JPS5957534A - 衛星放送用受信器の屋内ユニツト - Google Patents
衛星放送用受信器の屋内ユニツトInfo
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- JPS5957534A JPS5957534A JP57167873A JP16787382A JPS5957534A JP S5957534 A JPS5957534 A JP S5957534A JP 57167873 A JP57167873 A JP 57167873A JP 16787382 A JP16787382 A JP 16787382A JP S5957534 A JPS5957534 A JP S5957534A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- circuit
- intermediate frequency
- indoor unit
- Prior art date
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- Granted
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
- H03D3/242—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop combined with means for controlling the frequency of a further oscillator, e.g. for negative frequency feedback or AFC
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
- H03J7/065—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers the counter or frequency divider being used in a phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、放送衛星からの電波を受信するためのＳＨＦ
受信器に関し、特にその受信電波を周波数変換して得ら
れた第１中間周波へ信号を処理するための屋内ユニット
ヲ、従来の最終中間周波数に比べて十分に高い第２中間
周波数をもったシングルス−パーヘテロダイン方式の受
信器構成としたものである。
受信器に関し、特にその受信電波を周波数変換して得ら
れた第１中間周波へ信号を処理するための屋内ユニット
ヲ、従来の最終中間周波数に比べて十分に高い第２中間
周波数をもったシングルス−パーヘテロダイン方式の受
信器構成としたものである。
一般に、パラボラアンテナで受波された放送衛星からの
電波、たとえば１１．７〜１２．２ ＧＨｚの信号は、
アンテナ直下の屋外に設けられたローノイズコンバータ
ＬＮＣによって、９５０〜１４５０Ｇ）（ｚの第１中間
周波信号に群変換され、同軸ケーブルで屋内ユニットへ
供給される。屋内ユニットは、ＬＮＧから供給された第
１中間周波信号から特定局の周波数選択し、増幅し、そ
してＶ Ｉ ＤＢＯ信号およびＡ Ｕ Ｄ Ｉ Ｏ信号
を復調する。
電波、たとえば１１．７〜１２．２ ＧＨｚの信号は、
アンテナ直下の屋外に設けられたローノイズコンバータ
ＬＮＣによって、９５０〜１４５０Ｇ）（ｚの第１中間
周波信号に群変換され、同軸ケーブルで屋内ユニットへ
供給される。屋内ユニットは、ＬＮＧから供給された第
１中間周波信号から特定局の周波数選択し、増幅し、そ
してＶ Ｉ ＤＢＯ信号およびＡ Ｕ Ｄ Ｉ Ｏ信号
を復調する。
上記のような屋内ユニットの受信機構では、従来、最終
中間周波数を受信周波数よりもかなり低い、たとえば７
０ＭＨｚ程度の高さに設定しているのが普通である。し
かし、このような場合、以下のような間“−が生じてい
た。
中間周波数を受信周波数よりもかなり低い、たとえば７
０ＭＨｚ程度の高さに設定しているのが普通である。し
かし、このような場合、以下のような間“−が生じてい
た。
■ シングルス−パーヘテロダインあるいはダブルス−
パーヘテロダインにおいて、復調器に入力される中間周
波信号の周波数が７０ＭＨｚ程度の高さの場合、ＰＬＬ
復調方式では比帯域が広くなり。
パーヘテロダインにおいて、復調器に入力される中間周
波信号の周波数が７０ＭＨｚ程度の高さの場合、ＰＬＬ
復調方式では比帯域が広くなり。
可変容量ダイオードを１個用いただけの簡単なＶＣＯで
は直線性が不十分となり、もつと直線性の良い高価なＶ
