JP2001268145A - 振幅偏差補正回路 - Google Patents
振幅偏差補正回路Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3078—Circuits generating control signals for digitally modulated signals
-
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- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
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Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 Ｉ信号及びＱ信号の振幅偏差を補正する。
【解決手段】 可変利得アンプ１７で増幅されたＩ信号
及び可変利得アンプ１８で増幅されたＱ信号は振幅比較
回路２１にて平均的な振幅偏差が検出され、その検出結
果に応じて＋１Ｖ又は−１Ｖが出力される。積分回路２
０はこの出力を積分しその積分結果に応じて可変利得ア
ンプ１７，１８の利得を制御する。
及び可変利得アンプ１８で増幅されたＱ信号は振幅比較
回路２１にて平均的な振幅偏差が検出され、その検出結
果に応じて＋１Ｖ又は−１Ｖが出力される。積分回路２
０はこの出力を積分しその積分結果に応じて可変利得ア
ンプ１７，１８の利得を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は振幅偏差補正回路に
関し、特にダイレクトコンバージョン方式を用いた直交
位相変調信号の受信機で、直交復調後の２系統のベース
バンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）の振幅偏差を補正する振
幅偏差補正回路に関する。
関し、特にダイレクトコンバージョン方式を用いた直交
位相変調信号の受信機で、直交復調後の２系統のベース
バンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）の振幅偏差を補正する振
幅偏差補正回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ディジタル携帯電話機（ＰＤＣ
（Ｐｅｒｓｏｎａｌ ＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒ
ｓｙｓｔｅｍ）やＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎ
ｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）、及びＣＤＭＡ（Ｃｏ
ｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅ
ｓｓ））では、直交位相変調が用いられている。これら
の受信機においては、受信した高周波信号を中間周波に
落とした後、直交復調機で２系統のベースバンド信号を
再製し、後段のベースバンド処理部で復号を行うヘテロ
ダイン方式が主流となっている。
（Ｐｅｒｓｏｎａｌ ＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒ
ｓｙｓｔｅｍ）やＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎ
ｄｙｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）、及びＣＤＭＡ（Ｃｏ
ｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅ
ｓｓ））では、直交位相変調が用いられている。これら
の受信機においては、受信した高周波信号を中間周波に
落とした後、直交復調機で２系統のベースバンド信号を
再製し、後段のベースバンド処理部で復号を行うヘテロ
ダイン方式が主流となっている。
【０００３】図５は従来のヘテロダイン方式受信機の一
例の構成図である。同図を参照すると、従来のヘテロダ
イン方式受信機はアンテナ１と、高周波バンドパスフィ
ルタ２と、ローノイズアンプ３と、イメージフィルタ４
１と、ファーストミキサ４２と、ＩＦフィルタ４３と、
ファーストローカル発振器２５と、ＡＧＣ回路７ｃと、
直交復調器４と、ベースバンドフィルタ５、６とを有し
ている。
例の構成図である。同図を参照すると、従来のヘテロダ
イン方式受信機はアンテナ１と、高周波バンドパスフィ
ルタ２と、ローノイズアンプ３と、イメージフィルタ４
１と、ファーストミキサ４２と、ＩＦフィルタ４３と、
ファーストローカル発振器２５と、ＡＧＣ回路７ｃと、
直交復調器４と、ベースバンドフィルタ５、６とを有し
ている。
【０００４】さらに、ＡＧＣ回路７ｃは可変アンプ８乃
至１１と、利得制御電圧発生回路１６とを有し、直交復
調器４はアンプ３１と、ダブルバランスドミキサ３２，
３３と、９０°位相分岐器３４とを有している。
至１１と、利得制御電圧発生回路１６とを有し、直交復
調器４はアンプ３１と、ダブルバランスドミキサ３２，
３３と、９０°位相分岐器３４とを有している。
【０００５】次に、このヘテロダイン方式受信機の動作
