JP2644649B2 - 位相差発振回路 - Google Patents
位相差発振回路Info
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- JP2644649B2 JP2644649B2 JP3320353A JP32035391A JP2644649B2 JP 2644649 B2 JP2644649 B2 JP 2644649B2 JP 3320353 A JP3320353 A JP 3320353A JP 32035391 A JP32035391 A JP 32035391A JP 2644649 B2 JP2644649 B2 JP 2644649B2
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、いわゆるダイレクト検
波方式のラジオ受信機において、受信信号を直交変換す
るための相互に位相が９０度異なる２つの基準信号を発
振するための回路として好適に実施される位相差発振回
路に関する。
波方式のラジオ受信機において、受信信号を直交変換す
るための相互に位相が９０度異なる２つの基準信号を発
振するための回路として好適に実施される位相差発振回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、典型的な従来技術の位相差発振
回路１５を備えるダイレクト検波受信機１の電気的構成
を示すブロック図である。この受信機１は、大略的に、
アンテナ２と、高周波増幅回路３と、直交変換回路４
と、復調回路１１と、電力増幅器１２と、スピーカ１３
と、同調制御回路２０とを含んで構成される。
回路１５を備えるダイレクト検波受信機１の電気的構成
を示すブロック図である。この受信機１は、大略的に、
アンテナ２と、高周波増幅回路３と、直交変換回路４
と、復調回路１１と、電力増幅器１２と、スピーカ１３
と、同調制御回路２０とを含んで構成される。
【０００３】アンテナ２で受信された受信信号は、高周
波増幅回路３を介して直交変換回路４に与えられる。直
交変換回路４は、同調制御回路２０からのチューニング
電圧に対応した周波数で発振を行う電圧制御発振回路５
と、この電圧制御発振回路５からの基準信号と前記受信
信号とを乗算する乗算器７と、前記基準信号の位相を９
０度ずらして導出する移相器６と、移相器６からの基準
信号と前記受信信号とを乗算する乗算器８とを含んで構
成される。前記電圧制御発振回路５と移相器６とから、
位相差発振回路１５が構成される。
波増幅回路３を介して直交変換回路４に与えられる。直
交変換回路４は、同調制御回路２０からのチューニング
電圧に対応した周波数で発振を行う電圧制御発振回路５
と、この電圧制御発振回路５からの基準信号と前記受信
信号とを乗算する乗算器７と、前記基準信号の位相を９
０度ずらして導出する移相器６と、移相器６からの基準
信号と前記受信信号とを乗算する乗算器８とを含んで構
成される。前記電圧制御発振回路５と移相器６とから、
位相差発振回路１５が構成される。
【０００４】乗算器７，８からの出力は、それぞれロー
パスフィルタ（以下、ＬＰＦと略称する）９，１０で復
調すべき音声信号帯域が濾波された後、前記復調回路１
１に入力される。復調回路１１は、いわゆるデジタルシ
グナルプロセッサなどを含んで構成され、前記ＬＰＦ
９，１０からの出力の２乗平均を求めるなどして復調し
た音声信号を、前記電力増幅器１２を介してスピーカ１
３に与える。
パスフィルタ（以下、ＬＰＦと略称する）９，１０で復
調すべき音声信号帯域が濾波された後、前記復調回路１
１に入力される。復調回路１１は、いわゆるデジタルシ
グナルプロセッサなどを含んで構成され、前記ＬＰＦ
９，１０からの出力の２乗平均を求めるなどして復調し
た音声信号を、前記電力増幅器１２を介してスピーカ１
３に与える。
【０００５】前記同調制御回路２０は、電子同調式チュ
ーナのフェイズロックループ回路で構成され、前記電圧
制御発振回路５の発振信号を分周するプログラマブルカ
ウンタ２１と、このプログラマブルカウンタ２１の分周
比を制御する制御回路２２と、基準となる周波数で発振
を行う水晶発振子２３と、水晶発振子２３の発振信号を
分周する分周回路２４と、前記プログラマブルカウンタ
２１からの出力と分周回路２４からの出力との位相を比
較する位相比較回路２５と、位相比較回路２５の比較結
果に対応する直流電圧レベルの出力を前記電圧制御発振
回路５にチューニング電圧として与えるＬＰＦ２６とを
含んで構成される。
ーナのフェイズロックループ回路で構成され、前記電圧
制御発振回路５の発振信号を分周するプログラマブルカ
ウンタ２１と、このプログラマブルカウンタ２１の分周
比を制御する制御回路２２と、基準となる周波数で発振
を行う水晶発振子２３と、水晶発振子２３の発振信号を
分周する分周回路２４と、前記プログラマブルカウンタ
２１からの出力と分周回路２４からの出力との位相を比
較する位相比較回路２５と、位相比較回路２５の比較結
