DE69833354T2

DE69833354T2 - Synchronisierung des Trägers in einem Mehrträgerempfänger

Info

Publication number: DE69833354T2
Application number: DE69833354T
Authority: DE
Inventors: Takurou Kishimoto; Tadahiko Kawasaki-shi Sakamoto
Original assignee: D&M Holdings Inc
Current assignee: D&M Holdings Inc
Priority date: 1997-04-04
Filing date: 1998-04-06
Publication date: 2006-10-19
Anticipated expiration: 2018-04-07
Also published as: US6314083B1; EP0869648B1; JP3563231B2; JPH10285135A; EP0869648A3; EP0869648A2; DE69833354D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Frequenzsteuergerät und -verfahren zur Frequenzsynchronisation mit einem Multiplexsignal unter Verwendung von OFDM (Orthogonalfrequenzteilungsmultiplexen), ein Empfangsgerät und ein Kommunikationsgerät und insbesondere ein Frequenzsteuergerät und -verfahren, Empfangsgerät und Kommunikationsgerät, die geeignet sind für Frequenzsynchronisation mit einem Multiplexsignal, das eine Abweichung von nicht weniger als der Hälfte eines Unterträgerintervalls aufweist.
Als ein Modulationssystem für digitale Kommunikation hat das OFDM-System extensive Verwendung gefunden.
Als ein Beispiel für Systeme, die OFDM verwenden, kann dort aufgelistet werden das EUREKA-147-System, das generell als DAB (Digitale Audioübertragung) bezeichnet wird, das EUREKA-147-DAB-System, usw. Im Folgenden werden wird das „EUREKA-147-DAB-System" verwenden. Im November 1994 hat ITU-R (Internationaler Telekommunikationsunion-Radiokommunikationssektor) das EUREKA-147-DAB-System zugelassen als System-A, und es ist ein internationaler Standard geworden. Dieser Standard ist herausgegeben als „ETS 300401". Ein Beispiel eines OFDM-Übertragungs- und Empfangssystem ist offenbart in USA-Patentnummer 5,371,761, in dem ein Empfänger von Signalen beschrieben wird, die übertragen wurden gemäß einer Orthogonalfrequenzteilungsmultiplextechnik mit Trägern, die symmetrisch um eine Zentralfrequenz verteilt sind.
In OFDM-Systemen werden Daten gemultiplext durch Aufteilen dieser auf eine Mehrzahl von Unterträgern, die rechtwinklig zueinander sind. Eine Basisbandfrequenz jedes Unterträgers wird ausgewählt, eine ganze Zahl zu sein, die ein Vielfa ches einer bestimmten Grundfrequenz ist. Angenommen, dass ein Zyklus der Grundfrequenz eine signifikante Symboldauer ist, ist ein Produkt von Unterträgern, die unterschiedliche voneinander sind, null, wenn in dem Signifikantsymbolintervall integriert. In diesem Fall wird gesagt, dass diese Unterträger rechtwinklig sind.
Ein Beispiel eines OFDM-Systems, das eine Mehrzahl von Frequenzen verwendet, die orthogonal zueinander gesetzt werden, ist in EP-A-0 683 576 offenbart. Es wird ebenfalls ein digitales Rundfunkübertragungssystem, ein Übertragungssystem und ein Empfangssystem offenbart.
In OFDM-Systemen kann, wenn Unterschiede auftreten in der Frequenz zwischen Sender- und Empfangsseite, Orthogonalität zu den anderen Unterträgern zu der Zeit der Demodulation nicht beibehalten werden. Aufgrund von Interferenzen wird dies der Grund für Fehler in den demodulierten Daten. Als Gründe für die oben genannte Frequenzdifferenz können z.B. aufgelistet werden Fehler und Variation einer Oszillationsfrequenz eines Referenzoszillators auf jeder der Sender- und Empfängerseiten, Doppler-Verschiebungen aufgrund von relativer Bewegung zwischen den Sender- und Empfängerseiten und ähnliches.
Um demodulierte Daten mit geringerer Anzahl von Fehlern zu erhalten, selbst wenn Frequenzunterschiede erzeugt werden, sind Frequenzsynchronisationssysteme studiert worden. Zum Beispiel ist ein solches Frequenzsynchronisationssystem beschrieben in „A New Frequency Synchronization Technique for OFDM Demodulators Using Guard Intervals", (ITEJ(Institute of Television Engineers of Japan) Technical Report, Vol. 19, No.38, pp. 13-18). Dieses Frequenzsynchronisationssystem verwendet das Schutzintervall, in dem eine Signalwellenform in der signifikanten Symboldauer zyklisch wiederholt wird.
Ein empfangenes Signal wird nämlich übersetzt in das Basisband über eine Quadraturdetektionsschaltung, und dann wird jede Trägerkomponente demodu liert durch eine FFT (Fast Fourier Transformation)-Schaltung. In 14 illustriert (1) In-Phasen-Achsen-Ausgang des Quadraturdetektors. Hier besteht ein n-tes OFDM-Symbol aus einem Schutzteil Gn (Sample-Nummer: Ng) und einem Signifikantsymbolteil Sn (Sample-Nummer: Ns), und das Signal Gn in dem Schritt Intervall ist eine Kopie von einem Teil Gn' des Signifikantsymbols. In 14(2) wird das Signal, das in 14(1) gezeigt ist, um die Signifikantsymboldauer verzögert. 14(3) ist ein Ergebnis des Erhaltens der Korrelation zwischen den beiden Signalen (1) und (2) durch Multiplizieren der Signale (1) und (2) und dann Berechnen eines gleitenden Mittelwerts in der Weite des Schutzintervalls (Ng-Samples). Wie gezeigt in 14(3), da Gn und Gn' die gleiche Signalwellenform aufweisen, hat der Korrelationsausgang Spitzen an den Grenzen der Symbole.
Angenommen, dass der Spitzenwert der Korrelation zwischen den In-Phasen-Achsen-Daten und den In-Phasen-Achsen-Daten, die um die Signifikantsymboldauer verzögert sind, Sii ist, und dass ein Spitzenwert der Korrelation zwischen den In-Phasen-Achsen-Daten und Quadratur-Achsen-Daten, die um die Signifikantsymboldauer verzögert sind, Siq ist, wird der Frequenzfehler δ erhalten durch die folgende Gleichung:
Gemäß dem oben beschriebenen Verfahren des Erhaltens des Frequenzfehlers unter Verwendung der Arcustangensfunktion ist eine Beziehung zwischen dem Frequenz-Offset, der normalisiert ist mit dem Unterträgerintervall, und dem Frequenzfehler δ, der wie oben beschrieben erhalten wird, so periodisch, dass ein Intervall gleich ist zu dem Unterträgerintervall, wie gezeigt in 15. Dementsprechend ist es nicht möglich, ein Intervall zu unterscheiden, zu dem ein Frequenz-Offset entsprechend einem Frequenzfehler δ gehört. Wie z.B. in 15 gezeigt, wenn ein Frequenzfehler δ1 erhalten wird, entspricht der Punkt B und der Punkt C zusätzlich zu dem Punkt A dem Frequenzfehler δ1. Daher kann, selbst wenn der wahre, normalisierte Frequenz-Offset O_A ist, dieser nicht unterschieden werden von den Offsets O_B, O_C usw. Daher ist es, wenn dort eine Abweichung von mehr als oder gleich der Hälfte des Unterträgerintervalls existiert, schwierig, seinen Frequenz-Offset zu spezifizieren, und es kann fehlerhafterweise die Richtung des Offsets umgekehrt werden.
In OFDM wird jedoch ein Intervall zwischen Unterträgern eng gesetzt, und es ist schwierig, eine Frequenzdifferenz niedrig zu halten auf weniger als die Hälfte des Unterträgerintervalls.
Zum Beispiel definiert Mode I von EUREKA-147-DAB-System die Zentralfrequenz als 230 MHz und die Unterträgerintervalle als 1 kHz. Die Frequenz entsprechend der Hälfte des Unterträgerintervalls ist nämlich 500 Hz, was eine Frequenzgenauigkeit von ungefähr 2,2 PPM bedeutet. Jedoch ist es nicht einfach, eine Frequenzdifferenz zwischen einer Übertragungsfrequenz und einer Empfangsfrequenz auf weniger als 2,2 PPM herunterzuhalten. Erzielen dieser Genauigkeit ist unweigerlich verbunden mit erhöhten Kosten eines Oszillators und ist nicht praxisnah.
Weiterhin, wenn relative Entfernung zwischen Übertragungs- und Empfangsseiten geändert wird, wie in dem Fall z.B. von Empfang einer Übertragung unter Verwendung eines Empfängers, der auf einem beweglichen Objekt montiert ist, tritt Frequenzabweichung (Doppler-Verschiebung) aufgrund des Doppler-Effektes auf. Daher ist unerwünschterweise die relative Geschwindigkeit zwischen der Übertragungs- und Empfangsseite so beschränkt, dass die oben beschriebene Doppler-Verschiebung innerhalb der Hälfte des Unterträgerintervalls ist.
Weiterhin kann das oben beschriebene Verfahren nur auf ein OFDM-Signal angewendet werden, das Schutzintervalle beinhaltet. Wenn ein Schutzintervall nicht existiert, ist es schwierig, die Frequenzabweichung zu detektieren.
Bevorzugterweise ist es eine erste Aufgabe der Erfindung, ein Frequenzsteuergerät bereitzustellen, das ein Ausmaß von Frequenzabweichung eines OFDM-Signals identifizieren kann und das Frequenzsynchronisation durchführen kann, selbst wenn die Frequenzabweichung mehr ist oder gleich der Hälfte eines Unterträgerintervalls.
Bevorzugterweise ist es eine zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Frequenzsteuergerät bereitzustellen, das Frequenzabweichung eines OFDM-Signals detektieren kann und das Frequenzsynchronisation durchführen kann, selbst wenn das OFDM-Signal ein Schutzintervall nicht einschließt.
Bevorzugterweise ist es eine dritte Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Empfangsgerät und ein Kommunikationsgerät bereitzustellen, die geeignet sind in dem Fall, in dem relative Entfernung zwischen Übertragungs- und Empfängerseite geändert wird und Doppler-Verschiebung auftritt, welche mehr ist als die Hälfte eines Unterträgerintervalls.
