JPH05160644A - 位相差発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 相互に位相が９０度異なる２つの発振信号を
出力する位相差発振回路において、発振周波数変化に対
して両信号の位相差を正確に９０度に保持する。 【構成】 電圧制御発振回路５６は、同調制御回路５５
からのチューニング電圧に対応した周波数の第１基準信
号を発生する。この第１基準信号はインダクタンス素子
８１およびキャパシタンス素子８２を含んで構成される
共振回路８３に入力され、その共振電流が電流取出回路
８５によって電圧に変換されて第２基準信号として出力
される。したがって、共振回路８３を流れる共振電流か
ら作成される第２基準信号と前記共振回路８３の端子電
圧である第１基準信号とは、該第１および第２基準信号
の周波数変化に対しても正確に９０度位相の異なる信号
とすることができ、ダイレクト検波方式による復調音声
信号への歪みの発生を防止することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、いわゆるダイレクト検
波方式のラジオ受信機において、受信信号を直交変換す
るための相互に位相が９０度異なる２つの基準信号を発
振するための回路として好適に実施される位相差発振回
路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は、典型的な従来技術の位相差発振
回路１５を備えるダイレクト検波受信機１の電気的構成
を示すブロック図である。アンナテ２で受信された受信
信号は、高周波増幅回路３を介して直交変換回路４に与
えられる。直交変換回路４は、同調制御回路２０からの
チューニング電圧に対応した周波数で発振を行う電圧制
御発振回路５と、この電圧制御発振回路５からの基準信
号と前記受信信号とを乗算する乗算器７と、前記基準信
号の位相を９０度ずらして導出する移相器６と、移相器
６からの基準信号と前記受信信号とを乗算する乗算器８
とを含んで構成される。前記電圧制御発振回路５と移相
器６とから、位相差発振回路１５が構成される。

【０００３】乗算器７，８からの出力は、それぞれロー
パスフィルタ（以下、ＬＰＦと略称する）９，１０で復
調すべき音声信号帯域が濾波された後、復調回路１１に
入力される。復調回路１１は、いわゆるデジタルシグナ
ルプロセッサなどを含んで構成され、前記ＬＰＦ９，１
０からの出力の２乗平均を求めるなどして復調した音声
信号を、電力増幅器１２を介してスピーカ１３に与え
る。

【０００４】前記同調制御回路２０は、電子同調式チュ
ーナのフェイズロックループ回路で構成され、前記電圧
制御発振回路５の発振信号を分周するプログラマブルカ
ウンタ２１と、このプログラマブルカウンタ２１の分周
比を制御する制御回路２２と、基準となる周波数で発振
を行う水晶発振子２３と、水晶発振子２３の発振信号を
分周する分周回路２４と、前記プログラマブルカウンタ
２１からの出力と分周回路２４からの出力との位相を比
較する位相比較回路２５と、位相比較回路２５の比較結
果に対応する直流電圧レベルの出力を前記電圧制御発振
回路５にチューニング電圧として与えるＬＰＦ２６とを
含んで構成される。

【０００５】したがって、制御回路２２によってプログ
ラマブルカウンタ２１の分周比を変化すると、該プログ
ラマブルカウンタ２１からの出力と、分周回路２４から
の出力とに位相差が生じ、この位相差が零となるように
前記電圧制御発振回路５にチューニング電圧が与えられ
る。こうして、所望とする周波数の放送を受信すること
ができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術では移
相器６は、インダクタ２７と、コンデンサ２８と、抵抗
２９とを含む、いわゆるＬＣ共振回路によって構成され
ている。したがって、その共振周波数は、一定であり、
たとえば周波数変調放送受信時には７６ＭＨｚ〜９０Ｍ
Ｈｚの中心の周波数である８３ＭＨｚに、また振幅変調
放送受信時には５３１ｋＨｚ〜１６１１ｋＨｚのほぼ中
心の周波数である１０００ｋＨｚ程度に選ばれている。

