JP3265585B2 - Ａｆｃ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信衛星による音声Ｐ
ＣＭ放送受信機のＡＦＣ回路に関するものである。
ＣＭ放送受信機のＡＦＣ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、通信衛星（ＣＳ）を用いたサービ
スが拡大しつつあり、音声ＰＣＭ放送もＣＳを用いてサ
ービスが開始されようとしている。このシステムは、通
常１チャンネル分の映像・音声を含むテレビジョン信号
を伝送するために使用されるトランスポンダ１本分の帯
域（２７ＭＨｚ）を占有して衛星放送（ＢＳ）と同等の
高品質ＰＣＭ音声の６チャンネル分をデジタル多重化し
て伝送するものである。本システムでは、通信衛星のト
ランスポンダの入出力非線形特性を考慮して、デジタル
多重化したＰＣＭ音声信号をＭＳＫ変調して伝送するこ
とが計画されている。これを受信するための音声ＰＣＭ
放送受信機は（図２）に示すようなブロックダイヤ図で
構成されている。（参考文献：『多チャンネルＰＣＭ音
声衛星放送』 ＮＨＫ技研 Ｒ＆Ｄ １９９０年２月１
５日 発行 亀田、河合著）（図２）において、１は、
音声ＰＣＭ放送受信機のＩＦ入力端子である。この端子
１には、アンテナで受信された衛星からの１２ＧＨｚ帯
の電波をダウンコンバータにより１ＧＨｚ帯に周波数変
換し、同軸ケーブルで屋内に導かれた第一中間周波信号
が印加される。２は第一中間周波増幅回路、３はイメー
ジフィルタ、４は周波数変換器、２０は局部発振器、２
１はＰＬＬ周波数制御回路、２２はＡＦＣ制御を行うマ
イクロコンピュ−タ回路、２３は周波数誤差検出回路、
５はバンドパスフィルタ、６はＭＳＫ復調器、７は高次
多重復号器、８は音声信号処理回路、９、１０は音声出
力端子、３３は同期検出回路、３４は二乗回路、３６は
乗算回路、３７は低域通過フィルタ回路、３８はコンパ
レ−タ、３９は基準電圧、３５は二分周回路である。
スが拡大しつつあり、音声ＰＣＭ放送もＣＳを用いてサ
ービスが開始されようとしている。このシステムは、通
常１チャンネル分の映像・音声を含むテレビジョン信号
を伝送するために使用されるトランスポンダ１本分の帯
域（２７ＭＨｚ）を占有して衛星放送（ＢＳ）と同等の
高品質ＰＣＭ音声の６チャンネル分をデジタル多重化し
て伝送するものである。本システムでは、通信衛星のト
ランスポンダの入出力非線形特性を考慮して、デジタル
多重化したＰＣＭ音声信号をＭＳＫ変調して伝送するこ
とが計画されている。これを受信するための音声ＰＣＭ
放送受信機は（図２）に示すようなブロックダイヤ図で
構成されている。（参考文献：『多チャンネルＰＣＭ音
声衛星放送』 ＮＨＫ技研 Ｒ＆Ｄ １９９０年２月１
５日 発行 亀田、河合著）（図２）において、１は、
音声ＰＣＭ放送受信機のＩＦ入力端子である。この端子
１には、アンテナで受信された衛星からの１２ＧＨｚ帯
の電波をダウンコンバータにより１ＧＨｚ帯に周波数変
換し、同軸ケーブルで屋内に導かれた第一中間周波信号
が印加される。２は第一中間周波増幅回路、３はイメー
ジフィルタ、４は周波数変換器、２０は局部発振器、２
１はＰＬＬ周波数制御回路、２２はＡＦＣ制御を行うマ
イクロコンピュ−タ回路、２３は周波数誤差検出回路、
５はバンドパスフィルタ、６はＭＳＫ復調器、７は高次
多重復号器、８は音声信号処理回路、９、１０は音声出
力端子、３３は同期検出回路、３４は二乗回路、３６は
乗算回路、３７は低域通過フィルタ回路、３８はコンパ
レ−タ、３９は基準電圧、３５は二分周回路である。
【０００３】以上のように構成された音声ＰＣＭ放送受
信機について、以下その動作について説明する。第一中
間周波増幅回路２、イメージフィルタ３、周波数変換器
４、局部発振器２０、ＰＬＬ周波数制御回路２１によっ
て選局回路が構成される。選局回路によって、１ＧＨｚ
帯のＭＳＫ信号は第二中間周波数に変換される。このと
き第一中間周波増幅回路２は、後段のＮＦが入力端子に
影響しないための低ＮＦの広帯域増幅器である。イメー
ジフィルタ３はイメージ妨害が生じないようにするため
のフィルタであり、第一中間周波数と第二中間周波数の
２倍の和であるイメージ周波数の成分を除去するための
ものである。周波数変換器４、局部発振器２０、ＰＬＬ
周波数制御回路２１によって周波数シンセサイザ方式に
よる周波数精度の高い周波数変換回路を構成している。
イメージフィルタ３は第二中間周波数を１４０ＭＨｚ帯
に選ぶときには、イメージ周波数が第一中間周波の帯域
内に入るために、選局すべき第一中間周波信号に追随し
