＯＦＤＭ信号に含まれるすべてのスペクトル周波
数が高くなるめ、周波数スペクトルは、元の位置から周
波数の高い方へ移動した図４（Ｂ）の様に見える。周波
数離調が負（Δｆ＜０）になった時には、上とは逆に図
４（Ｃ）の様なパワー・スペクトル分布となる。する
と、パワー計算器１１０によって算出されるスペクトル
α１とβ１のパワー｜α１｜と｜β１｜の大小関係は、
Δｆの正負によって変化する。つまり、図４を見てもわ
かるように、理想的な場合にはΔｆ＝０のとき｜α１｜
＝｜β１｜、Δｆ＞０のとき｜α１｜＜＜｜β１｜、Δ
ｆ＜０のとき｜α１｜＞＞｜β１｜となる。この逆も成
り立つ事は、図より明らかである。すると、サブ・キャ
リアα１とβ１のパワーを比較することでΔｆ＞０かΔ
ｆ＜０かを判定できるので、この情報を使ってＡＦＣを
行なうことが可能である。実際には、より安定にＡＦＣ
を動作させるために、Δｆ＝０を判定するときには厳密
に｜α１｜＝｜β１｜でなく、少しずれていてもΔｆと
判定するように適当なしきい値を設けてやる。

【００２４】しかし、α１、β１がゴースト等の影響に
より周波数選択性フェージングをうけているときには、
上記が成り立たない場合がある。周波数選択性フェージ
ングを受けている時のＯＦＤＭスペクトルの様子は、例
えば図５（Ａ）の様になる。図５（Ａ）中、サブ・キャ
リアα１、β１は図２及び図４と対応している。図５
（Ａ）は図４（Ａ）に対応し、Δｆ＝０のときにサブ・
キャリアα１の受信パワー２１１が周波数選択性フェー
ジングによって減少している様子を示している。この様
に、図４（Ａ）のように伝送路が理想的な場合には｜α
１｜と｜β１｜がほぼ等しくなるΔｆ＝０の時にも、周
波数選択性フェージングがあれば、その影響で｜α１｜
＜｜β１｜となる事があると考えられる。そこで、図１
の実施例ではα１、β１といったパワー比較のためのサ
ブ・キャリア以外のサブ・キャリアのパワーも計算し、
これによってフェージング除去器１１２によって周波数
選択性フェージングの影響を取り除く。

【００２５】このフェージング除去の動作を図５（Ａ）
を用いて説明する。選択器１０９はサブ・キャリアα１
とβ１を選ぶほかに、α１Ｇとβ１Ｇというサブ・キャ
リア群を選択する。ここでα１Ｇは、周波数軸上でサブ
・キャリアα１に近接している複数のサブ・キャリアか
らなるサブ・キャリア群で、β１Ｇは同様にβ１に近接
しているサブ・キャリア群である。α１Ｇはサブ・キャ
リアα１のきわめて近くにあり、しかもそれぞれのサブ
・キャリア群は狭い範囲を占めているので、α１Ｇとα
１を含む周波数の範囲では、周波数選択性フェージング
等の妨害によるサブ・キャリアのパワーの変化は無視で
きる。β１とβ１Ｇについても同じ関係が存在する。な
お図５（Ａ）のα１Ｇとβ１Ｇは図２のものに対応して
いる。選択器１０９に選ばれたサブ・キャリア群α１Ｇ
とβ１Ｇのデータはパワー計算器１１１に入力されて、
パワーの平均を計算される。サブ・キャリアα１とβ１
はパワー計算器１１１に入力されてパワーを計算され
る。フェージング除去器１１２の入力は、これらのサブ
・キャリア群とサブ・キャリアのパワーである。

【００２６】フェージング除去器は、まず、サブ・キャ
リア群同士のパワーを比較する。基準は受信機設計の際
に適宜設定することができるが、ここでは図５（Ａ）の
状況を考慮して、α１Ｇとβ１Ｇの平均パワー＜α１Ｇ
＞と＜β１Ｇ＞の大小を比較する。そして図５（Ａ）の
ように＜α１Ｇ＞＜＜β１Ｇ＞のときには、それに
応じた係数をサブ・キャリアα１のパワー｜α１｜に乗
じて出力する。例えば、＜α１Ｇ＞：＜β１Ｇ＞＝１：
５ならば、｜α１｜×４．５を出力するようにする。こ
れによって比較器１１３で｜α１｜と｜β１｜を比較す
るときには、サブ・キャリアα１とβ１付近のＯＦＤＭ
パワースペクトルは、比較器１１３には図５（Ｂ）に示
すように見える。すなわち、実質上｜α１｜と｜β１｜
は、ほぼ等しいと見なせる。サブ・キャリア選択器１０
９で選択されるサブ・キャリアが、α１、β１の様にチ
ャンネル帯域の両端のサブ・キャリアでなくても、同じ
ように周波数離調を判定できるように構成することがで
きる。

