JP2912791B2 - 高周波受信装置 - Google Patents
高周波受信装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
- H03D1/2254—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels and a phase locked loop
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/08—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
- H03D7/163—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade the local oscillations of at least two of the frequency changers being derived from a single oscillator
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波テレビジョン信
号受信等に使用する高周波受信装置に関するものであ
る。
号受信等に使用する高周波受信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の高周波受信装置について説
明する。
明する。
【０００３】従来の高周波受信装置を図４に示す。図４
において、従来の高周波受信装置は、高周波テレビジョ
ン信号を入力する入力端子４４と、この入力端子４４の
出力に接続された高周波増幅器４５と、この高周波増幅
器４５の出力が一方の入力に接続された混合器４６と、
この混合器４６の他方の入力に接続された発振器４９
と、この発振器４９に接続されたＰＬＬ回路４８と、こ
のＰＬＬ回路４８に接続された基準固体発振素子４７
と、前記混合器４６の出力が中間周波数濾波器５０を介
して接続された中間周波数増幅器５１と、この中間周波
数増幅器５１の出力信号が一方の入力に供給される映像
同期検波器５２と、この映像同期検波器５２の出力が接
続される出力端子５３と、前記中間周波数増幅器５１の
出力が一方の入力に供給されると共に、他方の入力には
検波用発振器５４の出力が＋π／４（ｒａｄ）移相させ
る第１の移相器５５を介して供給される位相比較器５６
と、この位相比較器５６の出力と前記検波用発振器５４
の制御入力との間に設けられた第１の低域濾波器５７
と、前記検波用発振器５４の出力と前記映像同期検波器
５２の他方の入力との間に設けられた−π／４（ｒａ
ｄ）移相させる第２の移相器５８とで構成されていた。
ここで、この高周波受信装置の入力端子４４から混合器
４６までをチューナ部といい、中間周波数増幅器５１か
ら出力端子５３までを映像検波部という。
において、従来の高周波受信装置は、高周波テレビジョ
ン信号を入力する入力端子４４と、この入力端子４４の
出力に接続された高周波増幅器４５と、この高周波増幅
器４５の出力が一方の入力に接続された混合器４６と、
この混合器４６の他方の入力に接続された発振器４９
と、この発振器４９に接続されたＰＬＬ回路４８と、こ
のＰＬＬ回路４８に接続された基準固体発振素子４７
と、前記混合器４６の出力が中間周波数濾波器５０を介
して接続された中間周波数増幅器５１と、この中間周波
数増幅器５１の出力信号が一方の入力に供給される映像
同期検波器５２と、この映像同期検波器５２の出力が接
続される出力端子５３と、前記中間周波数増幅器５１の
出力が一方の入力に供給されると共に、他方の入力には
検波用発振器５４の出力が＋π／４（ｒａｄ）移相させ
る第１の移相器５５を介して供給される位相比較器５６
と、この位相比較器５６の出力と前記検波用発振器５４
の制御入力との間に設けられた第１の低域濾波器５７
と、前記検波用発振器５４の出力と前記映像同期検波器
５２の他方の入力との間に設けられた−π／４（ｒａ
ｄ）移相させる第２の移相器５８とで構成されていた。
ここで、この高周波受信装置の入力端子４４から混合器
４６までをチューナ部といい、中間周波数増幅器５１か
ら出力端子５３までを映像検波部という。
【０００４】映像検波部による映像検波は、チューナ部
からの出力である中間周波数との位相差がπ／２（ｒａ
ｄ）となるようにＰＬＬ制御された前記検波用発振器５
４により、前記中間周波数がスイッチングされて映像同
期検波が行われるのである。
