JP3902383B2 - 直交信号発生回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交信号発生回路に係わり、特に、ダイレクトコンバージョン方式の局部発振信号を発生するもので、それぞれ抵抗−容量素子からなるＣＲ微分回路型ハイパスフィルタとＣＲ積分回路型ローパスフィルタとを用いて直交信号を形成し、低消費電力化を図った直交信号発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、テレビジョン（ＴＶ）放送やケーブルテレビジョン（ＣＡＴＶ）放送の受信チューナにおいては、受信した高周波信号を中間周波信号に周波数変換し、その中間周波信号からベースバンド信号を復調するスーパへテロダイン方式の受信チューナが用いられていた。このスーパへテロダイン方式の受信チューナは、種々の利点を有する反面で、所望の選択特性を持った中間周波信号を得るため、表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）等の高精度、高選択性の中間周波フィルタを用いる必要があり、その分、製造コストが高価になってしまうものであった。
【０００３】
最近になり、テレビジョン放送等を受信する際に、これまでのスーパへテロダイン方式の受信チューナに代わって、表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）等の高精度、高選択性の中間周波フィルタを用いずに、受信した高周波信号を直接ベースバンド信号に復調し、製造コストを安価にしたダイレクトコンバージョン方式の受信チューナが注目を集めている。
【０００４】
このダイレクトコンバージョン方式の受信チューナは、直交変調された高周波信号の受信を行うもので、２つの周波数変調段と１つの直交信号発生回路とを備えており、直交信号発生回路が直交した２つの局部発振信号、すなわち９０°の位相差を持つＩ側局部発振信号とＱ側局部発振信号とを発生し、Ｉ側局部発振信号を一方の周波数変調段に、Ｑ側局部発振信号を他方の周波数変調段にそれぞれ供給して、高周波信号の直接復調を行っているものである。
【０００５】
ここで、図６は、このような既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの構成の一例を示すブロック図である。
【０００６】
図６に示されるように、既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナは、高周波バンドパスフィルタ（ＲＦ ＢＰＦ）６１と、高周波増幅段（ＲＦ ＡＭＰ）６２と、Ｉ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｉ）６３と、Ｑ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｑ）６４と、直交信号発生回路６５と、Ｉ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｉ）６６と、Ｑ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｑ）６７と、Ｉ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｉ）６８と、Ｑ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｑ）６９と、Ｉ信号側出力端子７０と、Ｑ信号側出力端子７１と、高周波信号入力端子７２とからなる。
【０００７】
また、直交信号発生回路６５は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６５1 と、前置増幅段（Ｐ ＡＭＰ）６５2 と、第１フリップフロップ（ＦＦ １）６５3 と、第２フリップフロップ（ＦＦ ２）６５4 と、第１出力増幅段（ＡＭＰ１）６５5 と、第２出力増幅段（ＡＭＰ２）６５6 とからなっている。
【０００８】
そして、高周波バンドパスフィルタ６１は、入力端が高周波信号入力端子７２に接続され、出力端が高周波増幅段６２の入力端に接続される。Ｉ信号側周波数変換段６３は、第１入力端が高周波増幅段６２の出力端に接続され、第２入力端がＩ信号側出力増幅段６５5 の出力端に接続され、出力端がＩ信号側ローパスフィルタ６６の入力端に接続される。Ｑ信号側周波数変換段６４は、第１入力端が高周波増幅段６２の出力端に接続され、第２入力端がＱ信号側出力増幅段６５6 の出力端に接続され、出力端がＱ信号側ローパスフィルタ６７の入力端に接続される。Ｉ信号側ベースバンド増幅段６８は、入力端がＩ信号側ローパスフィルタ６６の出力端に接続され、出力端がＩ信号側出力端子７０に接続される。Ｑ信号側ベースバンド増幅段６９は、入力端がＱ信号側ローパスフィルタ６７の出力端に接続され、出力端がＱ信号側出力端子７１に接続される。
【０００９】
また、直交信号発生回路６５において、前置増幅段６５2 は、入力端が電圧制御発振器６５1 の出力端に接続され、出力端が第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 の各クロック端ＣＰに接続される。第１フリップフロップ６５3 は、出力端Ｑが第１出力増幅段６５5 の入力端に接続され、反転出力端Ｑ’が第２フリップフロップ６５4 の遅延端Ｄに接続される。第２フリップフロップ６５4 は、出力端Ｑが第２出力増幅段６５6 の入力端と第１フリップフロップ６５3 の遅延端Ｄに接続される。
【００１０】
次に、図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図６に図示の受信チューナにおいて直交信号発生回路６５で得られるクロック信号ＣＰとＩ側局部発振信号ＩLO及びＱ側局部発振信号ＱLOとを示す信号波形図であって、（ａ）はクロック信号（ＣＰ）波形、（ｂ）はＩ側局部発振信号（ＩLO）波形、（ｃ）はＱ側局部発振信号（ＱLO）波形である。
【００１１】
そして、クロック信号ＣＰは、電圧制御発振器６５1 及び前置増幅段６５2 から出力されるもので、後述するＩ側局部発振信号ＩLO及びＱ側局部発振信号ＱLOの２倍の角周波数２ωを有する。Ｉ側局部発振信号ＩLOは、第１フリップフロップ６５3 の出力端Ｑ及び第１出力増幅段６５5 から出力されるもので、クロック信号の半分の角周波数ωを有し、各立上り部がクロック信号の１つ置きの立上り部に一致している。Ｑ側局部発振信号ＱLOは、第２フリップフロップ６５4 の出力端Ｑ及び第２出力増幅段６５6 から出力されるもので、クロック信号の半分の角周波数ωを有し、各立下がり部がクロック信号の１つ置きの立下がり部に一致し、Ｉ側局部発振信号ＩLOと９０°の位相差を持っている。
【００１２】
ここで、前記構成による既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの動作を図６及び図７（ａ）乃至（ｃ）を用いて説明する。
アンテナ（図示なし）で受信された直交変調された放送信号、例えば直交振幅変調（ＱＡＭ）された放送信号が高周波信号として高周波信号入力端子７２に供給されると、この高周波信号は、高周波バンドパスフィルタ６１で不要な周波数成分が除去され、高周波増幅段６２で所要レベルまで増幅された後、Ｉ信号側周波数変換段６３及びＱ信号側周波数変換段６４にそれぞれ供給される。
【００１３】
このとき、直交信号発生回路６５において、図示されていない位相同期ループ（ＰＬＬ）により、電圧制御発振器６５1 は、所望の放送信号を選局する角周波数２ωに位相同期されたクロック信号ＣＰを発生し、このクロック信号ＣＰは前置増幅段６５2 で増幅され、第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 に供給される。第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 は、供給されたクロック信号ＣＰに応答し、第１フリップフロップ６５3 から角周波数ωのＩ側局部発振信号ＩLOを出力し、第２フリップフロップ６５4 から角周波数ωで、Ｉ側局部発振信号ＩLOと９０°の位相差を持つＱ側局部発振信号ＱLOを出力する。この後、Ｉ側局部発振信号ＩLOは、第１出力増幅段６５5 で増幅されてＩ信号側周波数変換段６３に供給され、Ｑ側局部発振信号ＱLOは、第２出力増幅段６５6 で増幅されてＱ信号側周波数変換段６４に供給される。
【００１４】
Ｉ信号側周波数変換段６３は、供給された高周波信号とＩ側局部発振信号ＩLOとを乗算し、その乗算によってＩ信号を出力する。Ｉ信号側周波数変換段６３で形成されたＩ信号は、Ｉ信号側ローパスフィルタ６６で不要な周波数成分が除去され、次いでＩ信号側ベースバンド増幅段６８で所定のレベルまで増幅され、Ｉ信号側出力端子７０からＩベースバンド信号として導出される。同じように、Ｑ信号側周波数変換段６４は、供給された高周波信号とＱ側局部発振信号ＱLOとを乗算し、その乗算によってＱ信号を出力する。Ｑ信号側周波数変換段６４から出力されたＱ信号は、Ｑ信号側ローパスフィルタ６７で不要な周波数成分が除去され、次いでＱ信号側ベースバンド増幅段６９で所要レベルまで増幅され、Ｑ信号側出力端子７１からＱベースバンド信号として導出される。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
前記既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナは、表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）等の高精度、高選択特性の高価な中間周波フィルタを用いなくても済むという利点を有する反面、直交信号発生回路６５に第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 とを用い、電圧制御発振器６５1 の周波数を、受信した高周波信号の周波数の約２倍という高い発振周波数に選び、第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 によってスイッチング動作によって電圧制御発振器６５1 の周波数を２分周しているので、高い繰り返し周期のスイッチング動作によって消費電力が大きくなり、この受信チューナを携帯用機器に用いたとき、電力消費の点で不利になり、しかも、電圧制御発振器６５1 において受信高周波信号周波数の約２倍という高い発振周波数を発生させる場合、発振信号と雑音信号との比（Ｃ／Ｎ）が低下し、４相差動位相変調（ＱＰＳＫ）が主として用いられるデジタル放送やデジタル通信を行う場合に所望の比（Ｃ／Ｎ）が得られないとの点で不利になる。