果に対応する直流電圧レベルの出力を前記電圧制御発振
回路５にチューニング電圧として与えるＬＰＦ２６とを
含んで構成される。
【０００６】したがって、制御回路２２によってプログ
ラマブルカウンタ２１の分周比を変化すると、該プログ
ラマブルカウンタ２１からの出力と、分周回路２４から
の出力とに位相差が生じ、この位相差が零となるように
前記電圧制御発振回路５にチューニング電圧が与えられ
る。こうして、所望とする周波数の放送を受信すること
ができる。
ラマブルカウンタ２１の分周比を変化すると、該プログ
ラマブルカウンタ２１からの出力と、分周回路２４から
の出力とに位相差が生じ、この位相差が零となるように
前記電圧制御発振回路５にチューニング電圧が与えられ
る。こうして、所望とする周波数の放送を受信すること
ができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術では移
相器６は、インダクタ２７と、コンデンサ２８と、抵抗
２９とを含む、いわゆるＬＣ共振回路によって構成され
ている。したがって、その共振周波数は、一定であり、
たとえば周波数変調放送受信時には７６ＭＨｚ〜９０Ｍ
Ｈｚの中心の周波数である８３ＭＨｚに、また振幅変調
放送受信時には５３１ｋＨｚ〜１６１１ｋＨｚのほぼ中
心の周波数である１０００ｋＨｚ程度に選ばれている。
相器６は、インダクタ２７と、コンデンサ２８と、抵抗
２９とを含む、いわゆるＬＣ共振回路によって構成され
ている。したがって、その共振周波数は、一定であり、
たとえば周波数変調放送受信時には７６ＭＨｚ〜９０Ｍ
Ｈｚの中心の周波数である８３ＭＨｚに、また振幅変調
放送受信時には５３１ｋＨｚ〜１６１１ｋＨｚのほぼ中
心の周波数である１０００ｋＨｚ程度に選ばれている。
【０００８】このような構成では、周波数変化幅が比較
的小さい周波数変調放送の受信時には、該移相器６から
の基準信号と前記電圧制御発振回路５からの基準信号と
の位相差は、復調回路１１によって音声信号を歪みなく
再生することができる９０±２〜３度の範囲とすること
ができる。
的小さい周波数変調放送の受信時には、該移相器６から
の基準信号と前記電圧制御発振回路５からの基準信号と
の位相差は、復調回路１１によって音声信号を歪みなく
再生することができる９０±２〜３度の範囲とすること
ができる。
【０００９】これに対して周波数変化幅が比較的大きい
振幅変調放送の受信時には、たとえば共振周波数が前述
のように１０００ｋＨｚに設定されている状態で、電圧
制御発振回路５からの発振信号の周波数が５００ｋＨｚ
であるときには、位相差は前記９０度から１０度近くず
れてしまい、再生音響に歪みが生じるという問題があ
る。
振幅変調放送の受信時には、たとえば共振周波数が前述
のように１０００ｋＨｚに設定されている状態で、電圧
制御発振回路５からの発振信号の周波数が５００ｋＨｚ
であるときには、位相差は前記９０度から１０度近くず
れてしまい、再生音響に歪みが生じるという問題があ
る。
【００１０】本発明の目的は、発振周波数変化幅が大き
い場合であっても、その発振周波数帯域の全域に亘っ
て、相互に９０度だけ正確に位相のずれた複数の発振信
号を出力することができる位相差発振回路を提供するこ
とである。
い場合であっても、その発振周波数帯域の全域に亘っ
て、相互に９０度だけ正確に位相のずれた複数の発振信
号を出力することができる位相差発振回路を提供するこ
とである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、相互に位相が
９０度異なり、かつその発振周波数を変化することがで
きる複数の発振信号を出力する位相差発振回路におい
て、所定の共振特性を有し、外部から入力されるチュー
ニング電圧に対応して共振周波数が変化し、その周波数
の第１発振信号を出力する電圧制御発振回路と、前記電
圧制御発振回路と同じ共振特性を有し、前記電圧制御発
振回路からの第１発振信号が入力され、前記チューニン
グ電圧に対応して共振周波数が変化し、前記第１発振信
号の位相を９０度だけ変移して第２発振信号として出力
する移相回路とを含むことを特徴とする位相差発振回路
である。また本発明は、相互に位相が９０度異なり、か
つその発振周波数を変化することができる複数の発振信
号を出力する位相差発振回路において、所定の共振特性
を有し、外部から入力されるチューニング電圧に対応し
て共振周波数が変化し、その周波数の第１発振信号を出
力する電圧制御発振回路と、前記電圧制御発振回路と同
じ共振特性を有し、前記電圧制御発振回路からの第１発
振信号が入力され、前記チューニング電圧に対応して共
振周波数が変化し、前記第１発振信号の位相を９０度だ
け変移して第２発振信号として出力する移相回路と、前
記第１発振信号と第２発振信号との位相差を検出し、前
記位相差に対応した補正チューニング電圧を前記移相回
路に与える補正回路とを含むことを特徴とする位相差発
振回路である。
９０度異なり、かつその発振周波数を変化することがで
