JP3492964B2 - 移相器及びそれを用いた復調器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、９０°移相器に関
し、特に、デジタル衛星放送受信機に使用されるダイレ
クトコンバージョンチューナの９０°移相器及びそれを
用いた復調器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、衛星通信技術の発展に伴い、この
衛星通信技術を用いたデジタル衛星放送が行われてい
る。このデジタル衛星放送用の受信機に用いられるダイ
レクトコンバージョンチューナには、受信信号をベース
バンド信号に直交復調を行う復調器が設けられ、更に、
この復調器には、移相が９０°ずれた２つの信号を送出
する移相器が設けられる。この従来使用されている移相
器について、図面を参照して、以下に説明する。

【０００３】図１２は、従来の移相器を用いた直交復調
器である。図１２の直交復調器は、受信信号が入力され
る入力端子１と、入力端子１から送出される受信信号よ
りＩベースバンド信号を生成するミキサ２と、入力端子
１から送出される受信信号よりＱベースバンド信号を生
成するミキサ３と、局部発振器５から送出される局部発
振信号によって９０°の位相差を持つ２つの発振信号を
発生する移相器４と、局部発振器５と、ミキサ２からＩ
ベースバンド信号を出力する出力端子６ａと、ミキサ３
からＱベースバンド信号を出力する出力する出力端子６
ｂとを有する。

【０００４】更に、このような復調器において、移相器
４は、図１３のように、局部発振信号よりその位相を４
５°ずらした発振信号を生成してミキサ２に送出するオ
ールパスフィルタ４１と、局部発振信号よりその位相を
１３５°ずらした発振信号を生成してミキサ３に送出す
るオールパスフィルタ４２とから構成される。よって、
この移相器４内に設けたオールパスフィルタ４１，４２
より位相差が９０°となる２つのキャリアとなる発振信
号が送出される。

【０００５】又、オールパスフィルタ４１，４２は、図
１４のような回路素子によって構成される。即ち、ｎｐ
ｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２と、このトランジスタＱ
１，Ｑ２のコレクタにそれぞれ接続された抵抗Ｒ_Lａ，
Ｒ_Lｂと、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタにそれぞ
れ接続された抵抗Ｒ_Kａ，Ｒ_Kｂと、トランジスタＱ１，
Ｑ２のコレクタ・ベース間にそれぞれ接続されたコンデ
ンサＣａ，Ｃｂと、抵抗Ｒ _Kａ，Ｒ_Kｂの接続ノードに接
続された定電流源４３とから構成される。又、抵抗Ｒ_L
ａ，Ｒ_Lｂの接続ノードには、電源電圧Ｖ_CCが印加され
る。

【０００６】図１４のようなオールパスフィルタによる
と、トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに入力される入力
信号Ｖ_INが、トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ_Lａ
との接続ノード及びトランジスタＱ２のコレクタと抵抗
Ｒ_Lｂとの接続ノードより出力信号Ｖ_OUTとして出力され
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな移相器を用いた復調器で受信する受信信号の周波数
が高周波となるとき、移相器において十分な利得を得る
ためには、移相器や局部発振器を構成する能動素子に流
す電流の電流値を高く設定する必要がある。よって、こ
のような構成の復調器を、高周波信号を受信するデジタ
ル衛星放送受信機のダイレクトコンバージョンなどに用
いたとき、復調器を構成する回路全体の消費電流が大き
くなる要因となる。又、高周波で動作させる部分が多く
なるほど、その配線パターンにおける浮遊容量、配線抵
抗などに起因する損失の影響が大きくなり、復調器の動
作効率の低下の要因となる。

【０００８】又、このような移相器を用いた復調器にお
いて、入力端子から入力される受信信号の周波数と、局
部発振器から出力される局部発振信号の周波数とを同じ
にするために、信号線や電源やアースからの回り込みに
よって、入力端子側に、局部発振信号の漏れ信号が発生
する。又、逆に、入力される受信信号によって、この受
信信号と同じ周波数の局部発振信号を発生する局部発振
器の動作が不安定になり、局部発振信号の周波数がふら
つくため、復調器より出力されるＩベースバンド信号及
びＱベースバンド信号の周波数もふらつく恐れがある。

【０００９】更に、このような移相器において、高周波
の局部発振信号を入力信号とするオールパスフィルタを
構成する抵抗の抵抗値又はコンデンサの容量値を小さく
する必要がある。しかしながら、抵抗の抵抗値を小さく
するためには、その抵抗の面積を大きくする必要がある
とともに、この抵抗膜に生じる寄生容量の影響が生じ
る。又、コンデンサの容量値を小さくすると、オールパ
スフィルタ内に設けた配線の浮遊容量の影響が無視でき
なくなる。よって、移相器を集積化したとき、処理する
信号の周波数が高くなるほど、その精度が低下する。

【００１０】このような問題を鑑みて、本発明は、高調
波信号で動作する際に、その消費電流を抑制することが
できる移相器及びそれを用いた復調器を提供することを
目的とする。又、本発明の他の目的は、その位相差が９
０度となる高周波の局部発振信号を発生することが可能
な移相器及びそれを用いた復調器を提供することであ
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の移相器は、ｆ／２の周波数の局部発振信号
を位相差が４５度となる２つの信号に成す移相手段と、
この２つの信号の周波数ｆ／２をそれぞれ２逓倍して周
波数ｆの発振信号とするとともに、この２つの局部信号
の位相差を９０度とする逓倍手段と、前記逓倍手段から
出力される２つの発振信号の位相差を検出する位相比較
手段と、を有し、前記位相比較手段で検出した２つの発
振信号の位相差に基づいて、前記移相手段から送出され
る２つの信号の位相を変化させて、前記逓倍手段から出
力される発振信号の位相差を９０度に保持するように制
御することを特徴とする。

