JPH0241934B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の属する技術分野〕 この発明は局部発振信号の周波数を所定の係数
で割つて装置のデジタル部の処理に適する周波数
の分周信号を発生するプリスケーラを含む同調方
式の技術分野に関する。 〔従来技術〕 位相固定ループ（PLL）同調方式はデジタル
制御が容易で局部発振信号を極めて高精度で発生
し得るため、テレビ受像機に利用される。この
PLL同調方式は一般に水晶発振器を含む基準周
波数信号源と、通常プリスケーラと呼ばれ、局部
発振信号を分周して分周信号を生成する固定分周
器と、その分周信号をプログラム化可能の係数で
割つて２次的な分周信号を生成するプログラム式
分周器と、その２次分周信号と基準周波数信号と
の間の位相と周波数の偏差を表わす誤差信号を発
生する位相比較器とを含んでいる。誤差信号はそ
の偏差の大きさと向きをそれぞれ幅と振幅で表わ
すパルスより成り、濾波されて局部発振器の同調
電圧を生成する。上記一定の係数は分周信号をそ
のPLL同調方式の残部より成るデジタル回路で
処理し得るように選択され、プログラム化可能の
係数（通常Ｎで表わす）は選択されるチヤンネル
のチヤンネル番号に従つて設定される。上記２次
分周信号と基準周波数信号との間の偏差が所定の
小さい値のときそのループが固定されていると呼
び、この点で局部発振信号の周波数がそのプログ
ラム化可能の係数Ｎにより基準周波数信号の周波
数に比例する。 PLL同調方式に用いられるプリスケーラは一
般にその感度を高めるために高利得の入力増幅回
路を有するが、この増幅回路は一般に発振し易
い。この自励発振は予め選択されたチヤンネル用
の局部発振信号に応じてプリスケーラが発生する
分周信号の周波数またはその近傍の周波数を含む
任意の周波数で起る。 新しいチヤンネルを選択するとき局部発振器が
一時的に発振しない極めて、低振幅の出力信号し
か発しないことがあるが、このような状態ではプ
リスケーラの分周段が局部発振信号ではなく入力
増幅回路の発生する自励発振信号に応動すること
がある。この自励発振信号の周波数が選ばれたチ
ヤンネルの局部発振信号の周波数に等しいかこれ
に近ければ、局部発振器の周波数が正しくなくて
も位相比較器が誤りを検知しないため、同調電圧
が局部発振信号の周波数を修正するように制御さ
れない。この結果同調系が不正確な局部発振周波
数のモードに固定されてしまう。 〔発明の開示〕 この発明によれば、プリスケーラを含むデジタ
ル同調方式において、そのプリスケーラに発振調
節回路を結合して利用チヤンネルのどれにも対応
しない周波数で自励発振するようにそれを制御す
るようになつている。以下添付図面を参照しつつ
この発明を詳細に説明する。 〔発明の実施例〕 第１図のテレビ受像機は放送および有線の無線
周波数（RF）搬送波をヘテロダイン検波して中
間周波数（IF）信号を生成する３つの同調器１，
２，３を含んでいる。IF信号はIF部４で処理さ
れて映像成分と音声成分を生成する。信号処理部
５はその映像成分に応じて映像管６を制御し、画
像を生成すると共に、音声成分に応じてスピーカ
７を制御し、音声応答を生成する。 同調器１，２，３によりヘテロダイン検波され
る米国標準RF搬送波は次表に示す周波数帯域に
ある。

【表】 同調器１はVHF放送帯と中間有線帯、同調器
２は超高有線帯、同調器３はUHF放送帯の各RF
搬送波をそれぞれヘテロダイン検波する。 同調器１，２に接続された入力部ｅにはVHF
アンテナ回路（図示せず）または有線機器（図示
せず）が選択的に接続されるようになつており、
同調器３に接続された入力部９にはUHFアンテ
ナ回路（図示せず）が接続されるようになつてい
る。 同調器１，２，３はそれぞれ選択したチヤンネ
ルに属するRF搬送波を選択するRF部ａと、選ば
