JP2000324186A - 受信装置および方法 - Google Patents
受信装置および方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ダイレクト直交検波器において、２次高調波
妨害およびビート妨害を抑止する。 【解決手段】 制御端子６９に高レベルの制御信号が入
力されると、高周波スイッチダイオード５７がオンとさ
れ、高周波スイッチダイオード６４がオフとされる。こ
の場合、フィルタ回路は、ローパスフィルタとして機能
する。制御端子６９に低レベルの制御信号が入力される
と、高周波スイッチダイオード５７がオフとされ、高周
波スイッチダイオード６４がオンとされる。この場合、
フィルタ回路は、ハイパスフィルタとして機能する。
妨害およびビート妨害を抑止する。 【解決手段】 制御端子６９に高レベルの制御信号が入
力されると、高周波スイッチダイオード５７がオンとさ
れ、高周波スイッチダイオード６４がオフとされる。こ
の場合、フィルタ回路は、ローパスフィルタとして機能
する。制御端子６９に低レベルの制御信号が入力される
と、高周波スイッチダイオード５７がオフとされ、高周
波スイッチダイオード６４がオンとされる。この場合、
フィルタ回路は、ハイパスフィルタとして機能する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信装置および方
法に関し、特に、デジタル変調波を受信してダイレクト
直交検波する場合に用いて好適な受信装置および方法に
関する。
法に関し、特に、デジタル変調波を受信してダイレクト
直交検波する場合に用いて好適な受信装置および方法に
関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、スカイパーフェクTV（商標）の
ようなデジタル衛星放送の放送信号は、QPSK(Quadratur
e Phase Shift Keying)方式を用いてデジタル変調され
ている。したがって、そのデジタル変調波を受信する受
信装置には、デジタル変調波のＩ成分信号およびＱ成分
信号を検波する直交検波器が設けられている。
ようなデジタル衛星放送の放送信号は、QPSK(Quadratur
e Phase Shift Keying)方式を用いてデジタル変調され
ている。したがって、そのデジタル変調波を受信する受
信装置には、デジタル変調波のＩ成分信号およびＱ成分
信号を検波する直交検波器が設けられている。
【０００３】図１は、従来の直交検波器の構成例を示し
ている。この構成例において、前置増幅器(AMP)２の入
力端子１には、アンテナ（図示せず）で受信されて、Ｌ
バンドのうちの９５０MHz乃至２１５０MHzの信号に周波
数変換されたデジタル放送波が、入力信号として入力さ
れる。前置増幅器２は、入力信号を増幅して可変制御型
バンドパスフィルタ(BPF)３に出力する。可変制御型バ
ンドパスフィルタ３は、PLL回路２３に内蔵されるロー
パスフィルタからの選局電圧に対応して、前置増幅器２
からの入力信号に含まれるイメージ妨害周波数を除去
し、アッテネータ(ATT)４に出力する。ここで、イメー
ジ妨害周波数とは、ミキサ６のヘテロダイン検波によっ
て発生する、周波数が（局部発振器２２の発振周波数F
I）＋（ミキサ６が出力する中間周波数（４８０MHz））
である信号のことである。
ている。この構成例において、前置増幅器(AMP)２の入
力端子１には、アンテナ（図示せず）で受信されて、Ｌ
バンドのうちの９５０MHz乃至２１５０MHzの信号に周波
数変換されたデジタル放送波が、入力信号として入力さ
れる。前置増幅器２は、入力信号を増幅して可変制御型
バンドパスフィルタ(BPF)３に出力する。可変制御型バ
ンドパスフィルタ３は、PLL回路２３に内蔵されるロー
パスフィルタからの選局電圧に対応して、前置増幅器２
からの入力信号に含まれるイメージ妨害周波数を除去
し、アッテネータ(ATT)４に出力する。ここで、イメー
ジ妨害周波数とは、ミキサ６のヘテロダイン検波によっ
て発生する、周波数が（局部発振器２２の発振周波数F
I）＋（ミキサ６が出力する中間周波数（４８０MHz））
である信号のことである。
【０００４】アッテネータ４は、直交検波器の外部から
入力されるAGC(Automatic Gain Control)信号に基づい
て、可変制御型バンドパスフィルタ３からの信号のレベ
ルを一定に制限し、増幅器５に出力する。増幅器５は、
アッテネータ４からの信号を増幅してミキサ６に出力す
る。
入力されるAGC(Automatic Gain Control)信号に基づい
て、可変制御型バンドパスフィルタ３からの信号のレベ
ルを一定に制限し、増幅器５に出力する。増幅器５は、
アッテネータ４からの信号を増幅してミキサ６に出力す
る。
【０００５】ミキサ６は、増幅器５から入力される信号
と、局部発振器２２から入力される信号を乗算して、得
られる中間周波信号（４８０MHz）をIF増幅器７に出力
する。なお、局部発振器２２が発振する信号の周波数
（発振周波数）LFは、次式（１）を満足するように、ユ
ーザの選局操作に対応する、PLL(Phase Lock Loop)回路
２３の分周比を制御する制御信号によって決定される。 発振周波数LF＝受信周波数Fin＋中間周波数IF（４８０MHz） ・・・（１ ） すなわち、制御信号に対応する、PLL回路２３に内蔵さ
れる電圧制御型発振器の出力パルスは、内蔵されるロー
パスフィルタで積分され、直流電圧に変換されて、選局
電圧として共振回路(TANK)２４に供給され、共振回路２
４の電圧制御型可変容量を変化させることにより、局部
発振器２２が発振する信号の周波数を制御する。また、
PLL回路２３のローパスフィルタからの選局電圧は、バ
ンドパスフィルタ３にも供給される。
と、局部発振器２２から入力される信号を乗算して、得