からの出力である中間周波数との位相差がπ／２（ｒａ
ｄ）となるようにＰＬＬ制御された前記検波用発振器５
４により、前記中間周波数がスイッチングされて映像同
期検波が行われるのである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の構成では振幅変調（ＡＭ変調）における変調
度の深い方向でかつ急峻な変化がある場合、すなわち図
５（ａ）のＡ部に示すようなパルス状の白色の映像信号
への変化を直線性良く再現する復調には、前記位相比較
器５６へ入力される映像搬送波の振幅が急峻に少なくな
っても、位相安定度の高い前記第２の検波用発振器５４
が必要となる。しかしながら、従来では前記検波用発振
器５４は、ＣＡＴＶシステム等の映像搬送波周波数のオ
フセットに対応できるように、検波特性の安定性を重視
するあまり、位相安定度の低い発振器が用いられてい
た。すなわち従来例では、前記検波用発振器５４の発振
周波数可変範囲は約±２００ｋＨｚに設定され位相安定
度は低くなっていた。その結果前記映像同期検波器５２
の出力は、図５（ｂ）のＢ部に示すような白色の映像信
号の非直線部が発生し直線性の良い検波ができないとい
う問題があった。
うな従来の構成では振幅変調（ＡＭ変調）における変調
度の深い方向でかつ急峻な変化がある場合、すなわち図
５（ａ）のＡ部に示すようなパルス状の白色の映像信号
への変化を直線性良く再現する復調には、前記位相比較
器５６へ入力される映像搬送波の振幅が急峻に少なくな
っても、位相安定度の高い前記第２の検波用発振器５４
が必要となる。しかしながら、従来では前記検波用発振
器５４は、ＣＡＴＶシステム等の映像搬送波周波数のオ
フセットに対応できるように、検波特性の安定性を重視
するあまり、位相安定度の低い発振器が用いられてい
た。すなわち従来例では、前記検波用発振器５４の発振
周波数可変範囲は約±２００ｋＨｚに設定され位相安定
度は低くなっていた。その結果前記映像同期検波器５２
の出力は、図５（ｂ）のＢ部に示すような白色の映像信
号の非直線部が発生し直線性の良い検波ができないとい
う問題があった。
【０００６】本発明は、このような問題点を解決するも
ので、検波出力直線性を改善した映像同期検波を行う高
周波受信装置を提供することを目的としたものである。
ので、検波出力直線性を改善した映像同期検波を行う高
周波受信装置を提供することを目的としたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、第１の低域濾波器の出力に緩衝増幅器を介
して第２の低域濾波器を接続し、この第２の低域濾波器
の出力を、基準固体発振子の一端にコンデンサを介して
接続すると共に、このコンデンサと前記第２の低域濾波
器の接続点とアースとの間にアノード側をアースに接続
した可変容量素子を接続し、前記第１の低域濾波器の時
定数を、前記第２の低域濾波器の時定数に比べて１０分
の１以下と小さくしたものである。
に本発明は、第１の低域濾波器の出力に緩衝増幅器を介
して第２の低域濾波器を接続し、この第２の低域濾波器
の出力を、基準固体発振子の一端にコンデンサを介して
接続すると共に、このコンデンサと前記第２の低域濾波
器の接続点とアースとの間にアノード側をアースに接続
した可変容量素子を接続し、前記第１の低域濾波器の時
定数を、前記第２の低域濾波器の時定数に比べて１０分
の１以下と小さくしたものである。
【０００８】
【作用】この構成により、第１の低域濾波器の出力が緩
衝増幅器と第２の低域濾波器を介して可変容量素子に接
続されているので、たとえ、検波用発振器と中間周波数
との位相差がπ／２（ｒａｄ）でない場合でも、中間周
波数を決定するＰＬＬ回路により周波数制御されている
発振器の発振周波数を微調することができる。すなわ
ち、ＰＬＬ回路に用いられている基準固体発振素子の並
列容量を可変容量素子で微調し、中間周波数を検波用発
振器の発振周波数範囲内に正確に合わせこむことが可能
となり、検波用発振周波数と中間周波数との位相差をπ
／２（ｒａｄ）に保つことができる。また、第１の低域
濾波器の時定数は、第２の低域濾波器の時定数に比べて
１０分の１以下と小さく設定しているので、映像搬送波
振幅の急峻な変化に追従することができ、検波出力直線
性を改善した映像同期検波を行う高周波受信装置を得る
ことができる。
衝増幅器と第２の低域濾波器を介して可変容量素子に接
続されているので、たとえ、検波用発振器と中間周波数
との位相差がπ／２（ｒａｄ）でない場合でも、中間周
波数を決定するＰＬＬ回路により周波数制御されている