てイメージ周波数は変化させる必要がある。これをイメ
ージフィルタの周波数トラッキングと呼び、それらの周
波数を精度よく一致させると共に、周波数特性が変化し
ないことが重要である。
信機について、以下その動作について説明する。第一中
間周波増幅回路２、イメージフィルタ３、周波数変換器
４、局部発振器２０、ＰＬＬ周波数制御回路２１によっ
て選局回路が構成される。選局回路によって、１ＧＨｚ
帯のＭＳＫ信号は第二中間周波数に変換される。このと
き第一中間周波増幅回路２は、後段のＮＦが入力端子に
影響しないための低ＮＦの広帯域増幅器である。イメー
ジフィルタ３はイメージ妨害が生じないようにするため
のフィルタであり、第一中間周波数と第二中間周波数の
２倍の和であるイメージ周波数の成分を除去するための
ものである。周波数変換器４、局部発振器２０、ＰＬＬ
周波数制御回路２１によって周波数シンセサイザ方式に
よる周波数精度の高い周波数変換回路を構成している。
イメージフィルタ３は第二中間周波数を１４０ＭＨｚ帯
に選ぶときには、イメージ周波数が第一中間周波の帯域
内に入るために、選局すべき第一中間周波信号に追随し
てイメージ周波数は変化させる必要がある。これをイメ
ージフィルタの周波数トラッキングと呼び、それらの周
波数を精度よく一致させると共に、周波数特性が変化し
ないことが重要である。
【０００４】バンドパスフィルタ５はＭＳＫ信号のみを
取り出し、ノイズや他チャンネルの信号を除去するため
のフィルタであり、一般的に位相群遅延特性に優れたガ
ウス特性のフィルタが採用される。このフィルタは受信
機の復調特性を決定する重要な役割を果すもので周波数
特性の安定性や位相群遅延特性を考慮して弾性表面波バ
ンドパスフィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）が適している。Ｍ
ＳＫ変調波のスペクトルは、図３に示すように広帯域に
広がっており、中心周波数近傍のスペクトラムは平坦に
近くなっている。
取り出し、ノイズや他チャンネルの信号を除去するため
のフィルタであり、一般的に位相群遅延特性に優れたガ
ウス特性のフィルタが採用される。このフィルタは受信
機の復調特性を決定する重要な役割を果すもので周波数
特性の安定性や位相群遅延特性を考慮して弾性表面波バ
ンドパスフィルタ（ＳＡＷ ＢＰＦ）が適している。Ｍ
ＳＫ変調波のスペクトルは、図３に示すように広帯域に
広がっており、中心周波数近傍のスペクトラムは平坦に
近くなっている。
【０００５】ＭＳＫ復調器６は、互いに直交するＩ，Ｑ
のベースバンド信号を取り出す役割を果すものである。
ＭＳＫ復調の復調段は、再生された搬送波信号を同相と
直交の２つの成分に分け、それぞれによって入力信号を
同期検波するものである。信号の分配や同期検波は第二
中間周波で行われる。その周波数としては信号の分配器
などの位相安定性を考慮して１４０ＭＨｚ帯が適してい
る。
のベースバンド信号を取り出す役割を果すものである。
ＭＳＫ復調の復調段は、再生された搬送波信号を同相と
直交の２つの成分に分け、それぞれによって入力信号を
同期検波するものである。信号の分配や同期検波は第二
中間周波で行われる。その周波数としては信号の分配器
などの位相安定性を考慮して１４０ＭＨｚ帯が適してい
る。
【０００６】そのベースバンド信号を入力して高次多重
復号器７は、ＭＳＫ復調された６チャンネル分のデジタ
ル多重された音声信号をそれぞれのチャンネルに分離す
るとともに、デジタル処理により伝送系の劣化に伴うビ
ット誤りを訂正する機能を果たす。音声信号処理回路８
は、分離された１チャンネル分のデジタル信号を入力し
て、ＰＣＭ復号処理であるインタリーブやレンジビット
や制御信号の処理を行なう。またＤ／Ａコンバータによ
って、デジタル信号をアナログ信号に変換し、ＬＰＦを
介して、音声ベースバンド信号（Ｒ，Ｌ）を出力端子
９、１０に出力するものである。
復号器７は、ＭＳＫ復調された６チャンネル分のデジタ
ル多重された音声信号をそれぞれのチャンネルに分離す
るとともに、デジタル処理により伝送系の劣化に伴うビ
ット誤りを訂正する機能を果たす。音声信号処理回路８
は、分離された１チャンネル分のデジタル信号を入力し
て、ＰＣＭ復号処理であるインタリーブやレンジビット
や制御信号の処理を行なう。またＤ／Ａコンバータによ
って、デジタル信号をアナログ信号に変換し、ＬＰＦを
介して、音声ベースバンド信号（Ｒ，Ｌ）を出力端子
９、１０に出力するものである。
【０００７】周波数誤差検出回路２３は第２中間周波数
が所定の周波数になるようにするための検出回路であ
る。ＭＳＫ復調器６は周波数ずれに対する復調特性の劣