Um die oben beschriebenen ersten und zweiten Aufgaben zu erzielen, stellt ein erster Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Frequenzsteuergerät für Frequenzsynchronisation mit einem Multiplexsignal bereit, das erzeugt wird durch Orthogonalfrequenzteilungsmultiplexen in eine Mehrzahl von Unterträgern, umfassend:
Quadraturdetektionsmittel zum Durchführen von Quadraturdetektion auf dem Multiplexsignal, um ein erstes Detektionsachsensignal und ein zweites Detektionsachsensignal zu erhalten, die rechtwinklig zueinander sind;
diskrete Fourier-Transformationsmittel zum Erhalten einer Mehrzahl von Metriken, die in einem Frequenzbereich verteilt sind, durch Abtasten jeweiliger Zeitachsenwellenformen der zwei Detektionsachsensignale mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz und durch Durchführen diskreter Fourier-Transformation auf den so abgetasteten Daten.
Operationssteuermittel zum Erzeugen von Frequenzänderungsanweisungen in Übereinstimmung mit Differenz zwischen der Verteilung der Metriken, die durch die diskreten Fourier-Transformationsmittel erhalten wurden, und einer vorbestimmten Verteilung von Metriken; und
Frequenzänderungsmittel zum Ändern der Frequenz eines Signals, das in die diskreten Fourier-Transformationsmittel eingegeben wurde, in Übereinstimmung mit den Anweisungen, die durch das Operationssteuermittel erzeugt wurden.
Ein zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt ein Frequenzsteuergerät für Frequenzsynchronisation mit einem Multiplexsignal bereit, das erzeugt ist durch Orthogonalfrequenzteilungsmultiplexen in eine Mehrzahl von Unterträgern und das eine Referenzsymboldauer aufweist zum Übertragen von einer Referenzphase, die bei differentieller Demodulation von jedem Unterträger verwendet wird, umfassend:
Quadraturdetektionsmittel zum Ausführen von Quadraturdetektion auf dem Multiplexsignal unter Verwendung von reproduzierten Trägern, um ein erstes Detektionsachsensignal und ein zweites Detektionsachsensignal zu erhalten, die rechtwinklig zueinander sind;
diskrete Fourier-Transformationsmittel zum Erzeugen von Metriken, die in einem Frequenzbereich verteilt sind, durch Abtasten jeweiliger Zeitachsenwellenformen der zwei Detektionsachsensignale mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz und durch Ausführen diskreter Fourier-Transformation auf die so erhaltenen Daten;
Operationssteuermittel zum Erzeugen von Frequenzänderungsanweisungen in Übereinstimmung mit einer Differenz zwischen einer Serie von Phasen von Metriken, die durch die diskreten Fourier-Transformationsmittel erhalten wurden, und einer vorbestimmten Serie von Phasen; und
Frequenzänderungsmittel zum Ändern einer Frequenz eines Signals, das in die diskreten Fourier-Transformationsmittel eingegeben wurde, in Übereinstimmung mit einer Anweisung, die durch das Operationssteuermittel erzeugt wurde, und das Operationssteuermittel
speichert im Voraus, für zumindest einige Unterträger von der Mehrzahl von Unterträgern, eine Serie von Phasendifferenzen, die Phasendifferenz zwischen einer Referenzphase von jedem Unterträger und einer Referenzphase von einem nächsten Unterträger anzeigt, und
wenn das Multiplexsignal empfangen in der Referenzsymboldauer wird,
erhält für Metriken in der Referenzsymboldauer Phasendifferenzen zwischen jeder Metrik und jeweiliger nächster Metrik, und
gibt Anweisungen an die Frequenzänderungsmittel, um die Frequenz zu ändern, so dass ein Serie von Phasen, die im Voraus gespeichert wurden, mit zumindest einem Teil einer Serie von den erhaltenen Phasendifferenzen übereinstimmen.
Um die oben genannte dritte Aufgabe zu erzielen, stellt ein dritter Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Empfangsgerät bereit zum Empfang eines Multiplexsignals, das durch Orthogonalfrequenzteilungsmultiplexen erzeugt wurde, umfassend:
einen Bandpassfilterabschnitt zum Empfangen eines Hochfrequenzsignals, das das Multiplexsignal beinhaltet, und zum Auswählen eines Teils in einem vorbestimmten Frequenzband vom empfangenen Hochfrequenzsignal;
einen Frequenzsteuerabschnitt für Quadraturdetektion des ausgewählten Signals unter Verwendung reproduzierter Träger zum Ausführen diskreter Fourier-Transformation auf dem detektierten Signal und zum Steuern von Frequenzen der reproduzierten Träger, um Frequenzsynchronisation auszuführen;
einen Demodulationsabschnitt zum Demodulieren des Signals, das durch die diskrete Fourier-Transformation verarbeitet wurde; und
einen Ausgabeabschnitt zum Ausgeben des demodulierten Signals,
und der Frequenzsteuerabschnitt schließt das Frequenzsteuergerät in einem der oben beschriebenen ersten und zweiten Aspekte ein.
Ein vierter Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt ein Kommunikationsgerät bereit für Kommunikation unter Verwendung eines Mulitplexsignals, das durch Orthogonalfrequenzteilungsmultiplexen erzeugt wurde, umfassend:
einen Übertragungsabschnitt zum Durchführen von Orthogonalfrequenzteilungsmultiplexmodulation auf einem Träger, unter Verwendung von Daten, die angegeben wurden durch ein eingegebenes Signal, und zum Übertragen des erhaltenen Multiplexsignals; und
einen Empfangsabschnitt zum Detektieren modulierter Daten durch Ausführen von Orthogonalfrequenzteilungsmultiplexdemodulation auf einem empfangen Signal und zum Ausgeben eines Signals, das durch die modulierten Daten angegeben wird; und
der Empfangsabschnitt schließt das Empfangsgerät des oben genannten dritten Aspekts ein.
Weitere Aspekte der vorliegenden Erfindung sind wie in den beigefügten Ansprüchen beschrieben.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun beschrieben werden mit Bezugnahme auf die beigefügten Figuren, in denen:
1 ein Blockdiagramm ist, das ein Frequenzsteuergerät gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
2A und 2B erläuternde Darstellung von OFDM-Signalen sind: 2A ist ein Wellenformdiagramm, das Strukturen in dem Zeitbereich zeigt, und 2B ist ein Spektraldiagramm, das eine Struktur in dem Frequenzbereich zeigt;
3A und 3B erläuternde Darstellungen sind, die Verteilungen von Metriken zeigen: 3A zeigt Verteilung, wenn es dort keine Frequenzdiffe renz gibt, und 3B zeigt Verteilung, wenn es dort eine Frequenzdifferenz gibt;
4 ein Flussdiagramm ist, das eine Betriebsprozedur in einer ersten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5A und 5B erläuternde Darstellungen sind, die schematisch Leistungsverteilung von Metriken zeigen, aufgeteilt in zwei Gebiete: 5A zeigt Verteilung, wenn es dort keine Frequenzdifferenz gibt, und 5B zeigt Verteilung, wenn es dort eine Frequenzdifferenz gibt;
6 ein Flussdiagramm ist, das Betriebsprozedur in einer zweiten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
7A und 7B erläuternde Darstellungen sind, jede zeigt einen Zentralteil von Metrikverteilungen, verarbeitet durch DFT: 7A zeigt Verteilung, wenn es dort keine Frequenzdifferenz gibt, und 7B zeigt Verteilung, wenn es dort eine Frequenzdifferenz gibt;
8 ein Ablaufdiagramm ist, das eine Betriebsprozedur in einer dritten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
9 eine erläuternde Darstellung ist, die eine Liste von Phasen zeigt, die definiert sind durch Mode I von DAB;
10 ein Ablaufdiagramm ist, das eine Betriebsprozedur in einem vierten Aspekt gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
11 ein Blockdiagramm ist, das ein Empfangsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
12 ein Blockdiagramm ist, das ein Kommunikationsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
13 ein Blockdiagramm ist, das einen anderen Mode des Kommunikationsgerätes gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
14 eine erläuternde Darstellung ist, die eine Korrelation von Signalen zeigt, verwendet für Detektion von Frequenzdifferenz in dem konventionellen Frequenzsteuerverfahren; und
15 eine Graphik ist, die eine Beziehung zwischen Korrelationssignal und Frequenz-Offset zeigt.
Zuerst wird eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben werden mit Bezugnahme auf 1. Wie gezeigt in 1, umfasst ein Frequenzsteuergerät 1000 einen Quadraturdetektionsabschnitt 1100, einen diskreten Fourier-Transformationsabschnitt 1200 und einen Frequenzabweichungsdetektionsabschnitt 1300.
Der oben beschriebene Quadraturdetektionsabschnitt 1100 empfängt ein OFDM-Signal und erhält zwei Detektionsachsensignale, die senkrecht zueinander sind, unter Verwendung reproduzierter Träger. Als die zwei Detektionsachsen können dort z.B. eine In-Phasen-Achse (I-Phasen-Achse), die in Phase mit dem empfangenen Signal ist, und eine Quadraturachse (Q-Phasen-Achse), die rechtwinklig zu dem empfangenen Signal ist, ausgewählt werden. Die zwei Detektionsachsen sind jedoch nicht auf diese Phasen beschränkt, und andere Phasen können verwendet werden, solange sie rechtwinklig mit Bezug aufeinander sind. Zum Beispiel kann eine Detektionsachse mit einer Phase von +45° und eine Detektionsachse mit einer Phase von –45° ausgewählt werden.
Der Quadraturdetektionsabschnitt 1100 kann z.B. einen Verteiler 1150 für Verteilung des empfangenen Signals in zwei Signale enthalten, einen reproduzierten Trägererzeugungsabschnitt 1119 zum Erzeugen zweiter reproduzierter Träger X, Y, die eine Phasendifferenz von 90° zwischen sich haben, und zwei Multiplizierer 1107A, 1107B zum Multiplizieren der oben beschriebenen zwei verteilten Signale durch die jeweils oben beschriebenen reproduzierten Trägersignal X und Y.