発振器の発振周波数を微調することができる。すなわ
ち、ＰＬＬ回路に用いられている基準固体発振素子の並
列容量を可変容量素子で微調し、中間周波数を検波用発
振器の発振周波数範囲内に正確に合わせこむことが可能
となり、検波用発振周波数と中間周波数との位相差をπ
／２（ｒａｄ）に保つことができる。また、第１の低域
濾波器の時定数は、第２の低域濾波器の時定数に比べて
１０分の１以下と小さく設定しているので、映像搬送波
振幅の急峻な変化に追従することができ、検波出力直線
性を改善した映像同期検波を行う高周波受信装置を得る
ことができる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を参照
しながら説明する。
しながら説明する。
【００１０】図１は、本発明の一実施例における高周波
受信装置のブロック図である。図１において、１は入力
端子であり、この入力端子１の出力に接続された高周波
増幅器２と、この高周波増幅器２の出力が一方の入力に
接続された混合器３と、この混合器３の他方の入力に接
続されると共に、基準固体発振素子４により周波数制御
されるＰＬＬ回路５を含む発振器６により構成されたチ
ューナ部があり、前記基準固体発振素子４は、本実施例
では、水晶発振子を用いて、４ＭＨｚでの基準発振を得
ている。本実施例ではＰＬＬ方式にパルススワロー方式
でチューナ選局動作を行っている。前置分周器１／８を
配置し、その後段に、１／３２および１／３３のスワロ
ー分周器を配置し、その後段に、分周比Ｍのメインカウ
ンタと分周比Ｓのスワローカウンタを配置し、前記４Ｍ
Ｈｚ水晶発振子を１／５１２分周した位相比較用基準周
波数Ｆｒｅｆ（＝４０００／５１２＝７．８１２５ｋＨ
ｚ）にてＰＬＬ選局を行っている。ここで、前記発振器
６の発振周波数Ｆは、（式１）に示される。
受信装置のブロック図である。図１において、１は入力
端子であり、この入力端子１の出力に接続された高周波
増幅器２と、この高周波増幅器２の出力が一方の入力に
接続された混合器３と、この混合器３の他方の入力に接
続されると共に、基準固体発振素子４により周波数制御
されるＰＬＬ回路５を含む発振器６により構成されたチ
ューナ部があり、前記基準固体発振素子４は、本実施例
では、水晶発振子を用いて、４ＭＨｚでの基準発振を得
ている。本実施例ではＰＬＬ方式にパルススワロー方式
でチューナ選局動作を行っている。前置分周器１／８を
配置し、その後段に、１／３２および１／３３のスワロ
ー分周器を配置し、その後段に、分周比Ｍのメインカウ
ンタと分周比Ｓのスワローカウンタを配置し、前記４Ｍ
Ｈｚ水晶発振子を１／５１２分周した位相比較用基準周
波数Ｆｒｅｆ（＝４０００／５１２＝７．８１２５ｋＨ
ｚ）にてＰＬＬ選局を行っている。ここで、前記発振器
６の発振周波数Ｆは、（式１）に示される。
【００１１】 Ｆ＝Ｆｒｅｆ＊８＊（３２＊Ｍ＋Ｓ） ＝６２．５＊（３２＊Ｍ＋Ｓ） ［ｋＨｚ］……（式１） すなわち、最小可変ステップ周波数は６２．５ｋＨｚと
なり、中間周波数の精度は、３１．２５ｋＨｚより細か
い周波数設定はできない。
なり、中間周波数の精度は、３１．２５ｋＨｚより細か
い周波数設定はできない。
【００１２】前記混合器３の出力側には中間周波数濾波
器７を介して中間周波数増幅器８が接続され、前記中間
周波数増幅器８の出力信号が一方の入力に供給される映
像同期検波器９が設けられている。またこの映像同期検
波器９の出力側には出力端子１０が接続されている。さ
らに、前記中間周波数増幅器８の出力が一方の入力に供
給されると共に、他方の入力には検波用発振器１１の出
力が＋π／４（ｒａｄ）移相させる第１の移相器１２を
介して供給される位相比較器１３が接続されている。ま
た、前記位相比較器１３の出力と前記検波用発振器１１
への制御入力との間には第１の低域濾波器１４が設けら
れ、前記検波用発振器１１の出力と前記映像同期検波器
９の他方の入力との間には−π／４（ｒａｄ）移相させ
る第２の移相器１５が設けられている。本実施例では、
前記検波用発振器１１の発振周波数の中心周波数は５
８．７５ＭＨｚで、この検波用発振器の発振周波数可変
範囲は±２０ｋＨｚ（従来例では±２００ｋＨｚ）程度
の設定にし、位相安定度を高く設定している。従来例で
は、ＰＬＬ選局による誤差が生じても映像同期検波がで
きるように広く前記検波用発振器５４の発振周波数範囲
を設定しているが、本発明ではＰＬＬ選局の誤差が生じ
ると前記検波用発振器１１と中間周波数との位相差をπ
