JPH10285135A - 周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置 - Google Patents
周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置Info
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- JPH10285135A JPH10285135A JP9087027A JP8702797A JPH10285135A JP H10285135 A JPH10285135 A JP H10285135A JP 9087027 A JP9087027 A JP 9087027A JP 8702797 A JP8702797 A JP 8702797A JP H10285135 A JPH10285135 A JP H10285135A
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
- H04L27/2679—Decision-aided
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の周波
数偏差に追従するための周波数制御装置を提供する。 【解決手段】 離散フーリエ変換部１２００で離散フー
リエ変換して得られたメトリックスについて、演算処理
部１３２２において、得られたメトリックスのエネルギ
ー分布の中心が、理論的な周波数の中心から上、下のど
ちらに偏っているかを演算し周波数差を求め、周波数差
に応じたＡＦＣ信号を制御信号生成部１３５０で生成す
る。
数偏差に追従するための周波数制御装置を提供する。 【解決手段】 離散フーリエ変換部１２００で離散フー
リエ変換して得られたメトリックスについて、演算処理
部１３２２において、得られたメトリックスのエネルギ
ー分布の中心が、理論的な周波数の中心から上、下のど
ちらに偏っているかを演算し周波数差を求め、周波数差
に応じたＡＦＣ信号を制御信号生成部１３５０で生成す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御
装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置に係
り、特に、サブキャリヤーの周波数間隔の半分以上の偏
移を有する多重化信号に周波数同期することに好適な、
周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信
装置に関する。
重された多重化信号に周波数同期するための周波数制御
装置および方法、受信装置、ならびに、通信装置に係
り、特に、サブキャリヤーの周波数間隔の半分以上の偏
移を有する多重化信号に周波数同期することに好適な、
周波数制御装置および方法、受信装置、ならびに、通信
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル通信の変調方式として、直交
周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mult
iplexing；ＯＦＤＭ。以下、ＯＦＤＭという。）方式の
実用化が進められている。
周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Mult
iplexing；ＯＦＤＭ。以下、ＯＦＤＭという。）方式の
実用化が進められている。
【０００３】ＯＦＤＭが適用される方式として、例え
ば、ＥＵＲＥＫＡ−１４７ ＳＹＳＴＥＭが挙げられ
る。これは、一般に、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcas
ting）、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムなどと呼ばれて
いる。以下、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムという。ユ
ーレカ１４７ＤＡＢシステムは、１９９４年１１月にＩ
ＴＵ−ＲでＳｙｓｔｅｍ−Ａとして認められ、国際規格
になっている。この規格は、「ETS 300401」として発
行されている。
ば、ＥＵＲＥＫＡ−１４７ ＳＹＳＴＥＭが挙げられ
る。これは、一般に、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcas
ting）、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムなどと呼ばれて
いる。以下、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムという。ユ
ーレカ１４７ＤＡＢシステムは、１９９４年１１月にＩ
ＴＵ−ＲでＳｙｓｔｅｍ−Ａとして認められ、国際規格
になっている。この規格は、「ETS 300401」として発
行されている。
【０００４】ＯＦＤＭ方式では、互いに直交する複数の
サブキャリヤーに分割多重化してデーターが伝送され
る。各サブキャリヤーの周波数は、ベースバンドにおい
て、ある基本周波数の整数倍となるように選ばれる。基
本周波数の１周期を有効シンボル期間とすると、相異な
るサブキャリヤー同士の積は、有効シンボル期間におけ
る積分が０となる。これをサブキャリヤー同士が直交す
るという。
サブキャリヤーに分割多重化してデーターが伝送され
る。各サブキャリヤーの周波数は、ベースバンドにおい
て、ある基本周波数の整数倍となるように選ばれる。基
本周波数の１周期を有効シンボル期間とすると、相異な
るサブキャリヤー同士の積は、有効シンボル期間におけ
る積分が０となる。これをサブキャリヤー同士が直交す
るという。
【０００５】ＯＦＤＭ方式では、送信側と受信側とに周
波数差が生じると、復調に際して、他のサブキャリヤー
との直交性が崩れる。これは、干渉により復調されるデ
ーターに誤りが生じる原因となる。上記周波数差が生じ
る原因としては、例えば、送信側、受信側のそれぞれに
おける基準発振器の発振周波数の誤差や変動、送信側と
受信側との相対運動によるドップラーシフトなどが挙げ
られる。
波数差が生じると、復調に際して、他のサブキャリヤー
との直交性が崩れる。これは、干渉により復調されるデ
ーターに誤りが生じる原因となる。上記周波数差が生じ
る原因としては、例えば、送信側、受信側のそれぞれに
おける基準発振器の発振周波数の誤差や変動、送信側と
受信側との相対運動によるドップラーシフトなどが挙げ
られる。
【０００６】周波数差が生じた場合でも誤りが少ない復
調データーを得るために、周波数同期方式が検討されて
いる。例えば、「ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用し
た新しい周波数同期方式の検討」（テレビジョン学会技
術報告 Vol.19,No.38,pp.13〜18 ）に記載される周波
数同期方式がある。この周波数同期方式は、有効シンボ
ル期間の信号波形が巡回的に繰り返される、ガード期間
(Guard Interval)を利用している。
調データーを得るために、周波数同期方式が検討されて
いる。例えば、「ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用し
た新しい周波数同期方式の検討」（テレビジョン学会技
術報告 Vol.19,No.38,pp.13〜18 ）に記載される周波
数同期方式がある。この周波数同期方式は、有効シンボ
ル期間の信号波形が巡回的に繰り返される、ガード期間
(Guard Interval)を利用している。
【０００７】すなわち、受信信号を直交検波回路により
ベースバンドに変換し、さらにＦＦＴ回路により各キャ
リヤー成分を復調する。図１４の（１）は、直交検波器
の同相軸出力を示す。ここで、ｎ番目のＯＦＤＭシンボ
ルは、ガード部Ｇｎ（サンプル数Ｎｇ）と、有効シンボ
ル部Ｓｎ（サンプル数Ｎｓ）とで構成され、ガード期間
の信号Ｇｎには、有効シンボルの一部であるＧｎ’が複
写されている。図１４の（２）は、図１４の（１）の信
号を有効シンボル期間だけ遅延したものである。図１４
の（３）は、（１）と（２）との信号を乗算して、ガー
ド期間幅（Ｎｇサンプル）の移動平均を求めることによ
り、２つの信号の相関をもとめた結果である。ＧｎとＧ
ｎ’とは同じ信号波形であるので、図１４の（３）に示
すように相関出力は、シンボルの境界でピークを示す。
ベースバンドに変換し、さらにＦＦＴ回路により各キャ
リヤー成分を復調する。図１４の（１）は、直交検波器
の同相軸出力を示す。ここで、ｎ番目のＯＦＤＭシンボ
ルは、ガード部Ｇｎ（サンプル数Ｎｇ）と、有効シンボ
ル部Ｓｎ（サンプル数Ｎｓ）とで構成され、ガード期間
の信号Ｇｎには、有効シンボルの一部であるＧｎ’が複
写されている。図１４の（２）は、図１４の（１）の信
号を有効シンボル期間だけ遅延したものである。図１４
の（３）は、（１）と（２）との信号を乗算して、ガー
ド期間幅（Ｎｇサンプル）の移動平均を求めることによ
り、２つの信号の相関をもとめた結果である。ＧｎとＧ
ｎ’とは同じ信号波形であるので、図１４の（３）に示
すように相関出力は、シンボルの境界でピークを示す。
【０００８】同相軸データーと、有効シンボル期間だけ
遅延された同相軸データーとの相関のピーク値をＳｉｉ
とし、同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延さ
れた直交軸データーとの相関のピーク値をＳｉｑとする
と、周波数誤差δは、
遅延された同相軸データーとの相関のピーク値をＳｉｉ
とし、同相軸データーと、有効シンボル期間だけ遅延さ
れた直交軸データーとの相関のピーク値をＳｉｑとする
と、周波数誤差δは、
【０００９】
【数１】
【００１０】により求めることができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た逆正接関数を用いて周波数誤差を求める方法では、サ
ブキャリヤー間隔で正規化された周波数オフセットと、
上述のようにして求められた誤差信号δとの関係は、図
１５に示すようにサブキャリヤー間隔を１周期とする周
期を有している。このため、誤差信号δに対応する周波
数オフセットが、どの周期にあるかは区別されない。例
えば、図１５において、δ１の誤差信号が得られた場
合、点Ａの他に、点Ｂ、点Ｃなども対応する。従って、
真の正規化周波数オフセットが、ＯAであっても、これ
を、オフセットＯB、ＯCなどと区別することはできな
い。このため、サブキャリヤー間隔の１／２以上の偏差
が生じ得る場合には、その周波数オフセットを特定する
ことは困難であり、オフセットの向きを逆向きに誤るこ
ともあり得る。
た逆正接関数を用いて周波数誤差を求める方法では、サ
ブキャリヤー間隔で正規化された周波数オフセットと、
上述のようにして求められた誤差信号δとの関係は、図
１５に示すようにサブキャリヤー間隔を１周期とする周
期を有している。このため、誤差信号δに対応する周波
数オフセットが、どの周期にあるかは区別されない。例
えば、図１５において、δ１の誤差信号が得られた場
合、点Ａの他に、点Ｂ、点Ｃなども対応する。従って、
真の正規化周波数オフセットが、ＯAであっても、これ
を、オフセットＯB、ＯCなどと区別することはできな
い。このため、サブキャリヤー間隔の１／２以上の偏差
が生じ得る場合には、その周波数オフセットを特定する
ことは困難であり、オフセットの向きを逆向きに誤るこ
ともあり得る。
【００１２】ところが、一般に、ＯＦＤＭでは、サブキ
ャリヤー同士の間隔は狭く設定されるため、周波数差を
この１／２以下に抑えることは困難である。
ャリヤー同士の間隔は狭く設定されるため、周波数差を
この１／２以下に抑えることは困難である。
【００１３】例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムの
モードＩでは、中心周波数は、２３０ＭＨｚ、サブキャ
リヤー間隔は、１ｋＨｚと定められている。すなわち、
サブキャリヤー間隔の１／２に相当する周波数は、５０
０Ｈｚであり、これは、約２．２ＰＰＭの周波数精度と
なる。しかし、送信周波数と受信周波数における周波数
差を２．２ＰＰＭ以内に抑えることは容易ではない。こ
の精度を達成するには、例えば、発振器のコスト増を伴
い、実際的ではない。
モードＩでは、中心周波数は、２３０ＭＨｚ、サブキャ
リヤー間隔は、１ｋＨｚと定められている。すなわち、
サブキャリヤー間隔の１／２に相当する周波数は、５０
０Ｈｚであり、これは、約２．２ＰＰＭの周波数精度と
なる。しかし、送信周波数と受信周波数における周波数
差を２．２ＰＰＭ以内に抑えることは容易ではない。こ
の精度を達成するには、例えば、発振器のコスト増を伴
い、実際的ではない。
【００１４】また、送信側と受信側との相対距離が変化
する場合、例えば、移動体に設置された受信装置におけ
る放送の受信などの場合は、ドップラー効果による周波
数の偏移（ドップラーシフト）が生ずる。従って、送信
側、受信側との相対速度が、上記ドップラーシフトが、
サブキャリヤー間隔の１／２以内となる場合に制限され
るという問題がある。
する場合、例えば、移動体に設置された受信装置におけ
る放送の受信などの場合は、ドップラー効果による周波
数の偏移（ドップラーシフト）が生ずる。従って、送信
側、受信側との相対速度が、上記ドップラーシフトが、
サブキャリヤー間隔の１／２以内となる場合に制限され
るという問題がある。
【００１５】また、上記の方法では、適用対象が、ガー
ド期間を含むＯＦＤＭ信号に限られ、ガード期間が設け
られていない場合は、周波数偏移を検知することが困難
であるという問題がある。
ド期間を含むＯＦＤＭ信号に限られ、ガード期間が設け
られていない場合は、周波数偏移を検知することが困難
であるという問題がある。
【００１６】本発明は、ＯＦＤＭ信号の周波数偏差が、
サブキャリヤー間隔の１／２以上あっても、この偏移量
を特定し、周波数同期することができる周波数制御装置
を提供することを第１の目的とする。
サブキャリヤー間隔の１／２以上あっても、この偏移量
を特定し、周波数同期することができる周波数制御装置
を提供することを第１の目的とする。
【００１７】また、ガード期間が含まれないＯＦＤＭ信
号であっても、その周波数偏移を検知し、周波数同期す
ることができる周波数制御装置を提供することを第２の
目的とする。
号であっても、その周波数偏移を検知し、周波数同期す
ることができる周波数制御装置を提供することを第２の
目的とする。
【００１８】送信側と受信側とで相対距離が変化し、サ
ブキャリヤー間隔の１／２以上のドップラーシフトが生
ずる場合に好適な、受信装置、通信装置を提供すること
を第３の目的とする。
ブキャリヤー間隔の１／２以上のドップラーシフトが生
ずる場合に好適な、受信装置、通信装置を提供すること
を第３の目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的および第
２の目的を達成するために、本発明の第１の態様によれ
ば、複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された
多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置にお
いて、上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する
第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための
