JP3253860B2 - Ｆｍ変調回路 - Google Patents
Ｆｍ変調回路Info
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＰＬＬ回路を用いた
ＦＭ変調回路に関し、さらに詳細には、音声信号のみで
なくＦＳＫ変調によるデータ通信も可能な無線通信機に
利用することができるＦＭ変調回路に関する。
ＦＭ変調回路に関し、さらに詳細には、音声信号のみで
なくＦＳＫ変調によるデータ通信も可能な無線通信機に
利用することができるＦＭ変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信機などの送信側において、ＰＬ
Ｌ回路を用いた送信出力用の発振器に直接アナログ音声
信号でＦＭ変調をかけることは、その構成が簡単で安価
に構成できるために慣用的な技術としてよく使用されて
いる。この一例の構成を図８に示す。図８は、ＰＬＬ回
路を用いた従来のＦＭ変調信号波の発生部分のブロック
図である。
Ｌ回路を用いた送信出力用の発振器に直接アナログ音声
信号でＦＭ変調をかけることは、その構成が簡単で安価
に構成できるために慣用的な技術としてよく使用されて
いる。この一例の構成を図８に示す。図８は、ＰＬＬ回
路を用いた従来のＦＭ変調信号波の発生部分のブロック
図である。
【０００３】音声信号入力端子ＡＦＩＮに変調信号とし
て音声信号を入力し、増幅器１で増幅のうえ、過変調防
止のための瞬時周波数偏移制限回路（ＩＤＣ回路）２を
通して周波数偏移を制限し、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）３で高域不要成分を除去し、変調信号としてＰＬＬ
回路５内の電圧制御発振器（ＶＣＯ）９の周波数制御電
圧に重畳して加えられる。ＶＣＯ９は周波数制御電圧に
基づく周波数の発振をして、周波数制御電圧に重畳され
た変調信号により、ＦＭ被変調波信号として出力端子Ｏ
ＵＴから出力される。
て音声信号を入力し、増幅器１で増幅のうえ、過変調防
止のための瞬時周波数偏移制限回路（ＩＤＣ回路）２を
通して周波数偏移を制限し、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）３で高域不要成分を除去し、変調信号としてＰＬＬ
回路５内の電圧制御発振器（ＶＣＯ）９の周波数制御電
圧に重畳して加えられる。ＶＣＯ９は周波数制御電圧に
基づく周波数の発振をして、周波数制御電圧に重畳され
た変調信号により、ＦＭ被変調波信号として出力端子Ｏ
ＵＴから出力される。
【０００４】さらに一方、ＶＣＯ９の発振出力は分周器
１０によりＮ分周して、位相比較器１１に加えられる。
位相比較器１１では分周器１０の出力信号と基準発振器
１３の出力とが位相比較され、その位相比較に基づく誤
差出力がループフィルタ１２を通した信号と変調信号と
が加算器８にて加算され、加算出力信号が周波数制御電
圧としてＶＣＯ９に印加して、ＶＣＯ９の発振周波数を
制御するＰＬＬ回路５を構成している。
１０によりＮ分周して、位相比較器１１に加えられる。
位相比較器１１では分周器１０の出力信号と基準発振器
１３の出力とが位相比較され、その位相比較に基づく誤
差出力がループフィルタ１２を通した信号と変調信号と
が加算器８にて加算され、加算出力信号が周波数制御電
圧としてＶＣＯ９に印加して、ＶＣＯ９の発振周波数を
制御するＰＬＬ回路５を構成している。
【０００５】このとき、ＰＬＬ回路５のループ誤差応答
特性が、そのまま変調特性として反映される。このルー
プ誤差応答特性は系の伝達関数Ｈ（ｓ）で決定され、ル