Der reproduzierte Trägererzeugungsabschnitt 1119 kann z.B. umfassen einen frequenzvariablen Oszillator 1160, der seine Oszillationsfrequenz variieren kann, eine Verteilungsschaltung 1180 zum Aufteilen der erzeugten Signale in zwei Signale und einen Phasenschieber 1170 zum Einfügen einer Phasenverzögerung von 90° für eines der verteilten Signale. Unter Verwendung des so konstruierten reproduzierten Trägererzeugungsabschnitts 1119 ist es möglich, reproduzierte Träger zu erzeugen. Weiterhin kann der oben beschriebene frequenzvariable Oszillator 1160 seine Oszillationsfrequenz variieren in Übereinstimmung mit einem AFC (automatische Frequenzsteuerung)-Signal, das gegeben wird von dem Frequenzabweichungsdetektionsabschnitt 1300.
Der diskrete Fourier-Transformationsabschnitt 1200 ist zum Abtasten des oben genannten I-Phasen-Signals und Q-Phasen-Signals bei Abtastpunkten, deren Anzahl größer ist als die Anzahl der Unterträger, die enthalten sind in einem OFDM-Signal, und zum Verarbeiten dieser Signale durch die diskrete Fourier-Transformation. Der diskrete Fourier-Transformationsabschnitt 1200 kann z.B. zwei A/D (Analog/Digital)-Wandler 1208A, 1208B und eine DFT (diskrete Fourier-Transformations)-Schaltung 1209 umfassen zum Ausführen der diskreten Fourier-Transformation. Als der Berechnungsalgorithmus zur Durchführung der diskreten Fourier-Transformation in der DFT-Schaltung 1209 kann die Berechnung durchgeführt werden in Übereinstimmung mit der Gleichung, die DFT definiert, oder Fast-Fourier-Transformation (FFT) kann verwendet werden. Durch Verwenden von FFT kann die Berechnung von DFT bei hoher Geschwindigkeit durchgeführt werden. Die DFT-Schaltung 1209 kann z.B. bestehen aus dedizierter Hardwarelogik. Andernfalls kann die DFT-Schaltung 1209 gebildet werden unter Verwendung eines Allgemeinzweckprozessors, der bereitgestellt wird mit einem Programm zur Durchführung eines DFT-Prozesses.
Der Frequenzabweichungsdetektionsabschnitt 1300 ist zum Empfangen von Metriken, die in dem diskreten Fourier-Transformationsabschnitt 1200 erhalten werden, zum Erhalten einer Frequenzdifferenz von dem empfangenen OFDM-Signal und zum Durchführen von Betriebssteuerung für Frequenzsynchronisation, um die erhaltene Frequenzdifferenz kleiner zu machen. Der Frequenzabweichungsdetektionsabschnitt 1300 kann z.B. umfassen einen Verarbeitungsabschnitt 1322 zum Durchführen von Operationen, um die Frequenzdifferenz zu erhalten, und einen Steuersignalerzeugungsabschnitt 1350 zum Erzeugen eines AFC (automatische Frequenzsteuerungs)-Signals entsprechend zu der Frequenzdifferenz, die erhalten wird durch den Verarbeitungsabschnitt 1322.
Der Steuersignalerzeugungsabschnitt 1350 kann z.B. verwenden einen D/A (Digital/Analog)-Wandler, der ein Signal erzeugt, das eine Spannung aufweist entsprechend zu dem Verarbeitungsergebnis. Wenn weiterhin ein Zahlsteueroszillator verwendet wird als der reproduzierte Trägererzeugungsabschnitt 1119 in dem oben beschriebenen Quadraturdetektionsabschnitt 1100, kann der Steuersignalerzeugungsabschnitt 1350 weggelassen werden, und das Signal, das das Verarbeitungsergebnis anzeigt, kann direkt an den reproduzierten Trägererzeugungsabschnitt 1119 gegeben werden. Somit ist es möglich, ein AFC-Signal zu erzeugen, das Größe von Variation anzeigt, die zu machen ist auf der Frequenz in Übereinstimmung mit dem Verarbeitungsergebnis.
Alternativ kann die Größe der Variation, die angezeigt wird durch das AFC-Signal, als konstant gesetzt werden, während die Existenz oder Nichtexistenz der Variation und Richtung der Variation geändert wird in Übereinstimmung mit dem oben beschriebenen Verarbeitungsergebnis. Mit einem konstanten Wert der Variation können der Steuersignalerzeugungsabschnitt 1350 und der reproduzierte Trägererzeugungsabschnitt 1119 in dem Quadraturdetektionsabschnitt 1100 einfache Aufbauten haben.
In der obigen Beschreibung des vorliegenden Modus der Ausführungsform werden die Frequenzen der reproduzierten Träger in dem Quadraturdetektionsabschnitt 1100 geändert. Jedoch ist der Mode von Frequenzvariation in diesem Fall nicht beschränkt. Wie z.B. in 13 gezeigt, in dem Fall, in dem ein Frequenzwandlungsabschnitt 3000 zum Wandeln des empfangenen OFDM-Signals zu einer Zwischenfrequenz bereitgestellt ist in einer vorhergehenden Stufe zu dem Quadraturdetektionsabschnitt 1100, kann ein AFC-Signal an den Frequenzwand lungsabschnitt 3000 gegeben werden, um das Ausmaß der Frequenzvariation, die in dem Frequenzwandlungsabschnitt 3000 ausgeführt wird, zu ändern.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf die 1 und 2 Operation des oben konstruierten Frequenzsteuergeräts beschrieben werden.
Zuerst wird unter Bezugnahme auf die 2 dort ein OFDM-Signal beschrieben werden, das an das Frequenzsteuergerät gegeben wird.
Wie gezeigt in 2A, hat das Basisband eines OFDM-Signals eine Zeitachsenwellenform, die eine Überlagerung einer Mehrzahl von Unterträgern ist, die voneinander unterschiedliche Frequenzen aufweisen. Auch wenn 2A ein OFDM-Signal illustriert, das in 24 Unterträger gemultiplext ist, ist die Anzahl der Unterträger natürlich nicht auf diese beschränkt.
In 2B ist das Basisband des oben beschriebenen OFDM-Signals gezeigt durch das Spektrum in dem Frequenzbereich. Dies entspricht der Fourier-Transformation der Zeitachsenwellenform, die in 2A gezeigt ist. In 2B sind eine Mehrzahl von Unterträgern aufgereiht auf der Frequenzachse, und jeder Unterträger beinhaltet Seitenbandkomponenten aufgrund von Modulation.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf 1 die Operation des Frequenzsteuergeräts der vorliegenden Ausführungsform beschrieben werden.
Zuerst empfängt der Quadraturdetektionsabschnitt 1100 das OFDM-Signal und erhält ein I-Phasen-Achsen-Signal und ein Q-Phasen-Achsen-Signal, die rechtwinklig zueinander sind.
Dann werden in dem diskreten Fourier-Transformationsabschnitt 1200 jedes der Signale der oben genannten zwei Detektionsachsen (I-Phasen-Achsen-Signal und Q-Phasen-Achsen-Signal) abgetastet. In dem diskreten Fourier- Transformationsabschnitt 1200 der vorliegenden Ausführungsform (siehe 1) wird das Abtasten an Abtastpunkten ausgeführt, die mehr sind als die Anzahl der Unterträger, und die Berechnung der diskreten Fourier-Transformation wird auf den abgetasteten Daten ausgeführt.
Die abgetasteten I-Phasen-Achsen-Daten und Q-Phasen-Achsen-Daten werden durch die diskrete Fourier-Transformation als komplexe Quantitäten verarbeitet (z.B. mit einem abgetasteten Wert des I-Phasen-Achsen-Signals als Realteil und mit einem abgetasteten Wert des Q-Phasen-Achsen-Signals als Imaginärteil). Durch die diskrete Fourier-Transformation können Metriken (komplexe Metriken) Z für jeden Frequenzschlitz erhalten werden, dessen Zahl der Zahl N_S der Abtastpunkte entspricht. Unter den N_S Metriken Z sind dort enthalten effektive Metriken entsprechend zu der Zahl N_C von Unterträgern wie auch ineffektive Metriken entsprechend der Zahl N_OS (= N_S – N_C), um die die Zahl der Abtastpunkte die Zahl der Unterträger übersteigt. Die ineffektiven Metriken sind Komponenten aufgrund von Rauschen und aufgrund von Lecken von entsprechenden Unterträgern oder ähnlichem. Als eine Metrikenverteilung, die von dem Ergebnis der diskreten Fourier-Transformation erhalten wird, kann es dort einen Fall geben, in dem N_C effektive Metriken kontinuierlich in einer Linie stehen und (N_OS/2) inneffektive Metriken auf jeder Seite der N_C effektiven Metriken in einer Linie stehen.
Hier wird, unter Verwendung von j zum Anzeigen der imaginären Einheit und i für ein Suffix entsprechend eines Frequenzschlitzes für die erhaltenen Metriken, jede Metrik Zi ausgedrückt als (ai + j bi), und als das Ergebnis der oben beschriebenen diskreten Fourier-Transformationsverarbeitung können zwei Serien von Daten {ai}, {bi} erhalten werden, die Metriken {Zi} (i = 1, 2, 3, ..., N_S) anzeigen, deren Anzahl gleich ist der Anzahl N_S von Abtastpunkten.
Zum Beispiel hat ein OFDM-Signal in Mode I von EUREKA-147-DAB-System 1536 Unterträger. Für ein solches Signal tastet das Frequenzsteuergerät 1000 der vorliegenden Ausführungsform bei 2048 (10. Potenz von 2) Abtastpunkten ab, welches die obige Zahl 1536 von Unterträgern überschreitet, nämlich 1536. In diesem Fall, wie in 3 gezeigt, werden dort 1536 effektive Metriken erhalten und 512 ineffektive Metriken.
Es ist anzumerken, dass, wenn die Abtastanzahl um eine Potenz von 2 erhöht wird, der Beschleunigungseffekt von DFT-Operation durch FFT verbessert werden kann.
Als nächstes wird in dem Frequenzabweichungsdetektionsabschnitt 1300 Verarbeitung ausgeführt, um eine Differenz zu bestimmen zwischen der Metrikenverteilung {ai + j bi}, die erhalten wird in dem diskreten Fourier-Transformationsabschnitt 1200, und vorbestimmter Verteilung, und ein AFC-Signal wird in Übereinstimmung mit dem Ergebnis dieser Verarbeitung erzeugt.