【００２７】復調回路に入力するＯＦＤＭ信号のパワー
・スペクトルが、図６に例示するように、チャンネル帯
域内にパワーを持たないサブ・キャリアの領域が存在す
るものであるとする。このＯＦＤＭパワー・スペクトル
中で、サブ・キャリアがパワーを持たない領域はスロッ
トと呼ばれる。ＯＦＤＭ信号がチャンネル帯域内にスロ
ットを持つと、このスロットを使ってＮＴＳＣ等のアナ
ログ伝送信号との同一チャンネル妨害を減少させること
もできる。スロットを持つＯＦＤＭ信号では、チャンネ
ル帯域の両端以外のサブ・キャリアを用いてＡＦＣを行
なうことができる。これを図６を用いて説明する。

【００２８】図６にはスロットを持つ例として、スロッ
トを一つ持つＯＦＤＭ信号をあげた。図６（Ａ）に周波
数離調Δｆ＝０のときのＯＦＤＭパワー・スペクトルと
サブ・キャリアの例を、図６（Ｂ）にΔｆ＞０のときの
例を図６（Ｃ）にΔｆ＜０のときの例を示す。

【００２９】図６（Ａ）に示したように入力ＯＦＤＭ信
号がスロットを持つ場合は、サブ・キャリア選択器１０
９によって選択されるサブ・キャリアの位置を、図６
（Ａ）のα２、β２またはα３、β３というようにスロ
ットの両端のサブ・キャリアにとるとする。図を見てわ
かるように、α２とβ２はスロットに隣接するパワーを
もって送信されたサブ・キャリアである。サブ・キャリ
ア選択器１０９によってこのようにサブ・キャリアを選
ぶと、Δｆ＝０の時には図６（Ａ）に示すように｜α１
｜＝｜β１｜、Δｆ＞０の時には図６（Ｂ）に示すよう
に｜α１｜＞｜β１｜、Δｆ＞０の時には図６（Ｃ）に
示すように｜α１｜＜｜β１｜となる。サブ・キャリア
α２とβ２のパワーの大小によって周波数離調の正、
負、ゼロがわかることは、既に述べたスロットを持たな
い場合と同様である。

【００３０】また、選択器１０９によって選択されるサ
ブ・キャリアを、図６のα３とβ３の様にとるようにし
ても周波数離調の方向を判定できる。ここで、α３はス
ロット中にあって最も周波数の低いサブ・キャリアで、
β３はスロットの中にあって最も周波数の高いサブ・キ
ャリアである。もちろんα３，β３共に、本来持ってい
るパワーはゼロである。しかし、図６（Ｂ），図６
（Ｃ）のようにΔｆが０でないときにはパワーを持って
いるように観測される。すなわち、Δｆ＝０の時には｜
α３｜＜｜β３｜となる。この判定を比較器１１３によ
って行えば、前に述べたスロットのある場合と同様に周
波数離調の方向を判別し、ＡＦＣ制御を行うことができ
る。

【００３１】ＯＦＤＭ信号にスロットがある場合につい
ても、周波数選択性フェージングを取り除くためにα
２，β２に対してα２Ｇとβ２Ｇをそれぞれ設定するこ
とができる。α２Ｇとβ２Ｇは、図２と図５で説明した
ようにサブ・キャリアα２とβ２に近接するような位置
に置かれる。α２Ｇとβ２Ｇの設定例を図６（Ａ）に示
す。これによってα２とβ２の周波数選択性フェージン
グをフェージング除去器１１２で取り除くことが出来、
その手順はスロットが無い場合と同様である。

【００３２】以上のようなスロットがある場合の周波数
離調除去も、スロットが無い場合と同様な手順で行われ
る。すなわち、サブ・キャリア選択器１０９によって選
択されたサブ・キャリアα２とβ２のパワーをパワー計
算器１１０で、α２Ｇとβ２Ｇのパワーをパワー計算器
１１１で計算し、比較器１１３がα２とβ２のパワーを
上に述べたようにα２Ｇとβ２Ｇで補正しつつ判定した
結果を出し、数値制御発振器（ＮＣＯ）がそれに見合っ
た周波数で発振することで周波数離調を取り除く事が出
来る。

