JPH10224320A - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ復調装置Info
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- JPH10224320A JPH10224320A JP9033113A JP3311397A JPH10224320A JP H10224320 A JPH10224320 A JP H10224320A JP 9033113 A JP9033113 A JP 9033113A JP 3311397 A JP3311397 A JP 3311397A JP H10224320 A JPH10224320 A JP H10224320A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 符号化されたディジタル映像信号等を限られ
た周波数帯域で伝送する方式に関し、ＯＦＤＭ変調方式
で受信するＯＦＤＭ信号復調装置に関するもので、デー
タ復調に必要な基準キャリア再生の性能改善を目的とす
る。 【解決手段】 サンプル同期用サブキャリア信号を含む
データ信号を、正負のナイキスト周波数キャリアに、Ｉ
成分を最大変調レベル、Ｑ成分を０レベルとなるように
割り当てて変調するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変
調方式によって送信し、送信された信号を受信して復調
するＯＦＤＭ復調装置において、前記サンプル同期再生
用のサブキャリア信号の同相（Ｉ）、直交（Ｑ）のベー
スバンド復調信号から夫々の振幅差情報を取り出す検出
手段（２８〜３１）と、前記検出手段で取り出された振
幅差情報から、上記ＯＦＤＭ信号の復調回路で使用され
る電圧制御発振器３５の周波数・位相を連続的に制御す
る制御手段３２，３３を備えた。
た周波数帯域で伝送する方式に関し、ＯＦＤＭ変調方式
で受信するＯＦＤＭ信号復調装置に関するもので、デー
タ復調に必要な基準キャリア再生の性能改善を目的とす
る。 【解決手段】 サンプル同期用サブキャリア信号を含む
データ信号を、正負のナイキスト周波数キャリアに、Ｉ
成分を最大変調レベル、Ｑ成分を０レベルとなるように
割り当てて変調するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変
調方式によって送信し、送信された信号を受信して復調
するＯＦＤＭ復調装置において、前記サンプル同期再生
用のサブキャリア信号の同相（Ｉ）、直交（Ｑ）のベー
スバンド復調信号から夫々の振幅差情報を取り出す検出
手段（２８〜３１）と、前記検出手段で取り出された振
幅差情報から、上記ＯＦＤＭ信号の復調回路で使用され
る電圧制御発振器３５の周波数・位相を連続的に制御す
る制御手段３２，３３を備えた。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＯＦＤＭ変調方式で受
信するＯＦＤＭ信号復調装置に関し、データ復調に必要
な基準キャリア再生の性能改善を目的としたものであ
る。
信するＯＦＤＭ信号復調装置に関し、データ復調に必要
な基準キャリア再生の性能改善を目的としたものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭは、１チャンネル帯域内に多数
（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを立て映像信
号や音声信号を効率よく伝送することが可能なディジタ
ル変復調システムである。図６にそのＯＦＤＭ変調方式
の周波数スペクトルを示す。各サブキャリアは、ＱＡＭ
（直交振幅変調）され、各々のスペクトルのピーク値
は、他のサブキャリアのスペクトルの零点と一致（直
交）する。
（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを立て映像信
号や音声信号を効率よく伝送することが可能なディジタ
ル変復調システムである。図６にそのＯＦＤＭ変調方式
の周波数スペクトルを示す。各サブキャリアは、ＱＡＭ
（直交振幅変調）され、各々のスペクトルのピーク値
は、他のサブキャリアのスペクトルの零点と一致（直
交）する。
【０００３】一般的なＯＦＤＭサブキャリアの周波数ス
ペクトルは、狭い等間隔の周波数で配置され並んでい
る。このようなＯＦＤＭ波形は時間軸でみた場合、ほと
んど白色雑音の波形となり、かかる白色雑音の波形のた
めに復調側で、高精度な基準キャリア再生を困難にして
いた。
ペクトルは、狭い等間隔の周波数で配置され並んでい
る。このようなＯＦＤＭ波形は時間軸でみた場合、ほと
んど白色雑音の波形となり、かかる白色雑音の波形のた
めに復調側で、高精度な基準キャリア再生を困難にして
いた。
【０００４】図２と共に従来のＯＦＤＭ受信装置につい
て、説明する。ＯＦＤＭのキャリア復調に関しては、従