Als ein Beispiel der Verarbeitung zum Erhalten der oben beschriebenen Differenz ist es möglich, die Metrikenverteilung {Zi} zu verwenden, um ihre Leistungsverteilung {Pi} zu erhalten und dann eine Differenz zwischen einer Frequenz entsprechend dem Zentrum dieser Leistungsverteilung {Pi} und einer vorbestimmten Referenzfrequenz zu erhalten. Die Leistung P kann z.B. durch die folgende Gleichung definiert werden: P = Z2 = Z·Z* = Z*·Z (101)wobei Z* eine komplex Konjugierte von Z ist. Nämlich, wenn Metrik Z geschrieben wird als Z = (a + j b),kann die Leistung dieser Metrik gegeben werden durch die folgende Gleichung: P = (a + j b) (a – j b) = (a·a + b·b) (102).
Als nächstes wird die Verarbeitung im Detail beschrieben werden, die ausgeführt wird in dem oben beschriebenen Frequenzabweichungsdetektionsabschnitt 1300.
In dieser Verarbeitung wird dort ein Fenster erhalten, das eine Intervallweite einer Frequenz aufweist entsprechend kontinuierlich aufgelisteter N_C Frequenzschlitze, und in denen Summation von Leistung ein Maximum wird für Frequenzschlitze, die in diesem Fenster enthalten sind. Dann wird eine Differenz entschieden zwischen der Zentralfrequenz in dem erhaltenen Fenster und der vorbestimmten Referenzfrequenz.
In dem Fenster, dessen unteres Ende des oben beschriebenen Intervalls ein k-ter Frequenzschlitz ist, ist die Summation M(k) von Leistung in den Frequenzschlitzen, die in diesem Fenster enthalten sind, Summation von Leistungen Pi in den Frequenzschlitzen, deren Zahl N_C ist, genommen von dem k-ten Frequenzschlitz zu der höheren Frequenzseite, und kann geschrieben werden als:
Hier werden Fenster definiert für Intervalle, deren untere Enden k von 1 bis N_OS variieren.
Unter den Summationen M(k) (k |1 ≤ k ≤ N_OS), wie oben definiert, wird das Maximum 1 geschrieben als Mmax.
Wenn, wie oben beschrieben, die Intervallbreite N_C Frequenzschlitze ist oder entsprechend der Anzahl der effektiven Metriken, wird das untere Ende, das den Ma ximalwert Mmax der Summation gibt, eindeutig bestimmt und geschrieben als K. Die maximale Summation kann nämlich geschrieben werden als Mmax(K).
Weiterhin in der Bedingung, dass es keine Frequenzdifferenz gibt, können die Frequenzschlitze, in denen die effektiven Metriken auftreten, theoretisch erhalten werden. In diesem Fall ist die Zahl der Frequenzschlitze N_C und der Schlitz des unteren Endes wird geschrieben als r-ter Schlitz. Die effektiven Metriken tauchen nämlich vom r-ten bis (r + N_C) Schlitz auf. In diesem Fall, für theoretische Werte der Metriken, hat das Fenster, in dem Summation von Leistung maximal wird, für die enthaltenen Frequenzschlitze das untere Ende K_T = r. Dies entspricht der Bedingung, wo das Intervall des Fensters mit dem Frequenzbereich zusammenfällt, in dem theoretisch erhaltene, effektive Metriken auftauchen. Zum Beispiel in dem Fall von einem OFDM-Signal in Mode I von EUREKA-147-DAB-System resultiert Abtasten bei 2048 Punkten in r = 256.
Basierend auf der Leistungssummation von den Metriken, die in dem Fenster enthalten sind, das definiert ist durch die oben beschriebene Berechnung, wird eine Frequenzdifferenz erhalten zwischen dem empfangenen Signal und theoretischer Frequenz, d.h. Abtastfrequenz. Die Frequenzdifferenz ist nämlich dF proportional zu einer Differenz zwischen dem unteren Ende r des Fensters, welches die theoretische Metrik maximiert, und dem unteren Ende K des Fensters, das die Metrik maximiert, die von dem empfangenen OFDM-Signal erhalten wird, und zu dem Intervall der Frequenzschlitze und kann geschrieben werden als: dF ∝ S·(r – K) (103).
Die obige Frequenzdifferenz dF kann z.B. durch die folgende Gleichung erhalten werden:
Hier ist C eine Proportionalitätskonstante, und die Funktion P(r-k) ist definiert wie folgt:
Wenn z.B. für das Fenster, das die Maximalleistungssummation von Metriken hat, die von dem empfangenen OFDM-Signal erhalten wurden, der untere Frequenzschlitz K größer ist als r, ist dF negativ. Dies bedeutet eine Aufwärtsverschiebung (entgegen der höheren Frequenz) der Frequenz des OFDM-Signals, das gewandelt wird in das Basisband in dem Quadraturdetektionsabschnitt 1100 und das eingegeben wird in den diskreten Fourier-Transformationsabschnitt 1200.
In der oben beschriebenen Verarbeitungsprozedur ist die Berechnung ausgeführt worden für alle von N_C effektiven Metriken. Jedoch ist es möglich, das Fenster aufzuteilen, um ein oberes Fensterende und ein unteres Fensterende zu haben und um Berechnung in dem Mittelteil auszulassen. Das heißt, da die effektiven Metriken in einer trapezoiden Form und in dem Mittelteil auftreten, überlappt das Fenster immer mit den effektiven Metriken, gebend den gleichen Beitrag zu jedem Fenster. Durch Auslassen der Berechnung in dem Mittelteil kann Verarbeitungszeit verkürzt werden.
Summation für jedes Fenster kann nämlich berechnet werden in Übereinstimmung mit der Definition durch die folgende Gleichung:
Hier ist die Intervallbreite des ausgelassenen Teils ausgewählt kleiner zu sein als N_C, die Zahl der effektiven Metrik. Die Intervallbreiten n1 und n2 der zwei Fenster können ausgewählt werden als die gleiche oder unterschiedliche Intervallbreiten voneinander. Zum Beispiel können die Intervallbreiten der zwei Fenster ausgewählt werden, die gleichen zu sein, derart, dass n1 = n2 = 100 oder n1 = n2 = 200 oder ähnliches.
Weiter, wenn ein empfangenes OFDM-Signal ein Intervall einschließt, in dem Leistungsverteilung im Voraus gegeben ist, werden die Leistungsverteilung des empfangenen Signals in diesem Intervall und die oben beschriebene vorbestimmte Leistungsverteilung miteinander verglichen, und solche Effekte wie Frequenzabhängigkeit von Leistungsübertragungsrate, Hintergrund oder ähnliches in dem Übertragungspfad können reduziert werden. Weiterhin können die Effekte von Schaltungen reduziert werden, wie z.B. einem Zwischenfrequenzverstärker, SAW-Filter und ähnlichem, die bereitgestellt werden in Stufen, die dem Frequenzsteuerabschnitt vorhergehen.
Als ein Beispiel des oben beschriebenen Intervalls, in dem Leistungsverteilung im Voraus gegeben ist, ist es möglich, ein Signal zu verwenden, das in einer Nullsymboldauer ankommt, in der null Symbole übertragen werden, die keine Signale enthalten.
Wenn nämlich Metrik, die erhalten wird durch Ausführen der diskreten Fourier-Transformation, auf den obigen Nullsymbolen ausgedrückt wird als: Ci + j Di,kann Leistungssummation für jedes Fenster erzielt werden durch die folgende Gleichung:
Diese Gleichung kann entweder in der oben beschriebenen Berechnung durch ein einziges Fenster oder in der oben beschriebenen Berechnung durch zwei Fenster verwendet werden.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf die 3 und 4 die Berechnungsprozedur beschrieben werden.
Zuerst wird in Schritt S10 für empfangene Signale in jeder Symboldauer diskrete Fourier-Transformation durchgeführt, unter Verwendung von FFT.
Dann wird unter Verwendung von Metriken, die als ein Ergebnis der diskreten Fourier-Transformation erhalten werden, Leistungssummation berechnet für jedes Fenster (S11). Unter den erhaltenen Leistungswerten wird der Maximalwert detektiert (S12).
In Schritt S13 wird Leistungssummation berechnet für die theoretische Metrikenverteilung, die gezeigt ist in 3A, welche erhalten wird ohne Frequenzfehler.
Dann wird Frequenzfehler erhalten von dem Maximalwert von Leistungssummation, die in Schritt S12 bestimmt wird, und von der Leistungssummation für die theoretischen Metriken, die im Schritt S13 bestimmt werden (S14).
Die Frequenzsynchronisation wird ausgeführt durch Variieren der Frequenzen der reproduzierten Träger, um so den so erhaltenen Frequenzfehler zu reduzieren.
Als nächstes wird eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben werden.
Das Frequenzsteuergerät 1000 (siehe 1) der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich zu dem Frequenzsteuergerät der ersten Ausführungsform für die fundamentale Konstruktion, aber Inhalte von Operation in dem Verarbeitungsabschnitt 1322 (siehe 1) sind unterschiedlich. Im Folgenden werden die Hauptpunkte von Unterschieden beschrieben werden.
In der vorliegenden Ausführungsform wird ein Zentrum von Gravitation bestimmt für die Leistungsverteilung von Metriken, die erhalten werden von dem empfangenen OFDM-Signal, und die Frequenz dieses Zentrums von Gravitation und der oben beschriebenen Referenzfrequenz werden verglichen werden. Eine Frequenzdifferenz zwischen der Frequenz des Zentrums von Gravitation und der Referenzfrequenz wird dann bestimmt, und um diese Differenz kleiner zu machen, werden Anweisungen zum Ändern der Frequenzen der reproduzierten Träger gegeben an den Quadraturdetektionsabschnitt 1100 (siehe 1).
Im Folgenden wird die Verarbeitung, die in dem oben beschriebenen Verarbeitungsabschnitt 1322 ausgeführt wird, im Detail beschrieben werden.