【００１２】このような移相器によると、移相手段より
送出される位相差４５度の２つの信号を逓倍手段によっ
て、その周波数を２逓倍するとともに、この２つの信号
の位相差を９０度の発振信号にする。このように２逓倍
された発振信号の位相差を検出し、その検出した位相差
に応じて移相手段より送出される２つの発振信号の位相
差が一定となるようにフィードバック制御を行うことに
よって、位相差が９０度に保持された発振信号が得られ
る。

【００１３】又、このような移相器において、前記移相
手段を、ｆ／２の周波数の局部発振信号を位相差が４５
度となる３つの信号に成す第１移相手段と、該第１移相
手段から送出される３つの信号をその位相差が４５度と
なる２つの信号になす第２移相手段と、で構成するよう
にしても構わない。

【００１４】更に、前記第１移相手段を、局部発振信号
の位相をθ度ずらした第１信号を生成する第３移相手段
と、局部発振信号の位相を（θ＋４５）度ずらした第２
信号を生成する第４移相手段と、局部発振信号の位相を
（θ＋９０）度ずらした第３信号を生成する第５移相手
段と、で構成するとともに、前記第２移相手段を、前記
第３移相手段からの前記第１信号と前記第４移相手段か
らの前記第２信号とを加算する第１加算器と、前記第４
移相手段からの前記第２信号と前記第５移相手段からの
前記第３信号とを加算する第２加算器と、で構成しても
構わない。

【００１５】このような移相器において、第３移相手段
からその位相が４５度の第１信号が、第４移相手段から
その位相が９０度の第２信号が、第５移相手段からその
位相が１３５度の第３信号が、それぞれ送出される。そ
して、第１加算器で第１信号と第２信号を加算して位相
が６７．５度となる信号が、第２加算器で第２信号と第
３信号を加算して位相が１１２．５度となる信号が、そ
れぞれ送出される。この位相が６７．５度となる周波数
ｆ／２の信号と位相が１１２．５度となる周波数ｆ／２
の信号とが逓倍されて、位相が１３５度となる周波数ｆ
の信号と位相が２２５度となる周波数ｆの信号が得られ
る。このようにして、位相差が９０度となる２つの発振
信号が得られる。

【００１６】このとき、位相比較手段で２つの発振信号
の位相差を検出し、その検出した位相差に基づいて、前
記第１移相手段から送出される第１、第２、第３信号の
信号レベルを変化させて、前記逓倍手段から出力される
発振信号の位相差を９０度に保持するようにフィードバ
ック制御する。

【００１７】又、前記逓倍手段から送出される発振信号
の信号レベルを検出する検出手段を設けて、前記検出手
段で検出した信号レベルに応じて、前記移相手段から送
出される発振信号の信号レベルを変化させて、逓倍手段
から出力される発振信号の信号レベルを制御するような
構成にしても構わない。

【００１８】又、前記逓倍手段を前記移相手段から送出
される２つの信号のうち一方を２乗する第１乗算器と、
前記移相手段から送出される２つの信号のうち他方を２
乗する第２乗算器と、で構成しても構わない。このよう
にすることによって、４５度の位相差となる周波数ｆ／
２の２つの信号が、それぞれ２乗されて、９０度の位相
差となる周波数ｆの発振信号となる。

【００１９】更に、このような移相器において、前記第
１乗算器から送出される信号より直流成分を検出する第
１検出手段と、前記第２乗算器から送出される信号より
直流成分を検出する第２検出手段と、前記第１検出手段
で検出した直流成分に応じて前記移相手段より送出され
る２つの信号のうち一方の信号の信号レベルを制御する
第１制御手段と、前記第２検出手段で検出した直流成分
に応じて前記移相手段より送出される２つの信号のうち
他方の信号の信号レベルを制御する第２制御手段と、を
設けても構わない。

【００２０】このような移相器において、移相手段から
送出される２つの信号がそれぞれ第１、第２乗算器で２
乗されることによって、直流成分を有するとともにその
周波数が２逓倍された発振信号となる。又、このとき、
第１、第２乗算器から送出された信号の位相差が、９０
度となる。そして、この第１、第２乗算器から送出され
た信号の直流成分を、第１、第２検出手段で検出する。
この第１、第２検出手段で検出された直流成分に応じ
て、第１、第２制御手段で、移相手段より送出される２
つの信号の信号レベルを制御することによって、移相手
段より送出される２つの信号の信号レベルを安定な状態
に保たせる。

【００２１】又、第１、第２検出手段をローパスフィル
タとすることによって、第１、第２乗算器から送出され
た信号の直流成分を検出することができる。このとき、
第１、第２制御手段を差動増幅器で構成し、第１、第２
検出手段で検出した直流成分に応じてこの差動増幅器に
流れる電流量を制御してその増幅率を調整することによ
って、移相手段から送出される２つの信号の振幅レベル
である信号レベルを制御する。

【００２２】又、前記第１乗算器又は前記第２乗算器の
いずれか一方から送出される信号より直流成分を検出す
る検出手段と、前記検出手段で検出した直流成分に応じ
て移相手段より送出される２つの信号のうち一方の信号
の信号レベルを制御する第１制御手段と、前記検出手段
で検出した直流成分に応じて移相手段より送出される２
つの信号のうち他方の信号の信号レベルを制御する第２
制御手段と、を設けても構わない。

【００２３】このような移相器において、移相手段から
送出される２つの信号がそれぞれ第１、第２乗算器で２
乗されることによって、直流成分を有するとともにその
周波数が２逓倍された発振信号となる。又、このとき、
第１、第２乗算器から送出された信号の位相差が、９０
度となる。そして、この第１又は第２乗算器のいずれか
一方から送出された信号の直流成分を、検出手段で検出
する。この検出手段で検出された直流成分に応じて、第
１、第２制御手段で、移相手段より送出される２つの信
号の信号レベルを制御することによって、移相手段より
送出される２つの信号の信号レベルを安定な状態に保た
せる。

