JP4484355B2 - 復調装置、放送システム及び放送受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は復調装置、放送システム及び放送受信装置に関し、特に変調信号の復調を行う復調装置、デジタル衛星放送の通信を行う放送システム及びデジタル衛星放送で、変調された信号を復調する放送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル変復調技術の１つにＰＳＫ（PhaseShift Keying）がある。ＰＳＫはキャリア（搬送波）のパラメータとして位相を変化させる変調方式であり、衛星通信等の分野で広く使用されている。
【０００３】
図２１は従来のＰＳＫ復調機の概略構成を示す図である。ＰＳＫ復調機４００は、ローカルオシレータ４０１、乗算器４０２ａ、４０２ｂ、再生部４０３、周波数補正値出力部４０４、π／２移相器４０５から構成される。
【０００４】
ローカルオシレータ４０１は、送信側で変調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波を発振する。π／２移相器４０５は、ローカルオシレータ４０１からの発振信号をπ／２移相する。乗算器４０２ａは、入力信号とローカルオシレータ４０１からの発振信号との積をとる。乗算器４０２ｂは、入力信号とπ／２移相器４０５の出力との積をとる。
【０００５】
再生部４０３は、乗算器４０２ａ、４０２ｂの出力信号の低周波成分を通過させ、Ａ／Ｄ変換を施して、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。そして、周波数補正値出力部４０４から出力される周波数補正値Δｆにもとづいて周波数補正を行う。その後、タイミング再生、キャリア再生を行い、ユニークワード（同期語）を検出する（ＳＹＮＣが“Ｈ”の時に同期検出）。ユニークワードが検出されることで、正常な復調制御が行われたことになる。
【０００６】
ここで、ＰＳＫ復調機４００は、送信側と独立したローカルオシレータ４０１を用いているため、周波数及び位相を完全に一致させることは不可能である。したがって、従来では、ユニークワードが検出されるまで、周波数補正値出力部４０４からは段階的に周波数補正値が出力され、再生部４０３では、受信する周波数補正値毎に、周波数補正、タイミング再生、キャリア再生を行う。このようなフィードバック制御を施すことで、入力信号の復調を行っていた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記のような従来のＰＳＫ復調機４００では、入力信号の変調周波数と、ローカルオシレータ４０１が発振する周波数との差が大きい場合、復調するまでに非常に時間がかかり、品質の低下を引き起こすといった問題があった。
【０００８】
ＰＳＫ復調機４００の再生部４０３では、最初、周波数補正値をゼロとして、タイミング再生を行う回路がロックするのに必要な時間ＴTMAX〔ｓ〕待った後、キャリア再生を開始する。さらに、キャリア再生を行う回路がロックするのに必要な時間ＴCMAX〔ｓ〕待った後、ユニークワードの検出を開始する。そして、ユニークワードの検出を行う回路がロックすれば（ロックに必要な時間ＴFMAX〔ｓ〕）、ユニークワードが検出されたことになり、ＳＹＮＣが“Ｈ”となる。
【０００９】
ＳＹＮＣが“Ｌ”である場合には、周波数補正値出力部４０４は、周波数補正値Δｆ〔Ｈｚ〕の値を更新して、上記と同様な動作を繰り返す。周波数補正値の更新は通常、０→ΔＡ→−ΔＡ→２ΔＡ→−２ΔＡ→３ΔＡ→−３ΔＡ→…というようにシンボルレートにもとづいてあらかじめ設定されている値を順に更新していく。
【００１０】
したがって、周波数補正値を更新する周期は、ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAXとなるため、入力信号とローカルオシレータ４０１の発振周波数との誤差が大きいと、同期が検出されるまで、ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAXの時間を何度も繰り返すことになり、非常に時間がかかってしまう。
【００１１】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい復調制御を行う復調装置を提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、受信側での復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送通信を行う放送システムを提供することである。
【００１２】
さらに、本発明の他の目的は、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送受信制御を行う放送受信装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明では上記課題を解決するために、図１に示すような、変調信号の復調を行う復調装置２０において、変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段２１と、シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を出力する周波数補正値出力手段２２と、周波数補正値にもとづいて、デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する周波数補正手段２３と、周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段２４と、タイミング再生手段２４によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出するＣ／Ｎ検出手段２５と、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値決定手段２６と、最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行うキャリア再生手段２７と、キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する同期検出手段２８と、を有することを特徴とする復調装置２０が提供される。
【００１４】
ここで、デジタル信号生成手段２１は、変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。周波数補正値出力手段２２は、シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を出力する。周波数補正手段２３は、周波数補正値にもとづいて、デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する。タイミング再生手段２４は、周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行う。Ｃ／Ｎ検出手段２５は、タイミング再生手段２４によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出する。最適周波数補正値決定手段２６は、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とする。キャリア再生手段２７は、最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う。同期検出手段２８は、キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は本発明の復調装置の原理図である。復調装置２０は、変調信号の復調を行う。なお、ｎ相ＰＳＫ変調された信号の復調を行うものとして以降説明する。
【００１６】
デジタル信号生成手段２１は、ローカルオシレータ２１０ａ、π／２移相器２１０ｂ、乗算器２１１ａ、２１１ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２１２ａ、２１２ｂ、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２１３ａ、２１３ｂから構成される。
【００１７】
ローカルオシレータ２１０ａは、送信側で変調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波を発振する。π／２移相器２１０ｂは、ローカルオシレータ２１０ａからの発振信号をπ／２移相する。乗算器２１１ａは、入力信号とローカルオシレータ２１０ａからの発振信号との積をとる。乗算器２１１ｂは、入力信号とπ／２移相器２１０ｂの出力との積をとる。
【００１８】
ＬＰＦ２１２ａ、２１２ｂは、乗算器２１１ａ、２１１ｂの出力信号の低周波成分を通過させる。Ａ／Ｄ変換器２１３ａ、２１３ｂは、ＬＰＦ２１２ａ、２１２ｂのそれぞれの出力にＡ／Ｄ変換を施して、Ｉ軸、Ｑ軸の位相軸に対応したデジタル信号を生成する。このように、デジタル信号生成手段２１は、ｎ相ＰＳＫ変調信号を準同期直交検波して、デジタル化したＩ軸チャネル及びＱ軸チャネルの信号を出力する。
【００１９】
周波数補正値出力手段２２は、シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値Δｆ〔Ｈｚ〕（０→ΔＡ1→−ΔＡ1→２ΔＡ1→−２ΔＡ1→３ΔＡ1→−３ΔＡ1→…）を出力するシーケンサである。ΔＡ１は、後述のキャリア再生手段２７の引き込み動作（周波数ずれの状態から、制御されて周波数ずれがない状態に移行する動作）範囲より小さい値である。また、シンボルとは、“０”、“１”の情報を表す信号波形のことをいい、その情報の持続時間をＴとすれば、１／Ｔがシンボルレートである。
【００２０】
周波数補正手段２３は、周波数補正値Δｆにもとづいて、Ｉ、Ｑチャネルのデジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する。タイミング再生手段２４は、周波数補正信号から情報を取り出すためのシンボルタイミングを、シンボルレートにもとづいて抽出してタイミング再生を行う。
【００２１】