【０００７】このような構成では、周波数変化幅が比較
的小さい周波数変調放送の受信時には、該移相器６から
の基準信号と前記電圧制御発振回路５からの基準信号と
の位相差は、復調回路１１によって音声信号を歪みなく
再生することができる９０±２〜３度の範囲とすること
ができる。

【０００８】これに対して周波数変化幅が比較的大きい
振幅変調放送の受信時には、たとえば共振周波数が前述
のように１０００ｋＨｚに設定されている状態で、電圧
制御発振回路５からの発振信号の周波数が５００ｋＨｚ
であるときには、位相差は前記９０度から１０度近くず
れてしまい、再生音響に歪みが生じるという問題があ
る。

【０００９】本発明の目的は、発振周波数変化幅が大き
い場合であっても、その発振周波数帯域の全域に亘っ
て、相互に９０度だけ正確に位相のずれた複数の発振信
号を出力することができる位相差発振回路を提供するこ
とである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、相互に位相が
９０度異なり、かつその発振周波数を変化することがで
きる２つの発振信号を出力する位相差発振回路におい
て、外部から入力されるチューニング電圧に対応した周
波数の第１発振信号を出力する電圧制御発振回路と、前
記電圧制御発振回路からの第１発振信号が入力され、イ
ンダクタンス素子およびキャパシタンタンス素子を含ん
で構成される共振回路と、前記共振回路を流れる電流を
電圧に変換して第２発振信号として出力する変換回路と
を含むことを特徴とする位相差発振回路である。

【００１１】

【作用】本発明に従えば、受信機に用いられるフェイズ
ロックループ回路などの外部から入力されるチューニン
グ電圧に対応して電圧制御発振回路は第１発振信号を出
力し、その第１発振信号は前記フェイズロックループ回
路などの外部回路へ与えられ、これに応答してチューニ
ング電圧が制御され、該電圧制御発振回路の発振周波数
の変更動作や安定化動作が行われる。

【００１２】前記電圧制御発振回路からの第１発振信号
は、共振回路に与えられている。この共振回路はインダ
クタンス素子とキャパシタンス素子とを含んで構成され
ており、またこの共振回路に関連して変換回路が設けら
れている。

【００１３】前記インダクタンス素子またはキャパシタ
ンス素子を流れる共振電流と、その端子間電圧との間に
は９０度の位相差があり、前記変換回路は該共振電流を
電圧に変換して第２発振信号として出力する。すなわち
たとえばインダクタンス素子の端子間電圧は該インダク
タンス素子を流れる電流よりも９０度だけ位相が遅れて
おり、これに対してキャパシタンス素子の端子間電圧は
該キャパシタンス素子を流れる電流よりも９０度だけ位
相が進んでいる。

【００１４】したがって選局などのために前記チューニ
ング電圧が変化されて電圧制御発振回路からの第１発振
信号の周波数が変化しても、第２発振信号は前記第１発
振信号に対して常に９０度だけ位相がずれており、これ
によっていわゆるダイレクト検波方式のラジオ受信機に
おいて、受信信号を直交変換するために好適に用いるこ
とができる。

【００１５】

【実施例】図１は、本発明の一実施例の位相差発振回路
５０を備えるダイレクト検波受信機５１の電気的構成を
示すブロック図である。アンテナ５２で受信された受信
信号は、高周波増幅回路５３を介して直交変換回路５４
に与えられる。前記直交変換回路５４は、大略的に、同
調制御回路５５からのチューニング電圧に対応した周波
数で発振を行い、第１発振信号である第１基準信号を発
生する電圧制御発振回路５６と、この電圧制御発振回路
５６からの第１基準信号と高周波増幅回路５３からの受
信信号とを乗算する乗算器５７と、前記第１基準信号の
位相を９０度ずらして第２発振信号である第２基準信号
として導出する移相器５８と、この移相器５８からの第
２基準信号と前記受信信号とを乗算する乗算器５９とを
含んで構成される。