ＣＯを使用しなければならない。
は直線性が不十分となり、もつと直線性の良い高価なＶ
ＣＯを使用しなければならない。
■ 上記■で、ＰＩ、Ｌ復調とは異なる復調方式をとる
ものでは、中間周波出力信号の一部をＡＦＣに使用する
ことになる。との場合の信号は、Ｃ／Ｎ（搬送波／ラン
ダム雑音比）スレッショルドエクステンション効果が働
かない信号であるため。
ものでは、中間周波出力信号の一部をＡＦＣに使用する
ことになる。との場合の信号は、Ｃ／Ｎ（搬送波／ラン
ダム雑音比）スレッショルドエクステンション効果が働
かない信号であるため。
Ｃ／Ｎが悪い場合にはＡＦＣが誤動作するおそれがある
。
。
（ツ シングルス−パーヘテロダインにおいて、中間
周波数をたとえば７０ＭＨｚとした場合には、イメージ
周波数が入力信号の帯域内に入るため、イメージリジェ
クション型ミキサー回路を使用するか、またはミキサー
回路の前段に９選局回路と連動するＲＶ同調回路を挿入
する必要がある。
周波数をたとえば７０ＭＨｚとした場合には、イメージ
周波数が入力信号の帯域内に入るため、イメージリジェ
クション型ミキサー回路を使用するか、またはミキサー
回路の前段に９選局回路と連動するＲＶ同調回路を挿入
する必要がある。
本発明の目的は、従来の衛星放送用受信器の屋内ユニッ
トにおける上述した問題点を解決することにあり、その
ための手段として、屋内ユニットをシングルス−パーヘ
テロダイン構成として、その中間周波数をイメージ周波
数が入力信号の帯域外となる十分に高い周波数に設定し
、かつＰＬＬ復調器を使用し、Ｃ／Ｎの高いＡＦＣ制御
信号をつくるものである。
トにおける上述した問題点を解決することにあり、その
ための手段として、屋内ユニットをシングルス−パーヘ
テロダイン構成として、その中間周波数をイメージ周波
数が入力信号の帯域外となる十分に高い周波数に設定し
、かつＰＬＬ復調器を使用し、Ｃ／Ｎの高いＡＦＣ制御
信号をつくるものである。
本発明の特徴は次の通りである。
■ シングルス−パーヘテロダイン構成とすることによ
り、ダブルス−パーヘテロダインに比べて。
り、ダブルス−パーヘテロダインに比べて。
簡単になり、しかも、２個の局部発振器により生じる多
くのスプリアス妨害がない。
くのスプリアス妨害がない。
■ 中間周波数を、たとえば入力信号帯域９５０〜１４
５０ＭＨ２に対して約６００ ＭＨｚ程度の高さにとり
、イメージ周波数が入力信号帯域内に入らないようにし
ているため、ミキサー回路にはイメージリジェクション
型のものを使用する必要がなく、簡単化される。
５０ＭＨ２に対して約６００ ＭＨｚ程度の高さにとり
、イメージ周波数が入力信号帯域内に入らないようにし
ているため、ミキサー回路にはイメージリジェクション
型のものを使用する必要がなく、簡単化される。
■’ ＰＬＬ復調器を構成するＶＣＯの中心周波数。
すなわち中間周波数が、たとえば６００ ＭＨｚと高い
ため、比帯域を狭くでき、安価なＶＣＯを用いて直線性
の良好な復調を行なうことができる。
ため、比帯域を狭くでき、安価なＶＣＯを用いて直線性
の良好な復調を行なうことができる。
■’ ＰＬＬ復調器を構成するＶＣ，Ｏの出力信号の
一部＊ｑｕ用シーｃ、 ｃ ／Ｎスレッショルドエク
ステンション効果の高いＡＦＣ信号を生成することがで
きる。
一部＊ｑｕ用シーｃ、 ｃ ／Ｎスレッショルドエク
ステンション効果の高いＡＦＣ信号を生成することがで
きる。
以下に、上記のの乃至■、について更に詳述する。
入力周波数が９５０〜１４５０ ＭＨｚの５００ ＭＨ
ｚ帯域幅である場合、イメージ周波数を入力周波数の帯
域外とするためには、中間周波数を２５０ ＭＨｚ以上
に選べば良い。シングルバランスミキサー等の安価なミ
キサー回路を使用する従来の方式では。
ｚ帯域幅である場合、イメージ周波数を入力周波数の帯
域外とするためには、中間周波数を２５０ ＭＨｚ以上
に選べば良い。シングルバランスミキサー等の安価なミ
キサー回路を使用する従来の方式では。
中間周波数を下げて（たとえば７０ ＭＨｚ ）帯域内
にイメージ信号が入ってくる場合には、ＲＦ段に局発周
波数にトラッキングした可変のＲＦ同調回路を挿入して
、イメージ信号周波数を減衰させておくか、または高価
なイメージリジェクションミキサー回路方式を用いるし
かなく９寸たたとえイメージリジェクションミキサーを
用いても、イメージ周波数減衰度として十分な性能は得
られず。
にイメージ信号が入ってくる場合には、ＲＦ段に局発周
波数にトラッキングした可変のＲＦ同調回路を挿入して
、イメージ信号周波数を減衰させておくか、または高価
なイメージリジェクションミキサー回路方式を用いるし
かなく９寸たたとえイメージリジェクションミキサーを