について説明する。アンテナ１で受信された高周波信号
は、高周波バンドパスフィルタ２で帯域制限され、受信
帯域が取り出される。帯域制限された信号はローノイズ
アンプ３で増幅され、ファーストミキサ４２のイメージ
周波数を除去するイメージフィルタ４１を通る。イメー
ジフィルタ４１の出力は、ファーストミキサ４２でファ
ーストローカル発振器２５の生成するファーストローカ
ル信号と混合され、中間周波帯に周波数変換される。中
間周波信号（ＩＦ信号）は、ＩＦフィルタ４３で隣接チ
ャンネル成分を抑圧する帯域制限を受ける。
について説明する。アンテナ１で受信された高周波信号
は、高周波バンドパスフィルタ２で帯域制限され、受信
帯域が取り出される。帯域制限された信号はローノイズ
アンプ３で増幅され、ファーストミキサ４２のイメージ
周波数を除去するイメージフィルタ４１を通る。イメー
ジフィルタ４１の出力は、ファーストミキサ４２でファ
ーストローカル発振器２５の生成するファーストローカ
ル信号と混合され、中間周波帯に周波数変換される。中
間周波信号（ＩＦ信号）は、ＩＦフィルタ４３で隣接チ
ャンネル成分を抑圧する帯域制限を受ける。
【０００６】ＩＦフィルタ４３の出力はＡＧＣ回路７ｃ
で平均的振幅が一定になるように増幅される。この利得
を制御する回路、アルゴリズムは本発明とは直接関係が
ないので、説明を省略する。ＡＧＣ回路７ｃのダイナミ
ックレンジは数十ｄＢに達する（ＣＤＭＡでは８０ｄＢ
程度）。振幅を制御されたＩＦ信号は、直交復調器４
で、セカンドローカル発振器４４によって２系統のベー
スバンド信号であるＩ信号とＱ信号に直交復調される。
Ｉ信号とＱ信号はそれぞれベースバンドフィルタ５、６
を通って帯域制限された後出力される（信号２３と２
４）。
で平均的振幅が一定になるように増幅される。この利得
を制御する回路、アルゴリズムは本発明とは直接関係が
ないので、説明を省略する。ＡＧＣ回路７ｃのダイナミ
ックレンジは数十ｄＢに達する（ＣＤＭＡでは８０ｄＢ
程度）。振幅を制御されたＩＦ信号は、直交復調器４
で、セカンドローカル発振器４４によって２系統のベー
スバンド信号であるＩ信号とＱ信号に直交復調される。
Ｉ信号とＱ信号はそれぞれベースバンドフィルタ５、６
を通って帯域制限された後出力される（信号２３と２
４）。
【０００７】以上が現在最も一般的に使われているヘテ
ロダイン方式受信機の構成及び動作である。この構成の
問題点は、大規模なＩＣ化が難しく、将来、回路を小型
化し部品点数を減らすことが困難な点である。例えば、
ファーストミキサ４２の前段にイメージフィルタ４１が
必要である。また、中間周波帯でＩＦフィルタ４３も必
要である。これらは、現段階ではＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃ
ｅ ＡｃｏｕｓｔｉｃＷａｖｅ）や誘電体フィルタなど
の受動素子で構成されており、ＩＣ化にはなじまない。
又、直交復調器４で、セカンドローカル信号が必要であ
り、これを発生するためのセカンドローカル発振器４４
が必要である。
ロダイン方式受信機の構成及び動作である。この構成の
問題点は、大規模なＩＣ化が難しく、将来、回路を小型
化し部品点数を減らすことが困難な点である。例えば、
ファーストミキサ４２の前段にイメージフィルタ４１が
必要である。また、中間周波帯でＩＦフィルタ４３も必
要である。これらは、現段階ではＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃ
ｅ ＡｃｏｕｓｔｉｃＷａｖｅ）や誘電体フィルタなど
の受動素子で構成されており、ＩＣ化にはなじまない。
又、直交復調器４で、セカンドローカル信号が必要であ
り、これを発生するためのセカンドローカル発振器４４
が必要である。
【０００８】今後は高周波回路においても、大規模なＩ
Ｃ化を行い、装置の飛躍的な小型化が要求されるので、
現行構成を見なおす必要がある。そのひとつの方法とし
て、ダイレクトコンバージョン方式がある。図６にダイ
レクトコンバージョン方式による受信機の構成を示す。
Ｃ化を行い、装置の飛躍的な小型化が要求されるので、
現行構成を見なおす必要がある。そのひとつの方法とし
て、ダイレクトコンバージョン方式がある。図６にダイ
レクトコンバージョン方式による受信機の構成を示す。
【０００９】同図を参照すると、ダイレクトコンバージ
ョン方式受信機はアンテナ１と、高周波バンドパスフィ
ルタ２と、ローノイズアンプ３と、直交復調器４と、ベ
ースバンドフィルタ５、６と、ＡＧＣ回路７ａとを有し
ている。さらに、ＡＧＣ回路７ａは可変アンプ８乃至１
６と、利得制御電圧発生回路１６とを有している。
ョン方式受信機はアンテナ１と、高周波バンドパスフィ
ルタ２と、ローノイズアンプ３と、直交復調器４と、ベ
ースバンドフィルタ５、６と、ＡＧＣ回路７ａとを有し
ている。さらに、ＡＧＣ回路７ａは可変アンプ８乃至１
６と、利得制御電圧発生回路１６とを有している。
【００１０】次に、このダイレクトコンバージョン方式
受信機の動作について説明する。アンテナ１で受信され
た高周波信号は、高周波バンドパスフィルタ２で帯域制
限され、受信帯域が取り出される。帯域制限された信号
はローノイズアンプ３で増幅され、そのまま直交復調器
４に入力される。直交復調器４はローカル発振器２５の
