JP2820069B2 - Ｆｍ復調器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＦＭ復調器に関し、特に
テレビジョン音声回路やＦＭチューナなどに用いるＰＬ
Ｌ型のＦＭ復調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】日本で採用されているテレビジョン（以
下ＴＶ）放送方式では、音声信号搬送周波数が５４．２
５ＭＨｚであり、映像信号搬送波周波数は５８．７５Ｍ
Ｈｚである。また変調方式は、映像信号に対してはＡＭ
変調を、音声信号に対してはＦＭ変調を採用している。

【０００３】実際のＴＶ受信機で音声信号を検波すると
きは、映像搬送波と音声搬送波の周波数の差周波数であ
る音声中間周波（４．５ＭＨｚ）に一度変換し、そのの
ちにＦＭ復調を行っている。

【０００４】このＦＭ変調波信号の最高周波数変移の規
格は１００％変調のとき＋／−２５ｋＨｚであり、中心
周波数４．５ＭＨｚに対して著しく小さい。このような
信号を復調する場合に、例えば、マルチバイブレータ型
の発振回路を用いた一般的なＰＬＬ型のＦＭ復調器を用
いた場合、発振周波数や制御感度の変動が大きいと復調
信号の振幅変動が大きくなってしまう。このたため一般
的に、ＴＶ音声信号のＦＭ復調回路は、上記変動の影響
を受けにくいクォードラチャ検波方式や、コイル等によ
る発振回路を用いたＰＬＬ型のＦＭ復調器が採用されて
いた。

【０００５】一般的なＴＶ受信信号処理回路をブロック
で示す図７を参照すると、このＴＶ受信信号処理回路
は、アンテナ１と、アンテナ１から供給されたＴＶＲＦ
信号を選局し映像ＩＦ信号と音声第１ＩＦ信号とを出力
するチューナ２と、映像ＩＦ信号，音声ＩＦ信号の各々
から不要周波数成分をそれぞれ除去するＳＡＷフィルタ
３，４と、映像ＩＦ信号，音声第１ＩＦ信号をそれぞれ
増幅するＩＦ増幅回路５，６と、増幅された映像ＩＦ信
号を検波し映像信号Ｖと再生映像搬送波信号ＣＶを出力
する映像検波回路７と、増幅された第１音声ＩＦ信号と
再生映像搬送波信号ＣＶとを乗算しミキシング信号を生
成するミキサ回路８と、ミキシング信号をバンドパスし
てバンドパスＩＦ信号を生成するバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）９と、バンドパスＩＦ信号を振幅制限して音
声第２ＩＦ（以下音声ＩＦ）信号ＡＩＦを生成するリミ
ッタ回路１０と、音声ＩＦ信号ＡＩＦを復調し復調音声
信号ＤＡＦを出力する復調器１１と、復調音声信号ＤＡ
Ｆに所定のディエンファシスを行ない音声信号ＡＦを出
力するディエンファシスフィルタ１２とを備える。

【０００６】次に、図８を参照して動作について説明す
ると、テレビジョンＲＦ信号はアンテナ１からチューナ
２に入力され、チューナ２は選局対象チャネルに同調し
てそのＴＶ信号を抽出し、映像搬送波信号を５８．７５
ＭＨｚの映像中間周波（ＩＦ）信号に、音声搬送波信号
を５４．２５ＭＨｚの第１音声ＩＦ信号にそれぞれ変換
して出力する。

【０００７】ＳＡＷフィルタ３は映像ＩＦ信号中の不要
な周波数成分を除去してＩＦ増幅回路５に供給する。Ｉ
Ｆ増幅回路５は映像ＩＦ信号を増幅して映像検波回路７
に供給する。映像検波７は供給を受けた映像ＩＦ信号を
ＡＭ検波し、映像信号Ｖを出力するとともに、再生映像
搬送波信号ＣＶを再生してミキサ８に供給する。