用いても、イメージ周波数減衰度として十分な性能は得
られず。
しかも１局発信号は、一般のミキサーに比べて高い信号
レベルが必要となるため、ＯＳＣブロックのコストが上
昇する。したがって、中間周波数を２５０ ＭＨｚ以上
に選ぶことによって、ミキサーが簡単になりコストを安
くすることができる。
レベルが必要となるため、ＯＳＣブロックのコストが上
昇する。したがって、中間周波数を２５０ ＭＨｚ以上
に選ぶことによって、ミキサーが簡単になりコストを安
くすることができる。
次に、ＰＬＬ−ＦＭ復調の面から中間周波数を考えてみ
ると、中間周波信号の周波数偏移は中間周波数の高低と
は関係なく一定であるから、中間周波数が低いと比帯域
が広くなり、直線性の良いＶＣＯが必要となる。そのた
め、高価な特殊可変容量ダイオードを用いたり、ｇｃＬ
による電圧制御マルチバイブレータを用い−ｃ、ＰＬＬ
用のＶＣＯを設計する必要がある。これに対して、中間
周波数を高く選んだ場合、ＵＨＦチューナの発振回路と
同様なλ／２型ストリップライン方式に汎用の可変容量
ダイオードを組合わせてＶＣＯを設計しても、比帯域が
狭いので十分な直線性が得られ、安価なＰＬＬ−ＦＭ復
調器を作ることが出来る。
ると、中間周波信号の周波数偏移は中間周波数の高低と
は関係なく一定であるから、中間周波数が低いと比帯域
が広くなり、直線性の良いＶＣＯが必要となる。そのた
め、高価な特殊可変容量ダイオードを用いたり、ｇｃＬ
による電圧制御マルチバイブレータを用い−ｃ、ＰＬＬ
用のＶＣＯを設計する必要がある。これに対して、中間
周波数を高く選んだ場合、ＵＨＦチューナの発振回路と
同様なλ／２型ストリップライン方式に汎用の可変容量
ダイオードを組合わせてＶＣＯを設計しても、比帯域が
狭いので十分な直線性が得られ、安価なＰＬＬ−ＦＭ復
調器を作ることが出来る。
次にＩＦ増幅器の面から中間周波数を考えてみると、中
間周波数は、低い方が利得も高く、安定性も良くするこ
とができるが、最近の半導体技術の進歩によって、ＩＧ
Ｈｚ以下では高性能なトランジスタを安価に入手するこ
とが出来ることと、マイクロストリップライン形式の回
路構成で増幅器を設計し、かつシールドおよび枠による
分割構造をとることにより、現在では６００ ＭＨｚの
中間周波数のシングルス−パーヘテロダイン方式でも。
間周波数は、低い方が利得も高く、安定性も良くするこ
とができるが、最近の半導体技術の進歩によって、ＩＧ
Ｈｚ以下では高性能なトランジスタを安価に入手するこ
とが出来ることと、マイクロストリップライン形式の回
路構成で増幅器を設計し、かつシールドおよび枠による
分割構造をとることにより、現在では６００ ＭＨｚの
中間周波数のシングルス−パーヘテロダイン方式でも。
十分な利得と動作安定性とを得ることが可能となってい
る。
る。
またＰＬＬ−ＦＭ復調用のＶＣＯの直線性についても、
中心周波数ｆ： Ｉ ＧＨｚ以上にまで高くしなくとも
、６００ＭＨｚで２／２型発振回路と汎用可変容量ダイ
オードのＶＣＯにより十分な直線性が得られ、安価なＰ
ＬＬ−ＦＭ復調器を作ることが出来る。
中心周波数ｆ： Ｉ ＧＨｚ以上にまで高くしなくとも
、６００ＭＨｚで２／２型発振回路と汎用可変容量ダイ
オードのＶＣＯにより十分な直線性が得られ、安価なＰ
ＬＬ−ＦＭ復調器を作ることが出来る。
以上の様な理由から、中間周波数の高いシングルス−パ
ーヘテロダイン方式は、十分な動作安定性が得られるな
らば、−ダブルス−パーヘテロダイン方式や中間周波数
の低い、シングルス−パーヘテロダイン方式よりも、性
能、コストの両面ですぐれていることが理解されよう。
ーヘテロダイン方式は、十分な動作安定性が得られるな
らば、−ダブルス−パーヘテロダイン方式や中間周波数
の低い、シングルス−パーヘテロダイン方式よりも、性
能、コストの両面ですぐれていることが理解されよう。
シングルスーバーヘテログイン方式の中間周波数の最適
値については、ＩＦ増幅器のコストおよび動作の安定性
と、ＵＨＦチューナ用の半導体が安価に入手出来ること
から、現在では９００ＭＨｚが上限と考えられる。また
周波数の下限は、イメージ周波数とＰＬＬ−ＦＭ復調用
ＶＣＯの直線性とから決定され、３００ＭＨｚ以上と考
えられる。
値については、ＩＦ増幅器のコストおよび動作の安定性
と、ＵＨＦチューナ用の半導体が安価に入手出来ること
から、現在では９００ＭＨｚが上限と考えられる。また
周波数の下限は、イメージ周波数とＰＬＬ−ＦＭ復調用
ＶＣＯの直線性とから決定され、３００ＭＨｚ以上と考
えられる。
したがって、実際の中間周波数は、３００〜９００ＭＨ
ｚの範囲内で、各種ビートやスプリアスが発生しない周
波数が選ばれ、６００ＭＨｚとして説明した。たとえば