きる複数の発振信号を出力する位相差発振回路におい
て、所定の共振特性を有し、外部から入力されるチュー
ニング電圧に対応して共振周波数が変化し、その周波数
の第１発振信号を出力する電圧制御発振回路と、前記電
圧制御発振回路と同じ共振特性を有し、前記電圧制御発
振回路からの第１発振信号が入力され、前記チューニン
グ電圧に対応して共振周波数が変化し、前記第１発振信
号の位相を９０度だけ変移して第２発振信号として出力
する移相回路とを含むことを特徴とする位相差発振回路
である。また本発明は、相互に位相が９０度異なり、か
つその発振周波数を変化することができる複数の発振信
号を出力する位相差発振回路において、所定の共振特性
を有し、外部から入力されるチューニング電圧に対応し
て共振周波数が変化し、その周波数の第１発振信号を出
力する電圧制御発振回路と、前記電圧制御発振回路と同
じ共振特性を有し、前記電圧制御発振回路からの第１発
振信号が入力され、前記チューニング電圧に対応して共
振周波数が変化し、前記第１発振信号の位相を９０度だ
け変移して第２発振信号として出力する移相回路と、前
記第１発振信号と第２発振信号との位相差を検出し、前
記位相差に対応した補正チューニング電圧を前記移相回
路に与える補正回路とを含むことを特徴とする位相差発
振回路である。
【００１２】
【作用】本発明に従えば、受信機に用いられるフェイズ
ロックループ回路などの外部から入力されるチューニン
グ電圧に対応して電圧制御発振回路は第１発振信号を出
力し、この第１発振信号は前記フェイズロックループ回
路などの外部回路へ与えられ、これに応答してチューニ
ング電圧が制御され、該電圧制御発振回路の発振周波数
の変更動作や安定化動作が行われる。
ロックループ回路などの外部から入力されるチューニン
グ電圧に対応して電圧制御発振回路は第１発振信号を出
力し、この第１発振信号は前記フェイズロックループ回
路などの外部回路へ与えられ、これに応答してチューニ
ング電圧が制御され、該電圧制御発振回路の発振周波数
の変更動作や安定化動作が行われる。
【００１３】前記電圧制御発振回路からの第１発振信号
は、移相回路に与えられている。この移相回路は、たと
えばインダクタと可変容量ダイオードとを含んで構成さ
れており、前記第１発振信号の位相を９０度だけ変移し
て第２発振信号として出力する。この移相回路にはまた
前記チューニング電圧が与えられており、該チューニン
グ電圧に対応して該移相回路の共振周波数は変化する。
は、移相回路に与えられている。この移相回路は、たと
えばインダクタと可変容量ダイオードとを含んで構成さ
れており、前記第１発振信号の位相を９０度だけ変移し
て第２発振信号として出力する。この移相回路にはまた
前記チューニング電圧が与えられており、該チューニン
グ電圧に対応して該移相回路の共振周波数は変化する。
【００１４】また、この移相回路に関連して補正回路が
設けられており、該補正回路はフェイズロックループ回
路などで実現され、前記第１発振信号と第２発振信号と
の位相差を検出し、検出した位相差に対応した補正チュ
ーニング電圧を前記移相回路に与える。前述のようにフ
ェイズロックループ回路などで実現されるこの補正回路
において、前記位相差の検出結果を表す出力は、たとえ
ば前記第１発振信号と第２発振信号との位相差が９０度
であるときに零となり、この９０度よりもずれると、そ
のずれた誤差に対応した補正チューニング電圧を前記移
相回路に与える。
設けられており、該補正回路はフェイズロックループ回
路などで実現され、前記第１発振信号と第２発振信号と
の位相差を検出し、検出した位相差に対応した補正チュ
ーニング電圧を前記移相回路に与える。前述のようにフ
ェイズロックループ回路などで実現されるこの補正回路
において、前記位相差の検出結果を表す出力は、たとえ
ば前記第１発振信号と第２発振信号との位相差が９０度
であるときに零となり、この９０度よりもずれると、そ
のずれた誤差に対応した補正チューニング電圧を前記移
相回路に与える。
【００１５】したがって、選局などにために前記チュー
ニング電圧が変化すると電圧制御発振回路からの第１発
振信号の周波数が変化し、これに対応して移相回路の共
振周波数も変化し、したがって第２発振信号は常に前記
第１発振信号に対して位相が９０度だけずれた出力とす
ることができる。また前記９０度からずれようとして
も、補正回路からの補正チューニング電圧によって共振
周波数がさらに補正される。こうして常に正確に９０度
だけ位相の異なる第１および第２発振信号を得ることが
でき、いわゆるダイレクト検波方式のラジオ受信機にお
いて、受信信号を直交変換するために好適に用いること
ができる。
ニング電圧が変化すると電圧制御発振回路からの第１発
振信号の周波数が変化し、これに対応して移相回路の共
振周波数も変化し、したがって第２発振信号は常に前記
第１発振信号に対して位相が９０度だけずれた出力とす
ることができる。また前記９０度からずれようとして
も、補正回路からの補正チューニング電圧によって共振