／２（ｒａｄ）に保つことができなくなるので、映像同
期検波ができなくなる。そこで、前記第１の低域濾波器
１４の出力が入力として接続された緩衝増幅器１６と、
この緩衝増幅器１６の出力とアノード端子をアースした
可変容量素子１７のカソードとの間に、第２の低域濾波
器１８を設け、前記可変容量素子１７のカソードはコン
デンサ１９（約１００ｐＦ）を介して前記基準固体発振
素子４に接続し、ＰＬＬ選局の誤差が生じないように構
成されている。
器７を介して中間周波数増幅器８が接続され、前記中間
周波数増幅器８の出力信号が一方の入力に供給される映
像同期検波器９が設けられている。またこの映像同期検
波器９の出力側には出力端子１０が接続されている。さ
らに、前記中間周波数増幅器８の出力が一方の入力に供
給されると共に、他方の入力には検波用発振器１１の出
力が＋π／４（ｒａｄ）移相させる第１の移相器１２を
介して供給される位相比較器１３が接続されている。ま
た、前記位相比較器１３の出力と前記検波用発振器１１
への制御入力との間には第１の低域濾波器１４が設けら
れ、前記検波用発振器１１の出力と前記映像同期検波器
９の他方の入力との間には−π／４（ｒａｄ）移相させ
る第２の移相器１５が設けられている。本実施例では、
前記検波用発振器１１の発振周波数の中心周波数は５
８．７５ＭＨｚで、この検波用発振器の発振周波数可変
範囲は±２０ｋＨｚ（従来例では±２００ｋＨｚ）程度
の設定にし、位相安定度を高く設定している。従来例で
は、ＰＬＬ選局による誤差が生じても映像同期検波がで
きるように広く前記検波用発振器５４の発振周波数範囲
を設定しているが、本発明ではＰＬＬ選局の誤差が生じ
ると前記検波用発振器１１と中間周波数との位相差をπ
／２（ｒａｄ）に保つことができなくなるので、映像同
期検波ができなくなる。そこで、前記第１の低域濾波器
１４の出力が入力として接続された緩衝増幅器１６と、
この緩衝増幅器１６の出力とアノード端子をアースした
可変容量素子１７のカソードとの間に、第２の低域濾波
器１８を設け、前記可変容量素子１７のカソードはコン
デンサ１９（約１００ｐＦ）を介して前記基準固体発振
素子４に接続し、ＰＬＬ選局の誤差が生じないように構
成されている。
【００１３】以上のように構成された高周波受信装置に
ついて、以下にその動作を説明する。
ついて、以下にその動作を説明する。
【００１４】一例としてＣＡＴＶシステムにおいて映像
搬送波周波数が、４０ｋＨｚのオフセットのある９１．
２９ＭＨｚの場合について動作を説明する。
搬送波周波数が、４０ｋＨｚのオフセットのある９１．
２９ＭＨｚの場合について動作を説明する。
【００１５】（式１）においてＭ＝７５、Ｓ＝１でＦ＝
１５０．０６２５ＭＨｚで中間周波数は、５８．７７２
５ＭＨｚとなる。前記検波用発振器は、５８．７５ＭＨ
ｚ±２０ｋＨｚになる設定であるから２．５ｋＨｚの差
分だけ映像同期検波に不具合が発生する。そこでＦｒｅ
ｆに７．８１１３２……［＝１５００４０／｛８＊（３
２＊７５＋１）｝＝Ｆｒｅｆ１］ｋＨｚとなるように位
相比較用基準周波数を微調する。すなわち水晶発振周波
数が５１２＊Ｆｒｅｆ１／１０００（＝３．９９９４０
……）ＭＨｚ、−１５０ｐｐｍの変化分になるよう新た
な制御ループを付加する。すなわち第１の低域濾波器１
４の出力を入力インピーダンスの十分に高い緩衝増幅器
１６に入力し前記第２の低域濾波器１８を介して、可変
容量素子１７のカソードの印加電圧を下げ、前記基準固
体発振素子４（本実施例では水晶発振子）の発振周波数
を−１５０ｐｐｍ下げるのである。
１５０．０６２５ＭＨｚで中間周波数は、５８．７７２
５ＭＨｚとなる。前記検波用発振器は、５８．７５ＭＨ
ｚ±２０ｋＨｚになる設定であるから２．５ｋＨｚの差
分だけ映像同期検波に不具合が発生する。そこでＦｒｅ
ｆに７．８１１３２……［＝１５００４０／｛８＊（３
２＊７５＋１）｝＝Ｆｒｅｆ１］ｋＨｚとなるように位
相比較用基準周波数を微調する。すなわち水晶発振周波
数が５１２＊Ｆｒｅｆ１／１０００（＝３．９９９４０
……）ＭＨｚ、−１５０ｐｐｍの変化分になるよう新た
な制御ループを付加する。すなわち第１の低域濾波器１
４の出力を入力インピーダンスの十分に高い緩衝増幅器
１６に入力し前記第２の低域濾波器１８を介して、可変
容量素子１７のカソードの印加電圧を下げ、前記基準固
体発振素子４（本実施例では水晶発振子）の発振周波数
を−１５０ｐｐｍ下げるのである。
【００１６】図３は、図１の実施例の一部の詳細なブロ
ック図である。図３において、一端が前記可変容量素子