【０００８】一方、ＳＡＷフィルタ４は第１音声ＩＦ信
号中の不要な周波数成分を除去してＩＦ増幅回路６に供
給する。ＩＦ増幅回路６はこの第１音声ＩＦ信号を増幅
しミキサ回路８に供給する。ミキサ回路８は供給された
５４．２５ＭＨｚの第１音声ＩＦ信号と５８．７５ＭＨ
ｚの再生映像搬送波信号ＣＶとを乗算し和周波数１１３
ＭＨｚと差周波数４．５ＭＨｚのミキシング信号を生成
しＢＰＦ９に供給する。ＢＰＦ９は差周波数４．５ＭＨ
ｚのバンドパスＩＦ信号のみを抽出し、リミッタ回路１
０に供給する。このリミッタ回路１０は、ＦＭ復調時の
ＡＭ成分の影響を除去するためバンドパスＩＦ信号を増
幅・振幅制限を行い、音声ＩＦ信号ＡＩＦを生成してＦ
Ｍ復調器１１に供給する。ＦＭ復調器１１は音声ＩＦ信
号ＡＩＦを復調して復調音声信号ＤＡＦを出力する。デ
ィエンファシスフィルタ１２は供給を受けた復調音声信
号ＤＡＦを所定の７５μｓｅｃのディエンファシス処理
を行い音声信号ＡＦを出力する。

【０００９】最近では、このディエンファシスフィルタ
をＬＳＩ内部のコンデンサを用いて内蔵することも行わ
れている。

【００１０】このＦＭ復調器１１には、いくつかの種類
があるが一般的にＴＶ音声信号処理用として用いられて
いるものとしては、図８，図９にそれぞれ示すクォード
ラチャ方式のＦＭ復調器とＰＬＬ方式のＦＭ復調器があ
る。

【００１１】まず、クォードラチャ方式の従来の第１の
ＦＭ復調器１１をブロックで示す図８を参照すると、こ
の従来の第１のＦＭ復調器１１は乗算器１１１と、９０
°位相シフトを行う位相シフト回路１１２とを備える。

【００１２】動作について説明すると、まず、入力され
た音声ＩＦ信号ＡＩＦは、乗算器１１１と位相シフト回
路１１２とに供給される。位相シフト回路１１２では、
入力された音声ＩＦ信号ＡＩＦの周波数が丁度４．５Ｍ
Ｈｚの時に９０度の位相シフトし、この周波数の変化に
したがって位相量を変化させる。この位相シフト回路１
１２としてはＬＣコイルを用いたり、セラミックフィル
タなどを用いて構成するのが一般的である。

【００１３】位相シフト回路１１２で位相シフトされた
シフトＡＦ信号ＳＡＦは、乗算器１１１に供給され、位
相シフト前の音声ＩＦ信号ＡＩＦと乗算され復調音声信
号ＤＡＦを生成する。

【００１４】次に、ＰＬＬ方式の従来の第２のＦＭ復調
器１１Ａをブロックで示す図９を参照すると、この従来
の第２のＦＭ復調器１１Ａは音声ＩＦ信号ＡＩＦと発振
信号ＳＯとを乗算して乗算信号ＭＡＦを出力する乗算器
１１３と、乗算信号ＭＡＦの高周波成分を除去して復調
音声信号ＤＡＦを出力するロウパスフィルタ（ＬＰＦ）
１１４と、信号ＤＡＦにより周波数制御されるＶＣＯ１
１５と、ＶＣＯ１１５の発振制御用のＬＣフィルタ１１
６とを備える。