【００１６】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、電圧制御発振器の発振周波数を受信高周波信号周波数に近い値にするとともに、消費電力の増大を避けることが可能なダイレクトコンバージョン方式に用いる直交信号発生回路を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明による直交信号発生回路は、ダイレクトコンバージョン方式の局部発振信号を発生する直交信号発生回路であって、基本周波数信号を発生する電圧制御発振器と、抵抗と容量素子とからなり、基本周波数信号をそれより約４５度遅相させた第１局部発振信号を出力する微分回路型ハイパスフィルタと、抵抗と容量素子とからなり、基本周波数信号をそれより約４５度進相させた第２局部発振信号を出力する積分回路型ローパスフィルタとからなり、微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタは、基本周波数に略等しいカットオフ周波数を有し、微分回路型ハイパスフィルタの容量素子及び積分回路型ローパスフィルタの容量素子のそれぞれを固定容量素子と電圧可変容量素子とで構成し、電圧可変容量素子に電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧と同じ周波数制御電圧を供給し、基本周波数が変化するのに伴って微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタのカットオフ周波数を変化させるようにした手段を備える。
【００１８】
前記手段によれば、基本周波数信号から９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを得る場合に、微分回路型ハイパスフィルタと積分回路型ローパスフィルタとを用い、周波数変換を行うことなく、位相変換を行うだけであるので、基本周波数の信号を、受信した高周波信号の周波数とほぼ同じに選べばよく、その結果、既知の直交信号発生回路のように、スイッチング動作による消費電力の増大を招くことがなく、しかも、高い発振周波数を発生することにより発振信号と雑音信号との比（Ｃ／Ｎ）を悪化させることもない。
また、前記手段によれば、微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタは、基本周波数の略等しいカットオフ周波数を有しているので、それらのフィルタの構成が簡素化され、かつ、容易に９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを発生させることができ、さらに、前記手段によれば、微分回路型ハイパスフィルタの容量素子及び積分回路型ローパスフィルタの容量素子を固定容量素子と電圧可変容量素子とで構成し、電圧可変容量素子に電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧と同じ周波数制御電圧を供給しているので、所望チャネルの高周波信号の選局を行うために、電圧制御発振器が発生する基本周波数信号を変化させた場合であっても、微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタにおける位相変動分の発生がなくなり、常時、９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを発生させることができる。
【００２３】
また、前記手段において、微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタにおける電圧可変容量素子は、固定容量素子に直列または並列に接続されたもので、電圧可変容量素子と固定容量素子との総合容量変化率を電圧可変容量素子単独の容量変化率の約半分にしているものである。
【００２４】
このような構成にすれば、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタに比較的簡単な構成を付加するだけで、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタにおける位相変動分の発生をなくすことが可能になる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２６】
図１は、本発明による直交信号発生回路の一つの実施の形態を示すもので、直交信号発生回路を含むダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの要部構成を示すブロック図である。
【００２７】
図１に示されるように、この実施の形態による直交信号発生回路５を有するダイレクトコンバージョン方式の受信チューナは、高周波バンドパスフィルタ（ＲＦ ＢＰＦ）１と、高周波増幅段（ＲＦ ＡＭＰ）２と、Ｉ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｉ）３と、Ｑ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｑ）４と、直交信号発生回路５と、Ｉ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｉ）６と、Ｑ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｑ）７と、Ｉ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｉ）８と、Ｑ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｑ）９と、Ｉ信号側出力端子１０と、Ｑ信号側出力端子１１と、高周波信号入力端子１２とからなる。
【００２８】
この場合、直交信号発生回路５は、電圧制御発振器（ＶＣＯ、信号発振段）１３と、Ｉ側前置増幅段（Ｉ ＰＡＭＰ）１４と、Ｑ側前置増幅段（Ｑ ＰＡＭＰ）１５と、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７と、Ｉ側出力増幅段（Ｉ ＡＭＰ）１８と、Ｑ側出力増幅段（Ｑ ＡＭＰ）１９とからなっている。
【００２９】
そして、高周波バンドパスフィルタ１は、入力端が高周波信号入力端子１２に接続され、出力端が高周波増幅段２の入力端に接続される。Ｉ信号側周波数変換段３は、第１入力端が高周波増幅段２の出力端に接続され、第２入力端がＩ信号側出力増幅段１８の出力端に接続され、出力端がＩ信号側ローパスフィルタ６の入力端に接続される。Ｑ信号側周波数変換段４は、第１入力端が高周波増幅段２の出力端に接続され、第２入力端がＱ信号側出力増幅段１９の出力端に接続され、出力端がＱ信号側ローパスフィルタ７の入力端に接続される。Ｉ信号側ベースバンド増幅段８は、入力端がＩ信号側ローパスフィルタ６の出力端に接続され、出力端がＩ信号側出力端子１０に接続される。Ｑ信号側ベースバンド増幅段９は、入力端がＱ信号側ローパスフィルタ７の出力端に接続され、出力端がＱ信号側出力端子１１に接続される。
【００３０】
また、直交信号発生回路５において、Ｉ側前置増幅段１４は、入力端が電圧制御発振器１３の出力端に接続され、出力端がハイパスフィルタ１６の入力端に接続される。Ｑ側前置増幅段１５は、入力端が電圧制御発振器１３の出力端に接続され、出力端がローパスフィルタ１７の入力端に接続される。ハイパスフィルタ１６は、出力端がＩ側出力増幅段１８の入力端に接続され、ローパスフィルタ１７は、出力端がＱ側出力増幅段１９の入力端に接続される。
【００３１】
次いで、図２（ａ）は、図１に図示の直交信号発生回路５に用いるハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の構成の一例を示す部分回路図であり、図２（ｂ）は、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の出力信号の位相関係を示す説明図である。
【００３２】
図２（ａ）に示されるように、ハイパスフィルタ１６は、入力端子１６1 と出力端子１６2 間に直列接続されたコンデンサ１６3 と、出力端子１６1 と接地間に分路接続された抵抗１６4 とからなり、全体として微分回路を構成している。また、ローパスフィルタ１７は、入力端子１７1 と出力端子１７2 間に直列接続された抵抗１７3 と、出力端子１７2 接地間に分路接続されたコンデンサ１７4 とからなり、全体として積分回路を構成している。この場合、ハイパスフィルタ１６は、容量値Ｃの直列コンデンサ１６3 と抵抗値Ｒの分路抵抗１６4 とによって構成されており、ローパスフィルタ１７は、抵抗値Ｒの直列抵抗１７3 と容量値Ｃの分路コンデンサ１７4 とによって構成されている。なお、図２（ａ）において、図１に図示の構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００３３】
ここで、この実施の形態によるダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの動作を図１及び図２（ａ）、（ｂ）を用いて説明する。
アンテナ（図示なし）で直交変調された放送信号が受信されると、高周波信号として高周波信号入力端子１２に供給される。この高周波信号は、高周波バンドパスフィルタ１で不要な周波数成分が除去され、次いで高周波増幅段２で所要レベルまで増幅され、Ｉ信号側周波数変換段３及びＱ信号側周波数変換段４にそれぞれ供給される。
【００３４】
このとき、直交信号発生回路５において、電圧制御発振器１３は、図示されない位相同期ループ（ＰＬＬ）によって所望の放送信号を選局する基本周波数信号を発生する。基本周波数信号は、Ｉ側前置増幅段１４で所定レベルに増幅されてハイパスフィルタ１６に供給され、同様に、Ｑ側前置増幅段１５で所定レベルに増幅されてローパスフィルタ１７に供給される。