後述する実施例では、６００ＭＨｚが選択されている。
ｚの範囲内で、各種ビートやスプリアスが発生しない周
波数が選ばれ、６００ＭＨｚとして説明した。たとえば
後述する実施例では、６００ＭＨｚが選択されている。
次にＡＦＣについては、ＦＭ復調にＰ Ｌ Ｌ方式を使
うことにより、ＩＦ倍信号ずれを検出する信号としてｖ
ＣＯの信号全利用し、Ｃ／Ｎの良い信号を得ることがで
きる。これをプリスケーラで分周し、汎用Ｉｉ’ Ｍ検
波ＩＣを利用しでＡ Ｆ Ｃ制御電圧を作り出すことに
よってＲＦ信号のＣ／Ｎが悪い場合にも、ＡＦＣの誤動
作を少なくすることができる。
うことにより、ＩＦ倍信号ずれを検出する信号としてｖ
ＣＯの信号全利用し、Ｃ／Ｎの良い信号を得ることがで
きる。これをプリスケーラで分周し、汎用Ｉｉ’ Ｍ検
波ＩＣを利用しでＡ Ｆ Ｃ制御電圧を作り出すことに
よってＲＦ信号のＣ／Ｎが悪い場合にも、ＡＦＣの誤動
作を少なくすることができる。
また、ＡＰ”Ｃに使用できるＩＣが安価で高感度である
ことから、グリスケーラ出力信号ｉ Ａ Ｔ’ Ｔで減
衰させて低レベルで接続出来るため、プリスケーラ出力
信号の高調波妨害を少なくすることができる。更に、ク
オドラチャ検波段のコイルとコンデンサ温度変動を考慮
して温度補償をすれば。
ことから、グリスケーラ出力信号ｉ Ａ Ｔ’ Ｔで減
衰させて低レベルで接続出来るため、プリスケーラ出力
信号の高調波妨害を少なくすることができる。更に、ク
オドラチャ検波段のコイルとコンデンサ温度変動を考慮
して温度補償をすれば。
−１０℃〜＋５０℃で、’／Ｚｏｏｏｉ度の十分なＡＦ
Ｃの基準を得ることができる。また上記ＩＣにはリミッ
タ作用があるため、ＶＣＯやプリスケーラのレベル変動
に対しても、十分な安定性を得ることができる。
Ｃの基準を得ることができる。また上記ＩＣにはリミッ
タ作用があるため、ＶＣＯやプリスケーラのレベル変動
に対しても、十分な安定性を得ることができる。
次にＲＦ槽構造ついては、動作の安定性を得るために、
少なくともＲＦブロック、ＩＦブロック。
少なくともＲＦブロック、ＩＦブロック。
Ｏ８Ｃブロックの三つのブロックに枠を分割することに
よって、ＩＦ６００ＭＨｚのシンゲルスーツく一ヘテロ
ダイン方式においても十分安定に動作させることができ
る。
よって、ＩＦ６００ＭＨｚのシンゲルスーツく一ヘテロ
ダイン方式においても十分安定に動作させることができ
る。
第１図は本発明実施例の概略構成図、第２図はその主要
部の細部構成図である。以下に、各構成要素について説
明する。
部の細部構成図である。以下に、各構成要素について説
明する。
Ｌ Ｎ Ｃ（１）は、パラボラアンテナの直下に設置さ
れるローノイズコンバータであり９例えば１１．７〜１
２．２ＧＨ２の信号ｋ ９５０〜１４５０ＭＨｚ Ｋ群
変換し、同軸ケーブルで屋内へ信号を供給する。
れるローノイズコンバータであり９例えば１１．７〜１
２．２ＧＨ２の信号ｋ ９５０〜１４５０ＭＨｚ Ｋ群
変換し、同軸ケーブルで屋内へ信号を供給する。
また、 Ｌ’Ｎ Ｃ（１） ｉ屋外ユニットとも呼ぶ
。
。
屋内ユニット（２）は、ＬＮＣ（１）の出力信号全選局
受信して、ＶＩＤＥＯ信号およびＡＵＤＩＯ信号を復調
するものである。なおこの復調信号を一般家庭用ＴＶに
接続するために［モジュレータ４と呼ばれるＴＶ変調器
（図示せず）のＲＦ小出力内蔵するものもある。
受信して、ＶＩＤＥＯ信号およびＡＵＤＩＯ信号を復調
するものである。なおこの復調信号を一般家庭用ＴＶに
接続するために［モジュレータ４と呼ばれるＴＶ変調器
（図示せず）のＲＦ小出力内蔵するものもある。
ＲＦブロック（３）は、入力信号すなわち９５０〜１４
５０ＭＨｚのＬＮＣ出方信号をＩＦ周波数に変換するた
めのブロックであり、第２図に示すＲＦ増幅器（１１）
、 ミキサー（１２）、ＩＰ第１増幅器（１３）か
らなり、ＲＦ増幅器（１１）の入力側には、他の屋内ユ
ニットにも接続出来る様に、ループスルー回路（例えば
１０ｄＢ方向性結合回路等）および大刀周波数のＢＰＦ
回路（いずれも図示せず）が挿入されている。また、Ｉ
Ｐ第１増幅器（１３）には、後述するＡＧＣ電圧によっ
て制御される可変減衰回路が含まれており、受信器とし
てＡＧＣ動作が行なわれる様になっている。ＩＦ第１増
幅器（１３）には９例えば増幅素子の入力と出力に抵抗
減衰器を接続してインピーダンスの変動を極力少なくし
たようなものが使用される。
５０ＭＨｚのＬＮＣ出方信号をＩＦ周波数に変換するた
めのブロックであり、第２図に示すＲＦ増幅器（１１）
、 ミキサー（１２）、ＩＰ第１増幅器（１３）か
らなり、ＲＦ増幅器（１１）の入力側には、他の屋内ユ
ニットにも接続出来る様に、ループスルー回路（例えば