【００１５】動作について説明すると、まず、入力され
た音声ＩＦ信号ＡＩＦは乗算器１１３に供給される。ま
た、この乗算器１１３にはＶＣＯ１１５からＶＣＯ発振
信号ＳＯが供給され、これら信号ＡＩＦ，ＳＯ間の乗算
を行い乗算信号ＭＡＦを生成し、ＬＰＦ１１４に供給す
る。ＬＰＦ１１４は乗算信号ＭＡＦの高調波成分等を除
去し復調音声信号ＤＡＦを出力するとともに、この信号
ＤＡＦをＶＣＯ１１５に供給し、発振周波数制御を行
う。これら乗算器１１３，ＬＰＦ１１４，ＶＣＯ１１５
から成るＰＬＬループ構成によりＶＣＯ１１５は入力さ
れた音声ＩＦ信号ＡＩＦに同期した周波数で発振し発振
信号ＳＯを出力する。ＬＣフィルタ１１６はＶＣＯ１１
５の発振回路の構成要素として帰還回路を構成するとと
もに、発振信号ＳＯの中心周波数に同調し、ＶＣＯ１１
５の動作基準周波数を与える。

【００１６】最近小型化，高信頼度化，コストダウンの
ため、ＩＣ内部に形成されるコンデンサ（以下ＩＣ内部
コンデンサ）を用いて従来ＩＣ外部に接続されていたコ
ンデンサ，コイル，フィルタ等を構成し、これら外付け
部品の削減を行うことが多く行れてきている。例えば、
ディエンファシスフィルタ等をすでに内蔵したＩＣが作
られている。

【００１７】このような動きの中で、上述のＰＬＬ方式
のＶＣＯをＩＣ内部コンデンサを用いて構成する場合
に、一般的なアステブルマルチバイブレータ（以下マル
チバイブレータ）型の発振回路を用いることが考えられ
る。しかし、このＴＶ音声信号用のＦＭ復調器に要求さ
れる復調性能すなわち４．５ＭＨｚの中心周波数からわ
ずか＋／−２５ｋＨｚしか変化しない音声信号の抽出を
実現するためには、復調中心周波数４．５ＭＨｚの温度
や部品ばらつき等による変動を極力低減する必要があ
る。周知のように、マルチバイブレータは抵抗・コンデ
ンサから成る時定数に依存して発振周波数が定まるが、
ＩＣ内部コンデンサおよび抵抗は温度依存性が大きくこ
のままでは到底上記安定化要求を満足できない。また、
その対策のために、新たに外付け部品を追加することは
その削減の効果をキャンセルしてしまうことになる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＦＭ復
調器は、所要の高安定度の復調中心周波数の保持のため
位相シフト回路やＶＣＯなどにＬＣ回路やメカニカルフ
ィルタ等の外付け部品を用いており、小型化，高信頼度
化，コストダウンの阻害要因となるという欠点があっ
た。

【００１９】また、一般的なマルチバイブレータ型のＶ
ＣＯを用いる場合、その発振周波数を決定する時定数回
路としてＩＣ内部に形成したコンデンサおよび抵抗を用
いる場合は温度依存性が大きく、到底復調器に要求され
る復調中心周波数安定度を満足できないという欠点があ
った。

【００２０】本発明の目的は、上記欠点を解消したマル
チバイブレータ型ＶＣＯを用いることにより外付け部品
を不要とした高安定度のＦＭ復調器を提供することにあ
る。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明のＦＭ復調器は、
音声中間周波信号と局部発振信号とを乗算して乗算信号
を出力する乗算回路と、前記乗算信号の高周波成分を除
去して復調音声信号を出力するロウパスフィルタと、Ｉ
Ｃ内部に形成した第１の抵抗および第１のコンデンサか
ら成る時定数回路により非制御時の発振周波数を決定す
るととともに前記復調音声信号により周波数制御されて
前記局部発振信号を発生する無安定マルチバイブレータ
を有する電圧制御発振回路と、前記ＩＣ内部に形成した
第２の抵抗およびこのＩＣの外部の第３の抵抗によりそ
れぞれ生成した第１および第２の基準電流を用いて前記
時定数回路の温度特性に起因する前記復調音声信号の振
幅変動を抑圧して音声信号を出力する温度補償増幅回路
とを備えるＦＭ復調器において、 前記温度補償増幅回路
が、前記第１および第２の基準電流をそれぞれ発生する
第１および第２の基準電流発生回路と、前記ＩＣ内部に
形成した第４の抵抗を備え前記復調音声信号を増幅する
とともに前記第１および第２の基準電流を用いて前記第
１の抵抗に起因する前記振幅変動を抑圧して増幅復調音
声信号を出力する増幅器と、前記ＩＣ内部に形成した第
２のコンデンサを備え前記増幅復調信号に所定のディエ
ンファシス処理を行うとともに前記第１および第２の基
準電流を用いて前記第１のコンデンサに起因する前記振
幅変動を抑圧して前記音声信号を出力するディエンファ
シスフィルタ回路とを備えて構成されている。