れたRF搬送波をヘテロダイン検波する適当な周
波数の局部発振信号を発生する局部発振器（LO）
ｂと、選ばれたRF搬送波と局部発振信号とを組
合せてIF信号を生成する混合器ｃを含んでいる。
各同調器のRF部と局部発振器は位相固定ループ
（PLL）同調装置１０の発生する同調電圧TVの
大きさに応じて周波数応答を制御される電圧制御
同調回路を含んでいる。 各チヤンネルは10進数０〜９のキーを有する計
算機型キーボードとこのキーを順次押すことによ
つて選択されたチヤンネルに対応するチヤンネル
番号の10位と１位の10進数を表わす第１および第
２の進化２進（BCD）信号群を発生する入力論
理回路（図示せず）とを含むチヤンネル選択器１
１によつて選択される。上記の表から有線チヤン
ネルは文字と数字で表示されることが判るが、ス
イツチ１２はチヤンネル選択器１１のキーボード
を放送チヤンネルだけでなく有線チヤンネルの選
択にも使用し得るようにするためのもので、これ
を「放送」の位置に倒して放送チヤンネルの番号
の10位と１位の数字を示すチヤンネル選択器１１
のキーを順次押すと各放送搬送波の同調が行わ
れ、スイツチ１２を「有線」位置に倒して放送チ
ヤンネルの番号の10位と１位の数字を示すチヤン
ネル選択器１１のキーを順次押すと、受像機と共
に支給される表に示された放送チヤンネル番号に
割当てられた各有線搬送波の同調が行われる。 チヤンネル選択器１１の発生するBCD信号は、
PLL同調装置１０のチヤンネル番号表示器１３、
帯域選択器１４およびプログラム式分周制御ユニ
ツト１５に印加される。帯域選択器１４もスイツ
チ１２の位置に応じて選ばれたチヤンネルの帯域
を表わす帯域選択信号を発生する。帯域選択信号
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は同調器１が動作し得るように
するためのものであるが、同調器１に３つの帯域
選択信号を用いる理由は第２図について後述す
る。帯域選択信号Ｓ，Ｕはそれぞれ同調器２，３
を付勢するものである。帯域選択器１４はさらに
後述の目的で選ばれたチヤンネルがＵまたはＳ帯
域にあるとき信号Ｕ／Ｓを発生する。帯域選択器
１４と同調器１，２，３との接続は図の簡明のた
め省略した。 位相固定同調装置１０は同調器１，２，３の１
つから印加される局部発振信号の周波数を係数Ｋ
で割つて生じた信号の周波数がプログラム式分周
器１７として働らく次のデジタルプログラム式計
数器の動作範囲に充分入るようにするプリスケー
ラ１６を含んでいる。プログラム式分周器１７は
プリスケーラ１６の出力信号の周波数を選ばれた
チヤンネルのチヤンネル番号と帯域に従つて制御
器１５で決まる係数Ｎで分周する。位相比較器１
８はこのプログラム式分周器１７の出力信号の位
相従つて周波数を基準周波数信号と比較する。こ
の基準周波数は分周器１９で水晶発振器２０の出
力信号を（Ｒで）分周して得られる。位相比較器
１８はそのプログラム式分周器１７と基準分周器
１９の出力信号の周波数偏差の大きさと向きにそ
れぞれ幅と遷移方向が関係するパルスを含む誤差
信号を発生する。積分器２１はこの誤差信号を濾
波して同調器１，２，３用の同調電圧TVを生ず
る。 チヤンネル選択が終ると正規の動作状態では位
相比較器１８の２出力信号間の周波数偏差が無視
可能程度に小さくなるまで誤差信号パルスに従つ
て同調電圧の大きさが制御され、この点で同調器
１，２，３のうちの付勢された１つの局部発振信
号の周波数f_LOが次式によつて基準発振器２０の
周波数f_XTALに関係したものとなる。 f_LO＝NK／Ｒf_XTAL ここで（Ｋ／Ｒ）f_XTALを1MHzに選ぶとＮはＭ
Hzで表した局部発振信号の周波数に等しくなる。
局部発振信号の周波数範囲は上記表１の示されて
いる。 UHFと超高有線帯（SB）の局部発振周波数は