生成するローカル信号で駆動されるが、このローカル信
号は受信する高周波信号の中心周波数と同じである。直
交復調器４によって、高周波信号から直接ベースバンド
信号が生成される。
受信機の動作について説明する。アンテナ１で受信され
た高周波信号は、高周波バンドパスフィルタ２で帯域制
限され、受信帯域が取り出される。帯域制限された信号
はローノイズアンプ３で増幅され、そのまま直交復調器
４に入力される。直交復調器４はローカル発振器２５の
生成するローカル信号で駆動されるが、このローカル信
号は受信する高周波信号の中心周波数と同じである。直
交復調器４によって、高周波信号から直接ベースバンド
信号が生成される。
【００１１】この構成では、イメージ周波数が存在しな
いのでイメージフィルタ４１が不要になる。ベースバン
ド信号はＩ，Ｑ２系統の信号であり、それぞれベースバ
ンドフィルタ５、６で帯域制限されたあと、ＡＧＣ回路
７ａで平均的振幅が一定になるように増幅される。この
利得を制御する回路、アルゴリズムは本発明とは関係な
いので、説明を省略する。ＡＧＣ回路７ａのダイナミッ
クレンジは数十ｄＢに達する（ＣＤＭＡでは８０ｄＢ程
度）。ＡＧＣ回路７ａの出力はそれぞれ信号２３、２４
として後段に出力される。
いのでイメージフィルタ４１が不要になる。ベースバン
ド信号はＩ，Ｑ２系統の信号であり、それぞれベースバ
ンドフィルタ５、６で帯域制限されたあと、ＡＧＣ回路
７ａで平均的振幅が一定になるように増幅される。この
利得を制御する回路、アルゴリズムは本発明とは関係な
いので、説明を省略する。ＡＧＣ回路７ａのダイナミッ
クレンジは数十ｄＢに達する（ＣＤＭＡでは８０ｄＢ程
度）。ＡＧＣ回路７ａの出力はそれぞれ信号２３、２４
として後段に出力される。
【００１２】ダイレクトコンバージョン方式では、隣接
チャンネルを抑圧するためのチャンネルフィルタは、Ｉ
Ｆ帯のＳＡＷフィルタではなく、ベースバンドフィルタ
５、６で実現する。これらは能動素子を用いた回路で実
現できるので、ＩＣ化に適している。又、高周波を直接
ベースバンド信号に変換するので、セカンドローカル発
振器４４が不要である。さらに上述したようにイメージ
フィルタ４１も不要である。それゆえ、ＬＮＡからベー
スバンド出力までの全ての受信回路を１チップ化できる
可能性がある。これは、携帯電話器の小型化、部品点数
削減に大きく寄与する。
チャンネルを抑圧するためのチャンネルフィルタは、Ｉ
Ｆ帯のＳＡＷフィルタではなく、ベースバンドフィルタ
５、６で実現する。これらは能動素子を用いた回路で実
現できるので、ＩＣ化に適している。又、高周波を直接
ベースバンド信号に変換するので、セカンドローカル発
振器４４が不要である。さらに上述したようにイメージ
フィルタ４１も不要である。それゆえ、ＬＮＡからベー
スバンド出力までの全ての受信回路を１チップ化できる
可能性がある。これは、携帯電話器の小型化、部品点数
削減に大きく寄与する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ダイレ
クトコンバージョン方式では次の問題が存在する。従来
の構成では、ＡＧＣはＩＦ信号１箇所のみにかければ良
かったが、ダイレクトコンバージョン方式では、ベース
バンドのＩ信号とＱ信号にそれぞれ個別にＡＧＣ回路を
設ける必要がある。
クトコンバージョン方式では次の問題が存在する。従来
の構成では、ＡＧＣはＩＦ信号１箇所のみにかければ良
かったが、ダイレクトコンバージョン方式では、ベース
バンドのＩ信号とＱ信号にそれぞれ個別にＡＧＣ回路を
設ける必要がある。
【００１４】図６で示すように、Ｉ側では可変利得アン
プ８、９、１０、１１でＡＧＣ回路が構成され、Ｑ側で
は可変利得アンプ１２、１３、１４、１５でＡＧＣ回路
が構成される。このように可変利得アンプがＩ及びＱで
異なる場合、同じ利得制御信号２２で利得を制御してい
ても利得の偏差が発生する。例えば可変利得アンプ８、
９、１０、１１及び可変利得アンプ１２、１３、１４、
１５の合計利得誤差がそれぞれ±３ｄＢとすれば、Ｉ信
号とＱ信号で最大±６ｄＢの振幅偏差が発生する。これ
はちょうど倍、又は半分に相当し、後段の復号回路での
品質劣化原因となる。一方、この種の振幅偏差補正回路
の例が特開平７−９４９８１号公報（以下、文献１とい
う）及び特開平９−２６６４９８号公報（以下、文献２
という）に開示されている。文献１開示の技術はＩ信号
とＱ信号のレベルを設定レベルと比較し、その偏差に対
応してＩ信号とＱ信号を増幅する増幅器の利得変化速度
を変化させる、というものである。文献２開示の技術は
Ｉ信号とＱ信号の出力電圧の差の積分値に基づきＩ信号
とＱ信号を増幅する両増幅器間の増幅度の差を最小にす
る、というものである。又、その他の例が特開平１０−
２２８５９号公報（以下、文献３という）にも開示され
ている。
プ８、９、１０、１１でＡＧＣ回路が構成され、Ｑ側で
は可変利得アンプ１２、１３、１４、１５でＡＧＣ回路
が構成される。このように可変利得アンプがＩ及びＱで
異なる場合、同じ利得制御信号２２で利得を制御してい
ても利得の偏差が発生する。例えば可変利得アンプ８、
９、１０、１１及び可変利得アンプ１２、１３、１４、
１５の合計利得誤差がそれぞれ±３ｄＢとすれば、Ｉ信
号とＱ信号で最大±６ｄＢの振幅偏差が発生する。これ
はちょうど倍、又は半分に相当し、後段の復号回路での