ープフィルタ１２の伝達関数Ｆ（ｓ）の特性に依存す
る。
特性が、そのまま変調特性として反映される。このルー
プ誤差応答特性は系の伝達関数Ｈ（ｓ）で決定され、ル
ープフィルタ１２の伝達関数Ｆ（ｓ）の特性に依存す
る。
【０００６】図８のうち、ＰＬＬ回路５のみを抜き出し
た回路を図９に示す。図９において、θｉは基準発振器
１３から位相比較器１１へ入力される基準信号、θｄは
ＶＣＯ９から分周器１０でＮ分周されて位相比較器１１
に入力される信号、θｅ（＝θｉ−θｄ）は位相比較器
１１の出力である誤差応答信号である。この誤差応答信
号θｅがループフィルタ１２でＶＣＯ９への周波数制御
電圧とされる。
た回路を図９に示す。図９において、θｉは基準発振器
１３から位相比較器１１へ入力される基準信号、θｄは
ＶＣＯ９から分周器１０でＮ分周されて位相比較器１１
に入力される信号、θｅ（＝θｉ−θｄ）は位相比較器
１１の出力である誤差応答信号である。この誤差応答信
号θｅがループフィルタ１２でＶＣＯ９への周波数制御
電圧とされる。
【０００７】いま、ループフィルタ１２としてＰＬＬ回
路でよく使用される、図１０に示す演算増幅器２０、抵
抗１５および１６、コンデンサ１７からなる能動ＲＣフ
ィルタである完全積分型２次アクティブフィルタと、図
１１に示す演算増幅器３０、抵抗２５および２６、コン
デンサ２７からなるラグリードフィルタである不完全積
分型ラグリードフィルタを例にして説明する。図１０の
完全積分型２次アクティブフィルタの伝達関数Ｆ（ｓ）
は、増幅器２０の利得ＡをＡ≫１とすると、（１）式に
示すごとくである。
路でよく使用される、図１０に示す演算増幅器２０、抵
抗１５および１６、コンデンサ１７からなる能動ＲＣフ
ィルタである完全積分型２次アクティブフィルタと、図
１１に示す演算増幅器３０、抵抗２５および２６、コン
デンサ２７からなるラグリードフィルタである不完全積
分型ラグリードフィルタを例にして説明する。図１０の
完全積分型２次アクティブフィルタの伝達関数Ｆ（ｓ）
は、増幅器２０の利得ＡをＡ≫１とすると、（１）式に
示すごとくである。
【０００８】 Ｆ（ｓ）＝（τ2´ｓ＋１）／τ1´ｓ ……（１） ここで、ｓは複素パラメータであり、抵抗１５の抵抗値
をＲ15、抵抗１６の抵抗値をＲ16、コンデンサ１７の静
電容量をＣ17として、τ1´＝Ｃ17Ｒ15（コンデンサ１
７と抵抗１５との時定数）、τ2´＝Ｃ17Ｒ16（コンデ
ンサ１７と抵抗１６との時定数）とする。
をＲ15、抵抗１６の抵抗値をＲ16、コンデンサ１７の静
電容量をＣ17として、τ1´＝Ｃ17Ｒ15（コンデンサ１
７と抵抗１５との時定数）、τ2´＝Ｃ17Ｒ16（コンデ
ンサ１７と抵抗１６との時定数）とする。
【０００９】この場合の図９に示したＰＬＬ回路の伝達
関数Ｈ（ｓ）は、（２）式に示すごとくである。
関数Ｈ（ｓ）は、（２）式に示すごとくである。
【００１０】 Ｈ(s)＝θｄ(s)／θi(s)＝ＫＦ(s)／｛ｓ＋ＫＦ(s)｝……（２）
【００１１】ＰＬＬ回路５の系の特性は、ループフィル
タの特性で決まることが判る。ここで、ＰＬＬ回路５の
ループ利得をＫ（Ｋ＝(ＫoＫd)／Ｎ）、ＶＣＯ９の変換
利得係数をＫo、位相比較器１１の変換利得係数をＫd、
ＶＣＯ９の発振周波数と比較周波数との分周比をＮとす
る。
タの特性で決まることが判る。ここで、ＰＬＬ回路５の
ループ利得をＫ（Ｋ＝(ＫoＫd)／Ｎ）、ＶＣＯ９の変換
利得係数をＫo、位相比較器１１の変換利得係数をＫd、
ＶＣＯ９の発振周波数と比較周波数との分周比をＮとす
る。
【００１２】次に、変調信号が加わりＶＣＯ９の発振周
波数が変化した結果が誤差応答信号θeとなって現れる