VHFと中間有線帯（MB）の局部発振周波数の
約４倍も高いため、UHFとSBの局部発振信号
VHFとMBの局部発振信号に用いる係数の４倍
の係数で選択的に分周するようにプリスケーラ１
６が構成されている。この目的でプリスケーラ１
６はVHFとMBの局部発振信号を受けるＶ／Ｍ
入力端子２２をスイツチ２３の第１に直接結合
し、UHFとSBの局部発振信号を受けるＵ／Ｓ入
力端子２４をスイツチ２３の第２入力に1/4分周
器（÷４）２５を介して結合した入力回路を含ん
でいる。スイツチ２３の出力は入力信号を例えば
６４の共通係数で分周する共通分周器２６の出力
に結合され、分周器２６の出力は出力端子２７を
介して１／Ｎ分周器１７の入力に結合されてい
る。UHFまたはＳチヤンネルが選択されると、
帯域選択器１４から帯域制御端子２８に印加され
る帯域選択信号Ｕ／Ｓに応じて、スイツチ２３が
１／４分周器２５の出力信号を1/64分周器２６の入
力に印加する。このとき以外スイツチ２３は局部
発振信号をＶ／Ｍ入力端子２２を介して1/64分周
器２６に印加する。 プリスケーラ１６として用いるに適する集積回
路型高周波計数器はアール・シー・エー社
（RCA Solid State Division）から商用部品番号
CA3136、CA3179で市販され、このようなプリス
ケーラは米国特許第4127820号明細書に記載され
ている。この形式のプリスケーラはVHFとUHF
入力だけを有する。VHFとMBの局部発振信号
は１つの局部発振で発生されるからこれについて
は問題はないが、UHFとSBの局部発振信号は異
なる２つの局部発振器で発生されるため、Ｕ帯域
選択信号に応じてUHF同調器３が発生したUHF
局部発振信号を、Ｓ帯域選択信号に応じてSB同
調器２が発生したSB局部発振信号をそれぞれ
Ｕ／Ｓ入力端子２４に印加するＵ／Ｓ入力選択器
２９が設けられている。適当な入力選択器は1980
年８月25日付米国特許願第180580号明細書（特開
昭57−72433対応）に記載されている。 局部発振信号に対するプリスケーラ１６の感度
を上げるため、帯域スイツチ２３は高利得増幅器
を備えているが、残念ながらこの高利得増幅器は
発生可能でまたしばしば発振する。これによる自
励発振信号は選ばれたチヤンネルの局部発振信号
の周波数に対応する周波数を含む任意の周波数を
持つことができる。新しいチヤンネルを選択する
とき、付勢された局部発振器が発振しないか発振
しても極めて小振幅の局部発振信号しか発生しな
いような電圧に同調電圧が一時的に追いやられる
ことがあり、このような状態ではプリスケーラ１
６が局部発振信号でなく自励発振信号に応動する
ことがある。この自励発振信号の周波数が選ばれ
たチヤンネルに対応する周波数に等しいかこれに
近づけば、プリスケーラ１６の出力に発生する分
周信号は局部発振器が正しい周波数で発振してい
る場合と実質的に同じ周波数を持つため、局部発
振信号の周波数が間違つていても同調電圧はこれ
を修正するように制御されず、その同調系は新し
いチヤンネルを選択するまで不正周波数に固定さ
れたままになる。 この発明の同調方式では、帯域選択スイツチ２
３にＶ／Ｍ入力端子２２を介してプリスケーラ発
振制御回路３０が結合され、その増幅器を利用チ
ヤンネルに対応しない周波数すなわち各帯域のど
れにもない周波数で自励発振するように調節する
ようになつている。従つて付勢された局部発振器
がプリスケーラ１６の応動し得る閾値以下の局部
発振信号を生成したとき、プリスケーラ１６の出
力に生ずる分周信号は絶対に不正確で、PLL同
調装置１０はこれを修正するように作用する。 同調電圧の大きさは直接局部発振周波数に関係
し、局部発振器が発振しなかつたりプリスケーラ
１６の閾値以下の振幅の出力信号を生ずるその値
は低く、例えばほぼ０ボルトに近い。従つてプリ
スケーラ発振制御回路３０が最低の利用チヤンネ