品質劣化原因となる。一方、この種の振幅偏差補正回路
の例が特開平７−９４９８１号公報（以下、文献１とい
う）及び特開平９−２６６４９８号公報（以下、文献２
という）に開示されている。文献１開示の技術はＩ信号
とＱ信号のレベルを設定レベルと比較し、その偏差に対
応してＩ信号とＱ信号を増幅する増幅器の利得変化速度
を変化させる、というものである。文献２開示の技術は
Ｉ信号とＱ信号の出力電圧の差の積分値に基づきＩ信号
とＱ信号を増幅する両増幅器間の増幅度の差を最小にす
る、というものである。又、その他の例が特開平１０−
２２８５９号公報（以下、文献３という）にも開示され
ている。
【００１５】そこで本発明の目的は、上記文献１乃至３
とは全く異なる構成によりＩ信号及びＱ信号の振幅偏差
を補正することが可能な振幅偏差補正回路を提供するこ
とにある。
とは全く異なる構成によりＩ信号及びＱ信号の振幅偏差
を補正することが可能な振幅偏差補正回路を提供するこ
とにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に本発明は、第１信号を増幅する第１増幅手段と、第２
信号を増幅する第２増幅手段と、前記第１及び第２増幅
手段で増幅された第１及び第２信号の平均的な振幅偏差
を検出する振幅偏差検出手段と、前記振幅偏差検出手段
の出力を積分しその積分結果に基づき前記第１及び第２
増幅手段の利得を制御する積分手段とを有することを特
徴とする。
に本発明は、第１信号を増幅する第１増幅手段と、第２
信号を増幅する第２増幅手段と、前記第１及び第２増幅
手段で増幅された第１及び第２信号の平均的な振幅偏差
を検出する振幅偏差検出手段と、前記振幅偏差検出手段
の出力を積分しその積分結果に基づき前記第１及び第２
増幅手段の利得を制御する積分手段とを有することを特
徴とする。
【００１７】本発明によれば、第１及び第２信号の平均
的な振幅偏差を検出し、その出力を積分し、その積分結
果に基いて第１及び第２増幅手段の利得を制御するた
め、Ｉ信号（第１信号）及びＱ信号（第２信号）の振幅
偏差を補正することが可能となる。
的な振幅偏差を検出し、その出力を積分し、その積分結
果に基いて第１及び第２増幅手段の利得を制御するた
め、Ｉ信号（第１信号）及びＱ信号（第２信号）の振幅
偏差を補正することが可能となる。
【００１８】具体的には、上記構成によって，受信した
２系統のベースバンド信号（Ｉ信号とＱ信号）の平均的
な振幅偏差を検出し、その結果に応じてそれぞれの可変
利得増幅器を動かし、利得偏差がなくなるように自動調
整を行うことができる。特に、ダイレクトコンバージョ
ン方式では、ベースバンドに大きなダイナミックレンジ
の可変利得増幅器を、Ｉ信号とＱ信号それぞれに使用し
ている。これらの可変利得増幅器は、通常は共通の利得
制御信号で利得を制御するが、部品のバラツキのため、
利得に偏差が生じる。この偏差は、後段の復号回路に悪
影響を与える。本発明を用いれば、この偏差を自動的に
取り除くことができる。
２系統のベースバンド信号（Ｉ信号とＱ信号）の平均的
な振幅偏差を検出し、その結果に応じてそれぞれの可変
利得増幅器を動かし、利得偏差がなくなるように自動調
整を行うことができる。特に、ダイレクトコンバージョ
ン方式では、ベースバンドに大きなダイナミックレンジ
の可変利得増幅器を、Ｉ信号とＱ信号それぞれに使用し
ている。これらの可変利得増幅器は、通常は共通の利得
制御信号で利得を制御するが、部品のバラツキのため、
利得に偏差が生じる。この偏差は、後段の復号回路に悪
影響を与える。本発明を用いれば、この偏差を自動的に
取り除くことができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係
る振幅偏差補正回路の第１の実施の形態の構成図であ
る。同図を参照すると、アンテナ１からＡＧＣ回路７ａ
の出力までは、図６のダイレクトコンバージョン受信機
の構成図と同一である。ここまでの構成は既に説明済み
なので、ここでは省略する。本発明の振幅偏差補正回路
は、図６のＡＧＣ回路７ａの後に位置している。この部
分の構成を説明する。
て添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明に係
る振幅偏差補正回路の第１の実施の形態の構成図であ
る。同図を参照すると、アンテナ１からＡＧＣ回路７ａ
の出力までは、図６のダイレクトコンバージョン受信機
の構成図と同一である。ここまでの構成は既に説明済み
なので、ここでは省略する。本発明の振幅偏差補正回路
は、図６のＡＧＣ回路７ａの後に位置している。この部
分の構成を説明する。
【００２０】図１を参照すると、ＡＧＣ回路７ａの後段
は可変利得アンプ１７，１８と、振幅補正回路１９とか
ら構成されている。さらに、振幅補正回路１９は積分回
路２０と、振幅比較回路２１とから構成されている。
は可変利得アンプ１７，１８と、振幅補正回路１９とか
ら構成されている。さらに、振幅補正回路１９は積分回
路２０と、振幅比較回路２１とから構成されている。
【００２１】次に、第１の実施の形態の動作について説
明する。ＡＧＣ回路７ａを出たＩ信号（同相成分又は第
１信号）とＱ信号（直交成分又は第２信号）は、それぞ
れ可変利得アンプ１７、１８を経てから、信号２３、２
４となって後段に出力される。可変利得アンプ１７の出