来の受信装置では、図２に示すように、ＯＦＤＭ受信信
号を直交検波して、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分の
信号を取り出す乗算器２０、２１に供給する。その信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２、２３
と、そのディジタル信号を復調するＦＦＴ演算器２４に
供給する。ＦＦＴ演算器２４の出力は位相差検出器２５
に供給して、その演算結果から求められたディジタル信
号の位相ズレを補正するために、不要な高周波成分を除
去するループフィルタ２６と、ループフィルタ２６のデ
ータをＤ／Ａ変換器２７によりアナログ信号に変換す
る。Ｄ／Ａ変換器２７の出力は、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）３５を介して、乗算器２０、２１に供給される。
て、説明する。ＯＦＤＭのキャリア復調に関しては、従
来の受信装置では、図２に示すように、ＯＦＤＭ受信信
号を直交検波して、同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分の
信号を取り出す乗算器２０、２１に供給する。その信号
をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２２、２３
と、そのディジタル信号を復調するＦＦＴ演算器２４に
供給する。ＦＦＴ演算器２４の出力は位相差検出器２５
に供給して、その演算結果から求められたディジタル信
号の位相ズレを補正するために、不要な高周波成分を除
去するループフィルタ２６と、ループフィルタ２６のデ
ータをＤ／Ａ変換器２７によりアナログ信号に変換す
る。Ｄ／Ａ変換器２７の出力は、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）３５を介して、乗算器２０、２１に供給される。
【０００５】この方式は、受信ＦＦＴの演算結果を利用
し、本来あるべきデータ位置と受信データとの位相差を
検出し、このデータを基に、受信側の直交復調器のキャ
リア周波数・位相をＶＣＸＯでコントロールし、システ
ム全体の位相同期を行なうものである。（特開平７−９
５１７４号）。この方式によると、送信側の変調器で
は、パイロット信号等の特別な基準キャリアの挿入は必
要なくなる。
し、本来あるべきデータ位置と受信データとの位相差を
検出し、このデータを基に、受信側の直交復調器のキャ
リア周波数・位相をＶＣＸＯでコントロールし、システ
ム全体の位相同期を行なうものである。（特開平７−９
５１７４号）。この方式によると、送信側の変調器で
は、パイロット信号等の特別な基準キャリアの挿入は必
要なくなる。
【０００６】また、図３に示すように他のＯＦＤＭ受信
装置では、無変調のパイロットキャリアを含む形で送信
し、受信機でそのパイロットキャリアの位相を検出する
ことで、ＯＦＤＭサブキャリア全体を位相同期させる方
法もとられていた。
装置では、無変調のパイロットキャリアを含む形で送信
し、受信機でそのパイロットキャリアの位相を検出する
ことで、ＯＦＤＭサブキャリア全体を位相同期させる方
法もとられていた。
【０００７】以下、まずＯＦＤＭを用いた送信、受信装
置について簡単に説明する。図４はＯＦＤＭを用いた送
受信装置の一般例を示す図である。図４において、入力
データ列は入力回路１により、並列変換され、夫々の低
速シンボル列が夫々のサブキャリアに乗せられる情報と
なる。その後、伝送時系列に変換するためにＩＦＦＴ
（逆フーリエ変換）回路２によりＩＦＦＴ（逆フーリエ
変換）され、マルチパス対策のためのガードインターバ
ル回路３でガードインターバルを付加され、次にＤ／Ａ
変換，ＬＰＦ４を通り、ベースバンド時系列となる。そ
の後、直交変調器５、周波数変換回路７を介して、伝送
路に送信される。
置について簡単に説明する。図４はＯＦＤＭを用いた送
受信装置の一般例を示す図である。図４において、入力
データ列は入力回路１により、並列変換され、夫々の低
速シンボル列が夫々のサブキャリアに乗せられる情報と
なる。その後、伝送時系列に変換するためにＩＦＦＴ
（逆フーリエ変換）回路２によりＩＦＦＴ（逆フーリエ
変換）され、マルチパス対策のためのガードインターバ
ル回路３でガードインターバルを付加され、次にＤ／Ａ
変換，ＬＰＦ４を通り、ベースバンド時系列となる。そ
の後、直交変調器５、周波数変換回路７を介して、伝送
路に送信される。
【０００８】受信系では受信部９で受信された信号は、
周波数変換回路１０、中間周波増幅回路１１、キャリア
検出器１２、直交復調器１３、中間周波数発振器１４、
Ａ／Ｄ変換器１５、ガードインターバル処理器１６、Ｆ
ＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器１７、及び出力回路
１８を介して、送信系の逆のプロセスを経て信号が再生
される。