【００２４】又、検出手段をローパスフィルタとするこ
とによって、第１又は第２乗算器のいずれか一方から送
出された信号の直流成分を検出することができる。この
とき、第１、第２制御手段を差動増幅器で構成し、検出
手段で検出した直流成分に応じてこの差動増幅器に流れ
る電流量を制御してその増幅率を調整することによっ
て、移相手段から送出される２つの信号の振幅レベルで
ある信号レベルを制御する。

【００２５】又、本発明の復調器は、上記のような移相
器と、外部から入力される受信信号に、前記移相器から
出力される２つの信号のうち一方の信号を乗算してＩベ
ースバンド信号を出力する第１ミキサと、外部から入力
される受信信号に、前記移相器から出力される２つの信
号のうち他方の信号を乗算してＱベースバンド信号を出
力する第２ミキサと、を有することを特徴とする。

【００２６】このような復調器において、前記局部発振
信号を生成する局部発振器を電圧制御発振器とするとと
もに、前記移相器より出力される２つの信号のうち１つ
を用いる位相同期ループにより、前記局部発振器を制御
するような構成としても構わない。

【００２７】又、前記位相同期ループを、前記位相同期
ループが、前記局部発振器と、前記移相器と、所定の周
波数の基準信号を発振する基準発振器と、前記移相器又
は前記基準発振器のうちの一方から与えられる信号が任
意の分周率で分周される可変分周手段と、前記可変分周
手段で分周された信号と前記移相器又は前記基準発振器
のうちの他方から送出される信号の位相を比較する位相
比較手段と、該位相比較手段から送出される信号のう
ち、前記局部発振器を制御するための制御信号を通過さ
せるためのフィルタと、で構成しても良い。

【００２８】更に、前記局部発振器に、低域側の周波数
の局部発振信号を発生する第１局部発振器と、高域側の
周波数の局部発振信号を発生する第２局部発振器と、を
設けて、前記受信信号に同期させるための局部発振信号
をミキサに与えるため、前記第１局部発振器からの局部
発振信号と前記第２局部発振器からの局部発振信号とを
選択する信号選択手段を設けた構成にしても構わない。

【００２９】

【発明の実施の形態】＜第１の実施形態＞本発明の第１
の実施形態について、図面を参照して説明する。図１
は、本実施形態の復調器の内部構成を示すブロック図で
ある。尚、図１に示す復調器において、図１２に示す復
調器と同一の目的で使用する部分については、同一の符
号を付してその詳細な説明は省略する。

【００３０】図１に示す復調器は、周波数ｆの受信信号
が入力される入力端子１と、ミキサ２，３と、周波数ｆ
／２の局部発振信号を発生する局部発振器７と、周波数
ｆ／２の局部発振信号をそれぞれ４５°、９０°、１３
５°だけ位相をずらして出力するオールパスフィルタ９
ａ，９ｂ，９ｃと、オールパスフィルタ９ａ，９ｂ，９
ｃから出力される３つの発振信号によって位相差が４５
°となる２つの発振信号を生成して出力する位相制御部
１０と、この位相制御部１０より出力される２つの発振
信号の信号レベルを一定に保つゲインコントローラ１
１，１２と、ゲインコントローラ１１，１２から送出さ
れる発振信号をそれぞれ２乗して生成したキャリアをミ
キサ２，３に送出する乗算器１３，１４と、乗算器１
３，１４で生成したキャリアの直流成分をそれぞれ検出
するＬＰＦ（Low Pass Filter）１５，１６と、ＬＰＦ
１５，１６で検出した直流成分をそれぞれ増幅するアン
プ１７，１８と、乗算器１３，１４で生成したキャリア
の位相差を比較する位相比較器１９と、この位相比較器
１９からの出力を増幅して位相制御部１０への制御信号
を出力するアンプ２０と、出力端子６ａ，６ｂとを有す
る。

【００３１】又、オールパスフィルタ９ａ，９ｂ，９
ｃ、位相制御部１０、ゲインコントローラ１１，１２、
乗算器１３，１４、ＬＰＦ１５，１６、及びアンプ１
７，１８によって、移相器８が構成される。尚、本実施
形態で使用されるオールパスフィルタ９ａ，９ｂ，９ｃ
は、従来の復調器と同様、図１４のような構成のオール
パスフィルタである。

【００３２】まず、移相器８の内部に設けられた位相制
御部１０の構成について、図面を参照して以下に説明す
る。

【００３３】（１）位相制御部の構成の一例 位相制御部１０を、図２のように、オールパスフィルタ
９ａ，９ｃから発振信号がそれぞれ与えられる可変ゲイ
ンアンプＧａ，Ｇｃと、オールパスフィルタ９ｂから発
振信号が与えられる可変ゲインアンプＧｂ１，Ｇｂ２
と、可変ゲインアンプＧａからの発振信号と可変ゲイン
アンプＧｂ１からの発振信号を加算する加算器１０１
と、可変ゲインアンプＧｂ２からの発振信号と可変ゲイ
ンアンプＧｃからの発振信号を加算する加算器１０２
と、アンプ２０より与えられる制御信号より可変ゲイン
アンプＧａ，Ｇｂ１，Ｇｂ２，Ｇｃのそれぞれに与える
制御信号を生成する制御信号生成回路１０３とから構成
する。