力（Ｉ信号）は分岐して振幅比較回路２１に入力され
る。同様に、可変利得アンプ１８の出力（Ｑ信号）も分
岐して振幅比較回路２１に入力される。
明する。ＡＧＣ回路７ａを出たＩ信号（同相成分又は第
１信号）とＱ信号（直交成分又は第２信号）は、それぞ
れ可変利得アンプ１７、１８を経てから、信号２３、２
４となって後段に出力される。可変利得アンプ１７の出
力（Ｉ信号）は分岐して振幅比較回路２１に入力され
る。同様に、可変利得アンプ１８の出力（Ｑ信号）も分
岐して振幅比較回路２１に入力される。
【００２２】振幅比較回路２１では、入力したＩ信号と
Ｑ信号の振幅を比較し、例えば｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜すなわち
Ｉ信号の振幅がＱ信号のそれより大きい場合は＋１Ｖ、
逆に｜Ｉ｜＜｜Ｑ｜すなわちＩ信号の振幅がＱ信号のそ
れより小さい場合は−１Ｖを出力する。積分回路２０は
十分な時定数で、その出力を反転積分（スム−ジング）
する。その結果の電圧出力−ΔＶｃを用いて可変利得ア
ンプ１７の利得を制御する。一方、積分回路２０は、反
転積分の電圧出力−ΔＶｃをさらに反転した電圧出力＋
ΔＶｃも出力しており、この信号で可変利得アンプ１８
の利得を制御する。
Ｑ信号の振幅を比較し、例えば｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜すなわち
Ｉ信号の振幅がＱ信号のそれより大きい場合は＋１Ｖ、
逆に｜Ｉ｜＜｜Ｑ｜すなわちＩ信号の振幅がＱ信号のそ
れより小さい場合は−１Ｖを出力する。積分回路２０は
十分な時定数で、その出力を反転積分（スム−ジング）
する。その結果の電圧出力−ΔＶｃを用いて可変利得ア
ンプ１７の利得を制御する。一方、積分回路２０は、反
転積分の電圧出力−ΔＶｃをさらに反転した電圧出力＋
ΔＶｃも出力しており、この信号で可変利得アンプ１８
の利得を制御する。
【００２３】次に、振幅比較回路２１と積分回路２０の
構成例を図４に示す。同図を参照すると、振幅比較回路
２１は整流回路５１，５２と、コンパレ−タ５３とから
構成され、積分回路２０は演算増幅器５４，５５と、抵
抗器５６乃至５８と、コンデンサ５９とから構成され
る。
構成例を図４に示す。同図を参照すると、振幅比較回路
２１は整流回路５１，５２と、コンパレ−タ５３とから
構成され、積分回路２０は演算増幅器５４，５５と、抵
抗器５６乃至５８と、コンデンサ５９とから構成され
る。
【００２４】次に、振幅比較回路２１と積分回路２０の
動作について説明する。整流回路５１，５２はＩ信号と
Ｑ信号の振幅の絶対値｜Ｉ｜、｜Ｑ｜を生成する。その
値をコンパレータ５３で比較する。コンパレータ５３の
出力は、例えば±１Ｖに設定できる。コンパレータ５３
の出力を、抵抗５６、コンデンサ５９、演算増幅器５４
で構成される反転積分器に通して電圧出力−ΔＶｃを得
る。さらに、この出力−ΔＶｃを抵抗５７、５８及び演
算増幅器５５で構成される反転アンプに通して、電圧出
力ΔＶｃを得る。
動作について説明する。整流回路５１，５２はＩ信号と
Ｑ信号の振幅の絶対値｜Ｉ｜、｜Ｑ｜を生成する。その
値をコンパレータ５３で比較する。コンパレータ５３の
出力は、例えば±１Ｖに設定できる。コンパレータ５３
の出力を、抵抗５６、コンデンサ５９、演算増幅器５４
で構成される反転積分器に通して電圧出力−ΔＶｃを得
る。さらに、この出力−ΔＶｃを抵抗５７、５８及び演
算増幅器５５で構成される反転アンプに通して、電圧出
力ΔＶｃを得る。
【００２５】次に、本実施の形態の動作につき詳細に説
明する。可変利得アンプ１７、１８の利得制御信号対利
得特性の例を図３に示す。同図から分かるように、＋Δ
Ｖｃの場合は利得が＋Ｇｃであり、−ΔＶｃの場合は−
Ｇｃのような対象な特性が望ましい。さらに、利得の可
変範囲を±３ｄＢとすれば、Ｉ信号及びＱ信号の振幅偏
差±６ｄＢまで補正できる。
明する。可変利得アンプ１７、１８の利得制御信号対利
得特性の例を図３に示す。同図から分かるように、＋Δ
Ｖｃの場合は利得が＋Ｇｃであり、−ΔＶｃの場合は−
Ｇｃのような対象な特性が望ましい。さらに、利得の可
変範囲を±３ｄＢとすれば、Ｉ信号及びＱ信号の振幅偏
差±６ｄＢまで補正できる。
【００２６】振幅比較回路２１の入力はＩ信号、Ｑ信号
ともに変調がかかっているため，瞬間的な値はランダム
（ｒａｎｄｏｍ）である。しかし、平均的にはどちらか
が大きい値になっており、大きさの比に対応して、振幅
比較回路２１の出力が＋１Ｖになる時間率が変化する。
すなわち、平均的に｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜であれば、＋１Ｖで
ある割合が大きく、その逆では、−１になる割合が大き
い。この出力を反転積分、および積分して利得可変アン
プ１７、１８を図のように制御した場合、平均的に｜Ｉ
｜＞｜Ｑ｜であれば、Ｉ信号の利得が下がりＱ信号の利
得が上がるように動作する。逆に平均的に｜Ｉ｜＜｜Ｑ
｜であれば、Ｉ信号の利得が上がりＱ信号の利得が下が
るように動作する。これによって、Ｉ信号とＱ信号の振
幅偏差が補正される。
ともに変調がかかっているため，瞬間的な値はランダム
（ｒａｎｄｏｍ）である。しかし、平均的にはどちらか
が大きい値になっており、大きさの比に対応して、振幅