られる中間周波信号（４８０MHz）をIF増幅器７に出力
する。なお、局部発振器２２が発振する信号の周波数
（発振周波数）LFは、次式（１）を満足するように、ユ
ーザの選局操作に対応する、PLL(Phase Lock Loop)回路
２３の分周比を制御する制御信号によって決定される。 発振周波数LF＝受信周波数Fin＋中間周波数IF（４８０MHz） ・・・（１ ） すなわち、制御信号に対応する、PLL回路２３に内蔵さ
れる電圧制御型発振器の出力パルスは、内蔵されるロー
パスフィルタで積分され、直流電圧に変換されて、選局
電圧として共振回路(TANK)２４に供給され、共振回路２
４の電圧制御型可変容量を変化させることにより、局部
発振器２２が発振する信号の周波数を制御する。また、
PLL回路２３のローパスフィルタからの選局電圧は、バ
ンドパスフィルタ３にも供給される。
【０００６】IF増幅器７は、ミキサ６から入力される中
間周波を増幅してSAWフィルタ８に出力する。SAWフィル
タ８は、IF増幅器７から入力される中間周波の周波数帯
域を制限して、IF増幅器９に出力する。IF増幅器９は、
SAWフィルタ８での振幅ロスを補正してアッテネータ１
０に出力する。アッテネータ１０は、AGC信号に基づい
て、IF増幅器９からの信号のレベルを一定に制限し、ミ
キサ１１，１２に出力する。
間周波を増幅してSAWフィルタ８に出力する。SAWフィル
タ８は、IF増幅器７から入力される中間周波の周波数帯
域を制限して、IF増幅器９に出力する。IF増幅器９は、
SAWフィルタ８での振幅ロスを補正してアッテネータ１
０に出力する。アッテネータ１０は、AGC信号に基づい
て、IF増幅器９からの信号のレベルを一定に制限し、ミ
キサ１１，１２に出力する。
【０００７】ミキサ１１は、アッテネータ１０からの信
号と、SAW発振子１７によって制御される発振器１８か
ら出力される信号を乗算してベースバンド増幅器１３に
出力する。ベースバンド増幅器１３は、ミキサ１１から
の信号を増幅してローパスフィルタ１５に出力する。ロ
ーパスフィルタ１５は、ベースバンド増幅器１３から入
力された信号の中間周波帯域以上の周波数の信号を減衰
させ、Ｉ(IN-Phase)成分信号として出力端子２０から出
力する。
号と、SAW発振子１７によって制御される発振器１８か
ら出力される信号を乗算してベースバンド増幅器１３に
出力する。ベースバンド増幅器１３は、ミキサ１１から
の信号を増幅してローパスフィルタ１５に出力する。ロ
ーパスフィルタ１５は、ベースバンド増幅器１３から入
力された信号の中間周波帯域以上の周波数の信号を減衰
させ、Ｉ(IN-Phase)成分信号として出力端子２０から出
力する。
【０００８】ミキサ１２は、アッテネータ１０からの信
号と、９０°移相器１９により位相が９０度だけシフト
された発振器１８からの信号を乗算してベースバンド増
幅器１４に出力する。ベースバンド増幅器１４は、ミキ
サ１２からの信号を増幅してローパスフィルタ１６に出
力する。ローパスフィルタ１６は、ベースバンド増幅器
１４から入力された信号の中間周波帯域以上の周波数の
信号を減衰させ、Ｑ(Quadrature-Phase)成分信号として
出力端子２１から出力する。
号と、９０°移相器１９により位相が９０度だけシフト
された発振器１８からの信号を乗算してベースバンド増
幅器１４に出力する。ベースバンド増幅器１４は、ミキ
サ１２からの信号を増幅してローパスフィルタ１６に出
力する。ローパスフィルタ１６は、ベースバンド増幅器
１４から入力された信号の中間周波帯域以上の周波数の
信号を減衰させ、Ｑ(Quadrature-Phase)成分信号として
出力端子２１から出力する。
【０００９】なお、直交検波器から出力されるＩ，Ｑ成
分信号には、その後、ビタビ復号処理、誤り訂正処理、
およびデコード処理等が、順次、施される。
分信号には、その後、ビタビ復号処理、誤り訂正処理、
およびデコード処理等が、順次、施される。
【００１０】ところで、図１に示した直交検波器が、Ｌ
バンドの入力信号から中間周波を生成して、中間周波信
号からＩ，Ｑ成分信号を検波するのに対して、Ｌバンド
の入力信号から、直接、Ｉ，Ｑ成分信号を検波すること
により、回路構成をより簡略化したダイレクト検波方式
の直交検波器が、近年、開発された。
バンドの入力信号から中間周波を生成して、中間周波信
号からＩ，Ｑ成分信号を検波するのに対して、Ｌバンド
の入力信号から、直接、Ｉ，Ｑ成分信号を検波すること
により、回路構成をより簡略化したダイレクト検波方式
の直交検波器が、近年、開発された。
【００１１】図２は、ダイレクト検波方式の直交検波器
（以下、ダイレクト直交検波器と記述する）の構成例を
示している。
（以下、ダイレクト直交検波器と記述する）の構成例を
示している。
【００１２】この構成例において、前置増幅器２で増幅
されたＬバンドの入力信号は、アッテネータ４に入力さ
れる。アッテネータ４は、ダイレクト直交検波器の外部
から入力されるAGC信号に基づいて、前置増幅器２から
のＬバンドの入力信号のレベルを一定のレベルに制限
し、増幅器５に出力する。増幅器５は、アッテネータ４
からのＬバンドの入力信号を増幅してミキサ３１，３２
に出力する。
されたＬバンドの入力信号は、アッテネータ４に入力さ
れる。アッテネータ４は、ダイレクト直交検波器の外部
から入力されるAGC信号に基づいて、前置増幅器２から
のＬバンドの入力信号のレベルを一定のレベルに制限
し、増幅器５に出力する。増幅器５は、アッテネータ４
からのＬバンドの入力信号を増幅してミキサ３１，３２
に出力する。
【００１３】ミキサ３１は、増幅器５からのＬバンドの
入力信号と、発振器３７から出力される信号を乗算して
可変利得増幅器３３に出力する。可変利得増幅器３３
は、AGC信号に対応して、ミキサ３１からの信号のレベ
ルを制限し、ローパスフィルタ３５に出力する。ローパ
スフィルタ３５は、可変利得増幅器３３から入力された