周波数変換回路１０、中間周波増幅回路１１、キャリア
検出器１２、直交復調器１３、中間周波数発振器１４、
Ａ／Ｄ変換器１５、ガードインターバル処理器１６、Ｆ
ＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器１７、及び出力回路
１８を介して、送信系の逆のプロセスを経て信号が再生
される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、無変調のパイ
ロットキャリアを用いると、そのパイロットキャリア
が、何らかの妨害を受けると位相同期が得られなくなる
という欠点がある。そのようなことから、ＦＦＴの演算
結果から位相同期ループを構成する方法は、キャリア全
体で位相同期データを得られるため、パイロットキャリ
ア方式の欠点を補う優れたやり方である。しかし、位相
同期を行なう前に必要となる周波数同期が困難になる可
能性があったり、位相同期に必要なデータがＦＦＴの演
算サイクル（シンボル周期）毎にしか得られないという
新たな欠点が生じる。これは、受信状況が刻々と変化す
る移動受信に対しては特に大きな問題となる。よって、
パイロットキャリアを用いないで、ＦＦＴ演算方式の欠
点を解消した基準キャリア再生が必要となっている。
ロットキャリアを用いると、そのパイロットキャリア
が、何らかの妨害を受けると位相同期が得られなくなる
という欠点がある。そのようなことから、ＦＦＴの演算
結果から位相同期ループを構成する方法は、キャリア全
体で位相同期データを得られるため、パイロットキャリ
ア方式の欠点を補う優れたやり方である。しかし、位相
同期を行なう前に必要となる周波数同期が困難になる可
能性があったり、位相同期に必要なデータがＦＦＴの演
算サイクル（シンボル周期）毎にしか得られないという
新たな欠点が生じる。これは、受信状況が刻々と変化す
る移動受信に対しては特に大きな問題となる。よって、
パイロットキャリアを用いないで、ＦＦＴ演算方式の欠
点を解消した基準キャリア再生が必要となっている。
【００１０】本発明は、こうした問題点を解決するもの
であり、サンプルクロック同期用の復調信号を利用し
て、パイロットキャリアを用いないで、ＦＦＴの演算結
果から位相同期を行なう方式の基準キャリア再生性能の
改善が可能なＯＦＤＭ送受信装置を提供することを目的
としている。
であり、サンプルクロック同期用の復調信号を利用し
て、パイロットキャリアを用いないで、ＦＦＴの演算結
果から位相同期を行なう方式の基準キャリア再生性能の
改善が可能なＯＦＤＭ送受信装置を提供することを目的
としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、サンプル同期用サブキャリア信号を含む
データ信号をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式
によって送信し、送信された信号を受信して復調するＯ
ＦＤＭ復調装置において、前記サンプル同期再生用のサ
ブキャリア信号の同相（Ｉ）、直交（Ｑ）のベースバン
ド復調信号から夫々の振幅差情報を取り出す検出手段
と、前記検出手段で取り出された振幅差情報から、ＯＦ
ＤＭ信号の復調回路で使用される電圧制御発振器の周波
数・位相を連続的に制御する制御手段とを備えたことを
特徴とするものである。
成するために、サンプル同期用サブキャリア信号を含む
データ信号をＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式
によって送信し、送信された信号を受信して復調するＯ
ＦＤＭ復調装置において、前記サンプル同期再生用のサ
ブキャリア信号の同相（Ｉ）、直交（Ｑ）のベースバン
ド復調信号から夫々の振幅差情報を取り出す検出手段
と、前記検出手段で取り出された振幅差情報から、ＯＦ
ＤＭ信号の復調回路で使用される電圧制御発振器の周波
数・位相を連続的に制御する制御手段とを備えたことを
特徴とするものである。
【００１２】また、本発明は、前記検出手段によって選
択された振幅差情報を用いて、前記のＯＦＤＭ信号の受
信状態に応じて、前記の受信ＦＦＴデータを利用して前
記電圧制御発振器の周波数・位相を制御する制御手段か
ら前記の連続的に制御する制御手段に適時切り替える選
択手段とを備えたものである。
択された振幅差情報を用いて、前記のＯＦＤＭ信号の受
信状態に応じて、前記の受信ＦＦＴデータを利用して前
記電圧制御発振器の周波数・位相を制御する制御手段か
ら前記の連続的に制御する制御手段に適時切り替える選
択手段とを備えたものである。
【００１３】作 用 選択手段により、基準キャリアの周波数・位相の情報の
概略値が連続して得られる。このため、受信初期に行な
う周波数同期や、見通し外受信や移動受信、他チャンネ
ルからの妨害等の受信状況の悪化時に、必要に応じて、
通常の基準キャリア再生方法（ＦＦＴの演算結果方式）
から切り替えて使用することにより、常に安定した基準