【００２２】

【実施例】次に、本発明の実施例を図９と共通の構成要
素には共通の参照文字／数字を付して同様にブロックで
示す図１を参照すると、この図に示す本実施例のＦＭ復
調器は、従来と共通の乗算器１１３と、ＬＰＦ１１４と
に加えてＶＣＯ１１５の代りにマルチバイブレータ型の
ＶＣＯ１１７と、復調音声信号ＤＡＦを増幅するととも
にＶＣＯの時定数回路の温度特性変動を補正して音声信
号ＡＦを出力する温度補償増幅回路１３とを備える。

【００２３】温度補償増幅回路１３は、復調音声信号Ｄ
ＡＦを増幅するとともに内部抵抗起因の温度特性変動を
補償して増幅復調音声信号ＡＡＦを出力する増幅器１３
１と、基準電流ｉ１，ｉ２をそれぞれ発生する基準電流
発生回路１３３，１３４と、ディエンファシスフィルタ
１２の代りに信号ＡＡＦにディエンファシス処理を行う
とともに内部コンデンサ起因の温度特性変動を補償して
音声信号ＡＦを出力するディエンファシスフィルタ１３
２とを備える。

【００２４】次に、図１を参照して本実施例の動作につ
いて説明すると、まず、従来の第２のＦＭ復調器と同様
に、乗算器１１３は入力音声ＩＦ信号ＡＩＦとＶＣＯ１
１７からの発振信号ＳＯとの供給に応答してこれら信号
ＡＩＦ，ＳＯ間の乗算を行い乗算信号ＭＡＦを生成し、
ＬＰＦ１１４に供給する。ＬＰＦ１１４は乗算信号ＭＡ
Ｆの高調波成分等を除去し復調音声信号ＤＡＦを出力す
るとともに、この信号ＤＡＦをＶＣＯ１１７に供給し、
後述のように発振周波数制御を行う。これら乗算器１１
３，ＬＰＦ１１４，ＶＣＯ１１７から成るＰＬＬループ
構成によりＶＣＯ１１７は入力された音声ＩＦ信号ＡＩ
Ｆに同期した周波数の発振信号ＳＯを出力する。

【００２５】ＶＣＯ１１７の構成を回路図で示す図２を
参照すると、このＶＣＯ１１７はトランジスタＱ７１〜
Ｑ８２と、演算増幅器（以下オペアンプ）Ａ７１，Ａ７
２と、オペアンプＡ７１の出力でセットされオペアンプ
Ａ７２の出力でリセットされるラッチ回路Ｌ７１と、固
定電圧ＶＣを供給する電圧源Ｖ７１と、トランジスタＱ
７４，Ｑ７７の各々のベース間に接続されたコンデンサ
Ｃ７１と、トランジスタＱ７３ソースと接地Ｇとの間に
接続された抵抗Ｒ７１と、電源ＶＣＣとトランジスタＱ
７８，Ｑ７９の各々のコレクタとの間に接続された抵抗
Ｒ７２，Ｒ７３とを備える。