１０ｄＢ方向性結合回路等）および大刀周波数のＢＰＦ
回路（いずれも図示せず）が挿入されている。また、Ｉ
Ｐ第１増幅器（１３）には、後述するＡＧＣ電圧によっ
て制御される可変減衰回路が含まれており、受信器とし
てＡＧＣ動作が行なわれる様になっている。ＩＦ第１増
幅器（１３）には９例えば増幅素子の入力と出力に抵抗
減衰器を接続してインピーダンスの変動を極力少なくし
たようなものが使用される。
ＲＦブロック（３）の出力ＩＦ傷信号Ｂ Ｐ Ｆ （５
）に入力され、復調に不必要な他信号およびノイズをカ
ットして、ＩＦブロック（６）に入力される。このＩＦ
ブロック（６）は、ＩＦ倍信号増幅してＦＭ復調する回
路と、後述するＡＦＣ動作を行なわせるためのＩＦ第２
増幅器（２２）は、ＬＦ倍信号、 （２３） （２４）
（２５）からなるＰＬＬ−ＦＭ復調回路の入力信号とし
て必要なレベルまで増幅する機能と、その信号レベルを
一定にするために、増幅出力信号の一部を検波増幅して
、ＡＧＣ制御電圧を発生させ、前記ＩＦｉｌ増幅器（１
３）の可変減衰回路にフィードバックする機能とをもっ
ている。
）に入力され、復調に不必要な他信号およびノイズをカ
ットして、ＩＦブロック（６）に入力される。このＩＦ
ブロック（６）は、ＩＦ倍信号増幅してＦＭ復調する回
路と、後述するＡＦＣ動作を行なわせるためのＩＦ第２
増幅器（２２）は、ＬＦ倍信号、 （２３） （２４）
（２５）からなるＰＬＬ−ＦＭ復調回路の入力信号とし
て必要なレベルまで増幅する機能と、その信号レベルを
一定にするために、増幅出力信号の一部を検波増幅して
、ＡＧＣ制御電圧を発生させ、前記ＩＦｉｌ増幅器（１
３）の可変減衰回路にフィードバックする機能とをもっ
ている。
ＩＦ第２増幅器（２２）の一定レベルの出力信号は。
位相比較器（２３） 、ループフィルタ（２４）、ＶＣ
Ｏ（２５）からなるＰＬＬ、−ＦＭ復調器に入力される
。
Ｏ（２５）からなるＰＬＬ、−ＦＭ復調器に入力される
。
ここで、Ｃ／Ｎスレッショルドエクステンション効果を
発揮しながらベースバンド信号を復調し。
発揮しながらベースバンド信号を復調し。
ベースバンド回路（８）に信号を送り込み１図示しない
ビデオアンプ回路、ディエンファシス回路、クランプ回
路、ＡＵＤＩＯ−８ＵＢキャリア復調回路、ＡＵＤＩＯ
アンプ回路等で処理して、−ＶＩＤＥＯ信号およびＡＵ
ＤＩＯ信号を出力する。
ビデオアンプ回路、ディエンファシス回路、クランプ回
路、ＡＵＤＩＯ−８ＵＢキャリア復調回路、ＡＵＤＩＯ
アンプ回路等で処理して、−ＶＩＤＥＯ信号およびＡＵ
ＤＩＯ信号を出力する。
ＰＬＬ−ＦＭ復調ｉのＣ／Ｎスレッショルドエクステン
ション効果の原理等は、各種文献等に記述されているの
でここでは省略するが、ＶＣＯ（２５）の出力信号は、
第２ＩＦ増幅器（２２）のＩＦ倍信号トラッキングして
いる状態において、ＩＦ倍信号少なくともカーソン法則
による必要帯域幅を持っているのに対して、ＶＣＯの出
力信号は、ループフィルタ（２４）で決定される帯域幅
であり、ＦＭ周波数偏移分だけカーソン法則より帯域幅
を小さく設計出来ることになる。これによって、’ｖｃ
。
ション効果の原理等は、各種文献等に記述されているの
でここでは省略するが、ＶＣＯ（２５）の出力信号は、
第２ＩＦ増幅器（２２）のＩＦ倍信号トラッキングして
いる状態において、ＩＦ倍信号少なくともカーソン法則
による必要帯域幅を持っているのに対して、ＶＣＯの出
力信号は、ループフィルタ（２４）で決定される帯域幅
であり、ＦＭ周波数偏移分だけカーソン法則より帯域幅
を小さく設計出来ることになる。これによって、’ｖｃ
。
（２５）の出力信号の方がＩＰ他信号りもＣ／Ｎが改善
されていることになるのは周知の西りである。
されていることになるのは周知の西りである。
そこで、ＡＦＣのための信号としては、 Ｃ／Ｎが改
善されているＶＣＯ出力信号の一部をプリスケーラ（２
６）に入力し、後述するＦＭ検波器用のＩＣが動作する
周波数にまで分周し、その出力はＡ ’ｌ’ Ｔ回路（
２７）で上記ＩＣの必要動作レベルまで減衰させて、Ｉ
Ｃに入力する。ここでＡＴＴ回路（２７１入れる利点は
、プリスケーラ（２６）の出力信号を別ブロックにある
１、ＣＫ接続する際に、プリスケーラ出力信号の高周波
成分が他の回路に妨害を与えるのを防ぐためのものであ
り、これはＩＣが高感度である為に可能となるものであ
る。
善されているＶＣＯ出力信号の一部をプリスケーラ（２
６）に入力し、後述するＦＭ検波器用のＩＣが動作する
周波数にまで分周し、その出力はＡ ’ｌ’ Ｔ回路（
２７）で上記ＩＣの必要動作レベルまで減衰させて、Ｉ
Ｃに入力する。ここでＡＴＴ回路（２７１入れる利点は