ルに対応する局部発振周波数すなわち第２チヤン
ネルに対応する局部発振周波数101MHzより低い
周波数で発振するようにプリスケーラ１６を調節
することが望ましい。このようにすると誤差信号
が局部発振周波数が低過ぎることを示し、同調電
圧が上昇してそれに応じて局部発振信号の周波数
も上昇する。これによつて局部発振器が発振して
振幅の大きい出力信号を発生し始め、この結果局
部発振信号の振幅が増大して実際にプリスケーラ
１６の閾値を超える。従つてプリスケーラ１６は
この局部発振信号に応動し、PLL同調装置１０
が正規の方法で局部発振信号の周波数を制御する
ようになる。 プリスケーラ発振制御回路３０を特定の局部発
振器とプリスケーラ回路構成に応用したものを第
２図に示す。図中第１図と同じ素子には同じ引用
数字を用いた。 VHFおよびMBの局部発振信号を発生する同
調器１の局部発振器１ｂは、その周波数範囲が
101MHz以下から257MHz以上に広がつているた
め、各帯域選択信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３に応じて３
帯域で選択的に動作する変形コルピツツ発振器を
含んでいる。この３帯域を次表に示す。

【表】 詳言すれば、局部発振器１ｂは共通ベース型に
接続したNPNトランジスタ３１を有し、このト
ランジスタ３１は帯域選択信号Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３
に対応する正電圧を選択的に受ける抵抗分圧器を
含む帯域選択回路３２によりバイアスされる。こ
のバイアス回路３２の各素子はトランジスタ３１
の帯域選択信号Ｖ１，Ｖ２によりＶ３に応動する
とき高い利得を呈するように選定されている。 トランジスタ３１のコレクタには同調回路３３
が接続されている。この同調回路３３は容量性リ
アクタンスと誘導性リアクタンスの２つの分枝を
持つ並列同調回路である。その容量性分枝はトラ
ンジスタ３１のコレクタと接地点との間に直列接
続された固定コンデンサ３４と陽極に正の同調電
圧TVが印加されたとき逆のバイアスされるよう
に極性を定めたバラクタダイオード３５とを含
み、誘導性分枝はトランジスタ３１と接地点との
間に直列接続された誘導子３６，３７，３８と側
路コンデンサ３９とを含んでいる。側路コンデン
サ３９はVHFとMBの帯域で示すインピーダン
スが無視し得るように選定されている。誘導子３
８とコンデンサ３９の接続子にRFチヨーク４０
を介して帯域選択信号Ｖ１が印加されると、３つ
の誘導子３６，３７，３８の全部を介してトラン
ジスタ３１のコレクタに動作電圧が印加される。
従つて帯域選択信号Ｖ１に応じてこの３つ誘導子
３６，３７，３８は同調装置３３に含まれること
になる。VHFおよびMB帯域で極めて高インピ
ーダンスを示すように選定されたRFチヨーク４
１を介して帯域選択信号Ｖ２を印加すると、トラ
ンジスタ３１のコレクタに動作電圧が印加される
上、スイツチングダイオード４２が順バイアスさ
れて導通し、側路コンデンサ４３を誘導子３７，
３８接続点と接地点の間に挿入する。従つて帯域
選択信号Ｖ２に応じて誘導子３４，３７だけが同
調回路３３に含まれることになる。誘導子４１、
ダイオード４２およびコンデンサ４３の配置と同
様に、誘導子４４、スイツチングダイオード４５
および側路コンデンサ４６は帯域選択信号に応じ
て誘導子３６だけが同調回路３３に含まれるよう
にするためその同調装置３３に含まれている。 トランジスタ３１のコレクタとエミツタの間に
帰還コンデンサ４７が挿入され、エミツタと接地
点の間に抵抗４８とRFチヨーク４９の直列接続
より成る側路が設けられている。 局部発振器１ｂの周波数範囲の下端を広げるた
めに、固定コンデンサ５０と同調電圧に応じて逆
バイアスされるように極性を定めたバラクタダイ