直交検波手段と、上記２つの検波軸信号のそれぞれの時
間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本
化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリ
エ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックス
を求めるための離散フーリエ変換手段と、上記離散フー
リエ変換手段により求められたメトリックスの分布、お
よび、予め定められたメトリックスの分布の差に応じた
周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、上
記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を、
上記演算制御手段により生成された指示に従って変化さ
せるための周波数変化手段とを有することを特徴とする
周波数制御装置が提供される。
２の目的を達成するために、本発明の第１の態様によれ
ば、複数のサブキャリヤーに直交周波数分割多重された
多重化信号に周波数同期するための周波数制御装置にお
いて、上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する
第１の検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための
直交検波手段と、上記２つの検波軸信号のそれぞれの時
間軸波形を予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本
化し、かつ、これら標本化されたデーターを離散フーリ
エ変換して、周波数領域に分布する複数のメトリックス
を求めるための離散フーリエ変換手段と、上記離散フー
リエ変換手段により求められたメトリックスの分布、お
よび、予め定められたメトリックスの分布の差に応じた
周波数変化の指示を生成するための演算制御手段と、上
記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を、
上記演算制御手段により生成された指示に従って変化さ
せるための周波数変化手段とを有することを特徴とする
周波数制御装置が提供される。
【００２０】本発明の第２の態様によれば、複数のサブ
キャリヤーに直交周波数分割多重され、各サブキャリヤ
ーの差動復調における基準位相を伝送するための基準シ
ンボル期間を有する多重化信号に周波数同期するための
周波数制御装置において、上記多重化信号を再生キャリ
ヤーを用いて直交検波して、互いに直交する第１の検波
軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手
段と、上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を
予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、か
つ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換し
て、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求める
ための離散フーリエ変換手段と、上記基準シンボル期間
において離散フーリエ変換手段から受け付けたメトリッ
クスの位相の並び、および、予め定められた位相の並び
の差に応じて周波数変化の指示を生成するための演算制
御手段と、上記演算制御手段により生成された指示に従
って、上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周
波数を変化させるための周波数変化手段とを有し、上記
演算制御手段は、上記複数のサブキャリヤーのうち、少
なくとも１部のサブキャリヤーについて、各サブキャリ
ヤーの基準位相と、それに隣接するサブキャリヤーの基
準位相との位相差を示す位相差列を予め記憶し、基準シ
ンボル期間における多重化信号が受け付けられるに際
し、基準シンボル期間におけるメトリックスについて、
各メトリックスと隣接するメトリックスとの間の位相差
をそれぞれ求め、上記求めた位相差の列の少なくとも１
部に、上記予め記憶してある位相差列が一致するように
周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与え
ることを特徴とする周波数制御装置が提供される。
キャリヤーに直交周波数分割多重され、各サブキャリヤ
ーの差動復調における基準位相を伝送するための基準シ
ンボル期間を有する多重化信号に周波数同期するための
周波数制御装置において、上記多重化信号を再生キャリ
ヤーを用いて直交検波して、互いに直交する第１の検波
軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検波手
段と、上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を
予め定められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、か
つ、これら標本化されたデーターを離散フーリエ変換し
て、周波数領域に分布する複数のメトリックスを求める
ための離散フーリエ変換手段と、上記基準シンボル期間
において離散フーリエ変換手段から受け付けたメトリッ
クスの位相の並び、および、予め定められた位相の並び
の差に応じて周波数変化の指示を生成するための演算制
御手段と、上記演算制御手段により生成された指示に従
って、上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周
波数を変化させるための周波数変化手段とを有し、上記
演算制御手段は、上記複数のサブキャリヤーのうち、少
なくとも１部のサブキャリヤーについて、各サブキャリ
ヤーの基準位相と、それに隣接するサブキャリヤーの基
準位相との位相差を示す位相差列を予め記憶し、基準シ
ンボル期間における多重化信号が受け付けられるに際
し、基準シンボル期間におけるメトリックスについて、
各メトリックスと隣接するメトリックスとの間の位相差
をそれぞれ求め、上記求めた位相差の列の少なくとも１
部に、上記予め記憶してある位相差列が一致するように
周波数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与え
ることを特徴とする周波数制御装置が提供される。
【００２１】本発明の第３の態様によれば、複数のサブ
キャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周
波数同期するための周波数制御装置において、受け付け
た多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換するため
の変換手段と、上記周波数領域に変換して得られたスペ
クトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波
数とを比較するための比較手段と、上記スペクトル分布
の中心の周波数と、上記基準周波数との差が小さくなる
ように、上記変換手段に入力される前の多重化信号の周
波数を変化させるための変化手段とを備えることを特徴
とする周波数制御装置が提供される。
キャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周
波数同期するための周波数制御装置において、受け付け
た多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換するため
の変換手段と、上記周波数領域に変換して得られたスペ
クトル分布の中心の周波数と、予め定められた基準周波
数とを比較するための比較手段と、上記スペクトル分布
の中心の周波数と、上記基準周波数との差が小さくなる
ように、上記変換手段に入力される前の多重化信号の周
波数を変化させるための変化手段とを備えることを特徴
とする周波数制御装置が提供される。
【００２２】本発明の第４の態様によれば、複数のサブ
キャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周
波数同期するための周波数制御方法において、受け付け
た多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換し、上記
周波数領域に変換して得られたスペクトル分布の中心の
周波数と、予め定められた基準周波数とを比較し、上記
スペクトル分布の中心の周波数と、上記基準周波数との
差が小さくなるように、上記周波数領域に変換される前
の多重化信号の周波数を変化させることを特徴とする周
波数制御方法が提供される。
キャリヤーに直交周波数分割多重された多重化信号に周
波数同期するための周波数制御方法において、受け付け
た多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換し、上記
周波数領域に変換して得られたスペクトル分布の中心の
周波数と、予め定められた基準周波数とを比較し、上記
スペクトル分布の中心の周波数と、上記基準周波数との
差が小さくなるように、上記周波数領域に変換される前
の多重化信号の周波数を変化させることを特徴とする周
波数制御方法が提供される。
【００２３】上記第３の目的を達成するために、本発明
の第４の態様によれば、直交周波数分割多重された多重
化信号を受信するための受信装置において、多重化信号
を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高周波信号か
ら予め定められた周波数帯域を選択するためのバンドパ
スフィルター部と、上記周波数変換された信号を再生キ
ャリヤーを用いて直交検波し、離散フーリエ変換すると
共に、上記再生キャリヤーの周波数を操作して周波数同
期するための周波数制御部と、上記離散フーリエ変換さ
れたデーターを復調するための復調部と、上記復調され
た信号を出力するための出力部とを有し、上記周波数制
御部は、上記第１の態様および第２の態様のいずれかに
おける周波数制御装置を用いて構成されることを特徴と
する受信装置が提供される。
の第４の態様によれば、直交周波数分割多重された多重
化信号を受信するための受信装置において、多重化信号
を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高周波信号か
ら予め定められた周波数帯域を選択するためのバンドパ
スフィルター部と、上記周波数変換された信号を再生キ
ャリヤーを用いて直交検波し、離散フーリエ変換すると
共に、上記再生キャリヤーの周波数を操作して周波数同
期するための周波数制御部と、上記離散フーリエ変換さ
れたデーターを復調するための復調部と、上記復調され
た信号を出力するための出力部とを有し、上記周波数制
御部は、上記第１の態様および第２の態様のいずれかに
おける周波数制御装置を用いて構成されることを特徴と
する受信装置が提供される。
【００２４】本発明の第５の態様によれば、直交周波数
分割多重化された多重化信号を用いて通信するための通
信装置において、入力される信号が示すデーターで、搬
送波を直交周波数分割多重変調して多重化信号を送出す
るための送信部と、受け付けた信号を直交周波数分割多
重復調して変調データーを検出し、変調データーが示す
信号を出力するための受信部とを有し、上記受信部は、
上記第４の態様における受信装置を用いて構成されるこ
とを特徴とする通信装置が提供される。
分割多重化された多重化信号を用いて通信するための通
信装置において、入力される信号が示すデーターで、搬
送波を直交周波数分割多重変調して多重化信号を送出す
るための送信部と、受け付けた信号を直交周波数分割多
重復調して変調データーを検出し、変調データーが示す
信号を出力するための受信部とを有し、上記受信部は、
上記第４の態様における受信装置を用いて構成されるこ
とを特徴とする通信装置が提供される。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下に、図面を参照して本発明の
実施の形態について説明する。
実施の形態について説明する。
【００２６】先ず、図１を参照して、本発明の第１の実
施の形態について説明する。
施の形態について説明する。
【００２７】図１において、周波数制御装置１０００
は、直交検波部１１００と、離散フーリエ変換部１２０
０と、周波数偏差検知部１３００とを有して構成され
る。
は、直交検波部１１００と、離散フーリエ変換部１２０
０と、周波数偏差検知部１３００とを有して構成され
る。
【００２８】上記直交検波部１１００は、ＯＦＤＭ信号
を受け付け、再生キャリヤーを用いて、互いに直交する
２つの検波軸信号を得るためのものである。２つの検波
軸は、例えば、受け付けた信号と同相の同相軸（Ｉ相
軸）、および、受け付けた信号に直交する直交軸（Ｑ相
軸）に選ぶことができる。なお、２つの検波軸は、互い
に直交する関係にあれば、これらの位相に限らない。例
えば、受けた信号に対して、＋４５度の位相の検波軸、
および、−４５度の位相の検波軸に選んでもよい。
を受け付け、再生キャリヤーを用いて、互いに直交する
２つの検波軸信号を得るためのものである。２つの検波
軸は、例えば、受け付けた信号と同相の同相軸（Ｉ相
軸）、および、受け付けた信号に直交する直交軸（Ｑ相
軸）に選ぶことができる。なお、２つの検波軸は、互い
に直交する関係にあれば、これらの位相に限らない。例
えば、受けた信号に対して、＋４５度の位相の検波軸、
および、−４５度の位相の検波軸に選んでもよい。
【００２９】直交検波部１１００は、例えば、受け付け
た信号を２つに分配するための分配器１１５０と、９０
度の位相差がある２つの再生キャリヤーＸ，Ｙを発振す
るための再生キャリヤー生成器１１１９と、上記分配さ
れた２つの信号に、上記再生キャリヤーＸおよび信号Ｙ
をそれぞれ乗算するための２つの乗算器１１０７Ａ，１
１０７Ｂとを用いて構成することができる。
た信号を２つに分配するための分配器１１５０と、９０
度の位相差がある２つの再生キャリヤーＸ，Ｙを発振す
るための再生キャリヤー生成器１１１９と、上記分配さ
れた２つの信号に、上記再生キャリヤーＸおよび信号Ｙ
をそれぞれ乗算するための２つの乗算器１１０７Ａ，１
１０７Ｂとを用いて構成することができる。
【００３０】上記再生キャリヤー生成器１１１９は、例
えば、発振周波数を変更可能な周波数可変発振器１１６
０と、発振された信号を２つに分配するための分岐回路
１１８０と、分配された信号の一方に９０度の位相遅延
を与えるための移相器１１７０とを用いて構成すること
ができる。このように構成された再生キャリヤー生成器
１１１９を用いて、再生キャリヤーを生成することがで
きる。また、上記周波数可変発振器１１６０は、上記周
波数偏移検知部１３００から与えられるＡＦＣ信号に従
って、その発振周波数を変化させることができる。
えば、発振周波数を変更可能な周波数可変発振器１１６
０と、発振された信号を２つに分配するための分岐回路
１１８０と、分配された信号の一方に９０度の位相遅延
を与えるための移相器１１７０とを用いて構成すること
ができる。このように構成された再生キャリヤー生成器
１１１９を用いて、再生キャリヤーを生成することがで
きる。また、上記周波数可変発振器１１６０は、上記周
波数偏移検知部１３００から与えられるＡＦＣ信号に従
って、その発振周波数を変化させることができる。
【００３１】上記離散フーリエ変換部１２００は、ＯＦ
ＤＭ信号に含まれるサブキャリヤー数より多い数のサン