から、基準周波数に対するループの位相誤差応答は、
（３）式に示すごとくである。
波数が変化した結果が誤差応答信号θeとなって現れる
から、基準周波数に対するループの位相誤差応答は、
（３）式に示すごとくである。
【００１３】 θe(s)／θi(s)＝｛θi(s)−θｄ(s)｝／θｉ（ｓ）＝ｓ／｛ｓ＋ＫＦ(s)｝ ＝τ1´ｓ2／｛τ1´ｓ2＋Ｋ(τ2´ｓ＋１)｝……（３）
【００１４】そして、ＦＭ変調時の周波数の動きである
角周波数偏移Δωはこの位相差θeと比例関係にあるか
ら、 Δω(s)＝ＫvＫi・τ1´ｓ2／｛τ1´ｓ2＋Ｋ(τ2´ｓ＋１)｝ ……（４） で表される。ここで、ＶＣＯ９の変調入力感度をＫv、
変調入力電圧をＫiとする。
角周波数偏移Δωはこの位相差θeと比例関係にあるか
ら、 Δω(s)＝ＫvＫi・τ1´ｓ2／｛τ1´ｓ2＋Ｋ(τ2´ｓ＋１)｝ ……（４） で表される。ここで、ＶＣＯ９の変調入力感度をＫv、
変調入力電圧をＫiとする。
【００１５】また、（４）式をダンピングファクタξと
自然角周波数ωnで表現すると、 Δω(s)＝ＫvＫi・ｓ2／｛ｓ2＋２ξωnｓ＋ωn2｝ ……（５） となる。ここで、 ξ＝τ2´／２・√（Ｋ／τ1´） ωn＝√（Ｋ／τ1´） である。
自然角周波数ωnで表現すると、 Δω(s)＝ＫvＫi・ｓ2／｛ｓ2＋２ξωnｓ＋ωn2｝ ……（５） となる。ここで、 ξ＝τ2´／２・√（Ｋ／τ1´） ωn＝√（Ｋ／τ1´） である。
【００１６】変調信号周波数に対する周波数偏移特性は
図１２のようになり、２次の高域通過型アクティブフィ
ルタと同形になる。そして、図１２に対応する位相特性
φは、下記の（６）式 φ＝arc tan ｛（ωτ2´Ｋ）／（ω2τ1´−Ｋ）｝ ……（６） となって、図１３のように角周波数ωが自然角周波数ω
nと一致する周波数を変極点として位相φが変化する特
性となっている。
図１２のようになり、２次の高域通過型アクティブフィ
ルタと同形になる。そして、図１２に対応する位相特性
φは、下記の（６）式 φ＝arc tan ｛（ωτ2´Ｋ）／（ω2τ1´−Ｋ）｝ ……（６） となって、図１３のように角周波数ωが自然角周波数ω
nと一致する周波数を変極点として位相φが変化する特
性となっている。
【００１７】同様に、図１１のラグリードフィルタの場
合は、結果だけ示すと、その伝達関数Ｆ（ｓ）は、 Ｆ(s)＝（τ2〃ｓ＋１）／｛(τ1〃＋τ2〃)ｓ＋１｝ ……（７） ここで、抵抗２５の抵抗値をＲ25、抵抗２６の抵抗値を
Ｒ26、コンデンサ２７の静電容量をＣ27として、τ1〃
＝Ｃ27Ｒ25（コンデンサ２７と抵抗２５との時定数）、
τ2〃＝Ｃ27Ｒ26（コンデンサ２７と抵抗２６との時定
数）とする。
合は、結果だけ示すと、その伝達関数Ｆ（ｓ）は、 Ｆ(s)＝（τ2〃ｓ＋１）／｛(τ1〃＋τ2〃)ｓ＋１｝ ……（７） ここで、抵抗２５の抵抗値をＲ25、抵抗２６の抵抗値を
Ｒ26、コンデンサ２７の静電容量をＣ27として、τ1〃
＝Ｃ27Ｒ25（コンデンサ２７と抵抗２５との時定数）、
τ2〃＝Ｃ27Ｒ26（コンデンサ２７と抵抗２６との時定
数）とする。
【００１８】ＰＬＬ回路５に変調信号を加えて、変調を
かけたときの角周波数偏移Δωは、 Δω(s)＝ＫvＫi ×｛（τ1〃＋τ2〃）ｓ2＋ｓ｝／｛(τ1〃＋τ2〃)ｓ2＋ｓ＋Ｋ(τ2〃ｓ＋１) ｝ ……（８） 位相特性φは、 φ＝arc tan (Ｋ/ω) ×{ω2(τ1〃＋τ2〃)τ2〃＋１}／{ω2(τ1〃＋τ2〃)2−Ｋτ1〃＋１} ……（９） となる。