キャリア再生を維持することが出来る。
概略値が連続して得られる。このため、受信初期に行な
う周波数同期や、見通し外受信や移動受信、他チャンネ
ルからの妨害等の受信状況の悪化時に、必要に応じて、
通常の基準キャリア再生方法（ＦＦＴの演算結果方式）
から切り替えて使用することにより、常に安定した基準
キャリア再生を維持することが出来る。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明のＯＦＤＭ復調回路の一実
施例を以下に図面と共に説明する。まず、図４のＯＦＤ
Ｍ変復調回路を中心として本実施例の動作概要について
述べる。本発明の一実施例のシステムの基本的な仕様は
以下の通りである。 （１）中心キャリア周波数 １０．７ＭＨｚ （２）伝送帯域幅 １００ＫＨｚ （３）変調方式 ２５６ＱＡＭ （４）使用キャリア数 ２５７波 （５）ＦＦＴサイズ ５１２点 （６）シンボル周期 ２．６ｍＳ
施例を以下に図面と共に説明する。まず、図４のＯＦＤ
Ｍ変復調回路を中心として本実施例の動作概要について
述べる。本発明の一実施例のシステムの基本的な仕様は
以下の通りである。 （１）中心キャリア周波数 １０．７ＭＨｚ （２）伝送帯域幅 １００ＫＨｚ （３）変調方式 ２５６ＱＡＭ （４）使用キャリア数 ２５７波 （５）ＦＦＴサイズ ５１２点 （６）シンボル周期 ２．６ｍＳ
【００１５】入力回路１は、伝送すべきディジタル情報
データを受取り、必要に応じて誤り訂正符号を付加す
る。４ビットの信号レベルは、２の４乗、即ち、１６の
レベル信号として表現出来る。図４では、情報を伝達す
べきキャリアに対して振幅方向に１６レベル、角度方向
に１６レベルを定義する。この様にして、１６×１６の
２５６の値を振幅と角度情報の組み合わせで伝送する方
式を２５６ＱＡＭと呼ぶ。
データを受取り、必要に応じて誤り訂正符号を付加す
る。４ビットの信号レベルは、２の４乗、即ち、１６の
レベル信号として表現出来る。図４では、情報を伝達す
べきキャリアに対して振幅方向に１６レベル、角度方向
に１６レベルを定義する。この様にして、１６×１６の
２５６の値を振幅と角度情報の組み合わせで伝送する方
式を２５６ＱＡＭと呼ぶ。
【００１６】図５に本発明の一実施例におけるキャリア
の配置を示す。ここでのキャリアの名称は、中間周波数
に立てられるキャリアを第０キャリア（センターキャリ
ア）と呼び、ＯＦＤＭ変調スペクトラム上で、第０キャ
リアの右側のキャリアを順番に第１キャリア、第２キャ
リア、・・・第１２８キャリアと呼ぶ。そして、第０キ
ャリアの左側のキャリアを順番に第ｍ１キャリア、第ｍ
２キャリア、・・・第ｍ１２８キャリアと呼ぶ。
の配置を示す。ここでのキャリアの名称は、中間周波数
に立てられるキャリアを第０キャリア（センターキャリ
ア）と呼び、ＯＦＤＭ変調スペクトラム上で、第０キャ
リアの右側のキャリアを順番に第１キャリア、第２キャ
リア、・・・第１２８キャリアと呼ぶ。そして、第０キ
ャリアの左側のキャリアを順番に第ｍ１キャリア、第ｍ
２キャリア、・・・第ｍ１２８キャリアと呼ぶ。
【００１７】この２５７波のキャリアの内、２４８波を
用いて情報を伝送する。残りの９波の内、２波を基準サ
ンプルクロック再生キャリアとしてＯＦＤＭ復調の基準
キャリアとして用い、他の７波は受信データキャリブレ
ーション用、その他の補助信号の伝送のために用いる。
ここでいう基準サンプルクロックとは、復調された信号
をＡ／Ｄ変換するための基本クロックを示している。
用いて情報を伝送する。残りの９波の内、２波を基準サ
ンプルクロック再生キャリアとしてＯＦＤＭ復調の基準
キャリアとして用い、他の７波は受信データキャリブレ
ーション用、その他の補助信号の伝送のために用いる。
ここでいう基準サンプルクロックとは、復調された信号
をＡ／Ｄ変換するための基本クロックを示している。
【００１８】２４８波の夫々のキャリアは各１バイトの
情報により２５６ＱＡＭ変調される。ＩＦＦＴ（逆フー
リエ変換）回路２は２４８波のキャリアに対し、２５６
ＱＡＭ変調を行ない、各出力を同相（Ｉ）、直交（Ｑ）
成分として出力する。これらの出力信号は、ガードイン
ターバル付加器３を通り、Ｄ／Ａ変換ＬＰＦ４によりア
ナログ信号に変換され、Ｄ／Ａ変換ＬＰＦ４により必要
な帯域の成分のみ通過させられる。
情報により２５６ＱＡＭ変調される。ＩＦＦＴ（逆フー
リエ変換）回路２は２４８波のキャリアに対し、２５６
ＱＡＭ変調を行ない、各出力を同相（Ｉ）、直交（Ｑ）
成分として出力する。これらの出力信号は、ガードイン
ターバル付加器３を通り、Ｄ／Ａ変換ＬＰＦ４によりア
ナログ信号に変換され、Ｄ／Ａ変換ＬＰＦ４により必要
な帯域の成分のみ通過させられる。
【００１９】アナログ値のＩ成分、Ｑ成分信号は、直交
変調器５に導かれ、ＯＦＤＭ変調信号が出力される。最
後にＯＦＤＭ変調信号は、伝送すべき周波数帯に周波数
変換回路７により変換され、リニア増幅器８を介して送
信アンテナに給電され、送信される。