化が大きい。このため第２中間周波数の周波数ずれは±
１００ｋＨｚ以下にする必要がある。このため周波数変
換器４、局部発振器２０、ＰＬＬ周波数制御回路２１か
ら構成される周波数シンセサイザの周波数ステップは３
０ｋＨｚ程度に設定するべきである。周波数誤差検出回
路２３は図４に示すように第１の分周器５０、第２の分
周器５２、基準水晶発振器５１、位相検波器５３、低域
通過フィルタ回路５４、シュミットトリガ回路５５から
なる。第１の分周器５０及び第２の分周器５２はマイク
ロコンピュ−タ２２によってその分周比を設定できる形
式のいわゆるプログラマブルカウンタである。入力され
る第２中間周波の±２０ｋＨｚにおいて、位相検波器５
３に入力される周波数と一致するように第一の分周器５
０と第２の分周器５２の分周比とをマイクロコンピュ−
タ２２により設定する。こうすれば、それらの各々の周
波数において、各々個々のシュミットトリガ回路５５の
出力信号が反転する。なお、低域通過フィルタ回路５４
は位相検波器５３の高調波成分を平滑する役割を果た
す。周波数誤差検出回路２３は第２中間周波数がその中
心周波数から±２０ｋＨｚ程度の周波数ずれが生じたと
きにマイクロコンピュータ２２に出力信号を与える。こ
の信号を用いてマイクロコンピュータ２２は、周波数シ
ンセサイザ回路を制御して第２中間周波数を所定の周波
数にする。
が所定の周波数になるようにするための検出回路であ
る。ＭＳＫ復調器６は周波数ずれに対する復調特性の劣
化が大きい。このため第２中間周波数の周波数ずれは±
１００ｋＨｚ以下にする必要がある。このため周波数変
換器４、局部発振器２０、ＰＬＬ周波数制御回路２１か
ら構成される周波数シンセサイザの周波数ステップは３
０ｋＨｚ程度に設定するべきである。周波数誤差検出回
路２３は図４に示すように第１の分周器５０、第２の分
周器５２、基準水晶発振器５１、位相検波器５３、低域
通過フィルタ回路５４、シュミットトリガ回路５５から
なる。第１の分周器５０及び第２の分周器５２はマイク
ロコンピュ−タ２２によってその分周比を設定できる形
式のいわゆるプログラマブルカウンタである。入力され
る第２中間周波の±２０ｋＨｚにおいて、位相検波器５
３に入力される周波数と一致するように第一の分周器５
０と第２の分周器５２の分周比とをマイクロコンピュ−
タ２２により設定する。こうすれば、それらの各々の周
波数において、各々個々のシュミットトリガ回路５５の
出力信号が反転する。なお、低域通過フィルタ回路５４
は位相検波器５３の高調波成分を平滑する役割を果た
す。周波数誤差検出回路２３は第２中間周波数がその中
心周波数から±２０ｋＨｚ程度の周波数ずれが生じたと
きにマイクロコンピュータ２２に出力信号を与える。こ
の信号を用いてマイクロコンピュータ２２は、周波数シ
ンセサイザ回路を制御して第２中間周波数を所定の周波
数にする。
【０００８】一方、ＭＳＫ復調器６を構成するＰＬＬ
は、位相雑音特性を良くするためにそのキャプチャ−レ
ンジはたかだか±１００ｋＨｚである。このために搬送
波再生回路の電圧制御発振器の周波数ドリフトによっ
て、ＡＦＣの引き込み時に搬送波が同期しない場合が生
じる。このような状態から正常な同期状態にするために
通常、図２に示すようにＭＳＫ復調器６には同期検出回
路３３が付加される。同期検出回路３３は図４に示すよ
うにＭＳＫ復調器６から出力されるクロック信号３２と
出力デ−タ信号のＩ信号ないしＱ信号３１とを二分周及
び二乗したのち乗算器３６により位相検波し、ＤＣ成分
のみを低域通過フィルタ３７により取り出し、基準電圧
３９とコンパレ−タ３８により比較して、クロック信号
３２と出力デ−タ信号３１との同期状態を検出すること
により、同期検出信号４０を得る。マイクロコンピュ−
タ２２は同期検出信号４０を入力し、ＭＳＫ復調器６が
同期していないときは、第二中間周波数をスイ−プす
る。これによってＡＦＣ引き込み時の非同期状態を回避
できる。
は、位相雑音特性を良くするためにそのキャプチャ−レ
ンジはたかだか±１００ｋＨｚである。このために搬送
波再生回路の電圧制御発振器の周波数ドリフトによっ
て、ＡＦＣの引き込み時に搬送波が同期しない場合が生
じる。このような状態から正常な同期状態にするために
通常、図２に示すようにＭＳＫ復調器６には同期検出回
路３３が付加される。同期検出回路３３は図４に示すよ
うにＭＳＫ復調器６から出力されるクロック信号３２と
出力デ−タ信号のＩ信号ないしＱ信号３１とを二分周及
び二乗したのち乗算器３６により位相検波し、ＤＣ成分
のみを低域通過フィルタ３７により取り出し、基準電圧
３９とコンパレ−タ３８により比較して、クロック信号