周波数がさらに補正される。こうして常に正確に９０度
だけ位相の異なる第１および第２発振信号を得ることが
でき、いわゆるダイレクト検波方式のラジオ受信機にお
いて、受信信号を直交変換するために好適に用いること
ができる。
【００１６】
【実施例】図１は、本発明の一実施例の位相差発振回路
５０を備えるダイレクト検波受信機５１の電気的構成を
示すブロック図である。アンテナ５２で受信された受信
信号は、高周波増幅回路５３を介して直交変換回路５４
に与えられる。前記直交変換回路５４は、大略的に、同
調制御回路５５からのチューニング電圧に対応した周波
数で発振を行い、第１発振信号である第１基準信号を発
生する電圧制御発振回路５６と、この電圧制御発振回路
５６からの第１基準信号と高周波増幅回路５３からの受
信信号とを乗算する乗算器５７と、前記第１基準信号の
位相を９０度ずらして第２発振信号である第２基準信号
として導出する移相器５８と、この移相器５８からの第
２基準信号と前記受信信号とを乗算する乗算器５９と、
第１基準信号と第２基準信号との位相を比較し、位相差
に対応した補正チューニング電圧を移相器５８に与える
補正回路６０とを含んで構成される。
５０を備えるダイレクト検波受信機５１の電気的構成を
示すブロック図である。アンテナ５２で受信された受信
信号は、高周波増幅回路５３を介して直交変換回路５４
に与えられる。前記直交変換回路５４は、大略的に、同
調制御回路５５からのチューニング電圧に対応した周波
数で発振を行い、第１発振信号である第１基準信号を発
生する電圧制御発振回路５６と、この電圧制御発振回路
５６からの第１基準信号と高周波増幅回路５３からの受
信信号とを乗算する乗算器５７と、前記第１基準信号の
位相を９０度ずらして第２発振信号である第２基準信号
として導出する移相器５８と、この移相器５８からの第
２基準信号と前記受信信号とを乗算する乗算器５９と、
第１基準信号と第２基準信号との位相を比較し、位相差
に対応した補正チューニング電圧を移相器５８に与える
補正回路６０とを含んで構成される。
【００１７】前記電圧制御発振回路５６、移相器５８お
よび補正回路６０を含んで、本発明に従う位相差発振回
路５０が構成される。
よび補正回路６０を含んで、本発明に従う位相差発振回
路５０が構成される。
【００１８】乗算器５７，５９からの出力は、それぞれ
ＬＰＦ６４，６５で復調すべき音声信号帯域が濾波さ
れ、さらに復調回路６６において音声信号に復調された
後、電力増幅器６８を介してスピーカ６９から音響化さ
れる。
ＬＰＦ６４，６５で復調すべき音声信号帯域が濾波さ
れ、さらに復調回路６６において音声信号に復調された
後、電力増幅器６８を介してスピーカ６９から音響化さ
れる。
【００１９】前記同調制御回路５５は、いわゆる電子同
調式チューナのフェイズロックループ回路で構成され、
バッファ７９を介する電圧制御発振回路５６の発振信号
を分周するプログラマブルカウンタ７１と、このプログ
ラマブルカウンタ７１の分周比を制御する制御回路７２
と、基準となる周波数で発振を行う水晶発振子７３と、
水晶発振子７３の発振信号を分周する分周回路７４と、
前記プログラマブルカウンタ７１からの出力と分周回路
７４からの出力との位相を比較する位相比較回路７５
と、位相比較回路７５の比較結果に対応する直流電圧レ
ベルのチューニング電圧を、ライン７７を介して前記電
圧制御発振回路５６および移相器５８に与えるＬＰＦ７
６とを含んで構成される。
調式チューナのフェイズロックループ回路で構成され、
バッファ７９を介する電圧制御発振回路５６の発振信号
を分周するプログラマブルカウンタ７１と、このプログ
ラマブルカウンタ７１の分周比を制御する制御回路７２
と、基準となる周波数で発振を行う水晶発振子７３と、
水晶発振子７３の発振信号を分周する分周回路７４と、
前記プログラマブルカウンタ７１からの出力と分周回路
７４からの出力との位相を比較する位相比較回路７５
と、位相比較回路７５の比較結果に対応する直流電圧レ
ベルのチューニング電圧を、ライン７７を介して前記電
圧制御発振回路５６および移相器５８に与えるＬＰＦ７
６とを含んで構成される。
【００２０】前記分周回路７４は、このダイレクト検波
受信機５１が振幅変調放送の受信に用いられるときに
は、前記水晶発振子７３の発振信号の分周出力が振幅変
調放送の周波数間隔、すなわちいわゆるチャネルスパン
である９ｋＨｚとなるように分周して出力する。
受信機５１が振幅変調放送の受信に用いられるときに
は、前記水晶発振子７３の発振信号の分周出力が振幅変
調放送の周波数間隔、すなわちいわゆるチャネルスパン
である９ｋＨｚとなるように分周して出力する。
【００２１】前記直交変換回路５４において、電圧制御
発振回路５６は、インダクタＬ１と、このインダクタＬ
１に直列に接続される直流カットコンデンサＣ１と、前
記インダクタＬ１およびコンデンサＣ１に並列に接続さ
れる可変容量ダイオードＤ１とを含む同調回路によって
構成されている。この電圧制御発振回路５６には、前記