かけたときの角周波数偏移Δωは、 Δω(s)＝ＫvＫi ×｛（τ1〃＋τ2〃）ｓ2＋ｓ｝／｛(τ1〃＋τ2〃)ｓ2＋ｓ＋Ｋ(τ2〃ｓ＋１) ｝ ……（８） 位相特性φは、 φ＝arc tan (Ｋ/ω) ×{ω2(τ1〃＋τ2〃)τ2〃＋１}／{ω2(τ1〃＋τ2〃)2−Ｋτ1〃＋１} ……（９） となる。
【００１９】ここで、変調信号が音声信号だけのとき
は、その伝送音声帯域の振幅成分を中心として着目して
ＰＬＬ回路５の設計を行えばよかった。したがって、小
型化、低価格化を目指す無線通信機には、この変調方式
はよく使われる方式となっている。
は、その伝送音声帯域の振幅成分を中心として着目して
ＰＬＬ回路５の設計を行えばよかった。したがって、小
型化、低価格化を目指す無線通信機には、この変調方式
はよく使われる方式となっている。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、最近はアナロ
グ信号によるＦＭ変調の音声通信だけでなく、同じ占有
帯域内でデータ通信を行うことも一般的に行われるよう
になり、例えば、チャンネル間隔２０ｋＨｚのナロー周
波数変調の場合でも９６００ｂｐｓの高速データ通信が
可能な無線通信機が増えている。これらの変調方式は、
ＦＳＫ変調方式であるＧＭＳＫあるいはＭＳＫ方式が多
い。
グ信号によるＦＭ変調の音声通信だけでなく、同じ占有
帯域内でデータ通信を行うことも一般的に行われるよう
になり、例えば、チャンネル間隔２０ｋＨｚのナロー周
波数変調の場合でも９６００ｂｐｓの高速データ通信が
可能な無線通信機が増えている。これらの変調方式は、
ＦＳＫ変調方式であるＧＭＳＫあるいはＭＳＫ方式が多
い。
【００２１】音声通信と、ＦＳＫ変調方式のデータ通信
とが可能な無線通信機は、一般に、固定の局部発信器に
ＦＳＫ変調（水晶発振器の発振周波数制御のためのバリ
キャップに変調信号を与えるＦＳＫ変調）を行い、多チ
ャネルに対応したＰＬＬ回路のＶＣＯ出力とミキシング
して送信出力とすることが多い。しかし、この方式は周
波数構成が複雑になって送信スプリアスが発生しやす
く、回路も複雑で、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）等の
部品や調整が必要となるだけではなく、機器の小型化も
困難であるという問題点があった。
とが可能な無線通信機は、一般に、固定の局部発信器に
ＦＳＫ変調（水晶発振器の発振周波数制御のためのバリ
キャップに変調信号を与えるＦＳＫ変調）を行い、多チ
ャネルに対応したＰＬＬ回路のＶＣＯ出力とミキシング
して送信出力とすることが多い。しかし、この方式は周
波数構成が複雑になって送信スプリアスが発生しやす
く、回路も複雑で、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）等の
部品や調整が必要となるだけではなく、機器の小型化も
困難であるという問題点があった。
【００２２】一方、音声変調用のＰＬＬ回路に直接ＦＳ
Ｋ変調（電圧制御発振器の発振周波数制御のためのバリ
キャップに変調信号を与えるＦＳＫ変調）を行った場合
は、音声信号が伝送の下限周波数を３００Ｈｚ程度とす
るのに対して、ディジタルデータの１あるいは０が比較
的長く続く場合に、直流に近い低域周波数成分が発生
し、前記したＰＬＬ回路の誤差応答特性による周波数偏
移特性のため、パルス波形が乱れ、伝送上の符号間干渉
が起こって通信エラーとなってしまうことがあるという
問題点があった。
Ｋ変調（電圧制御発振器の発振周波数制御のためのバリ
キャップに変調信号を与えるＦＳＫ変調）を行った場合
は、音声信号が伝送の下限周波数を３００Ｈｚ程度とす
るのに対して、ディジタルデータの１あるいは０が比較