オード５１とを含むキヤパシタンス回路がトラン
ジスタ３１と接地点との間に直列に挿入されてい
る。この形式の周波数範囲拡大回路は1980年２月
８日付米国特許願第119991号（米国特許第
4288875号）明細書に記載されている。 前述のようにアール・シー・エー社のCA3136
型およびCA3179型集積回路はプリスケーラ１６
に適しているが、この形式の集積回路は差動的に
すなわち離相した２つの入力信号によつて駆動す
るようにした回路を含んでいる。これはそのよう
な回路が非平衡終端（シングルエンデツド形）回
路すなわち大地のような基準電位を基準とする単
一入力信号を受ける回路より高感度で雑音を拾わ
ないためである。従つて第１図ではプリスケーラ
１６がVHFとMBの局部発振信号およびUHFと
SBの局部発振信号のそれぞれに対して１つずつ
入力端子を持つているが、実際にはVHFとMB
の局部発振信号に対して２つの入力端子２２ａ，
２２ｂ、UHFとSBの局部発振信号に対して２つ
の入力端子２４ａ，２４ｂを有する。各入力端子
対は差動局部発振信号受けるためのものである。
プリスケーラ１６は差動的に駆動する積りである
が、離相した２つの局部発振信号を発生供給する
必要がなく、姓能も許容し得ることが判つたた
め、非平衡終端入力信号によつて駆動される。 換言すれば、帯域スイツチ２３は第１の差動増
幅器５５を構成する第１のNPNトランジスタ対
５３，５４と第２の差動増幅器５８を構成する第
２のNPNトランジスタ対５６，５７を含んでい
る。トランジスタ５３，５６のコレクタは第１の
出力点において共通の負荷抵抗５９に接続され、
トランジスタ５４，５７のコレクタは第２の出力
点において共通の負荷抵抗６０に接続されてい
る。トランジスタ３１のエミツタからの局部発振
器１ｂの第１の出力はその発振器１ｂの周波数範
囲において無視可能のインピーダンスを示す直流
阻止コンデンサ６１を介してトランジスタ５３の
ベースへの入力端子２２ａに供給される。（トラ
ンジスタ３１のコレクタからのその局部発振器１
ｂの第２の出力は直流阻止コンデンサ６２を介し
て混合器１ｃの入力に供給される。）トランジス
タ５４のベースは入力端子２２ｂと側路コンデン
サ６３を介して接地され、これによつ差動増幅器
５５が非平衡終端型の動作をする。 分周器２５はそれぞれ離相した２つの入力クロ
ツク信号により駆動されるようになつた２つの縦
続エミツタ結合論理（ECL）親子フリツプフロ
ツプ２５ａ，２５ｂを含んでいるが、入力選択器
２９の出力は入力端子２４ａに接続され、入力端
子２４ｂは側路コンデンサ６４を介して接地さ
れ、フリツプフロツプ２５が非平衡終端入力信号
を受けて非平衡終端入力動作をするようになつて
いる。フリツプフロツプ２５ａの離相出力信号は
フリツプフロツプ２５ｂの各入力に印加され、フ
リツプフロツプ２５ｂの離相出力信号はトランジ
スタ５６，５７の各ベースに印加される。 差動増幅器５５，５８の一方に差動式に接続し
たNPNトランジスタ６６，６７から成る、電流
嚮導回路６５により選択的に動作電流が供給され
る。電流が差動増幅器５５に供給され、差動増幅
器５８から除去されたとき、端子２２ａに生ずる
VHFとMBの局部発振信号がその差動増幅器５
５で増幅されてトランジスタ５３，５４のコレク
タに差動出力信号が生ずる。この差動出力信号は
同様に縦続ECL親子フリツプフロツプから成る
分周器２６に供給される。また電流が差動増幅器
５８に供給されたときは、UHFとSBの局部発振
信号が分周器２５により分周された後差動増幅器
５８で増幅され、得られた差動出力信号が分周器
２６に印加される。 上記電流の方向を制御するため、帯域制御器６
８はトランジスタ６６のースに、帯域選択信号
Ｕ／Ｓの入力時にはトランジスタ６７のベースに
印加される基準電圧V_REFより低い電圧を、それ以