信号の中間周波帯域以上の周波数の信号を減衰させ、Ｉ
成分信号として出力端子２０から出力する。
入力信号と、発振器３７から出力される信号を乗算して
可変利得増幅器３３に出力する。可変利得増幅器３３
は、AGC信号に対応して、ミキサ３１からの信号のレベ
ルを制限し、ローパスフィルタ３５に出力する。ローパ
スフィルタ３５は、可変利得増幅器３３から入力された
信号の中間周波帯域以上の周波数の信号を減衰させ、Ｉ
成分信号として出力端子２０から出力する。
【００１４】ミキサ３２は、増幅器５からのＬバンドの
入力信号と、９０°移相器４０により位相が９０度だけ
シフトされた発振器３７からの信号を乗算して可変利得
増幅器３４に出力する。可変利得増幅器３４は、AGC信
号に対応して、ミキサ３２からの信号のレベルを制限
し、ローパスフィルタ３６に出力する。ローパスフィル
タ３６は、可変利得増幅器３４から入力された信号の中
間周波帯域以上の周波数の信号を減衰させ、Ｑ成分信号
として出力端子２１から出力する。なお、可変利得増幅
器３３，３４は、アッテネータ４の処理だけでは不十分
な信号レベルの制限を補うものであり、アッテネータ４
と同様の制御幅を有している。
入力信号と、９０°移相器４０により位相が９０度だけ
シフトされた発振器３７からの信号を乗算して可変利得
増幅器３４に出力する。可変利得増幅器３４は、AGC信
号に対応して、ミキサ３２からの信号のレベルを制限
し、ローパスフィルタ３６に出力する。ローパスフィル
タ３６は、可変利得増幅器３４から入力された信号の中
間周波帯域以上の周波数の信号を減衰させ、Ｑ成分信号
として出力端子２１から出力する。なお、可変利得増幅
器３３，３４は、アッテネータ４の処理だけでは不十分
な信号レベルの制限を補うものであり、アッテネータ４
と同様の制御幅を有している。
【００１５】発振器３７は、ユーザの選局操作に対応す
る、PLL回路３８の分周比を制御する制御信号に対応し
て、所定の周波数の信号を発信する。すなわち、制御信
号に対応する、PLL回路３６に内蔵される電圧制御型発
振器の出力パルスは、やはり内蔵されるローパスフィル
タで積分され、直流電圧に変換されて、選局電圧として
共振回路３９に供給され、共振回路３９の電圧制御型可
変容量を変化させることにより、発振器３７が発振する
信号の周波数を制御する。
る、PLL回路３８の分周比を制御する制御信号に対応し
て、所定の周波数の信号を発信する。すなわち、制御信
号に対応する、PLL回路３６に内蔵される電圧制御型発
振器の出力パルスは、やはり内蔵されるローパスフィル
タで積分され、直流電圧に変換されて、選局電圧として
共振回路３９に供給され、共振回路３９の電圧制御型可
変容量を変化させることにより、発振器３７が発振する
信号の周波数を制御する。
【００１６】このように、図２のダイレクト直交検波器
では、ヘテロダイン検波（図１のミキサ６の処理に相当
する）を実行していないので、イメージ妨害が発生しな
い。したがって、イメージ妨害周波数を除去する必要が
ないので、ダイレクト直交検波器においては、図１のバ
ンドパスフィルタ３を省略することができる。さらに、
ダイレクト直交検波器においては、図１のIF増幅器７乃
至アッテネータ１０等を省略することができるので、図
１に示した直交検波器に比較して、回路の規模が簡略化
されて低コストとなる。
では、ヘテロダイン検波（図１のミキサ６の処理に相当
する）を実行していないので、イメージ妨害が発生しな
い。したがって、イメージ妨害周波数を除去する必要が
ないので、ダイレクト直交検波器においては、図１のバ
ンドパスフィルタ３を省略することができる。さらに、
ダイレクト直交検波器においては、図１のIF増幅器７乃
至アッテネータ１０等を省略することができるので、図
１に示した直交検波器に比較して、回路の規模が簡略化
されて低コストとなる。
【００１７】ところで、図２に示したダイレクト直交検
波器に入力される信号の周波数範囲（９５０MHz乃至２
１５０MHz）が広帯域であることに起因して、次のよう
な問題が存在する。
波器に入力される信号の周波数範囲（９５０MHz乃至２
１５０MHz）が広帯域であることに起因して、次のよう
な問題が存在する。
【００１８】すなわち、前置増幅器２への入力信号を次
式（１）に示すように単一正弦信号とすれば、前置増幅
器２の入出力非線形特性が次式（２）に示すものである
ので、次式（３）に示すように、入力信号の２次高調波
が受信帯域の妨害となる。
式（１）に示すように単一正弦信号とすれば、前置増幅
器２の入出力非線形特性が次式（２）に示すものである
ので、次式（３）に示すように、入力信号の２次高調波
が受信帯域の妨害となる。
【００１９】 Ｖi＝（Ｖｃｏｓωｔ） ・・・（１ ） Ｖ0＝ａ0＋ａ1Ｖi＋ａ2Ｖi 2＋ａ3Ｖi 3 ・・・（２ ） Ｖ0＝ａ0＋ａ1Ｖｃｏｓωｔ＋ａ2（Ｖｃｏｓωｔ）2＋ａ3（Ｖｃｏｓωｔ）3 ＝ａ0＋ａ1Ｖｃｏｓωｔ＋ａ2Ｖ2（１＋ｃｏｓ２ωｔ）／２＋．．． ・・・（３ ） 例えば、入力信号のうちの１９００MHzの信号を受信す
るとき、入力信号に含まれる９５０MHzの信号Ｖiが前置
増幅器２により増幅されて、その２倍の周波数１９００
MHzの高調波成分（ｃｏｓ２ωｔ）が発生し、受信帯域
の妨害となる。
るとき、入力信号に含まれる９５０MHzの信号Ｖiが前置
増幅器２により増幅されて、その２倍の周波数１９００
MHzの高調波成分（ｃｏｓ２ωｔ）が発生し、受信帯域
の妨害となる。
【００２０】また、増幅器３１，３２では、次式（４）
に示すように、受信する信号の周波数Ｆｄの２倍の値
と、発振器３７からの信号の周波数LFとの差に等しい周
波数Ｆｂのビート妨害が発生する。
に示すように、受信する信号の周波数Ｆｄの２倍の値
と、発振器３７からの信号の周波数LFとの差に等しい周
波数Ｆｂのビート妨害が発生する。
【００２１】 Ｆｂ＝２Ｆｄ−ＬＦ ・・・（４） 以上のように、入力信号の周波数帯域が９５０MHz乃至