１７のカソードに接続された抵抗５９およびこの抵抗５
９の他端とアース間にコンデンサ６０を接続して、前記
第２の低域濾波器１８を構成している。抵抗６２とコン
デンサ６１を直列に接続して、一端をアースに接続し他
端を増幅器６３の出力に接続して、前記第１の低域濾波
器１４を構成している。抵抗５９（３３ｋΩ）およびコ
ンデンサ６０（０．４７μＦ）により決定される前記第
２の低域濾波器１８の時定数は１５ｍｓｅｃ、抵抗６２
（５６０Ω）およびコンデンサ６１（０．３３μＦ）に
より決定される前記第１の低域濾波器１４の時定数は
０．２ｍｓｅｃに設定している。
ック図である。図３において、一端が前記可変容量素子
１７のカソードに接続された抵抗５９およびこの抵抗５
９の他端とアース間にコンデンサ６０を接続して、前記
第２の低域濾波器１８を構成している。抵抗６２とコン
デンサ６１を直列に接続して、一端をアースに接続し他
端を増幅器６３の出力に接続して、前記第１の低域濾波
器１４を構成している。抵抗５９（３３ｋΩ）およびコ
ンデンサ６０（０．４７μＦ）により決定される前記第
２の低域濾波器１８の時定数は１５ｍｓｅｃ、抵抗６２
（５６０Ω）およびコンデンサ６１（０．３３μＦ）に
より決定される前記第１の低域濾波器１４の時定数は
０．２ｍｓｅｃに設定している。
【００１７】次に他の実施例を図２に示す。２０は入力
端子であり、この入力端子２０の出力に接続された高周
波増幅器２１と、この高周波増幅器２１の出力が一方の
入力に接続された第１の混合器２２と、この混合器２２
の他方の入力に接続されると共に、第１の基準固体発振
素子２３により周波数制御される第１のＰＬＬ回路２４
を有する第１の発振器２５により高周波受信装置のうち
のダブルスーパーヘテロダイン方式チューナのアップコ
ンバータ部が構成されている。次に前記第１の混合器２
２の出力に接続された第１の中間周波数増幅器２６と、
この第１の中間周波数増幅器２６の出力が一方の入力に
接続された第２の混合器２７と、この第２の混合器２７
の他方の入力に接続されると共に、第２の基準固体発振
素子２８により周波数制御される第２のＰＬＬ回路２９
を有する第２の発振器３０により高周波受信装置のうち
のダブルスーパーヘテロダイン方式チューナのダウンコ
ンバータ部が構成されている。そしてアップコンバータ
部とダウンコンバータ部によりダブルスーパーヘテロダ
イン方式チューナ部が構成されている。前記基準固体発
振素子２３および２８は、図１の実施例と同様に水晶発
振子を用いて４ＭＨｚの基準発振を得ている。さらに選
局方式は、アップコンバータ部およびダウンコンバータ
部共に図１の実施例と同様なパルススワロー方式でＰＬ
Ｌ選局を行っているため、前記第２の混合器２７の出力
である第２の中間周波数の精度は、３１．２５ｋＨｚよ
り細かい周波数設定はできない。さらに水晶発振子を２
個使用しているので１個の場合に比較して、水晶発振子
の発振周波数の誤差が累積されるので第２の中間周波数
精度が劣化する。
端子であり、この入力端子２０の出力に接続された高周
波増幅器２１と、この高周波増幅器２１の出力が一方の
入力に接続された第１の混合器２２と、この混合器２２
の他方の入力に接続されると共に、第１の基準固体発振
素子２３により周波数制御される第１のＰＬＬ回路２４
を有する第１の発振器２５により高周波受信装置のうち
のダブルスーパーヘテロダイン方式チューナのアップコ
ンバータ部が構成されている。次に前記第１の混合器２
２の出力に接続された第１の中間周波数増幅器２６と、
この第１の中間周波数増幅器２６の出力が一方の入力に
接続された第２の混合器２７と、この第２の混合器２７
の他方の入力に接続されると共に、第２の基準固体発振
素子２８により周波数制御される第２のＰＬＬ回路２９
を有する第２の発振器３０により高周波受信装置のうち
のダブルスーパーヘテロダイン方式チューナのダウンコ
ンバータ部が構成されている。そしてアップコンバータ
部とダウンコンバータ部によりダブルスーパーヘテロダ
イン方式チューナ部が構成されている。前記基準固体発
振素子２３および２８は、図１の実施例と同様に水晶発
振子を用いて４ＭＨｚの基準発振を得ている。さらに選
局方式は、アップコンバータ部およびダウンコンバータ
部共に図１の実施例と同様なパルススワロー方式でＰＬ
Ｌ選局を行っているため、前記第２の混合器２７の出力
である第２の中間周波数の精度は、３１．２５ｋＨｚよ
り細かい周波数設定はできない。さらに水晶発振子を２
個使用しているので１個の場合に比較して、水晶発振子