、プリスケーラ（２６）の出力信号を別ブロックにある
１、ＣＫ接続する際に、プリスケーラ出力信号の高周波
成分が他の回路に妨害を与えるのを防ぐためのものであ
り、これはＩＣが高感度である為に可能となるものであ
る。
Ｏ８Ｃブロック（４）ｉ、ＲＦブロック（３）のミキサ
ー （１２）への局発信号を作り出すものであり、ＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーと、２逓倍回路とからなる。
ー （１２）への局発信号を作り出すものであり、ＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザーと、２逓倍回路とからなる。
入力信号周波数が９５０〜１４５０ＭＨｚｆ、 Ｉ
Ｆを６００ＭＨｚとすると１局発信号周波数は１５５０
〜２０５０ＭＨ２となる。Ｖ ＣＯ（１６）（Ｄ周波数
をその１／２の７７５〜１０２５ＭＨｚとすると、コレ
カブリスケーラ（１８）の動作する範囲である。
Ｆを６００ＭＨｚとすると１局発信号周波数は１５５０
〜２０５０ＭＨ２となる。Ｖ ＣＯ（１６）（Ｄ周波数
をその１／２の７７５〜１０２５ＭＨｚとすると、コレ
カブリスケーラ（１８）の動作する範囲である。
ＰＬＬ周波数シンセサイザとしてはＶ ＣＯ（１６）。
プリスケーラ（１８） 、プログラムデバイダ（１９）
、位相比較器（２０） 、ループフィルタ（１７）、
固定デノｙイダー（２１）および後述する基準発振器（
：＋０）で構成される。選局は、プログラムデバイダ（
１９）の分周比を９選局回路（９）のデジタル信号で変
化させて行なう。１だＡＦ’Ｃは、入力信号周波数のず
れ等によって、設定したＩＰ周波数がずれるのを防止す
るものであり、ＬＮＣ（１）の局発周波数のドリフト補
正およびプログラムデバイダ−（１９）の可変ビット数
の不足から、目的の局発周波数が数Ｍ Ｈｚずれている
場合の補正に用いている。
、位相比較器（２０） 、ループフィルタ（１７）、
固定デノｙイダー（２１）および後述する基準発振器（
：＋０）で構成される。選局は、プログラムデバイダ（
１９）の分周比を９選局回路（９）のデジタル信号で変
化させて行なう。１だＡＦ’Ｃは、入力信号周波数のず
れ等によって、設定したＩＰ周波数がずれるのを防止す
るものであり、ＬＮＣ（１）の局発周波数のドリフト補
正およびプログラムデバイダ−（１９）の可変ビット数
の不足から、目的の局発周波数が数Ｍ Ｈｚずれている
場合の補正に用いている。
Ｖ ＣＯ（１６）の出力信号は、増幅／逓倍器で増幅お
よび２逓倍される。ＨＰＦ／増幅器（１４）のバイパス
フィルタは、ＶＣＯの発掘周波数そのものを減衰させて
目的の２逓倍信号を通過させ、さらに増幅して局発信号
を生成する。
よび２逓倍される。ＨＰＦ／増幅器（１４）のバイパス
フィルタは、ＶＣＯの発掘周波数そのものを減衰させて
目的の２逓倍信号を通過させ、さらに増幅して局発信号
を生成する。
（７）はＡＦＣ回路であり、ＡＴＴ（２７）の出力信号
はそのＦＭ検波器（２８）に入力される。ＦＭ検波器（
２８）は、１０．７ＭＨｚｏＦＭ復調用ＩＣとしテ知ら
れる汎用ＩＣであり、クオドラチャ検波方式のμｐｃｌ
１６７ｃ、ＬＡ１２３１Ｎ等のモノリシックリニアーＩ
Ｃが使用できる。これらのＩＣは。
はそのＦＭ検波器（２８）に入力される。ＦＭ検波器（
２８）は、１０．７ＭＨｚｏＦＭ復調用ＩＣとしテ知ら
れる汎用ＩＣであり、クオドラチャ検波方式のμｐｃｌ
１６７ｃ、ＬＡ１２３１Ｎ等のモノリシックリニアーＩ
Ｃが使用できる。これらのＩＣは。
高感度でリミッタ機能も備えており、安価である。
このＩＣのＡＦＣ出力信号を利用して、それをオペアン
プ等を用いた積分／増幅器（２９）によって積分および
増幅を行ない、直流のＡＦＣ制御電圧を得る。このＡＦ
Ｃ制御電圧は、基準発振器（３０）にフィードバックさ
れる。
プ等を用いた積分／増幅器（２９）によって積分および
増幅を行ない、直流のＡＦＣ制御電圧を得る。このＡＦ
Ｃ制御電圧は、基準発振器（３０）にフィードバックさ
れる。
以上述べたように９本発明によれば、従来の装置に比べ
て簡単な構成をもち、イメージやスプリアスが少なく、
動作の安定性が良好で、かつ安価な衛星放送用受信器の
屋内ユニットが提供できる。
て簡単な構成をもち、イメージやスプリアスが少なく、
動作の安定性が良好で、かつ安価な衛星放送用受信器の
屋内ユニットが提供できる。
第１図は本発明実施例の概略構成図、第２図は屋内ユニ
ット主要部の細部構成図である。 図中、１はローノイズコンバータＬＮＣ，２ｉｄ屋内ユ
ニット、３は、ＲＦブロック、４はＯ８Ｃブロック、５
は帯域通過フィルタＢＰ’Ｆ、６はＩＦブロック、−７
はＡＦＣ回路、８はベースバンド回路、９は選局回路、