Zuerst werden jeweils für die Verteilung von N_S Metriken {Ai + j Bi} (i|1, 2, 3, ... N_S), die erhalten werden in dem diskreten Fourier-Transformationsabschnitt 1200 (siehe 1), Leistungssummation W_L von Metriken, die zu den Frequenzschlitzen (1 – C) gehören, die niedrigere Frequenzen haben als ein Frequenzschlitz C entsprechend zu der vorbestimmten Referenzfrequenz, und Leistungssummation W_H von Metriken, die zu Frequenzschlitzen (C- N_S) gehören, die höhere Frequenzen haben als der Frequenzschlitz C, erhalten. Als die Referenzfrequenz ist es z.B. möglich, eine Zentralfrequenz zu wählen für Leistungsverteilung von effektiver Metrik, die theoretisch erwartet werden, wenn ein Signal empfangen wird, das die gleiche Frequenz aufweist wie die Abtastfrequenz. In diesem Fall ist die Frequenz C = N_S/2.
Die so erhaltene Summation W_L und Summation W_H werden dann verglichen, und eine Frequenzdifferenz wird erhalten von der Differenz δW zwischen diesen Summationen. Die Differenz δW zwischen den Summationen kann z.B. durch die folgende Gleichung berechnet werden:
In dieser Gleichung wird das Zentrum von Gravitation der Leistungsverteilung erhalten unter Verwendung aller erhaltenen Metriken. Jedoch kann die Berechnung ausgeführt werden für einen theoretisch erwarteten Bereich von effektiver Metrik. Weiterhin werden für die Referenzfrequenz C die gleichen Berechnungen wiederholt ausgeführt, und entsprechend können diese Berechnungen von der Beschreibung weggelassen werden. Nämlich, wie für die theoretisch erwartete Referenzfrequenz C, kann die Referenz der Summationen durch die folgende Gleichung erhalten werden:
Wenn die Berechnung gemäß dieser Gleichung durchgeführt wird, ist es möglich zu berechnen, zu welcher Seite die Spektralleistungsverteilung vorgespannt ist mit Grenzen von C-tem und (C + 1)-tem Schlitz. Die Referenzfrequenz C kann ausgewählt werden in Übereinstimmung mit theoretischem Festsetzen von Frequenzen. Zum Beispiel, wenn die Zahl der Abtastpunkte 2048 ist, kann C wie folgt gewählt werden: C = 2048/2 = 1024.
Weiterhin können ähnlich zu der ersten Ausführungsform Effekte in der Übertragungsleitung vermieden werden, unter Verwendung eines Signals, das eine bekannte Leistungsverteilung aufweist. Nämlich, von der Metrik {Ani + j Bni} für OFDM-Signal, das in der Nullsymboldauer erhalten wurde, und von der Metrik {Asi + j Bsi} für die Signalsymboldauer, wird die zu verwendende Metrik für die Berechnung erhalten wie folgt:
Weiterhin ist es möglich, die Summation W_t von Leistung von Metriken von allen Frequenzschlitzen zu erhalten und die oben beschriebene Summationsdifferenz δW zu standardisieren. Die Leistungssummation Wt für all die Frequenzschlitze wird nämlich erhalten durch die folgende Gleichung:
Unter Verwendung dieses Wt ist es möglich, die standardisierte Summationsdifferenz δW/Wt zu erhalten. Diese wird gegeben an den Steuersignalerzeugungsabschnitt 1350 (siehe 1) als ein Frequenzverschiebungsausmaß. Unter Verwendung davon kann, selbst wenn die Leistung des empfangenen OFDM-Signals variiert, dieser Effekt reduziert werden.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf die 5 und 6 ein Beispiel der Berechnungsprozedur in dem Fall von Verwendung der standardisierten Metrik beschrieben werden.
Zuerst wird in Schritt S21 für ein empfangenes Signal in jeder Symboldauer die diskrete Fourier-Transformation unter Verwendung von FFT ausgeführt.
Die Metrik für die Symboldauer wird standardisiert durch die Metriken, die erhalten werden von der Nullsymboldauer (S22).
In Schritt S23 wird die Metrik, die im obigen S22 standardisiert wurde, aufgeteilt in zwei Bereiche mit Bezug auf die Grenze der Referenzfrequenz, und Leistungsformation wird berechnet für jeden Bereich. Zu dieser Zeit werden, wenn keine Frequenzdifferenz existiert, zwei geteilte Bereiche symmetrisch, wie gezeigt in 5A. Wenn Frequenzdifferenz existiert, z.B. ein Empfangssignal verschoben ist zu einer niedrigeren Frequenzseite, werden zwei Bereiche asymmetrisch, wie gezeigt in 5B. Eine Differenz zwischen Leistungssummation in den obigen zwei Bereichen wird so erhalten.
In diesem Fall, in dem das empfangene Signal betroffen ist durch Fading oder ähnliches, wird die Frequenzverschiebung korrigiert in Schritt 24.
Als nächstes, unter Bezugnahme auf die 7 und 8, wird ein dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben werden.
Das Frequenzsteuergerät der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich zu der ersten Ausführungsform für die Grundkonstruktion, aber Inhalte der Verarbeitung zum Erhalten der Frequenzdifferenz sind unterschiedlich. In dem Folgenden werden die Hauptpunkte von Unterschieden beschrieben.
In der vorliegenden Ausführungsform wird die Frequenzdifferenz eines empfangenen OFDM-Signals erhalten unter Verwendung der Tatsache, dass Metrikleistung in dem Frequenzschlitz der Zentralfrequenz theoretisch null ist, wie gezeigt in 7A. Nämlich, wenn eine Frequenzdifferenz auftritt, bewegt sich der Frequenzschlitz, für den die Leistung null ist, wie gezeigt in 7B. Entsprechend werden dieser Frequenzschlitz und die vorbestimmte Referenzfrequenz verglichen. Im Folgenden wird diese Verarbeitung im Detail beschrieben werden.
Für jeden Frequenzschlitz i (i = 1 – N_S) ist Leistung Pi von Metrik: Pi = (Ai·Ai + Bi·Bi) (104).
Für jeden Frequenzschlitz sind dort ein Leistungsverhältnis Rri von Metriken in dem nächsten Frequenzschlitz auf der höheren Frequenzseite und ein Leistungsverhältnis Rfi von Metriken in dem nächsten Frequenzschlitz auf der niedrigeren Frequenzseite bestimmt wie folgt: Rfi = Pi/Pi – 1 (105a) Rri = Pi/Pi + 1 (105b)
Dann wird ein solcher Frequenzschlitz I erhalten, dass die obigen Rfi, Rri einem vorbestimmten Träger-zu-Rausch-Verhältnis (C/N) gleichen. Dieses C/N-Verhältnis kann z.B. ausgewählt werden als 9 dB. In diesem Fall wird i so erhalten, dass die obigen Rfi und Rri beide gleich oder weniger als 0,126 sind. Dieser i-te Frequenzschlitz wird genommen als die Zentralfrequenz auf der Übertragungsseite und verglichen mit der Frequenz des vorbestimmten Referenzfrequenzschlitzes, es ist möglich, eine Frequenzdifferenz des empfangenen Signals zu erhalten.
In dem Fall, in dem das empfangene OFDM-Signal eine Symboldauer mit bekannter Leistungsverteilung aufweist, können frequenzabhängige Effekte in dem Übertragungspfad reduziert werden, basierend auf der Leistungsverteilung des Signals in dieser Dauer. Da Eigenschaften solche Abhängigkeiten von Frequenz haben, ist es möglich, Eigenschaften einer Übertragungsleitung aufzulisten, die die Übertragungs- und Empfangsseiten verbindet, Eigenschaften von Raum, in dem elektromagnetische Wellen propagieren, Eigenschaften von anderen Schaltungen, die in Stufen bereitgestellt sind, die dem Frequenzsteuergerät vorhergehen, und ähnlichem. Wie die oben beschriebene andere Schaltung, ist es möglich, einen Zwischenfrequenzverstärker, einen SAW-Filter und ähnliches aufzulisten.
Weiter, wie die oben beschriebene Symboldauer mit bekannter Leistungsverteilung, kann z.B. die Nullsymboldauer verwendet werden. Nämlich, wenn die Metrik, die durch die diskrete Fourier-Transformation in der Nullsymboldauer erhalten wird, geschrieben wird als: {Ani + j Bni}und die Metrik in der Symboldauer geschrieben wird als: {Asi + j Bsi},dann kann die Metrik, die standardisiert ist durch die Metrikleistung in der Nullsymboldauer, erhalten werden durch die folgende Gleichung: {Ai + j Bi} = {(Asi + j Bsi)/(Ani + j Bni)} (106).
Durch Substituieren dieser Metriken in die Leistung in der oben beschriebenen Rechnung ist es möglich, die Effekte in der Übertragungsleitung zu reduzieren.
Weiterhin kann die Berechnung durchgeführt werden für alle Metriken, die erhalten werden durch die diskrete Fourier-Transformation, d.h. für all die Frequenzschlitze entsprechend den Abtastpunkten. Alternativ kann die Berechnung durchgeführt werden unter Verwendung einer bestimmten Zahl von Metriken, einschließlich der oben beschriebenen Referenzfrequenz. Diese Anzahl der Metriken kann festgesetzt werden in Übereinstimmung mit einer erwarteten maximalen Frequenzdifferenz. Solche Berechnung mit einem Teil der Metriken kann die Verarbeitungszeit verkürzen.
Unter Bezugnahme auf die 8 wird Verarbeitungsprozedur der Verarbeitung mit der standardisierten Metrik beschrieben werden.
Zuerst für die Symboldauer wird Metrik empfangen, die erhalten wird durch Abtasten bei 2048 Abtastpunkten und Verarbeiten mit FFT (S31).
Als nächstes wird Metrik, die erhalten wird für die Nullsymboldauer, empfangen, und unter Verwendung dieser wird die Metrik standardisiert, die in Schritt S31 empfangen wurde (S32).
Für jede standardisierte Metrik gibt es dort berechnete Leistungsverhältnisse zu nächsten Metriken auf der höheren Frequenzseite und zu nächsten Metriken auf der niedrigeren Frequenzseite (S33).
Die Leistungsverhältnisse für jeden Frequenzschlitz werden verglichen mit einem vorbestimmten Schwellenwert, um einen Frequenzschlitz zu erhalten, der sowohl oberes als auch unteres Leistungsverhältnis gleich oder geringer als dem Schwellwert aufweist (S34).