【００３４】移相器８が正常に動作しているとき、オー
ルパスフィルタ９ａからの位相が４５°ずれた発振信号
Ａとオールパスフィルタ９ｂからの位相が９０°ずれた
発振信号Ｂが、それぞれ、可変ゲインアンプＧａ，Ｇｂ
１を介して加算器１０１で与えられると、図３のよう
に、位相が６７．５°ずれた発振信号Ｄがゲインコント
ローラ１１に与えられる。又、同時に、オールパスフィ
ルタ９ｂからの位相が９０°ずれた発振信号Ｂとオール
パスフィルタ９ｃからの位相が１３５°ずれた発振信号
Ｃが、それぞれ、可変ゲインアンプＧｂ２，Ｇｃを介し
て加算器１０２で与えられると、図３のように、位相が
１１２．５°ずれた発振信号Ｅがゲインコントローラ１
２に与えられる。

【００３５】又、位相比較器１９で乗算器１３，１４よ
り与えられるキャリアの位相差が９０°でないとき、可
変ゲインアンプＧａ，Ｇｂ１，Ｇｂ２，Ｇｃに制御信号
生成回路１０３より制御信号が与えられて、それぞれの
ゲインを変化させる。このように、位相比較器１９より
アンプ２０及び制御信号生成回路１０３を介して送出さ
れる制御信号によって、可変ゲインアンプＧａ，Ｇｂ
１，Ｇｂ２，Ｇｃのゲインを制御することで、加算器１
０１，１０２から送出される発振信号の位相をそれぞれ
６７．５°と１１２．５°に保持する。

【００３６】（２）位相制御部の構成の別例 又、位相制御部１０を、図４のように、オールパスフィ
ルタ９ａ，９ｃから発振信号がそれぞれ与えられるとと
もにアンプ２０より制御信号が与えられる可変ゲインア
ンプＧａ，Ｇｃと、オールパスフィルタ９ｂから発振信
号が与えられるアンプＧｂと、可変ゲインアンプＧａか
らの発振信号とアンプＧｂからの発振信号を加算する加
算器１０１と、アンプＧｂからの発振信号と可変ゲイン
アンプＧｃからの発振信号を加算する加算器１０２とか
ら構成する。

【００３７】移相器８が正常に動作しているとき、オー
ルパスフィルタ９ａからの位相が４５°ずれた発振信号
Ａとオールパスフィルタ９ｂからの位相が９０°ずれた
発振信号Ｂが、それぞれ、可変ゲインアンプＧａ及びア
ンプＧｂを介して加算器１０１で与えられると、図３の
ように、位相が６７．５°ずれた発振信号Ｄがゲインコ
ントローラ１１に与えられる。又、同時に、オールパス
フィルタ９ｂからの位相が９０°ずれた発振信号Ｂとオ
ールパスフィルタ９ｃからの位相が１３５°ずれた発振
信号Ｃが、それぞれ、アンプＧｂ及び可変ゲインアンプ
Ｇｃを介して加算器１０２で与えられると、図３のよう
に、位相が１１２．５°ずれた発振信号Ｅがゲインコン
トローラ１２に与えられる。

【００３８】又、位相比較器１９で乗算器１３，１４よ
り与えられるキャリアの位相差が９０°より小さいと
き、可変ゲインアンプＧａ，Ｇｃにアンプ２０より制御
信号が与えられて、それぞれのゲインが大きくなるよう
に変化させる。よって、加算器１０１，１０２のそれぞ
れに与えられる発振信号Ａ，Ｃの信号レベルが大きくな
るため、加算器１０１，１０２から送出される発振信号
Ｄ，Ｅの位相差が大きくなり、結果的に乗算器１３，１
４より出力されるキャリアの位相差を大きくして９０°
とすることができる。

【００３９】又、位相比較器１９で乗算器１３，１４よ
り与えられるキャリアの位相差が９０°より大きいと
き、可変ゲインアンプＧａ，Ｇｃにアンプ２０より制御
信号が与えられて、それぞれのゲインが小さくなるよう
に変化させる。よって、加算器１０１，１０２のそれぞ
れに与えられる発振信号Ａ，Ｃの信号レベルが小さくな
るため、加算器１０１，１０２から送出される発振信号
Ｄ，Ｅの位相差が小さくなり、結果的に乗算器１３，１
４より出力されるキャリアの位相差を小さくして９０°
とすることができる。

【００４０】尚、位相制御部１０は、上記の２例に限定
されるものでなく、例えば、図４の構成において、アン
プＧｂを可変ゲインアンプとするとともに、アンプ２０
より与える制御信号から可変ゲインアンプＧａ，Ｇｃに
与える制御信号とアンプＧｂに与える制御信号の２つの
制御信号を生成する手段を新たに設けるような構成にし
ても構わない。又、図４の構成において、可変ゲインア
ンプＧａ，Ｇｃに与える制御信号を別の制御信号とし
て、それぞれ別々にゲインを変化させるようにしても構
わない。

【００４１】次に、移相器８の内部に設けられたゲイン
コントローラ１１，１２の構成について、図５の回路図
を参照して説明する。移相器８に用いられるゲインコン
トローラ１１，１２は、その一端に電源電圧Ｖccが印加
される抵抗Ｒ１，Ｒ２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２のそれぞれの
他端にコレクタが接続されたｎｐｎ型トランジスタＴａ
１，Ｔｂ１と、コレクタに電源電圧Ｖccが印加されるｎ
ｐｎ型トランジスタＴａ２，Ｔｂ２と、トランジスタＴ
ａ１，Ｔａ２のエミッタ同士が接続した接続ノードにコ
レクタが接続されたｎｐｎ型トランジスタＴａと、トラ
ンジスタＴｂ１，Ｔｂ２のエミッタ同士が接続した接続
ノードにコレクタが接続されたｎｐｎ型トランジスタＴ
ｂと、トランジスタＴａ，Ｔｂのエミッタ間に接続され
た抵抗Ｒと、トランジスタＴａ，Ｔｂのそれぞれのエミ
ッタに接続された定電流源３７，３８とを有する。