の発振周波数の誤差が累積されるので第２の中間周波数
精度が劣化する。
【００１８】次に、高周波受信装置のうち映像検波部を
説明する。この映像検波部は、前記第２の混合器２７の
出力を第２の中間周波数濾波器３１を介して接続された
第２の中間周波数増幅器３２と、この第２の中間周波数
増幅器３２の出力信号が一方の入力に供給される映像同
期検波器３３と、この映像同期検波器３３の出力が接続
される出力端子３４と、前記第２の中間周波数増幅器３
２の出力が一方の入力に供給されると共に、他方の入力
には検波用発振器３５の出力が＋π／４（ｒａｄ）移相
させる第１の移相器３６を介して供給される位相比較器
３７とにより構成されている。この位相比較器３７と前
記検波用発振器３５との間には第１の低域濾波器３８が
設けられており、前記検波用発振器３５の出力と前記映
像同期検波器３３の他方の入力との間には−π／４（ｒ
ａｄ）移相させる第２の移相器３９が設けられている。
説明する。この映像検波部は、前記第２の混合器２７の
出力を第２の中間周波数濾波器３１を介して接続された
第２の中間周波数増幅器３２と、この第２の中間周波数
増幅器３２の出力信号が一方の入力に供給される映像同
期検波器３３と、この映像同期検波器３３の出力が接続
される出力端子３４と、前記第２の中間周波数増幅器３
２の出力が一方の入力に供給されると共に、他方の入力
には検波用発振器３５の出力が＋π／４（ｒａｄ）移相
させる第１の移相器３６を介して供給される位相比較器
３７とにより構成されている。この位相比較器３７と前
記検波用発振器３５との間には第１の低域濾波器３８が
設けられており、前記検波用発振器３５の出力と前記映
像同期検波器３３の他方の入力との間には−π／４（ｒ
ａｄ）移相させる第２の移相器３９が設けられている。
【００１９】本実施例では、図１に示す第１の実施例同
様の映像検波方式を用いている。すなわち、前記第１の
低域濾波器３８の出力が入力として接続された緩衝増幅
器４０と、この緩衝増幅器４０の出力とアノード端子を
アースした可変容量素子４１のカソードとの間に、第２
の低域濾波器４２が接続されている。また、前記ダウン
コンバータ部の前記第２の基準固体発振素子２８に前記
可変容量素子４１のカソードをコンデンサ４３を介して
接続している。そして、前記第２の低域濾波器４２の時
定数は、前記第１の低域濾波器３８の時定数より大きく
設定している。
様の映像検波方式を用いている。すなわち、前記第１の
低域濾波器３８の出力が入力として接続された緩衝増幅
器４０と、この緩衝増幅器４０の出力とアノード端子を
アースした可変容量素子４１のカソードとの間に、第２
の低域濾波器４２が接続されている。また、前記ダウン
コンバータ部の前記第２の基準固体発振素子２８に前記
可変容量素子４１のカソードをコンデンサ４３を介して
接続している。そして、前記第２の低域濾波器４２の時
定数は、前記第１の低域濾波器３８の時定数より大きく
設定している。
【００２０】なお前記第１の基準固体発振素子２３にコ
ンデンサ４３を介して前記可変容量素子４１のカソード
を接続しても同様の効果が得られる。
ンデンサ４３を介して前記可変容量素子４１のカソード
を接続しても同様の効果が得られる。
【００２１】以上のように本実施例によれば、ダブルス
ーパーヘテロダイン方式のチューナにおいて水晶発振子
２３，２８を２個用いることによる誤差の累積を打ち消
すことにより、検波出力直線性改善のための中間周波数
精度向上がさらに図れるものである。
ーパーヘテロダイン方式のチューナにおいて水晶発振子
２３，２８を２個用いることによる誤差の累積を打ち消
すことにより、検波出力直線性改善のための中間周波数
精度向上がさらに図れるものである。
【００２２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、第１の低
域濾波器の出力が緩衝増幅器と第２の低域濾波器を介し
て可変容量素子に接続されているので、たとえ、検波用
発振器と中間周波数との位相差がπ／２（ｒａｄ）でな
い場合でも、中間周波数を決定するＰＬＬ回路により周
波数制御されている発振器の発振周波数を微調すること
ができる。すなわち、ＰＬＬ回路に用いられている基準
固体発振素子の並列容量を可変容量素子で微調し、中間
周波数を検波用発振器の発振周波数範囲内に正確に合わ
せこむことが可能となり、検波用発振周波数と中間周波
数との位相差をπ／２（ｒａｄ）に保つことができる。
また、第１の低域濾波器の時定数は、第２の低域濾波器