Ｃ／Ｎ（Carrier/Noise）検出手段２５は、タイミング再生手段２４によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出する。最適周波数補正値決定手段２６は、Ｃ／Ｎの値をモニタしながらスイープして、Ｃ／Ｎの最大値に対応する周波数補正値を最適周波数補正値ΔｆMAXとする。
【００２２】
キャリア再生手段２７は、最適周波数補正値ΔｆMAXにより周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う。すなわち、周波数補正手段２３では、最適周波数補正値ΔｆMAXによりデジタル信号生成手段２１からの出力を周波数補正して周波数補正信号を生成する。タイミング再生手段２４は、その周波数補正信号をタイミング再生する。この段階でタイミング再生手段２４からの出力は、キャリア再生手段２７の引き込み範囲内にあるため、キャリア再生手段２７は、引き込み処理を行ってシンボル信号の周波数ずれを最終的に補正する。
【００２３】
同期検出手段２８は、キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、フレーム内部のユニークワードを検出する。
図２、図３は復調装置２０の動作を示すフローチャートである（復調装置２０を第１の実施の形態とする）。
〔Ｓ１〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆを引き込み範囲の下限値−ＡMAXに設定する。
【００２４】
〔Ｓ２〕タイミング再生手段２４のロック時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
〔Ｓ３〕タイミング再生を行う。
【００２５】
〔Ｓ４〕タイミング再生がロックするために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していればステップＳ６へ行き、経過してなければステップＳ５へ行く。
〔Ｓ５〕タイマのカウントアップを行う。
【００２６】
〔Ｓ６〕Ｃ／Ｎ検出手段２５がＣ／Ｎを検出するための時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
〔Ｓ７〕Ｃ／Ｎ検出を行う。
【００２７】
〔Ｓ８〕Ｃ／Ｎ検出手段２５がＣ／Ｎを検出するために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していればステップＳ１０へ行き、経過してなければステップＳ９へ行く。
〔Ｓ９〕タイマのカウントアップを行う。
【００２８】
〔Ｓ１０〕現在のＣ／Ｎモニタの値を読み取り、これまでに読んだＣ／Ｎモニタ値の中で最大の値であればΔｆMAXを現在のΔｆ（周波数補正手段２３の周波数補正量）に更新し、これまでに読んだＣ／Ｎモニタ値の中で最大の値でなければΔｆMAXの更新は行なわない。
〔Ｓ１１〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆが引き込み範囲の上限値ＡMAXに達したかどうかを判断し、達していればステップＳ１３へ行き、達していなければステップＳ１２へ行く。
【００２９】
〔Ｓ１２〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆの値を大きくする。
〔Ｓ１３〕周波数補正手段２３は、周波数補正値ΔｆをΔｆMAXに更新する。
〔Ｓ１４〕タイミング再生手段２４のロック時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
【００３０】
〔Ｓ１５〕タイミング再生を行う。
〔Ｓ１６〕タイミング再生がロックするために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していればステップＳ１８へ行き、経過してなければステップＳ１７へ行く。
【００３１】
〔Ｓ１７〕タイマのカウントアップを行う。
〔Ｓ１８〕キャリア再生手段２７のロック時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
〔Ｓ１９〕キャリア再生を行う。
【００３２】
〔Ｓ２０〕キャリア再生がロックするために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していればステップＳ２２へ行き、経過してなければステップＳ２１へ行く。
【００３３】
〔Ｓ２１〕タイマのカウントアップを行う。
〔Ｓ２２〕フレーム検出のロック時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
〔Ｓ２３〕フレーム検出を行う。
【００３４】
〔Ｓ２４〕フレーム検出がロックするために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していれば終了し、経過してなければステップＳ２５へ行く。
〔Ｓ２５〕タイマのカウントアップを行う。
【００３５】
次にキャリア再生手段２７の構成について説明する。図４はキャリア再生手段２７の構成を示す図である。複素乗算器２７ａは、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器２７ｅの出力により、シンボルをθ〔ｒａｄ〕回転させる。位相比較器２７ｂは、複素乗算器２７ａの出力の位相差を計算する。
【００３６】
ループフィルタ２７ｃは、位相比較器２７ｂの出力を平滑化する。数値制御発振器２７ｄは、ループフィルタ２７ｃの出力値に応じて発振する。ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器２７ｅは、数値制御発振器２７ｄの値に応じて、ｓｉｎθ及びｃｏｓθの値を生成する。
【００３７】
次にキャリアの周波数ずれ（以下、キャリアずれと呼ぶ）と、シンボルの分布関係について説明する。図５〜図８はキャリアずれに依存しているタイミング再生手段２４の出力のコンスタレーションを示す図である。なお、図中、色が濃いほど、シンボル点の存在数が高いことを示している。
【００３８】
キャリアずれが非常に小さい場合は、ほとんどのシンボル点が円上に乗るが（図５）、キャリアずれが大きくなるにつれてシンボル点の円上からのばらつきが大きくなり（図６）、さらに、キャリアずれがシンボル周波数の１／４を超えたあたりから、シンボル点が円上に乗らなくなる（図７）。そして、さらにずれが大きくなって、キャリアずれがシンボル周波数の１／２を超えると、準同期直交検波の出力のベースバンド成分が無くなるために、シンボル点が原点付近に集中する（図８）。
【００３９】
図９はコンスタレーション上でのキャリアずれとＣ／Ｎの関係を示す図である。図のコンスタレーション上で、半径ｒの円がシンボル周波数の基準振幅とする。そして、タイミング再生手段２４から、シンボル振幅が半径ｒａのシンボルが出力されたとする。
【００４０】
この場合、基準振幅とシンボル振幅の差分の絶対値ｄ（＝｜ｒ−ｒａ｜）がノイズによって生じた振幅のずれ量である。そして、基準振幅とシンボル振幅との差分の絶対値を、一定のシンボル数分算出して累積した累積値を求めれば、その累積値はキャリアとノイズの比率を表すＣ／Ｎに対応する。
【００４１】
具体的には、累積値が大きければ、ノイズの影響を強く受けてキャリアずれが大きくＣ／Ｎの値は小さくなる。また、累積値が小さければ、ノイズの影響が少なくキャリアずれが小さいのでＣ／Ｎの値は大きくなる。
【００４２】
図１０はＣ／Ｎ検出手段２５の構成例を示す図である。振幅演算器２５ａは、タイミング再生手段２４から出力されるＩ、Ｑの信号から、シンボル振幅（Ｉ2＋Ｑ2）0.5を計算する。差分算出器２５ｂは、基準振幅とシンボル振幅との差分値を求める。絶対値演算器２５ｃは、差分値の絶対値を求める。
【００４３】
カウンタ２５ｄは、１シンボル周期ごとに１ずつカウントして、カウント値が例えば、５００００を超えたときに０に戻るカウンタである。比較器２５ｅは、カウント値が５００００であるか調べ、５００００であれば“Ｈ”（更新パルス）を出力し、そうでなければ“Ｌ”（リセットパルス）を出力する。
【００４４】
ラッチ２５ｆは、入力信号を１シンボル分遅延させ、累積加算器２５ｇへのリセットをかける。累積加算器２５ｇは、入力の値を逐次加算していき、リセットパルスが入力されたときに値がゼロとなる。
【００４５】
ラッチ２５ｈは、更新パルスが“Ｈ”となったときの値を保持する。ビット反転器２５ｉは，入力のビットを反転してＣ／Ｎ情報を出力する。
上記の回路構成では、基準振幅とシンボル振幅との絶対値が５００００シンボル分累積され、５００００シンボルごとに値が更新される。また、図４〜図８で上述したように、キャリアずれが大きいほど振幅方向のばらつきが大きくなるので、累積加算器２５ｇの値は大きくなる。逆にキャリアずれが小さいほど振幅方向のばらつきが小さくなるので、累積加算器２５ｇの値は小さくなる。
【００４６】
したがって、累積加算器２５ｇの出力段にビット反転器２５ｉを設けて、キャリアずれが大きければ、ビット反転器２５ｉの出力値であるＣ／Ｎが小さくなるようにし、キャリアずれが小さければ、ビット反転器２５ｉの出力値であるＣ／Ｎが大きくなるようにしている。
【００４７】
図１１はキャリアずれとＣ／Ｎ検出回路の出力との関係のシミュレーション結果を示す図である。図１０の回路に、シンボル周波数＝１ＭＨｚのＱＰＳＫ変調信号をタイミング再生した際の信号を入力したシミュレーション結果を示している。縦軸にＣ／Ｎモニタ値〔ｄＢ〕、横軸にキャリアずれ〔ＭＨｚ〕をとる。
【００４８】
図から、キャリアずれがゼロのところでは、Ｃ／Ｎが最も高い値を示すことがわかる。また、低Ｃ／Ｎにおいて出力の凸部の幅がシンボル周波数の１／２程度あることがわかる。したがって、このＣ／Ｎモニタを用いてキャリアずれを検出する際には、シンボル周波数の１／２以下の幅で周波数スキップを行う必要がある。
【００４９】
次に第１の実施の形態の動作イメージについて説明する。図１２は第１の実施の形態の動作イメージを示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数ｆ０を、キャリア再生手段２７が最終的に合わせるべき周波数とし、引き込み範囲を図のＨとする。
【００５０】
第１の実施の形態では、周波数補正値Δｆ（Ｈよりも小さい値）を順に更新していく。この場合、図のような状態では、ポイントＰａが最もＣ／Ｎ値が高い値となり、ポイントＰａの周波数ｆｐａが最適周波数補正値となる。