プリングポイントで、上記Ｉ相信号およびＱ相信号をそ
れぞれサンプリングし、これらを離散フーリエ変換する
ためのものである。上記離散フーリエ変換部１２００
は、例えば、２つのＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換
器１２０８Ａ，１２０８Ｂと、離散フーリエ変換処理を
実行するためのＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；
離散フーリエ変換）回路１２０９とを有して構成され
る。ＤＦＴ回路１２０９において、離散フーリエ変換を
実行するための計算のアルゴリズムとしては、例えば、
ＤＦＴの定義式に従って計算を実行してもよいし、高速
フーリエ変換（ＦＦＴ；Fast Fourier Transform）など
を用いてもよい。ＦＦＴを用いて計算することにより、
ＤＦＴの計算を高速に行うことができる。ＤＦＴ回路１
２０９は、例えば、専用のハードロジックで構成され
る。なお、ＤＦＴ処理を実行するためのプログラムを搭
載した汎用の演算装置を用いて構成してもよい。
ＤＭ信号に含まれるサブキャリヤー数より多い数のサン
プリングポイントで、上記Ｉ相信号およびＱ相信号をそ
れぞれサンプリングし、これらを離散フーリエ変換する
ためのものである。上記離散フーリエ変換部１２００
は、例えば、２つのＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換
器１２０８Ａ，１２０８Ｂと、離散フーリエ変換処理を
実行するためのＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；
離散フーリエ変換）回路１２０９とを有して構成され
る。ＤＦＴ回路１２０９において、離散フーリエ変換を
実行するための計算のアルゴリズムとしては、例えば、
ＤＦＴの定義式に従って計算を実行してもよいし、高速
フーリエ変換（ＦＦＴ；Fast Fourier Transform）など
を用いてもよい。ＦＦＴを用いて計算することにより、
ＤＦＴの計算を高速に行うことができる。ＤＦＴ回路１
２０９は、例えば、専用のハードロジックで構成され
る。なお、ＤＦＴ処理を実行するためのプログラムを搭
載した汎用の演算装置を用いて構成してもよい。
【００３２】上記周波数偏差検知部１３００は、上記離
散フーリエ変換部１２００で得られたメトリックスを受
け付け、受け付けたＯＦＤＭ信号との周波数差を求め、
求めた周波数差を小さくするように周波数同期を行うた
めの演算制御を行うためのものである。上記周波数偏差
検知部１３００は、例えば、周波数差を求める演算処理
を行うための演算処理部１３２２と、演算処理部１３２
２が求めた周波数差に応じたＡＦＣ（automatic freque
ncy control；自動周波数制御）信号を生成するための
制御信号生成部１３５０とを有して構成される。
散フーリエ変換部１２００で得られたメトリックスを受
け付け、受け付けたＯＦＤＭ信号との周波数差を求め、
求めた周波数差を小さくするように周波数同期を行うた
めの演算制御を行うためのものである。上記周波数偏差
検知部１３００は、例えば、周波数差を求める演算処理
を行うための演算処理部１３２２と、演算処理部１３２
２が求めた周波数差に応じたＡＦＣ（automatic freque
ncy control；自動周波数制御）信号を生成するための
制御信号生成部１３５０とを有して構成される。
【００３３】上記制御信号生成部１３５０は、例えば、
演算結果に応じた電圧を有する信号を生成するＤ／Ａ
（digital to analog）変換器を用いることができる。
また、上記直交検波部１１００における再生キャリヤー
生成器１１１９として数値制御発振器が用いられている
場合には、制御信号生成部１３５０を省略し演算結果に
示す信号を直接与えてもよい。このようにして、上記演
算結果に応じた周波数の変化量を指示するＡＦＣ信号を
生成することができる。
演算結果に応じた電圧を有する信号を生成するＤ／Ａ
（digital to analog）変換器を用いることができる。
また、上記直交検波部１１００における再生キャリヤー
生成器１１１９として数値制御発振器が用いられている
場合には、制御信号生成部１３５０を省略し演算結果に
示す信号を直接与えてもよい。このようにして、上記演
算結果に応じた周波数の変化量を指示するＡＦＣ信号を
生成することができる。
【００３４】なお、ＡＦＣ信号が示す変化量の大きさを
一定値とし、変化の有無、および、その向きを上記演算
結果に応じて変更してもよい。変化量の大きさを一定値
とすることにより、信号生成部１３５０、および、直交
検波部１１００における再生キャリヤー生成器１１１９
を簡易に構成することができる。
一定値とし、変化の有無、および、その向きを上記演算
結果に応じて変更してもよい。変化量の大きさを一定値
とすることにより、信号生成部１３５０、および、直交
検波部１１００における再生キャリヤー生成器１１１９
を簡易に構成することができる。
【００３５】また、本実施の形態では、直交検波部１１
００における再生キャリヤーの周波数を変化させる態様
について説明したが、周波数を変化させる態様はこれに
限らない。例えば、図１３に示すように、受け付けられ
たＯＦＤＭ信号を中間周波数に変換するための、周波数
変換部３０００が、直交検波部１１００の前段に設けら
れる場合、ＡＦＣ信号を周波数変換部に与え、周波数変
換部で周波数が変換される変換量を変化させることがで
きる。
００における再生キャリヤーの周波数を変化させる態様
について説明したが、周波数を変化させる態様はこれに
限らない。例えば、図１３に示すように、受け付けられ
たＯＦＤＭ信号を中間周波数に変換するための、周波数
変換部３０００が、直交検波部１１００の前段に設けら
れる場合、ＡＦＣ信号を周波数変換部に与え、周波数変
換部で周波数が変換される変換量を変化させることがで
きる。
【００３６】次に、図１および図２を参照して、上述の
ように構成される周波数制御装置の動作について説明す
る。
ように構成される周波数制御装置の動作について説明す
る。
【００３７】まず、図２を参照して、周波数制御装置に
与えられるＯＦＤＭ信号について説明する。
与えられるＯＦＤＭ信号について説明する。
【００３８】図２の（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号
のベースバンドは、互いに周波数が異なる複数のサブキ
ャリヤーが重畳された時間軸波形となる。図２の（ａ）
には、２４のサブキャリヤーに分離多重化されたＯＦＤ
Ｍ信号が描かれているが、サブキャリヤーの数がこれに
限らないことは勿論である。
のベースバンドは、互いに周波数が異なる複数のサブキ
ャリヤーが重畳された時間軸波形となる。図２の（ａ）
には、２４のサブキャリヤーに分離多重化されたＯＦＤ
Ｍ信号が描かれているが、サブキャリヤーの数がこれに
限らないことは勿論である。
【００３９】上記ＯＦＤＭ信号のベースバンドは、周波
数領域で示すと、図２の（ｂ）に示すスペクトルとな
る。これは、図２の（ａ）に示す時間軸波形のフーリエ
変換に相当する。図２の（ｂ）において、複数のサブキ
ャリヤーが周波数軸上に並び、各サブキャリヤーは、変
調による側波帯成分を含んでいる。
数領域で示すと、図２の（ｂ）に示すスペクトルとな
る。これは、図２の（ａ）に示す時間軸波形のフーリエ
変換に相当する。図２の（ｂ）において、複数のサブキ
ャリヤーが周波数軸上に並び、各サブキャリヤーは、変
調による側波帯成分を含んでいる。
【００４０】次に、図１を参照して、本実施の形態の周
波数制御装置の動作について説明する。
波数制御装置の動作について説明する。
【００４１】先ず、直交検波部１１００において、ＯＦ
ＤＭ信号が受け付けられ、互いに直交するＩ相軸信号お
よびＱ相軸信号が取得される。
ＤＭ信号が受け付けられ、互いに直交するＩ相軸信号お
よびＱ相軸信号が取得される。
【００４２】そして、離散フーリエ変換部１２００にお
いて、上記２つの検波軸の信号（Ｉ相軸信号、Ｑ相軸信
号）が、それぞれ時間軸波形をサンプリング（標本化）
される。本実施の形態における離散フーリエ変換部１２
００（図１参照）では、サブキャリヤー数より多いサン
プリングポイントでサンプリングし、サンプリングされ
たデーターについて離散フーリエ変換の計算を行ってい
る。
いて、上記２つの検波軸の信号（Ｉ相軸信号、Ｑ相軸信
号）が、それぞれ時間軸波形をサンプリング（標本化）
される。本実施の形態における離散フーリエ変換部１２
００（図１参照）では、サブキャリヤー数より多いサン
プリングポイントでサンプリングし、サンプリングされ
たデーターについて離散フーリエ変換の計算を行ってい
る。
【００４３】すなわち、サンプリングされたＩ相軸デー
ターおよびＱ相軸データーが、複素量として（例えば、
Ｉ相軸信号の標本値を実部、Ｑ相軸信号の標本値を虚部
として）離散フーリエ変換される。離散フーリエ変換に
より、メトリックス（複素計量）Ｚが、サンプリングポ
イント（標本化点）の数ＮSに相当する数の周波数スロ
ットのそれぞれに対応して求められる。上記ＮS個のメ
トリックスＺのうちには、サブキャリヤーの数ＮCに相
当する有効メトリックスに加えて、サブキャリヤーの数
をサンプリングポイント数が超過した数ＮOS（＝ＮS−
ＮC）に相当する無効メトリックスが含まれている。無
効メトリックスは、ノイズ、および、各サブキャリヤー
からの漏れなどによる成分である。離散フーリエ変換の
結果得られるメトリックス分布としては、例えば、ＮC
個の有効メトリックスが連続して並び、この両側に、
（ＮOS／２）個の無効メトリックスが並ぶ場合がある。
ターおよびＱ相軸データーが、複素量として（例えば、
Ｉ相軸信号の標本値を実部、Ｑ相軸信号の標本値を虚部
として）離散フーリエ変換される。離散フーリエ変換に
より、メトリックス（複素計量）Ｚが、サンプリングポ
イント（標本化点）の数ＮSに相当する数の周波数スロ
ットのそれぞれに対応して求められる。上記ＮS個のメ
トリックスＺのうちには、サブキャリヤーの数ＮCに相
当する有効メトリックスに加えて、サブキャリヤーの数
をサンプリングポイント数が超過した数ＮOS（＝ＮS−
ＮC）に相当する無効メトリックスが含まれている。無
効メトリックスは、ノイズ、および、各サブキャリヤー
からの漏れなどによる成分である。離散フーリエ変換の
結果得られるメトリックス分布としては、例えば、ＮC
個の有効メトリックスが連続して並び、この両側に、
（ＮOS／２）個の無効メトリックスが並ぶ場合がある。
【００４４】ここで、虚数単位をｊ、メトリックスが得
られる周波数スロットを示すサフィックスをｉとする
と、各メトリックスＺiは、（ａi＋ｊｂi）と表され、
上記離散フーリエ変換の演算の結果、サンプリングポイ
ント数ＮSのメトリックス｛Ｚi｝（ｉ＝１，２，３，
…，ＮS）を示す、２系列のデーター｛ａi｝、｛ｂi｝
が得られる。
られる周波数スロットを示すサフィックスをｉとする
と、各メトリックスＺiは、（ａi＋ｊｂi）と表され、
上記離散フーリエ変換の演算の結果、サンプリングポイ
ント数ＮSのメトリックス｛Ｚi｝（ｉ＝１，２，３，
…，ＮS）を示す、２系列のデーター｛ａi｝、｛ｂi｝
が得られる。
【００４５】例えば、上記ユーレカ１４７ＤＡＢシステ
ムにおけるモードＩのＯＦＤＭ信号は、１５３６のサブ
キャリヤーを有する。このような信号について、本実施
の形態における周波数制御装置１０００では、上記１５
３６よりも多い２０４８（２の１０乗）のサンプリング
ポイントでサンプリングを行っている。この場合、図３
に示すように、１５３６の有効メトリックスおよび５１
２の無効メトリックスが得られる。
ムにおけるモードＩのＯＦＤＭ信号は、１５３６のサブ
キャリヤーを有する。このような信号について、本実施
の形態における周波数制御装置１０００では、上記１５
３６よりも多い２０４８（２の１０乗）のサンプリング
ポイントでサンプリングを行っている。この場合、図３
に示すように、１５３６の有効メトリックスおよび５１
２の無効メトリックスが得られる。
【００４６】なお、２のべき乗の数でサンプリングを行
うことにより、ＦＦＴによるＤＦＴ演算の高速化の効果
を向上させることができる。
うことにより、ＦＦＴによるＤＦＴ演算の高速化の効果
を向上させることができる。
【００４７】次に、周波数偏差検知部１３００におい
て、上記離散フーリエ変換部１２００で取得されたメト
リックスの分布｛ａi＋ｊｂi｝と、予め定められた分布
との差を求める演算処理が行われ、この演算処理の結果
に応じてＡＦＣ信号が生成される。
て、上記離散フーリエ変換部１２００で取得されたメト
リックスの分布｛ａi＋ｊｂi｝と、予め定められた分布
との差を求める演算処理が行われ、この演算処理の結果
に応じてＡＦＣ信号が生成される。
【００４８】上記差を求める演算処理としては、例え
ば、メトリックス分布｛Ｚi｝から、そのパワー分布
｛Ｐi｝を求め、このパワー分布｛Ｐi｝の分布中心に相
当する周波数と、予め定められた基準周波数との差を求
めることができる。パワーＰは、例えば、Ｚの複素共役
をＺ*として、 Ｐ＝Ｚ2 =Z・Z*＝Ｚ*・Ｚ …（１０１） と定義することができる。すなわち、メトリックスＺ
が、 Ｚ＝（ａ＋ｊｂ） であるとき、このメトリックスのパワーは、 Ｐ＝（ａ＋ｊｂ）（ａ−ｊｂ） ＝（ａ・ａ＋ｂ・ｂ） …（１０２） と与えられる。
ば、メトリックス分布｛Ｚi｝から、そのパワー分布
｛Ｐi｝を求め、このパワー分布｛Ｐi｝の分布中心に相
当する周波数と、予め定められた基準周波数との差を求
めることができる。パワーＰは、例えば、Ｚの複素共役
をＺ*として、 Ｐ＝Ｚ2 =Z・Z*＝Ｚ*・Ｚ …（１０１） と定義することができる。すなわち、メトリックスＺ
が、 Ｚ＝（ａ＋ｊｂ） であるとき、このメトリックスのパワーは、 Ｐ＝（ａ＋ｊｂ）（ａ−ｊｂ） ＝（ａ・ａ＋ｂ・ｂ） …（１０２） と与えられる。
【００４９】次に、上記周波数偏差検知部１３００で行
われる演算処理の詳細について説明する。
われる演算処理の詳細について説明する。
【００５０】この演算処理においては、連続して並ぶＮ
C個の周波数スロットに対応する周波数の区間幅を有す
る窓であって、この窓に含まれる周波数スロットにおけ
るパワーの総和が最大となる窓を求め、求めた窓の中心
の周波数と、予め定められた基準周波数との差が求めら
れる。
C個の周波数スロットに対応する周波数の区間幅を有す
る窓であって、この窓に含まれる周波数スロットにおけ
るパワーの総和が最大となる窓を求め、求めた窓の中心
の周波数と、予め定められた基準周波数との差が求めら
れる。
【００５１】上記区間の下端がｋ番目の周波数スロット
である窓に含まれる、周波数スロットにおけるパワーの
総和Ｍ(ｋ)は、ｋ番目の周波数スロットから高周波側に
Ｎｃ個の周波数スロットにおけるパワーＰiについて和
をとり、
である窓に含まれる、周波数スロットにおけるパワーの
総和Ｍ(ｋ)は、ｋ番目の周波数スロットから高周波側に
Ｎｃ個の周波数スロットにおけるパワーＰiについて和
をとり、
【００５２】
【数２】
【００５３】と表すことができる。
【００５４】ここで、窓は、区間の下端ｋが１番目から
ＮOS番目までとなる区間について定義される。
ＮOS番目までとなる区間について定義される。
【００５５】上記のように定義される総和Ｍ（ｋ）（ｋ
｜１≦ｋ≦ＮOS）のうち、最大となる総和をＭmaxと書
く。
｜１≦ｋ≦ＮOS）のうち、最大となる総和をＭmaxと書
く。
【００５６】上述のように区間幅が、ＮC個の周波数ス
ロット、すなわち、有効メトリックスの数に相当すると
き、上記総和の最大値Ｍmaxを与える下端は、１つきま