【００４２】又、トランジスタＴａ，Ｔｂのそれぞれの
ゲートに端子３１，３２が、トランジスタＴａ１，Ｔｂ
１のゲート同士が接続された接続ノードに端子３３が、
トランジスタＴａ２，Ｔｂ２のゲート同士が接続された
接続ノードに端子３４が、抵抗Ｒ１とトランジスタＴａ
１のコレクタとの接続ノードに端子３５が、抵抗Ｒ２と
トランジスタＴｂ１のコレクタとの接続ノードに端子３
６が、設けられる。

【００４３】このように設けられた端子３１，３２に、
位相制御部１０の加算器１０１又は加算器１０２から出
力される発振信号が入力される。端子３４に、ＬＰＦ１
５又はＬＰＦ１６で検出された後、アンプ１７又はアン
プ１８で増幅された直流成分が制御信号として与えられ
る。又、端子３３に、端子３４に与えられる制御信号と
比較するための所定の電圧が与えられる。そして、端子
３５，３６から乗算器１３又は乗算器１４にその信号レ
ベルを調整した発振信号を出力する。

【００４４】このようなゲインコントローラによると、
トランジスタＴａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２を省略し
て、抵抗Ｒ１とトランジスタＴａのコレクタ、抵抗Ｒ２
とトランジスタＴｂのコレクタを接続した構成にして考
えた場合、図６のような差動増幅回路を形成する。よっ
て、端子３１に入力された電圧が端子３２に入力された
電圧より大きいとき、抵抗Ｒ１を流れる電流の方が抵抗
Ｒ２を流れる電流より大きくなるため、抵抗Ｒ１による
電圧降下が大きくなり、端子３５より出力される電圧が
端子３６より出力される電圧より低くなる。

【００４５】よって、ゲインコントローラにおいて、基
本的には、このような動作を行う図６に示す差動増幅回
路によって、端子３１，３２に入力される発振信号が増
幅されて、端子３５，３６より出力される。このような
図６に示す差動増幅回路に、トランジスタＴａ１，Ｔａ
２，Ｔｂ１，Ｔｂ２が付加された構成であるゲインコン
トローラは、トランジスタＴａ１，Ｔａ２及びトランジ
スタＴｂ１，Ｔｂ２によって、抵抗Ｒ１，Ｒ２を流れる
電流量が制御される。

【００４６】即ち、端子３３，３４に与えられる電圧に
よって、トランジスタＴａ１，Ｔａ２及びトランジスタ
Ｔｂ１，Ｔｂ２のそれぞれに流れる電流量の割合が決定
されるため、それによって抵抗Ｒ１，Ｒ２を流れる電流
量が制御される。よって、ＬＰＦ１５又はＬＰＦ１６で
得たキャリアの直流成分の電圧が低いとき、端子３４に
与える電圧が端子３３に与える電圧より低くなるため、
抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流量が大きくなるので、ゲイ
ンコントローラの増幅率が大きくなる。又、逆に、ＬＰ
Ｆ１５又はＬＰＦ１６で得たキャリアの直流成分の電圧
が高いとき、端子３４に与える電圧が端子３３に与える
電圧より高くなるため、抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流量
が小さくなるので、ゲインコントローラの増幅率が小さ
くなる。

【００４７】このようにして、ＬＰＦ１５，１６のそれ
ぞれで検出したキャリアの直流成分をアンプ１７，１８
で増幅して、ゲインコントローラ１１，１２の増幅率を
制御するための制御信号として与えることによって、キ
ャリアの信号レベルを一定のレベルになるように制御す
る。尚、この直流成分は、乗算器１３，１４によって発
振信号を乗算することによって生成されるもので、発振
信号の信号レベルに比例した成分である。

【００４８】このような構成の復調器は、局部発振器７
より出力される周波数ｆ／２の局部発振信号をオールパ
スフィルタ９ａ，９ｂ，９ｃのそれぞれに入力すること
によって、位相が４５°、９０°、１３５°ずれた周波
数ｆ／２の発振信号がそれぞれ、位相制御部１０に送出
される。このとき、位相制御部１０でこの３つの発振信
号を用いて、位相差が４５°となる２つの発振信号を乗
算器１３，１４に送出する。そして、乗算器１３，１４
によって発振信号が乗算されることによって、位相制御
部１０から送出された２つの発振信号の周波数が、それ
ぞれ２逓倍され、周波数ｆのキャリアとしてミキサ２，
３に送出される。

【００４９】このとき、この乗算器１３，１４によっ
て、加算器１０１より送出された発振信号の位相が２×
６７．５°に、又、加算器１０２より送出された発振信
号の位相が２×１１２．５°に２逓倍される。よって、
移相器８からミキサ２，３に送出されるキャリアの位相
差が、９０°となる。このように位相差が９０°となる
キャリアがそれぞれ、移相器８よりミキサ２，３に送出
され、このキャリアがミキサ２，３で周波数ｆの受信信
号に乗算されて、Ｉベースバンド信号及びＱベースバン
ド信号が出力端子６ａ，６ｂより出力される。

【００５０】このとき、ＬＰＦ１５，１６及びアンプ１
７，１８によって、乗算器１３，１４から送出されるキ
ャリアの直流成分を制御信号としてゲインコントローラ
１１，１２に与えてフィードバック制御することによっ
て、キャリアの信号レベルを一定に保つように制御す
る。又、乗算器１３，１４から送出されるキャリアの位
相差が９０°になっているか位相比較器１９で比較し、
その比較結果を制御信号として位相制御部１０に与えて
フィードバック制御することによって、キャリアの位相
差を９０°に保つように制御する。