ライン７７を介するチューニング電圧が抵抗Ｒ１を介し
て与えられており、チューニング電圧に対応した周波数
の第１基準信号をライン７８からバッファ７９およびラ
イン８０を介して前記乗算器５７に与える。
発振回路５６は、インダクタＬ１と、このインダクタＬ
１に直列に接続される直流カットコンデンサＣ１と、前
記インダクタＬ１およびコンデンサＣ１に並列に接続さ
れる可変容量ダイオードＤ１とを含む同調回路によって
構成されている。この電圧制御発振回路５６には、前記
ライン７７を介するチューニング電圧が抵抗Ｒ１を介し
て与えられており、チューニング電圧に対応した周波数
の第１基準信号をライン７８からバッファ７９およびラ
イン８０を介して前記乗算器５７に与える。
【００２２】またバッファ７９を介する前記第１基準信
号は、ライン８１を介して移相器５８に入力される。移
相器５８は、インダクタＬ２と、可変容量ダイオードＤ
２と、直流カットコンデンサＣ２と、抵抗Ｒ３とを含ん
で構成されている。インダクタＬ２は、前記バッファ７
９からの第１基準信号を該移相器５８に入力するための
ライン８１と、該移相器５８からの第２基準信号を乗算
器５９へ出力するライン８２との間に介在されている。
ライン８２はまた、直流カットコンデンサＣ２と可変容
量ダイオードＤ２との直列回路を介して接地されてお
り、またこの直列回路と並列に抵抗Ｒ３が介在されてい
る。直流カットコンデンサＣ２と可変容量ダイオードＤ
２との接続点８３には、前記ライン７７を介するチュー
ニング電圧が抵抗Ｒ２を介して与えられている。
号は、ライン８１を介して移相器５８に入力される。移
相器５８は、インダクタＬ２と、可変容量ダイオードＤ
２と、直流カットコンデンサＣ２と、抵抗Ｒ３とを含ん
で構成されている。インダクタＬ２は、前記バッファ７
９からの第１基準信号を該移相器５８に入力するための
ライン８１と、該移相器５８からの第２基準信号を乗算
器５９へ出力するライン８２との間に介在されている。
ライン８２はまた、直流カットコンデンサＣ２と可変容
量ダイオードＤ２との直列回路を介して接地されてお
り、またこの直列回路と並列に抵抗Ｒ３が介在されてい
る。直流カットコンデンサＣ２と可変容量ダイオードＤ
２との接続点８３には、前記ライン７７を介するチュー
ニング電圧が抵抗Ｒ２を介して与えられている。
【００２３】上述のようにほぼ同様に構成される電圧制
御発振回路５６と移相器５８とにおいて、可変容量ダイ
オードＤ１，Ｄ２を同特性のいわゆるペア部品によって
構成し、またインダクタＬ１，Ｌ２および直流カットコ
ンデンサＣ１，Ｃ２の定数を同様に選ぶことによって、
抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して相互に等しいチューニング電圧
を与えることによって、前記第１および第２基準信号は
相互に位相が９０度異なる発振信号とすることができ
る。
御発振回路５６と移相器５８とにおいて、可変容量ダイ
オードＤ１，Ｄ２を同特性のいわゆるペア部品によって
構成し、またインダクタＬ１，Ｌ２および直流カットコ
ンデンサＣ１，Ｃ２の定数を同様に選ぶことによって、
抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して相互に等しいチューニング電圧
を与えることによって、前記第１および第２基準信号は
相互に位相が９０度異なる発振信号とすることができ
る。
【００２４】すなわちバッファ７９からの第１基準信号
をｅ１とし、ライン８２に出力される第２基準信号をｅ
２とし、インダクタＬ２のインダクタンスおよび抵抗Ｒ
３の抵抗値を参照符と同一で表し、さらに直流カットコ
ンデンサＣ２と可変容量ダイオードＤ２との合成容量を
Ｃ０とするとき、移相器５８の伝達関数は数１で表すこ
とができ、また位相特性は数２で表すことができる。
をｅ１とし、ライン８２に出力される第２基準信号をｅ
２とし、インダクタＬ２のインダクタンスおよび抵抗Ｒ
３の抵抗値を参照符と同一で表し、さらに直流カットコ
ンデンサＣ２と可変容量ダイオードＤ２との合成容量を
Ｃ０とするとき、移相器５８の伝達関数は数１で表すこ
とができ、また位相特性は数２で表すことができる。
【００２５】
【数１】 ｅ１／ｅ２＝１／｛１−ω2・Ｌ２・ＣＯ＋ｊω（Ｌ２／Ｒ３）｝
【００２６】
【数２】 φ＝ｔａｎ-1｛（−ω・Ｌ２／Ｒ３）／（１−ω2・Ｌ２・ＣＯ）｝ したがって位相特性を図２で表すと、この図２から明ら
かなように位相φはω＝０のときには０度であり、共振
点ω０（ω2・Ｌ２・Ｃ０＝１）のときには−９０度、
ω＝∞のときには−１８０度となることが理解される。
またこの図２において、参照符α１で示される特性は抵
抗Ｒ３の抵抗値が比較的大きい値であるときの特性を表
し、参照符α２で示される特性は前記抵抗Ｒ３が比較的
小さい抵抗値であるときの特性を表す。
かなように位相φはω＝０のときには０度であり、共振
点ω０（ω2・Ｌ２・Ｃ０＝１）のときには−９０度、
ω＝∞のときには−１８０度となることが理解される。