【００３５】
ここで、基本周波数信号をａｓｉｎωｔとし、その基本周波数信号がハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７にそれぞれが入力されたき、ハイパスフィルタ１６の出力信号Ｖ1 及びローパスフィルタ１７の出力信号Ｖ2 は、次式（１）、（２）に示すものになる。
【００３６】
【数１】
【数２】
図２（ｂ）に示されるように、出力信号Ｖ1 及び出力信号Ｖ2 は、抵抗値Ｒや容量リアクタンス値（１／ωＣ）に係わりなく、それらの位相差が９０°（一定）になるもので、出力信号Ｖ1 の振幅がＲになり、出力信号Ｖ2 の振幅が１／ωＣになる。そして、Ｒ＝１／ωＣに設定すれば、出力信号Ｖ1 及び出力信号Ｖ2 の振幅が等しく、出力信号Ｖ1 が基本周波数信号に対して約４５°遅相したものになり、出力信号Ｖ2 が基本周波数信号に対して約４５°進相したものになる。
【００３７】
この後、ハイパスフィルタ１６の出力信号Ｖ1 は、Ｉ側出力増幅段１８で所定レベルまで増幅され、Ｉ側局部発振信号ＩLOとしてＩ信号側周波数変換段３に供給され、ローパスフィルタ１７の出力信号Ｖ2 は、Ｑ側出力増幅段１９で所定レベルまで増幅され、Ｑ側局部発振信号ＱLOとしてＱ信号側周波数変換段４に供給される。
【００３８】
Ｉ信号側周波数変換段３は、供給された高周波信号とＩ側局部発振信号ＩLOとを乗算し、その乗算によってＩ信号を出力する。Ｉ信号側周波数変換段３から出力されたＩ信号は、Ｉ信号側ローパスフィルタ６で不要な周波数成分が除去され、次いでＩ信号側ベースバンド増幅段８で所定のレベルまで増幅され、Ｉ信号側出力端子１０からＩベースバンド信号として導出される。同じように、Ｑ信号側周波数変換段４は、供給された高周波信号とＱ側局部発振信号ＱLOとを乗算し、その乗算によりＱ信号を出力する。Ｑ信号側周波数変換段４から出力されたＱ信号は、Ｑ信号側ローパスフィルタ７で不要な周波数成分が除去され、次いでＱ信号側ベースバンド増幅段９で所定のレベルまで増幅され、Ｑ信号側出力端子１１からＱベースバンド信号として導出される。
【００３９】
このように、この実施の形態による直交信号発生回路５によれば、微分回路型ハイパスフィルタ１６及び積分回路型ローパスフィルタ１７を用い、周波数変換を行わずに、位相変換だけを行っているので、基本周波数信号の周波数を、受信した高周波信号の周波数とほぼ同じに選択することができる。このため、既知の直交信号発生回路６５（図６参照）のように、基本周波数信号を２つのフリップフロップを用いて２分周する際に高い繰り返し周期のスイッチング動作によって消費電力が大きくなることはなく、かつ、高い周波数の基本周波数信号の発生によって発振信号と雑音信号との比（Ｃ／Ｎ）が悪化するのを回避できる。
【００４０】
次に、図３は、図１に図示された直交信号発生回路５に用いるハイパスフィルタ１６とローパスフィルタ１７の構成の他の回路例を示す部分回路図であり、図２に図示のハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７のコンデンサ１６3 、１７4 に直列に可変容量ダイオードを接続したものである。
【００４１】
図３に示されるように、ハイパスフィルタ１６において、コンデンサ１６3 は、一端が可変容量ダイオード１６5 のカソードに接続され、他端が出力端子１６2 に接続されるとともに、抵抗１６4 を通して接地接続される。可変容量ダイオード１６5 は、アノードが入力端子１６1 に接続されるとともに、バッファインダクタ１６6 とバッファ抵抗１６7 の直列回路を通して接地接続され、カソードがバッファインダクタ１６8 とバッファ抵抗１６9 の直列回路を通して制御電圧供給端子１６10に接続される。また、ローパスフィルタ１７において、抵抗１７3 は、一端が入力端子１７1 に接続され、他端が出力端子１７2 に接続されるとともに、コンデンサ１７4 の一端に接続される。コンデンサ１７4 は、他端が可変容量ダイオード１７5 のカソードに接続されるとともに、バッファインダクタ１７6 とバッファ抵抗１７7 の直列回路を通して制御電圧供給端子１７8 に接続される。可変容量ダイオード１７5 は、アノードが接地接続される。
【００４２】
この場合、制御電圧供給端子１６10及び制御電圧供給端子１７8 には、電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路（図示なし）の一部となる可変容量ダイオード（同じく図示なし）に供給される選局用制御電圧と同じ制御電圧が供給され、それによって可変容量ダイオード１６5 の容量及び可変容量ダイオード１７5 の容量は電圧制御発振器１３の可変容量ダイオードの容量と同じように変化する。その結果、電圧制御発振器１３から発生される基本周波数信号の周波数が変化するのに伴い、ハイパスフィルタ１６のカットオフ周波数及びローパスフィルタ１７のカットオフ周波数がそれぞれ変化し、常時、ハイパスフィルタ１６のカットオフ周波数及びローパスフィルタ１７のカットオフ周波数が基本周波数信号の周波数に略一致したものになる。
【００４３】
この場合、図３に図示されたハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７とともに用いられる電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路は、インダクタと、コンデンサ及び可変容量ダイオード（いずれも図示なし）とによって構成されるもので、インダクタのインダクタンス値をＬ、コンデンサ及び可変容量ダイオードからなる総合可変容量の中心容量値をＣ0 としたとき、ＬＣ並列共振回路の共振中心角周波数ω0 は、
【数３】
になり、電圧制御発振器１３の発振角周波数も共振中心角周波数ω0 に等しくなる。
【００４４】
電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路を構成する可変容量ダイオードに選局用制御電圧が供給され、コンデンサ及び可変容量ダイオードとからなる総合可変容量の容量値が中心容量値Ｃ0 から△Ｃだけ変動したとき、当該ＬＣ並列共振回路の共振角周波数が共振中心角周波数ω0 から△ωだけ変動したとすると、そのときの当該ＬＣ並列共振回路の共振角周波数（ω0 ＋△ω）は次式（３）式に示すものになり、共振角周波数の変動分△ωは、次式（４）に示すものになる。
【００４５】
【数４】
このとき、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７において、図３に図示されるように、コンデンサ１６3 と可変容量ダイオード１６5 とからなる総合可変容量、及び、コンデンサ１７4 と可変容量ダイオード１７5 とからなる総合可変容量の容量リアクタンス（１／ωＣ）は、これらの総合可変容量の容量値における中心容量値Ｃ0 からの変動分△Ｃ、中心カットオフ角周波数ω0 からの変動分を△ωとすると、次式（５）式に示すものになる。
【００４６】
【数５】
（５）式において、（１／２）・（△Ｃ／Ｃ0 ）で表される項は、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７における可変容量ダイオード１６ 5 及び可変容量ダイオード１７ 5 の容量の変動に依存する項で、（３）式における電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路の可変容量ダイオードの容量の変動に依存する項（１／２）・（△Ｃ／Ｃ0 ）と同じである。また、（５）式において、（△Ｃ’／Ｃ0 ’）で表される項は、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の総合可変容量の容量の変動に依存する項、すなわち位相シフトに関連する項で、式（５）における（１／２）・（△Ｃ／Ｃ0 ）の項と（△Ｃ’／Ｃ0 ’）の項とが等しくなるように選べば、それらの項が相殺され、（５）式は、（１／ωＣ）＝（１／ω0 Ｃ0 ）となる。このとき、（１／ωＣ）は電圧制御発振器１３の発振周波数の変化に関係なく、一定値（１／ω0 Ｃ0 ）にすることができるもので、電圧制御発振器１３の発振周波数の変化に対応してハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７のカットオフ周波数を変化させることができる。
【００４７】
この場合、（５）式における（１／２）・（△Ｃ／Ｃ0 ）の項と（△Ｃ’／Ｃ0 ’）の項とを等しくするには、ハイパスフィルタ１６の総合可変容量におけるコンデンサ１６3 の容量値と可変容量ダイオード１６5 の中心容量値とを略等しく、ローパスフィルタ１７の総合可変容量におけるコンデンサ１７4 の容量値と可変容量ダイオード１７5 の中心容量値とを略等しくするとともに、用いられる可変容量ダイオード１６5 及び可変容量ダイオード１７5 の特性として、電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路の総合可変容量に用いられる可変容量ダイオードとほぼ同じ特性のものを選択して用い、かつ、可変容量ダイオード１６5 及び可変容量ダイオード１７5 に供給する選局用制御電圧と同じ制御電圧を供給すればよい。このように、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の総合可変容量においてそれらのコンデンサ１６ 3 、１７ 4 の容量値とそれらの可変容量ダイオード１６ 5 、１７ 5 の中心容量値とをそれぞれ略等しくすれば、可変容量ダイオード１６ 5 、１７ 5 に制御電圧を供給してそれぞれの総合可変容量の総合容量を変化させる際に、その総合可変容量の総合容量変化率は対応する可変容量ダイオード１６ 5 、１７ 5 単独の容量変化率の約半分の値になっている。
【００４８】
次いで、図４は、図１に図示された直交信号発生回路５に用いるハイパスフィルタ１６とローパスフィルタ１７の構成のさらに他の回路例を示す部分回路図であり、図２に図示のハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７のコンデンサ１６3 、１７4 に並列に可変容量ダイオードを接続したものである。