【００５１】
また、最適周波数補正値ｆｐａと周波数ｆ０とのずれΔｈａは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲Ｈ内にある。このため、キャリア再生手段２７が引き込むことができ、周波数ずれの最終補正を行ってキャリア再生を行う。
【００５２】
ここで、従来の技術では、周波数補正値Δｆの更新にかかる時間が長かった。すなわち、周波数補正値を１回更新するのに、タイミング再生→キャリア再生→同期検出の処理を経て、同期が検出されていないことを認識した後に、周波数補正値の更新を行っていた。
【００５３】
したがって、周波数補正値を１回更新するのに、タイミング再生ロック時間とキャリア再生ロック時間とユニークワード検出時間との合計時間（ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAX）がかかるために、引き込み範囲内まで周波数を補正するのに非常に時間がかかっていた。
【００５４】
一方、本発明の第１の実施の形態では、まず、Ｃ／Ｎ検出を行ってＣ／Ｎの最大値を見つけることで、キャリア再生手段２７が引き込める周波数ｆｐａを検出している。したがって、周波数補正値を１回更新するのにかかる時間は、タイミング再生ロック時間とＣ／Ｎ検出時間だけである。このため、従来と周波数補正値の更新回数は同じだが、更新時間が短いために（スキップ周期が短い）、従来と比べて短時間で復調することが可能になる。
【００５５】
以上説明したように、本発明では、各々の周波数補正値Δｆによって周波数補正されてタイミング再生されたシンボル周波数に対してＣ／Ｎを検出し、検出したＣ／ＮをスイープしてＣ／Ｎが最大となる値を検出する。そして、Ｃ／Ｎが最大となった時の周波数補正値を最適周波数補正値ΔｆMAXとすれば、その最適周波数補正値ΔｆMAXで周波数補正されてタイミング再生されたシンボル周波数は、最もキャリアずれの少ない信号と判断できる。また、その信号にわずかに残るキャリアずれは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲内にあるため、キャリア再生手段２７が補正できる。
【００５６】
なお、上記の説明では、Ｃ／Ｎの値をモニタしながらスイープして、Ｃ／Ｎの最大値に対応する周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値決定手段２６を、１つの構成要素として図１に示したが、周波数補正値出力手段２２またはＣ／Ｎ検出手段２５の少なくとも一方に、最適周波数補正値決定手段２６の機能を含む構成にしてもよい。
【００５７】
次に第２の実施の形態の復調装置について説明する。図１３は第２の実施の形態の構成を示す図である。図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素の説明は省略する。
【００５８】
第２の実施の形態である復調装置２０ａに対し、周波数補正値出力手段２２−１の周波数スキップ量は、第１の実施の形態で出力していた周波数補正値の周波数スキップ量よりも値が大きい。すなわち、第１の実施の形態で用いたキャリア再生手段２７の引き込み範囲以上の周波数スキップ量で周波数補正値の値が変化する。
【００５９】
ずれ検出手段２９ａは、引き込み範囲以上の周波数スキップにより決定した最適周波数補正値により、周波数補正及びタイミング再生された信号から周波数ずれを検出する。
【００６０】
キャリア再生手段２７−１は、ずれ検出手段２９ａで検出されたずれ量を受信して、引き込み範囲を広くして、キャリアの周波数ずれ補正を行ってキャリア再生を行う。
【００６１】
図１４は第２の実施の形態のキャリア再生手段２７−１の構成を示す図である。図４と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素に対する説明は省略する。
選択部２７ｆは、ずれ検出手段２９ａがずれ量を検出している区間は、ゼロを選択して、出力ゼロをループフィルタ２７ｃへ送信し、この間のフィードバック制御を無効にさせる（キャリア再生手段２７−１の動作を止める）。また、ずれ検出手段２９ａがずれ量の検出を終了した場合は、位相比較器２７ｂからの出力を選択して通常のフィードバック制御を有効にする。
【００６２】
加算器２７ｇは、ずれ検出手段２９ａから出力されたずれ量とループフィルタ２７ｃの値とを加算して加算値（第１の実施の形態よりも広くなった引き込み範囲を示す）を数値制御発振器２７ｄへ送信する。
【００６３】
次に動作について説明する。図１５は第２の実施の形態の動作イメージを示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数ｆ０を、キャリア再生手段２７−１が最終的に合わせるべき周波数とし、最初の引き込み範囲を図のＨとする。
【００６４】
第２の実施の形態では周波数補正値Δｆ（Ｈよりも大きい値）を順に更新していく。この場合、図のような状態では、ポイントＰｂが最もＣ／Ｎ値が高い値となり、ポイントＰｂの周波数ｆｐｂが最適周波数補正値となる。
【００６５】
ずれ検出手段２９ａは、最適周波数補正値と引き込み範囲Ｈの最小値Ｈminとの間のずれ量Δｈｂを検出して、このずれ量Δｈｂをキャリア再生手段２７−１に与える。このため、キャリア再生手段２７−１の引き込み範囲はＨから（Ｈ＋Δｈｂ）と広くなる。したがって、キャリア再生手段２７−１は、引き込み範囲（Ｈ＋Δｈｂ）で引き込み動作を行って、周波数ずれを最終的に補正して周波数ｆ０に合わせる。
【００６６】
以上説明したように、第２の実施の形態では、第１の実施の形態の時のキャリア再生手段２７（引き込み範囲Ｈ）の引き込み範囲より大きい値の周波数補正値で周波数補正を行い、決定した最適周波数補正値と引き込み範囲Ｈの最小値Ｈminとのずれ量Δｈｂを検出する。そして、引き込み範囲をＨから（Ｈ＋Δｈｂ）と広くして、引き込み範囲（Ｈ＋Δｈｂ）のキャリア再生手段２７−１で引き込み動作を行ってキャリア再生を行う構成とした。
【００６７】
このように、第２の実施の形態では、第１の実施の形態と比べて周波数補正値を大きな値で更新していくために、更新回数が減り、より短時間に復調を行うことが可能になる。
【００６８】
次に第３の実施の形態の復調装置について説明する。図１６は第３の実施の形態の構成を示す図である。図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素に対する説明は省略する。
【００６９】
周波数補正値出力手段２２−２は、最適周波数補正量が決定するまでは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲以上の幅で周波数補正値を更新する。そして、最適周波数補正値が決定した後は、同期検出信号（ＳＹＮＣ信号）にもとづいて、引き込み範囲より小さい幅で周波数補正値を更新する。
【００７０】
図１７は第３の実施の形態の動作イメージを示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数ｆ０を、キャリア再生手段２７が最終的に合わせるべき周波数とし、引き込み範囲を図のＨとする。
【００７１】
第３の実施の形態では、最初に、引き込み範囲Ｈよりも大きい値の周波数補正値Δｆ大を順に更新していく。この場合、図のような状態では、ポイントＰｃが最もＣ／Ｎ値が高い値となり、ポイントＰｃの周波数ｆｐｃが最適周波数補正値となる。
【００７２】
ところが、まだこの段階では最適周波数補正値ｆｐｃは、引き込み範囲Ｈ内には入っていないため、キャリア再生手段２７は引き込めない。したがって、本発明の第３の実施の形態では、最適周波数補正値ｆｐｃを決定した後は、さらにポイントＰｃから引き込み範囲Ｈよりも小さい周波数補正値Δｆ小値で順に更新していく。
【００７３】
そして、周波数補正値Δｆ小で更新していって、最初に引き込み範囲Ｈ内に入った周波数ｆ１を求める。周波数ｆ１と周波数ｆ０とのずれΔｈｃは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲Ｈ内にある。このため、キャリア再生手段２７が引き込むことができ、周波数ずれの最終補正を行ってキャリア再生を行う。
【００７４】
なお、動作制御としては、Ｃ／Ｎの最大値を検出して最適周波数補正値を見つけるまでは、第２の実施の形態と同様である。そして、周波数補正値出力手段２２−２が同期検出手段２８からのＳＹＮＣ信号の状態を監視して、ＳＹＮＣ信号が“Ｌ”であれば、最適周波数補正値でもまだ同期がとれていないと判断して、引き込み範囲Ｈよりも小さい周波数補正値を、ＳＹＮＣ信号が“Ｈ”となるまで更新する。
【００７５】
以上説明したように、第３の実施の形態では、第２の実施の形態と同様に、引き込み範囲Ｈより大きい周波数補正値で周波数補正して、最適周波数補正値を決定する。そして、最適周波数補正値でも引き込めない場合には、同期検出手段２８のＳＹＮＣ信号の状態にもとづいて、引き込み範囲よりも小さい周波数補正値を更新してキャリア再生を行う構成とした。このように、段階的に周波数補正値の値を小さくしていって更新していくために、従来と比べてより短時間に復調を行うことが可能になる。
【００７６】
次にＣ／Ｎ検出の切替え制御について説明する。上記では、キャリアずれに依存しているシンボルからＣ／Ｎを検出することで、キャリア再生に対する効率のよい引き込み制御について説明してきた。
【００７７】
一方、本発明の復調装置は、衛星放送受信機などに適用される。衛星放送受信機では、電波を受信するアンテナの向きをＣ／Ｎの大小で調整したりする（例えば、テレビ画面のモニタ値を見ながら、ユーザがアンテナの向きを調整する）。このような場合に必要なＣ／Ｎは、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎである。したがって、キャリアずれに依存する復調制御時のＣ／Ｎと、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎとの切替え制御を行うことが必要である。
【００７８】