【００５１】このように、移相器８内に設けられたオー
ルパスフィルタ９ａ，９ｂ，９ｃには、受信信号の周波
数よりも低い周波数の局部発振信号が入力されるため、
このオールパスフィルタ９ａ，９ｂ，９ｃを構成するた
めの抵抗及びコンデンサそれぞれの抵抗値及び容量値
を、従来と比べて大きくすることができる。又、受信信
号と局部発振信号の周波数が異なるため、それぞれの信
号に対して与える影響を低減することができる。又、Ｌ
ＰＦ１５，１６及びアンプ１７，１８を用いてフィード
バック制御を行うことによって、キャリアの信号レベル
のふらつきを抑制することができる。

【００５２】＜第２の実施形態＞本発明の第２の実施形
態について、図面を参照して説明する。図７は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図７に示す復調器において、図１に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。

【００５３】図７に示す復調器は、アンプ１７より送出
される制御信号をゲインコントローラ１２にも与えるこ
とによって、図１の復調器よりＬＰＦ１６及びアンプ１
８を削除された構成となっている。即ち、移相器８’
が、オールパスフィルタ９ａ，９ｂ，９ｃ、位相制御部
１０、ゲインコントローラ１１，１２、乗算器１３，１
４、ＬＰＦ１５、アンプ１７によって構成される。

【００５４】このような構成の復調器において、乗算器
１３より送出されるキャリアより得られる直流成分によ
って、ゲインコントローラ１１，１２の増幅率が制御さ
れる。その他の動作については、第１の実施形態と同様
なので、その説明については省略する。尚、本実施形態
の復調器は、キャリアの直流成分を検出するＬＰＦを１
つにした構造であるので、第１の実施形態と比べて、そ
の構成を簡単化することができるので、装置を小型化す
ることができる。

【００５５】＜第３の実施形態＞本発明の第３の実施形
態について、図面を参照して説明する。図８は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図８に示す復調器において、図７に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。尚、本実施形態は、第２の実
施形態の復調器に位相同期ループ（ＰＬＬ：Phase Lock
ed Loop）を用いたものである。

【００５６】図８の復調器は、図７の復調器に、位相制
御部１０内の加算器１０２（図２又は図４）から送出さ
れる発振信号を１／Ｎ分周する分周器２１と、周波数ｆ
0の基準信号を発生する基準発振器２２と、基準発振器
２２から送出される基準信号を１／Ｎ’分周する分周器
２３と、分周器２１，２３から送出される信号の位相を
比較する位相比較器２４と、この位相比較器２４から送
出される信号より高周波成分を除去するＬＰＦ２５とが
付加された構成となる。又、局部発振器７は、電圧制御
発振器であり、ＬＰＦ２５より送出される信号によって
電圧制御される。

【００５７】このとき、局部発振器７、オールパスフィ
ルタ９ｂ，９ｃ、位相制御部１０、分周器２１，２３、
基準発振器２２、位相比較器２４、そして、ＬＰＦ２５
によってＰＬＬが形成される。このように、ＰＬＬを形
成することによって、局部発振器７より周波数がより安
定した局部発振信号を発生させることができる。

【００５８】又、このような復調器において、分周器２
１をその分周率を任意に変化させることができる可変の
分周器として、局部発振器７より発生させる局部発振信
号を変化させて、入力端子１に入力される受信信号から
所望の受信信号を選択して直交復調させることができ
る。尚、このように入力端子１に入力される受信信号か
ら所望の受信信号を選択して直交復調させることのでき
る復調器において、分周器２３をその分周率を任意に変
化させることができる可変の分周器としても構わない。
又、本実施形態において、分周器２１を位相制御部１０
の加算器１０１（図２又は図４）に接続させるような構
成にしても構わない。

【００５９】＜第４の実施形態＞本発明の第４の実施形
態について、図面を参照して説明する。図９は、本実施
形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。尚、
図９に示す復調器において、図８に示す復調器と同一の
目的で使用する部分については、同一の符号を付してそ
の詳細な説明は省略する。尚、本実施形態は、第３の実
施形態と同様、第２の実施形態（図７）の復調器に位相
同期ループ（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）を用いたも
のである。

【００６０】図９に示す復調器は、乗算器１４から送出
される信号が分周器２１に送出される。即ち、局部発振
器７、オールパスフィルタ９ｂ，９ｃ、位相制御部１
０、ゲインコントローラ１２、乗算器１４、分周器２
１，２３、基準発振器２２、位相比較器２４、そして、
ＬＰＦ２５によってＰＬＬが形成される。このとき、分
周器２３の分周率を第３の実施形態と同様の１／Ｎ’と
すると、分周器２１は、第３の実施形態と比較したと
き、その分周率が１／（２×Ｎ）となる。又、分周器２
１の分周率を第３の実施形態と同様の１／Ｎとすると、
分周器２３は、第３の実施形態と比較したとき、その分
周率が２／Ｎ’となる。尚、本実施形態においても、第
３の実施形態と同様に、分周器２１又は分周器２３の分
周率を可変として、入力端子１に入力される受信信号か
ら所望の受信信号を選択して直交復調させることができ
る。尚、本実施形態において、分周器２１を乗算器１３
に接続させるような構成にしても構わない。

【００６１】＜第５の実施形態＞本発明の第５の実施形
態について、図面を参照して説明する。図１０は、本実
施形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。
尚、図１０に示す復調器において、図７に示す復調器と
同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付
してその詳細な説明は省略する。

【００６２】図１０に示す復調器は、局部発振器２６，
２７及び切換スイッチ２８を設け、受信信号の周波数に
応じて局部発振器２６，２７から送出される局部発振信
号を、切換スイッチ２８で選択して移相器８’内のオー
ルパスフィルタ９ａ，９ｂ，９ｃに送出する。このよう
な構成にすることによって、例えば、局部発振器２６
が、例えば、４７５〜７２５［MHz］の局部発振信号を
発生するようにするとともに、局部発振器２７が、例え
ば、７２５〜１０７５［MHz］の局部発振信号を発生す
るようにすることができる。