【００４９】
図４に示されるように、ハイパスフィルタ１６において、コンデンサ１６3 は、一端が入力端子１６1 に接続され、他端が出力端子１６2 に接続される。抵抗１６4 は、一端が出力端子１６2 に接続され、他端が接地接続される。可変容量ダイオード１６5 は、アノードが入力端子１６1 に接続されるとともに、バッファインダクタ１６6 とバッファ抵抗１６7 の直列回路を通して接地接続され、カソードが直流阻止コンデンサ１６11を通して出力端子１６2 に接続されるとともに、バッファインダクタ１６8 とバッファ抵抗１６9 の直列回路を通して制御電圧供給端子１６10に接続される。また、ローパスフィルタ１７において、抵抗１７3 は、一端が入力端子１７1 に接続され、他端が出力端子１７2 に接続される。コンデンサ１７4 は、一端が出力端子１７2 に接続され、他端が接地接続される。可変容量ダイオード１７5 は、アノードが接地接続され、カソードが直流阻止コンデンサ１７9 を通して出力端子１７2 に接続されるとともに、インダクタ１７6 とバッファ抵抗１７7 の直列回路を通して制御電圧供給端子１７8 に接続される。
【００５０】
この回路例においても、図３に図示の回路例と同様に、ハイパスフィルタ１６におけるコンデンサ１６3 の容量値と可変容量ダイオード１６5 の中心容量値とを略等しく、ローパスフィルタ１７におけるコンデンサ１７4 の容量値と可変容量ダイオード１７5 の中心容量値とを略等しくするとともに、可変容量ダイオード１６5 及び可変容量ダイオード１７5 としてその特性が電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路の可変容量ダイオードの特性とほぼ同じものを用い、かつ、可変容量ダイオード１６5 及び可変容量ダイオード１７5 に、ＬＣ並列共振回路の可変容量ダイオードに供給する選局用制御電圧と同じ制御電圧を供給するようにすれば、（１／２）・（ΔＣ／Ｃ0 ）の項と（ΔＣ’／Ｃ0 ’）の項とを等しくすることができ、電圧制御発振器１３の発振周波数の変化に対応してハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の各カットオフ周波数を変化させることができるものである。
【００５１】
続いて、図５は、図３及び図４に図示されたハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７に電圧制御発振器１３に供給する選局用制御電圧と同じ制御電圧を供給する回路例を示すブロック図である。
【００５２】
図５に示されるように、ハイパスフィルタ１６は、制御電圧供給端子１６10がバッファ抵抗２１を通して制御電圧発生部２０に接続され、ローパスフィルタ１７は、制御電圧供給端子１７8 がバッファ抵抗２２を通して制御電圧発生部２０に接続される。同じように、電圧制御発振器１３も選局用制御電圧供給端子（図番なし）がバッファ抵抗２３を通して制御電圧発生部２０に接続される。
【００５３】
このような構成にすれば、電圧制御発振器１３に供給される選局用制御電圧と同じ制御電圧をハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７にそれぞれ供給することができる。
【００５４】
このように、前記実施の形態によれば、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７にそれぞれ供給される局部発振信号の周波数が選局によって変動したとしても、ハイパスフィルタ１６から出力されるＩ側（第１）局部発振信号ＩLOとローパスフィルタ１７から出力されるＱ側（第２）局部発振信号ＱLOとの位相差を常時９０°に維持させることができ、かつ、Ｉ側（第１）局部発振信号ＩLOとＱ側（第２）局部発振信号ＱLOの振幅をほぼ等しくすることができる。
【００５５】
なお、前記実施の形態においては、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７がそれぞれ基本的に１個の抵抗１６4 、１７3 と、それぞれ１個のコンデンサ１６3 、１７4 及び１個の可変容量ダイオード１６5 、１７5 からなる例を挙げて説明したが、本発明におけるハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の構成は前述のものに限られるものではなく、１個の抵抗１６4 、１７3 または１個のコンデンサ１６3 、１７4 のいずれか一方または双方に周波数特性補正用補助素子を接続するようにしてもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、基本周波数信号から９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを得る場合、微分回路型ハイパスフィルタと積分回路型ローパスフィルタとを用い、周波数変換を行うことなく、位相変換を行うだけであるので、基本周波数信号として受信高周波信号周波数とほぼ同じ周波数に選べばよく、スイッチング動作によって消費電力が増大することがなくなり、しかも、高い発振周波数の発生に伴う発振信号と雑音信号との比（Ｃ／Ｎ）が悪化することもなくなるという効果がある。
【００５７】
また、本発明によれば、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタに固定容量素子と電圧可変容量素子とを用い、電圧可変容量素子に電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧と同じ周波数制御電圧を供給し、基本周波数の変化に伴いカットオフ周波数を変化させるようにしているので、所望チャネルの高周波信号の選局を行うため、電圧制御発振器が発生する基本周波数を変化させた場合であっても、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタにおける位相変動分の発生がなくなり、常時、９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを発生させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直交信号発生回路の一つの実施の形態を示すもので、直交信号発生回路を含むダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの要部構成を示すブロック図である。
【図２】図１に図示された直交信号発生回路に用いるハイパスフィルタ及びローパスフィルタの構成の基本回路例を示す部分回路図である。
【図３】図１に図示された直交信号発生回路に用いるハイパスフィルタ及びローパスフィルタの構成の他の回路例を示す部分回路図である。
【図４】図１に図示された直交信号発生回路に用いるハイパスフィルタ及びローパスフィルタの構成のさらに他の回路例を示す部分回路図である。
【図５】図３及び図４に図示のハイパスフィルタ及びローパスフィルタに制御電圧を供給するときの一つの回路例を示すブロック図である。
【図６】既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの構成の一例を示すブロック図である。
【図７】図６に図示のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナにおけるクロック信号とＩ信号及びＱ信号の関係を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 高周波バンドパスフィルタ（ＲＦ ＢＰＦ）
２ 高周波増幅段（ＲＦ ＡＭＰ）
３ Ｉ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｉ）
４ Ｑ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｑ）
５ 直交信号発生回路
６ Ｉ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｉ）
７ Ｑ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｑ）
８ Ｉ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｉ）
９ Ｑ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｑ）
１０ Ｉ信号側出力端子
１１ Ｑ信号側出力端子
１２ 高周波信号入力端子
１３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１４ Ｉ側前置増幅段（Ｉ ＰＡＭＰ）
１５ Ｑ側前置増幅段（Ｑ ＰＡＭＰ）
１６ ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
１７ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１８ Ｉ側出力増幅段（Ｉ ＡＭＰ）
１９ Ｑ側出力増幅段（Ｑ ＡＭＰ）
１６1 、１７1 入力端子
１６2 、１７2 出力端子
１６3 直列コンデンサ
１６4 分路抵抗
１６5 、１７5 可変容量ダイオード
１６6 、１６8 、１７6 バッファインダクタ
１６7 、１６9 、１７7 バッファ抵抗
１６10、１７8 制御電圧供給端子
１６11、１７9 直流阻止コンデンサ
１７3 直列抵抗
１７4 分路コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交信号発生回路に係わり、特に、ダイレクトコンバージョン方式の局部発振信号を発生するもので、それぞれ抵抗−容量素子からなるＣＲ微分回路型ハイパスフィルタとＣＲ積分回路型ローパスフィルタとを用いて直交信号を形成し、低消費電力化を図った直交信号発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、テレビジョン（ＴＶ）放送やケーブルテレビジョン（ＣＡＴＶ）放送の受信チューナにおいては、受信した高周波信号を中間周波信号に周波数変換し、その中間周波信号からベースバンド信号を復調するスーパへテロダイン方式の受信チューナが用いられていた。このスーパへテロダイン方式の受信チューナは、種々の利点を有する反面で、所望の選択特性を持った中間周波信号を得るため、表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）等の高精度、高選択性の中間周波フィルタを用いる必要があり、その分、製造コストが高価になってしまうものであった。