【００２６】次に、図２および各部の動作波形を示す図
３を参照してＶＣＯ１１７の動作について説明すると、
まず、ラッチ回路Ｌ７１の出力Ｑがハイレベル（以降’
１’）の時を考える。当然その反転出力ＱＢはロウレベ
ル（以降’０’）となっている。この出力ＱＢの供給に
応答してトランジスタＱ７８，Ｑ７１はＯＮ状態とな
り、トランジスタＱ７９，Ｑ７２がＯＦＦ状態となる。
この状態でトランジスタＱ７６のベース電圧はＶＣＣと
なり、結果としてオペアンプＡ７１の逆相入力端子の電
圧はＶＣＣ−２ＶＢＥとなっている。一方、トランジス
タＱ７５はトランジスタＱ７８のＯＮ状態に応答してそ
のベース電圧が定電流源ＩＣ７３の電流と抵抗Ｒ７２と
の積の分だけ降下し、ＯＦＦ状態となっている。

【００２７】また、トランジスタＱ７１のＯＮ状態に応
答してコンデンサＣ７１の充電電荷は、このトランジス
タＱ７１のコレクタ電流で放電される。この放電によ
り、オペアンプＡ７２の逆相入力端子の電圧は徐々に降
下していく。この状態においてオペアンプＡ７１，Ａ７
２の出力はいずれも’０’となっている。しかし、コン
デンサＣ７１の放電により、オペアンプＡ７２の出力電
圧は徐々に降下していき、正相入力に接続されている固
定電圧ＶＣＣ−ＶＣ−２ＶＢＥを下回るとオペアンプＡ
７２の出力は’０’から’１’に変化し、ラッチ回路Ｌ
７１をリセットする。これにより、ラッチ回路Ｌ７１の
出力Ｑ，ＱＢはそれぞれ’０’，’１’となり、以前の
状態から反転する。

【００２８】この動作を反復することによりこのマルチ
バイブレータ型ＶＣＯ１１７が発振する。

【００２９】このＶＣＯ１１７の発振周波数は、以下の
ようにして決定される。

【００３０】 ｆ＝Ｖｏｓｃ／（４・Ｃ・ＶＣ・Ｒｉ）…………………………………（１） Ｖｏｓｃ；ＶＣＯ制御入力電圧 Ｃ；ＩＣ内部のコンデンサＣ７１の容量値 ＶＣ；発振振幅を決定する電圧（Ｖ７１の電圧値） Ｒｉ；ＩＣ内部の抵抗Ｒ７１の抵抗値 また、このＶＣＯ１１７をＰＬＬ方式のＦＭ復調器に用
いた場合の復調感度は、（１）式を変形し、周波数ｆで
微分することにより求められる。

【００３１】 Ｖｏｓｃ＝４・Ｃ・ＶＣ・Ｒｉ・ｆ ｄＶｏｓｃ／ｄｆ＝４・Ｃ・ＶＣ・Ｒｉ…………………………………（２） この復調感度には、ＩＣ内部コンデンサＣと抵抗Ｒｉの
項を含むためこれらの項をキャンセルすることによりＩ
Ｃ内部コンデンサと抵抗のばらつきと温度変動要因をキ
ャンセルすることができる。

【００３２】これらＣ，Ｒｉの項をキャンセルするため
に、本実施例のＦＭ復調器は図１に示す増幅器１３１
と、基準電流発生回路１３３，１３４とを備える。

【００３３】基準電流発生回路１３３，１３４の各々の
構成を回路図で示す図６（Ａ），（Ｂ）を参照すると、
基準電圧発生回路１３３は基準電圧Ｖｒｅｆをオペアン
プＡ６１に供給する電圧源Ｖ６１と、オペアンプＡ６１
と、オペアンプＡ６１の出力電圧を基準電流ＩＲ１に変
換するトランジスタＱ６１と、ＩＣ内部に形成された抵
抗Ｒ６１とを備え、基準電圧発生回路１３４は基準電圧
ＶｒｅｆをオペアンプＡ５１に供給する電圧源Ｖ５１
と、オペアンプＡ５１と、オペアンプＡ５１の出力電圧
を基準電流ＩＲ２に変換するトランジスタＱ５１と端子
Ｔ５１を経由して外部に接続した抵抗Ｒ５１とを備え
る。