的長く続く場合に、直流に近い低域周波数成分が発生
し、前記したＰＬＬ回路の誤差応答特性による周波数偏
移特性のため、パルス波形が乱れ、伝送上の符号間干渉
が起こって通信エラーとなってしまうことがあるという
問題点があった。
【００２３】自然角周波数ωnを低く設定すれば、その
分低域での歪を低減できることは明らかであるが、ＰＬ
Ｌ回路の応答や収束時間との関係で、チャンネル切換時
や送信・受信切換時の立ち上がり時間が長くかかること
から限界があり、ある値以下に設定することはできなか
った。
分低域での歪を低減できることは明らかであるが、ＰＬ
Ｌ回路の応答や収束時間との関係で、チャンネル切換時
や送信・受信切換時の立ち上がり時間が長くかかること
から限界があり、ある値以下に設定することはできなか
った。
【００２４】これを改善するために、特開昭５９−２３
６０６号においては、変調信号を、ＰＬＬ回路の誤差応
答と逆数の関係にある伝達関数を有する回路を通して、
ＰＬＬ回路に加えることが示されている。またこの逆数
の関係にある回路の例として、アナログ関数発生回路ま
たはＲＯＭの中に記憶されたアナログ信号をアドレス制
御することにより呼び出す方法が提案されているが、実
施のための具体的開示はされていない。
６０６号においては、変調信号を、ＰＬＬ回路の誤差応
答と逆数の関係にある伝達関数を有する回路を通して、
ＰＬＬ回路に加えることが示されている。またこの逆数
の関係にある回路の例として、アナログ関数発生回路ま
たはＲＯＭの中に記憶されたアナログ信号をアドレス制
御することにより呼び出す方法が提案されているが、実
施のための具体的開示はされていない。
【００２５】しかし、これらの回路を所望の伝達関数の
通りに構成することは、多くの部品を必要とするため構
成が複雑になって高価なものになったり、ＲＯＭデータ
がＰＬＬ回路の特性と直結するため、設計の自由度が損
なわれるといった問題点がある。
通りに構成することは、多くの部品を必要とするため構
成が複雑になって高価なものになったり、ＲＯＭデータ
がＰＬＬ回路の特性と直結するため、設計の自由度が損
なわれるといった問題点がある。
【００２６】本発明は、上記したＰＬＬ回路によるＦＭ
変調時の低域周波数における変調特性の悪化を補償する
とともに、ＦＳＫ変調にも好適なＦＭ変調回路を提供す
ることを目的とする。
変調時の低域周波数における変調特性の悪化を補償する
とともに、ＦＳＫ変調にも好適なＦＭ変調回路を提供す
ることを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】本発明にかかるＦＭ変調
回路は、ＰＬＬ回路に変調信号を与えて前記ＰＬＬ回路
を周波数変調器として動作させるＦＭ変調回路におい
て、ＰＬＬ回路に用いられるループフィルタと同一形式
のフィルタからなり、かつ伝達関数が前記ループフィル
タと逆数の関係となるフィルタを複数段備えた補償回路
を介して、変調信号をＰＬＬ回路に与えることを特徴と
する。
回路は、ＰＬＬ回路に変調信号を与えて前記ＰＬＬ回路
を周波数変調器として動作させるＦＭ変調回路におい
て、ＰＬＬ回路に用いられるループフィルタと同一形式
のフィルタからなり、かつ伝達関数が前記ループフィル
タと逆数の関係となるフィルタを複数段備えた補償回路
を介して、変調信号をＰＬＬ回路に与えることを特徴と
する。
【００２８】本発明にかかるＦＭ変調回路によれば、Ｐ
ＬＬ回路に用いられれたループフィルタと同一形式のフ
ィルタからなり、かつ伝達関数が前記ループフィルタと
逆数の関係となるフィルタを複数段備えた補償回路を介