比較回路２１の出力が＋１Ｖになる時間率が変化する。
すなわち、平均的に｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜であれば、＋１Ｖで
ある割合が大きく、その逆では、−１になる割合が大き
い。この出力を反転積分、および積分して利得可変アン
プ１７、１８を図のように制御した場合、平均的に｜Ｉ
｜＞｜Ｑ｜であれば、Ｉ信号の利得が下がりＱ信号の利
得が上がるように動作する。逆に平均的に｜Ｉ｜＜｜Ｑ
｜であれば、Ｉ信号の利得が上がりＱ信号の利得が下が
るように動作する。これによって、Ｉ信号とＱ信号の振
幅偏差が補正される。
【００２７】具体的には、１つの動作例として、振幅比
較回路２１で振幅比較を行った結果、Ｉ信号がＱ信号よ
り大きい場合は、利得可変アンプ１７の利得を下げ、又
は利得可変アンプ１８の利得を上げるように積分回路２
０の出力が変動し、Ｉ信号がＱ信号より小さい場合は、
利得可変アンプ１７の利得を上げ、又は利得可変アンプ
１８の利得を下げるように、積分回路２０の出力が変動
する。
較回路２１で振幅比較を行った結果、Ｉ信号がＱ信号よ
り大きい場合は、利得可変アンプ１７の利得を下げ、又
は利得可変アンプ１８の利得を上げるように積分回路２
０の出力が変動し、Ｉ信号がＱ信号より小さい場合は、
利得可変アンプ１７の利得を上げ、又は利得可変アンプ
１８の利得を下げるように、積分回路２０の出力が変動
する。
【００２８】もう１つの動作例として、振幅比較回路２
１で振幅比較を行った結果、Ｉ信号がＱ信号より大きい
場合は、利得可変アンプ１７の利得を下げ、かつ利得可
変アンプ１８の利得を上げるように積分回路２０の出力
が変動し、Ｉ信号がＱ信号より小さい場合は、利得可変
アンプ１７の利得を上げ、かつ利得可変アンプ１８の利
得を下げるように、積分回路２０の出力が変動する。
１で振幅比較を行った結果、Ｉ信号がＱ信号より大きい
場合は、利得可変アンプ１７の利得を下げ、かつ利得可
変アンプ１８の利得を上げるように積分回路２０の出力
が変動し、Ｉ信号がＱ信号より小さい場合は、利得可変
アンプ１７の利得を上げ、かつ利得可変アンプ１８の利
得を下げるように、積分回路２０の出力が変動する。
【００２９】次に、第２の実施の形態について説明す
る。本発明の第２の実施の形態として、その基本的構成
は上記第１の実施の形態と同様であるが、第２の実施の
形態によれば可変利得アンプ１７、１８を省略すること
ができる。
る。本発明の第２の実施の形態として、その基本的構成
は上記第１の実施の形態と同様であるが、第２の実施の
形態によれば可変利得アンプ１７、１８を省略すること
ができる。
【００３０】図２は第２の実施の形態の構成図である。
同図を参照すると、第２の実施の形態では第１の実施の
形態の構成部分である可変利得アンプ１７と１８の代わ
りに、ＡＧＣ回路７ｂのＩ信号側とＱ信号側の可変利得
アンプの１組であるアンプ１１、１５を使う。
同図を参照すると、第２の実施の形態では第１の実施の
形態の構成部分である可変利得アンプ１７と１８の代わ
りに、ＡＧＣ回路７ｂのＩ信号側とＱ信号側の可変利得
アンプの１組であるアンプ１１、１５を使う。
【００３１】すなわち、可変利得アンプ１１、１５の利
得制御信号として加算回路２６、２７を用いて、積分回
路２０の出力である−ΔＶｃとΔＶｃを加えることによ
って、利得のバランスを変え，これによって，Ｉ信号と
Ｑ信号の振幅偏差を補正している。これによって、図１
の構成と同等の効果が得られる。
得制御信号として加算回路２６、２７を用いて、積分回
路２０の出力である−ΔＶｃとΔＶｃを加えることによ
って、利得のバランスを変え，これによって，Ｉ信号と
Ｑ信号の振幅偏差を補正している。これによって、図１
の構成と同等の効果が得られる。
【００３２】
【発明の効果】本発明によれば、第１信号を増幅する第
１増幅手段と、第２信号を増幅する第２増幅手段と、前
記第１及び第２増幅手段で増幅された第１及び第２信号
の平均的な振幅偏差を検出する振幅偏差検出手段と、前
記振幅偏差検出手段の出力を積分しその積分結果に基づ
き前記第１及び第２増幅手段の利得を制御する積分手段
とを有するため、Ｉ信号及びＱ信号の振幅偏差を補正す
ることが可能となる。
１増幅手段と、第２信号を増幅する第２増幅手段と、前
記第１及び第２増幅手段で増幅された第１及び第２信号
の平均的な振幅偏差を検出する振幅偏差検出手段と、前
記振幅偏差検出手段の出力を積分しその積分結果に基づ
き前記第１及び第２増幅手段の利得を制御する積分手段
とを有するため、Ｉ信号及びＱ信号の振幅偏差を補正す
ることが可能となる。
【００３３】具体的には、本発明を用いることにより、
ダイレクトコンバージョン方式のべースバンド出力であ
るＩ信号とＱ信号の振幅偏差を補正することができるの
で、後段の復号回路における受信品質の劣化を防止する
ことができる。
ダイレクトコンバージョン方式のべースバンド出力であ
るＩ信号とＱ信号の振幅偏差を補正することができるの
で、後段の復号回路における受信品質の劣化を防止する
ことができる。
【図１】本発明に係る振幅偏差補正回路の第１の実施の
形態の構成図である。
形態の構成図である。
【図２】第２の実施の形態の構成図である。
【図３】可変利得アンプ１７、１８の利得制御信号対利
得特性図である。
得特性図である。
【図４】振幅比較回路２１と積分回路２０の構成図であ