２１５０MHzである場合、２次高調波が受信の妨害とな
る条件は、次式（５）に示すように、受信周波数Ｆｄの
１／２倍が９５０MHz以上のときであり、ビート障害が
発生する条件は、次式（６）に示すように、受信周波数
Ｆｄの２倍が２１５０MHz以下のときである。
２１５０MHzである場合、２次高調波が受信の妨害とな
る条件は、次式（５）に示すように、受信周波数Ｆｄの
１／２倍が９５０MHz以上のときであり、ビート障害が
発生する条件は、次式（６）に示すように、受信周波数
Ｆｄの２倍が２１５０MHz以下のときである。
【００２２】 ９５０MHz≦Ｆｄ／２ ・・・（５） ２Ｆｄ≦２１５０MHz ・・・（６） したがって、受信周波数Ｆｄが式（５）の条件を満たす
とき、すなわち、受信周波数Ｆｄが１９００MHz乃至２
１５０MHzであるときには、受信周波数Ｆｄの１／２倍
の周波数（９５０MHz乃至１０７５MHz）の信号を減衰さ
せる必要があり、受信周波数Ｆｄが式（６）の条件を満
たすとき、すなわち、受信周波数Ｆｄが９５０MHz乃至
１０７５MHzであるときには、受信周波数Ｆｄの２倍の
周波数（１９００MHz乃至２１５０MHz）の信号を減衰さ
せる必要がある。
とき、すなわち、受信周波数Ｆｄが１９００MHz乃至２
１５０MHzであるときには、受信周波数Ｆｄの１／２倍
の周波数（９５０MHz乃至１０７５MHz）の信号を減衰さ
せる必要があり、受信周波数Ｆｄが式（６）の条件を満
たすとき、すなわち、受信周波数Ｆｄが９５０MHz乃至
１０７５MHzであるときには、受信周波数Ｆｄの２倍の
周波数（１９００MHz乃至２１５０MHz）の信号を減衰さ
せる必要がある。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
たような、受信周波数の変化に対応して減衰する周波数
帯域を変更することが可能な回路を設計することは、入
力される信号の周波数範囲（９５０MHz乃至２１５０MH
z）が広帯域であることに起因して困難であり、したが
って、ダイレクト直交検波器において、２次高調波妨害
およびビート妨害を抑止することは困難である課題があ
った。
たような、受信周波数の変化に対応して減衰する周波数
帯域を変更することが可能な回路を設計することは、入
力される信号の周波数範囲（９５０MHz乃至２１５０MH
z）が広帯域であることに起因して困難であり、したが
って、ダイレクト直交検波器において、２次高調波妨害
およびビート妨害を抑止することは困難である課題があ
った。
【００２４】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、ダイレクト直交検波器において、２次高調
波妨害およびビート妨害を抑止できるようにする。
ものであり、ダイレクト直交検波器において、２次高調
波妨害およびビート妨害を抑止できるようにする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の受信装
置は、入力されるデジタル変調波を増幅する増幅手段
と、増幅手段が増幅したデジタル変調波のうちの、指定
された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、受信
周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させる減衰手段
と、減衰手段が減衰させたデジタル変調波からＩ成分信
号およびＱ成分信号を検波する検波する検波手段とを含
むことを特徴とする。
置は、入力されるデジタル変調波を増幅する増幅手段
と、増幅手段が増幅したデジタル変調波のうちの、指定
された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、受信
周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させる減衰手段
と、減衰手段が減衰させたデジタル変調波からＩ成分信
号およびＱ成分信号を検波する検波する検波手段とを含
むことを特徴とする。
【００２６】請求項３に記載の受信方法は、入力される
デジタル変調波を増幅する増幅ステップと、増幅ステッ
プで増幅したデジタル変調波のうちの、された受信周波
数の２倍の周波数の信号、または、受信周波数の１／２
倍の周波数の信号を減衰させる減衰ステップと、減衰ス
テップで減衰させたデジタル変調波からＩ成分信号およ
びＱ成分信号を検波する検波ステップとを含むことを特
徴とする。
デジタル変調波を増幅する増幅ステップと、増幅ステッ
プで増幅したデジタル変調波のうちの、された受信周波
数の２倍の周波数の信号、または、受信周波数の１／２
倍の周波数の信号を減衰させる減衰ステップと、減衰ス
テップで減衰させたデジタル変調波からＩ成分信号およ
びＱ成分信号を検波する検波ステップとを含むことを特
徴とする。
【００２７】請求項１に記載の受信装置、および請求項
３に記載の受信方法においては、入力されるデジタル変
調波が増幅され、増幅されたデジタル変調波のうちの、
指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、
受信周波数の１／２倍の周波数の信号が減衰されて、減
衰されたデジタル変調波からＩ成分信号およびＱ成分信
号が検波される。
３に記載の受信方法においては、入力されるデジタル変
調波が増幅され、増幅されたデジタル変調波のうちの、
指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、
受信周波数の１／２倍の周波数の信号が減衰されて、減
衰されたデジタル変調波からＩ成分信号およびＱ成分信
号が検波される。
【００２８】
【発明の実施の形態】本発明を適用したダイレクト直交
検波器の構成例について、図３を参照して説明する。こ