の時定数に比べて１０分の１以下と小さく設定している
ので、映像搬送波振幅の急峻な変化に追従することがで
き、検波出力直線性を改善した映像同期検波を行う高周
波受信装置を得ることができるという作用効果を奏する
ものである。
域濾波器の出力が緩衝増幅器と第２の低域濾波器を介し
て可変容量素子に接続されているので、たとえ、検波用
発振器と中間周波数との位相差がπ／２（ｒａｄ）でな
い場合でも、中間周波数を決定するＰＬＬ回路により周
波数制御されている発振器の発振周波数を微調すること
ができる。すなわち、ＰＬＬ回路に用いられている基準
固体発振素子の並列容量を可変容量素子で微調し、中間
周波数を検波用発振器の発振周波数範囲内に正確に合わ
せこむことが可能となり、検波用発振周波数と中間周波
数との位相差をπ／２（ｒａｄ）に保つことができる。
また、第１の低域濾波器の時定数は、第２の低域濾波器
の時定数に比べて１０分の１以下と小さく設定している
ので、映像搬送波振幅の急峻な変化に追従することがで
き、検波出力直線性を改善した映像同期検波を行う高周
波受信装置を得ることができるという作用効果を奏する
ものである。
【図１】本発明の一実施例による高周波受信装置のブロ
ック図
ック図
【図２】本発明の第２の実施例による高周波受信装置の
ブロック図
ブロック図
【図３】本発明の一実施例の要部の詳細なブロック図
【図４】従来の高周波受信装置のブロック図
【図５】（ａ）と（ｂ）はパルス状の白色の映像中間周
波数信号と復調後の映像信号の波形図
波数信号と復調後の映像信号の波形図
１ 入力端子 ２ 高周波増幅器 ３ 混合器 ４ 基準固体発振素子 ５ ＰＬＬ回路 ６ 発振器 ７ 中間周波数濾波器 ８ 中間周波数増幅器 ９ 映像同期検波器 １０ 出力端子 １１ 検波用発振器 １２ 第１の移相器 １３ 位相比較器 １４ 第１の低域濾波器 １５ 第２の移相器 １６ 緩衝増幅器 １７ 可変容量素子 １８ 第２の低域濾波器 １９ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 岩瀬 彰男 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭55−64477（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】 入力端子と、この入力端子に接続された
高周波増幅器と、この高周波増幅器の出力が一方の入力
に接続された混合器と、この混合器の他方の入力に接続
されると共に、基準固体発振子を含むＰＬＬ回路により
周波数制御される発振器と、前記混合器の出力側に中間
周波数濾波器を介して接続された中間周波数増幅器と、
この中間周波数増幅器の出力信号が一方の入力に供給さ
れる映像同期検波器と、この映像同期検波器の出力側に
接続された出力端子と、前記中間周波数増幅器の出力が
一方の入力に供給されると共に、他方の入力には検波用
発振器の出力が第１の位相器を介して供給される位相比
較器と、この位相比較器の出力と前記検波用発振器への
制御入力との間に設けられた第１の低域濾波器と、前記
検波用発振器の出力と前記映像同期検波器の他方の入力
との間に設けられた第２の位相器とを備え、前記第１の
低域濾波器の出力に緩衝増幅器を介して第２の低域濾波
器を接続し、この第２の低域濾波器の出力を、前記基準
固体発振子の一端にコンデンサを介して接続すると共
に、このコンデンサと前記第２の低域濾波器の接続点と
アースとの間にアノード側をアースに接続した可変容量
素子を接続し、前記第１の低域濾波器の時定数を、前記
第２の低域濾波器の時定数に比べて１０分の１以下と小
さくした高周波受信装置。 - 【請求項２】 入力端子と、この入力端子に接続された
高周波増幅器と、この高周波増幅器の出力が一方の入力
に接続された第１の混合器と、この第１の混合器の他方
の入力に接続されると共に、第１の基準固体発振子を含
むＰＬＬ回路により周波数制御される第１の発振器と、
前記第１の混合器の出力に接続された第１の中間周波数
増幅器と、この第１の中間周波数増幅器の出力が一方の
入力に接続された第２の混合器と、この第２の混合器の
他方の入力に接続されると共に、第２の基準固体発振子
を含むＰＬＬ回路により周波数制御される第２の発振器
と、前記第２の混合器の出力側に第２の中間周波数濾波
器を介して接続された第２の中間周波数増幅器と、この
第２の中間周波数増幅器の出力信号が一方の入力に供給
される映像同期検波器と、この映像同期検波器の出力側
に接続された出力端子と、前記第２の中間周波数増幅器