して変調信号が、ＰＬＬ回路に供給されてＦＭ変調され
る。しかるに補償回路はＰＬＬ回路に用いられれたルー
プフィルタと同一形式でありであり、かつ伝達関数が前
記ループフィルタと逆数の関係となるフィルタを複数段
で構成されるため、相互に関連付けが容易であって、補
償回路を容易に得ることができる。この結果、変調時の
低域周波数における変調特性が補償される。
ＬＬ回路に用いられれたループフィルタと同一形式のフ
ィルタからなり、かつ伝達関数が前記ループフィルタと
逆数の関係となるフィルタを複数段備えた補償回路を介
して変調信号が、ＰＬＬ回路に供給されてＦＭ変調され
る。しかるに補償回路はＰＬＬ回路に用いられれたルー
プフィルタと同一形式でありであり、かつ伝達関数が前
記ループフィルタと逆数の関係となるフィルタを複数段
で構成されるため、相互に関連付けが容易であって、補
償回路を容易に得ることができる。この結果、変調時の
低域周波数における変調特性が補償される。
【００２９】また、変調信号を複数段接続された完全積
分２次フィルタを介して供給するようにしても、ラグリ
ードフイルタ、すなわち、変調信号を複数段接続された
ラグリードフイルタを介して供給するようにしてもよ
い。
分２次フィルタを介して供給するようにしても、ラグリ
ードフイルタ、すなわち、変調信号を複数段接続された
ラグリードフイルタを介して供給するようにしてもよ
い。
【００３０】
【発明の実施の形態】本発明にかかるＦＭ変調回路を実
施の形態によって説明する。図１は本発明の実施の一形
態にかかるＦＭ変調回路この構成を示すブロック図であ
る。
施の形態によって説明する。図１は本発明の実施の一形
態にかかるＦＭ変調回路この構成を示すブロック図であ
る。
【００３１】図１に示した本発明の実施の一形態にかか
るＦＭ復調回路において、図８に示した従来のＦＭ変調
回路と同一の構成部分は同一の符号を付して示し、重複
を避けるためにその説明は省略する。
るＦＭ復調回路において、図８に示した従来のＦＭ変調
回路と同一の構成部分は同一の符号を付して示し、重複
を避けるためにその説明は省略する。
【００３２】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ復調回
路において、音声信号に対しては補償回路４が加わった
他は図８と基本的に同一である。本例は、ＦＳＫ信号や
外部機器からのディジタル信号が入力されるのためのデ
ータ信号入力端子ＤＴＩＮから入力されたデータ信号
は、入力されたデータ信号に対応してデータパルスを発
生するパルス発生器６によりデジタルデータ信号とされ
る。この信号はＬＰＦ７で変調帯域外の成分を除かれ
る。
路において、音声信号に対しては補償回路４が加わった
他は図８と基本的に同一である。本例は、ＦＳＫ信号や
外部機器からのディジタル信号が入力されるのためのデ
ータ信号入力端子ＤＴＩＮから入力されたデータ信号
は、入力されたデータ信号に対応してデータパルスを発
生するパルス発生器６によりデジタルデータ信号とされ
る。この信号はＬＰＦ７で変調帯域外の成分を除かれ
る。
【００３３】一方、入力された音声信号は、増幅器１で
増幅のうえ、過変調防止のための瞬時周波数偏移制限回
路（ＩＤＣ回路）２を通して周波数偏移が制限され、ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）３で高域不要成分が除去され
る。ローパスフィルタ３を介して出力された音声信号と
ローパスフィルタ７を介して出力されたデジタルデータ
信号とは合成されて変調信号として補償回路４に供給さ
れ、補償回路を介して出力された変調信号はＰＬＬ回路