So kann der Frequenzschlitz, der 0 Leistung hat, gezeigt in 7, gefunden werden (tatsächlich ist er aufgrund von Hintergrund wie Rauschen nicht absolut 0). Die Frequenz von diesem Frequenzschlitz und die Referenzfrequenz werden dann verglichen, um Frequenzfehler zu detektieren.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist es möglich, einen Frequenzschlitz zu verwenden, der eine minimale Leistung in dem Zentralteil der Metrik hat, um Frequenzfehler zu detektieren und um ein AFC-Signal in Übereinstimmung mit diesem Frequenzfehler zu erzeugen. Als ein Ergebnis ist es möglich, Frequenzsynchronisation durchzuführen, selbst in dem Zustand, wo dort ein Frequenzfehler ist, dessen Größe nicht weniger als die Hälfte des Unterträgerintervalls ist.
Als nächstes, bezugnehmend auf 9 und 10, wird eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben werden.
Das Frequenzsteuergerät der vorliegenden Ausführungsform ist ähnlich zu der ersten Ausführungsform in Bezug auf die Grundkonstruktion, aber Inhalte von Verarbeitung zum Erhalten der Frequenzdifferenz sind unterschiedlich. Im Folgenden werden Hauptpunkte von Unterschieden beschrieben.
Die Verarbeitung der vorliegenden Ausführungsform verwendet die Tatsache, dass Phase in jeder Metrik spezifiziert ist innerhalb eines Referenzsymbols, das direkt nach dem Nullsymbol übertragen wird. Nämlich Phasen, die durch die Metrik gegeben werden, die erhalten wird durch die diskrete Fourier-Transformation des Referenzsymbols in dem empfangenen OFDM-Signal, und spezifizierte Phasenordnung auf der Übertragungsseite werden verglichen, und von der Differenz in Frequenzschlitzen wird Frequenzdifferenz für synchrone Detektion detektiert.
Zum Beispiel ist in dem Fall von Mode I im EUREKA-147-DAB-System die Zahl der Unterträger 1536 ebenfalls für die Referenzsymboldauer. Durch Verarbeiten davon durch die diskrete Fourier-Transformation mit der Zahl von Abtastpunkten, die 2048 ist, wird die gleiche Zahl (2048) von Frequenzschlitzen erhalten (S41). Unter diesen Frequenzschlitzen werden effektive Metriken für 1536 Frequenzschlitze erhalten. Schreiben dieser erhaltenden Metriken als: {Ai + j Bi},wo j eine imaginäre Zahl ist und das Suffix i den i-ten Schlitz anzeigt (i: 1 – 2048), ein Phasenwinkel θi für jede Frequenzschlitzkomponente geschrieben wird als: θi = arg(Ai + j Bi) (11)
Dieses θi ist astatisch, d.h. es hängt ab von dem Abtast-Timing in einem A/D-Wandler, der zum Abtasten verwendet wird, und von der synchronen Detektionsfrequenz. Aus diesem Grund schließt die Phase von jeder Metrik statische Verschiebung ein. Dann, durch Schreiben von Phasendifferenz zwischen jedem Frequenzschlitz und seinem vorhergehenden Frequenzschlitz als ψi + 1 kann es wie folgt erhalten werden (S42): ψi + 1 = θi+1 – θi = arg {(Ai + 1 + j Bi + 1) (Ai – j Bi)} (12).
Andererseits wird das Referenzsymbol im Mode I von EUREKA-147-DAB-System übertragen mit Inhalten von θri, wie gezeigt in 9. Die Phasendifferenz ψri + 1 von dem Vorhergehenden wird ähnlich erhalten und kann aufgelistet werden, wie gezeigt in 9. Hier zeigt 9 Phasendifferenzen für sechzehn Frequenzschlitze, extrahiert auf der höheren Frequenzseite von den Frequenzschlitzen der Referenzfrequenz unter Metriken von 1536 empfangenen Unterträgern.
Dementsprechend kann gesagt werden, dass auf Vergleichen der Liste von Phasendifferenzen ψi + 1 von Metriken, die erhalten wurden von dem empfangenen OFDM-Signal, mit ψri + 1 auf der Übertragungsseite ein übereinstimmender Frequenzschlitz der korrekte ist. An diesem Punkt kann Frequenzdifferenz für synchrone Detektion detektiert werden als Abweichung, deren Größe eine ganze Zahl ist, die ein Vielfaches des Unterträgerintervalls ist (S44).
Weiterhin kann Vergleich der Liste von Phasen durchgeführt werden für alle 1536 Unterträger oder nur für einige von diesen. Wenn Vergleich gemacht wird für einige der Unterträger, kann die Berechnungszeit verkürzt werden.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform kann, in dem Fall, in dem ein Signalintervall existiert, für das eine Liste von Phasen für jeweilige Unterträger im Voraus bekannt ist, diese Liste von Phasen verglichen werden mit der Liste von Phasen für das empfangene Signal, um eine Frequenzdifferenz des empfangenen Signals zu erhalten.
Als nächstes wird bezugnehmend auf 11 eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Die vorliegende Ausführungsform bezieht sich auf ein OFDM-Empfangsgerät, das Frequenzsynchronisation durchführt unter Verwendung der Verarbeitung, die in den ersten bis vierten Ausführungsformen beschrieben wurde.
Wie gezeigt in 11, umfasst das Empfangsgerät 200 einen Eingangsanschluss 1, einen Bandpassfilter 2, einen Verstärker 3, einen Multiplizierer 4, einen SAW-Filter 5, einen Zwischenfrequenzverstärker 6, Multiplizierer 7A, 7B, A/D-Wandler 8A, 8B, eine FFT-Schaltung 9, eine AGC-Schaltung 10, eine Synchronitätsdetektinnsschaltung 11, eine differentielle Demodulationsschaltung 12, einen ersten lokalen Oszillator 18, einen zweiten lokalen Oszillator 19, einen ersten Referenzoszillator 20A, einen zweiten Referenzoszillator 20B, eine Timing-Schaltung 21, eine Frequenzfehlerverarbeitungsschaltung 22, eine Zeitachsendetektionsschaltung 23 und eine Phasenfehlerdetektionsschaltung 24. Die Multiplizierer 7A, 7B und der zweite lokale Oszillator 19 bilden eine Quadraturdetektionsschaltung.
In dem oben beschriebenen Empfangsgerät 200 hat ein RF-Signal, das angelegt wird an den Eingangsanschluss 1, Rauschen außerhalb des vorbestimmten Bandes, das entfernt wird durch den Bandpassfilter 2, und wird dann verstärkt durch den Verstärker 3 und multipliziert mit einem lokalen Oszillationssignal von dem ersten lokalen Oszillator 18 bei dem Multiplizierer 4, um gewandelt zu werden zu einem Zwischenfrequenzsignal. Das gewandelte Zwischenfrequenzsignal wird in seiner Bandbreite begrenzt durch den SAW-Filter 5, und danach wird es verstärkt zu einem gegebenen Niveau durch den Zwischenfrequenzverstärker 6, wird geleitet durch zwei Routen zu den jeweiligen Multiplizieren 7A, 7B.
Die Multiplizierer 7A, 7B empfangen jeweils Zwei-Phasen-Lokaloszillationssignale mit einer Phasendifferenz von 90° zwischen ihnen von dem zweiten lokalen Oszillator 19 und multiplizieren diese jeweils mit dem Zwi schenfrequenzsignal als einem anderen Eingang, so bildend die Quadraturdetektionsschaltung. Ausgänge der Multiplizierer 7A, 7B werden gewandelt in digitale Daten jeweils durch A/D-Wandler 8A, 8B, und die FFT-Schaltung 9 entfernt Schutzintervalle von diesen digitalen Daten und nimmt signifikante Datenintervalle auf, um FFT-Verarbeitung durchzuführen.
Nach der FFT-Verarbeitung werden die Daten differentiell demoduliert und schließlich gewandelt in ein Sprachsignal. Eine detaillierte Beschreibung dieser Verarbeitung ist hier ausgelassen.
Andererseits werden Metriken des Ausgangs der FFT-Schaltung 9 eingegeben in die Frequenzfehlerverarbeitungsschaltung 22, die die oben beschriebene Verarbeitung durchführt und die eine Frequenzdifferenzkomponente liefert an den ersten Referenzoszillator 20A als ein AFC-Signal. Andererseits wird ein Ausgangssignal von der differentiellen Demodulationsschaltung 12 eingegeben in die Phasenfehlerdetektionsschaltung 24, die Phasenfehler detektiert und basierend auf diesem Fehler ebenfalls das AFC-Signal liefert für Steuerung innerhalb ±(1/2) des Unterträgerintervalls an den ersten Referenzoszillator 20A.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform, selbst wenn ein Frequenzfehler mit einer Größe von mehr als der Hälfte des Unterträgerintervalls auftritt, kann Frequenzsynchronisation durchgeführt werden. Dieses Empfangsgerät 200 kann z.B. verwendet werden für Empfang digitaler Sprachübertragung in EUREKA-147-DAB-System.
Als nächsten, bezugnehmend auf 12, wird eine sechste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Die vorliegende Ausführungsform bezieht sich auf ein Beispiel von einem Kommunikationsgerät, das verwendet wird für Kommunikation mit OFDM-Signal.
In 12 umfasst ein Kommunikationsgerät 9001 einen Empfangsabschnitt 9002 zum Empfangen eines ankommenden OFDM-Signals und zum Ausgeben von Information, die angezeigt wird durch das OFDM-Signal, und einen Übertragungsabschnitt 9004 zum Empfangen von Information, die zu übertragen ist, und zum Übertragen dieser Information als OFDM-Signal.
Dieser Empfangsabschnitt 9002 umfasst einen Filterabschnitt 2000 zum Auswählen eines Signals in einem vorbestimmten Band aus ankommender elektromagnetischer Welle, einen Frequenzwandlungsabschnitt 3000 zum Wandeln einer Frequenz des Signals in dem ausgewählten Band zu einer Zwischenfrequenz, einen Frequenzsteuerabschnitt 1000 zur Detektion und Frequenzsynchronisation, einen Demodulationsabschnitt 4000 zur Demodulation des detektierten Signals und einen Ausgabeabschnitt 5000 zum Ausgeben von Information, die angezeigt wird durch das demodulierte Signal.