図１８はＣ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例である。なお、Ｃ／Ｎ検出手段２５の周辺ブロックのみを示し、図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素の説明は省略する。
【００７９】
セレクタ２ａは、キャリア再生前にはタイミング再生手段２４からの出力信号を選択し、キャリア再生後にはキャリア再生手段２７の出力信号を選択して、選択した信号をＣ／Ｎ検出手段２５へ送信する。なお、入力切替えはセレクト信号にもとづいて行う。
【００８０】
図１９はＣ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例である。図はＣ／Ｎ検出手段２５の周辺ブロック及びキャリア再生手段２７−２の内部構成を示している。図１、図４と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素の説明は省略する。
【００８１】
Ｃ／Ｎ検出手段２５は、キャリア再生手段２７−２の第１の出力に接続しており、同期検出手段２８にはキャリア再生手段２７−２の第２の出力が接続している。また、キャリア再生手段２７−２の内部には、あらたにセレクタ２ｂが設置されている。セレクタ２ｂは、キャリア再生前には複素乗算器２７ａの入力信号を選択してＣ／Ｎ検出手段２５に出力し、キャリア再生後には複素乗算器２７ａの出力信号を選択してＣ／Ｎ検出手段２５に出力する。なお、入力切替えはセレクト信号にもとづいて行う。
【００８２】
以上説明した図１８、図１９の構成により、キャリアずれに依存する復調制御時のＣ／Ｎと、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎとの切替え制御を効率よく行うことが可能になる。
【００８３】
次に本発明の復調装置を適用した放送システム及び放送受信装置について説明する。図２０は放送システムの概略構成を示す図である。放送システム１は、放送送信装置１００、テレビ受像機５が接続する放送受信装置２００、衛星３とから構成される。
【００８４】
放送送信装置１００に対し、変調手段１０１は、送信すべき信号を変調して変調信号を生成する。アップコンバータ１０２は、変調信号を無線信号に変換する。送信手段１０３は、無線信号をアンテナ１００ａを通じて衛星３へ向けて送信する。
【００８５】
放送受信装置２００に対し、受信手段２０１は、衛星３から地上へ向けて送信された信号をアンテナ２００ａを通じて受信し、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）で増幅する。ダウンコンバータ２０２は、増幅された受信信号の周波数変換（中間周波数帯への変換）を行い、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で帯域制限して、復調すべき信号を生成する。
【００８６】
復調装置２０３（上述した第１〜第３の実施の形態の構成を有する）は、ダウンコンバータ２０２から出力される、送信側で変調された信号の復調制御を行う。その後は、デコーダ部（図示せず）でＭＰＥＧの動画像再生処理等を行って、再生データを生成し、テレビ受像機５へ送信する。また、テレビ受像機５は、再生された信号を表示する。
【００８７】
以上説明したように、本発明によれば、シンボル周波数を超える大きなキャリア周波数ずれが存在する場合でも迅速に復調を行うことが可能になる。また、復調後のＣ／Ｎの出力が、キャリア周波数ずれの量に依存しないように制御することが可能になる。
【００８８】
なお、上記の説明では、復調装置の適用例として、衛星通信の受信装置に適用したが、衛星通信以外の無線受信装置に幅広く適用することが可能である。
【００８９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の復調装置は、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出して、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい復調制御を行うことが可能になる。
【００９０】
また、本発明の放送システムは、放送受信側で、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出して、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送通信を行うことが可能になる。
【００９１】
さらに、本発明の放送受信装置は、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出して、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送受信制御を行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の復調装置の原理図である。
【図２】復調装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】復調装置の動作を示すフローチャートである。
【図４】キャリア再生手段の構成を示す図である。
【図５】キャリアずれに依存しているタイミング再生手段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図６】キャリアずれに依存しているタイミング再生手段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図７】キャリアずれに依存しているタイミング再生手段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図８】キャリアずれに依存しているタイミング再生手段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図９】コンスタレーション上でのキャリアずれとＣ／Ｎの関係を示す図である。
【図１０】Ｃ／Ｎ検出手段の構成例を示す図である。
【図１１】キャリアずれとＣ／Ｎ検出回路の出力との関係のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】第１の実施の形態の動作イメージを示す図である。
【図１３】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図１４】第２の実施の形態のキャリア再生手段の構成を示す図である。
【図１５】第２の実施の形態の動作イメージを示す図である。
【図１６】第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図１７】第３の実施の形態の動作イメージを示す図である。
【図１８】Ｃ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例である。
【図１９】Ｃ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例である。
【図２０】放送システムの概略構成を示す図である。
【図２１】従来のＰＳＫ復調機の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
２０ 復調装置
２１ デジタル信号生成手段
２２ 周波数補正値出力手段
２３ 周波数補正手段
２４ タイミング再生手段
２５ Ｃ／Ｎ検出手段
２６ 最適周波数補正値決定手段
２７ キャリア再生手段
２８ 同期検出手段
２１０ａ ローカルオシレータ
２１０ｂ π／２移相器
２１１ａ、２１１ｂ 乗算器
２１２ａ、２１２ｂ ＬＰＦ
２１３ａ、２１３ｂ Ａ／Ｄ変換器
Δｆ 周波数補正値
ΔｆMAX 最適周波数補正値
【発明の属する技術分野】
本発明は復調装置、放送システム及び放送受信装置に関し、特に変調信号の復調を行う復調装置、デジタル衛星放送の通信を行う放送システム及びデジタル衛星放送で、変調された信号を復調する放送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル変復調技術の１つにＰＳＫ（PhaseShift Keying）がある。ＰＳＫはキャリア（搬送波）のパラメータとして位相を変化させる変調方式であり、衛星通信等の分野で広く使用されている。
【０００３】
図２１は従来のＰＳＫ復調機の概略構成を示す図である。ＰＳＫ復調機４００は、ローカルオシレータ４０１、乗算器４０２ａ、４０２ｂ、再生部４０３、周波数補正値出力部４０４、π／２移相器４０５から構成される。
【０００４】
ローカルオシレータ４０１は、送信側で変調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波を発振する。π／２移相器４０５は、ローカルオシレータ４０１からの発振信号をπ／２移相する。乗算器４０２ａは、入力信号とローカルオシレータ４０１からの発振信号との積をとる。乗算器４０２ｂは、入力信号とπ／２移相器４０５の出力との積をとる。
【０００５】
再生部４０３は、乗算器４０２ａ、４０２ｂの出力信号の低周波成分を通過させ、Ａ／Ｄ変換を施して、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。そして、周波数補正値出力部４０４から出力される周波数補正値Δｆにもとづいて周波数補正を行う。その後、タイミング再生、キャリア再生を行い、ユニークワード（同期語）を検出する（ＳＹＮＣが“Ｈ”の時に同期検出）。ユニークワードが検出されることで、正常な復調制御が行われたことになる。
【０００６】
ここで、ＰＳＫ復調機４００は、送信側と独立したローカルオシレータ４０１を用いているため、周波数及び位相を完全に一致させることは不可能である。したがって、従来では、ユニークワードが検出されるまで、周波数補正値出力部４０４からは段階的に周波数補正値が出力され、再生部４０３では、受信する周波数補正値毎に、周波数補正、タイミング再生、キャリア再生を行う。このようなフィードバック制御を施すことで、入力信号の復調を行っていた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記のような従来のＰＳＫ復調機４００では、入力信号の変調周波数と、ローカルオシレータ４０１が発振する周波数との差が大きい場合、復調するまでに非常に時間がかかり、品質の低下を引き起こすといった問題があった。