り、これをＫと書く。すなわち、最大となる総和は、Ｍ
max（Ｋ）と書ける。
ロット、すなわち、有効メトリックスの数に相当すると
き、上記総和の最大値Ｍmaxを与える下端は、１つきま
り、これをＫと書く。すなわち、最大となる総和は、Ｍ
max（Ｋ）と書ける。
【００５７】また、周波数差がない状態で有効メトリッ
クスが現れる周波数スロットは理論的に求めることがで
きる。このとき周波数スロットは、ＮCであり、下端の
スロットのｒ番とする。すなわち、ｒ番目から（ｒ＋Ｎ
C）番目の周波数スロットに有効メトリックスが現れ
る。このときのメトリックスの理論値について、含まれ
る周波数スロットでのパワーの総和が最大とする窓の下
端ＫTは、ＫT＝ｒである。これは、窓の区間が、理論的
に求められた有効メトリックスが現れる周波数範囲に一
致している状態に相当する。例えば、ユーレカ１４７Ｄ
ＡＢシステムのモードＩのＯＦＤＭ信号について、２０
４８点で標本化を行った場合、ｒは、２５６となる。
クスが現れる周波数スロットは理論的に求めることがで
きる。このとき周波数スロットは、ＮCであり、下端の
スロットのｒ番とする。すなわち、ｒ番目から（ｒ＋Ｎ
C）番目の周波数スロットに有効メトリックスが現れ
る。このときのメトリックスの理論値について、含まれ
る周波数スロットでのパワーの総和が最大とする窓の下
端ＫTは、ＫT＝ｒである。これは、窓の区間が、理論的
に求められた有効メトリックスが現れる周波数範囲に一
致している状態に相当する。例えば、ユーレカ１４７Ｄ
ＡＢシステムのモードＩのＯＦＤＭ信号について、２０
４８点で標本化を行った場合、ｒは、２５６となる。
【００５８】上述のようにして計算した窓に含まれるメ
トリックスのパワーの総和に基づいて、受け付けた信号
と、理論的な周波数、すなわち、標本化周波数との周波
数差が求められる。すなわち、周波数差ｄＦは、理論的
なメトリックスを最大とする窓の下端ｒ、および、受け
付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスを最大と
する窓の下端Ｋの差と、周波数スロットの間隔とに比例
し、 ｄＦ∝Ｓ・（r−Ｋ） …（１０３） と表すことができる。
トリックスのパワーの総和に基づいて、受け付けた信号
と、理論的な周波数、すなわち、標本化周波数との周波
数差が求められる。すなわち、周波数差ｄＦは、理論的
なメトリックスを最大とする窓の下端ｒ、および、受け
付けたＯＦＤＭ信号から得られたメトリックスを最大と
する窓の下端Ｋの差と、周波数スロットの間隔とに比例
し、 ｄＦ∝Ｓ・（r−Ｋ） …（１０３） と表すことができる。
【００５９】上記周波数差ｄＦは、例えば、次式に従っ
て求めることができる。
て求めることができる。
【００６０】
【数３】
【００６１】ここで、Ｃは、比例定数であり、また、関
数Ｐ（ｒ−ｋ）は、
数Ｐ（ｒ−ｋ）は、
【００６２】
【数４】
【００６３】と定義される。
【００６４】例えば、受け付けたＯＦＤＭ信号から得ら
れるメトリックスについてパワーの総和が最大となる窓
の下端の周波数スロットＫがｒより大きいとき、ｄＦは
負となる。これは、直交検波部においてベースバンドに
変換され、離散フーリエ変換部に入力されたＯＦＤＭ信
号の周波数が上方向（周波数が高い方向）にずれている
ことを示す。
れるメトリックスについてパワーの総和が最大となる窓
の下端の周波数スロットＫがｒより大きいとき、ｄＦは
負となる。これは、直交検波部においてベースバンドに
変換され、離散フーリエ変換部に入力されたＯＦＤＭ信
号の周波数が上方向（周波数が高い方向）にずれている
ことを示す。
【００６５】ところで、上述した演算手順では、ＮＣ個
の有効メトリックスのすべてについて計算したが、窓を
上端および下端の２つに分け、中央部における計算を省
略してもよい。これは、台形状に有効メトリックスが現
れ、中央部では、窓と、有効メトリックスが、常に重な
るため、どの窓においても、同様な寄与となるからであ
る。中央部における計算を省略することにより、演算時
間を短縮することができる。
の有効メトリックスのすべてについて計算したが、窓を
上端および下端の２つに分け、中央部における計算を省
略してもよい。これは、台形状に有効メトリックスが現
れ、中央部では、窓と、有効メトリックスが、常に重な
るため、どの窓においても、同様な寄与となるからであ
る。中央部における計算を省略することにより、演算時
間を短縮することができる。
【００６６】すなわち、各窓についての総和を次式の定
義に従って計算することができる。
義に従って計算することができる。
【００６７】
【数５】
【００６８】ここで、省略する部分の区間幅は、有効メ
トリックスの数ＮCより小さくなるように選ぶ。２つの
窓の区間幅ｎ１とｎ２とは、相等しく選んでもよいし、
互いに異なる区間幅に選んでもよい。例えば、２つの窓
の区間幅が相等しく、ｎ１＝ｎ２＝１００、ｎ１＝ｎ２
＝２００などとなるように選ぶことができる。
トリックスの数ＮCより小さくなるように選ぶ。２つの
窓の区間幅ｎ１とｎ２とは、相等しく選んでもよいし、
互いに異なる区間幅に選んでもよい。例えば、２つの窓
の区間幅が相等しく、ｎ１＝ｎ２＝１００、ｎ１＝ｎ２
＝２００などとなるように選ぶことができる。
【００６９】また、受け付けるＯＦＤＭ信号において、
予めパワー分布が与えられる期間が含まれるとき、この
期間に受け付けられた信号のパワー分布と、上記予め定
められたパワー分布とを比較して、伝送経路におけるパ
ワー伝送率の周波数依存性、バックグランドなど影響を
低減することができる。また、周波数制御部より前段に
設けられる回路、例えば、中間周波数増幅器、ＳＡＷフ
ィルターなどの影響を低減することもできる。
予めパワー分布が与えられる期間が含まれるとき、この
期間に受け付けられた信号のパワー分布と、上記予め定
められたパワー分布とを比較して、伝送経路におけるパ
ワー伝送率の周波数依存性、バックグランドなど影響を
低減することができる。また、周波数制御部より前段に
設けられる回路、例えば、中間周波数増幅器、ＳＡＷフ
ィルターなどの影響を低減することもできる。
【００７０】上記予めパワー分布が与えられる期間とし
ては、例えば、信号が含まれないヌルシンボルが伝送さ
れるヌルシンボル期間に到来する信号を用いることがで
きる。
ては、例えば、信号が含まれないヌルシンボルが伝送さ
れるヌルシンボル期間に到来する信号を用いることがで
きる。
【００７１】すなわち、上記ヌルシンボルを離散フーリ
エ変換したメトリックスを Ｃi+ｊＤi として、それぞれの窓におけるパワーの総和を次式に従
って求めることができる。
エ変換したメトリックスを Ｃi+ｊＤi として、それぞれの窓におけるパワーの総和を次式に従
って求めることができる。
【００７２】
【数６】
【００７３】これは、上記単一の窓による計算、およ
び、２つの窓による計算のいずれについても適用するこ
とができる。
び、２つの窓による計算のいずれについても適用するこ
とができる。
【００７４】次に、図３および図４を参照して、計算手
順について説明する。
順について説明する。
【００７５】先ず、ステップＳ１０において、シンボル
期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散
フーリエ変換を行う。
期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散
フーリエ変換を行う。
【００７６】そして、離散フーリエ変換の結果得られた
メトリックスを用いて、各窓におけるパワー総和を計算
する（Ｓ１１）。求めたパワーの総和のうちから最大値
を検出する（Ｓ１２）。
メトリックスを用いて、各窓におけるパワー総和を計算
する（Ｓ１１）。求めたパワーの総和のうちから最大値
を検出する（Ｓ１２）。
【００７７】ステップＳ１３において、周波数誤差のな
い状態で得られる、図３の（ａ）に示す理論的なメトリ
ックスの分布について、パワーの総和を計算する。
い状態で得られる、図３の（ａ）に示す理論的なメトリ
ックスの分布について、パワーの総和を計算する。
【００７８】ステップＳ１２で求めたパワーの総和の最
大値と、Ｓ１３で求めた理論的なメトリックスについて
のパワーの総和とから、周波数誤差を求める（Ｓ１
４）。
大値と、Ｓ１３で求めた理論的なメトリックスについて
のパワーの総和とから、周波数誤差を求める（Ｓ１
４）。
【００７９】このようにして求められた周波数誤差が減
少するように、再生キャリヤーの周波数を変化させるこ
とにより周波数同期を行うことができる。
少するように、再生キャリヤーの周波数を変化させるこ
とにより周波数同期を行うことができる。
【００８０】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明する。
説明する。
【００８１】本実施の形態における周波数制御装置１３
２２（図１参照）は、上記第１の実施の形態における周
波数と基本的な構成は同様であるが、演算処理部１３２
２（図１参照）における演算の内容において相違する。
以下に、相違点を中心に説明する。
２２（図１参照）は、上記第１の実施の形態における周
波数と基本的な構成は同様であるが、演算処理部１３２
２（図１参照）における演算の内容において相違する。
以下に、相違点を中心に説明する。
【００８２】本実施の形態では、受け付けたＯＦＤＭ信
号から得られたメトリックスのパワー分布の重心を求
め、この重心の周波数と、予め定められた基準周波数と
を比較する。そして、上記重心の周波数と上記基準周波
数との周波数差を求め、これが小さくなるように再生キ
ャリヤーの周波数を変化させる指示を上記直交検波部１
１００（図１参照）に与える。
号から得られたメトリックスのパワー分布の重心を求
め、この重心の周波数と、予め定められた基準周波数と
を比較する。そして、上記重心の周波数と上記基準周波
数との周波数差を求め、これが小さくなるように再生キ
ャリヤーの周波数を変化させる指示を上記直交検波部１
１００（図１参照）に与える。
【００８３】以下に、上記演算処理部１３２２（図１参
照）で行われる演算処理の詳細について説明する。
照）で行われる演算処理の詳細について説明する。
【００８４】まず、離散フーリエ変換部１２００（図１
参照）で取得されたＮS個のメトリックスの分布｛Ａi+
ｊＢi｝（ｉ｜１，２，３，…，ＮS）について、予め定
められた基準周波数に相当する周波数スロットＣより低
い周波数の周波数スロット（１〜Ｃ）に属するメトリッ
クスのパワーの総和ＷLと、周波数スロットより高い周
波数の周波数スロット（Ｃ〜ＮS）に属するメトリック
スのパワーの総和ＷHとをそれぞれ求める。基準周波数
は、例えば、標本化周波数に等しい周波数の信号が受け
付けられたときに、理論的に予想される有効メトリック
スのパワー分布の中心周波数を選ぶことができる。この
とき、基準周波数は、Ｃ＝ＮS／２となる。
参照）で取得されたＮS個のメトリックスの分布｛Ａi+
ｊＢi｝（ｉ｜１，２，３，…，ＮS）について、予め定
められた基準周波数に相当する周波数スロットＣより低
い周波数の周波数スロット（１〜Ｃ）に属するメトリッ
クスのパワーの総和ＷLと、周波数スロットより高い周
波数の周波数スロット（Ｃ〜ＮS）に属するメトリック
スのパワーの総和ＷHとをそれぞれ求める。基準周波数
は、例えば、標本化周波数に等しい周波数の信号が受け
付けられたときに、理論的に予想される有効メトリック
スのパワー分布の中心周波数を選ぶことができる。この
とき、基準周波数は、Ｃ＝ＮS／２となる。
【００８５】そして、上記求めた総和ＷL、総和ＷHとを
比較し、これらの総和の差δＷから周波数差を求める。
総和の差δＷは、例えば、次式に従って実行することが
できる。
比較し、これらの総和の差δＷから周波数差を求める。
総和の差δＷは、例えば、次式に従って実行することが
できる。
【００８６】
【数７】
【００８７】この式では、取得されたメトリックスの全
てを用いてパワー分布の重心を求めているが、理論的に
予想される有効メトリックスの範囲について計算を行っ
てもよい。また、基準周波数Ｃについては、同じ計算が
重複して行われるのでこれを省略することができる。す
なわち、理論的に予想される基準周波数Ｃについて、
てを用いてパワー分布の重心を求めているが、理論的に
予想される有効メトリックスの範囲について計算を行っ
てもよい。また、基準周波数Ｃについては、同じ計算が
重複して行われるのでこれを省略することができる。す
なわち、理論的に予想される基準周波数Ｃについて、
【００８８】
【数８】
【００８９】に従って、総和の差を求めることができ
る。この式に従って演算すると、Ｃ番目とＣ＋１番目の
スロットを境として、スペクトルパワーの分布がどちら
に偏っているかが算出できる。基準周波数Ｃは、理論的
な周波数の設定に従って選ぶことができる。例えば、標
本化点が２０４８であるとき、 Ｃ＝2048/2 =1024 と選ぶことができる。
る。この式に従って演算すると、Ｃ番目とＣ＋１番目の
スロットを境として、スペクトルパワーの分布がどちら
に偏っているかが算出できる。基準周波数Ｃは、理論的
な周波数の設定に従って選ぶことができる。例えば、標
本化点が２０４８であるとき、 Ｃ＝2048/2 =1024 と選ぶことができる。
【００９０】また、第１の実施形態と同様に、パワー分
布が既知である信号を用いて伝送路の影響を避けること
ができる。すなわち、ヌルシンボル期間に取得されるＯ
ＦＤＭ信号についてのメトリックス｛Ａni+ｊＢni｝
と、信号シンボル期間のメトリックス｛Ａsi+ｊＢsi｝
とから、
布が既知である信号を用いて伝送路の影響を避けること
ができる。すなわち、ヌルシンボル期間に取得されるＯ
ＦＤＭ信号についてのメトリックス｛Ａni+ｊＢni｝
と、信号シンボル期間のメトリックス｛Ａsi+ｊＢsi｝
とから、
【００９１】
【数９】
【００９２】を求め、このメトリックスを計算に用い
る。
る。
【００９３】また、メトリックスのパワーの全周波数ス
ロットについての総和Ｗｔを求め、これによって上記総
和の差δＷを規格化することができる。すなわち、全周
波数スロットについてのパワーの総和Ｗｔは、
ロットについての総和Ｗｔを求め、これによって上記総
和の差δＷを規格化することができる。すなわち、全周
波数スロットについてのパワーの総和Ｗｔは、
【００９４】
【数１０】
【００９５】によって求められ、これを用いて規格化さ
れた総和の差 δＷ／Ｗtを求めることができる。これを
周波数のズレ量として制御信号生成部１３５０（図１参
照）に与える。これによって、到来するＯＦＤＭ信号の
パワーが変動する場合であっても、この影響を低減する
ことができる。
れた総和の差 δＷ／Ｗtを求めることができる。これを
周波数のズレ量として制御信号生成部１３５０（図１参
照）に与える。これによって、到来するＯＦＤＭ信号の
パワーが変動する場合であっても、この影響を低減する
ことができる。
【００９６】次に、図５および図６を参照して、規格化
されたメトリックスを用いる場合の計算手順の一例につ
いて説明する。
されたメトリックスを用いる場合の計算手順の一例につ
いて説明する。
【００９７】先ず、ステップＳ２１において、シンボル
期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散
フーリエ変換を行う。
期間ごとの受け付けた信号についてＦＦＴを用いて離散
フーリエ変換を行う。
【００９８】ヌルシンボルから得られるメトリックス
で、シンボル期間のメトリックスを規格化する（Ｓ２
２）。
で、シンボル期間のメトリックスを規格化する（Ｓ２
２）。
【００９９】ステップＳ２３において、上記Ｓ２２で規