５内の電圧制御発振器（ＶＣＯ）９の周波数制御電圧に
重畳して加えられる。
増幅のうえ、過変調防止のための瞬時周波数偏移制限回
路（ＩＤＣ回路）２を通して周波数偏移が制限され、ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）３で高域不要成分が除去され
る。ローパスフィルタ３を介して出力された音声信号と
ローパスフィルタ７を介して出力されたデジタルデータ
信号とは合成されて変調信号として補償回路４に供給さ
れ、補償回路を介して出力された変調信号はＰＬＬ回路
５内の電圧制御発振器（ＶＣＯ）９の周波数制御電圧に
重畳して加えられる。
【００３４】補償回路４は、ディジタルデータ信号に含
まれる低域周波数成分がＰＬＬ回路５のループを通過す
るときに生じる波形歪みを補償するために、ループフィ
ルタ１２の回路構成と関連づけて構成され、ＰＬＬ回路
５における角周波数偏移Δω(ｓ)と補償回路４の伝達関
数Ｆ(ｓ)とが逆関数となるように構成されている。
まれる低域周波数成分がＰＬＬ回路５のループを通過す
るときに生じる波形歪みを補償するために、ループフィ
ルタ１２の回路構成と関連づけて構成され、ＰＬＬ回路
５における角周波数偏移Δω(ｓ)と補償回路４の伝達関
数Ｆ(ｓ)とが逆関数となるように構成されている。
【００３５】上記の従来例の場合と同様に、ループフィ
ルタ１２は図１０の完全積分２次フィルタ構成のもので
説明する。この場合、補償回路４としては図１０に示し
た完全積分２次フィルタと同一型式のフィルタを２段縦
続した、図２に示したフィルタで構成してある。すなわ
ち、補償回路４は抵抗３５および３６、コンデンサ３
７、演算増幅器４０からなる完全積分２次フィルタ４１
と、抵抗４５および４６、コンデンサ４７、演算増幅器
５０からなり完全積分２次フィルタ４１に縦続接続され
た完全積分２次フィルタ５１とから構成してある。
ルタ１２は図１０の完全積分２次フィルタ構成のもので
説明する。この場合、補償回路４としては図１０に示し
た完全積分２次フィルタと同一型式のフィルタを２段縦
続した、図２に示したフィルタで構成してある。すなわ
ち、補償回路４は抵抗３５および３６、コンデンサ３
７、演算増幅器４０からなる完全積分２次フィルタ４１
と、抵抗４５および４６、コンデンサ４７、演算増幅器
５０からなり完全積分２次フィルタ４１に縦続接続され
た完全積分２次フィルタ５１とから構成してある。
【００３６】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回
路において、ＰＬＬ回路５における角周波数偏移Δω
(ｓ)は前記の（４）式と同一であって、（１０）式とし
て再記する。一方、補償回路４の伝達関数Ｆ(ｓ)は、前
記（１）式からも明らかなように次の（１１）式で表さ
れる。 Δω(s)＝ＫvＫi・τ1´ｓ2／｛τ1´ｓ2＋Ｋ(τ2´ｓ＋１)｝……（１０） Ｆ(s)＝｛（τ2ｓ＋１）／τ1ｓ｝2 ＝（τ2 2ｓ2＋２τ2ｓ＋１）／（τ1 2ｓ2） ……（１１）
路において、ＰＬＬ回路５における角周波数偏移Δω
(ｓ)は前記の（４）式と同一であって、（１０）式とし
て再記する。一方、補償回路４の伝達関数Ｆ(ｓ)は、前
記（１）式からも明らかなように次の（１１）式で表さ
れる。 Δω(s)＝ＫvＫi・τ1´ｓ2／｛τ1´ｓ2＋Ｋ(τ2´ｓ＋１)｝……（１０） Ｆ(s)＝｛（τ2ｓ＋１）／τ1ｓ｝2 ＝（τ2 2ｓ2＋２τ2ｓ＋１）／（τ1 2ｓ2） ……（１１）
【００３７】ここで、抵抗３５および抵抗４５の抵抗値
をＲ35、抵抗３６および４６の抵抗値をＲ36、コンデン