【０００８】
ＰＳＫ復調機４００の再生部４０３では、最初、周波数補正値をゼロとして、タイミング再生を行う回路がロックするのに必要な時間ＴTMAX〔ｓ〕待った後、キャリア再生を開始する。さらに、キャリア再生を行う回路がロックするのに必要な時間ＴCMAX〔ｓ〕待った後、ユニークワードの検出を開始する。そして、ユニークワードの検出を行う回路がロックすれば（ロックに必要な時間ＴFMAX〔ｓ〕）、ユニークワードが検出されたことになり、ＳＹＮＣが“Ｈ”となる。
【０００９】
ＳＹＮＣが“Ｌ”である場合には、周波数補正値出力部４０４は、周波数補正値Δｆ〔Ｈｚ〕の値を更新して、上記と同様な動作を繰り返す。周波数補正値の更新は通常、０→ΔＡ→−ΔＡ→２ΔＡ→−２ΔＡ→３ΔＡ→−３ΔＡ→…というようにシンボルレートにもとづいてあらかじめ設定されている値を順に更新していく。
【００１０】
したがって、周波数補正値を更新する周期は、ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAXとなるため、入力信号とローカルオシレータ４０１の発振周波数との誤差が大きいと、同期が検出されるまで、ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAXの時間を何度も繰り返すことになり、非常に時間がかかってしまう。
【００１１】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい復調制御を行う復調装置を提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、受信側での復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送通信を行う放送システムを提供することである。
【００１２】
さらに、本発明の他の目的は、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送受信制御を行う放送受信装置を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明では上記課題を解決するために、図１に示すような、変調信号の復調を行う復調装置２０において、変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段２１と、シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を出力する周波数補正値出力手段２２と、周波数補正値にもとづいて、デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する周波数補正手段２３と、周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段２４と、タイミング再生手段２４によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出するＣ／Ｎ検出手段２５と、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値決定手段２６と、最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行うキャリア再生手段２７と、キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する同期検出手段２８と、を有することを特徴とする復調装置２０が提供される。
【００１４】
ここで、デジタル信号生成手段２１は、変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成する。周波数補正値出力手段２２は、シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を出力する。周波数補正手段２３は、周波数補正値にもとづいて、デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する。タイミング再生手段２４は、周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行う。Ｃ／Ｎ検出手段２５は、タイミング再生手段２４によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出する。最適周波数補正値決定手段２６は、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とする。キャリア再生手段２７は、最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う。同期検出手段２８は、キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は本発明の復調装置の原理図である。復調装置２０は、変調信号の復調を行う。なお、ｎ相ＰＳＫ変調された信号の復調を行うものとして以降説明する。
【００１６】
デジタル信号生成手段２１は、ローカルオシレータ２１０ａ、π／２移相器２１０ｂ、乗算器２１１ａ、２１１ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２１２ａ、２１２ｂ、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２１３ａ、２１３ｂから構成される。
【００１７】
ローカルオシレータ２１０ａは、送信側で変調に用いたキャリアと同一の周波数、同位相の正弦波を発振する。π／２移相器２１０ｂは、ローカルオシレータ２１０ａからの発振信号をπ／２移相する。乗算器２１１ａは、入力信号とローカルオシレータ２１０ａからの発振信号との積をとる。乗算器２１１ｂは、入力信号とπ／２移相器２１０ｂの出力との積をとる。
【００１８】
ＬＰＦ２１２ａ、２１２ｂは、乗算器２１１ａ、２１１ｂの出力信号の低周波成分を通過させる。Ａ／Ｄ変換器２１３ａ、２１３ｂは、ＬＰＦ２１２ａ、２１２ｂのそれぞれの出力にＡ／Ｄ変換を施して、Ｉ軸、Ｑ軸の位相軸に対応したデジタル信号を生成する。このように、デジタル信号生成手段２１は、ｎ相ＰＳＫ変調信号を準同期直交検波して、デジタル化したＩ軸チャネル及びＱ軸チャネルの信号を出力する。
【００１９】
周波数補正値出力手段２２は、シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値Δｆ〔Ｈｚ〕（０→ΔＡ1→−ΔＡ1→２ΔＡ1→−２ΔＡ1→３ΔＡ1→−３ΔＡ1→…）を出力するシーケンサである。ΔＡ１は、後述のキャリア再生手段２７の引き込み動作（周波数ずれの状態から、制御されて周波数ずれがない状態に移行する動作）範囲より小さい値である。また、シンボルとは、“０”、“１”の情報を表す信号波形のことをいい、その情報の持続時間をＴとすれば、１／Ｔがシンボルレートである。
【００２０】
周波数補正手段２３は、周波数補正値Δｆにもとづいて、Ｉ、Ｑチャネルのデジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する。タイミング再生手段２４は、周波数補正信号から情報を取り出すためのシンボルタイミングを、シンボルレートにもとづいて抽出してタイミング再生を行う。
【００２１】
Ｃ／Ｎ（Carrier/Noise）検出手段２５は、タイミング再生手段２４によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出する。最適周波数補正値決定手段２６は、Ｃ／Ｎの値をモニタしながらスイープして、Ｃ／Ｎの最大値に対応する周波数補正値を最適周波数補正値ΔｆMAXとする。
【００２２】
キャリア再生手段２７は、最適周波数補正値ΔｆMAXにより周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う。すなわち、周波数補正手段２３では、最適周波数補正値ΔｆMAXによりデジタル信号生成手段２１からの出力を周波数補正して周波数補正信号を生成する。タイミング再生手段２４は、その周波数補正信号をタイミング再生する。この段階でタイミング再生手段２４からの出力は、キャリア再生手段２７の引き込み範囲内にあるため、キャリア再生手段２７は、引き込み処理を行ってシンボル信号の周波数ずれを最終的に補正する。
【００２３】
同期検出手段２８は、キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、フレーム内部のユニークワードを検出する。
図２、図３は復調装置２０の動作を示すフローチャートである（復調装置２０を第１の実施の形態とする）。
〔Ｓ１〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆを引き込み範囲の下限値−ＡMAXに設定する。
【００２４】
〔Ｓ２〕タイミング再生手段２４のロック時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
〔Ｓ３〕タイミング再生を行う。
【００２５】
〔Ｓ４〕タイミング再生がロックするために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していればステップＳ６へ行き、経過してなければステップＳ５へ行く。
〔Ｓ５〕タイマのカウントアップを行う。
【００２６】
〔Ｓ６〕Ｃ／Ｎ検出手段２５がＣ／Ｎを検出するための時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
〔Ｓ７〕Ｃ／Ｎ検出を行う。
【００２７】
〔Ｓ８〕Ｃ／Ｎ検出手段２５がＣ／Ｎを検出するために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していればステップＳ１０へ行き、経過してなければステップＳ９へ行く。
〔Ｓ９〕タイマのカウントアップを行う。
【００２８】
〔Ｓ１０〕現在のＣ／Ｎモニタの値を読み取り、これまでに読んだＣ／Ｎモニタ値の中で最大の値であればΔｆMAXを現在のΔｆ（周波数補正手段２３の周波数補正量）に更新し、これまでに読んだＣ／Ｎモニタ値の中で最大の値でなければΔｆMAXの更新は行なわない。