格化されたメトリックスを、基準周波数を境に２つの領
域に分割し、それぞれにおけるパワーの総和を計算す
る。このとき、周波数差がない場合には、分割された２
つの領域は、図５の（ａ）に示すように対称となる。ま
た、周波数差がある場合、例えば、低周波側にずれた信
号が受信された場合には、図５の（ｂ）に示すように、
２つの領域が非対称となる。そして、上記２つの領域に
よるパワーの総和の差を求める。
格化されたメトリックスを、基準周波数を境に２つの領
域に分割し、それぞれにおけるパワーの総和を計算す
る。このとき、周波数差がない場合には、分割された２
つの領域は、図５の（ａ）に示すように対称となる。ま
た、周波数差がある場合、例えば、低周波側にずれた信
号が受信された場合には、図５の（ｂ）に示すように、
２つの領域が非対称となる。そして、上記２つの領域に
よるパワーの総和の差を求める。
【０１００】また、受信された信号がフェージングなど
の影響を受けている場合は、ステップＳ２４において周
波数のずれを補正する。
の影響を受けている場合は、ステップＳ２４において周
波数のずれを補正する。
【０１０１】次に、図７および、図８を参照して、本発
明の第３の実施の形態について説明する。
明の第３の実施の形態について説明する。
【０１０２】本実施の形態の周波数制御装置は、第１の
実施の形態と基本的な構成は同様であるが、周波数差を
求めるための演算処理の内容において相違する。以下
に、相違点を中心に説明する。
実施の形態と基本的な構成は同様であるが、周波数差を
求めるための演算処理の内容において相違する。以下
に、相違点を中心に説明する。
【０１０３】本実施の形態では、中心周波数の周波数ス
ロットにおけるメトリックスのパワーは、図７の（ａ）
に示すように理論的に０となることを用いて、受信した
ＯＦＤＭ信号の周波数差を求めている。すなわち、周波
数差が生じた場合には、図７の（ｂ）に示すように、パ
ワーが０となる周波数スロットが移動するため、この周
波数スロットと、予め定められた基準周波数とを比較す
る。以下に、この演算処理の詳細について説明する。
ロットにおけるメトリックスのパワーは、図７の（ａ）
に示すように理論的に０となることを用いて、受信した
ＯＦＤＭ信号の周波数差を求めている。すなわち、周波
数差が生じた場合には、図７の（ｂ）に示すように、パ
ワーが０となる周波数スロットが移動するため、この周
波数スロットと、予め定められた基準周波数とを比較す
る。以下に、この演算処理の詳細について説明する。
【０１０４】各周波数スロットｉ（１〜ＮS）につい
て、メトリックスのパワーＰiは、Ｐi＝（Ａi・Ａi＋Ｂ
i・Ｂi） …（１０４）である。各周波数スロ
ットについて、高周波側の隣接する周波数スロットにお
けるメトリックスのパワー比率Ｒｆi、および、低周波
側の隣接する周波数スロットにおけるメトリックスのパ
ワー比率ＲｒIを、 Ｒfi＝Ｐi／Ｐi-1 …（１０５ａ） Ｒri＝Ｐi／Ｐi+1 …（１０５ｂ） と定義する。そして、上記Ｒfi,Ｒriが、予め定められ
た搬送波対雑音比Ｃ／Ｎ（Carrier to Noise ratio）と
なる周波数スロットｉを求める。上記Ｃ／Ｎ比は、例え
ば、９ｄＢに選ぶことができる。このとき、上記Ｒfi,
Ｒriが共に0.126以下になるiを求めると、そのi番目の
周波数スロットが送信側の中心周波数であるとして、予
め定められた基準周波数スロットの周波数と比較して、
受け付けた信号の周波数差を求めることができる。
て、メトリックスのパワーＰiは、Ｐi＝（Ａi・Ａi＋Ｂ
i・Ｂi） …（１０４）である。各周波数スロ
ットについて、高周波側の隣接する周波数スロットにお
けるメトリックスのパワー比率Ｒｆi、および、低周波
側の隣接する周波数スロットにおけるメトリックスのパ
ワー比率ＲｒIを、 Ｒfi＝Ｐi／Ｐi-1 …（１０５ａ） Ｒri＝Ｐi／Ｐi+1 …（１０５ｂ） と定義する。そして、上記Ｒfi,Ｒriが、予め定められ
た搬送波対雑音比Ｃ／Ｎ（Carrier to Noise ratio）と
なる周波数スロットｉを求める。上記Ｃ／Ｎ比は、例え
ば、９ｄＢに選ぶことができる。このとき、上記Ｒfi,
Ｒriが共に0.126以下になるiを求めると、そのi番目の
周波数スロットが送信側の中心周波数であるとして、予
め定められた基準周波数スロットの周波数と比較して、
受け付けた信号の周波数差を求めることができる。
【０１０５】また、受信されるＯＦＤＭ信号に、パワー
分布が既知であるシンボル期間が含まれる場合には、こ
の期間における信号のパワー分布に基づいて、伝送経路
における周波数依存性の影響を低減することができる。
このような、周波数依存性としては、例えば、送信側と
受信側とを接続するための伝送線路の特性、電磁波が伝
搬する空間の特性、周波数制御装置より前段に設けられ
る他の回路の特性などが挙げられる。上記前段に設けら
れる他の回路としては、例えば、中間周波数増幅器、Ｓ
ＡＷフィルターなどが挙げられる。
分布が既知であるシンボル期間が含まれる場合には、こ
の期間における信号のパワー分布に基づいて、伝送経路
における周波数依存性の影響を低減することができる。
このような、周波数依存性としては、例えば、送信側と
受信側とを接続するための伝送線路の特性、電磁波が伝
搬する空間の特性、周波数制御装置より前段に設けられ
る他の回路の特性などが挙げられる。上記前段に設けら
れる他の回路としては、例えば、中間周波数増幅器、Ｓ
ＡＷフィルターなどが挙げられる。
【０１０６】また、上記パワー分布が既知であるシンボ
ル期間としては、例えば、ヌルシンボル期間を利用する
ことができる。すなわち、ヌルシンボル期間に離散フー
リエ変換されたメトリックスを ｛Ａni＋ｊＢni｝ とし、信号期間のメトリックスを ｛Ａsi＋ｊＢsi｝ とすると、ヌルシンボル期間のメトリックスのパワーで
規格化されたメトリックスを、 ｛Ａi＋ｊＢi｝＝｛（Ａsi＋ｊＢsi）／（Ａni＋ｊＢni）｝…（１０６） として求めることができる。このメトリックスを上述の
計算でのパワーに代入することによって、伝送路の影響
を低減することができる。
ル期間としては、例えば、ヌルシンボル期間を利用する
ことができる。すなわち、ヌルシンボル期間に離散フー
リエ変換されたメトリックスを ｛Ａni＋ｊＢni｝ とし、信号期間のメトリックスを ｛Ａsi＋ｊＢsi｝ とすると、ヌルシンボル期間のメトリックスのパワーで
規格化されたメトリックスを、 ｛Ａi＋ｊＢi｝＝｛（Ａsi＋ｊＢsi）／（Ａni＋ｊＢni）｝…（１０６） として求めることができる。このメトリックスを上述の
計算でのパワーに代入することによって、伝送路の影響
を低減することができる。
【０１０７】なお、離散フーリエ変換で得られたメトリ
ックスの全て、すなわち、標本化点に相当する周波数ス
ロットの全てについて演算してもよいし、上記基準周波
数を含む予め定められた数のメトリックスを用いて演算
を行ってもよい。このメトリックスの数は、予想される
最大の周波数差に応じて設定することができる。このよ
うに、一部のメトリックスについて演算することによ
り、演算時間を短縮することができる。
ックスの全て、すなわち、標本化点に相当する周波数ス
ロットの全てについて演算してもよいし、上記基準周波
数を含む予め定められた数のメトリックスを用いて演算
を行ってもよい。このメトリックスの数は、予想される
最大の周波数差に応じて設定することができる。このよ
うに、一部のメトリックスについて演算することによ
り、演算時間を短縮することができる。
【０１０８】図８を参照して、規格化されたメトリック
スを用いた演算の計算手順について説明する。
スを用いた演算の計算手順について説明する。
【０１０９】先ず、シンボル期間について、２０４８個
の標本化点で標本化され、ＦＦＴされて得られたメトリ
ックスを受け付ける（Ｓ３１）。
の標本化点で標本化され、ＦＦＴされて得られたメトリ
ックスを受け付ける（Ｓ３１）。
【０１１０】そして、ヌルシンボル期間に取得されたメ
トリックスを受け付け、これで、Ｓ３１で受け付けたメ
トリックスを規格化する（Ｓ３２）。
トリックスを受け付け、これで、Ｓ３１で受け付けたメ
トリックスを規格化する（Ｓ３２）。
【０１１１】規格化されたメトリックスのそれぞれにつ
いて、隣接する高周波側のメトリックス、および、低周
波側のメトリックスとのパワー比率を計算する（Ｓ３
３）。
いて、隣接する高周波側のメトリックス、および、低周
波側のメトリックスとのパワー比率を計算する（Ｓ３
３）。
【０１１２】それぞれの周波数スロットにおけるパワー
比率を、予め定められた閾値と比較し、上側、および、
下側のパワー比率が共に閾値以下になる周波数スロット
を求める（Ｓ３４）。
比率を、予め定められた閾値と比較し、上側、および、
下側のパワー比率が共に閾値以下になる周波数スロット
を求める（Ｓ３４）。
【０１１３】このようにして、図７におけるパワーが０
となる周波数スロット（実際には、ノイズなどによるバ
ックグラウンドが含まれるため完全に０とはならない）
を見つけることができる。そして、この周波数スロット
の周波数と、基準周波数とを比較して周波数誤差を検出
することができる。
となる周波数スロット（実際には、ノイズなどによるバ
ックグラウンドが含まれるため完全に０とはならない）
を見つけることができる。そして、この周波数スロット
の周波数と、基準周波数とを比較して周波数誤差を検出
することができる。
【０１１４】本実施の態様によれば、メトリックスの中
心部におけるパワーの極小となる周波数スロットを用い
て、周波数誤差を検出し、この周波数誤差に応じたＡＦ
Ｃ信号を生成することができる。これによって、サブキ
ャリヤー間隔の１／２以上の周波数誤差がある状態でも
周波数同期を行うことができる。
心部におけるパワーの極小となる周波数スロットを用い
て、周波数誤差を検出し、この周波数誤差に応じたＡＦ
Ｃ信号を生成することができる。これによって、サブキ
ャリヤー間隔の１／２以上の周波数誤差がある状態でも
周波数同期を行うことができる。
【０１１５】次に、図９および図１０を参照して、本発
明の第４の実施の形態について説明する。
明の第４の実施の形態について説明する。
【０１１６】本実施の形態の周波数制御装置は、第１の
実施の形態と基本的な構成は同様であるが、周波数差を
求めるための演算処理の内容において相違する。以下
に、相違点を中心に説明する。
実施の形態と基本的な構成は同様であるが、周波数差を
求めるための演算処理の内容において相違する。以下
に、相違点を中心に説明する。
【０１１７】本実施の形態の演算処理では、ヌルシンボ
ルの直後に送信される基準シンボルの中の各メトリック
スにおけるの位相が規定されていることを利用し、受信
ＯＦＤＭ信号の基準シンボルを離散フーリエ変換して得
られたメトリックスで与えられる位相と、送信側の規定
位相順とを照合判定し、その周波数スロット差から同期
検波周波数差を検出するものである。
ルの直後に送信される基準シンボルの中の各メトリック
スにおけるの位相が規定されていることを利用し、受信
ＯＦＤＭ信号の基準シンボルを離散フーリエ変換して得
られたメトリックスで与えられる位相と、送信側の規定
位相順とを照合判定し、その周波数スロット差から同期
検波周波数差を検出するものである。
【０１１８】例えば、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムに
おけるのモードＩの場合、基準シンボル期間についても
サブキャリヤー数は１５３６あり、これを２０４８のサ
ンプリングポイント数で離散フーリエ変換処理をする
と、２０４８の周波数スロットが得られる（Ｓ４１）。
これらの周波数スロットのうち、１５３６の周波数スロ
ットにスロットについて有効メトリックスが得られる。
得られたメトリックスをｊを虚数単位として ｛Ａi+ｊＢi｝ i:1〜2048（i番目のスロットを表す：サフィックス） とすると、各周波数スロットの成分の位相角θiは
おけるのモードＩの場合、基準シンボル期間についても
サブキャリヤー数は１５３６あり、これを２０４８のサ
ンプリングポイント数で離散フーリエ変換処理をする
と、２０４８の周波数スロットが得られる（Ｓ４１）。
これらの周波数スロットのうち、１５３６の周波数スロ
ットにスロットについて有効メトリックスが得られる。
得られたメトリックスをｊを虚数単位として ｛Ａi+ｊＢi｝ i:1〜2048（i番目のスロットを表す：サフィックス） とすると、各周波数スロットの成分の位相角θiは
【０１１９】
【数１１】
【０１２０】で表される。このθiは無定位である。す
なわち、標本化を行うＡ／Ｄ変換器の標本化のタイミン
グと同期検波周波数とに依存している。このため、全て
のメトリックスの位相には、定常的なシフトが含まれて
いる。そこで、各周波数スロットと、その手前番の周波
数スロットとの位相差をψi+1とすると、
なわち、標本化を行うＡ／Ｄ変換器の標本化のタイミン
グと同期検波周波数とに依存している。このため、全て
のメトリックスの位相には、定常的なシフトが含まれて
いる。そこで、各周波数スロットと、その手前番の周波
数スロットとの位相差をψi+1とすると、
【０１２１】
【数１２】
【０１２２】によって求めることができる（Ｓ４２）。
【０１２３】一方、ユーレカ１４７ＤＡＢシステムのモ
ードＩにおける基準シンボルは、図９に示すようなθri
の内容で送信される。手前番との位相差ψri+1は同様に
得られ、図９に示すように並ぶ。ここで、表１には、送
られてくるサブキャリヤー１５３６のメトリックスのう
ち、基準周波数の周波数スロットから高周波側に１６個
の周波数スロットについて抜粋された位相差が記載され
ている。
ードＩにおける基準シンボルは、図９に示すようなθri
の内容で送信される。手前番との位相差ψri+1は同様に
得られ、図９に示すように並ぶ。ここで、表１には、送
られてくるサブキャリヤー１５３６のメトリックスのう
ち、基準周波数の周波数スロットから高周波側に１６個
の周波数スロットについて抜粋された位相差が記載され
ている。
【０１２４】従って、受信ＯＦＤＭから得られたメトリ
ックスによる位相差の並びψi+1を、送信データー側に
ψr+1を比較照合し、一致する周波数スロットが正しい
周波数スロットであると言える。この時点で同期検波周
波数差がサブキャリヤー間隔の整数倍の偏差として検出
できる（Ｓ４４）。
ックスによる位相差の並びψi+1を、送信データー側に
ψr+1を比較照合し、一致する周波数スロットが正しい
周波数スロットであると言える。この時点で同期検波周
波数差がサブキャリヤー間隔の整数倍の偏差として検出
できる（Ｓ４４）。
【０１２５】また、位相の並びの比較照合は、送信され
る１５３６のサブキャリヤーの全てについて行ってもよ
いし、一部のサブキャリヤーについて行ってもよい。比
較照合を一部のサブキャリヤーについて行うことにより
演算時間を短縮することができる。
る１５３６のサブキャリヤーの全てについて行ってもよ
いし、一部のサブキャリヤーについて行ってもよい。比
較照合を一部のサブキャリヤーについて行うことにより
演算時間を短縮することができる。
【０１２６】本実施の形態によれば、予め各サブキャリ
ヤーにおける位相の並びが既知である信号期間がある場
合、この位相の並びと、受け付けた信号の位相の並びと
を比較照合して、受け付けた信号の周波数差を求めるこ
とができる。
ヤーにおける位相の並びが既知である信号期間がある場
合、この位相の並びと、受け付けた信号の位相の並びと
を比較照合して、受け付けた信号の周波数差を求めるこ
とができる。
【０１２７】次に、図１１を参照して、本発明の第５の
実施の形態について説明する。本実施の形態は、第１か
