JPH10242881A - デジタル衛星放送用受信機 - Google Patents
デジタル衛星放送用受信機Info
- Publication number
- JPH10242881A JPH10242881A JP4186797A JP4186797A JPH10242881A JP H10242881 A JPH10242881 A JP H10242881A JP 4186797 A JP4186797 A JP 4186797A JP 4186797 A JP4186797 A JP 4186797A JP H10242881 A JPH10242881 A JP H10242881A
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- Japan
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- frequency
- digital
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Abstract
(57)【要約】
【課題】デジタル衛星放送用受信機の小型化と安定受信
に好適なチューナとデジタル復調を図る。 【解決手段】クロック信号の源発振信号の第三の発振器
１９の発振周波数を発振器１０の発振周波数の１／Ｎに
選び、分周手段を設けて、発振器１０の分周出力をデジ
タル復調手段１７のクロック信号の源発振信号とする。
に好適なチューナとデジタル復調を図る。 【解決手段】クロック信号の源発振信号の第三の発振器
１９の発振周波数を発振器１０の発振周波数の１／Ｎに
選び、分周手段を設けて、発振器１０の分周出力をデジ
タル復調手段１７のクロック信号の源発振信号とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル衛星放送
受信機の小型化と安定受信に好適なチューナとデジタル
復調に関する。
受信機の小型化と安定受信に好適なチューナとデジタル
復調に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＱＰＳＫ変調やＭＳＫ変調などの直交デ
ジタル変調を受信するデジタル衛星放送用受信機の主要
部を図４に示す。１はハイパスフィルタ、２は前置増幅
器、３は可変同調フィルタ、４はミクサ、５は第一の発
振器、６は周波数シンセサイザ、７はバンドパスフィル
タ、８はＲＦＡＧＣ制御手段、９はＩＦ増幅器、１０は
第二の発振器、１１は直交検波手段、１２は９０度移相
器、１３はＩＦＡＧＣ増幅器、１４Ａ，Ｂは掛算器、１
５はフロントエンド、１６はアナログ・デジタル変換
器、１７はデジタル復調手段、１８はクロック再生手
段、１９は第三の発振器、１００は高周波入力端子、１
０１は屋外ユニットの電源端子、１０２は同調電源端
子、１０３は電源端子、１０４は直交検波器のＩ出力信
号、１０５は直交検波器のＱ出力信号、１１０はデジタ
ル復調手段の出力信号、１１１はクロック再生出力信
号、１１２はアナログ・デジタル変換器のサンプリング
クロック信号である。フロントエンド１２は屋外ユニッ
ト（図示せず）から１ＧＨｚ帯のデジタル変調信号が入
力端子１００から入力され、ハイパスフィルタ１と前置
増幅器２と可変同調フィルタ３によって不要波除去と増
幅が行われミクサ４と第一の発振器５からなる周波数変
換手段により希望チャネルは、例えば、４７９．５ＭＨ
ｚの中間周波数に変換され、ミクサ４の出力はバンドパ
スフィルタ７とＩＦ増幅器９を介して、直交検波手段１
１によって第二の発振器１０の出力から９０度移相器１
２で発生した９０度異なる二つのキャリア信号と掛算器
１４Ａと１４Ｂで掛算され、それぞれ直交検波手段１１
のＩの出力を１０４からＱの出力を１０５から出力す
る。第二の発振器１０は固定発振器である。フロントエ
ンド１２から得られたＩとＱ信号は、アナログ・デジタ
ル変換器１６でそれぞれデジタル変換されデジタル復調
手段１７によってキャリア再生とクロック再生手段１８
によるクロック再生が行われ復調出力１１０とクロック
信号１１１とアナログ・デジタル変換器１６のサンプリ