のダイレクト直交検波器は、図２に示したダイレクト直
交検波器の前置増幅器２とアッテネータ４の間にフィル
タ回路４１を設けたものであり、その他の回路構成につ
いては、図２に示したものと同様であるので、その説明
は省略する。
検波器の構成例について、図３を参照して説明する。こ
のダイレクト直交検波器は、図２に示したダイレクト直
交検波器の前置増幅器２とアッテネータ４の間にフィル
タ回路４１を設けたものであり、その他の回路構成につ
いては、図２に示したものと同様であるので、その説明
は省略する。
【００２９】フィルタ回路４１は、ユーザの選局操作に
対応して入力される制御信号に基づいて、ハイパスフィ
ルタ、またはローパスフィルタに切り替わる。図４は、
フィルタ回路４１の詳細な構成例を示している。フィル
タ回路４１において、前置増幅器２からの入力信号（９
５０MHz乃至２１５０MHz）は、端子５１に入力される。
端子５２はアッテネータ４に接続される。電源端子５３
には、そこに供給される電位を分圧するバイアス抵抗５
４，５５が直列に接続されている。また、電源端子５３
には、そこに供給される電位を分圧するバイアス抵抗６
７，６８が直列に接続されている。
対応して入力される制御信号に基づいて、ハイパスフィ
ルタ、またはローパスフィルタに切り替わる。図４は、
フィルタ回路４１の詳細な構成例を示している。フィル
タ回路４１において、前置増幅器２からの入力信号（９
５０MHz乃至２１５０MHz）は、端子５１に入力される。
端子５２はアッテネータ４に接続される。電源端子５３
には、そこに供給される電位を分圧するバイアス抵抗５
４，５５が直列に接続されている。また、電源端子５３
には、そこに供給される電位を分圧するバイアス抵抗６
７，６８が直列に接続されている。
【００３０】高周波スイッチダイオード５７は、バイア
ス抵抗５４と５５の接続点にそのアノードが接続され、
抵抗５９を介して制御端子６９にそのカソードが接続さ
れている。高周波スイッチダイオード６４は、バイアス
抵抗６７と６８の接続点にそのカソードが接続され、抵
抗６２を介して制御端子６９にそのアノードが接続され
ている。したがって、高周波スイッチダイオード５７，
６４は、制御端子６９に入力される制御信号の電位に対
応して、一方がオンとされたとき、他方がオフとされ
る。
ス抵抗５４と５５の接続点にそのアノードが接続され、
抵抗５９を介して制御端子６９にそのカソードが接続さ
れている。高周波スイッチダイオード６４は、バイアス
抵抗６７と６８の接続点にそのカソードが接続され、抵
抗６２を介して制御端子６９にそのアノードが接続され
ている。したがって、高周波スイッチダイオード５７，
６４は、制御端子６９に入力される制御信号の電位に対
応して、一方がオンとされたとき、他方がオフとされ
る。
【００３１】コンデンサ５６は、一端が端子５１に接続
され、他端がインダクタンス６１を介して端子５２に接
続されている。コンデンサ５８は、コンデンサ５６とイ
ンダクタンス６１の接続点にその一端が接続され、その
他端が高周波スイッチダイオード５７のカソードに接続
されている。コンデンサ６０は、一端が接地され、他端
が制御端子６９に接続されている。インダクタンス６３
は、インダクタンス６１と端子５２の接続点にその一端
が接続され、コンデンサ６５にその他端が接続されてい
る。コンデンサ６５の一端は、バイパスコンデンサ６６
を介して接地されている。
され、他端がインダクタンス６１を介して端子５２に接
続されている。コンデンサ５８は、コンデンサ５６とイ
ンダクタンス６１の接続点にその一端が接続され、その
他端が高周波スイッチダイオード５７のカソードに接続
されている。コンデンサ６０は、一端が接地され、他端
が制御端子６９に接続されている。インダクタンス６３
は、インダクタンス６１と端子５２の接続点にその一端
が接続され、コンデンサ６５にその他端が接続されてい
る。コンデンサ６５の一端は、バイパスコンデンサ６６
を介して接地されている。
【００３２】なお、コンデンサ５６，６５、および、イ
ンダクタンス６１，６３は、適宜、組み合わされて、高
周波帯のハイパスフィルタ、またはローパスフィルタを
構成する。コンデンサ５８，６０、および６６は、高周
波帯において、インピーダンスが低いバイパスコンデン
サである。
ンダクタンス６１，６３は、適宜、組み合わされて、高
周波帯のハイパスフィルタ、またはローパスフィルタを
構成する。コンデンサ５８，６０、および６６は、高周
波帯において、インピーダンスが低いバイパスコンデン
サである。
【００３３】次に、フィルタ回路４１の動作について説
明する。制御端子６９に低レベルの制御信号が入力され
ると、高周波スイッチダイオード５７がオンとされ、高
周波スイッチダイオード６４がオフとなる。この場合、
高周波スイッチダイオード５７は、高周波信号を減衰さ
せずに通過させる。これにより、コンデンサ５６は、高
周波スイッチダイオード５７およびバイパスコンデンサ
５８の直列回路によって見かけ上、小容量となり、フィ
ルタとして機能しない。また、高周波スイッチダイオー
ド６４は、高インピーダンスとなって高周波信号を通過
させない。その結果、直列に接続されているコンデンサ
６５，６６の総合容量は、その容量比からコンデンサ６
５とほぼ等しいものとなる。以上の動作によって、高周
波が通過する素子のうち、主にフィルタを構成するもの
に注目すれば、その構成は図５(A)に示すものとなる。
図５(A)から明らかなように、高周波スイッチダイオー
ド５７がオンとされ、高周波スイッチダイオード６４が
オフとされた場合、フィルタ回路４１は、ローパスフィ
ルタとして機能する。
明する。制御端子６９に低レベルの制御信号が入力され
ると、高周波スイッチダイオード５７がオンとされ、高
周波スイッチダイオード６４がオフとなる。この場合、
高周波スイッチダイオード５７は、高周波信号を減衰さ
せずに通過させる。これにより、コンデンサ５６は、高