〔Ｓ１１〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆが引き込み範囲の上限値ＡMAXに達したかどうかを判断し、達していればステップＳ１３へ行き、達していなければステップＳ１２へ行く。
【００２９】
〔Ｓ１２〕周波数補正手段２３の周波数補正量Δｆの値を大きくする。
〔Ｓ１３〕周波数補正手段２３は、周波数補正値ΔｆをΔｆMAXに更新する。
〔Ｓ１４〕タイミング再生手段２４のロック時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
【００３０】
〔Ｓ１５〕タイミング再生を行う。
〔Ｓ１６〕タイミング再生がロックするために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していればステップＳ１８へ行き、経過してなければステップＳ１７へ行く。
【００３１】
〔Ｓ１７〕タイマのカウントアップを行う。
〔Ｓ１８〕キャリア再生手段２７のロック時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
〔Ｓ１９〕キャリア再生を行う。
【００３２】
〔Ｓ２０〕キャリア再生がロックするために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していればステップＳ２２へ行き、経過してなければステップＳ２１へ行く。
【００３３】
〔Ｓ２１〕タイマのカウントアップを行う。
〔Ｓ２２〕フレーム検出のロック時間を確保するためのタイマの初期化を行う。
〔Ｓ２３〕フレーム検出を行う。
【００３４】
〔Ｓ２４〕フレーム検出がロックするために必要な時間が経過したかどうかを判断し、経過していれば終了し、経過してなければステップＳ２５へ行く。
〔Ｓ２５〕タイマのカウントアップを行う。
【００３５】
次にキャリア再生手段２７の構成について説明する。図４はキャリア再生手段２７の構成を示す図である。複素乗算器２７ａは、ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器２７ｅの出力により、シンボルをθ〔ｒａｄ〕回転させる。位相比較器２７ｂは、複素乗算器２７ａの出力の位相差を計算する。
【００３６】
ループフィルタ２７ｃは、位相比較器２７ｂの出力を平滑化する。数値制御発振器２７ｄは、ループフィルタ２７ｃの出力値に応じて発振する。ｓｉｎθ，ｃｏｓθ生成器２７ｅは、数値制御発振器２７ｄの値に応じて、ｓｉｎθ及びｃｏｓθの値を生成する。
【００３７】
次にキャリアの周波数ずれ（以下、キャリアずれと呼ぶ）と、シンボルの分布関係について説明する。図５〜図８はキャリアずれに依存しているタイミング再生手段２４の出力のコンスタレーションを示す図である。なお、図中、色が濃いほど、シンボル点の存在数が高いことを示している。
【００３８】
キャリアずれが非常に小さい場合は、ほとんどのシンボル点が円上に乗るが（図５）、キャリアずれが大きくなるにつれてシンボル点の円上からのばらつきが大きくなり（図６）、さらに、キャリアずれがシンボル周波数の１／４を超えたあたりから、シンボル点が円上に乗らなくなる（図７）。そして、さらにずれが大きくなって、キャリアずれがシンボル周波数の１／２を超えると、準同期直交検波の出力のベースバンド成分が無くなるために、シンボル点が原点付近に集中する（図８）。
【００３９】
図９はコンスタレーション上でのキャリアずれとＣ／Ｎの関係を示す図である。図のコンスタレーション上で、半径ｒの円がシンボル周波数の基準振幅とする。そして、タイミング再生手段２４から、シンボル振幅が半径ｒａのシンボルが出力されたとする。
【００４０】
この場合、基準振幅とシンボル振幅の差分の絶対値ｄ（＝｜ｒ−ｒａ｜）がノイズによって生じた振幅のずれ量である。そして、基準振幅とシンボル振幅との差分の絶対値を、一定のシンボル数分算出して累積した累積値を求めれば、その累積値はキャリアとノイズの比率を表すＣ／Ｎに対応する。
【００４１】
具体的には、累積値が大きければ、ノイズの影響を強く受けてキャリアずれが大きくＣ／Ｎの値は小さくなる。また、累積値が小さければ、ノイズの影響が少なくキャリアずれが小さいのでＣ／Ｎの値は大きくなる。
【００４２】
図１０はＣ／Ｎ検出手段２５の構成例を示す図である。振幅演算器２５ａは、タイミング再生手段２４から出力されるＩ、Ｑの信号から、シンボル振幅（Ｉ2＋Ｑ2）0.5を計算する。差分算出器２５ｂは、基準振幅とシンボル振幅との差分値を求める。絶対値演算器２５ｃは、差分値の絶対値を求める。
【００４３】
カウンタ２５ｄは、１シンボル周期ごとに１ずつカウントして、カウント値が例えば、５００００を超えたときに０に戻るカウンタである。比較器２５ｅは、カウント値が５００００であるか調べ、５００００であれば“Ｈ”（更新パルス）を出力し、そうでなければ“Ｌ”（リセットパルス）を出力する。
【００４４】
ラッチ２５ｆは、入力信号を１シンボル分遅延させ、累積加算器２５ｇへのリセットをかける。累積加算器２５ｇは、入力の値を逐次加算していき、リセットパルスが入力されたときに値がゼロとなる。
【００４５】
ラッチ２５ｈは、更新パルスが“Ｈ”となったときの値を保持する。ビット反転器２５ｉは，入力のビットを反転してＣ／Ｎ情報を出力する。
上記の回路構成では、基準振幅とシンボル振幅との絶対値が５００００シンボル分累積され、５００００シンボルごとに値が更新される。また、図４〜図８で上述したように、キャリアずれが大きいほど振幅方向のばらつきが大きくなるので、累積加算器２５ｇの値は大きくなる。逆にキャリアずれが小さいほど振幅方向のばらつきが小さくなるので、累積加算器２５ｇの値は小さくなる。
【００４６】
したがって、累積加算器２５ｇの出力段にビット反転器２５ｉを設けて、キャリアずれが大きければ、ビット反転器２５ｉの出力値であるＣ／Ｎが小さくなるようにし、キャリアずれが小さければ、ビット反転器２５ｉの出力値であるＣ／Ｎが大きくなるようにしている。
【００４７】
図１１はキャリアずれとＣ／Ｎ検出回路の出力との関係のシミュレーション結果を示す図である。図１０の回路に、シンボル周波数＝１ＭＨｚのＱＰＳＫ変調信号をタイミング再生した際の信号を入力したシミュレーション結果を示している。縦軸にＣ／Ｎモニタ値〔ｄＢ〕、横軸にキャリアずれ〔ＭＨｚ〕をとる。
【００４８】
図から、キャリアずれがゼロのところでは、Ｃ／Ｎが最も高い値を示すことがわかる。また、低Ｃ／Ｎにおいて出力の凸部の幅がシンボル周波数の１／２程度あることがわかる。したがって、このＣ／Ｎモニタを用いてキャリアずれを検出する際には、シンボル周波数の１／２以下の幅で周波数スキップを行う必要がある。
【００４９】
次に第１の実施の形態の動作イメージについて説明する。図１２は第１の実施の形態の動作イメージを示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数ｆ０を、キャリア再生手段２７が最終的に合わせるべき周波数とし、引き込み範囲を図のＨとする。
【００５０】
第１の実施の形態では、周波数補正値Δｆ（Ｈよりも小さい値）を順に更新していく。この場合、図のような状態では、ポイントＰａが最もＣ／Ｎ値が高い値となり、ポイントＰａの周波数ｆｐａが最適周波数補正値となる。
【００５１】
また、最適周波数補正値ｆｐａと周波数ｆ０とのずれΔｈａは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲Ｈ内にある。このため、キャリア再生手段２７が引き込むことができ、周波数ずれの最終補正を行ってキャリア再生を行う。
【００５２】
ここで、従来の技術では、周波数補正値Δｆの更新にかかる時間が長かった。すなわち、周波数補正値を１回更新するのに、タイミング再生→キャリア再生→同期検出の処理を経て、同期が検出されていないことを認識した後に、周波数補正値の更新を行っていた。
【００５３】
したがって、周波数補正値を１回更新するのに、タイミング再生ロック時間とキャリア再生ロック時間とユニークワード検出時間との合計時間（ＴTMAX＋ＴCMAX＋ＴFMAX）がかかるために、引き込み範囲内まで周波数を補正するのに非常に時間がかかっていた。
【００５４】
一方、本発明の第１の実施の形態では、まず、Ｃ／Ｎ検出を行ってＣ／Ｎの最大値を見つけることで、キャリア再生手段２７が引き込める周波数ｆｐａを検出している。したがって、周波数補正値を１回更新するのにかかる時間は、タイミング再生ロック時間とＣ／Ｎ検出時間だけである。このため、従来と周波数補正値の更新回数は同じだが、更新時間が短いために（スキップ周期が短い）、従来と比べて短時間で復調することが可能になる。
【００５５】
以上説明したように、本発明では、各々の周波数補正値Δｆによって周波数補正されてタイミング再生されたシンボル周波数に対してＣ／Ｎを検出し、検出したＣ／ＮをスイープしてＣ／Ｎが最大となる値を検出する。そして、Ｃ／Ｎが最大となった時の周波数補正値を最適周波数補正値ΔｆMAXとすれば、その最適周波数補正値ΔｆMAXで周波数補正されてタイミング再生されたシンボル周波数は、最もキャリアずれの少ない信号と判断できる。また、その信号にわずかに残るキャリアずれは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲内にあるため、キャリア再生手段２７が補正できる。
【００５６】
なお、上記の説明では、Ｃ／Ｎの値をモニタしながらスイープして、Ｃ／Ｎの最大値に対応する周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値決定手段２６を、１つの構成要素として図１に示したが、周波数補正値出力手段２２またはＣ／Ｎ検出手段２５の少なくとも一方に、最適周波数補正値決定手段２６の機能を含む構成にしてもよい。
【００５７】
次に第２の実施の形態の復調装置について説明する。図１３は第２の実施の形態の構成を示す図である。図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素の説明は省略する。
【００５８】
第２の実施の形態である復調装置２０ａに対し、周波数補正値出力手段２２−１の周波数スキップ量は、第１の実施の形態で出力していた周波数補正値の周波数スキップ量よりも値が大きい。すなわち、第１の実施の形態で用いたキャリア再生手段２７の引き込み範囲以上の周波数スキップ量で周波数補正値の値が変化する。