【００６３】よって、このとき、９５０〜１４５０［MH
z］といった低周波数領域にある受信信号を復調する
際、切換スイッチ２８によって局部発振器２６からの局
部発振信号が移相器８’に送出されるようにし、又、１
４５０〜２１５０［MHz］といった高周波数領域にある
受信信号を復調する際、切換スイッチ２８によって局部
発振器２７からの局部発振信号が移相器８’に送出され
るようにする事ができる。このような復調器をダイレク
トコンバージョンチューナなどに設けることによって、
広い範囲の受信周波数帯域をカバーすることができ、
又、発振器を複数とすることによってその可変範囲を小
さくすることができるので、発振器の設計が容易にな
る。

【００６４】＜第６の実施形態＞本発明の第６の実施形
態について、図面を参照して説明する。図１１は、本実
施形態の復調器の内部構成を示すブロック図である。
尚、図１１に示す復調器において、図８に示す復調器と
同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付
してその詳細な説明は省略する。

【００６５】図１１に示す復調器は、第５の実施形態と
同様に、第３の実施形態の復調器（図８）に上記のよう
な局部発振器２６，２７及び切換スイッチ２８を設けた
もので、この局部発振器２６，２７及び切換スイッチ２
８の動作は第５の実施形態（図１０）と同様である。こ
のような復調器において、分周器２１又は分周器２３を
可変の分周器としたとき、分周器２１又は分周器２３の
分周率を変化させるための制御信号を切換スイッチ２８
に与えてスイッチングすることにより、分周率に応じて
局部発振器２６，２７を選択することができる。尚、本
実施形態のような復調器を、第４の実施形態の復調器
（図９）に適用した構成としても良い。

【００６６】尚、第３〜第６の実施形態において、移相
器８’の代わりに、第１の実施形態の復調器（図１）に
おける移相器８を適用した構成としても構わない。

【００６７】

【発明の効果】上述したように、本発明の移相器による
と、周波数ｆ／２の局部発振信号を用いて処理した後
に、２逓倍して９０度の位相差でかつ周波数ｆの２つの
信号を出力するため、高精度が要求される位相差を発生
させる回路の動作周波数を下げることができる。よっ
て、この移相器を構成する回路素子における周波数に依
存する定数精度への影響を軽減することができるととも
に、動作周波数の低下に伴い、回路電流の低減を図るこ
とができる。又、このような移相器を用いた復調器によ
ると、局部発振器の局部発振信号の周波数が外部から入
力される受信信号の周波数と異なる。よって、受信端子
への局部発振信号による漏れを適切なフィルタで容易に
抑制することができるとともに、強入力の受信信号によ
る局部発振器の局部発振信号の変動を防ぐことができ
る。

【００６８】又、逓倍手段から出力される局部発振信号
の信号レベルを一定に保つようにフィードバック制御を
行うため、この局部発振信号の信号レベルのふらつきが
抑制される。よって、高周波妨害特性や雑音指数特性を
良好なものとすることができる。更に、ミキサに与える
キャリアの位相差を比較するとともに、その比較結果に
基づいて、移相器より出力される発振信号の位相を一定
に保つようにフィードバック制御を行うため、より精度
の高いキャリアをミキサに与えることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。

【図２】位相制御部の内部構成を示す回路図。

【図３】オールパスフィルタより出力される発振信号と
位相制御部より出力されるキャリアとの関係を示す図。

【図４】位相制御部の内部構成を示す回路図。

【図５】ゲインコントローラの内部構成を示す回路図。

【図６】ゲインコントローラの基本回路図。

【図７】第２の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。

【図８】第３の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。

【図９】第４の実施形態の復調器の内部構成を示すブロ
ック図。

【図１０】第５の実施形態の復調器の内部構成を示すブ
ロック図。

【図１１】第６の実施形態の復調器の内部構成を示すブ
ロック図。

【図１２】従来の復調器の内部構成を示すブロック図。

【図１３】移相器の内部構成を示すブロック図。

【図１４】オールパスフィルタの内部構成を示す回路
図。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２，３ ミキサ ４ 移相器 ５ 局部発振器 ６ａ，６ｂ 出力端子 ７ 局部発振器 ８，８’ 移相器 ９ａ，９ｂ，９ｃ オールパスフィルタ １０ 位相制御部 １１，１２ ゲインコントローラ １３，１４ 乗算器 １５，１６ ＬＰＦ １７，１８ アンプ １９ 位相比較器 ２０ アンプ ２１ 分周器 ２２ 基準発振器 ２３ 分周器 ２４ 位相比較器 ２５ ＬＰＦ ２６，２７ 局部発振器 ２８ 切換スイッチ １０１，１０２ 加算器 １０３ 制御信号生成回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/30 H03H 11/16