３２と出力デ−タ信号３１との同期状態を検出すること
により、同期検出信号４０を得る。マイクロコンピュ−
タ２２は同期検出信号４０を入力し、ＭＳＫ復調器６が
同期していないときは、第二中間周波数をスイ−プす
る。これによってＡＦＣ引き込み時の非同期状態を回避
できる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、音声Ｐ
ＣＭ放送受信機では、位相変調方式を採用しており、そ
の変調波のスペクトルは、広帯域に広がっている。しか
も中心周波数近傍のスペクトラムは平坦に近くなってい
る。このためバンドパスフィルタ５の出力を用いて第２
中間周波数の周波数ずれを従来のようにプログラマブル
カウンタを用いて検出すると、ＣＮ比の低下時には雑音
によって周波数誤差検出回路２３が誤動作し、図５に示
すようにその検出周波数が変化する。それに伴って第２
中間周波数が大きくずれてＭＳＫ復調器６の復調特性が
劣化するという課題があった。
ＣＭ放送受信機では、位相変調方式を採用しており、そ
の変調波のスペクトルは、広帯域に広がっている。しか
も中心周波数近傍のスペクトラムは平坦に近くなってい
る。このためバンドパスフィルタ５の出力を用いて第２
中間周波数の周波数ずれを従来のようにプログラマブル
カウンタを用いて検出すると、ＣＮ比の低下時には雑音
によって周波数誤差検出回路２３が誤動作し、図５に示
すようにその検出周波数が変化する。それに伴って第２
中間周波数が大きくずれてＭＳＫ復調器６の復調特性が
劣化するという課題があった。
【００１０】本発明は上記課題に鑑み、ＣＮ比の低下時
においても、誤動作の少ないＡＦＣ回路を提供すること
を目的としている。
においても、誤動作の少ないＡＦＣ回路を提供すること
を目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明のＡＦＣ回路は、通信衛星（ＣＳ）を用いて
伝送されるＭＳＫ変調された信号が入力する第一中間周
波増幅回路と、前記第一中間周波増幅回路の出力信号が
入力される信号を周波数変換する周波数変換器と局部発
振器とＰＬＬ周波数制御回路からなり前記第一中間周波
増幅回路からの出力信号を第二中間周波数に変換する周
波数変換回路と、前記周波数変換回路の出力信号を入力
としてＭＳＫ信号のみを通過させるバンドパスフィルタ
と、前記バンドパスフィルタの出力信号を入力とするＭ
ＳＫ復調器と、前記ＭＳＫ復調器の同期状態を検出する
同期検出回路と、前記ＭＳＫ復調器で再生された搬送波
信号を入力して前記第二中間周波数の周波数ずれを検出
する周波数誤差検出回路と、前記周波数誤差検出回路の
出力信号と前記同期検出回路の出力信号とを入力して前
記周波数変換回路に含まれる局部発振器の発振周波数を
制御する制御手段とを備え、前記周波数誤差検出回路で
検出された第二中間周波数のずれに対して前記制御手段
で前記周波数変換回路に含まれる局部発振器の発振周波
数を制御して周波数ずれを補正するとともに、前記ＭＳ
Ｋ復調器の同期状態を示す同期検出信号が検出されてい
ない時には、前記制御手段で前記周波数変換回路に含ま
れる局部発振器の発振周波数を制御して第二中間周波数
をスイープし、前記第二中間周波数のスイープにより同
期信号が検出された後は、前記周波数誤差検出回路の出
力信号を用いて通常のＡＦＣ回路の周波数引き込み制御
を行うようにしたことを特徴とするものである。
に、本発明のＡＦＣ回路は、通信衛星（ＣＳ）を用いて
伝送されるＭＳＫ変調された信号が入力する第一中間周
波増幅回路と、前記第一中間周波増幅回路の出力信号が
入力される信号を周波数変換する周波数変換器と局部発
振器とＰＬＬ周波数制御回路からなり前記第一中間周波
増幅回路からの出力信号を第二中間周波数に変換する周
波数変換回路と、前記周波数変換回路の出力信号を入力
としてＭＳＫ信号のみを通過させるバンドパスフィルタ
と、前記バンドパスフィルタの出力信号を入力とするＭ
ＳＫ復調器と、前記ＭＳＫ復調器の同期状態を検出する
同期検出回路と、前記ＭＳＫ復調器で再生された搬送波
信号を入力して前記第二中間周波数の周波数ずれを検出
する周波数誤差検出回路と、前記周波数誤差検出回路の
出力信号と前記同期検出回路の出力信号とを入力して前
記周波数変換回路に含まれる局部発振器の発振周波数を
制御する制御手段とを備え、前記周波数誤差検出回路で
検出された第二中間周波数のずれに対して前記制御手段
で前記周波数変換回路に含まれる局部発振器の発振周波
数を制御して周波数ずれを補正するとともに、前記ＭＳ
Ｋ復調器の同期状態を示す同期検出信号が検出されてい
ない時には、前記制御手段で前記周波数変換回路に含ま