【００５９】
ずれ検出手段２９ａは、引き込み範囲以上の周波数スキップにより決定した最適周波数補正値により、周波数補正及びタイミング再生された信号から周波数ずれを検出する。
【００６０】
キャリア再生手段２７−１は、ずれ検出手段２９ａで検出されたずれ量を受信して、引き込み範囲を広くして、キャリアの周波数ずれ補正を行ってキャリア再生を行う。
【００６１】
図１４は第２の実施の形態のキャリア再生手段２７−１の構成を示す図である。図４と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素に対する説明は省略する。
選択部２７ｆは、ずれ検出手段２９ａがずれ量を検出している区間は、ゼロを選択して、出力ゼロをループフィルタ２７ｃへ送信し、この間のフィードバック制御を無効にさせる（キャリア再生手段２７−１の動作を止める）。また、ずれ検出手段２９ａがずれ量の検出を終了した場合は、位相比較器２７ｂからの出力を選択して通常のフィードバック制御を有効にする。
【００６２】
加算器２７ｇは、ずれ検出手段２９ａから出力されたずれ量とループフィルタ２７ｃの値とを加算して加算値（第１の実施の形態よりも広くなった引き込み範囲を示す）を数値制御発振器２７ｄへ送信する。
【００６３】
次に動作について説明する。図１５は第２の実施の形態の動作イメージを示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数ｆ０を、キャリア再生手段２７−１が最終的に合わせるべき周波数とし、最初の引き込み範囲を図のＨとする。
【００６４】
第２の実施の形態では周波数補正値Δｆ（Ｈよりも大きい値）を順に更新していく。この場合、図のような状態では、ポイントＰｂが最もＣ／Ｎ値が高い値となり、ポイントＰｂの周波数ｆｐｂが最適周波数補正値となる。
【００６５】
ずれ検出手段２９ａは、最適周波数補正値と引き込み範囲Ｈの最小値Ｈminとの間のずれ量Δｈｂを検出して、このずれ量Δｈｂをキャリア再生手段２７−１に与える。このため、キャリア再生手段２７−１の引き込み範囲はＨから（Ｈ＋Δｈｂ）と広くなる。したがって、キャリア再生手段２７−１は、引き込み範囲（Ｈ＋Δｈｂ）で引き込み動作を行って、周波数ずれを最終的に補正して周波数ｆ０に合わせる。
【００６６】
以上説明したように、第２の実施の形態では、第１の実施の形態の時のキャリア再生手段２７（引き込み範囲Ｈ）の引き込み範囲より大きい値の周波数補正値で周波数補正を行い、決定した最適周波数補正値と引き込み範囲Ｈの最小値Ｈminとのずれ量Δｈｂを検出する。そして、引き込み範囲をＨから（Ｈ＋Δｈｂ）と広くして、引き込み範囲（Ｈ＋Δｈｂ）のキャリア再生手段２７−１で引き込み動作を行ってキャリア再生を行う構成とした。
【００６７】
このように、第２の実施の形態では、第１の実施の形態と比べて周波数補正値を大きな値で更新していくために、更新回数が減り、より短時間に復調を行うことが可能になる。
【００６８】
次に第３の実施の形態の復調装置について説明する。図１６は第３の実施の形態の構成を示す図である。図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素に対する説明は省略する。
【００６９】
周波数補正値出力手段２２−２は、最適周波数補正量が決定するまでは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲以上の幅で周波数補正値を更新する。そして、最適周波数補正値が決定した後は、同期検出信号（ＳＹＮＣ信号）にもとづいて、引き込み範囲より小さい幅で周波数補正値を更新する。
【００７０】
図１７は第３の実施の形態の動作イメージを示す図である。横軸に周波数をとる。また、周波数ｆ０を、キャリア再生手段２７が最終的に合わせるべき周波数とし、引き込み範囲を図のＨとする。
【００７１】
第３の実施の形態では、最初に、引き込み範囲Ｈよりも大きい値の周波数補正値Δｆ大を順に更新していく。この場合、図のような状態では、ポイントＰｃが最もＣ／Ｎ値が高い値となり、ポイントＰｃの周波数ｆｐｃが最適周波数補正値となる。
【００７２】
ところが、まだこの段階では最適周波数補正値ｆｐｃは、引き込み範囲Ｈ内には入っていないため、キャリア再生手段２７は引き込めない。したがって、本発明の第３の実施の形態では、最適周波数補正値ｆｐｃを決定した後は、さらにポイントＰｃから引き込み範囲Ｈよりも小さい周波数補正値Δｆ小値で順に更新していく。
【００７３】
そして、周波数補正値Δｆ小で更新していって、最初に引き込み範囲Ｈ内に入った周波数ｆ１を求める。周波数ｆ１と周波数ｆ０とのずれΔｈｃは、キャリア再生手段２７の引き込み範囲Ｈ内にある。このため、キャリア再生手段２７が引き込むことができ、周波数ずれの最終補正を行ってキャリア再生を行う。
【００７４】
なお、動作制御としては、Ｃ／Ｎの最大値を検出して最適周波数補正値を見つけるまでは、第２の実施の形態と同様である。そして、周波数補正値出力手段２２−２が同期検出手段２８からのＳＹＮＣ信号の状態を監視して、ＳＹＮＣ信号が“Ｌ”であれば、最適周波数補正値でもまだ同期がとれていないと判断して、引き込み範囲Ｈよりも小さい周波数補正値を、ＳＹＮＣ信号が“Ｈ”となるまで更新する。
【００７５】
以上説明したように、第３の実施の形態では、第２の実施の形態と同様に、引き込み範囲Ｈより大きい周波数補正値で周波数補正して、最適周波数補正値を決定する。そして、最適周波数補正値でも引き込めない場合には、同期検出手段２８のＳＹＮＣ信号の状態にもとづいて、引き込み範囲よりも小さい周波数補正値を更新してキャリア再生を行う構成とした。このように、段階的に周波数補正値の値を小さくしていって更新していくために、従来と比べてより短時間に復調を行うことが可能になる。
【００７６】
次にＣ／Ｎ検出の切替え制御について説明する。上記では、キャリアずれに依存しているシンボルからＣ／Ｎを検出することで、キャリア再生に対する効率のよい引き込み制御について説明してきた。
【００７７】
一方、本発明の復調装置は、衛星放送受信機などに適用される。衛星放送受信機では、電波を受信するアンテナの向きをＣ／Ｎの大小で調整したりする（例えば、テレビ画面のモニタ値を見ながら、ユーザがアンテナの向きを調整する）。このような場合に必要なＣ／Ｎは、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎである。したがって、キャリアずれに依存する復調制御時のＣ／Ｎと、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎとの切替え制御を行うことが必要である。
【００７８】
図１８はＣ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例である。なお、Ｃ／Ｎ検出手段２５の周辺ブロックのみを示し、図１と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素の説明は省略する。
【００７９】
セレクタ２ａは、キャリア再生前にはタイミング再生手段２４からの出力信号を選択し、キャリア再生後にはキャリア再生手段２７の出力信号を選択して、選択した信号をＣ／Ｎ検出手段２５へ送信する。なお、入力切替えはセレクト信号にもとづいて行う。
【００８０】
図１９はＣ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例である。図はＣ／Ｎ検出手段２５の周辺ブロック及びキャリア再生手段２７−２の内部構成を示している。図１、図４と同じ構成要素には同符号を付けて構成要素の説明は省略する。
【００８１】
Ｃ／Ｎ検出手段２５は、キャリア再生手段２７−２の第１の出力に接続しており、同期検出手段２８にはキャリア再生手段２７−２の第２の出力が接続している。また、キャリア再生手段２７−２の内部には、あらたにセレクタ２ｂが設置されている。セレクタ２ｂは、キャリア再生前には複素乗算器２７ａの入力信号を選択してＣ／Ｎ検出手段２５に出力し、キャリア再生後には複素乗算器２７ａの出力信号を選択してＣ／Ｎ検出手段２５に出力する。なお、入力切替えはセレクト信号にもとづいて行う。
【００８２】
以上説明した図１８、図１９の構成により、キャリアずれに依存する復調制御時のＣ／Ｎと、キャリアずれに依存しないＣ／Ｎとの切替え制御を効率よく行うことが可能になる。
【００８３】
次に本発明の復調装置を適用した放送システム及び放送受信装置について説明する。図２０は放送システムの概略構成を示す図である。放送システム１は、放送送信装置１００、テレビ受像機５が接続する放送受信装置２００、衛星３とから構成される。
【００８４】
放送送信装置１００に対し、変調手段１０１は、送信すべき信号を変調して変調信号を生成する。アップコンバータ１０２は、変調信号を無線信号に変換する。送信手段１０３は、無線信号をアンテナ１００ａを通じて衛星３へ向けて送信する。
【００８５】
放送受信装置２００に対し、受信手段２０１は、衛星３から地上へ向けて送信された信号をアンテナ２００ａを通じて受信し、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）で増幅する。ダウンコンバータ２０２は、増幅された受信信号の周波数変換（中間周波数帯への変換）を行い、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）で帯域制限して、復調すべき信号を生成する。
【００８６】
復調装置２０３（上述した第１〜第３の実施の形態の構成を有する）は、ダウンコンバータ２０２から出力される、送信側で変調された信号の復調制御を行う。その後は、デコーダ部（図示せず）でＭＰＥＧの動画像再生処理等を行って、再生データを生成し、テレビ受像機５へ送信する。また、テレビ受像機５は、再生された信号を表示する。
【００８７】
以上説明したように、本発明によれば、シンボル周波数を超える大きなキャリア周波数ずれが存在する場合でも迅速に復調を行うことが可能になる。また、復調後のＣ／Ｎの出力が、キャリア周波数ずれの量に依存しないように制御することが可能になる。
【００８８】
なお、上記の説明では、復調装置の適用例として、衛星通信の受信装置に適用したが、衛星通信以外の無線受信装置に幅広く適用することが可能である。