変調器５に導かれ、ＯＦＤＭ変調信号が出力される。最
後にＯＦＤＭ変調信号は、伝送すべき周波数帯に周波数
変換回路７により変換され、リニア増幅器８を介して送
信アンテナに給電され、送信される。
【００２０】受信側では、受信部９と周波数変換器１０
により中間周波数の信号に戻され、キャリア検出器１２
により、位相同期が行なわれ、直交復調器１３により、
リアル、イマジナリーのベースバンド信号に復調され
る。
により中間周波数の信号に戻され、キャリア検出器１２
により、位相同期が行なわれ、直交復調器１３により、
リアル、イマジナリーのベースバンド信号に復調され
る。
【００２１】復調されたリアル、イマジナリの信号は、
Ａ／Ｄ変換器１５を通り、ディジタル信号に変換され、
ガイドインターバル処理器１６、ＦＦＴ（ＱＡＭ復号
器）１７、出力回路を経て、復号出力が得られる。
Ａ／Ｄ変換器１５を通り、ディジタル信号に変換され、
ガイドインターバル処理器１６、ＦＦＴ（ＱＡＭ復号
器）１７、出力回路を経て、復号出力が得られる。
【００２２】ここで本発明に関係するサンプルクロック
再生について説明する。受信側で受信データを正しくＡ
／Ｄ変換するには、送信側でのＤ／Ａ変換時のタイミン
グクロックに同期したクロックを受信側で再生すること
が必要になる。
再生について説明する。受信側で受信データを正しくＡ
／Ｄ変換するには、送信側でのＤ／Ａ変換時のタイミン
グクロックに同期したクロックを受信側で再生すること
が必要になる。
【００２３】サンプルクロックの再生方法は、通常、特
定のキャリアをサンプルクロック同期用キャリアとして
割り当てる方法をとる。これは、サンプルクロック周波
数と整数比の関係にある連続キャリアを設定し、この信
号を受信側で抽出し、ＰＬＬ（フェーズロックドルー
プ）回路でクロック再生することで得られる。
定のキャリアをサンプルクロック同期用キャリアとして
割り当てる方法をとる。これは、サンプルクロック周波
数と整数比の関係にある連続キャリアを設定し、この信
号を受信側で抽出し、ＰＬＬ（フェーズロックドルー
プ）回路でクロック再生することで得られる。
【００２４】本実施例では、サンプルクロックは、信号
抽出処理がし易いように、第±１２８キャリア（帯域内
の最も端のキャリア）の復調信号を用いて行なう。第±
１２８キャリアは、無変調の基準キャリアで、このキャ
リアは、同期検波した時に、Ｉ成分のレベルが最大値、
Ｑ成分の信号レベルが０になるように変調されている。
抽出処理がし易いように、第±１２８キャリア（帯域内
の最も端のキャリア）の復調信号を用いて行なう。第±
１２８キャリアは、無変調の基準キャリアで、このキャ
リアは、同期検波した時に、Ｉ成分のレベルが最大値、
Ｑ成分の信号レベルが０になるように変調されている。
【００２５】サンプルクロック再生回路は、第±１２８
キャリアのＩ成分をＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で抽
出し、ＰＬＬ回路に入力することにより、必要とされる
サンプルクロックが再生される。
キャリアのＩ成分をＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で抽
出し、ＰＬＬ回路に入力することにより、必要とされる
サンプルクロックが再生される。
【００２６】次に、図１と共に、本発明のＯＦＤＭ復調
回路の基準キャリア再生の一実施例について以下に説明
する。この発明における要部となる基準キャリア再生回
路は、乗算器２０、２１、Ａ／Ｄ変換器２２、２３、Ｆ
ＦＴ演算器２４、位相差検出器２５、ループフィルタ
（第１のループフィルタ）２６、Ｄ／Ａ変換器２７、Ｂ
ＰＦ２８、２９、ピークレベル検出器３０、３１、差動
増幅器３２、ループフィルタ（第２のループフィルタ）
３３、選択器３４、及び電圧制御発振器ＶＣＯ（３５）
で構成されるループである。
回路の基準キャリア再生の一実施例について以下に説明
する。この発明における要部となる基準キャリア再生回
路は、乗算器２０、２１、Ａ／Ｄ変換器２２、２３、Ｆ
ＦＴ演算器２４、位相差検出器２５、ループフィルタ
（第１のループフィルタ）２６、Ｄ／Ａ変換器２７、Ｂ
ＰＦ２８、２９、ピークレベル検出器３０、３１、差動
増幅器３２、ループフィルタ（第２のループフィルタ）
３３、選択器３４、及び電圧制御発振器ＶＣＯ（３５）
で構成されるループである。
【００２７】入力されたＯＦＤＭ信号は、乗算器２０、
２１により、基準キャリア周波数で直交復調される。基
準キャリア周波数を発生するのは、電圧制御発振器ＶＣ
Ｏ（３５）である。直交復調の結果、周波数・位相同期
した夫々の信号は、Ａ／Ｄ変換器２２、２３によってデ
ィジタル信号に変換され、複素シンボル信号としてＦＦ
Ｔ演算器２４に入力される。
２１により、基準キャリア周波数で直交復調される。基
準キャリア周波数を発生するのは、電圧制御発振器ＶＣ
Ｏ（３５）である。直交復調の結果、周波数・位相同期