周波スイッチダイオード５７およびバイパスコンデンサ
５８の直列回路によって見かけ上、小容量となり、フィ
ルタとして機能しない。また、高周波スイッチダイオー
ド６４は、高インピーダンスとなって高周波信号を通過
させない。その結果、直列に接続されているコンデンサ
６５，６６の総合容量は、その容量比からコンデンサ６
５とほぼ等しいものとなる。以上の動作によって、高周
波が通過する素子のうち、主にフィルタを構成するもの
に注目すれば、その構成は図５(A)に示すものとなる。
図５(A)から明らかなように、高周波スイッチダイオー
ド５７がオンとされ、高周波スイッチダイオード６４が
オフとされた場合、フィルタ回路４１は、ローパスフィ
ルタとして機能する。
【００３４】制御端子６９に高レベルの制御信号が入力
されると、高周波スイッチダイオード５７がオフとさ
れ、高周波スイッチダイオード６４がオンとされる。こ
の場合、高周波スイッチダイオード５７は、高インピー
ダンスとなって高周波信号を通過させない。また、高周
波スイッチダイオード６４は、高周波信号を減衰させず
に通過させる。これにより、コンデンサ６５は、フィル
タとして機能しない。以上の動作によって、高周波が通
過する素子のうち、主にフィルタを構成するものに注目
すれば、その構成は図５(B)に示すものとなる。図５(B)
から明らかなように、高周波スイッチダイオード５７が
オフとされ、高周波スイッチダイオード６４がオンとさ
れた場合、フィルタ回路４１は、ハイパスフィルタとし
て機能する。
されると、高周波スイッチダイオード５７がオフとさ
れ、高周波スイッチダイオード６４がオンとされる。こ
の場合、高周波スイッチダイオード５７は、高インピー
ダンスとなって高周波信号を通過させない。また、高周
波スイッチダイオード６４は、高周波信号を減衰させず
に通過させる。これにより、コンデンサ６５は、フィル
タとして機能しない。以上の動作によって、高周波が通
過する素子のうち、主にフィルタを構成するものに注目
すれば、その構成は図５(B)に示すものとなる。図５(B)
から明らかなように、高周波スイッチダイオード５７が
オフとされ、高周波スイッチダイオード６４がオンとさ
れた場合、フィルタ回路４１は、ハイパスフィルタとし
て機能する。
【００３５】図６は、フィルタ回路４１がローパスフィ
ルタ、またはハイパスフィルタとして機能する際の原理
的な特性を示している。フィルタ回路４１がローパスフ
ィルタとして機能する場合、図６の曲線ａに示すよう
に、特に１９００MHz以上の周波数帯域の信号を減衰さ
せる。また、フィルタ回路４１がハイパスフィルタとし
て機能する場合、図６の曲線ｂに示すように、特に１０
７５MHz以下の周波数帯域の信号を減衰させる。
ルタ、またはハイパスフィルタとして機能する際の原理
的な特性を示している。フィルタ回路４１がローパスフ
ィルタとして機能する場合、図６の曲線ａに示すよう
に、特に１９００MHz以上の周波数帯域の信号を減衰さ
せる。また、フィルタ回路４１がハイパスフィルタとし
て機能する場合、図６の曲線ｂに示すように、特に１０
７５MHz以下の周波数帯域の信号を減衰させる。
【００３６】次に、フィルタ回路４１をローパスフィル
タ、またはハイパスフィルタに切り替える受信周波数の
境界について説明する。上述したように、受信周波数Ｆ
ｄが１９００MHz乃至２１５０MHzであるときには、受信
周波数Ｆｄの１／２倍の周波数（９５０MHz乃至１０７
５MHz）の信号を減衰させることができるハイパスフィ
ルタに切り替える必要がある。また、受信周波数Ｆｄが
９５０MHz乃至１０７５MHzであるときには、受信周波数
Ｆｄの２倍の周波数（１９００MHz乃至２１５０MHz）の
信号を減衰させることができるローパスフィルタに切り
替える必要がある。さらに、受信周波数Ｆｄが、１０７
５MHz乃至１９００MHzであるときには、２次高周波やビ
ート障害は、入力信号の周帯域（９５０MHz乃至２１５
０MHz）に発生しないので、ローパスフィルタまたはハ
イパスフィルタのいずれであってもかまわない。したが
って、１０７５MHz乃至１９００MHzのうちの任意の周波
数を境界として、その境界よりも低い周波数の信号を受
信するときには、ローパスフィルタに切り替えるように
し、境界の周波数よりも高い周波数の信号を受信すると
きには、ハイパスフィルタに切り替えるようにすればよ
い。
タ、またはハイパスフィルタに切り替える受信周波数の
境界について説明する。上述したように、受信周波数Ｆ
ｄが１９００MHz乃至２１５０MHzであるときには、受信
周波数Ｆｄの１／２倍の周波数（９５０MHz乃至１０７
５MHz）の信号を減衰させることができるハイパスフィ
ルタに切り替える必要がある。また、受信周波数Ｆｄが
９５０MHz乃至１０７５MHzであるときには、受信周波数
Ｆｄの２倍の周波数（１９００MHz乃至２１５０MHz）の
信号を減衰させることができるローパスフィルタに切り
替える必要がある。さらに、受信周波数Ｆｄが、１０７
５MHz乃至１９００MHzであるときには、２次高周波やビ
ート障害は、入力信号の周帯域（９５０MHz乃至２１５
０MHz）に発生しないので、ローパスフィルタまたはハ
イパスフィルタのいずれであってもかまわない。したが
って、１０７５MHz乃至１９００MHzのうちの任意の周波
数を境界として、その境界よりも低い周波数の信号を受
信するときには、ローパスフィルタに切り替えるように
し、境界の周波数よりも高い周波数の信号を受信すると
きには、ハイパスフィルタに切り替えるようにすればよ
い。
【００３７】なお、フィルタ回路４１の特性は、図６に
示したものに限定されるものではなく、受信する周波数
の帯域や前置増幅器の特性等に応じて変化させるように
してもよい。
示したものに限定されるものではなく、受信する周波数
の帯域や前置増幅器の特性等に応じて変化させるように
してもよい。