【００３３】ここまで述べてきた実施例以外にも、本発
明の意図するＡＦＣ装置を実現する際に、例えば、スロ
ット端とサブ・キャリアとチャンネル帯域端のサブ・キ
ャリアとをペアにして周波数離調の方向を判定したり、
スロット端またはチャンネル帯域端のとなりあうサブ・
キャリア複数本をまとめたものを、一つのサブ・キャリ
アの代わりとして用いて周波数離調の方向判定したり、
スロット端やチャンネル帯域で最も端ではなくてもスロ
ット端近傍、あるいはチャンネル帯域端近傍、のサブ・
キャリアを用いて行うことが考えられる。このようなも
のは、本発明とは基本的に何等異なるものでないことが
明らかである。

【００３４】本発明は、上記の実施例に限定されるもの
ではない。図７は、この発明の他の実施例である。ここ
に示した実施例はＯＦＤＭベースバンド信号を入力と
し、これをＯＦＤＭ復調した結果を出力とする。説明の
ため入力するＯＦＤＭベースバンド信号のパワースペク
トルは図２に示すようなスペクトルであるとする。ま
た、図１と同様な機能を有する部分には、同一符号を付
している。

【００３５】入力された信号は２つに分けられ、それぞ
れ乗算器１０１と１０２によって直交検波される。この
直交検波する検波周波数を発生するのは局部発振器１２
０である。直交検波された信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器
１０３と１０４によってサンプリングされてデジタル信
号に変換され、複素シンボル信号とし複素乗算器１２１
に入力する。複素乗算器１２１は、この入力信号に、Ｎ
ＣＯ１２２で発生した位相信号をｃｏｓ変換器１２３と
ｓｉｎ変換器１２４で複素平面上に展開した信号を乗算
する。これによって乗算器１０３と１０４によって除去
されなかった入力信号の周波数離調が除去される。

【００３６】複素乗算器１２１の出力はクロック再生回
路１１７とガード期間除去器１０５に入力する。クロッ
ク再生回路１１７は入力信号からＡ／Ｄ変換器１０３と
１０４のサンプリング・クロックをつくり、Ａ／Ｄ変換
器１０３と１０４に入力する。ガード期間除去器１０５
は、入力した複素ＯＦＤＭ信号の時系列の中にあるガー
ド期間のデータを除去して出力する。これは、図１に示
した実施例と同様の機構と動作による。さらに、直列並
列変換器１０６，ＦＦＴ演算器１０７，並列直列変換器
１０８，遅延検波器１１８，選択器１０９，パワー演算
器１１０及び１１１，フェージング除去器１１２，比較
器１１３についても、図１に示した実施例と同様であ
る。図７に示した実施例では、比較器１１３の出力はＮ
ＣＯ１２２に入力する。

【００３７】ＮＣＯ１２２の構成を図８に示して説明す
る。図８のＮＣＯ１２２の回路例では、入力は比較器１
１３からの周波数離調判定結果、出力は位相信号であ
る。入力の周波数判定結果は、比較器１１３が周波数離
調Δｆの正，負，ゼロを判定した結果で、Δｆ＝０のと
きゼロ、Δｆ＞０のとき＋１、Δｆ＜０のとき−１の三
つの値をとる。ＮＣＯ１２２はこの値が入力すると、乗
算器４０１によってこの入力に定数ｋを乗算する。乗算
器４０１の出力は、加算器４０２によって１ＯＦＤＭシ
ンボル前の出力位相信号に加算され、シンボル遅延器４
０３に入力する。１シンボル遅延器４０３は、入力を１
ＯＦＤＭシンボル期間に１回取り込み、１ＯＦＤＭシン
ボル期間だけ遅延させて出力し、その出力を次の１ＯＦ
ＤＭシンボル期間保持する。１シンボル遅延器４０３の
出力は、ＮＣＯ１２２の出力になると同時に、１シンボ
ル遅れの信号として加算器４０２に入力する。つまり、
ＮＣＯ１２２は１ＯＦＤＭシンボル期間に１回、比較器
１１３の出力を取り込んで出力周波数を調節する発振器
である。ｓｉｎ変換器１２４とｃｏｓ変換器１２３は、
ＮＣＯ１２２の出力位相θに対するｓｉｎθとｃｏｓθ
を求め、出力位相θを直交検波された復調器入力の周波
数離調を取り除くための複素乗算器１２１に入力できる
形に展開する。