の出力が一方の入力に供給されると共に、他方の入力に
は検波用発振器の出力が第１の位相器を介して供給され
る位相比較器と、この位相比較器の出力と前記検波用発
振器への制御入力との間に設けられた第１の低域濾波器
と、前記検波用発振器の出力と前記映像同期検波器の他
方の入力との間に設けられた第２の位相器とを備え、前
記第１の低域濾波器の出力に緩衝増幅器を介して第２の
低域濾波器を接続し、この第２の低域濾波器の出力を、
前記第２の基準固体発振子の一端にコンデンサを介して
接続すると共に、このコンデンサと前記第２の低域濾波
器の接続点とアースとの間にアノード側をアースに接続
した可変容量素子を接続し、前記第１の低域濾波器の時
定数を、前記第２の低域濾波器の時定数に比べて１０分
の１以下と小さくした高周波受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5130325A JP2912791B2 (ja) | 1993-06-01 | 1993-06-01 | 高周波受信装置 |
| CN94106263A CN1065395C (zh) | 1993-06-01 | 1994-05-30 | 高频接收装置 |
| US08/525,247 US5600680A (en) | 1993-06-01 | 1995-09-08 | High frequency receiving apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5130325A JP2912791B2 (ja) | 1993-06-01 | 1993-06-01 | 高周波受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06343166A JPH06343166A (ja) | 1994-12-13 |
| JP2912791B2 true JP2912791B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=15031653
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5130325A Expired - Fee Related JP2912791B2 (ja) | 1993-06-01 | 1993-06-01 | 高周波受信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5600680A (ja) |
| JP (1) | JP2912791B2 (ja) |
| CN (1) | CN1065395C (ja) |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19521908B4 (de) * | 1995-06-16 | 2005-11-10 | Atmel Germany Gmbh | Überlagerungsempfänger mit Synchrondemodulation für den Zeitzeichenempfang |
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| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
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| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
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- 1993-06-01 JP JP5130325A patent/JP2912791B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1994
- 1994-05-30 CN CN94106263A patent/CN1065395C/zh not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-09-08 US US08/525,247 patent/US5600680A/en not_active Expired - Fee Related
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