れる局部発振器の発振周波数を制御して第二中間周波数
をスイープし、前記第二中間周波数のスイープにより同
期信号が検出された後は、前記周波数誤差検出回路の出
力信号を用いて通常のＡＦＣ回路の周波数引き込み制御
を行うようにしたことを特徴とするものである。
【００１２】
【作用】本発明は上記した構成によって、入力信号が周
波数変換回路により周波数変換され、バンドパスフィル
タを通過して、位相復調器に入力される。位相復調器は
搬送波信号を再生するとともに、同期検出回路によって
位相復調器の同期状態が検出される。また同期検出が得
られている時は、搬送波信号の周波数は入力信号である
位相変調波の中心周波数と一致している。そこで同期信
号が得られている時には 周波数誤差検出回路には、位
相復調器で再生された搬送波信号が入力され、これによ
り第二中間周波数のずれが検出され、マイクロコンピュ
−タで、周波数変換回路に含まれる局部発振器の発振周
波数が制御される。一方、位相復調器の同期状態を示す
同期検出信号が検出されていない時には、マイクロコン
ピュ−タで周波数変換回路に含まれる局部発振器の発振
周波数を制御して、第二中間周波数をスイ−プする。第
二中間周波数のスイ−プにより、同期検出信号が検出さ
れた後は、周波数誤差検出回路の出力信号を用いて通常
のＡＦＣ回路の周波数引き込み制御を行う。
波数変換回路により周波数変換され、バンドパスフィル
タを通過して、位相復調器に入力される。位相復調器は
搬送波信号を再生するとともに、同期検出回路によって
位相復調器の同期状態が検出される。また同期検出が得
られている時は、搬送波信号の周波数は入力信号である
位相変調波の中心周波数と一致している。そこで同期信
号が得られている時には 周波数誤差検出回路には、位
相復調器で再生された搬送波信号が入力され、これによ
り第二中間周波数のずれが検出され、マイクロコンピュ
−タで、周波数変換回路に含まれる局部発振器の発振周
波数が制御される。一方、位相復調器の同期状態を示す
同期検出信号が検出されていない時には、マイクロコン
ピュ−タで周波数変換回路に含まれる局部発振器の発振
周波数を制御して、第二中間周波数をスイ−プする。第
二中間周波数のスイ−プにより、同期検出信号が検出さ
れた後は、周波数誤差検出回路の出力信号を用いて通常
のＡＦＣ回路の周波数引き込み制御を行う。
【００１３】このように周波数誤差検出回路に入力され
る信号は、位相復調器で再生される搬送波信号であるた
め、位相変調成分がない。かつまた入力信号のＣＮ比が
低いときに、入力する雑音成分は位相復調器のＰＬＬの
狭帯域特性によって低減される。そのため、雑音による
ＡＦＣ回路の動作劣化が少なくなり位相復調器の周波数
ずれに伴う復調特性の劣化を少なくすることができる。
る信号は、位相復調器で再生される搬送波信号であるた
め、位相変調成分がない。かつまた入力信号のＣＮ比が
低いときに、入力する雑音成分は位相復調器のＰＬＬの
狭帯域特性によって低減される。そのため、雑音による
ＡＦＣ回路の動作劣化が少なくなり位相復調器の周波数
ずれに伴う復調特性の劣化を少なくすることができる。
【００１４】
【実施例】以下本発明の一実施例について図を参照しな
がら説明する。
がら説明する。
【００１５】図１において、１は第一中間周波信号の入
力端子、２は第一中間周波増幅回路、３はイメージフィ
ルタ、４は周波数変換器、５はバンドパスフィルタ、６
はＭＳＫ復調器、７は高次多重復号器、８は音声信号処
理回路、９、１０は音声出力信号端子、２０は局部発振
器、２１はＰＬＬ周波数制御回路、２２はＡＦＣの制御
を行う制御手段であるマイクロコンピュータ回路、２３
は周波数誤差検出回路、３３は同期検出回路、４０は同
期検出信号である。
力端子、２は第一中間周波増幅回路、３はイメージフィ
ルタ、４は周波数変換器、５はバンドパスフィルタ、６
はＭＳＫ復調器、７は高次多重復号器、８は音声信号処
理回路、９、１０は音声出力信号端子、２０は局部発振
器、２１はＰＬＬ周波数制御回路、２２はＡＦＣの制御
を行う制御手段であるマイクロコンピュータ回路、２３
は周波数誤差検出回路、３３は同期検出回路、４０は同
期検出信号である。
【００１６】以上のように構成されたＡＦＣ回路につい
て、以下その動作について説明する。入力端子１に入力
された１ＧＨｚ帯のＭＳＫ信号は、第一中間周波増幅回
路２、イメージフィルタ３、周波数変換器４、局部発振
器２０、ＰＬＬ周波数制御回路２１からなる選局回路に
よって１４０ＭＨｚ帯の第二中間周波数に変換される。
バンドパスフィルタ５はＭＳＫ信号のみを取り出し、ノ
イズや他チャンネルの信号を除去するためのチャンネル