１０は電源回路、１１はＲＦ増幅器、１２はミキサー、
１３はＩＦ第１増幅器。 １４はＨＰＦ／増幅器、１５は増幅／逓倍器、１６はＶ
Ｃｏ、１７はループフィルタ、１８はプリスケーラ、１
９はプログラムデバイダ、２０は位相比較器、２１は固
定デバイダ、２′、：ｉｄ：ＩＦ第２増幅器、２３は位
相比較器、２４はループフィルタ。 ２５はＶＣｏ、２６はグリスケーラ、２７はアッテネー
タＡＴＴ、２８はＦＭ検波器、２９は積分／増幅器、３
０は基準発振器を表わす。 特許出願人 アルプス電気株式会社
ット主要部の細部構成図である。 図中、１はローノイズコンバータＬＮＣ，２ｉｄ屋内ユ
ニット、３は、ＲＦブロック、４はＯ８Ｃブロック、５
は帯域通過フィルタＢＰ’Ｆ、６はＩＦブロック、−７
はＡＦＣ回路、８はベースバンド回路、９は選局回路、
１０は電源回路、１１はＲＦ増幅器、１２はミキサー、
１３はＩＦ第１増幅器。 １４はＨＰＦ／増幅器、１５は増幅／逓倍器、１６はＶ
Ｃｏ、１７はループフィルタ、１８はプリスケーラ、１
９はプログラムデバイダ、２０は位相比較器、２１は固
定デバイダ、２′、：ｉｄ：ＩＦ第２増幅器、２３は位
相比較器、２４はループフィルタ。 ２５はＶＣｏ、２６はグリスケーラ、２７はアッテネー
タＡＴＴ、２８はＦＭ検波器、２９は積分／増幅器、３
０は基準発振器を表わす。 特許出願人 アルプス電気株式会社
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 放送衛星からの電波を受信して第１の中間周波数に群変
換された信号を処理する衛星放送用受信器の屋内比ニッ
トであって、少なくとも、上記群変換された第１の中間
周波信号を第２の中間周波数の信号に変換するためのミ
キサー回路および局部発振回路と、中間周波増幅回路と
、ＰＬＬ復調回路と、Ａ２０回路とを含むシングルス−
パーヘテロダイン構成を有し、上記第２の中間周波数は
。 イメージ周波数が第１の中間周波信号の受信範囲に含ま
れない高さに設定され、更に上記Ａ２０回路は、ＰＬＬ
復調回路内のｖＣＯの出力信号に基づいて第２中間周波
数のずれを検出し１局部発振回路を制御する信号を生成
することを特徴とする屋内ユニット。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57167873A JPS5957534A (ja) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | 衛星放送用受信器の屋内ユニツト |
| US06/536,355 US4556988A (en) | 1982-09-27 | 1983-09-27 | Indoor unit of receiver for broadcasting satellite |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57167873A JPS5957534A (ja) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | 衛星放送用受信器の屋内ユニツト |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5957534A true JPS5957534A (ja) | 1984-04-03 |
| JPS6313370B2 JPS6313370B2 (ja) | 1988-03-25 |
Family
ID=15857656
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57167873A Granted JPS5957534A (ja) | 1982-09-27 | 1982-09-27 | 衛星放送用受信器の屋内ユニツト |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4556988A (ja) |
| JP (1) | JPS5957534A (ja) |
Families Citing this family (52)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| NL8500675A (nl) * | 1985-03-11 | 1986-10-01 | Philips Nv | Am-ontvanger. |
| US4783848A (en) * | 1985-10-21 | 1988-11-08 | Capetronic (Bsr) Ltd. | TVRO receiver system for locating audio subcarriers |