【００３４】基準電流発生回路１３４はＩＣ外部に接続
された抵抗Ｒ５１により温度変動とばらつきが極力抑圧
された基準電流ｉ２を生成し、一方、基準電流発生回路
１３３は、ＩＣ内部抵抗Ｒ４１により内部抵抗の温度変
動とばらつきを代表する基準電流ｉ１を生成する。

【００３５】これらの回路で生成される基準電流ｉ１，
ｉ２は以下のようになる。

【００３６】 ｉ１＝Ｖｒｅｆ／ＲＲｉ……………………………………………………（３） ｉ２＝Ｖｒｅｆ／Ｒｘ………………………………………………………（４） ＲＲｉ；内部抵抗Ｒ６１の抵抗値 Ｒｘ；外付け抵抗Ｒ５１の抵抗値 この外付け抵抗Ｒ５１は、内部コンデンサのばらつきを
キャンセルのために調整される。

【００３７】次に、増幅器１３１の構成を回路図で示す
図４を参照すると、この増幅器１３１は、トランジスタ
Ｑ３１〜Ｑ４０，Ｑ４０１〜Ｑ４０３と、定電流源ＩＣ
３１〜ＩＣ３３と、抵抗Ｒ３１〜Ｒ３８とを備える。

【００３８】ここで、前述の基準電流発生回路１３４は
定電流源ＩＣ３１，ＩＣ３２に相当しそれぞれ基準電流
ｉ２を供給する。基準電流発生回路１３４は定電流源Ｉ
Ｃ３３に相当し基準電流ｉ１を供給する。

【００３９】この増幅器のゲインＡｖは、以下のように
して決定される。 Ａｖ＝ｇｍ・ＲＬ・ｉ１／（２・ｉ２）…………………………………（５） （５）式に、（３），（４）式のｉ１とｉ２を代入する
と、 Ａｖ＝ｇｍ・ＲＬ・（Ｖｒｅｆ／ＲＲｉ）・（Ｒｘ／２・Ｖｒｅｆ） ＝ｇｍ・ＲＬ・Ｒｘ／（２・ＲＲｉ）………………………………………（６） ｇｍ；増幅器の相互コンダクタンス、この回路ではｇｍ
≒１／Ｒｅ，Ｒｅは抵抗Ｒ３１ ＲＬ；増幅器の負荷抵抗であり抵抗Ｒ３６ この増幅器に、ＦＭ復調音声信号ＤＡＦを入力した場合
の出力は、（７）式で表される。 Ｖｏ＝Ａｖ・４・Ｃ・ＶＣ・Ｒｉ・Δｆ ＝（ＲＬ／Ｒｅ）・｛Ｒｘ／（２・ＲＲｉ）｝・４・Ｃ・ＶＣ・Ｒｉ・Δｆ… ………（７） すなわち、内部抵抗の相対比と外付け抵抗の絶対値Ｒｘ
と発振振幅を決定する固定電圧ＶＣにより増幅器１３１
の出力電圧が決定され、内部抵抗の絶対値の項はキャン
セルできる。

【００４０】次に、内部コンデンサのばらつきのキャン
セル動作について説明する。

【００４１】上述したようにディエンファシスフィルタ
１３２にも基準電流発生回路１３３，１３４で生成した
基準電流ｉ１，ｉ２を供給する。

【００４２】ディエンファシスフィルタ１３２の構成を
示す回路図である図５を参照すると、このディエンファ
シスフィルタ１３２はトランジスタＱ４１〜Ｑ５０，Ｑ
５０１〜Ｑ５０３と、定電流源ＩＣ４１〜ＩＣ４３と、
抵抗Ｒ４１〜Ｒ４５，Ｒ３７，Ｒ４８と、コンデンサＣ
４１とを備える。