ら第４の実施形態で説明した演算処理をもちいて周波数
同期を行う、ＯＦＤＭ受信装置である。
実施の形態について説明する。本実施の形態は、第１か
ら第４の実施形態で説明した演算処理をもちいて周波数
同期を行う、ＯＦＤＭ受信装置である。
【０１２８】図１１において、受信装置２００は、入力
端子１と、バンドパスフィルター２と、増幅器３と、乗
算器４と、ＳＡＷフィルター５と、中間周波増幅器６
と、乗算器７Ａ，７Ｂと、Ａ／Ｄ変換器８Ａ，８Ｂと、
ＦＦＴ回路９と、ＡＧＣ回路１０と、同期検出回路１１
と、差動復調回路１２と、第１局部発振器１８と、第２
局部発振器１９と、第１基準発振器２０Ａと、第２基準
発振器２０Ｂと、タイミング回路２１と、周波数誤差演
算回路２２と、時間軸検出回路２３と、位相誤差検出回
路２４とを有して構成される。上記乗算器７Ａ，７Ｂ
と、第２局部発振器１９とは、直交検波回路を構成して
いる。
端子１と、バンドパスフィルター２と、増幅器３と、乗
算器４と、ＳＡＷフィルター５と、中間周波増幅器６
と、乗算器７Ａ，７Ｂと、Ａ／Ｄ変換器８Ａ，８Ｂと、
ＦＦＴ回路９と、ＡＧＣ回路１０と、同期検出回路１１
と、差動復調回路１２と、第１局部発振器１８と、第２
局部発振器１９と、第１基準発振器２０Ａと、第２基準
発振器２０Ｂと、タイミング回路２１と、周波数誤差演
算回路２２と、時間軸検出回路２３と、位相誤差検出回
路２４とを有して構成される。上記乗算器７Ａ，７Ｂ
と、第２局部発振器１９とは、直交検波回路を構成して
いる。
【０１２９】上記受信装置２００において、入力端子１
に加えられたＲＦ信号は、バンドパスフィルター２によ
り、所定の帯域外の雑音が除去された後、増幅器３で増
幅され、乗算器４で第１局部発振器１８からの局部発振
信号と乗算され中間周波信号に変換される。変換された
中間周波信号は、ＳＡＷフィルター５により帯域制限さ
れ、次に、中間周波増幅器６により、所定のレベルまで
増幅された後、２系統の乗算器７Ａ、７Ｂに導かれる。
に加えられたＲＦ信号は、バンドパスフィルター２によ
り、所定の帯域外の雑音が除去された後、増幅器３で増
幅され、乗算器４で第１局部発振器１８からの局部発振
信号と乗算され中間周波信号に変換される。変換された
中間周波信号は、ＳＡＷフィルター５により帯域制限さ
れ、次に、中間周波増幅器６により、所定のレベルまで
増幅された後、２系統の乗算器７Ａ、７Ｂに導かれる。
【０１３０】乗算器７Ａ、７Ｂは、第２局部発振回路１
９から、９０度の位相差を有する２相の局発信号を入力
し、もう一方の入力である中間周波信号とそれぞれ乗算
することにより直交検波回路を構成している。乗算器７
Ａ、７Ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器８Ａ、８Ｂによりディ
ジタルデーターに変換された後、ガード期間を除き、有
効データー期間をＦＦＴ回路９に取り込みＦＦＴ処理を
行う。
９から、９０度の位相差を有する２相の局発信号を入力
し、もう一方の入力である中間周波信号とそれぞれ乗算
することにより直交検波回路を構成している。乗算器７
Ａ、７Ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器８Ａ、８Ｂによりディ
ジタルデーターに変換された後、ガード期間を除き、有
効データー期間をＦＦＴ回路９に取り込みＦＦＴ処理を
行う。
【０１３１】ＦＦＴ処理後、差動復調されて、最終的に
音声信号へ変換される。この処理の詳細については説明
を省略する。
音声信号へ変換される。この処理の詳細については説明
を省略する。
【０１３２】一方、ＦＦＴ回路９の出力はそのメトリッ
クスを周波数誤差演算回路２２へ入力し、ここで先に説
明した演算を行い周波数差成分をＡＦＣ信号として第１
基準発振器２０Ａへ供給する。また、差動復調回路１２
の出力信号からは、位相誤差検出回路２４で検出した位
相誤差からサブキャリヤー間隔の±１／２以内の制御を
行うＡＦＣ信号も併せて第１基準発振器２０Ａへ供給さ
れる。
クスを周波数誤差演算回路２２へ入力し、ここで先に説
明した演算を行い周波数差成分をＡＦＣ信号として第１
基準発振器２０Ａへ供給する。また、差動復調回路１２
の出力信号からは、位相誤差検出回路２４で検出した位
相誤差からサブキャリヤー間隔の±１／２以内の制御を
行うＡＦＣ信号も併せて第１基準発振器２０Ａへ供給さ
れる。
【０１３３】本実施の形態によれば、サブキャリヤー間
隔の１／２以上の周波数差が生じても、周波数同期を行
うことができる。この受信装置２００は例えば、ユーレ
カ１４７ＤＡＢシステムにおけるディジタル音声放送の
受信に用いることができる。
隔の１／２以上の周波数差が生じても、周波数同期を行
うことができる。この受信装置２００は例えば、ユーレ
カ１４７ＤＡＢシステムにおけるディジタル音声放送の
受信に用いることができる。
【０１３４】次に、図１２を参照して、本発明の第６の
実施の形態について説明する。本実施の形態は、ＯＦＤ
Ｍ信号を用いて通信を行うための通信装置の例である。
実施の形態について説明する。本実施の形態は、ＯＦＤ
Ｍ信号を用いて通信を行うための通信装置の例である。
【０１３５】図１２において、通信装置９００１は、到
来するＯＦＤＭ信号を受け付け、ＯＦＤＭ信号が示す情
報を出力するための受信部９００２と、送信すべき情報
を受け付けこれをＯＦＤＭ信号として送出するための送
信部４とを有して構成される。
来するＯＦＤＭ信号を受け付け、ＯＦＤＭ信号が示す情
報を出力するための受信部９００２と、送信すべき情報
を受け付けこれをＯＦＤＭ信号として送出するための送
信部４とを有して構成される。
【０１３６】上記受信部９００２は、到来する電磁波か
ら予め定められた帯域の信号を選択するためのフィルタ
ー部２０００と、帯域を選択した信号を中間周波数に変
換するための周波数変換部３０００と、検波および周波
数同期を行うための周波数制御部１０００と、検波され
た信号を復調するための復調部４０００と、復調された
信号が示す情報を出力するための出力部５０００とを有
して構成される。
ら予め定められた帯域の信号を選択するためのフィルタ
ー部２０００と、帯域を選択した信号を中間周波数に変
換するための周波数変換部３０００と、検波および周波
数同期を行うための周波数制御部１０００と、検波され
た信号を復調するための復調部４０００と、復調された
信号が示す情報を出力するための出力部５０００とを有
して構成される。
【０１３７】上記周波数制御部３０００は、例えば、上
記第１から第４の実施の形態における周波数制御装置と
同様に構成することができる。例えば、同相検波軸信号
（Ｉ相軸信号）および直交検波軸信号（Ｑ相軸信号）を
取得するための直交検波部１１００と、Ｉ相信号および
Ｑ相信号を離散フーリエ変換するための離散フーリエ変
換部１２００と、離散フーリエ変換された信号を用いて
周波数偏差を検知するための周波数偏差検知部１３００
とを有する構成とすることができる。
記第１から第４の実施の形態における周波数制御装置と
同様に構成することができる。例えば、同相検波軸信号
（Ｉ相軸信号）および直交検波軸信号（Ｑ相軸信号）を
取得するための直交検波部１１００と、Ｉ相信号および
Ｑ相信号を離散フーリエ変換するための離散フーリエ変
換部１２００と、離散フーリエ変換された信号を用いて
周波数偏差を検知するための周波数偏差検知部１３００
とを有する構成とすることができる。
【０１３８】上記出力部５０００としては、例えば、音
声情報を出力するための音声出力装置、画像を表示する
ための画像出力装置、データーを出力するためのデータ
ー出力装置などが挙げられる。
声情報を出力するための音声出力装置、画像を表示する
ための画像出力装置、データーを出力するためのデータ
ー出力装置などが挙げられる。
【０１３９】上記音声出力装置は、例えば、アンプ、ス
ピーカなどを用いて構成することができる。
ピーカなどを用いて構成することができる。
【０１４０】上記画像出力装置は、例えば、画像表示回
路、および、ディスプレイ装置を用いて構成することが
できる。
路、および、ディスプレイ装置を用いて構成することが
できる。
【０１４１】上記データー出力装置は、例えば、インタ
フェース回路、バッファ回路、信号変換回路などを用い
て構成することができる。
フェース回路、バッファ回路、信号変換回路などを用い
て構成することができる。
【０１４２】また、上記受信部９００２において、フィ
ルター部２０００と、周波数変換部３０００と、周波数
制御部１０００と、復調部４０００とを１つの筐体に構
成し、これをチューナー部９００３としてもよい。これ
により、情報が出力される態様に対応して、出力装置の
組み合わせを変更したり、情報を表示する品質の好みに
対応することなどができる。
ルター部２０００と、周波数変換部３０００と、周波数
制御部１０００と、復調部４０００とを１つの筐体に構
成し、これをチューナー部９００３としてもよい。これ
により、情報が出力される態様に対応して、出力装置の
組み合わせを変更したり、情報を表示する品質の好みに
対応することなどができる。
【０１４３】上記送信部９００４は、情報を受け付け、
これを信号に変換するための入力部６０００と、上記変
換された信号で、搬送波を変調するための変調部７００
０と、変調された搬送波を送出するためのＲＦ送出部８
０００とを有して構成される。
これを信号に変換するための入力部６０００と、上記変
換された信号で、搬送波を変調するための変調部７００
０と、変調された搬送波を送出するためのＲＦ送出部８
０００とを有して構成される。
【０１４４】また、通信装置９００１は、ＯＦＤＭ信号
を送受するためのインタフェース部９００５に接続され
た他の機器と通信を行う。インタフェース部９００５
は、例えば、通信装置９００１が接続される形態に応じ
て例えば、アンテナ、光／電気変換器、電気信号コネク
タなどを用いることができる。なお、インタフェース部
９００５は、図示される例のように、外付けされる態様
であってもよいし、通信装置９００１に内蔵される態様
であってもよい。
を送受するためのインタフェース部９００５に接続され
た他の機器と通信を行う。インタフェース部９００５
は、例えば、通信装置９００１が接続される形態に応じ
て例えば、アンテナ、光／電気変換器、電気信号コネク
タなどを用いることができる。なお、インタフェース部
９００５は、図示される例のように、外付けされる態様
であってもよいし、通信装置９００１に内蔵される態様
であってもよい。
【０１４５】本実施の形態によれば、送信側と受信側と
で周波数差が生じる状態であっても、周波数同期して通
信することができる。
で周波数差が生じる状態であっても、周波数同期して通
信することができる。
【０１４６】
【発明の効果】本発明によれば、受け付けたＯＦＤＭ信
号を復調するための同期検波周波数が、受信信号を離散
フーリエ処理して得た多重キャリヤーの周波数間隔の数
倍にもおよび周波数差が生じても周波数同期を行うこと
ができる周波数制御装置が提供される。
号を復調するための同期検波周波数が、受信信号を離散
フーリエ処理して得た多重キャリヤーの周波数間隔の数
倍にもおよび周波数差が生じても周波数同期を行うこと
ができる周波数制御装置が提供される。
【０１４７】これによって、送信側と受信側との基準周
波数にズレが生じている場合であっても、情報を伝送す
ることができる。また、送信側と受信側との相対運動に
よりドップラーシフトが生じても周波数同期を行うこと
ができる周波数制御装置が提供される。
波数にズレが生じている場合であっても、情報を伝送す
ることができる。また、送信側と受信側との相対運動に
よりドップラーシフトが生じても周波数同期を行うこと
ができる周波数制御装置が提供される。
【０１４８】また、上記周波数制御装置が搭載された受
信装置を構成することができ、安定してＯＦＤ号による
放送を受信することができる受信装置を提供することが
できる。このような放送としては、例えば、ユーレカ１
４５システムＤＡＢの放送などが挙げられる。
信装置を構成することができ、安定してＯＦＤ号による
放送を受信することができる受信装置を提供することが
できる。このような放送としては、例えば、ユーレカ１
４５システムＤＡＢの放送などが挙げられる。
【０１４９】また、上記周波数制御装置が搭載された通
信装置を構成することができる。これによって、ディジ
タル電話などにおける周波数同期を安定なものにするこ
とができる。ＯＦＤＭ方式の適用が容易になり、このた
め、画像信号を含む信号を通信を行うテレビ電話などの
ように、伝送情報量が大きい通信に対応することができ
る。また、周波数同期可能な周波数差が大きくとれるた
め、各機器における基準周波数の管理が容易になる。さ
らに、移動体による通信において、ドップラーシフトに
よる周波数差が生じる場合であっても、周波数同期した
状態で通信を行うことができる。
信装置を構成することができる。これによって、ディジ
タル電話などにおける周波数同期を安定なものにするこ
とができる。ＯＦＤＭ方式の適用が容易になり、このた
め、画像信号を含む信号を通信を行うテレビ電話などの
ように、伝送情報量が大きい通信に対応することができ
る。また、周波数同期可能な周波数差が大きくとれるた
め、各機器における基準周波数の管理が容易になる。さ
らに、移動体による通信において、ドップラーシフトに
よる周波数差が生じる場合であっても、周波数同期した
状態で通信を行うことができる。
【図１】 本発明を適用した周波数制御装置を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】 ＯＦＤＭ信号を示す説明図であって、（ａ）
時間領域の構造を示す波形図、（ｂ）周波数領域の構造
を示すスペクトル図である。
時間領域の構造を示す波形図、（ｂ）周波数領域の構造
を示すスペクトル図である。
【図３】 メトリックスの分布を示す説明図であって、
（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があ
るときの分布である。
（ａ）周波数差がないときの分布、（ｂ）周波数差があ
るときの分布である。
【図４】 本発明の第１の実施の形態における演算手順
を示すフロー図である。
を示すフロー図である。
【図５】 ２つの領域に分割されたメトリックスのパワ
ー分布を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差
がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布で
ある。
ー分布を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差
がないときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布で
ある。
【図６】 本発明の第２の実施の形態における演算手順
を示すフロー図である。
を示すフロー図である。
【図７】 ＤＦＴされたメトリックス分布における中心
部を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差がな
いときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布であ
る。
部を模式的に示す説明図であって、（ａ）周波数差がな
いときの分布、（ｂ）周波数差があるときの分布であ
る。
【図８】 本発明の第３の実施の形態における演算手順
を示すフロー図である。
を示すフロー図である。
【図９】 ＤＡＢのモードＩに定められる位相の並びを
示す説明図である。
示す説明図である。
【図１０】 本発明の第４の実施の形態に演算手順を示
すフロー図である。