フィルタであり、一般的に位相群遅延特性に優れたガウ
ス特性のフィルタが採用される。
て、以下その動作について説明する。入力端子１に入力
された１ＧＨｚ帯のＭＳＫ信号は、第一中間周波増幅回
路２、イメージフィルタ３、周波数変換器４、局部発振
器２０、ＰＬＬ周波数制御回路２１からなる選局回路に
よって１４０ＭＨｚ帯の第二中間周波数に変換される。
バンドパスフィルタ５はＭＳＫ信号のみを取り出し、ノ
イズや他チャンネルの信号を除去するためのチャンネル
フィルタであり、一般的に位相群遅延特性に優れたガウ
ス特性のフィルタが採用される。
【００１７】ＭＳＫ復調器６は、１４０ＭＨｚ帯のＭＳ
Ｋ信号を入力して、互いに直交するＩ，Ｑのベースバン
ド信号を取り出す役割を果すものである。ＭＳＫ復調段
では、再生された搬送波信号を同相と直交の２つの成分
に分け、それぞれによって入力信号を同期検波するもの
である。ＭＳＫ復調器６は周波数ずれに対する復調特性
の劣化が大きいので、第二中間周波数の周波数ずれは±
１００ｋＨｚ以下にする必要がある。このため周波数変
換器４、局部発振器２０、ＰＬＬ周波数制御回路２１か
ら構成される周波数シンセサイザの周波数ステップは３
０ｋＨｚ程度に設定する。
Ｋ信号を入力して、互いに直交するＩ，Ｑのベースバン
ド信号を取り出す役割を果すものである。ＭＳＫ復調段
では、再生された搬送波信号を同相と直交の２つの成分
に分け、それぞれによって入力信号を同期検波するもの
である。ＭＳＫ復調器６は周波数ずれに対する復調特性
の劣化が大きいので、第二中間周波数の周波数ずれは±
１００ｋＨｚ以下にする必要がある。このため周波数変
換器４、局部発振器２０、ＰＬＬ周波数制御回路２１か
ら構成される周波数シンセサイザの周波数ステップは３
０ｋＨｚ程度に設定する。
【００１８】高次多重復号器７は、ＭＳＫ復調された６
チャンネル分のデジタル多重された音声信号をそれぞれ
のチャンネルに分離するとともに、デジタル処理により
伝送系の劣化に伴うビット誤りを訂正する機能を果す。
高次多重復号器７の出力するデジタル信号は音声信号処
理回路８に導かれる。音声信号処理回路８はＰＣＭ復号
処理であるインタリーブやレンジビット処理や制御信号
の処理などを行なう。またＤ／Ａコンバータによって、
デジタル信号をアナログ信号に変換し、ＬＰＦを介し
て、音声ベースバンド信号（Ｒ，Ｌ）を出力端子９、１
０に出力するものである。
チャンネル分のデジタル多重された音声信号をそれぞれ
のチャンネルに分離するとともに、デジタル処理により
伝送系の劣化に伴うビット誤りを訂正する機能を果す。
高次多重復号器７の出力するデジタル信号は音声信号処
理回路８に導かれる。音声信号処理回路８はＰＣＭ復号
処理であるインタリーブやレンジビット処理や制御信号
の処理などを行なう。またＤ／Ａコンバータによって、
デジタル信号をアナログ信号に変換し、ＬＰＦを介し
て、音声ベースバンド信号（Ｒ，Ｌ）を出力端子９、１
０に出力するものである。
【００１９】周波数誤差検出回路２３は、ＭＳＫ復調器
６で再生された搬送波信号を入力して、第二中間周波数
が所定の周波数になるようにするための検出回路であ
る。同期信号が得られた時には、周波数誤差検出回路２
３は再生された搬送波の発振周波数かつ第２中間周波数
がその中心周波数から±２０ｋＨｚ程度の周波数ずれが
生じたときにマイクロコンピュータ２２に出力信号を与
える。この信号を用いてマイクロコンピュータ２２は、
周波数シンセサイザ回路を制御して第２中間周波数を所
定の周波数にする。同期検出が得られていない時は、周
波数誤差検出回路２３は正常動作をしないのでＡＦＣ回
路の周波数引きこみ動作は実行できない。そこで第二中
間周波数をマイクロコンピュ−タ２２によりスイ−プす
る。スイ−プに伴って同期検出が得られた後は周波数誤
差検出回路２３の出力信号を、用いて通常のＡＦＣ回路
の周波数引きこみ制御を行う。
６で再生された搬送波信号を入力して、第二中間周波数
が所定の周波数になるようにするための検出回路であ
る。同期信号が得られた時には、周波数誤差検出回路２
３は再生された搬送波の発振周波数かつ第２中間周波数
がその中心周波数から±２０ｋＨｚ程度の周波数ずれが
生じたときにマイクロコンピュータ２２に出力信号を与
える。この信号を用いてマイクロコンピュータ２２は、
周波数シンセサイザ回路を制御して第２中間周波数を所
定の周波数にする。同期検出が得られていない時は、周
波数誤差検出回路２３は正常動作をしないのでＡＦＣ回
路の周波数引きこみ動作は実行できない。そこで第二中
間周波数をマイクロコンピュ−タ２２によりスイ−プす
る。スイ−プに伴って同期検出が得られた後は周波数誤