【００４３】図４，図５を比較すると明らかなように、
このディエンファシスフィルタ１３２は殆ど増幅器１３
１と共通の構成であり、相違点は基準電流ｉ１，ｉ２の
供給点が入れ違いすなわち定電流源ＩＣ４１，ＩＣ４２
が基準電流ｉ１を供給する基準電流発生回路１３３であ
り定電流源ＩＣ４３が基準電流ｉ２を供給する基準電流
発生回路１３４であることと、この回路の負荷となる部
分が抵抗Ｒ３６の代りにコンデンサＣ４１であることと
である。

【００４４】ディエンファシスフィルタ１３２のカット
オフ周波数ｆｃは、以下のようにして決定される。 ｆｃ＝ｇｍ／（２・π・Ｃｆ） ＝ｇｍ・（ｉ２／（２・ｉ１））／（２・π・Ｃｆ）……………………（８） （８）式に、（３），（４）式のｉ１とｉ２を代入する
と、次式のようになる。 ｆｃ＝ｇｍ・（ｉ２／｛２・（Ｖｒｅｆ／ＲＲｉ）｝／（２・π・Ｃｆ） ＝ｇｍ・｛ＲＲｉ／（２・Ｒｘ）｝／（２・π・Ｃｆ）…………………（９） ｇｍ；増幅器の相互コンダクタンス、この回路ではｇｍ
≒１／Ｒｅ，Ｒｅは抵抗Ｒ４１ Ｃｆ；フィルタ回路１２Ａの負荷コンデンサでありコン
デンサＣ４１ このフィルタカットオフ周波数ｆｃが一定となるように
Ｒｘを調整することにより、最終的にカットオフ周波数
ｆｃと、Ｒｘの関係は次式で表される。 Ｒｘ＝ｇｍ・｛ＲＲｉ／（２・ｆｃ）｝／（２・π・Ｃｆ） ＝｛ＲＲｉ／（２・ｆｃ・Ｒｅ）｝／（２・π・Ｃｆ）………………（１０） このＲｘの値を代入し、復調音声信号ＤＡＦを増幅器１
３１に供給して得られる増幅音声信号ＡＡＦのレベルＶ
ｏは、次式で表される。 Ｖｏ＝Ａｖ・４・Ｃ・ＶＣ・Ｒｉ・Δｆ ＝（ＲＬ／Ｒｅ）・｛Ｒｘ／（２・ＲＲｉ）｝・４・Ｃ・ＶＣ・Ｒｉ・Δｆ ＝（ＲＬ／Ｒｅ）・［｛（ＲＲｉ／（２・ｆｃ・ｒｅ）｝／（２・ＲＲｉ）］・ ４・Ｃ・ＶＣ・Ｒｉ・Δｆ…………………………………………………（１１） （１１）式に示すように、Ｖｏの計算項に内部コンデン
サの絶対値に依存する項はなくなり、全て抵抗およびコ
ンデンサの相対比に依存することになる。

【００４５】すなわち、音声信号ＡＦのレベルは、内部
抵抗およびコンデンサの相対比と、外付け抵抗の絶対値
で決定されることになる。公知のように、一般的なＩＣ
において、これら内部抵抗およびコンデンサの各々の相
対比の温度依存性は殆ど無視できるので、上記外付け抵
抗のみの温度特性を注意することにより、温度変化に対
して特性変動および出力レべル変動の少ない高安定度の
ＦＭ復調器を得ることができる。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のＦＭ復調
器は、ＩＣ内部に形成した抵抗および外付けの抵抗によ
りそれぞれ生成した第１および第２の基準電流を用いて
ＶＣＯの時定数回路の温度特性に起因する復調音声信号
の振幅変動を抑圧する温度補償増幅回路を備えるので、
上記時定数回路を構成する内部抵抗および内部コンデン
サの温度特性変動および値のばらつきの影響をキャンセ
ルできることにより、小型化，高信頼度化，コストダウ
ンの阻害要因となる外付け部品を不要とするとともに高
安定度のＦＭ復調器を構成することができるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＦＭ復調器の一実施例を示すブロック
図である。