またこの図２において、参照符α１で示される特性は抵
抗Ｒ３の抵抗値が比較的大きい値であるときの特性を表
し、参照符α２で示される特性は前記抵抗Ｒ３が比較的
小さい抵抗値であるときの特性を表す。
【００２７】したがって、前記抵抗Ｒ３を設けていない
ときには、該移相器５８の選択度（Ｑ）が高くなってし
まい、前記参照符α１で示されるように、前記第１基準
信号の角周波数ωが該移相器５８の共振点ω０からわず
かにずれただけで、第２基準信号の位相が大きく変化し
てしまうことが理解される。
ときには、該移相器５８の選択度（Ｑ）が高くなってし
まい、前記参照符α１で示されるように、前記第１基準
信号の角周波数ωが該移相器５８の共振点ω０からわず
かにずれただけで、第２基準信号の位相が大きく変化し
てしまうことが理解される。
【００２８】これに対して、抵抗Ｒ３の抵抗値が小さい
ほど、角周波数ωが共振点よりも離れていても位相角φ
が−９０度に近付く、すなわち角周波数ωの変化に対す
る位相角φの変化が緩やかになることが理解される。し
たがって、抵抗Ｒ３の抵抗値を比較的小さい値に設定す
ることによって、入力される第１基準信号の角周波数ω
と共振点ω０とがずれていても、第２基準信号は前記第
１基準信号に対してほぼ９０度だけ位相をずらして出力
することができる。
ほど、角周波数ωが共振点よりも離れていても位相角φ
が−９０度に近付く、すなわち角周波数ωの変化に対す
る位相角φの変化が緩やかになることが理解される。し
たがって、抵抗Ｒ３の抵抗値を比較的小さい値に設定す
ることによって、入力される第１基準信号の角周波数ω
と共振点ω０とがずれていても、第２基準信号は前記第
１基準信号に対してほぼ９０度だけ位相をずらして出力
することができる。
【００２９】上述のようにして、相互に位相がほぼ９０
度異なるように作成された第１および第２基準信号は、
補正回路６０の位相比較回路６１に入力される。この補
正回路６０は、フェイズロックループ回路を構成する位
相比較回路６１と、ＬＰＦ６２と、バッファ６３と、抵
抗Ｒ４とを含んで構成されている。フェイズロックルー
プ回路は、一般に、基準周波数と比較周波数との間で９
０度の位相差となるようにチューニング電圧を発生す
る。したがって位相比較回路６１からは、第１基準信号
と第２基準信号との位相差が９０度となるような出力が
導出され、該出力はＬＰＦ６２からバッファ６３および
抵抗Ｒ４を介して前記接続点８３に補正チューニング電
圧として与えられる。
度異なるように作成された第１および第２基準信号は、
補正回路６０の位相比較回路６１に入力される。この補
正回路６０は、フェイズロックループ回路を構成する位
相比較回路６１と、ＬＰＦ６２と、バッファ６３と、抵
抗Ｒ４とを含んで構成されている。フェイズロックルー
プ回路は、一般に、基準周波数と比較周波数との間で９
０度の位相差となるようにチューニング電圧を発生す
る。したがって位相比較回路６１からは、第１基準信号
と第２基準信号との位相差が９０度となるような出力が
導出され、該出力はＬＰＦ６２からバッファ６３および
抵抗Ｒ４を介して前記接続点８３に補正チューニング電
圧として与えられる。
【００３０】ここで第１基準信号の角周波数をωｔと
し、該第１基準信号と第２基準信号との位相差をφと
し、前記第１基準信号ｅ１を数３で表し、第２基準信号
ｅ２を数４で表すとき、位相比較回路６１からの出力ｅ
０は数５で表すことができる。
し、該第１基準信号と第２基準信号との位相差をφと
し、前記第１基準信号ｅ１を数３で表し、第２基準信号
ｅ２を数４で表すとき、位相比較回路６１からの出力ｅ
０は数５で表すことができる。
【００３１】
【数３】ｅ１＝Ｅ１ｃｏｓωｔ
【００３２】
【数４】ｅ２＝Ｅ２ｃｏｓ（ωｔ＋φ）
【００３３】
【数５】 ｅ０＝ｅ１・ｅ２ ＝(１/２)・Ｅ１・Ｅ２・｛cos（ωｔ−ωｔ−φ)＋cos(ωｔ＋ωｔ＋φ)｝ したがって数５の下線部分はＬＰＦ６２で除去されるの
で、バッファ６３への入力Ｖ１は数６で表すことができ
る。
で、バッファ６３への入力Ｖ１は数６で表すことができ
る。
【００３４】
【数６】 Ｖ１＝（１／２）・Ｅ１・Ｅ２・ＣＯＳφ＝（１／２）・Ｅ１・Ｅ２・Ｄ ここでＤは前記位相差φを一定としたときの固定値であ
り、直流値となる。
り、直流値となる。
【００３５】したがってバッファ６３のゲインをＧとす
ると、実際に前記接続点８３に印加される補正チューニ
ング電圧Ｖ２は数７で表すことができる。
ると、実際に前記接続点８３に印加される補正チューニ
ング電圧Ｖ２は数７で表すことができる。
【００３６】
【数７】Ｖ２＝（１／２）・Ｅ１・Ｅ２・Ｄ・Ｇ したがって前記固定値Ｄは、
【００３７】
【数８】Ｄ＝Ｖ２／｛（１／２）・Ｅ１・Ｅ２・Ｇ｝ となり、前記ゲインＧが非常に大きいときにはＤ≒０、
すなわちｃｏｓφ≒０からφ≒９０°となる。したがっ
て前記ゲインＧを大きく選ぶことによって、第１基準信
号ｅ１の周波数変化に対しても、第２基準信号ｅ２を第