Der Frequenzsteuerabschnitt 1000 kann ähnlich aufgebaut sein wie das Frequenzsteuergerät der oben beschriebenen ersten bis vierten Ausführungsformen. Zum Beispiel kann der Frequenzsteuerabschnitt 1000 umfassen einen Quadraturdetektionsabschnitt 1100 zum Erhalten eines In-Phasen-Detektionsachsensignals (I-Phasenachsensignal) und eines Quadraturdetektionsachsensignals (Q-Phasenachsensignal), einen diskreten Fourier-Transformationsabschnitt 1200 zum Durchführen der diskreten Fourier-Transformation auf dem I-Phasensignal und Q-Phasensignal und einen Frequenzabweichungsdetektionsabschnitt 1300 zum Erkennen von Frequenzabweichung unter Verwendung des Signals, das verarbeitet wurde mit der diskreten Fourier-Transformation.
Als der Ausgabeabschnitt 5000 sind dort aufgelistet ein Sprachausgabegerät zum Ausgeben von Sprachinformation, ein Bildausgabegerät zur Anzeige von Bildern, ein Datenausgabegerät zum Ausgeben von Daten und ähnliche.
Das Sprachausgabegerät kann konstruiert werden unter Verwendung z.B. eines Verstärkers, eines Lautsprechers und ähnlichem.
Das Bildausgabegerät kann konstruiert werden unter Verwendung z.B. einer Bildanzeigeschaltung und einer Anzeigeeinheit.
Das Datenausgabegerät kann konstruiert werden unter Verwendung z.B. einer Schnittstellenschaltung, einer Pufferschaltung, einer Signalwandlungsschaltung und ähnlichem.
In dem Empfangsabschnitt 9002 können der Filterabschnitt 2000, der Frequenzwandlungsabschnitt 3000, der Frequenzsteuerabschnitt 1000 und der Demodulationsabschnitt 4000 zusammen gebildet sein innerhalb einer Box, die ein Tuner-Abschnitt 9003 genannt wird. Als ein Ergebnis, in Übereinstimmung mit einem Informationsausgabemodus, kann Kombination von Ausgabegeräten geändert werden, oder es ist möglich, fertig zu werden mit unterschiedlichen Qualitätsgraden von Informationsanzeige.
Der Übertragungsabschnitt 9004 umfasst einen Eingangsabschnitt 6000 zum Empfangen von Information und Wandeln dieser in ein Signal, einen Modulationsabschnitt 7000 zum Modulieren eines Trägers mit dem gewandelten Signal und einen RF-Übertragungsabschnitt 8000 zum Übertragen des modulierten Trägers.
Weiterhin kommuniziert das Kommunikationsgerät 9001 mit anderen Geräten, die mit einem Schnittstellenabschnitt 9005 verbunden sind zum Übertragen und Empfangen eines OFDM-Signals. der Schnittstellenabschnitt 9005 kann z.B. verwenden eine Antenne, einen photoelektrischen Konverter, einen elektrischen Signalverbinder und ähnliches, in Abhängigkeit z.B. von dem Verbindungs-Mode des Kommunikationsgerätes 9001. Weiterhin kann der Schnittstellenabschnitt 9005 bereitgestellt sein außerhalb des Kommunikationsgerätes 9001, wie in dem ge zeigten Beispiel, oder kann eingebaut sein innerhalb des Kommunikationsgerätes 9001.
In der vorliegenden Ausführungsform, selbst unter der Bedingung, wo eine Frequenzdifferenz erzeugt wird zwischen der Übertragungsseite und der Empfangsseite, ist es möglich, zu kommunizieren durch Frequenzsynchronisation.
Wie oben beschrieben, stellt die vorliegende Erfindung ein Frequenzsteuergerät bereit, das Frequenzsynchronisation durchführen kann, selbst wenn eine Frequenzdifferenz auftritt in der synchronen Detektionsfrequenz für Demodulation eines empfangenen OFDM-Signals, die von einem solchen Ausmaß ist, dass die Größe der Frequenzdifferenz mehrere Male so groß ist wie das Frequenzintervall der Multiplex-Träger, die erhalten werden durch die diskrete Fourier-Transformation des empfangenen Signals.
Als ein Ergebnis, selbst wenn es dort eine Verschiebung der Referenzfrequenzen zwischen den Übertragungs- und Empfangsseiten gibt, ist es möglich, Information zu übertragen. Weiterhin ist dort ein Frequenzsteuergerät bereitgestellt, das Frequenzsynchronisation durchführen kann, selbst wenn Doppler-Verschiebung auftritt aufgrund von relativen Bewegungen der Übertragungs- und Empfangsseiten.
Weiterhin ist es möglich, ein Empfangsgerät zu konstruieren, das aufgebaut ist mit dem oben beschriebenen Frequenzsteuergerät, und dieses Empfangsgerät kann stabil Rundfunkübertragung unter Verwendung eines OFDM-Signals empfangen. Ein Beispiel einer solchen Übertragung ist eines, das EUREKA-145-System-DAB verwendet.
Weiterhin ist es möglich, ein Kommunikationsgerät zu konstruieren, das aufgebaut ist mit dem oben beschriebenen Frequenzsteuergerät. Als ein Ergebnis ist es möglich, Frequenzsynchronisation in einem digitalen Telefon oder ähnlichem zu stabilisieren. Die Anwendung des OFDM-Systems wird einfacher, und dement sprechend ist es möglich, fertig zu werden mit Kommunikation, bei der viel Information übertragen wird, wie z.B. Kommunikation durch TV-Telefon, das eine große Menge von Signalen verwendet, einschließlich Bildsignale. Weiterhin ist Frequenzsynchronisation selbst möglich mit einer großen Frequenzdifferenz, und dementsprechend wird Steuerung von Referenzfrequenz einfacher in jedem Gerät. Weiterhin, selbst in dem Fall, in dem eine Frequenzdifferenz auftritt aufgrund von Doppler-Verschiebung in Kommunikation, welche verursacht wird durch ein bewegliches Objekt, ist es möglich, Kommunikation sicherzustellen, in der Frequenzsynchronisation aufrechterhalten wird.

Claims

Frequenzsteuergerät (1000) zur Frequenzsynchronisation mit einem Multiplexsignal, das durch Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexen in eine Mehrzahl von Unterträgern erzeugt wird, umfassend: Quadraturdetektionsmittel (1100) zum Durchführen von Quadraturdetektion auf dem Multiplexsignal, um ein erstes Detektionsachsensignal und ein zweites Detektionsachsensignal zu erhalten, die rechtwinklig zueinander sind; diskrete Fourier-Transformationsmittel (1200) zum Erhalten einer Mehrzahl von Metriken, die in einem Frequenzbereich verteilt sind, durch Abtasten jeweiliger Zeitachsenwellenformen der zwei Detektionsachsensignale mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz, und durch Durchführen diskreter Fourier-Transformation auf den so abgetasteten Daten; Operationssteuermittel (1300) zum Erzeugen von Frequenzänderungsanweisungen in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen der Verteilung der Metriken, die durch die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200) erhalten wurden, und einer vorbestimmten Verteilung von Metriken; und Frequenzänderungsmittel (1119) zum Ändern der Frequenz eines Signals, das in die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200) eingegeben wurde, in Übereinstimmung mit den Anweisungen, die durch das Operationssteuermittel erzeugt wurden.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die Frequenzänderungsmittel (1119) die Frequenz des Signals ändern, das eingegeben wird in die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200), durch Ändern von Frequenzen von reproduzierten Trägern, die für Quadraturdetektion in den Quadraturdetektionsmitteln (1100) verwendet werden.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: Frequenzwandlungsmittel (1107A, 1107B) zum Wandeln der Frequenz des Multiplexsignals, das in die Quadraturdetektionsmittel eingegeben wird, bereitgestellt sind in einer vorhergehenden Stufe des Frequenzsteuergerätes (1000); und die Frequenzänderungsmittel (1119) ändern Wandlungsquantität, um die die Frequenzwandlungsmittel (1107A, 1107B) die Frequenz wandeln, um so die Frequenz des Signals zu ändern, das in die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200) eingegeben wird.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200) das Abtasten jedes der beiden Detektionsachsensignale an Abtastpunkten ausführt, deren Zahl größer ist als eine Zahl der gemultiplexten Unterträger.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200) das Abtasten ausführen für Intervalle, einschließlich eines Intervalls entsprechend zu einem Intervall einer Trägerfrequenz des Unterträgers niedrigster Ordnung von der Mehrzahl von Unterträgern.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die Operationssteuermittel (1300) ein Leistungsspektrum erzielen, basierend auf der Verteilung der Metriken, die erhalten werden durch die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200), und Anweisungen gibt an die Frequenzänderungsmittel (1119), um die Frequenz zu ändern, so dass sich ein Zentrum einer Verteilung des Leistungsspektrums einer vorbestimmten Referenzfrequenz annähert.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die Operationssteuermittel (1300) ein Leistungsspektrum erzielen, basierend auf der Verteilung der Metriken, die durch die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200) erhalten werden, und Geben von Anweisungen an die Frequenzänderungsmittel (1119), um die Frequenz zu ändern, so dass das Leistungsspektrumn eine symmetrische Verteilung wird mit Bezug auf eine vorbestimmte Referenzfrequenz.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die Operationssteuermittel (1300) Leistung jeder Metrik erzielen, die durch die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200) erhalten werden, und Geben von Anweisungen an die Frequenzänderungsmittel (1119), um die Frequenz zu ändern, so dass ein Produkt der Leistung von jeder Metrik und einer Fensterfunktion, die für den Frequenzbereich vorbestimmt ist, maximal wird.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die Operationssteuermittel (1300) Summation erzielen von Leistung von Metrik in jedem von einer Mehrzahl von Additionsintervallen, wobei jedes die gleiche Intervallbreite aufweist, und Gegen von Anweisungen an die Frequenzänderungsmittel (1119), um die Frequenz zu ändern, so dass, wie für ein Additionsintervall, dessen Summation von der Leistung maximal ist unter der Mehrzahl von Additionsintervallen, sich eine Frequenz an einem Zentrum des Intervalls einer vorbestimmten Referenzfrequenz annähert.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die Intervallbreite einer Frequenzbreite entspricht, in der Frequenzschlitze kontinuierlich belegt sind durch die Zahl der Unterträger, in die das Signal gemultiplext ist.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die Operationssteuermittel (1300) eine Differenz erhalten zwischen Summation von Leistung für Metriken, von denen jede eine höhere Frequenz als eine vorbestimmte Referenzfrequenz aufweist, und Summation von Leistung für Metriken, von denen jede eine niedrigere Frequenz als die vorbestimmte Referenzfrequenz aufweist, und Geben von Anweisungen an die Frequenzänderungsmittel (1119), um die Frequenz zu ändern, so dass die erzielte Differenz kleiner wird.
Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 1, worin: die Operationssteuermittel (1300) für jede Metrik, die erhalten wird durch die diskreten Fourier-Transformationsmittel (1200), ein erstes Leistungsverhältnis zu einer niedrigeren Metrik, die eine Frequenz aufweist, die um eine vorbestimmte Frequenz niedriger ist, und ein zweites Leistungsverhältnis zu einer höheren Metrik erzielt, die eine Frequenz aufweist, die um eine vorbestimmte Frequenz höher ist, und Geben von Anweisungen an die Frequenzänderungsmittel (1119), um die Frequenz zu ändern, so dass sich die Frequenz einer Metrik, deren erstes Leistungsverhältnis und deren zweites Leistungsverhältnis beide geringer sind als ein vorbestimmtes Leistungsverhältnis, einer vorbestimmten Referenzfrequenz annähert.
Frequenzsteuergerät (1000) zur Frequenzsynchronisation mit einem Multiplexsignal, das erzeugt ist durch Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexen in eine Mehrzahl von Unterträgern und das eine Referenzsymboldauer aufweist zum Übertragen von einer Referenzphase, die bei differenzieller Demodulation von jedem Unterträger verwendet wird, umfassend: Quadraturdetektionsmittel (1100) zum Ausführen von Quadraturdetektion auf dem Multiplexsignal unter Verwendung von reproduzierten Trägern, um ein erstes Detektionsachsensignal und ein zweites Detektionsachsensignal zu erhalten, die rechtwinklig zueinander sind; diskrete Fourier-Transformationsmittel (1200) zum Erhalten einer Mehrzahl von Metriken, die in einem Frequenzbereich verteilt sind, durch Abtasten jeweiliger Zeitachsenwellenformen der zwei Detektionsachsensignale mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz, und durch Ausführen diskreter Fourier-Transformation auf die so erhaltenen Daten; Operationssteuermittel (1300) zum Erzeugen von Frequenzänderungsanweisungen in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen einer Serie von Phasen von Metriken, die durch die diskreten Fourier-Transformationsmittel erhalten wurden, und einer vorbestimmten Serie von Phasen; und Frequenzänderungsmittel (1119) zum Ändern einer Frequenz eines Signals, das in die diskreten Fourier-Transformationsmittel eingegeben wurde, in Übereinstimmung mit der Anweisung, die durch das Operationssteuermittel erzeugt wurde, und die Operationssteuermittel (1300) angepasst sind zum Speichern im voraus, für zumindest einige Unterträger von der Mehrzahl von Unterträgern, einer Serie von Phasendifferenzen, die Phasendifferenz anzeigt zwischen einer Referenzphase von jedem Unterträger und einer Referenzphase von einem nächsten Unterträger, und wenn das Multiplexsignal empfangen wird in der Referenzsymboldauer, für Metriken in der Referenzsymboldauer, Phasendifferenzen zwischen jeder Metrik und jeweils nächster Metrik zu erhalten, und Anweisungen zu geben an die Frequenzänderungsmittel, um die Frequenz zu ändern, so dass eine Serie von Phasen, die im voraus gespeichert wur den, übereinstimmen mit zumindest einem Teil einer Serie von den erhaltenen Phasendifferenzen.
Empfangsgerät (200) zum Empfangen eines Multiplexsignals, das durch Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexen erzeugt wurde, umfassend: einen Bandpass-Filterabschnitt (2) zum Empfangen eines Hochfrequenzsignals, das das Multiplexsignal beinhaltet, und zum Auswählen eines Teils in einem vorbestimmten Frequenzband vom empfangenen Hochfrequenzsignal; einen Frequenzsteuerabschnitt (7A, 7B, 8A, 8B, 9, 19) für Quadraturdetektion des ausgewählten Signals, unter Verwendung reproduzierter Träger, zum Ausführen diskreter Fourier-Transformation auf dem detektierten Signal, und zum Steuern von Frequenzen der reproduzierten Träger, um Frequenzsynchronisation auszuführen; einen Demodulationsabschnitt (12) zum Demodulieren des Signals, das durch die diskrete Fourier-Transformation verarbeitet wurde; und einen Ausgangsabschnitt zum Ausgeben des demodulierten Signals, und wobei der Frequenzsteuerabschnitt das Frequenzsteuergerät nach Anspruch 1 einschließt.
Kommunikationsgerät (9001) zum Kommunizieren unter Verwendung eines Multiplexsignals, das durch Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexen erzeugt wurde, umfassend: einen Übertragungsabschnitt (9004) zum Durchführen von Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexmodulation auf einem Träger, unter Verwendung von Daten, die angegeben werden durch ein eingegebenes Signal, und zum Übertragen des erhaltenen Multiplexsignals; und einen Empfangsabschnitt (9002) zum Detektieren modulierter Daten durch Ausführen von Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexdemodulation auf einem empfangenen Signal und zum Ausgeben eines Signals, das angegeben wird durch die modulierten Daten; und der Empfangsabschnitt (9002) schließt das Empfangsgerät (200) aus Anspruch 14 ein.
Empfangsgerät (200) zum Empfangen eines Multiplexsignals, das durch Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexen erzeugt wurde, umfassend: einen Bandpassfilterabschnitt (2) zum Empfangen eines Hochfrequenzsig nals, das das Multiplexsignal beinhaltet, und zum Auswählen eines Teils in einem vorbestimmten Frequenzband aus dem empfangenen Hochfrequenzsignal; einen Frequenzsteuerabschnitt (7A, 7B, 8A, 8B, 9, 19) zur Quadraturdetektion des ausgewählten Signals unter Verwendung reproduzierter Träger, zum Ausführen diskreter Fourier-Transformation auf dem detektierten Signal, und zum Steuern von Frequenzen der reproduzierten Träger, um Frequenzsynchronisation auszuführen; einen Demodulationsabschnitt (12) zum Demodulieren des Signals, das durch die diskrete Fourier-Transformation verarbeitet wurde; und einen Ausgangsabschnitt zum Ausgeben des demodulierten Signals, und wobei der Frequenzsteuerabschnitt das Frequenzsteuergerät (1000) nach Anspruch 13 einschließt.
Kommunikationsgerät (9001) zum Kommunizieren unter Verwendung eines Multiplexsignals, das durch Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexen erzeugt wurde, umfassend: einen Übertragungsabschnitt (9004) zum Ausführen von Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexmodulation auf einem Träger, unter Verwendung von Daten, die durch ein eingegebenes Signal angegeben werden, und zum Übertragen des erhaltenen Multiplexsignals; und einen Empfangsabschnitt (9002) zum Detektieren modulierter Daten durch Ausführen von Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexdemodulation auf einem empfangenen Signal, und zum Ausgeben eines Signals, das angegeben wird durch die modulierten Daten; und der Empfangsabschnitt (9002) schließt das Empfangsgerät (200) nach Anspruch 16 ein.
Verfahren zur Frequenzsteuerung für Frequenzsynchronisation mit einem Multiplexsignal, das durch Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexen erzeugt wurde, in eine Mehrzahl von Unterträgern, umfassend die Schritte von: Durchführen von Quadraturdetektion auf dem Multiplexsignal, um ein erstes Detektionsachsensignal und ein zweites Detektionsachsensignal zu erhalten, die rechtwinklig zueinander sind; Erhalten einer Mehrzahl von Metriken, die im Frequenzbereich verteilt sind, durch Abtasten jeweiliger Zeitachsenwellenformen der zwei Detektionsachsensignale bei einer vorbestimmten Abtastfrequenz, und durch Ausführen diskreter Fourier-Transformation auf den so abgetasteten Daten; Erzeugen von Frequenzänderungsanweisungen in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen der erhaltenen Verteilung von Metriken und einer vorbestimmten Verteilung von Metriken; und Ändern der Frequenz eines Detektionsachsensignals in Übereinstimmung mit den Anweisungen.
Verfahren zur Frequenzsteuerung für Frequenzsynchronisation mit einem Multiplexsignal, das durch Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexen erzeugt wurde, in eine Mehrzahl von Unterträgern, und dass eine Referenzsymboldauer aufweist zum Übertragen einer Referenzphase, die bei differenzieller Demodulation von jedem Unterträger verwendet wird, umfassend die Schritte von: Ausführen von Quadraturdetektion auf dem Multiplexsignal unter Verwendung reproduzierter Träger, um ein erstes Detektionsachsensignal und ein zweites Detektionsachsensignal zu erhalten, die rechtwinklig zueinander sind; Erhalten einer Mehrzahl von Metriken, die in einem Frequenzbereich verteilt sind, durch Abtasten jeweiliger Zeitachsenwellenformen der zwei Detektionsachsensignale mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz, und durch Ausführen diskreter Fourier-Transformation auf den so abgetasteten Daten; Erzeugen von Frequenzänderungsanweisungen in Übereinstimmung mit der Zeitdifferenz zwischen einer Serie von Phasen der erhaltenen Metriken und einer vorbestimmten Serie von Metriken; und Ändern einer Frequenz eines Detektionsachsensignals in Übereinstimmung mit den Frequenzänderungsanweisungen, und Speichern im voraus, für zumindest einige Unterträger von der Mehrzahl von Unterträgern, einer Serie von Phasendifferenzen, die Phasendifferenz zwischen einer Referenzphase jedes Unterträgers und einer Referenzphase eines nächsten Unterträgers anzeigen, und wenn das Multiplexsignal empfangen wird in der Referenzsymboldauer, Erhalten für Metriken in der Referenzsymboldauer von Phasendifferenzen zwischen jeder Metrik und jeweiliger nächster Metrik, und Geben von Anweisungen, die Frequenz zu ändern, so dass die Serie von Phasen, die im voraus gespeichert wurden, mit zumindestens einem Teil einer Serie der Phasendifferenzen übereinstimmen.