【００３８】また、図１や図７に示した実施例は、それ
ぞれサブ・キャリア選択器の構成を変えた別の実施例と
して構成することができる。この選択器の構成例を説明
する。まず、図９（Ａ）に図１及び図７の実施例で使用
されているような選択器１０９の構成例を示す。この選
択器は、ＱＡＭ複素シンボル列すなわちＯＦＤＭサブ・
キャリアを入力部５０１から取込み、図２に上げたサブ
・キャリアα１，α１Ｇ…β１Ｇのシンボルを選別し、
α１，α１にあたるシンボルは出力部５０４へ、α１
Ｇ，β１Ｇにあたるシンボルは出力部５０５へ出力す
る。

【００３９】図９（Ａ）を用いてその動作を説明する。
まず、最初のＯＦＤＭシンボルが入力部５０１に入力す
るときに合わせてカウンタ５０９をリセット信号によっ
てリセットする。その後、カウンタ５０６はＱＡＭ複素
シンボルの入力に同期したクロックによってＯＦＤＭサ
ブ・キャリアの数をカウントする。カウンタ５０６が数
える数の情報は制御器５０７と制御器５０８に入力され
ている。制御器５０７と５０８は、カウンタ５０６の数
がある一定の数になったときに１を出力するように設定
されている。例えば図９（Ａ）の場合には、出力５０４
と５０５に対応して、制御器５０７はカウンタ５０６の
数がＯＦＤＭシンボル１シンボル中のα１とβ１に対応
する数になったときに制御信号１を出力し、制御器５０
８は同様にα１Ｇとβ１Ｇに相当する数になったときに
制御信号１を出力する。上記の場合以外は、各制御信号
はゼロである。分別器５０２と５０３は、制御信号が１
のときだけ入力を通過させ、ゼロの時は通過させない。
このようにして出力部５０４と５０５には、それぞれサ
ブ・キャリアα１，β１，α１Ｇ，β１Ｇのデータが出
力される。

【００４０】選択器の別の構成を図９（Ｂ）に示す。こ
の実施例は、図１あるいは図７の図中に示した選択器１
０９と異なり、図１または図７のＦＦＴ演算器１０７と
並列直列変換器１０８の間から入力を得ている。図に示
す選択器は、ＦＦＴ演算器１０７から並列直列変換器１
０８への出力から、あらかじめ決められた複数の出力を
分岐させたものを入力としている。この、あらかじめ決
められた出力については、ＦＦＴ演算器１０７の出力端
で、例えば図２のα１，β１，α１Ｇ、β１Ｇなどのサ
ブ・キャリアは常に同じ出力端に出力され、違うサブ・
キャリアはその出力端には出力されないという性質を使
って決められる。図では、ＦＦＴ演算器１０７から選択
器６０１への入力は４本のみ示してあるが、一般にこの
入力はさらに多い。この選択器６０１を使用したとき
は、並列直列変換器１０８の出力は遅延検波器１１７に
入力し、遅延検波器１１７は入力したサブ・キャリアの
データすなわちＱＡＭ変調信号を復調しＯＦＤＭ復調器
の復調結果として出力する。

【００４１】選択器６０１に入力したＯＦＤＭサブ・キ
ャリア信号は、選択器６０１の出力がパワー計算器１１
０と１１１に入力することを考えて、並列直列変換器６
０２と６０３に振り分けられる。これは図１と図７の実
施例ではパワー計算器１１０でサブ・キャリアα１とβ
１を計算し、パワー計算器１１１でサブ・キャリアα１
Ｇとβ１Ｇの平均パワーを計算するために、選択器６０
１において二つのパワー計算器へ入力するサブ・キャリ
アのデータを振り分ける必要があるからである。そして
並列直列変換器６０２はパワー計算器１１０へ出力する
ためのサブ・キャリアα１Ｇとβ１Ｇのデータを時系列
に並べて出力する。また、並列直列変換器６０３はパワ
ー計算器１１１へ出力するためのサブ・キャリアα１Ｇ
とβ１Ｇを時系列に並べて出力する。並列直列変換器６
０２の複素出力は、パワー計算器１１０に入力し、並列
直列変換器６０３の複素出力はパワー計算器１１１に入
力する。