【００３８】また、フィルタ回路４１をローパスフィル
タ、またはハイパスフィルタとして用いるのではなく、
どちらか一方の機能だけを限定して用いるようにしても
かまわない。
タ、またはハイパスフィルタとして用いるのではなく、
どちらか一方の機能だけを限定して用いるようにしても
かまわない。
【００３９】なお、本発明は、デジタル変調波を直交検
波する全ての電子機器に適用することが可能である。
波する全ての電子機器に適用することが可能である。
【００４０】
【発明の効果】以上のように、請求項１に記載の受信装
置、および請求項２に記載の受信方法によれば、指定さ
れた受信周波数の２倍の周波数の信号、または、受信周
波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させるようにした
ので、ダイレクト直交検波器において、２次高調波妨害
およびビート妨害を抑止することが可能となる。
置、および請求項２に記載の受信方法によれば、指定さ
れた受信周波数の２倍の周波数の信号、または、受信周
波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させるようにした
ので、ダイレクト直交検波器において、２次高調波妨害
およびビート妨害を抑止することが可能となる。
【図１】従来の直交検波器の構成の一例を示すブロック
図である。
図である。
【図２】従来のダイレクト方式の直交検波器の構成の一
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図３】本発明を適用したダイレクト方式の直交検波器
の構成例を一実施の形態を示すブロック図である。
の構成例を一実施の形態を示すブロック図である。
【図４】図３のフィルタ回路４１の詳細な構成例を示す
回路図である。
回路図である。
【図５】フィルタ回路４１の動作を説明するための図で
ある。
ある。
【図６】フィルタ回路４１の原理的な特性を説明するた
めの図である。
めの図である。
【符号の説明】 ２ 前置増幅器， ４１ フィルタ回路， ５１，５２
端子， ５３ 電源端子， ５４，５５ バイアス抵
抗， ５６ コンデンサ， ５７ 高周波スイッチダイ
オード， ５８ コンデンサ， ５９ 抵抗， ６０
バイパスコンデンサ， ６１ インダクタンス， ６２
抵抗， ６３ インダクタンス， ６４， ６５ コ
ンデンサ， ６６ バイパスコンデンサ， ６７，６８
バイアス抵抗
端子， ５３ 電源端子， ５４，５５ バイアス抵
抗， ５６ コンデンサ， ５７ 高周波スイッチダイ
オード， ５８ コンデンサ， ５９ 抵抗， ６０
バイパスコンデンサ， ６１ インダクタンス， ６２
抵抗， ６３ インダクタンス， ６４， ６５ コ
ンデンサ， ６６ バイパスコンデンサ， ６７，６８
バイアス抵抗
Claims (3)
- 【請求項１】 デジタル変調波を受信してダイレクト直
交検波する受信装置において、 入力される前記デジタル変調波を増幅する増幅手段と、 前記増幅手段が増幅した前記デジタル変調波のうちの、
指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、
前記受信周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させる
減衰手段と、 前記減衰手段が減衰させた前記デジタル変調波からＩ成
分信号およびＱ成分信号を検波する検波手段とを含むこ
とを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 前記減衰手段は、入力される制御信号に
対応して、ローパスフィルタ、またはハイパスフィルタ
として択一的に機能することを特徴とする請求項１に記
載の受信装置。 - 【請求項３】 デジタル変調波を受信してダイレクト直
交検波する受信装置の受信方法において、 入力される前記デジタル変調波を増幅する増幅ステップ
と、 前記増幅ステップで増幅した前記デジタル変調波のうち
の、指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、また
は、前記受信周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰さ
せる減衰ステップと、 前記減衰ステップで減衰させた前記デジタル変調波から
Ｉ成分信号およびＱ成分信号を検波する検波ステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12991799A JP4066446B2 (ja) | 1999-05-11 | 1999-05-11 | 受信装置および方法 |
| EP00303801A EP1052781B1 (en) | 1999-05-11 | 2000-05-05 | Receiving apparatus and method |
| ES00303801T ES2261150T3 (es) | 1999-05-11 | 2000-05-05 | Dispositivo y metodo de recepcion. |
| DE60028453T DE60028453T2 (de) | 1999-05-11 | 2000-05-05 | Empfangsvorrichtung und Verfahren |
| US09/568,297 US6549763B1 (en) | 1999-05-11 | 2000-05-09 | Receiving apparatus and method |
| CA2307986A CA2307986C (en) | 1999-05-11 | 2000-05-10 | Receiving apparatus and method |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=15021602