【０００３】
最近になり、テレビジョン放送等を受信する際に、これまでのスーパへテロダイン方式の受信チューナに代わって、表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）等の高精度、高選択性の中間周波フィルタを用いずに、受信した高周波信号を直接ベースバンド信号に復調し、製造コストを安価にしたダイレクトコンバージョン方式の受信チューナが注目を集めている。
【０００４】
このダイレクトコンバージョン方式の受信チューナは、直交変調された高周波信号の受信を行うもので、２つの周波数変調段と１つの直交信号発生回路とを備えており、直交信号発生回路が直交した２つの局部発振信号、すなわち９０°の位相差を持つＩ側局部発振信号とＱ側局部発振信号とを発生し、Ｉ側局部発振信号を一方の周波数変調段に、Ｑ側局部発振信号を他方の周波数変調段にそれぞれ供給して、高周波信号の直接復調を行っているものである。
【０００５】
ここで、図６は、このような既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの構成の一例を示すブロック図である。
【０００６】
図６に示されるように、既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナは、高周波バンドパスフィルタ（ＲＦ ＢＰＦ）６１と、高周波増幅段（ＲＦ ＡＭＰ）６２と、Ｉ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｉ）６３と、Ｑ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｑ）６４と、直交信号発生回路６５と、Ｉ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｉ）６６と、Ｑ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｑ）６７と、Ｉ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｉ）６８と、Ｑ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｑ）６９と、Ｉ信号側出力端子７０と、Ｑ信号側出力端子７１と、高周波信号入力端子７２とからなる。
【０００７】
また、直交信号発生回路６５は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６５1 と、前置増幅段（Ｐ ＡＭＰ）６５2 と、第１フリップフロップ（ＦＦ １）６５3 と、第２フリップフロップ（ＦＦ ２）６５4 と、第１出力増幅段（ＡＭＰ１）６５5 と、第２出力増幅段（ＡＭＰ２）６５6 とからなっている。
【０００８】
そして、高周波バンドパスフィルタ６１は、入力端が高周波信号入力端子７２に接続され、出力端が高周波増幅段６２の入力端に接続される。Ｉ信号側周波数変換段６３は、第１入力端が高周波増幅段６２の出力端に接続され、第２入力端がＩ信号側出力増幅段６５5 の出力端に接続され、出力端がＩ信号側ローパスフィルタ６６の入力端に接続される。Ｑ信号側周波数変換段６４は、第１入力端が高周波増幅段６２の出力端に接続され、第２入力端がＱ信号側出力増幅段６５6 の出力端に接続され、出力端がＱ信号側ローパスフィルタ６７の入力端に接続される。Ｉ信号側ベースバンド増幅段６８は、入力端がＩ信号側ローパスフィルタ６６の出力端に接続され、出力端がＩ信号側出力端子７０に接続される。Ｑ信号側ベースバンド増幅段６９は、入力端がＱ信号側ローパスフィルタ６７の出力端に接続され、出力端がＱ信号側出力端子７１に接続される。
【０００９】
また、直交信号発生回路６５において、前置増幅段６５2 は、入力端が電圧制御発振器６５1 の出力端に接続され、出力端が第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 の各クロック端ＣＰに接続される。第１フリップフロップ６５3 は、出力端Ｑが第１出力増幅段６５5 の入力端に接続され、反転出力端Ｑ’が第２フリップフロップ６５4 の遅延端Ｄに接続される。第２フリップフロップ６５4 は、出力端Ｑが第２出力増幅段６５6 の入力端と第１フリップフロップ６５3 の遅延端Ｄに接続される。
【００１０】
次に、図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図６に図示の受信チューナにおいて直交信号発生回路６５で得られるクロック信号ＣＰとＩ側局部発振信号ＩLO及びＱ側局部発振信号ＱLOとを示す信号波形図であって、（ａ）はクロック信号（ＣＰ）波形、（ｂ）はＩ側局部発振信号（ＩLO）波形、（ｃ）はＱ側局部発振信号（ＱLO）波形である。
【００１１】
そして、クロック信号ＣＰは、電圧制御発振器６５1 及び前置増幅段６５2 から出力されるもので、後述するＩ側局部発振信号ＩLO及びＱ側局部発振信号ＱLOの２倍の角周波数２ωを有する。Ｉ側局部発振信号ＩLOは、第１フリップフロップ６５3 の出力端Ｑ及び第１出力増幅段６５5 から出力されるもので、クロック信号の半分の角周波数ωを有し、各立上り部がクロック信号の１つ置きの立上り部に一致している。Ｑ側局部発振信号ＱLOは、第２フリップフロップ６５4 の出力端Ｑ及び第２出力増幅段６５6 から出力されるもので、クロック信号の半分の角周波数ωを有し、各立下がり部がクロック信号の１つ置きの立下がり部に一致し、Ｉ側局部発振信号ＩLOと９０°の位相差を持っている。
【００１２】
ここで、前記構成による既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの動作を図６及び図７（ａ）乃至（ｃ）を用いて説明する。
アンテナ（図示なし）で受信された直交変調された放送信号、例えば直交振幅変調（ＱＡＭ）された放送信号が高周波信号として高周波信号入力端子７２に供給されると、この高周波信号は、高周波バンドパスフィルタ６１で不要な周波数成分が除去され、高周波増幅段６２で所要レベルまで増幅された後、Ｉ信号側周波数変換段６３及びＱ信号側周波数変換段６４にそれぞれ供給される。
【００１３】
このとき、直交信号発生回路６５において、図示されていない位相同期ループ（ＰＬＬ）により、電圧制御発振器６５1 は、所望の放送信号を選局する角周波数２ωに位相同期されたクロック信号ＣＰを発生し、このクロック信号ＣＰは前置増幅段６５2 で増幅され、第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 に供給される。第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 は、供給されたクロック信号ＣＰに応答し、第１フリップフロップ６５3 から角周波数ωのＩ側局部発振信号ＩLOを出力し、第２フリップフロップ６５4 から角周波数ωで、Ｉ側局部発振信号ＩLOと９０°の位相差を持つＱ側局部発振信号ＱLOを出力する。この後、Ｉ側局部発振信号ＩLOは、第１出力増幅段６５5 で増幅されてＩ信号側周波数変換段６３に供給され、Ｑ側局部発振信号ＱLOは、第２出力増幅段６５6 で増幅されてＱ信号側周波数変換段６４に供給される。
【００１４】
Ｉ信号側周波数変換段６３は、供給された高周波信号とＩ側局部発振信号ＩLOとを乗算し、その乗算によってＩ信号を出力する。Ｉ信号側周波数変換段６３で形成されたＩ信号は、Ｉ信号側ローパスフィルタ６６で不要な周波数成分が除去され、次いでＩ信号側ベースバンド増幅段６８で所定のレベルまで増幅され、Ｉ信号側出力端子７０からＩベースバンド信号として導出される。同じように、Ｑ信号側周波数変換段６４は、供給された高周波信号とＱ側局部発振信号ＱLOとを乗算し、その乗算によってＱ信号を出力する。Ｑ信号側周波数変換段６４から出力されたＱ信号は、Ｑ信号側ローパスフィルタ６７で不要な周波数成分が除去され、次いでＱ信号側ベースバンド増幅段６９で所要レベルまで増幅され、Ｑ信号側出力端子７１からＱベースバンド信号として導出される。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
前記既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナは、表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）等の高精度、高選択特性の高価な中間周波フィルタを用いなくても済むという利点を有する反面、直交信号発生回路６５に第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 とを用い、電圧制御発振器６５1 の周波数を、受信した高周波信号の周波数の約２倍という高い発振周波数に選び、第１フリップフロップ６５3 と第２フリップフロップ６５4 によってスイッチング動作によって電圧制御発振器６５1 の周波数を２分周しているので、高い繰り返し周期のスイッチング動作によって消費電力が大きくなり、この受信チューナを携帯用機器に用いたとき、電力消費の点で不利になり、しかも、電圧制御発振器６５1 において受信高周波信号周波数の約２倍という高い発振周波数を発生させる場合、発振信号と雑音信号との比（Ｃ／Ｎ）が低下し、４相差動位相変調（ＱＰＳＫ）が主として用いられるデジタル放送やデジタル通信を行う場合に所望の比（Ｃ／Ｎ）が得られないとの点で不利になる。