| US4817197A (en) * | 1986-07-18 | 1989-03-28 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Mobile communication apparatus |
| JPS63161718A (ja) * | 1986-12-24 | 1988-07-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 選局装置 |
| US4768178A (en) * | 1987-02-24 | 1988-08-30 | Precision Standard Time, Inc. | High precision radio signal controlled continuously updated digital clock |
| US5060297A (en) * | 1988-04-04 | 1991-10-22 | Ma John Y | TVRO receiver system with tracking filter for rejection of image frequencies |
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| NL8801874A (nl) * | 1988-07-26 | 1990-02-16 | Philips Nv | Televisie-ontvanger met een afstemschakeling die een frequentiesyntheseschakeling bevat. |
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| JPH02305087A (ja) * | 1989-05-18 | 1990-12-18 | Sony Corp | Ｆｍ検波器 |
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| WO2013142662A2 (en) | 2012-03-23 | 2013-09-26 | Corning Mobile Access Ltd. | Radio-frequency integrated circuit (rfic) chip(s) for providing distributed antenna system functionalities, and related components, systems, and methods |
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| GB201506706D0 (en) * | 2015-04-21 | 2015-06-03 | Pro Brand Internat Europ Ltd | Improvements to low noise block |
Family Cites Families (6)
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| US4087756A (en) * | 1977-06-14 | 1978-05-02 | Harris Corporation | FM Feedback demodulator having threshold extension circuit with two-pole crystal filters |
| US4237556A (en) * | 1978-03-06 | 1980-12-02 | Trio Kabushiki Kaisha | Superheterodyne receiver having distortion reducing circuitry |
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1982
- 1982-09-27 JP JP57167873A patent/JPS5957534A/ja active Granted
-
1983
- 1983-09-27 US US06/536,355 patent/US4556988A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4556988A (en) | 1985-12-03 |
| JPS6313370B2 (ja) | 1988-03-25 |
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