る。
る。
【図５】従来のヘテロダイン方式受信機の一例の構成図
である。
である。
【図６】ダイレクトコンバージョン方式による受信機の
構成図である。
構成図である。
１１，１５ アンプ １７，１８ 可変利得アンプ １９ 振幅補正回路 ２０ 積分回路 ２１ 振幅比較回路 ２６，２７ 加算回路
Claims (10)
- 【請求項１】 第１信号を増幅する第１増幅手段と、第
２信号を増幅する第２増幅手段と、前記第１及び第２増
幅手段で増幅された第１及び第２信号の平均的な振幅偏
差を検出する振幅偏差検出手段と、前記振幅偏差検出手
段の出力を積分しその積分結果に基づき前記第１及び第
２増幅手段の利得を制御する積分手段とを有することを
特徴とする振幅偏差補正回路。 - 【請求項２】 前記第１及び第２増幅手段とに加えて、
前記第１信号を増幅する第３増幅手段と、前記第２信号
を増幅する第４増幅手段と、前記第３及び第４増幅手段
に共通の制御信号によって前記第３及び第４増幅手段の
利得を制御する第２利得制御手段とを有することを特徴
とする請求項１記載の振幅偏差補正回路。 - 【請求項３】 前記振幅偏差検出手段で振幅比較を行っ
た結果、前記第１信号が前記第２信号より大きい場合
は、前記第１増幅手段の利得を下げ、又は前記第２増幅
手段の利得を上げるように、前記積分手段の出力が変動
し、前記第１信号が前記第２信号より小さい場合は、前
記第１増幅手段の利得を上げ、又は前記第２増幅手段の
利得を下げるように、前記積分手段の出力が変動するこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の振幅偏差補正回
路。 - 【請求項４】 前記振幅偏差検出手段で振幅比較を行っ
た結果、前記第１信号が前記第２信号より大きい場合
は、前記第１増幅手段の利得を下げ、かつ前記第２増幅
手段の利得を上げるように、前記積分手段の出力が変動
し、前記第１信号が前記第２信号より小さい場合は、前
記第１増幅手段の利得を上げ、かつ前記第２増幅手段の
利得を下げるように、前記積分手段の出力が変動するこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の振幅偏差補正回
路。 - 【請求項５】 第１信号を増幅する第１増幅手段と、第
２信号を増幅する第２増幅手段と、前記第１及び第２増
幅手段に共通の制御信号によって前記第１及び第２増幅
手段の利得を制御する利得制御手段と、前記第１及び第
２増幅手段で増幅された第１及び第２信号の平均的な振
幅偏差を検出する振幅偏差検出手段と、前記振幅偏差検
出手段の出力を積分しその積分結果に基づき前記第１及
び第２増幅手段の利得を制御する積分手段とを有するこ
とを特徴とする振幅偏差補正回路。 - 【請求項６】 前記振幅偏差検出手段は、前記第１及び
第２増幅手段で増幅された第１及び第２信号各々の振幅
の絶対値を生成する第１及び第２絶対値生成手段と、前
記第１及び第２絶対値生成手段の出力が入力される差動
増幅手段とを有することを特徴とする請求項１乃至５い
ずれかに記載の振幅偏差補正回路。 - 【請求項７】 前記積分手段は、前記振幅偏差検出手段
の出力を反転積分する反転積分手段と、前記反転積分手
段の出力をさらに反転する反転手段とを有することを特
徴とする請求項１乃至６いずれかに記載の振幅偏差補正
回路。 - 【請求項８】 前記反転積分手段の出力により前記第１
増幅手段の利得が制御され、前記反転手段の出力により
前記第２増幅手段の利得が制御されることを特徴とする
請求項７記載の振幅偏差補正回路。 - 【請求項９】 前記第１及び第２信号は直交復調信号で
あることを特徴とする請求項１乃至８いずれかに記載の
振幅偏差補正回路。 - 【請求項１０】 前記第１及び第２信号はダイレクトコ
ンバ−ジョン受信機より得られる信号であることを特徴
とする請求項１乃至９いずれかに記載の振幅偏差補正回
路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000072044A JP3531571B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | 振幅偏差補正回路 |
| US09/796,467 US7206360B2 (en) | 2000-03-15 | 2001-03-02 | Amplitude deviation correction circuit |
| GB0105611A GB2360408B (en) | 2000-03-15 | 2001-03-07 | Amplitude deviation correction circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000072044A JP3531571B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | 振幅偏差補正回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268145A true JP2001268145A (ja) | 2001-09-28 |
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ID=18590517