【００１６】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、電圧制御発振器の発振周波数を受信高周波信号周波数に近い値にするとともに、消費電力の増大を避けることが可能なダイレクトコンバージョン方式に用いる直交信号発生回路を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明による直交信号発生回路は、ダイレクトコンバージョン方式の局部発振信号を発生する直交信号発生回路であって、基本周波数信号を発生する電圧制御発振器と、抵抗と容量素子とからなり、基本周波数信号をそれより約４５度遅相させた第１局部発振信号を出力する微分回路型ハイパスフィルタと、抵抗と容量素子とからなり、基本周波数信号をそれより約４５度進相させた第２局部発振信号を出力する積分回路型ローパスフィルタとからなり、微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタは、基本周波数に略等しいカットオフ周波数を有し、微分回路型ハイパスフィルタの容量素子及び積分回路型ローパスフィルタの容量素子のそれぞれを固定容量素子と電圧可変容量素子とで構成し、電圧可変容量素子に電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧と同じ周波数制御電圧を供給し、基本周波数が変化するのに伴って微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタのカットオフ周波数を変化させるようにした手段を備える。
【００１８】
前記手段によれば、基本周波数信号から９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを得る場合に、微分回路型ハイパスフィルタと積分回路型ローパスフィルタとを用い、周波数変換を行うことなく、位相変換を行うだけであるので、基本周波数の信号を、受信した高周波信号の周波数とほぼ同じに選べばよく、その結果、既知の直交信号発生回路のように、スイッチング動作による消費電力の増大を招くことがなく、しかも、高い発振周波数を発生することにより発振信号と雑音信号との比（Ｃ／Ｎ）を悪化させることもない。
また、前記手段によれば、微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタは、基本周波数の略等しいカットオフ周波数を有しているので、それらのフィルタの構成が簡素化され、かつ、容易に９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを発生させることができ、さらに、前記手段によれば、微分回路型ハイパスフィルタの容量素子及び積分回路型ローパスフィルタの容量素子を固定容量素子と電圧可変容量素子とで構成し、電圧可変容量素子に電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧と同じ周波数制御電圧を供給しているので、所望チャネルの高周波信号の選局を行うために、電圧制御発振器が発生する基本周波数信号を変化させた場合であっても、微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタにおける位相変動分の発生がなくなり、常時、９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを発生させることができる。
【００２３】
また、前記手段において、微分回路型ハイパスフィルタ及び積分回路型ローパスフィルタにおける電圧可変容量素子は、固定容量素子に直列または並列に接続されたもので、電圧可変容量素子と固定容量素子との総合容量変化率を電圧可変容量素子単独の容量変化率の約半分にしているものである。
【００２４】
このような構成にすれば、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタに比較的簡単な構成を付加するだけで、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタにおける位相変動分の発生をなくすことが可能になる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２６】
図１は、本発明による直交信号発生回路の一つの実施の形態を示すもので、直交信号発生回路を含むダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの要部構成を示すブロック図である。
【００２７】
図１に示されるように、この実施の形態による直交信号発生回路５を有するダイレクトコンバージョン方式の受信チューナは、高周波バンドパスフィルタ（ＲＦ ＢＰＦ）１と、高周波増幅段（ＲＦ ＡＭＰ）２と、Ｉ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｉ）３と、Ｑ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｑ）４と、直交信号発生回路５と、Ｉ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｉ）６と、Ｑ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｑ）７と、Ｉ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｉ）８と、Ｑ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｑ）９と、Ｉ信号側出力端子１０と、Ｑ信号側出力端子１１と、高周波信号入力端子１２とからなる。
【００２８】
この場合、直交信号発生回路５は、電圧制御発振器（ＶＣＯ、信号発振段）１３と、Ｉ側前置増幅段（Ｉ ＰＡＭＰ）１４と、Ｑ側前置増幅段（Ｑ ＰＡＭＰ）１５と、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７と、Ｉ側出力増幅段（Ｉ ＡＭＰ）１８と、Ｑ側出力増幅段（Ｑ ＡＭＰ）１９とからなっている。
【００２９】
そして、高周波バンドパスフィルタ１は、入力端が高周波信号入力端子１２に接続され、出力端が高周波増幅段２の入力端に接続される。Ｉ信号側周波数変換段３は、第１入力端が高周波増幅段２の出力端に接続され、第２入力端がＩ信号側出力増幅段１８の出力端に接続され、出力端がＩ信号側ローパスフィルタ６の入力端に接続される。Ｑ信号側周波数変換段４は、第１入力端が高周波増幅段２の出力端に接続され、第２入力端がＱ信号側出力増幅段１９の出力端に接続され、出力端がＱ信号側ローパスフィルタ７の入力端に接続される。Ｉ信号側ベースバンド増幅段８は、入力端がＩ信号側ローパスフィルタ６の出力端に接続され、出力端がＩ信号側出力端子１０に接続される。Ｑ信号側ベースバンド増幅段９は、入力端がＱ信号側ローパスフィルタ７の出力端に接続され、出力端がＱ信号側出力端子１１に接続される。
【００３０】
また、直交信号発生回路５において、Ｉ側前置増幅段１４は、入力端が電圧制御発振器１３の出力端に接続され、出力端がハイパスフィルタ１６の入力端に接続される。Ｑ側前置増幅段１５は、入力端が電圧制御発振器１３の出力端に接続され、出力端がローパスフィルタ１７の入力端に接続される。ハイパスフィルタ１６は、出力端がＩ側出力増幅段１８の入力端に接続され、ローパスフィルタ１７は、出力端がＱ側出力増幅段１９の入力端に接続される。
【００３１】
次いで、図２（ａ）は、図１に図示の直交信号発生回路５に用いるハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の構成の一例を示す部分回路図であり、図２（ｂ）は、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の出力信号の位相関係を示す説明図である。
【００３２】
図２（ａ）に示されるように、ハイパスフィルタ１６は、入力端子１６1 と出力端子１６2 間に直列接続されたコンデンサ１６3 と、出力端子１６1 と接地間に分路接続された抵抗１６4 とからなり、全体として微分回路を構成している。また、ローパスフィルタ１７は、入力端子１７1 と出力端子１７2 間に直列接続された抵抗１７3 と、出力端子１７2 接地間に分路接続されたコンデンサ１７4 とからなり、全体として積分回路を構成している。この場合、ハイパスフィルタ１６は、容量値Ｃの直列コンデンサ１６3 と抵抗値Ｒの分路抵抗１６4 とによって構成されており、ローパスフィルタ１７は、抵抗値Ｒの直列抵抗１７3 と容量値Ｃの分路コンデンサ１７4 とによって構成されている。なお、図２（ａ）において、図１に図示の構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付けている。
【００３３】
ここで、この実施の形態によるダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの動作を図１及び図２（ａ）、（ｂ）を用いて説明する。
アンテナ（図示なし）で直交変調された放送信号が受信されると、高周波信号として高周波信号入力端子１２に供給される。この高周波信号は、高周波バンドパスフィルタ１で不要な周波数成分が除去され、次いで高周波増幅段２で所要レベルまで増幅され、Ｉ信号側周波数変換段３及びＱ信号側周波数変換段４にそれぞれ供給される。
【００３４】
このとき、直交信号発生回路５において、電圧制御発振器１３は、図示されない位相同期ループ（ＰＬＬ）によって所望の放送信号を選局する基本周波数信号を発生する。基本周波数信号は、Ｉ側前置増幅段１４で所定レベルに増幅されてハイパスフィルタ１６に供給され、同様に、Ｑ側前置増幅段１５で所定レベルに増幅されてローパスフィルタ１７に供給される。
【００３５】
ここで、基本周波数信号をａｓｉｎωｔとし、その基本周波数信号がハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７にそれぞれが入力されたき、ハイパスフィルタ１６の出力信号Ｖ1 及びローパスフィルタ１７の出力信号Ｖ2 は、次式（１）、（２）に示すものになる。
【００３６】
【数１】
【００３７】
この後、ハイパスフィルタ１６の出力信号Ｖ1 は、Ｉ側出力増幅段１８で所定レベルまで増幅され、Ｉ側局部発振信号ＩLOとしてＩ信号側周波数変換段３に供給され、ローパスフィルタ１７の出力信号Ｖ2 は、Ｑ側出力増幅段１９で所定レベルまで増幅され、Ｑ側局部発振信号ＱLOとしてＱ信号側周波数変換段４に供給される。