ングクロック信号１１２が出力される。また、デジタル
復調手段１７ではエラー訂正が行われる場合もある。第
三の発振器１９はクロック再生信号の基となる源発振器
で、その周波数は通常アナログ・デジタル変換器１６で
サンプリングする信号レートの２倍以上が用いられる。
例えば４０〜５０ＭｂｐｓのＱＰＳＫ変調を受信する場
合、直交検波手段１１のＩ出力１０４からＱ出力１０５
は２０〜２５Ｍｂｐｓであり、サンプリング周波数は４
０〜５０ＭＨｚ以上となる。したがって第三の発振器１
９は例えば３倍オーバートーンの５０〜６０ＭＨｚ帯の
水晶発振器を用いる。
ジタル変調を受信するデジタル衛星放送用受信機の主要
部を図４に示す。１はハイパスフィルタ、２は前置増幅
器、３は可変同調フィルタ、４はミクサ、５は第一の発
振器、６は周波数シンセサイザ、７はバンドパスフィル
タ、８はＲＦＡＧＣ制御手段、９はＩＦ増幅器、１０は
第二の発振器、１１は直交検波手段、１２は９０度移相
器、１３はＩＦＡＧＣ増幅器、１４Ａ，Ｂは掛算器、１
５はフロントエンド、１６はアナログ・デジタル変換
器、１７はデジタル復調手段、１８はクロック再生手
段、１９は第三の発振器、１００は高周波入力端子、１
０１は屋外ユニットの電源端子、１０２は同調電源端
子、１０３は電源端子、１０４は直交検波器のＩ出力信
号、１０５は直交検波器のＱ出力信号、１１０はデジタ
ル復調手段の出力信号、１１１はクロック再生出力信
号、１１２はアナログ・デジタル変換器のサンプリング
クロック信号である。フロントエンド１２は屋外ユニッ
ト（図示せず）から１ＧＨｚ帯のデジタル変調信号が入
力端子１００から入力され、ハイパスフィルタ１と前置
増幅器２と可変同調フィルタ３によって不要波除去と増
幅が行われミクサ４と第一の発振器５からなる周波数変
換手段により希望チャネルは、例えば、４７９．５ＭＨ
ｚの中間周波数に変換され、ミクサ４の出力はバンドパ
スフィルタ７とＩＦ増幅器９を介して、直交検波手段１
１によって第二の発振器１０の出力から９０度移相器１
２で発生した９０度異なる二つのキャリア信号と掛算器
１４Ａと１４Ｂで掛算され、それぞれ直交検波手段１１
のＩの出力を１０４からＱの出力を１０５から出力す
る。第二の発振器１０は固定発振器である。フロントエ
ンド１２から得られたＩとＱ信号は、アナログ・デジタ
ル変換器１６でそれぞれデジタル変換されデジタル復調
手段１７によってキャリア再生とクロック再生手段１８
によるクロック再生が行われ復調出力１１０とクロック
信号１１１とアナログ・デジタル変換器１６のサンプリ
ングクロック信号１１２が出力される。また、デジタル
復調手段１７ではエラー訂正が行われる場合もある。第
三の発振器１９はクロック再生信号の基となる源発振器
で、その周波数は通常アナログ・デジタル変換器１６で
サンプリングする信号レートの２倍以上が用いられる。
例えば４０〜５０ＭｂｐｓのＱＰＳＫ変調を受信する場
合、直交検波手段１１のＩ出力１０４からＱ出力１０５
は２０〜２５Ｍｂｐｓであり、サンプリング周波数は４
０〜５０ＭＨｚ以上となる。したがって第三の発振器１
９は例えば３倍オーバートーンの５０〜６０ＭＨｚ帯の
水晶発振器を用いる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし従来例は、デジ
タル衛星放送用受信機をテレビ受信機やＶＴＲなどへ内
蔵するため図４に示した回路ブロックの小型化を図る上
で、独立した３個の発振器を必要とし回路面積が必要な
こと、第三の発振器１９に高価な水晶発振子が必要なこ
と、また第三の発振器１９のスプリアス成分と中間周波
数の差成分で直交検波手段１１のＩ出力とＱ出力の低減
にビート成分が発生しやすいなどの欠点があった。
タル衛星放送用受信機をテレビ受信機やＶＴＲなどへ内
蔵するため図４に示した回路ブロックの小型化を図る上
で、独立した３個の発振器を必要とし回路面積が必要な
こと、第三の発振器１９に高価な水晶発振子が必要なこ
と、また第三の発振器１９のスプリアス成分と中間周波
数の差成分で直交検波手段１１のＩ出力とＱ出力の低減
にビート成分が発生しやすいなどの欠点があった。