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| Country | Link |
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| EP (1) | EP1052781B1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| SE521838C2 (sv) * | 2001-02-16 | 2003-12-09 | Nat Semiconductor Corp | Metod och anordning för automatisk förstärkningsreglering |
| US20030060160A1 (en) * | 2001-09-21 | 2003-03-27 | Xiaojuen Yuan | Subharmonic carrier-canceling baseband/K upconverter system |
| JP3948466B2 (ja) | 2003-06-18 | 2007-07-25 | ソニー株式会社 | 高周波信号受信装置 |
| US7280618B2 (en) * | 2003-06-25 | 2007-10-09 | Interdigital Technology Corporation | Digital baseband receiver including a high pass filter compensation module for suppressing group delay variation distortion incurred due to analog high pass filter deficiencies |
| US7660571B2 (en) * | 2005-11-04 | 2010-02-09 | Broadcom Corporation | Programmable attenuator using digitally controlled CMOS switches |
| US8385867B2 (en) * | 2009-06-29 | 2013-02-26 | Silicon Laboratories Inc. | Tracking filter for a television tuner |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4061041A (en) * | 1976-11-08 | 1977-12-06 | Nasa | Differential sound level meter |
| JPS62128231A (ja) * | 1985-11-28 | 1987-06-10 | Toshiba Corp | チユ−ナ回路 |
| DE3701134A1 (de) * | 1987-01-16 | 1988-07-28 | Siemens Ag | Extrem breitbandiger funkempfaenger |
| DE19536682A1 (de) * | 1995-09-30 | 1997-04-03 | Sel Alcatel Ag | Übertragungssystem mit Übergabeeinrichtungen, die Auswirkungen von Störungen reduzieren |
| US6434374B1 (en) * | 1996-03-29 | 2002-08-13 | Thomson Licensing S.A. | Apparatus for controlling the conversion gain of a down converter |
| US6356736B2 (en) * | 1997-02-28 | 2002-03-12 | Maxim Integrated Products, Inc. | Direct-conversion tuner integrated circuit for direct broadcast satellite television |
| JP3475037B2 (ja) * | 1997-03-14 | 2003-12-08 | 株式会社東芝 | 無線機 |
| US5870439A (en) * | 1997-06-18 | 1999-02-09 | Lsi Logic Corporation | Satellite receiver tuner chip having reduced digital noise interference |
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- 1999-05-11 JP JP12991799A patent/JP4066446B2/ja not_active Expired - Fee Related
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2000
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- 2000-05-05 EP EP00303801A patent/EP1052781B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-09 US US09/568,297 patent/US6549763B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-10 CA CA2307986A patent/CA2307986C/en not_active Expired - Fee Related
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