した夫々の信号は、Ａ／Ｄ変換器２２、２３によってデ
ィジタル信号に変換され、複素シンボル信号としてＦＦ
Ｔ演算器２４に入力される。
【００２８】ＦＦＴ演算器２４は、入力したＯＦＤＭシ
ンボルを、ＯＦＤＭシンボル期間の間にＦＦＴ処理する
能力を有している。ＦＦＴ演算器２４の出力は、複素シ
ンボルのデータであり、次にキャリブレーションデータ
を位相差検出器２５に供給する。
ンボルを、ＯＦＤＭシンボル期間の間にＦＦＴ処理する
能力を有している。ＦＦＴ演算器２４の出力は、複素シ
ンボルのデータであり、次にキャリブレーションデータ
を位相差検出器２５に供給する。
【００２９】また、ＦＦＴ演算器２４は、ＯＦＤＭ信号
の受信状態に対応した選択信号を選択器３４に供給す
る。位相差検出器２５は、ＦＦＴ演算器２４出力の複素
シンボルデータを複素平面上に展開し、入力キャリブレ
ーションデータの位相角と、それが正しく位相同期して
いる場合の位相角を比較し、その差を出力する。
の受信状態に対応した選択信号を選択器３４に供給す
る。位相差検出器２５は、ＦＦＴ演算器２４出力の複素
シンボルデータを複素平面上に展開し、入力キャリブレ
ーションデータの位相角と、それが正しく位相同期して
いる場合の位相角を比較し、その差を出力する。
【００３０】位相差検出器２５の動作は、入力されたシ
ンボル配置が通信路上で受けた妨害により、角度θだけ
変位した場合、このシンボル位置に最も近いシンボル位
置とがなす角度を検出して出力する。具体的な構成例と
して、図７に示すような、ＲＯＭ（２５Ａ）が考えられ
る。位相差出力（位相差データ）は、次の第１のループ
フィルタ２６に供給される。
ンボル配置が通信路上で受けた妨害により、角度θだけ
変位した場合、このシンボル位置に最も近いシンボル位
置とがなす角度を検出して出力する。具体的な構成例と
して、図７に示すような、ＲＯＭ（２５Ａ）が考えられ
る。位相差出力（位相差データ）は、次の第１のループ
フィルタ２６に供給される。
【００３１】第１のループフィルタ２６は、要求性能に
より、様々な構成が考えられる。図８に示すように、入
力データにある係数αを乗算して、Ｄ／Ａ変換器（２
７）に出力する簡易な回路構成のものがある。場合によ
っては、ＤＳＰを用いたディジタルフィルタ形式のもの
でもよい。
より、様々な構成が考えられる。図８に示すように、入
力データにある係数αを乗算して、Ｄ／Ａ変換器（２
７）に出力する簡易な回路構成のものがある。場合によ
っては、ＤＳＰを用いたディジタルフィルタ形式のもの
でもよい。
【００３２】第１のループフィルタ２６の出力は、Ｄ／
Ａ変換器２７に入力され、アナログ信号に変換される。
Ａ変換器２７に入力され、アナログ信号に変換される。
【００３３】乗算器２０、２１のＩ、Ｑ成分出力は、夫
々、第±１２８キャリア成分のみ抽出するための急峻な
ＢＰＦ２８、２９に供給される。ＢＰＦ２８、２９の出
力は夫々ピークレベル検出器３０、３１に入力され、夫
々の入力レベルが検出され、その検出出力は次の差動増
幅器３２に供給されて、差動増幅器３２でＩ、Ｑ信号の
レベル差が求められる。
々、第±１２８キャリア成分のみ抽出するための急峻な
ＢＰＦ２８、２９に供給される。ＢＰＦ２８、２９の出
力は夫々ピークレベル検出器３０、３１に入力され、夫
々の入力レベルが検出され、その検出出力は次の差動増
幅器３２に供給されて、差動増幅器３２でＩ、Ｑ信号の
レベル差が求められる。
【００３４】第２のループフィルタ３３は、差動増幅器
３２の出力が供給されて、例えば図９に示すようなアク
ティブタイプに供給されて、不要なノイズが取り除かれ
る。ループフィルタ３３の出力は、Ｉ、Ｑ信号成分のレ
ベル差が常に最大となるように電圧制御発振器ＶＣＯ
（３５）を制御する連続信号となる。
３２の出力が供給されて、例えば図９に示すようなアク
ティブタイプに供給されて、不要なノイズが取り除かれ
る。ループフィルタ３３の出力は、Ｉ、Ｑ信号成分のレ
ベル差が常に最大となるように電圧制御発振器ＶＣＯ
（３５）を制御する連続信号となる。
【００３５】選択器３４は、受信状況により、例えばＦ
ＦＴ演算器２４からの選択信号により、Ｄ／Ａ変換器
（２７）の出力（ＦＦＴ演算出力）と第２のループフィ
ルタ３３の出力とを切り換えて、電圧制御発振器ＶＣＯ
（３５）の周波数・位相を制御している。電圧制御発振
器ＶＣＯ（３５）の制御出力は乗算器２０、２１に夫々
供給されて、周波数・位相ズレが除去された復調出力信
号をＡ／Ｄ変換器２２、２３に供給するようにする。
ＦＴ演算器２４からの選択信号により、Ｄ／Ａ変換器
（２７）の出力（ＦＦＴ演算出力）と第２のループフィ
ルタ３３の出力とを切り換えて、電圧制御発振器ＶＣＯ
（３５）の周波数・位相を制御している。電圧制御発振
器ＶＣＯ（３５）の制御出力は乗算器２０、２１に夫々
供給されて、周波数・位相ズレが除去された復調出力信
号をＡ／Ｄ変換器２２、２３に供給するようにする。
【００３６】選択器３４は電源投入時、受信初期時また
は状態変化直後は、前記振幅差情報により、ＯＦＤＭ信