【０００４】本発明の目的は、デジタル衛星放送用受信
機をテレビ受信機やＶＴＲなどへ内蔵するのに好適なチ
ューナとデジタル復調を提供することにある。
機をテレビ受信機やＶＴＲなどへ内蔵するのに好適なチ
ューナとデジタル復調を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のデジタル衛星放
送用受信機は、この目的を達成するために、クロック信
号の源発振信号の第三の発振器の発振周波数を第二の発
振器の発振周波数の１／Ｎに選び、分周手段を設けて、
第二の発振器の分周出力をデジタル復調手段のクロック
信号の源発振信号とすることにより達成される。第二の
発振器の周波数は、直交検波手段１１は擬似同期検波で
動作することから入力の中間周波数と同一で、欧米では
４７９．５ＭＨｚ、国内のＢＳでは４０２．７８ＭＨｚ
である。これを１／８分周すると５９．９３７５ＭＨｚ
あるいは５０．３４７５ＭＨｚが得られ、デジタル復調
手段１７のクロック再生に必要な従来例で述べた第三の
発振器の５０〜６０ＭＨｚを満足することができる。す
なわち、第二の発振器の分周出力を用いることにより第
三の発振器を削除できるため、発振回路パターンの削
減、高価な水晶振動子の削減でき、また、従来の第三の
発振器のスプリアスによる妨害に対しても、本発明では
分周手段の出力周波数と中間周波数とは整数比の関係に
あるため顕著な低域ビート妨害は発生し難い。
送用受信機は、この目的を達成するために、クロック信
号の源発振信号の第三の発振器の発振周波数を第二の発
振器の発振周波数の１／Ｎに選び、分周手段を設けて、
第二の発振器の分周出力をデジタル復調手段のクロック
信号の源発振信号とすることにより達成される。第二の
発振器の周波数は、直交検波手段１１は擬似同期検波で
動作することから入力の中間周波数と同一で、欧米では
４７９．５ＭＨｚ、国内のＢＳでは４０２．７８ＭＨｚ
である。これを１／８分周すると５９．９３７５ＭＨｚ
あるいは５０．３４７５ＭＨｚが得られ、デジタル復調
手段１７のクロック再生に必要な従来例で述べた第三の
発振器の５０〜６０ＭＨｚを満足することができる。す
なわち、第二の発振器の分周出力を用いることにより第
三の発振器を削除できるため、発振回路パターンの削
減、高価な水晶振動子の削減でき、また、従来の第三の
発振器のスプリアスによる妨害に対しても、本発明では
分周手段の出力周波数と中間周波数とは整数比の関係に
あるため顕著な低域ビート妨害は発生し難い。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明の実施例を図を用いて詳細
に説明する。
に説明する。
【０００７】図１は本発明の一実施例のブロック図であ
る。図中、２０は分周手段である。第二の発振器１０の
出力を分岐し分周手段２０に入力し、分周手段２０の出
力１２０をデジタル復調手段１７のクロック再生手段１
８に従来例の第三の発振器の出力に代えて入力する。第
二の発振器１０は、例えば、ＳＡＷ共振子を用いた発振
器であり、ここで分周手段２０の分周比を１／８とする
と、欧米の４７９．５ＭＨｚに対しては５９．９３７５
ＭＨｚ、国内のＢＳでは４０２．７８ＭＨｚに対しては
５０．３４７５ＭＨｚが得られ、クロック再生手段１８
の源発振信号となる。この実施例で、対応可能なＱＰＳ
Ｋの伝送レートは４７９．５ＭＨｚでは約５４Ｍｂｐ
ｓ、４０２．７８ＭＨｚでは約４６Ｍｂｐｓである。分
周手段２０は入力周波数がＵＨＦ帯であるため一般的な
テレビ用の安価な固定分周器で実現出来る。
る。図中、２０は分周手段である。第二の発振器１０の
出力を分岐し分周手段２０に入力し、分周手段２０の出
力１２０をデジタル復調手段１７のクロック再生手段１
８に従来例の第三の発振器の出力に代えて入力する。第
二の発振器１０は、例えば、ＳＡＷ共振子を用いた発振
器であり、ここで分周手段２０の分周比を１／８とする
と、欧米の４７９．５ＭＨｚに対しては５９．９３７５
ＭＨｚ、国内のＢＳでは４０２．７８ＭＨｚに対しては
５０．３４７５ＭＨｚが得られ、クロック再生手段１８
の源発振信号となる。この実施例で、対応可能なＱＰＳ
Ｋの伝送レートは４７９．５ＭＨｚでは約５４Ｍｂｐ