【００３８】
Ｉ信号側周波数変換段３は、供給された高周波信号とＩ側局部発振信号ＩLOとを乗算し、その乗算によってＩ信号を出力する。Ｉ信号側周波数変換段３から出力されたＩ信号は、Ｉ信号側ローパスフィルタ６で不要な周波数成分が除去され、次いでＩ信号側ベースバンド増幅段８で所定のレベルまで増幅され、Ｉ信号側出力端子１０からＩベースバンド信号として導出される。同じように、Ｑ信号側周波数変換段４は、供給された高周波信号とＱ側局部発振信号ＱLOとを乗算し、その乗算によりＱ信号を出力する。Ｑ信号側周波数変換段４から出力されたＱ信号は、Ｑ信号側ローパスフィルタ７で不要な周波数成分が除去され、次いでＱ信号側ベースバンド増幅段９で所定のレベルまで増幅され、Ｑ信号側出力端子１１からＱベースバンド信号として導出される。
【００３９】
このように、この実施の形態による直交信号発生回路５によれば、微分回路型ハイパスフィルタ１６及び積分回路型ローパスフィルタ１７を用い、周波数変換を行わずに、位相変換だけを行っているので、基本周波数信号の周波数を、受信した高周波信号の周波数とほぼ同じに選択することができる。このため、既知の直交信号発生回路６５（図６参照）のように、基本周波数信号を２つのフリップフロップを用いて２分周する際に高い繰り返し周期のスイッチング動作によって消費電力が大きくなることはなく、かつ、高い周波数の基本周波数信号の発生によって発振信号と雑音信号との比（Ｃ／Ｎ）が悪化するのを回避できる。
【００４０】
次に、図３は、図１に図示された直交信号発生回路５に用いるハイパスフィルタ１６とローパスフィルタ１７の構成の他の回路例を示す部分回路図であり、図２に図示のハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７のコンデンサ１６3 、１７4 に直列に可変容量ダイオードを接続したものである。
【００４１】
図３に示されるように、ハイパスフィルタ１６において、コンデンサ１６3 は、一端が可変容量ダイオード１６5 のカソードに接続され、他端が出力端子１６2 に接続されるとともに、抵抗１６4 を通して接地接続される。可変容量ダイオード１６5 は、アノードが入力端子１６1 に接続されるとともに、バッファインダクタ１６6 とバッファ抵抗１６7 の直列回路を通して接地接続され、カソードがバッファインダクタ１６8 とバッファ抵抗１６9 の直列回路を通して制御電圧供給端子１６10に接続される。また、ローパスフィルタ１７において、抵抗１７3 は、一端が入力端子１７1 に接続され、他端が出力端子１７2 に接続されるとともに、コンデンサ１７4 の一端に接続される。コンデンサ１７4 は、他端が可変容量ダイオード１７5 のカソードに接続されるとともに、バッファインダクタ１７6 とバッファ抵抗１７7 の直列回路を通して制御電圧供給端子１７8 に接続される。可変容量ダイオード１７5 は、アノードが接地接続される。
【００４２】
この場合、制御電圧供給端子１６10及び制御電圧供給端子１７8 には、電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路（図示なし）の一部となる可変容量ダイオード（同じく図示なし）に供給される選局用制御電圧と同じ制御電圧が供給され、それによって可変容量ダイオード１６5 の容量及び可変容量ダイオード１７5 の容量は電圧制御発振器１３の可変容量ダイオードの容量と同じように変化する。その結果、電圧制御発振器１３から発生される基本周波数信号の周波数が変化するのに伴い、ハイパスフィルタ１６のカットオフ周波数及びローパスフィルタ１７のカットオフ周波数がそれぞれ変化し、常時、ハイパスフィルタ１６のカットオフ周波数及びローパスフィルタ１７のカットオフ周波数が基本周波数信号の周波数に略一致したものになる。
【００４３】
この場合、図３に図示されたハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７とともに用いられる電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路は、インダクタと、コンデンサ及び可変容量ダイオード（いずれも図示なし）とによって構成されるもので、インダクタのインダクタンス値をＬ、コンデンサ及び可変容量ダイオードからなる総合可変容量の中心容量値をＣ0 としたとき、ＬＣ並列共振回路の共振中心角周波数ω0 は、
【数３】
【００４４】
電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路を構成する可変容量ダイオードに選局用制御電圧が供給され、コンデンサ及び可変容量ダイオードとからなる総合可変容量の容量値が中心容量値Ｃ0 から△Ｃだけ変動したとき、当該ＬＣ並列共振回路の共振角周波数が共振中心角周波数ω0 から△ωだけ変動したとすると、そのときの当該ＬＣ並列共振回路の共振角周波数（ω0 ＋△ω）は次式（３）式に示すものになり、共振角周波数の変動分△ωは、次式（４）に示すものになる。
【００４５】
【数４】
【００４６】
【数５】
【００４７】
この場合、（５）式における（１／２）・（△Ｃ／Ｃ0 ）の項と（△Ｃ’／Ｃ0 ’）の項とを等しくするには、ハイパスフィルタ１６の総合可変容量におけるコンデンサ１６3 の容量値と可変容量ダイオード１６5 の中心容量値とを略等しく、ローパスフィルタ１７の総合可変容量におけるコンデンサ１７4 の容量値と可変容量ダイオード１７5 の中心容量値とを略等しくするとともに、用いられる可変容量ダイオード１６5 及び可変容量ダイオード１７5 の特性として、電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路の総合可変容量に用いられる可変容量ダイオードとほぼ同じ特性のものを選択して用い、かつ、可変容量ダイオード１６5 及び可変容量ダイオード１７5 に供給する選局用制御電圧と同じ制御電圧を供給すればよい。このように、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の総合可変容量においてそれらのコンデンサ１６ 3 、１７ 4 の容量値とそれらの可変容量ダイオード１６ 5 、１７ 5 の中心容量値とをそれぞれ略等しくすれば、可変容量ダイオード１６ 5 、１７ 5 に制御電圧を供給してそれぞれの総合可変容量の総合容量を変化させる際に、その総合可変容量の総合容量変化率は対応する可変容量ダイオード１６ 5 、１７ 5 単独の容量変化率の約半分の値になっている。
【００４８】
次いで、図４は、図１に図示された直交信号発生回路５に用いるハイパスフィルタ１６とローパスフィルタ１７の構成のさらに他の回路例を示す部分回路図であり、図２に図示のハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７のコンデンサ１６3 、１７4 に並列に可変容量ダイオードを接続したものである。
【００４９】
図４に示されるように、ハイパスフィルタ１６において、コンデンサ１６3 は、一端が入力端子１６1 に接続され、他端が出力端子１６2 に接続される。抵抗１６4 は、一端が出力端子１６2 に接続され、他端が接地接続される。可変容量ダイオード１６5 は、アノードが入力端子１６1 に接続されるとともに、バッファインダクタ１６6 とバッファ抵抗１６7 の直列回路を通して接地接続され、カソードが直流阻止コンデンサ１６11を通して出力端子１６2 に接続されるとともに、バッファインダクタ１６8 とバッファ抵抗１６9 の直列回路を通して制御電圧供給端子１６10に接続される。また、ローパスフィルタ１７において、抵抗１７3 は、一端が入力端子１７1 に接続され、他端が出力端子１７2 に接続される。コンデンサ１７4 は、一端が出力端子１７2 に接続され、他端が接地接続される。可変容量ダイオード１７5 は、アノードが接地接続され、カソードが直流阻止コンデンサ１７9 を通して出力端子１７2 に接続されるとともに、インダクタ１７6 とバッファ抵抗１７7 の直列回路を通して制御電圧供給端子１７8 に接続される。
【００５０】
この回路例においても、図３に図示の回路例と同様に、ハイパスフィルタ１６におけるコンデンサ１６3 の容量値と可変容量ダイオード１６5 の中心容量値とを略等しく、ローパスフィルタ１７におけるコンデンサ１７4 の容量値と可変容量ダイオード１７5 の中心容量値とを略等しくするとともに、可変容量ダイオード１６5 及び可変容量ダイオード１７5 としてその特性が電圧制御発振器１３のＬＣ並列共振回路の可変容量ダイオードの特性とほぼ同じものを用い、かつ、可変容量ダイオード１６5 及び可変容量ダイオード１７5 に、ＬＣ並列共振回路の可変容量ダイオードに供給する選局用制御電圧と同じ制御電圧を供給するようにすれば、（１／２）・（ΔＣ／Ｃ0 ）の項と（ΔＣ’／Ｃ0 ’）の項とを等しくすることができ、電圧制御発振器１３の発振周波数の変化に対応してハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の各カットオフ周波数を変化させることができるものである。
【００５１】
続いて、図５は、図３及び図４に図示されたハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７に電圧制御発振器１３に供給する選局用制御電圧と同じ制御電圧を供給する回路例を示すブロック図である。
【００５２】
図５に示されるように、ハイパスフィルタ１６は、制御電圧供給端子１６10がバッファ抵抗２１を通して制御電圧発生部２０に接続され、ローパスフィルタ１７は、制御電圧供給端子１７8 がバッファ抵抗２２を通して制御電圧発生部２０に接続される。同じように、電圧制御発振器１３も選局用制御電圧供給端子（図番なし）がバッファ抵抗２３を通して制御電圧発生部２０に接続される。
【００５３】
このような構成にすれば、電圧制御発振器１３に供給される選局用制御電圧と同じ制御電圧をハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７にそれぞれ供給することができる。
【００５４】