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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|---|---|
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| GB (1) | GB2360408B (ja) |
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| US7602865B2 (en) | 2003-11-22 | 2009-10-13 | Lg Electronics Inc. | Apparatus and method for enhancing a reception rate of a receiver |
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| US7212586B2 (en) * | 2002-01-18 | 2007-05-01 | Broadcom Corporation | Direct conversion RF transceiver for wireless communications |
| US7116955B2 (en) * | 2002-09-24 | 2006-10-03 | Ati Technologies, Inc. | Dual loop automatic gain control |
| KR100464431B1 (ko) * | 2002-09-25 | 2005-01-03 | 삼성전자주식회사 | 무선 통신 시스템에서 1/f 잡음을 개선한 RF신호 수신장치 및 그 방법 |
| JP2006511144A (ja) * | 2002-12-19 | 2006-03-30 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 振幅補正、同相補正および位相補正付きのミキサシステム |
| JP3999685B2 (ja) * | 2003-02-26 | 2007-10-31 | 株式会社ケンウッド | 衛星デジタルラジオ放送受信機 |
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| US8233869B2 (en) * | 2006-12-11 | 2012-07-31 | Thomson Licensing | Automatic gain control with improved cross-modulation |
| WO2010129038A1 (en) | 2009-05-04 | 2010-11-11 | Maxlinear, Inc. | Self-calibrating gain control system |
| US9030236B2 (en) * | 2011-08-09 | 2015-05-12 | National Semiconductor Corporation | Phase detector |
| WO2016134473A1 (en) | 2015-02-27 | 2016-09-01 | Icentia Inc. | Wearable physiological data acquirer and methods of using same |
| US10594281B1 (en) | 2019-03-04 | 2020-03-17 | Ciena Corporation | Receiver automatic gain control systems and methods for asymmetrical or unbalanced constellations |
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| JPH0511521A (ja) | 1991-07-08 | 1993-01-22 | Ricoh Co Ltd | 画像形成装置の感光体ブレーキ装置 |
| JPH0794981A (ja) | 1993-09-20 | 1995-04-07 | Toshiba Corp | 自動利得制御回路 |
| JP2890105B2 (ja) | 1995-05-31 | 1999-05-10 | 日本マランツ株式会社 | Ｑａｍ復調装置 |
| JPH09266498A (ja) | 1996-03-28 | 1997-10-07 | Citizen Watch Co Ltd | 直交検波受信機 |
| JP3504071B2 (ja) | 1996-06-27 | 2004-03-08 | 松下電器産業株式会社 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
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2001
- 2001-03-02 US US09/796,467 patent/US7206360B2/en not_active Expired - Fee Related
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