ｓ、４０２．７８ＭＨｚでは約４６Ｍｂｐｓである。分
周手段２０は入力周波数がＵＨＦ帯であるため一般的な
テレビ用の安価な固定分周器で実現出来る。
【０００８】図２は本発明の別の実施例のデジタル衛星
放送用受信機を示すブロック図である。図１に対して本
発明は、アナログ・デジタル変換器１６とデジタル復調
手段１７をフロントエンド１５に一体化した実施例であ
る。本実施例は、デジタル衛星放送用受信機のテレビや
ＶＴＲへの組込みに対して有効な例である。第二の発振
器１０の分周出力１２０を用いることにより第三の発振
器を削除できるため、発振回路パターンの削減、高価な
水晶振動子の削減、また、従来の第三の発振器に見られ
るスプリアス妨害に対しても軽減される。
放送用受信機を示すブロック図である。図１に対して本
発明は、アナログ・デジタル変換器１６とデジタル復調
手段１７をフロントエンド１５に一体化した実施例であ
る。本実施例は、デジタル衛星放送用受信機のテレビや
ＶＴＲへの組込みに対して有効な例である。第二の発振
器１０の分周出力１２０を用いることにより第三の発振
器を削除できるため、発振回路パターンの削減、高価な
水晶振動子の削減、また、従来の第三の発振器に見られ
るスプリアス妨害に対しても軽減される。
【０００９】図３は本発明の別の実施例のデジタル衛星
放送用受信機を示すブロック図である。図２に対して本
発明は、分周手段２０と直交検波手段１１を集積化した
直交検波ＩＣ２１とアナログ・デジタル変換器１６とデ
ジタル復調手段１７を集積化したデジタル復調手段ＩＣ
１９による実施例である。直交検波ＩＣ２１において第
二の発振器１０の出力を分周手段２０で分周し、その分
周出力１２０をデジタル復調手段ＩＣ１９のクロック再
生手段１８に入力する。本実施例も、デジタル衛星放送
用受信機のテレビやＶＴＲへの組込みに対して小型化が
図れ有効な例である。
放送用受信機を示すブロック図である。図２に対して本
発明は、分周手段２０と直交検波手段１１を集積化した
直交検波ＩＣ２１とアナログ・デジタル変換器１６とデ
ジタル復調手段１７を集積化したデジタル復調手段ＩＣ
１９による実施例である。直交検波ＩＣ２１において第
二の発振器１０の出力を分周手段２０で分周し、その分
周出力１２０をデジタル復調手段ＩＣ１９のクロック再
生手段１８に入力する。本実施例も、デジタル衛星放送
用受信機のテレビやＶＴＲへの組込みに対して小型化が
図れ有効な例である。
【００１０】
【発明の効果】本発明によれば、第二の発振器の分周出
力を用いることにより第三の発振器を削除できるため、
発振回路パターンの削減、高価な水晶振動子の削減で
き、また、従来の第三の発振器のスプリアスによる妨害
に対しても、本発明では分周手段の出力周波数と中間周
波数とは整数比の関係にあるため顕著な低域ビート妨害
は発生し難い効果が得られ、デジタル衛星放送用受信機
をテレビ受信機やＶＴＲなどへ内蔵するのに好適な小型
のチューナとデジタル復調を実現できる。
力を用いることにより第三の発振器を削除できるため、
発振回路パターンの削減、高価な水晶振動子の削減で
き、また、従来の第三の発振器のスプリアスによる妨害
に対しても、本発明では分周手段の出力周波数と中間周
波数とは整数比の関係にあるため顕著な低域ビート妨害
は発生し難い効果が得られ、デジタル衛星放送用受信機
をテレビ受信機やＶＴＲなどへ内蔵するのに好適な小型
のチューナとデジタル復調を実現できる。
【図１】本発明の一実施例のデジタル衛星放送用受信機
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】本発明の第二の実施例のデジタル衛星放送用受
信機を示すブロック図。
信機を示すブロック図。
【図３】本発明の第三の実施例のデジタル衛星放送用受
信機を示すブロック図。
信機を示すブロック図。
【図４】従来のデジタル衛星放送用受信機を示すブロッ
ク図。
ク図。
１…ハイパスフィルタ、 ２…前置増幅器、 ３…可変同調フィルタ、 ４…ミクサ、 ５…第一の発振器、 ６…周波数シンセサイザ、 ７…バンドパスフィルタ、 ８…ＲＦＡＧＣ制御手段、 ９…ＩＦ増幅器、 １０…第二の発振器、 １１…直交検波手段、 １５…フロントエンド、 １６…アナログ・デジタル変換器、 １７…デジタル復調手段、 １８…クロック再生手段、 １９…アナログ・デジタル変換器内蔵デジタル復調手