【００１６】乗算器５７，５９からの出力は、それぞれ
ＬＰＦ６４，６５で復調すべき音声信号帯域が濾波さ
れ、さらに復調回路６６において音声信号に復調された
後、電力増幅器６８を介してスピーカ６９から音響化さ
れる。

【００１７】前記同調制御回路５５は、いわゆる電子同
調式チューナのフェイズロックループ回路で構成され、
バッファ７９を介する電圧制御発振回路５６からの第１
基準信号を分周するプログラマブルカウンタ７１と、こ
のプログラマブルカウンタ７１の分周比を制御する制御
回路７２と、基準となる周波数で発振を行う水晶発振子
７３と、水晶発振子７３の発振信号を分周する分周回路
７４と、前記プログラマブルカウンタ７１からの出力
と、分周回路７４からの出力との位相を比較する位相比
較回路７５と、位相比較回路７５の比較結果に対応する
直流電圧レベルのチューニング電圧を、ライン７７を介
して前記電圧制御発振回路５６に与えるＬＰＦ７６とを
含んで構成される。

【００１８】前記分周回路７４は、このダイレクト検波
受信機５１が振幅変調放送の受信に用いられるときに
は、前記水晶発振子７３の発振信号の分周出力が振幅変
調放送の周波数間隔、すなわちいわゆるチャネルスパン
である９ｋＨｚとなるように分周して出力する。

【００１９】前記移相器５８は、前記電圧制御発振回路
５６からの第１基準信号が入力され、インダクタンス素
子８１とキャパシタンス素子８２とを備えるいわゆるＬ
Ｃ共振回路８３と、抵抗８４を備え、前記共振回路８３
の共振電流を電圧に変換して第２基準信号として取出
し、前記乗算器５９へ出力する電流取出回路８５とを含
んで構成されている。

【００２０】図２は、一般的なＬＣ共振回路の簡略化し
た電気回路図である。この図２において、参照符ｅｉは
発振器であり、参照符ｒは損失抵抗であり、参照符Ｌは
インダクタンス素子であり、参照符Ｃはキャパシタンス
素子である。発振器ｅｉからの入力電圧、抵抗ｒの抵抗
値、インダクタンス素子Ｌのインダクタンス、およびキ
ャパシタンス素子Ｃのキャパシタンスを、それぞれ参照
符と同一の記号で表し、共振電流をｉとすると、この共
振回路のインピーダンスは数１で表すことができる。

【００２１】

【数１】ｉ／ｅｉ＝１／｛ｒ＋ｊ（ωＬ−｜／ωＣ）｝ なお、共振角周波数ｊωｏにおいては

【００２２】

【数２】ｉｏ／ｅｉ＝１／ｒ となり、共振電流ｉは入力電圧と同相である。

【００２３】しかしながら、キャパシタンス素子Ｃの端
子間電圧ｅｏｃと前記入力電圧ｅｉとの関係は、

【００２４】

【数３】 ｅｏｃ／ｅｉ＝ｉ・（１／ｊωＣ）＝−ｊ（１／ｊωＣｒ） となり、前記端子間電圧ｅｏｃは入力電圧であるｅｉに
対して−９０度、すなわち９０度だけ位相が進んでい
る。

【００２５】これに対してインダクタンス素子Ｌの端子
間電圧ｅｏｌと前記入力電圧ｅｉとの関係は、

【００２６】

【数４】ｅｏｌ／ｅｉ＝ｉ・ｊωＬ＝ｊ（ωＬ／ｒ） となり、前記電圧ｅｏｌは入力電圧ｅｉに対して＋９０
度、すなわち９０度位相が遅れている。

【００２７】したがって共振電流ｉを電圧に変換して取
出すことによって、前記インダクタンス素子Ｌまたはキ
ャパシタンス素子Ｃの端子間電圧ｅｏｌ,ｅｏｃに対し
て位相が９０度異なる出力を得ることができる。