号の復調回路で使用される電圧制御発振器の周波数・位
相を連続的に制御する制御手段３２、３３の出力の方が
選択されるようにした。選択器３４による選択は、安定
信号受信時は、受信ＦＦＴデータを利用して前記電圧制
御発振器の周波数・位相を制御する制御手段２６、２７
の出力の方が選択されるようにした。選択器により選択
出来るようにしたので、受信状態がどんな場合でも、初
期位相引き込みや、妨害に対してより強く安定した位相
同期を得ることが出来る。
は状態変化直後は、前記振幅差情報により、ＯＦＤＭ信
号の復調回路で使用される電圧制御発振器の周波数・位
相を連続的に制御する制御手段３２、３３の出力の方が
選択されるようにした。選択器３４による選択は、安定
信号受信時は、受信ＦＦＴデータを利用して前記電圧制
御発振器の周波数・位相を制御する制御手段２６、２７
の出力の方が選択されるようにした。選択器により選択
出来るようにしたので、受信状態がどんな場合でも、初
期位相引き込みや、妨害に対してより強く安定した位相
同期を得ることが出来る。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように本発明のＯＦＤＭ復
調装置によれば、ＦＦＴ演算結果を利用した基準キャリ
ア再生を行なう時に、サンプルクロックキャリアの復調
出力を利用し、周波数・位相情報が連続して得られるた
め、初期位相引き込みや、妨害に対して強く安定した位
相同期を得ることが出来る。
調装置によれば、ＦＦＴ演算結果を利用した基準キャリ
ア再生を行なう時に、サンプルクロックキャリアの復調
出力を利用し、周波数・位相情報が連続して得られるた
め、初期位相引き込みや、妨害に対して強く安定した位
相同期を得ることが出来る。
【００３８】また、本発明のＯＦＤＭ復調装置によれ
ば、ＯＦＤＭ信号の受信状態に応じて、受信ＦＦＴデー
タを利用して前記電圧制御発振器の周波数・位相を制御
する方式と、連続的に制御する制御方式とを適時切り替
えられるので、受信状態がどんな場合でも、初期位相引
き込みや、妨害に対してより強く安定した位相同期を得
ることが出来る。
ば、ＯＦＤＭ信号の受信状態に応じて、受信ＦＦＴデー
タを利用して前記電圧制御発振器の周波数・位相を制御
する方式と、連続的に制御する制御方式とを適時切り替
えられるので、受信状態がどんな場合でも、初期位相引
き込みや、妨害に対してより強く安定した位相同期を得
ることが出来る。
【図１】本発明のＯＦＤＭ復調装置の一実施例の基準キ
ャリア再生を示すブロック図である。
ャリア再生を示すブロック図である。
【図２】従来のＯＦＤＭ基準キャリア再生装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】従来の位相同期のために用いられたＯＦＤＭ変
調波のパワースペクトラムを示す図である。
調波のパワースペクトラムを示す図である。
【図４】一般的なＯＦＤＭ変復調装置のブロック図であ
る。
る。
【図５】本実施例におけるキャリアの配置図である。
【図６】ＯＦＤＭ変調パワースペクトルの一例である。
【図７】本発明の位相差検出器の一実施例である。
【図８】簡易ループフィルタの一実施例である。
【図９】アクティブフィルタの一実施例である。
【符号の説明】 １ 入力回路 ２ ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）回路 ３ ガードインターバル付加器 ４ Ｄ／Ａ変換器 ５ 直交変調器 ６ 中間周波数発生器 ７ 周波数変換回路 ８ 送信部 ９ 受信部 １０ 周波数変換回路 １１ 中間周波増幅回路 １２ キャリア検出器 １３ 直交復調器 １４ 中間周波数発振器 １５ Ａ／Ｄ変換器 １６ ガードインターバル処理器 １７ ＦＦＴ（フーリエ変換）ＱＡＭ復号器 １８ 出力回路 １９ 加算器 ２０，２１ 乗算器 ２２，２３ Ａ／Ｄ変換器 ２４ ＦＦＴ演算器 ２５ 位相差検出器 ２５Ａ ＲＯＭ ２６ 第１のループフィルタ ２７ Ｄ／Ａ変換器 ２８，２９ ＢＰＦ（バンドパスフィルタ） ３０，３１ ピーク検出器（ピークレベル検出器） ３２ 差動増幅器 ３３ 第２のループフィルタ ３４ 選択器 ３５ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） Ｐ パイロットキャリア
Claims (3)
- 【請求項１】サンプル同期用サブキャリア信号を含むデ
ータ信号を、正負のナイキスト周波数キャリアに、Ｉ成
分を最大変調レベル、Ｑ成分を０レベルとなるように割
り当てて変調するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調
方式によって送信された信号を受信して復調するＯＦＤ
Ｍ復調装置において、 前記サンプル同期再生用のサブキャリア信号の同相
（Ｉ）、直交（Ｑ）のベースバンド復調信号から夫々の
振幅差情報を取り出す検出手段と、 前記検出手段で取り出された振幅差情報から、ＯＦＤＭ