すフロー図である。
【図１１】 本発明を適用した受信装置を示すブロック
図である。
図である。
【図１２】 本発明を適用した通信装置を示すブロック
図である。
図である。
【図１３】 本発明を適用した通信装置の他の態様を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１４】 従来の周波数制御方法で周波数差検出に用
いられる信号の相関を示す説明図である。
いられる信号の相関を示す説明図である。
【図１５】 従来の周波数制御方法における、相関信号
と周波数オフセットとの関係を示すグラフである。
と周波数オフセットとの関係を示すグラフである。
１…入力端子、２…バンドパスフィルター、３…増幅
器、４…乗算器、５…ＳＡＷフィルター、６…中間周波
増幅器、７Ａ，７Ｂ…乗算器、８Ａ，８Ｂ…Ａ／Ｄ変換
器と、９…ＦＦＴ回路、１０…ＡＧＣ回路、１１…同期
検出回路、１２…差動復調回路、１８…第１局部発振
器、１９…第２局部発振器、２０Ａ…第１基準発振器、
２０Ｂ…第２基準発振器、２１…タイミング回路、２２
…周波数誤差演算回路、２３…時間軸検出回路、２４…
位相誤差検出回路、２００…受信装置、１０００…周波
数制御装置、１１００…直交検波部、１１０７Ａ，１１
０７Ｂ…乗算器、１１５０…分配器、１１１９…再生キ
ャリヤー生成器、１１６０…周波数可変発振器、１１７
０…移相器、１１８０…分岐回路、１２００…離散フー
リエ変換部、１２０８Ａ，１２０８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、
１２０９…ＤＦＴ回路、１３００…周波数偏差検知部、
１３２２…演算処理部、１３５０…制御信号生成部、２
０００…フィルター部、３０００…周波数変換部、３０
１０…乗算器、３０２０…周波数可変発振器、４０００
…復調部、５０００…出力部、６０００…入力部、７０
００…変調部、８０００…ＲＦ送出部、９００１…通信
装置、９００２…受信部、９００３…チューナー部、９
００４…送信部、９００５…インタフェース部。
器、４…乗算器、５…ＳＡＷフィルター、６…中間周波
増幅器、７Ａ，７Ｂ…乗算器、８Ａ，８Ｂ…Ａ／Ｄ変換
器と、９…ＦＦＴ回路、１０…ＡＧＣ回路、１１…同期
検出回路、１２…差動復調回路、１８…第１局部発振
器、１９…第２局部発振器、２０Ａ…第１基準発振器、
２０Ｂ…第２基準発振器、２１…タイミング回路、２２
…周波数誤差演算回路、２３…時間軸検出回路、２４…
位相誤差検出回路、２００…受信装置、１０００…周波
数制御装置、１１００…直交検波部、１１０７Ａ，１１
０７Ｂ…乗算器、１１５０…分配器、１１１９…再生キ
ャリヤー生成器、１１６０…周波数可変発振器、１１７
０…移相器、１１８０…分岐回路、１２００…離散フー
リエ変換部、１２０８Ａ，１２０８Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、
１２０９…ＤＦＴ回路、１３００…周波数偏差検知部、
１３２２…演算処理部、１３５０…制御信号生成部、２
０００…フィルター部、３０００…周波数変換部、３０
１０…乗算器、３０２０…周波数可変発振器、４０００
…復調部、５０００…出力部、６０００…入力部、７０
００…変調部、８０００…ＲＦ送出部、９００１…通信
装置、９００２…受信部、９００３…チューナー部、９
００４…送信部、９００５…インタフェース部。
Claims (17)
- 【請求項１】 複数のサブキャリヤーに直交周波数分割
多重された多重化信号に周波数同期するための周波数制
御装置において、 上記多重化信号を直交検波して、互いに直交する第１の
検波軸信号および第２の検波軸信号を得るための直交検
波手段と、 上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定
められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これ
ら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波
数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離
散フーリエ変換手段と、 上記離散フーリエ変換手段により求められたメトリック
スの分布、および、予め定められたメトリックスの分布
の差に応じた周波数変化の指示を生成するための演算制
御手段と、 上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数
を、上記演算制御手段により生成された指示に従って変
化させるための周波数変化手段とを有することを特徴と
する周波数制御装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の周波数制御装置におい
て、 上記周波数変化手段は、上記直交検波手段において直交
検波に用いられる再生キャリヤーの周波数を変化させ
て、上記離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波
数を変化させることを特徴とする周波数制御装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の周波数制御装置におい
て、 上記周波数制御装置の前段には、上記直交検波手段に入
力される多重化信号の周波数を変換するための周波数変
換手段が設けられ、 上記周波数変化手段は、上記周波数変換手段が周波数を
変換すべき変換量を変化させて、上記離散フーリエ変換
手段に入力される信号の周波数を変化させることを特徴
とする周波数制御装置。 - 【請求項４】 請求項１から３のいずれか一項記載の周
波数制御装置において、 上記離散フーリエ変換手段は、上記２つの検波軸信号の
それぞれを、上記多重化されたサブキャリヤーの数より
多い数の標本化点で標本化することを特徴とする周波数
制御装置。 - 【請求項５】 請求項１から４のいずれか一項記載の周
波数制御装置において、 上記離散フーリエ変換手段は、上記標本化を、上記複数
のサブキャリヤーのうち最低次のサブキャリヤーのキャ
リヤー周波数の１周期に相当する期間を含む期間につい
て行うことを特徴とする周波数制御装置。 - 【請求項６】 請求項１から５のいずれか一項記載の周
波数制御装置において、 上記演算制御手段は、 上記離散フーリエ変換手段により得られたメトリックス
の分布に基づいてパワースペクトルを求め、 該パワースペクトルの分布中心が予め定められた基準周
波数に近づくように周波数を変化させる指示を、上記周
波数変化手段に与えることを特徴とする周波数制御装
置。 - 【請求項７】 請求項１から５のいずれか一項記載の周
波数制御装置において、 上記演算制御手段は、 上記離散フーリエ変換手段により得られたメトリックス
の分布に基づいてパワースペクトルを求め、 該パワースペクトルが予め定められた基準周波数に関し
て対称に分布するように周波数を変化させる指示を、上
記周波数変化手段に与えることを特徴とする周波数制御
装置。 - 【請求項８】 請求項１から５のいずれか一項記載の周
波数制御装置において、 上記演算制御手段は、 上記離散フーリエ変換手段により得られた各メトリック
スのパワーを求め、 上記各メトリックスのパワーと、周波数領域について予
め定められた窓関数との積が最大となるように周波数を
変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えることを
特徴とする周波数制御装置。 - 【請求項９】 請求項１から５のいずれか一項記載の周
波数制御装置において、 上記演算制御手段は、 同一の区間幅を有する複数の加算区間において、各加算
区間におけるメトリックスのパワーの総和をそれぞれ求
め、 上記複数の加算区間のうち、上記パワーの総和が最大と
なる加算区間における区間中心の周波数が、予め定めら
れた基準周波数に近づくように周波数を変化させる指示
を、上記周波数変化手段に与えることを特徴とする周波
数制御装置。 - 【請求項１０】 請求項９記載の周波数制御装置におい
て、 上記区間幅は、上記多重化されるサブキャリヤーの数の
周波数スロットが連続して並ぶ周波数に相当することを
特徴とする周波数制御装置。 - 【請求項１１】 請求項１から５のいずれか一項記載の
周波数制御装置において、 上記演算制御手段は、 予め定められた基準周波数より高い周波数のメトリック
スについてのパワーの総和と、上記基準周波数より低い
周波数のメトリックスについてのパワーの総和との差を
求め、 上記求めた差が小さくなるように周波数を変化させる指
示を、上記周波数変化手段に与えることを特徴とする周
波数制御装置。 - 【請求項１２】 請求項１から５記載の周波数制御装置
において、 上記演算制御部は、 上記離散フーリエ変換手段によって求められた各メトリ
ックスについて、予め定められた周波数だけ低い周波数
の下側メトリックスに対する第１のパワー比、および、
予め定められた周波数だけ高い周波数の上側メトリック
スに対する第２のパワー比を求め、 上記第１のパワー比および第２のパワー比が、いずれも
予め定められたパワー比よりも小さいメトリックスの周
波数が、予め定められた基準周波数に近づくように周波
数を変化させる指示を、上記周波数変化手段に与えるこ
とを特徴とする周波数制御装置。 - 【請求項１３】 複数のサブキャリヤーに直交周波数分
割多重され、各サブキャリヤーの差動復調における基準
位相を伝送するための基準シンボル期間を有する多重化
信号に周波数同期するための周波数制御装置において、 上記多重化信号を再生キャリヤーを用いて直交検波し
て、互いに直交する第１の検波軸信号および第２の検波
軸信号を得るための直交検波手段と、 上記２つの検波軸信号のそれぞれの時間軸波形を予め定
められた標本化周波数でそれぞれ標本化し、かつ、これ
ら標本化されたデーターを離散フーリエ変換して、周波
数領域に分布する複数のメトリックスを求めるための離
散フーリエ変換手段と、 上記基準シンボル期間において離散フーリエ変換手段か
ら受け付けたメトリックスの位相の並び、および、予め
定められた位相の並びの差に応じて周波数変化の指示を
生成するための演算制御手段と、 上記演算制御手段により生成された指示に従って、上記
離散フーリエ変換手段に入力される信号の周波数を変化
させるための周波数変化手段とを有し、 上記演算制御手段は、 上記複数のサブキャリヤーのうち、少なくとも１部のサ
ブキャリヤーについて、各サブキャリヤーの基準位相
と、それに隣接するサブキャリヤーの基準位相との位相
差を示す位相差列を予め記憶し、 基準シンボル期間における多重化信号が受け付けられる
に際し、 基準シンボル期間におけるメトリックスについて、各メ
トリックスと隣接するメトリックスとの間の位相差をそ
れぞれ求め、 上記求めた位相差の列の少なくとも１部に、上記予め記
憶してある位相差列が一致するように周波数を変化させ
る指示を、上記周波数変化手段に与えることを特徴とす
る周波数制御装置。 - 【請求項１４】 直交周波数分割多重された多重化信号
を受信するための受信装置において、 多重化信号を含む高周波信号を受け付け、受け付けた高
周波信号から予め定められた周波数帯域を選択するため
のバンドパスフィルター部と、 上記周波数変換された信号を再生キャリヤーを用いて直
交検波し、離散フーリエ変換すると共に、上記再生キャ
リヤーの周波数を操作して周波数同期するための周波数
制御部と、 上記離散フーリエ変換されたデーターを復調するための
復調部と、 上記復調された信号を出力するための出力部とを有し、 上記周波数制御部は、請求項１から１３のいずれか一項
記載の周波数制御装置を用いて構成されることを特徴と
する受信装置。 - 【請求項１５】 直交周波数分割多重化された多重化信
号を用いて通信するための通信装置において、 入力される信号が示すデーターで、搬送波を直交周波数
分割多重変調して多重化信号を送出するための送信部
と、 受け付けた信号を直交周波数分割多重復調して変調デー
ターを検出し、変調データーが示す信号を出力するため
の受信部とを有し、 上記受信部は、請求項１４記載の受信装置を用いて構成
されることを特徴とする通信装置。 - 【請求項１６】 複数のサブキャリヤーに直交周波数分
割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数
制御装置において、 受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換
するための変換手段と、 上記周波数領域に変換して得られたスペクトル分布の中
心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較する
ための比較手段と、 上記スペクトル分布の中心の周波数と、上記基準周波数
との差が小さくなるように、上記変換手段に入力される
前の多重化信号の周波数を変化させるための変化手段と
を備えることを特徴とする周波数制御装置。 - 【請求項１７】 複数のサブキャリヤーに直交周波数分
割多重された多重化信号に周波数同期するための周波数
制御方法において、 受け付けた多重化信号の時間軸波形を周波数領域に変換
し、 上記周波数領域に変換して得られたスペクトル分布の中
心の周波数と、予め定められた基準周波数とを比較し、 上記スペクトル分布の中心の周波数と、上記基準周波数
との差が小さくなるように、上記周波数領域に変換され
る前の多重化信号の周波数を変化させることを特徴とす
る周波数制御方法。
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002535919A (ja) * | 1999-01-20 | 2002-10-22 | インテロン・コーポレーション | Ｏｆｄｍ信号の同期化 |
| US6816453B1 (en) | 1998-10-07 | 2004-11-09 | Denon, Ltd. | Communication system using orthogonal frequency division multiplexed signal |
| JP2009517969A (ja) * | 2005-12-01 | 2009-04-30 | トムソン ライセンシング | 受信機において周波数オフセットを判別する方法および装置 |
| JP4782113B2 (ja) * | 2004-06-28 | 2011-09-28 | ノキア コーポレイション | Ｏｆｄｍ信号のためのｆｆｔ搬送波周波数オフセット推定 |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2254300B1 (en) | 1998-01-06 | 2013-05-15 | Mosaid Technologies Incorporated | Multicarrier modulation system with variable symbol rates |
| JP3688113B2 (ja) * | 1998-04-23 | 2005-08-24 | 三菱電機株式会社 | デジタル音声放送受信機 |
| US6618452B1 (en) * | 1998-06-08 | 2003-09-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Burst carrier frequency synchronization and iterative frequency-domain frame synchronization for OFDM |