１基準信号ｅ１に対して常に正確に９０度の位相差で保
持することができる。
すなわちｃｏｓφ≒０からφ≒９０°となる。したがっ
て前記ゲインＧを大きく選ぶことによって、第１基準信
号ｅ１の周波数変化に対しても、第２基準信号ｅ２を第
１基準信号ｅ１に対して常に正確に９０度の位相差で保
持することができる。
【００３８】上述のようにして作成された第１および第
２基準信号によってアンテナ５２からの受信信号が直交
変換され、その変換出力はＬＰＦ６４，６５を介して復
調回路６６に入力される。復調回路６６は、いわゆるデ
ジタルシグナルプロセッサなどで実現され、たとえば前
記各ＬＰＦ６４，６５の出力の２乗平均を求めるなどし
て音声信号を復調し、電力増幅器６８を介してスピーカ
６９から音響化する。
２基準信号によってアンテナ５２からの受信信号が直交
変換され、その変換出力はＬＰＦ６４，６５を介して復
調回路６６に入力される。復調回路６６は、いわゆるデ
ジタルシグナルプロセッサなどで実現され、たとえば前
記各ＬＰＦ６４，６５の出力の２乗平均を求めるなどし
て音声信号を復調し、電力増幅器６８を介してスピーカ
６９から音響化する。
【００３９】このように本発明に従うダイレクト検波受
信機５１では、移相器５８を電圧制御発振回路５６と同
様に構成し、同調制御回路５５からのチューニング電圧
によってその共振周波数を変化することができるように
構成し、かつ補正回路６０によって電圧制御発振回路５
６からの第１基準信号と移相器５８からの第２基準信号
との位相差に対応した補正チューニング電圧を発生して
前記移相器５８に与えるので、比較的受信周波数帯域の
周波数変化幅が大きい振幅変調放送波に対しても正確に
位相が９０度異なる２つの基準信号を得ることができ、
復調された音声信号への歪みの発生を抑えることができ
る。
信機５１では、移相器５８を電圧制御発振回路５６と同
様に構成し、同調制御回路５５からのチューニング電圧
によってその共振周波数を変化することができるように
構成し、かつ補正回路６０によって電圧制御発振回路５
６からの第１基準信号と移相器５８からの第２基準信号
との位相差に対応した補正チューニング電圧を発生して
前記移相器５８に与えるので、比較的受信周波数帯域の
周波数変化幅が大きい振幅変調放送波に対しても正確に
位相が９０度異なる２つの基準信号を得ることができ、
復調された音声信号への歪みの発生を抑えることができ
る。
【００４０】なお上述の実施例では、同調制御回路５５
からのチューニング電圧を移相器５８に与えるようにし
たけれども、周波数変化幅が小さい場合や、電圧制御発
振回路５６の発振周波数変化に対する移相器５８の共振
周波数変化の応答が遅くてもよい場合には、移相器５８
にチューニング電圧を与えることなく、補正回路６０か
らの補正チューニング電圧によってのみ共振周波数が変
化するようにしてもよい。
からのチューニング電圧を移相器５８に与えるようにし
たけれども、周波数変化幅が小さい場合や、電圧制御発
振回路５６の発振周波数変化に対する移相器５８の共振
周波数変化の応答が遅くてもよい場合には、移相器５８
にチューニング電圧を与えることなく、補正回路６０か
らの補正チューニング電圧によってのみ共振周波数が変
化するようにしてもよい。
【００４１】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、電圧制御
発振回路からの第１発振信号の位相を９０度だけ変移し
て第２発振信号として出力する移相回路にも、前記電圧
制御発振回路とともにチューニング電圧を与えて該移相
回路の共振周波数を変化するようにし、またフェイズロ
ックループ回路などで実現される補正回路によって第１
発振信号と第２発振信号との位相差に対応した補正チュ
ーニング電圧を作成して前記移相器の共振周波数をさら
に高精度に調整するので、常に正確に位相が９０度異な
る第１および第２発振信号を得ることができる。しかも
本発明によれば、補正回路において共振周波数変化の応
答性も向上することができる。
発振回路からの第１発振信号の位相を９０度だけ変移し
て第２発振信号として出力する移相回路にも、前記電圧
制御発振回路とともにチューニング電圧を与えて該移相
回路の共振周波数を変化するようにし、またフェイズロ
ックループ回路などで実現される補正回路によって第１
発振信号と第２発振信号との位相差に対応した補正チュ
ーニング電圧を作成して前記移相器の共振周波数をさら
に高精度に調整するので、常に正確に位相が９０度異な
る第１および第２発振信号を得ることができる。しかも
本発明によれば、補正回路において共振周波数変化の応
答性も向上することができる。
【００４２】したがって前記第１および第２発振信号
を、たとえばダイレクト検波方式によるラジオ放送の受
信のために受信信号を直交変換する基準信号として用い
ると、ノイズの少ない復調音声信号を得ることができ
る。
を、たとえばダイレクト検波方式によるラジオ放送の受
信のために受信信号を直交変換する基準信号として用い