外はV_REFより高い電圧を印加する。従つて帯域選
択信号Ｕ／Ｓがあるときはトランジスタ６７が導
通し、トランジスタ６６が非導通であるが、Ｕ／
Ｓがないときはトランジスタ６６が導通し、トラ
ンジスタ６７が非導通になる。さらに擬似信号の
干渉を最小にするため、帯域制御器６８は帯域選
択信号Ｕ／Ｓに応じてバイアス電源６９から分周
器２５にバイアス電圧を供給するだけである。 上述のように差動増幅器５５の高利得と寄生帰
還成分の存在のため、増幅器５５は発振すること
ができ、また発振し易い。差動増幅器５５は第13
チヤンネルの局部発振周波数すなわち256MHzに
ほぼ対応する周波数で発振することがあり、動作
温度が上昇するにつれて自励発振周波数が低下し
て任意の所定時間後第12、10または10チヤンネル
の局部発振周波数に対応するようになることがあ
ることが判つている。このためこのようなチヤン
ネルを選択するとき前述の「ロツクアツプ」の問
題を生ずることがある。 この問題を解消するには入力端子２２ａと分路
に比例的高い値（例えば0.7μH程度）の誘導子７
０を設けて差動増幅器５５の自励発振周波数を同
調させるのが有効なことが判つた。前述のように
誘導子７０は自励発振周波数が最低の適絡局部発
振周波数すなわち第２チヤンネルに対応する周波
数より低くなるように選ぶのが望ましい。この誘
導子７０にはこれがトランジスタ５３のベースの
直流動作条件を損わないように局部発振器１ｂの
周波数範囲で無視可能のインピーダンスを示す直
流阻止コンデンサ７１が直列に接続されている。
差動増幅器５５の自励発振周波数は比較的値の大
きい誘導子によつて同調されるが、この誘導子は
局部発振器１ｂの発生する局部発振信号に対して
RFチヨークとして働らき、このため局部発振器
１ｂの動作には顕著に影響しない。 他の入力構成を持つプリスケーラの自励発振周
波数の同調には他のリアクタンス素子を用いるこ
ともできるが、第２図に示す入力端子２２ａ，２
２ｂに容量性リアクタンスを呈するようなプリス
ケーラ回路では抵抗性はまた容量性の素子より誘
導子の方が自励発振回路の同調に望ましいことが
判つた。またコンデンサは増幅器５５の自励発振
周波数の同調には比較的無効であつて、端子２２
ａに印加される局部発振信号を減衰させる欠点が
あることも判つている。また同様に抵抗も自励発
振周波数の同調に、効果がなく、局部発振信号の
振幅に悪影響を及ぼす。 前述のようにプリスケーラ１６の自励発振の問
題は付勢された局部発振器が発振しない、発振し
ても出力信号の振幅が小さいときに大きくなる。
また前述のようにこの問題は新しいチヤンネルを
選んだとき、特にそのチヤンネルが新しい帯域に
あるとき同調電圧が引下げられると生ずる。例え
ば０ボルトのような比較的低い同調電圧で発振を
続け、しかも充分大振幅の出力信号を発生するよ
うに発振器１ｂを構成することはできるが、この
方法は比較的低い同調電圧でバラクタダイオード
が低い良度指数Ｑで数学的に明瞭な過大損失を呈
するようになるため不都合である。この問題は回
路設計で補償することができるが、各成分の相互
関係のため比較的広い周波数範囲に跨がる３帯域
で発振するようになつた局部発振器１ｂのような
局部発振器でこれを行うのは困難である。従つて
帯域外の周波数で発振するようにプリスケーラ１
６を予め調節するプリスケーラ発振制御回路３０
は局部発振器１ｂのそれのような多帯域局部発振
回路を用いた構成で特に望ましい。 この発明はVHFおよび中間有線帯の局部発振
周波数またはその近傍で起る自励発振に関して特
に興味があるが、UHFや超高有線帯に対しても
同様の構成を有いることができる。しかしプリス
ケーラ１ｂの無線制御局部発振はUHFやSBの局
部発振周波数に対応する周波数では起こらないこ
とが判つているから、プリスケーラ発振制御回路
３０と同様の構成をＵ／Ｓ入力端子２４ｂに用い