【００２８】図３は、位相差発振回路５０の具体的構成
を示す電気回路図である。この位相差発振回路５０は、
大略的に、同相アンプ９１と、同調回路９２と、ベース
接地アンプ９３とを含んで構成されている。前記同相ア
ンプ９１と同調回路９２とが前記電圧制御発振回路５６
を構成し、またベース接地アンプ９３は前記電流取出回
路８５に対応する。

【００２９】前記同相アンプ９１は、トランジスタＴｒ
１〜Ｔｒ３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ７と、コンデンサＣ１，Ｃ
２とを含んで構成されている。対を成すトランジスタＴ
ｒ１，Ｔｒ２のエミッタは共通にトランジスタＴｒ３か
ら直流バイアス用抵抗Ｒ４を介して接地されており、ベ
ースは直流バイアス用抵抗Ｒ５および直流カット帰還用
抵抗Ｃ２を介して相互に接続されている。トランジスタ
Ｔｒ１のコレクタには、電流取出用抵抗Ｒ７を介してハ
イレベルの電圧Ｖｃｃが印加されており、またトランジ
スタＴｒ２のコレクタには、帰還量設定用抵抗Ｒ６を介
して前記電圧Ｖｃｃが印加されている。トランジスタＴ
ｒ２のベースにはまた、直流バイアス用抵抗Ｒ１とＲ
２，Ｒ３とによって分圧された前記電圧Ｖｃｃが印加さ
れるとともに、交流バイパス用コンデンサＣ１を介して
接地されている。さらにまた、トランジスタＴｒ３のベ
ースには、前記抵抗Ｒ１，Ｒ２とＲ３とによって分圧さ
れた前記電圧Ｖｃｃが印加されている。

【００３０】前記トランジスタＴｒ１のベースはまた、
直流カット用の結合コンデンサＣ３を介して、抵抗Ｒ８
と可変容量ダイオードＤ１とインダクタンス素子Ｌ１と
の直列回路によって構成される同調回路９２において、
インダクタンス素子Ｌ１と可変容量ダイオードＤ１との
接続点９４に接続される。前記抵抗Ｒ８には、前記同調
制御回路５５のＬＰＦ７６から出力されるチューニング
電圧が印加されている。

【００３１】また、ベース接地アンプ９３は、トランジ
スタＴｒ４と、抵抗Ｒ９〜Ｒ１２と、コンデンサＣ５と
を含んで構成されている。トランジスタＴｒ４のコレク
タには、電流取出用抵抗Ｒ９を介して前記電圧Ｖｃｃが
印加されており、またベースには前記電圧Ｖｃｃが直流
バイアス用抵抗Ｒ１０，Ｒ１１によって分圧されて印加
されるとともに、交流バイパス用抵抗Ｃ５を介して接地
される。トランジスタＴｒ４のエミッタは、直流バイア
ス用の抵抗Ｒ１２を介して接地されるとともに、直流カ
ット用の結合コンデンサＣ４を介して、前記同調回路９
２の可変容量ダイオードＤ１と抵抗Ｒ８との接続点９５
に接続されている。

【００３２】したがって上述のように構成された位相差
発振回路５０において、抵抗Ｒ１，Ｒ５などを介してト
ランジスタＴｒ１のベースに電圧が印加され、該ベース
の電位が高くなると、コレクタ電流が増大し、これによ
ってトランジスタＴｒ２のコレクタ電流が減少する。し
たがって該トランジスタＴｒ２のベース電圧が上昇し、
トランジスタＴｒ１のベース電圧がさらに上昇する。ト
ランジスタＴｒ１のベースは結合コンデンサＣ３を介し
て前記同調回路９２に接続されており、したがって前記
チューニング電圧に対応して可変容量ダイオードＤ１の
容量が変化し、その変化した容量とインダクタンス素子
Ｌ１のインダクタンスとに対応した共振電流によって、
前記トランジスタＴｒ１のベースへの正帰還が最大とな
ると発振が行われる。この発振出力は、トランジスタＴ
ｒ１によって反転されて電流取出用抵抗Ｒ７の端子から
ライン９７を介して、第１基準信号として前記乗算器５
７へ出力される。