このように、前記実施の形態によれば、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７にそれぞれ供給される局部発振信号の周波数が選局によって変動したとしても、ハイパスフィルタ１６から出力されるＩ側（第１）局部発振信号ＩLOとローパスフィルタ１７から出力されるＱ側（第２）局部発振信号ＱLOとの位相差を常時９０°に維持させることができ、かつ、Ｉ側（第１）局部発振信号ＩLOとＱ側（第２）局部発振信号ＱLOの振幅をほぼ等しくすることができる。
【００５５】
なお、前記実施の形態においては、ハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７がそれぞれ基本的に１個の抵抗１６4 、１７3 と、それぞれ１個のコンデンサ１６3 、１７4 及び１個の可変容量ダイオード１６5 、１７5 からなる例を挙げて説明したが、本発明におけるハイパスフィルタ１６及びローパスフィルタ１７の構成は前述のものに限られるものではなく、１個の抵抗１６4 、１７3 または１個のコンデンサ１６3 、１７4 のいずれか一方または双方に周波数特性補正用補助素子を接続するようにしてもよい。
【００５６】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、基本周波数信号から９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを得る場合、微分回路型ハイパスフィルタと積分回路型ローパスフィルタとを用い、周波数変換を行うことなく、位相変換を行うだけであるので、基本周波数信号として受信高周波信号周波数とほぼ同じ周波数に選べばよく、スイッチング動作によって消費電力が増大することがなくなり、しかも、高い発振周波数の発生に伴う発振信号と雑音信号との比（Ｃ／Ｎ）が悪化することもなくなるという効果がある。
【００５７】
また、本発明によれば、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタに固定容量素子と電圧可変容量素子とを用い、電圧可変容量素子に電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧と同じ周波数制御電圧を供給し、基本周波数の変化に伴いカットオフ周波数を変化させるようにしているので、所望チャネルの高周波信号の選局を行うため、電圧制御発振器が発生する基本周波数を変化させた場合であっても、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタにおける位相変動分の発生がなくなり、常時、９０°の位相差を持つ第１局部発振信号と第２局部発振信号とを発生させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直交信号発生回路の一つの実施の形態を示すもので、直交信号発生回路を含むダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの要部構成を示すブロック図である。
【図２】図１に図示された直交信号発生回路に用いるハイパスフィルタ及びローパスフィルタの構成の基本回路例を示す部分回路図である。
【図３】図１に図示された直交信号発生回路に用いるハイパスフィルタ及びローパスフィルタの構成の他の回路例を示す部分回路図である。
【図４】図１に図示された直交信号発生回路に用いるハイパスフィルタ及びローパスフィルタの構成のさらに他の回路例を示す部分回路図である。
【図５】図３及び図４に図示のハイパスフィルタ及びローパスフィルタに制御電圧を供給するときの一つの回路例を示すブロック図である。
【図６】既知のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナの構成の一例を示すブロック図である。
【図７】図６に図示のダイレクトコンバージョン方式の受信チューナにおけるクロック信号とＩ信号及びＱ信号の関係を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 高周波バンドパスフィルタ（ＲＦ ＢＰＦ）
２ 高周波増幅段（ＲＦ ＡＭＰ）
３ Ｉ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｉ）
４ Ｑ信号側周波数変換段（ＭＯＤ Ｑ）
５ 直交信号発生回路
６ Ｉ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｉ）
７ Ｑ信号側ローパスフィルタ（ＬＰＦ Ｑ）
８ Ｉ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｉ）
９ Ｑ信号側ベースバンド増幅段（ＡＭＰ Ｑ）
１０ Ｉ信号側出力端子
１１ Ｑ信号側出力端子
１２ 高周波信号入力端子
１３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１４ Ｉ側前置増幅段（Ｉ ＰＡＭＰ）
１５ Ｑ側前置増幅段（Ｑ ＰＡＭＰ）
１６ ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）
１７ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１８ Ｉ側出力増幅段（Ｉ ＡＭＰ）
１９ Ｑ側出力増幅段（Ｑ ＡＭＰ）
１６1 、１７1 入力端子
１６2 、１７2 出力端子
１６3 直列コンデンサ
１６4 分路抵抗
１６5 、１７5 可変容量ダイオード
１６6 、１６8 、１７6 バッファインダクタ
１６7 、１６9 、１７7 バッファ抵抗
１６10、１７8 制御電圧供給端子
１６11、１７9 直流阻止コンデンサ
１７3 直列抵抗
１７4 分路コンデンサ
Claims (3)
- ダイレクトコンバージョン方式の局部発振信号を発生する直交信号発生回路であって、基本周波数信号を発生する電圧制御発振器と、抵抗と容量素子とからなり、前記基本周波数信号をそれより約４５度遅相させた第１局部発振信号を出力する微分回路型ハイパスフィルタと、抵抗と容量素子とからなり、前記基本周波数信号をそれより約４５度進相させた第２局部発振信号を出力する積分回路型ローパスフィルタとからなり、前記微分回路型ハイパスフィルタ及び前記積分回路型ローパスフィルタは、前記基本周波数に略等しいカットオフ周波数を有し、前記微分回路型ハイパスフィルタの容量素子及び前記積分回路型ローパスフィルタの容量素子のそれぞれを固定容量素子と電圧可変容量素子とで構成し、前記電圧可変容量素子に前記電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧と同じ周波数制御電圧を供給し、前記基本周波数が変化するのに伴って前記微分回路型ハイパスフィルタ及び前記積分回路型ローパスフィルタのカットオフ周波数を変化させるようにしたことを特徴とする直交信号発生回路。
- 前記微分回路型ハイパスフィルタ及び前記積分回路型ローパスフィルタにおける前記電圧可変容量素子は、前記固定容量素子に直列または並列に接続されたもので、前記電圧可変容量素子と前記固定容量素子との総合容量変化率を前記電圧可変容量素子単独の容量変化率の約半分になるようにしていることを特徴とする請求項１に記載の直交信号発生回路。
- 前記電圧可変容量素子と前記固定容量素子との総合容量変化率を前記電圧可変容量素子単独の容量変化率の約半分にする手段は、前記電圧可変容量素子の中心容量値と前記固定容量素子の容量値とを略等しくすることであることを特徴とする請求項２に記載の直交信号発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000169413A JP3902383B2 (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 直交信号発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000169413A JP3902383B2 (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 直交信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001345728A JP2001345728A (ja) | 2001-12-14 |
| JP3902383B2 true JP3902383B2 (ja) | 2007-04-04 |
Family
ID=18672279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000169413A Expired - Fee Related JP3902383B2 (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 直交信号発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3902383B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007121024A (ja) * | 2005-10-26 | 2007-05-17 | Oki Electric Ind Co Ltd | 水中受波器におけるカージオイド処理回路 |
| JP2008125134A (ja) * | 2008-02-12 | 2008-05-29 | Seiko Epson Corp | 半導体装置 |
-
2000
- 2000-06-06 JP JP2000169413A patent/JP3902383B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001345728A (ja) | 2001-12-14 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060418 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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