る必要がないことが判る。それでも帯域スイツチ
２３の出力にプリスケーラ発振制御回路を設け、
よりプリスケーラ１６の制御発振を第２同調より
低くすることにより、問題の帯域のどれにも属さ
ない自励発振信号に応じてプリスケーラ１６が出
力信号を生ずることが認められる。 次表は第２図の回路の各成分の形式および値を
例として示すものである。

【表】

【表】 また不都合な共振を防ぐために黒い長方形で示
した回路位置に損失を題くある種のフエライトビ
ートを設けることがある。 表３から判るように、入力側路コンデンサ６３
は側路コンデンサ６４より遥かに値が小さく、増
幅器５５が誘導子７０によつて制御される周波数
で必ず発振するようになつている。出力側路コン
デンサ６３が大き過ぎて例えば側路コンデンサ６
４と同じ値を持つと、所要の自励発信周波数は得
られないことが判つている。 その上上述の非平衡終端型動作は単一の入力信
号を用いてのみ得られるが、入力側路コンデンサ
６３，６４はプリスケーラ１６の差動入力回路の
共通モード除去能力を高めるため望ましい。しか
し自励発振制御回路３０を実質的に同じ性能で用
いると、経費節減に必要なら入力通路コンデンサ
６３を省略することもできる。 有線方式で供給されるRF搬送波の周波数は正
確でないため、位相固定ループ同調方式１０に局
部発振器の同調装置を付加することがあるが、こ
のための装置はIF部４に含まれる普通の自動微
同調（AFT）弁別器から取出されるAFT信号
を、位相固定ループ同調装置１０が固定された後
付勢された局部発振器に選択的に印加するもの
で、米国特許第4031549号明細書に記載されてい
る。 図ではプリスケーラ発振制御回路３０が入力端
子２２ａを介して差動増幅器５５の一方の入力に
結合されているが、入力端子２２ｂを介して差動
増幅器５５の他方の入力に側路コンデンサ６３の
代りに接続することもでき、これによつて局部発
振器１ｂが回路３０によるあらゆる負荷から絶縁
される。上記以外の種々の改変がこの発明の技術
的範囲内で可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施した位相固定ループ同
調装置を含むテレビ受像機のブロツク図、第２図
はこの発明による第１図の同調装置の一部の回路
構成図である。 ｂ……局部発振手段、１６……プリスケーラ手
段、１５，１７，１８，２１……制御手段、７
０，７１……周波数選択手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 所定の周波数範囲内の複数個のチヤンネルの
   １つを選択できるように受信機を同調する同調方
   式であつて：局部発振信号を発生してその周波数
   を同調信号の大きさに応じて制御する局部発振手
   段と、上記局部発振信号の周波数を所定の係数で
   割つて分周信号を発生するプリスケーラ手段と、
   上記分周信号に応じて上記同調信号を発生し、そ
   の分周信号が選択されたチヤンネルに対応する所
   定の周波数になるまでその同調信号の大きさを制
   御する制御手段とを含み、上記プリスケーラ手段
   は増幅器を含んでおりその増幅器は自励発振周波
   数で自励発振し易く、かつ上記プリスケーラ手段
   は上記局部発振信号の大きさが所定の閾値より小
   さいとき上記チヤンネルの１つの周波数に対応す
   る周波数の分周信号を発生するものであり、さら
   に上記プリスケーラ手段の上記増幅器に結合され
   ていて上記自励発振周波数を所定の周波数に同調
   させて上記自励発振に応じて生成された上記分周
   信号の周波数が上記周波数範囲内のどのチヤンネ
   ルの局部発振周波数に応じて生成された分周信号
   の周波数にも対応しないようにする周波数選択手
   段を具備することを特徴とする同調方式。