【図２】図１のＶＣＯの構成を示す回路図である。

【図３】本実施例のＶＣＯの動作の一例を示すタイムチ
ャートである。

【図４】図１の増幅器の構成を示す回路図である。

【図５】図１のディエンファシスフィルタの構成を示す
回路図である。

【図６】図１の基準電流発生回路の構成を示す回路図で
ある。

【図７】ＴＶ受信信号処理回路の一例を示すブロック図
である。

【図８】従来の第１のＦＭ復調器の一例を示すブロック
図である。

【図９】従来の第２のＦＭ復調器の一例を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１ アンテナ ２ チューナ ３，４ ＳＡＷフィルタ ５，６ ＩＦ増幅回路 ７ 映像検波回路 ８ ミキサ回路 ９ ＢＰＦ １０ リミッタ回路 １１，１１Ａ，１１Ｂ ＦＭ復調器 １２，１３２ ディエンファシスフィルタ １３ 温度補償増幅回路 １１１，１１３ 乗算器 １１２ 位相シフト回路 １１４ ＬＰＦ １１５，１１７ ＶＣＯ １１６ ＬＣフィルタ １３１ 増幅器 １３３，１３４ 基準電流発生回路 Ａ５１，Ａ６１，Ａ７１，Ａ７２ オペアンプ Ｃ４１，Ｃ７１ コンデンサ Ｑ３１〜Ｑ５１，Ｑ６１，Ｑ７１〜Ｑ８２，Ｑ４０１〜
Ｑ４０３，Ｑ５０１〜Ｑ５０３ トランジスタ Ｒ３１〜Ｒ３８，Ｒ４１〜Ｒ４５，Ｒ４７，Ｒ４８，Ｒ
５１，Ｒ６１，Ｒ７１〜Ｒ７３ 抵抗

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 音声中間周波信号と局部発振信号とを乗
   算して乗算信号を出力する乗算回路と、前記乗算信号の
   高周波成分を除去して復調音声信号を出力するロウパス
   フィルタと、ＩＣ内部に形成した第１の抵抗および第１
   のコンデンサから成る時定数回路により非制御時の発振
   周波数を決定するととともに前記復調音声信号により周
   波数制御されて前記局部発振信号を発生する無安定マル
   チバイブレータを有する電圧制御発振回路と、前記ＩＣ
   内部に形成した第２の抵抗およびこのＩＣの外部の第３
   の抵抗によりそれぞれ生成した第１および第２の基準電
   流を用いて前記時定数回路の温度特性に起因する前記復
   調音声信号の振幅変動を抑圧して音声信号を出力する温
   度補償増幅回路とを備えるＦＭ復調器において、 前記温度補償増幅回路が、前記第１および第２の基準電
   流をそれぞれ発生する第１および第２の基準電流発生回
   路と、 前記ＩＣ内部に形成した第４の抵抗を備え前記復調音声
   信号を増幅するとともに前記第１および第２の基準電流
   を用いて前記第１の抵抗に起因する前記振幅変動を抑圧
   して増幅復調音声信号を出力する増幅器と、 前記ＩＣ内部に形成した第２のコンデンサを備え前記増
   幅復調信号に所定のディエンファシス処理を行うととも
   に前記第１および第２の基準電流を用いて前記第１のコ
   ンデンサに起因する前記振幅変動を抑圧して前記音声信
   号を出力するディエンファシスフィルタ回路と を備える
   ことを特徴とするＦＭ復調器。