段、 ２０…分周手段、 ２１…分周器内蔵直交検波手段。
段、 ２０…分周手段、 ２１…分周器内蔵直交検波手段。
Claims (6)
- 【請求項１】第一の発振器とミクサと可変利得増幅器を
含む周波数変換手段と、第二の発振器と掛算器とからな
る直交検波手段と、デジタル復調手段と第三の発振器と
からなり、前記周波数変換手段の出力を前記直交検波手
段によって擬似同期検波し、前記デジタル復調手段によ
ってデジタル復調とエラー訂正と第三の発振器の出力を
クロック信号の源発振信号とするクロック信号を生成す
るデジタル衛星放送用受信機において、 前記クロック信号の源発振信号の前記第三の発振器の発
振周波数は、前記周波数変換手段の出力周波数あるいは
前記第二の発振器の発振周波数の１／Ｎ（Ｎは整数値）
であることを特徴とするデジタル衛星放送用受信機。 - 【請求項２】第一の発振器とミクサと可変利得増幅器を
含む周波数変換手段と、第二の発振器と掛算器とからな
る直交検波手段と、デジタル復調手段と第三の発振器と
からなり、前記周波数変換手段の出力を前記直交検波手
段によって擬似同期検波し、前記デジタル復調手段によ
ってデジタル復調とエラー訂正と第三の発振器の出力を
クロック信号の源発振信号とするクロック信号を生成す
るデジタル衛星放送用受信機において、 分周手段を具備し、前記第二の発振器の発振出力を分岐
し前記分周手段に入力され、前記分周手段の出力を前記
デジタル復調手段のクロック信号の源発振信号とするこ
とを特徴とするデジタル衛星放送用受信機。 - 【請求項３】請求項２において、前記周波数変換手段と
前記直交検波手段と前記デジタル復調手段と前記分周手
段が一体の筐体内に配置され、高周波のデジタル変調信
号を入力し、デジタル復調信号もしくはエラー訂正出力
が得られるデジタル衛星放送用受信機。 - 【請求項４】請求項２または３において、前記直交検波
手段と前記分周手段は一つの集積化回路であるデジタル
衛星放送用受信機。 - 【請求項５】請求項２、３または４において、前記直交
検波手段の前記第二の発振器はＳＡＷ発振器であるデジ
タル衛星放送用受信機。 - 【請求項６】請求項１、２、３、４または５において、
Ｎ＝８あるいは分周比＝１／８であるデジタル衛星放送
用受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4186797A JPH10242881A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | デジタル衛星放送用受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4186797A JPH10242881A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | デジタル衛星放送用受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10242881A true JPH10242881A (ja) | 1998-09-11 |
Family
ID=12620220
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4186797A Pending JPH10242881A (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | デジタル衛星放送用受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10242881A (ja) |
-
1997
- 1997-02-26 JP JP4186797A patent/JPH10242881A/ja active Pending
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