ると、ノイズの少ない復調音声信号を得ることができ
る。
【図１】本発明の一実施例の位相差発振回路５０を備え
るダイレクト検波受信機５１の電気的構成を示すブロッ
ク図である。
るダイレクト検波受信機５１の電気的構成を示すブロッ
ク図である。
【図２】移相器５８の位相特性を示すグラフである。
【図３】典型的な従来技術の位相差発振回路１５を備え
るダイレクト検波受信機１の電気的構成を示すブロック
図である。
るダイレクト検波受信機１の電気的構成を示すブロック
図である。
５０ 位相差発振回路 ５１ ダイレクト検波受信機 ５２ アンテナ ５３ 高周波増幅回路 ５４ 直交変換回路 ５５ 同調制御回路 ５６ 電圧制御発振回路 ５８ 移相器 ６０ 補正回路 ６６ 復調回路 ６９ スピーカ Ｃ１，Ｃ２ 直流カットコンデンサ Ｄ１，Ｄ２ 可変容量ダイオード Ｌ１，Ｌ２ インダクタ Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 相互に位相が９０度異なり、かつその発
振周波数を変化することができる複数の発振信号を出力
する位相差発振回路において、 所定の共振特性を有し、外部から入力されるチューニン
グ電圧に対応して共振周波数が変化し、その周波数の第
１発振信号を出力する電圧制御発振回路と、 前記電圧制御発振回路と同じ共振特性を有し、前記電圧
制御発振回路からの第１発振信号が入力され、前記チュ
ーニング電圧に対応して共振周波数が変化し、前記第１
発振信号の位相を９０度だけ変移して第２発振信号とし
て出力する移相回路とを含むことを特徴とする位相差発
振回路。 - 【請求項２】 相互に位相が９０度異なり、かつその発
振周波数を変化することができる複数の発振信号を出力
する位相差発振回路において、 所定の共振特性を有し、外部から入力されるチューニン
グ電圧に対応して共振周波数が変化し、その周波数の第
１発振信号を出力する電圧制御発振回路と、 前記電圧制御発振回路と同じ共振特性を有し、前記電圧
制御発振回路からの第１発振信号が入力され、前記チュ
ーニング電圧に対応して共振周波数が変化し、前記第１
発振信号の位相を９０度だけ変移して第２発振信号とし
て出力する移相回路と、 前記第１発振信号と第２発振信号との位相差を検出し、
前記位相差に対応した補正チューニング電圧を前記移相
回路に与える補正回路とを含むことを特徴とする位相差
発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3320353A JP2644649B2 (ja) | 1991-12-04 | 1991-12-04 | 位相差発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3320353A JP2644649B2 (ja) | 1991-12-04 | 1991-12-04 | 位相差発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05160643A JPH05160643A (ja) | 1993-06-25 |
| JP2644649B2 true JP2644649B2 (ja) | 1997-08-25 |
Family
ID=18120532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3320353A Expired - Fee Related JP2644649B2 (ja) | 1991-12-04 | 1991-12-04 | 位相差発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2644649B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009142201A1 (ja) * | 2008-05-19 | 2009-11-26 | 日本電気株式会社 | ポリフェーズフィルタの帯域調整装置及びポリフェーズフィルタの帯域調整方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58136160A (ja) * | 1982-02-08 | 1983-08-13 | Hitachi Ltd | ベ−スバンド復調器 |
| JPS6212215A (ja) * | 1985-07-10 | 1987-01-21 | Hitachi Ltd | 周波数変換装置 |
-
1991
- 1991-12-04 JP JP3320353A patent/JP2644649B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05160643A (ja) | 1993-06-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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