Claims (12)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｆ／２の周波数の局部発振信号を位相差
   が４５度となる２つの信号に成す移相手段と、 この２つの信号の周波数ｆ／２をそれぞれ２逓倍して周
   波数ｆの発振信号とするとともに、この２つの発振信号
   の位相差を９０度とする逓倍手段と、 前記逓倍手段から出力される２つの発振信号の位相差を
   検出する位相比較手段と、を有し、 前記位相比較手段で検出した２つの発振信号の位相差に
   基づいて、前記移相手段から送出される２つの信号の位
   相を変化させて、前記逓倍手段から出力される発振信号
   の位相差を９０度に保持するように制御することを特徴
   とする移相器。
2. 【請求項２】 前記移相手段が、 ｆ／２の周波数の局部発振信号を位相差が４５度となる
   ３つの信号に成す第１移相手段と、 該第１移相手段から送出される３つの信号をその位相差
   が４５度となる２つの信号に成す第２移相手段と、を有
   し、 前記位相比較手段で検出した２つの発振信号の位相差に
   基づいて、前記第１移相手段から送出される３つの信号
   の信号レベルを変化させて、前記逓倍手段から出力され
   る発振信号の位相差を９０度に保持するように制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載の移相器。
3. 【請求項３】 前記第１移相手段が、 局部発振信号の位相をθ度ずらした第１信号を生成する
   第３移相手段と、 局部発振信号の位相を（θ＋４５）度ずらした第２信号
   を生成する第４移相手段と、 局部発振信号の位相を（θ＋９０）度ずらした第３信号
   を生成する第５移相手段と、を有するとともに、 前記第２移相手段が、 前記第３移相手段からの前記第１信号と前記第４移相手
   段からの前記第２信号とを加算する第１加算器と、 前記第４移相手段からの前記第２信号と前記第５移相手
   段からの前記第３信号とを加算する第２加算器と、を有
   し、 前記位相比較手段で検出した２つの発振信号の位相差に
   基づいて、前記第１移相手段から送出される第１、第
   ２、第３信号の信号レベルを変化させて、前記逓倍手段
   から出力される発振信号の位相差を９０度に保持するよ
   うに制御することを特徴とする請求項２に記載の移相
   器。
4. 【請求項４】 前記逓倍手段から送出される発振信号の
   信号レベルを検出する検出手段を有し、 前記検出手段で検出した信号レベルに応じて、前記移相
   手段から送出される発振信号の信号レベルを変化させ
   て、逓倍手段から出力される発振信号の信号レベルを制
   御することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか
   に記載の移相器。
5. 【請求項５】 前記逓倍手段が、 前記移相手段から送出される２つの信号のうち一方を２
   乗する第１乗算器と、 前記移相手段から送出される２つの信号のうち他方を２
   乗する第２乗算器と、を有することを特徴とする請求項
   １〜請求項４のいずれかに記載の移相器。
6. 【請求項６】 前記第１乗算器から送出される信号より
   直流成分を検出する第１検出手段と、 前記第２乗算器から送出される信号より直流成分を検出
   する第２検出手段と、 前記第１検出手段で検出した直流成分に応じて前記移相
   手段より送出される２つの信号のうち一方の信号の信号
   レベルを制御する第１制御手段と、 前記第２検出手段で検出した直流成分に応じて前記移相
   手段より送出される２つの信号のうち他方の信号の信号
   レベルを制御する第２制御手段と、 を有することを特徴とする請求項５に記載の移相器。
7. 【請求項７】 前記第１乗算器又は前記第２乗算器のい
   ずれか一方から送出される信号より直流成分を検出する
   検出手段と、 前記検出手段で検出した直流成分に応じて前記移相手段
   より送出される２つの信号のうち一方の信号の信号レベ
   ルを制御する第１制御手段と、 前記検出手段で検出した直流成分に応じて前記移相手段
   より送出される２つの信号のうち他方の信号の信号レベ
   ルを制御する第２制御手段と、 を有することを特徴とする請求項５に記載の移相器。
8. 【請求項８】 請求項１〜請求項７のいずれかに記載の
   移相器と、 外部から入力される受信信号に、前記移相器から出力さ
   れる２つの信号のうち一方の信号を乗算してＩベースバ
   ンド信号を出力する第１ミキサと、 外部から入力される受信信号に、前記移相器から出力さ
   れる２つの信号のうち他方の信号を乗算してＱベースバ
   ンド信号を出力する第２ミキサと、 を有することを特徴とする復調器。
9. 【請求項９】 前記局部発振信号を生成する局部発振器
   が電圧制御発振器であるとともに、 前記移相器より出力される２つの信号のうち１つを用い
   る位相同期ループにより、前記局部発振器を制御するこ
   とを特徴とする請求項８に記載の復調器。
10. 【請求項１０】 前記位相同期ループが、 前記局部発振器と、 前記移相器と、 所定の周波数の基準信号を発振する基準発振器と、 前記移相器又は前記基準発振器のうちの一方から与えら
    れる信号が任意の分周率で分周される可変分周手段と、 前記可変分周手段で分周された信号と前記移相器又は前
    記基準発振器のうちの他方から送出される信号の位相を
    比較する位相比較手段と、 該位相比較手段から送出される信号のうち、前記局部発
    振器を制御するための制御信号を通過させるためのフィ
    ルタと、 から構成されること特徴とする請求項９に記載の復調
    器。
11. 【請求項１１】 前記局部発振器が、 低域側の周波数の局部発振信号を発生する第１局部発振
    器と、 高域側の周波数の局部発振信号を発生する第２局部発振
    器と、を備え、 前記受信信号に同期させるための局部発振信号をミキサ
    に与えるため、前記第１局部発振器からの局部発振信号
    と前記第２局部発振器からの局部発振信号とを選択する
    信号選択手段が設けられたことを特徴とする請求項８〜
    請求項１０のいずれかに記載の復調器。
12. 【請求項１２】 前記局部発振器が、 低域側の周波数の局部発振信号を発生する第１局部発振
    器と、 高域側の周波数の局部発振信号を発生する第２局部発振
    器と、を備え、 前記受信信号に同期させるための局部発振信号をミキサ
    に与えるため、前記第１局部発振器からの局部発振信号
    と前記第２局部発振器からの局部発振信号とを選択する
    信号選択手段が設けられ、 前記可変分周手段の分周率に応じて、前記信号選択手段
    の選択する局部発振信号が決定されることを特徴とする
    請求項１０に記載の復調器。