【００８９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の復調装置は、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出して、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい復調制御を行うことが可能になる。
【００９０】
また、本発明の放送システムは、放送受信側で、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出して、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送通信を行うことが可能になる。
【００９１】
さらに、本発明の放送受信装置は、タイミング再生後のシンボルからＣ／Ｎを検出して、Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とし、この最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行う構成とした。これにより、復調にかかる時間を短縮し、高品質で効率のよい放送受信制御を行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の復調装置の原理図である。
【図２】復調装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】復調装置の動作を示すフローチャートである。
【図４】キャリア再生手段の構成を示す図である。
【図５】キャリアずれに依存しているタイミング再生手段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図６】キャリアずれに依存しているタイミング再生手段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図７】キャリアずれに依存しているタイミング再生手段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図８】キャリアずれに依存しているタイミング再生手段の出力のコンスタレーションを示す図である。
【図９】コンスタレーション上でのキャリアずれとＣ／Ｎの関係を示す図である。
【図１０】Ｃ／Ｎ検出手段の構成例を示す図である。
【図１１】キャリアずれとＣ／Ｎ検出回路の出力との関係のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】第１の実施の形態の動作イメージを示す図である。
【図１３】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図１４】第２の実施の形態のキャリア再生手段の構成を示す図である。
【図１５】第２の実施の形態の動作イメージを示す図である。
【図１６】第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図１７】第３の実施の形態の動作イメージを示す図である。
【図１８】Ｃ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例である。
【図１９】Ｃ／Ｎ検出の切替え制御を示す構成例である。
【図２０】放送システムの概略構成を示す図である。
【図２１】従来のＰＳＫ復調機の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
２０ 復調装置
２１ デジタル信号生成手段
２２ 周波数補正値出力手段
２３ 周波数補正手段
２４ タイミング再生手段
２５ Ｃ／Ｎ検出手段
２６ 最適周波数補正値決定手段
２７ キャリア再生手段
２８ 同期検出手段
２１０ａ ローカルオシレータ
２１０ｂ π／２移相器
２１１ａ、２１１ｂ 乗算器
２１２ａ、２１２ｂ ＬＰＦ
２１３ａ、２１３ｂ Ａ／Ｄ変換器
Δｆ 周波数補正値
ΔｆMAX 最適周波数補正値
Claims (9)
- 変調信号の復調を行う復調装置において、
変調された入力信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、
シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を出力する周波数補正値出力手段と、
前記周波数補正値にもとづいて、前記デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する周波数補正手段と、
前記周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段と、
前記タイミング再生手段によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出するＣ／Ｎ検出手段と、
前記Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値決定手段と、
前記最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行うキャリア再生手段と、
キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する同期検出手段と、
を有することを特徴とする復調装置。 - 前記Ｃ／Ｎ検出手段は、キャリア引き込み制御を行う場合には、前記周波数ずれに依存しているシンボルからＣ／Ｎを検出し、キャリア引き込み後は、前記周波数ずれに依存しないシンボルからＣ／Ｎを検出することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
- 前記Ｃ／Ｎ検出手段は、シンボルの振幅方向のばらつきをもとに前記Ｃ／Ｎを検出することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
- 前記周波数補正値出力手段は、前記キャリア再生手段の引き込み範囲より小さい周波数に相当する値で周波数補正値を更新することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
- 前記周波数補正値出力手段は、前記キャリア再生手段の引き込み範囲より大きい周波数に相当する値で周波数補正値を更新することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
- 引き込み範囲以上の前記周波数補正値により決定した最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号と、前記キャリア再生手段の引き込み範囲とのずれを検出する、ずれ検出手段をさらに有することを特徴とする請求項５記載の復調装置。
- 前記周波数補正値出力手段は、前記最適周波数補正値が決定するまでは、前記キャリア再生手段の引き込み範囲以上の周波数補正値を出力し、前記最適周波数補正値が決定した後は、同期検出信号にもとづいて、前記引き込み範囲より小さい周波数補正値を出力することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
- デジタル衛星放送の通信を行う放送システムにおいて、
送信すべき信号を変調して変調信号を生成する変調手段と、前記変調信号を無線信号に変換するアップコンバータと、前記無線信号をアンテナを通じて衛星へ向けて送信する送信手段と、から構成される放送送信装置と、
前記衛星から地上へ向けて送信された信号を受信する受信手段と、受信信号の周波数変換を行って、復調すべき信号を生成するダウンコンバータと、前記ダウンコンバータから出力される、送信側で変調された信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を出力する周波数補正値出力手段と、前記周波数補正値にもとづいて、前記デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する周波数補正手段と、前記周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段と、前記タイミング再生手段によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出するＣ／Ｎ検出手段と、前記Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値決定手段と、前記最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行うキャリア再生手段と、キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する同期検出手段と、から構成される放送受信装置と、
を有することを特徴とする放送システム。 - デジタル衛星放送で、変調された信号を復調する放送受信装置において、
衛星から地上へ向けて送信された信号を受信する受信手段と、
受信信号の周波数変換を行って、復調すべき信号を生成するダウンコンバータと、
前記ダウンコンバータから出力される、送信側で変調された信号の同期検波を行った後に、Ａ／Ｄ変換をして、位相軸に対応したデジタル信号を生成するデジタル信号生成手段と、
シンボルレートにもとづいて設定された周波数補正値を出力する周波数補正値出力手段と、
前記周波数補正値にもとづいて、前記デジタル信号に周波数オフセットを与えて周波数補正信号を生成する周波数補正手段と、
前記周波数補正信号のシンボルタイミングを抽出して、タイミング再生を行うタイミング再生手段と、
前記タイミング再生手段によって得られたシンボルからＣ／Ｎを検出するＣ／Ｎ検出手段と、
前記Ｃ／Ｎが最も高い値の時の周波数補正値を最適周波数補正値とする最適周波数補正値決定手段と、
前記最適周波数補正値により周波数補正及びタイミング再生された信号の周波数ずれを最終的に補正してキャリア再生を行うキャリア再生手段と、
キャリア再生後のシンボルのエラー訂正を行い、ユニークワードを検出する同期検出手段と、
を有することを特徴とする放送受信装置。
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