差検出回路２３の出力信号を、用いて通常のＡＦＣ回路
の周波数引きこみ制御を行う。
【００２０】以上のようにかかる構成によれば、周波数
誤差検出回路２３に入力する信号は、位相復調器で再生
される搬送波信号であるため位相変調成分がなく、かつ
また入力信号のＣＮ比が低いときに、位相復調器のＰＬ
Ｌの狭帯域特性によって雑音成分が軽減されるため、Ｃ
Ｎ比が低い場合でもＡＦＣ動作の誤動作が少なくなる。
またさらに周波数誤差検出回路２３の出力デ−タをマイ
クロコンピュ−タ２２により５回連続して取り込み多数
決判定すれば積分効果が得られるので、さらに低いＣＮ
比まで、正確なＡＦＣ動作が可能となりＭＳＫ復調器６
の復調特性の劣化が少なくなる。
誤差検出回路２３に入力する信号は、位相復調器で再生
される搬送波信号であるため位相変調成分がなく、かつ
また入力信号のＣＮ比が低いときに、位相復調器のＰＬ
Ｌの狭帯域特性によって雑音成分が軽減されるため、Ｃ
Ｎ比が低い場合でもＡＦＣ動作の誤動作が少なくなる。
またさらに周波数誤差検出回路２３の出力デ−タをマイ
クロコンピュ−タ２２により５回連続して取り込み多数
決判定すれば積分効果が得られるので、さらに低いＣＮ
比まで、正確なＡＦＣ動作が可能となりＭＳＫ復調器６
の復調特性の劣化が少なくなる。
【００２１】なお上記の実施例において同期検出信号４
０は同期検出回路３３の出力としたが、高次多重復号器
７から出力される高次フレ−ム同期信号を用いてもよ
い。また、同期検出信号４０は同期検出回路３３の出力
としたが、音声信号処理回路８から出力される低次フレ
−ム同期信号を用いてもよい。
０は同期検出回路３３の出力としたが、高次多重復号器
７から出力される高次フレ−ム同期信号を用いてもよ
い。また、同期検出信号４０は同期検出回路３３の出力
としたが、音声信号処理回路８から出力される低次フレ
−ム同期信号を用いてもよい。
【００２２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、入力信号
を周波数変換する周波数変換器と局部発振器とＰＬＬ周
波数制御回路からなる周波数変換回路と、前記周波数変
換回路の出力信号を入力として希望信号のみを通過させ
るバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出
力信号を入力とする位相復調器と、前記位相復調器の同
期状態を検出する同期検出回路と、前記位相復調器で再
生された搬送波信号を入力して周波数ずれを検出する周
波数誤差検出回路と、前記周波数誤差検出回路の出力信
号と前記同期検出回路の出力信号とを入力して周波数変
換回路に含まれる局部発振器の発振周波数を制御する制
御手段を備え、同期検出が得られていないときには第二
中間周波数をスイ−プし、同期検出が得られているとき
には通常の周波数引き込み制御を行うことにより、ＣＮ
比が低い場合におけるＡＦＣ回路の誤動作が大幅に改善
される。
を周波数変換する周波数変換器と局部発振器とＰＬＬ周
波数制御回路からなる周波数変換回路と、前記周波数変
換回路の出力信号を入力として希望信号のみを通過させ
るバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出
力信号を入力とする位相復調器と、前記位相復調器の同
期状態を検出する同期検出回路と、前記位相復調器で再
生された搬送波信号を入力して周波数ずれを検出する周
波数誤差検出回路と、前記周波数誤差検出回路の出力信
号と前記同期検出回路の出力信号とを入力して周波数変
換回路に含まれる局部発振器の発振周波数を制御する制
御手段を備え、同期検出が得られていないときには第二
中間周波数をスイ−プし、同期検出が得られているとき
には通常の周波数引き込み制御を行うことにより、ＣＮ
比が低い場合におけるＡＦＣ回路の誤動作が大幅に改善
される。
【図１】本発明の一実施例における音声ＰＣＭ放送受信
機のブロック図
機のブロック図
【図２】従来例における音声ＰＣＭ放送受信機のブロッ
ク図
ク図
【図３】ＭＳＫ変調波のスペクトラム
【図４】周波数誤差検出回路のブロック図
【図５】ＣＮ比対検出周波数特性図
１ 第一中間周波信号の入力端子 ２ 第一中間周波増幅器 ３ イメージフィルタ ４ 周波数変換器 ５ バンドパスフィルタ ６ ＭＳＫ復調器 ７ 高次多重復号器 ８ 音声信号処理回路 ９、１０ 音声出力信号端子 ２０ 局部発振器 ２１ ＰＬＬ周波数制御回路 ２２ ＡＦＣの制御を行うマイクロコンピュータ回路 ２３ 周波数誤差検出回路 ３３ 同期検出回路 ３４ ２乗回路 ３５ ２分周回路 ３６ 乗算器 ３７ 低域通過フィルタ回路 ３８ コンパレ−タ ３９ 基準電圧