【００４２】以述した様に、本発明の装置は、ＯＦＤＭ
受信信号のパワー・スペクトルのなかでパワーの大きさ
が周囲と異なる端の部分を使って周波数離調を判定し、
ＡＦＣ動作を行う。このとき、ＡＦＣを行うための特別
な信号やパワーをサブ・キャリアに与える必要はない。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によると、
受信するＯＦＤＭ信号が特別な情報を持ったものでなく
ても、そのＯＦＤＭ信号から情報を取り出して周波数離
調を除去することができるため、復調器の検波周波数発
振器は比較的精度の高くない安価な物を使用してよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施例を示すブロ
ック図。

【図２】図１の装置に入力するＯＦＤＭパワー・スペク
トル及びＯＦＤＭ変調信号の時系列とそのガード期間の
説明図。

【図３】図１のフェージング除去器の例を示す図。

【図４】この発明の実施例の動作を説明するための図。

【図５】周波数選択性フェージングとそれを除去した結
果の例を示す図。

【図６】この発明の実施例の動作を説明するための図。

【図７】この発明の他の実施例を示すブロック図。

【図８】図７におけるＮＣＯの実施例を示す図。

【図９】この発明に係る選択器の実施例を示す図。

【図１０】ＯＦＤＭ変調信号のパワー・スペクトルを示
す図。

【図１１】ＯＦＤＭ変調器を示すブロック図。

【図１２】ＯＦＤＭ復調器を示すブロック図。

【符号の説明】

１０１，１０２…乗算器、１０３，１０４…Ａ／Ｄ変換
器、１０５…ガード期間除去器，１０６…直列並列変換
器，１０７…ＦＦＴ演算器、１０８…並列直列変換器，
１０９…選択器，１１０，１１１…パワー計算器、１１
２…フェージング除去器，１１３…比較器，１１４…Ｄ
／Ａ変換器、１１５…ＶＣＸＯ（水晶電圧制御発振
器）、１１６…９０°移相器、１１８…遅延検波器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方
式によって伝送されたＯＦＤＭ信号を復調する時に、Ｏ
ＦＤＭ伝送信号のサブ・キャリアごとの受信強度の差異
情報を検出する手段と、この差異情報を用いて入力ＯＦＤＭ信号自身のＡＦＣ
（自動周波数制御）を行なう手段とを有したことを特徴
とするＯＦＤＭ信号復調装置。
【請求項２】ＯＦＤＭ信号の復調の過程で得られるＯ
ＦＤＭサブ・キャリアのデータから、あらかじめ定めて
おいた周波数成分を持つ複数のサブ・キャリアを選択す
る選択手段と、前記選択手段によって選択されたサブ・キャリアの電力
を計算するパワー計算手段と、前記パワー計算手段によって計算された電力の大小を比
較して、その結果を出力する比較手段と、前記比較手段の出力によって発振周波数が変化する発振
器と、前記発振器の発振周波数を用いて入力ＯＦＤＭ信号を検
波して、前記入力ＯＦＤＭ信号の周波数離調を取り除く
周波数離調除去手段とを具備することを特徴とするＯＦ
ＤＭ信号復調装置。
【請求項３】ＯＦＤＭ信号の復調の過程で得られるＯ
ＦＤＭサブ・キャリアのデータから、あらかじめ定めて
おいた周波数成分を持つ複数のサブ・キャリアを選択
し、それらのサブ・キャリアを１群と２群に分類する選
択手段と、前記選択手段によって１群に分類されたサブ・キャリア
のデータを入力として、サブ・キャリアそれぞれの電力
を計算する第１のパワー計算手段と、前記選択手段によって２群に分類されたサブ・キャリア
データを入力として、それらのサブ・キャリアの電力の
平均値を計算する第２のパワー計算手段と、前記第１のパワー計算手段によって計算された１群のサ
ブ・キャリアの電力を、前記第２のパワー計算手段によ
って計算された２群のサブ・キャリアの電力の平均値に
よって補正するパワー補正手段と、前記パワー補正手段によって補正された１群のサブ・キ
ャリアの電力の大小を比較して、その結果を出力する比
較手段と、前記比較手段の出力によって発振周波数が変化する発振
器と、前記発振器の発振周波数を用いて入力ＯＦＤＭ信号を検
波して、前記入力ＯＦＤＭ信号の周波数離調を取り除く
周波数離調除去手段とを具備することを特徴とするＯＦ
ＤＭ信号復調装置。