【００３３】また前記同調回路９２の共振電流は、前記
結合コンデンサＣ４を介して電流取出回路９３に与えら
れ、これによってトランジスタＴｒ４のコレクタ電流が
変化し、電流取出用抵抗Ｒ９の端子からは、前記ライン
９７に導出された第１基準信号とは正確に９０度位相の
異なる第２基準信号が発生し、この第２基準信号はライ
ン９８を介して前記乗算器５９へ出力される。

【００３４】このように本発明に従う位相差発振回路５
０では、電圧制御発振回路５６の発振出力を第１基準信
号として出力し、インダクタンス素子８１およびキャパ
シタンス素子８２から成る共振回路８３に前記第１基準
信号を与えて得られる共振電流を電圧に変換して第２基
準信号として出力するので、発振周波数変化に対して、
第１および第２基準信号は常に正確に相互に位相が９０
度ずれており、したがってこれらの第１および第２基準
信号を用いてダイレクト検波方式によって復調される音
声信号への歪みの発生を抑えることができる。

【００３５】また、上述の図３で示される位相差発振回
路５０では、電圧制御発振回路５６の同調回路９２から
共振電流を取出しているので、図１で示される移相器５
８の共振回路８３を削減することができ、このような図
３で示される位相差発振回路５０を用いることによっ
て、集積回路化を容易に行うことができる。

【００３６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、電圧制御
発振回路からの第１発振信号をインダクタンス素子とキ
ャパシタンス素子とを含んで構成される共振回路に与
え、この共振回路を流れる電流を電圧に変換して第２発
振信号とするので、前記第１発振信号の周波数が変化し
ても常に正確に９０度だけ位相のずれた第２発振信号を
得ることができる。

【００３７】したがって前記第１および第２発振信号
を、たとえばダイレクト検波方式によるラジオ放送の受
信のために受信信号を直交変換する基準信号として用い
ると、ノイズの少ない復調音声信号を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の位相差発振回路５０を備え
るダイレクト検波受信機５１の電気的構成を示すブロッ
ク図である。

【図２】一般的なＬＣ共振回路の電気回路図である。

【図３】前記位相差発振回路５０の具体的構成を示す電
気回路図である。

【図４】典型的な従来技術の位相差発振回路１５を備え
るダイレクト検波受信機１の電気的構成を示すブロック
図である。

【符号の説明】

５０ 位相差発振回路 ５１ ダイレクト検波受信機 ５２ アンテナ ５３ 高周波増幅回路 ５４ 直交変換回路 ５５ 同調制御回路 ５６ 電圧制御発振回路 ５８ 移相器 ８１，Ｌ１ インダクタンス素子 ８２ キャパシタンス素子 ８３ 共振回路 ８５ 電流取出回路 ９１ 同相アンプ ９２ 同調回路 ９３ ベース接地アンプ Ｄ１ 可変容量ダイオード Ｔｒ１〜Ｔｒ４ トランジスタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 相互に位相が９０度異なり、かつその発
   振周波数を変化することができる２つの発振信号を出力
   する位相差発振回路において、 外部から入力されるチューニング電圧に対応した周波数
   の第１発振信号を出力する電圧制御発振回路と、 前記電圧制御発振回路からの第１発振信号が入力され、
   インダクタンス素子およびキャパシタンタンス素子を含
   んで構成される共振回路と、 前記共振回路を流れる電流を電圧に変換して第２発振信
   号として出力する変換回路とを含むことを特徴とする位
   相差発振回路。