| JP4272309B2 (ja) * | 1998-10-29 | 2009-06-03 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ通信装置 |
| DE69838787T2 (de) * | 1998-10-30 | 2008-10-30 | Fujitsu Ten Ltd., Kobe | Frequenzkorrektur in einem OFDM (orthogonale Frequenzmultiplexierung) Empfänger |
| WO2000030254A1 (fr) * | 1998-11-12 | 2000-05-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur pour la radiodiffusion numerique terrestre |
| JP2000269917A (ja) * | 1999-03-12 | 2000-09-29 | Sony Corp | 送信装置および方法、並びに提供媒体 |
| JP4284568B2 (ja) * | 1999-03-18 | 2009-06-24 | ソニー株式会社 | 受信装置および方法、並びに記録媒体 |
| JP4164609B2 (ja) * | 1999-04-30 | 2008-10-15 | ソニー株式会社 | ヌルシンボル位置検出方法、ヌルシンボル位置検出装置および受信機 |
| KR100335443B1 (ko) * | 1999-06-15 | 2002-05-04 | 윤종용 | 직교주파수분할다중변조 신호의 심볼 타이밍 및 주파수 동기 장치 및 방법 |
| US6389087B1 (en) | 1999-06-23 | 2002-05-14 | At&T Wireless Services, Inc. | Apparatus and method for synchronization in a multiple-carrier communication system by observing energy within a guard band |
| US6930995B1 (en) * | 1999-06-23 | 2005-08-16 | Cingular Wireless Ii, Llc | Apparatus and method for synchronization in a multiple-carrier communication system by observing a plurality of synchronization indicators |
| US6961393B1 (en) * | 1999-07-14 | 2005-11-01 | Lucent Technologies Inc. | In-band-on-channel (IBOC) system and methods of operation using orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) with timing and frequency offset correction |
| EP1073241A3 (en) | 1999-07-29 | 2006-05-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Symbol synchronisation in multicarrier transmission |
| US6985432B1 (en) * | 2000-01-28 | 2006-01-10 | Zion Hadad | OFDM communication channel |
| WO2001061874A1 (fr) * | 2000-02-17 | 2001-08-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Recepteur de radiodiffusion numerique |
| US7020074B1 (en) * | 2000-04-03 | 2006-03-28 | Nortel Networks Limited | Synchronization method and apparatus for frequency division multiplexed telecommunication systems |
| JP4337228B2 (ja) * | 2000-04-13 | 2009-09-30 | ソニー株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置及び方法 |
| US6970416B1 (en) * | 2000-07-07 | 2005-11-29 | Telecommunications Research Laboratories | OFDM system with simple terminals |
| JP4484355B2 (ja) * | 2000-11-22 | 2010-06-16 | 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 | 復調装置、放送システム及び放送受信装置 |
| US7071994B2 (en) * | 2001-01-04 | 2006-07-04 | Telisar Corporation | System and method for nondisruptively embedding an OFDM modulated data signal into a composite video signal |
| US6868130B2 (en) * | 2001-04-25 | 2005-03-15 | Silicon Integrated Systems Corp. | Transmission mode detector for digital receiver |
| US6912262B1 (en) * | 2001-04-30 | 2005-06-28 | Maxim Integrated Products, Inc. | Wideband symbol synchronization in the presence of multiple strong narrowband interference |
| US7200377B2 (en) * | 2001-06-06 | 2007-04-03 | Visteon Corporation | Method and system for multi-channel RF digitization with analog selectivity |
| US7269125B2 (en) * | 2001-12-26 | 2007-09-11 | Xm Satellite Radio, Inc. | Method and apparatus for timing recovery in an OFDM system |
| US7889819B2 (en) * | 2002-10-04 | 2011-02-15 | Apurva Mody | Methods and systems for sampling frequency offset detection, correction and control for MIMO OFDM systems |
| ES2212744B2 (es) * | 2003-01-10 | 2005-03-16 | Diseño De Sistemas En Silicio, S.A. | Procedimiento de sincronizacion en el dominio del tiempo y de la frecuencia de multiples equipos en un sistema de transmision con modulacion ofdm. |
| JP3816079B2 (ja) * | 2004-01-30 | 2006-08-30 | 株式会社半導体理工学研究センター | Ｕｗｂ受信回路 |
| US7596181B2 (en) * | 2004-09-18 | 2009-09-29 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for frequency synchronization in OFDM system |
| WO2013108590A1 (ja) * | 2012-01-20 | 2013-07-25 | パナソニック株式会社 | 直交変換誤差補正装置 |
| EP2720427A1 (en) | 2012-10-12 | 2014-04-16 | ST-Ericsson SA | Estimation of CFO based on relative values of frequency bins corresponding to used subcarriers of received preamble symbols for OFDM systems |
| JP5890852B2 (ja) * | 2014-01-29 | 2016-03-22 | アンリツ株式会社 | 移動体端末試験装置および試験方法 |
| CN113347120B (zh) * | 2021-05-06 | 2022-04-29 | 武汉大学 | 一种估计lte采样频率偏差的方法 |
| CN118171048B (zh) * | 2024-05-13 | 2024-08-02 | 广东海洋大学 | 一种轮机设备振动数据修正方法及预警系统 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6159751A (en) * | 1990-10-25 | 2000-12-12 | The Trustees Of Columbia University In The City Of New York | Development of DNA probes and immunological reagents of human tumor associated antigens |
| FR2693861A1 (fr) * | 1992-07-16 | 1994-01-21 | Philips Electronique Lab | Récepteur de signaux à répartition multiplexée de fréquences orthogonales muni d'un dispositif de synchronisation de fréquences. |
| JP2611623B2 (ja) * | 1993-06-08 | 1997-05-21 | 日本電気株式会社 | 自動周波数制御装置 |
| CN1035586C (zh) * | 1993-10-13 | 1997-08-06 | Ntt移动通信网株式会社 | 扩频通信接收机 |
| JP2989742B2 (ja) * | 1994-05-20 | 1999-12-13 | 株式会社日立製作所 | ディジタル放送システムおよび該ディジタル放送用の送信システムならびに該ディジタル放送用の受信システム |
| US5774450A (en) * | 1995-01-10 | 1998-06-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method of transmitting orthogonal frequency division multiplexing signal and receiver thereof |
| JP3130752B2 (ja) * | 1995-02-24 | 2001-01-31 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ伝送受信方式及び送受信装置 |
| JP3145003B2 (ja) * | 1995-03-23 | 2001-03-12 | 株式会社東芝 | 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置 |
| JPH09153882A (ja) * | 1995-09-25 | 1997-06-10 | Victor Co Of Japan Ltd | 直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置 |
| JPH09138251A (ja) * | 1995-11-15 | 1997-05-27 | Advantest Corp | 隣接チャンネル漏洩電力の測定装置及び測定方法 |
| JP3511798B2 (ja) * | 1996-05-08 | 2004-03-29 | 三菱電機株式会社 | ディジタル放送受信機 |
-
1997
- 1997-04-04 JP JP08702797A patent/JP3563231B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-04-02 US US09/053,740 patent/US6314083B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-06 EP EP98302677A patent/EP0869648B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-06 DE DE69833354T patent/DE69833354T2/de not_active Expired - Lifetime
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6816453B1 (en) | 1998-10-07 | 2004-11-09 | Denon, Ltd. | Communication system using orthogonal frequency division multiplexed signal |
| US7406128B2 (en) | 1998-10-07 | 2008-07-29 | D&M Holdings Inc. | Communication system using orthogonal frequency division multiplexed signal |
| JP2002535919A (ja) * | 1999-01-20 | 2002-10-22 | インテロン・コーポレーション | Ｏｆｄｍ信号の同期化 |
| JP4751986B2 (ja) * | 1999-01-20 | 2011-08-17 | アセロス コミュニケーションズ インコーポレイテッド | Ｏｆｄｍ信号の同期化 |
| JP4782113B2 (ja) * | 2004-06-28 | 2011-09-28 | ノキア コーポレイション | Ｏｆｄｍ信号のためのｆｆｔ搬送波周波数オフセット推定 |
| US8275052B2 (en) | 2004-06-28 | 2012-09-25 | Nokia Corporation | FFT carrier frequency offset estimation for OFDM signal |
| JP2009517969A (ja) * | 2005-12-01 | 2009-04-30 | トムソン ライセンシング | 受信機において周波数オフセットを判別する方法および装置 |
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