信号の復調回路で使用される電圧制御発振器の周波数・
位相を連続的に制御する第１の制御手段とを備えたこと
を特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項２】サンプル同期用サブキャリア信号を含むデ
ータ信号を、正負のナイキスト周波数キャリアに、Ｉ成
分を最大変調レベル、Ｑ成分を０レベルとなるように割
り当てて変調するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調
方式によって送信し、送信された信号を受信して復調す
るＯＦＤＭ復調装置において、 前記サンプル同期再生用のサブキャリア信号の同相
（Ｉ）、直交（Ｑ）のベースバンド復調信号から夫々の
振幅差情報を取り出す検出手段と、 前記検出手段で取り出された振幅差情報から、ＯＦＤＭ
信号の復調回路で使用される電圧制御発振器の周波数・
位相を連続的に制御する第１の制御手段と、 受信ＦＦＴ演算器データを利用して前記電圧制御発振器
の周波数・位相を制御する第２の制御手段と、 ＯＦＤＭ信号の受信状態に応じて、前記第２の制御手段
から前記第１の制御手段に適時切り換える選択手段とを
備えたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。 - 【請求項３】前記請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置に
おいて、 前記選択手段は、電源投入時または受信初期時または状
態変化直後は、前記振幅差情報により、ＯＦＤＭ信号の
復調回路で使用される電圧制御発振器の周波数・位相を
連続的に制御する第１の制御手段の出力が選択されるよ
うにしたことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9033113A JPH10224320A (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9033113A JPH10224320A (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10224320A true JPH10224320A (ja) | 1998-08-21 |
Family
ID=12377604
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9033113A Pending JPH10224320A (ja) | 1997-01-31 | 1997-01-31 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10224320A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0998085A1 (en) * | 1998-10-30 | 2000-05-03 | Fujitsu Ten Limited | Frequency correction in an OFDM (orthogonal frequency division multiplex) receiver |
| JP2013197622A (ja) * | 2012-03-15 | 2013-09-30 | Toshiba Corp | チャネル位相推定装置、復調器、受信機 |
| CN114189417A (zh) * | 2021-12-07 | 2022-03-15 | 北京零壹空间电子有限公司 | 载波频率同步方法、装置、计算机设备和存储介质 |
-
1997
- 1997-01-31 JP JP9033113A patent/JPH10224320A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0998085A1 (en) * | 1998-10-30 | 2000-05-03 | Fujitsu Ten Limited | Frequency correction in an OFDM (orthogonal frequency division multiplex) receiver |
| JP2013197622A (ja) * | 2012-03-15 | 2013-09-30 | Toshiba Corp | チャネル位相推定装置、復調器、受信機 |
| CN114189417A (zh) * | 2021-12-07 | 2022-03-15 | 北京零壹空间电子有限公司 | 载波频率同步方法、装置、计算机设备和存储介质 |
| CN114189417B (zh) * | 2021-12-07 | 2023-10-17 | 北京零壹空间电子有限公司 | 载波频率同步方法、装置、计算机设备和存储介质 |
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