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−182317（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−77938（ＪＰ，Ｕ) 亀田耕造、河合直樹，多チャンネルＰ ＣＭ音声衛星放送，ＮＨＫ技研のＲ＆ Ｄ，日本，1990年 ２月15日，Ｐ56−69 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04N 5/50 H03J 7/00 - 7/06 H04B 1/16
Claims (1)
- 【請求項１】 通信衛星（ＣＳ）を用いて伝送されるＭ
ＳＫ変調された信号が入力する第一中間周波増幅回路
と、前記第一中間周波増幅回路の出力信号が入力される
信号を周波数変換する周波数変換器と局部発振器とＰＬ
Ｌ周波数制御回路からなり前記第一中間周波増幅回路か
らの出力信号を第二中間周波数に変換する周波数変換回
路と、前記周波数変換回路の出力信号を入力としてＭＳ
Ｋ信号のみを通過させるバンドパスフィルタと、前記バ
ンドパスフィルタの出力信号を入力とするＭＳＫ復調器
と、前記ＭＳＫ復調器の同期状態を検出する同期検出回
路と、前記ＭＳＫ復調器で再生された搬送波信号を入力
して前記第二中間周波数の周波数ずれを検出する周波数
誤差検出回路と、前記周波数誤差検出回路の出力信号と
前記同期検出回路の出力信号とを入力して前記周波数変
換回路に含まれる局部発振器の発振周波数を制御する制
御手段とを備え、前記周波数誤差検出回路で検出された
第二中間周波数のずれに対して前記制御手段で前記周波
数変換回路に含まれる局部発振器の発振周波数を制御し
て周波数ずれを補正するとともに、前記ＭＳＫ復調器の
同期状態を示す同期検出信号が検出されていない時に
は、前記制御手段で前記周波数変換回路に含まれる局部
発振器の発振周波数を制御して第二中間周波数をスイー
プし、前記第二中間周波数のスイープにより同期信号が
検出された後は、前記周波数誤差検出回路の出力信号を
用いて通常のＡＦＣ回路の周波数引き込み制御を行うよ
うにしたことを特徴とするＡＦＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12903591A JP3265585B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ａｆｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12903591A JP3265585B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ａｆｃ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04354282A JPH04354282A (ja) | 1992-12-08 |
| JP3265585B2 true JP3265585B2 (ja) | 2002-03-11 |
Family
ID=14999499
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12903591A Expired - Fee Related JP3265585B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | Ａｆｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3265585B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4232533B2 (ja) * | 2003-05-19 | 2009-03-04 | 独立行政法人科学技術振興機構 | 超伝導受信機システム |
-
1991
- 1991-05-31 JP JP12903591A patent/JP3265585B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 亀田耕造、河合直樹，多チャンネルＰＣＭ音声衛星放送，ＮＨＫ技研のＲ＆Ｄ，日本，１９９０年 ２月１５日，Ｐ５６−６９ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04354282A (ja) | 1992-12-08 |
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