サ３７および４７の静電容量をＣ37として、τ1＝Ｃ37
Ｒ35（コンデンサ３７と抵抗３５との時定数）、τ2＝
Ｃ37Ｒ36（コンデンサ３７と抵抗３６との時定数）とす
る。
をＲ35、抵抗３６および４６の抵抗値をＲ36、コンデン
サ３７および４７の静電容量をＣ37として、τ1＝Ｃ37
Ｒ35（コンデンサ３７と抵抗３５との時定数）、τ2＝
Ｃ37Ｒ36（コンデンサ３７と抵抗３６との時定数）とす
る。
【００３８】上記の（１０）式と（１１）式とが逆関数
関係、すなわち、 Ｆ(s)・Δω(s)＝１ ……（１２） となるようにＶＣＯ９の変調入力感度Ｋv、変調入力電
圧Ｋi、時定数τ1、τ2、τ1´、τ2´を決める。
関係、すなわち、 Ｆ(s)・Δω(s)＝１ ……（１２） となるようにＶＣＯ９の変調入力感度Ｋv、変調入力電
圧Ｋi、時定数τ1、τ2、τ1´、τ2´を決める。
【００３９】完全補償される一例として、（１０）式で
ＫvＫi＝１ としたとき、 Ｒ35＝Ｒ36＝Ｒ16Ｃ17／２Ｃ37 Ｒ16＝２√（Ｒ15／ＫＣ17） ……（１３） によって求められる。
ＫvＫi＝１ としたとき、 Ｒ35＝Ｒ36＝Ｒ16Ｃ17／２Ｃ37 Ｒ16＝２√（Ｒ15／ＫＣ17） ……（１３） によって求められる。
【００４０】また、（１２）式を複素パラメータｓの方
程式としてその解を求めてもよいことは当然で、その場
合は更に別の解も求められる。
程式としてその解を求めてもよいことは当然で、その場
合は更に別の解も求められる。
【００４１上記した本発
明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路における補償特
性の一例は図３に示すごとくであって、Ｋ＝１５０、
（１３）式に基づき求めた抵抗３５および抵抗４５の抵
抗値をＲ35＝４．０５ｋΩ、抵抗３６および４６の抵抗
値をＲ36＝４．０５ｋΩ、コンデンサ３７および４７の
静電容量をＣ37＝１．１μＦ、抵抗３５および抵抗４５
の抵抗値をＲ35＝４．０５ｋΩ、抵抗１５の抵抗値Ｒ15
＝２．７ｋΩ、抵抗１６の抵抗値をＲ16＝８．０９ｋ
Ω、コンデンサ１７の静電容量をＣ17＝１．１μＦとし
たときの例であって、図３（ａ）の（イ）は補償回路４
の振幅特性を、（ロ）はＰＬＬ回路５側の振幅特性であ
って、（ハ）は合成した振幅特性であって、完全に補償
されて平坦となっている。 【００４２】図３（ｂ）は図３（ａ）の場合の抵抗値、
静電容量の場合の位相特性であって、（イ）は補償回路
４の位相特性を、（ロ）はＰＬＬ回路５側の位相特性で
あって、（ハ）は合成した位相特性であって、完全に補
償されて平坦となっている。
明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路における補償特
性の一例は図３に示すごとくであって、Ｋ＝１５０、
（１３）式に基づき求めた抵抗３５および抵抗４５の抵
抗値をＲ35＝４．０５ｋΩ、抵抗３６および４６の抵抗
値をＲ36＝４．０５ｋΩ、コンデンサ３７および４７の
静電容量をＣ37＝１．１μＦ、抵抗３５および抵抗４５
の抵抗値をＲ35＝４．０５ｋΩ、抵抗１５の抵抗値Ｒ15
＝２．７ｋΩ、抵抗１６の抵抗値をＲ16＝８．０９ｋ
Ω、コンデンサ１７の静電容量をＣ17＝１．１μＦとし
たときの例であって、図３（ａ）の（イ）は補償回路４
の振幅特性を、（ロ）はＰＬＬ回路５側の振幅特性であ
って、（ハ）は合成した振幅特性であって、完全に補償
されて平坦となっている。 【００４２】図３（ｂ）は図３（ａ）の場合の抵抗値、
静電容量の場合の位相特性であって、（イ）は補償回路
４の位相特性を、（ロ）はＰＬＬ回路５側の位相特性で
あって、（ハ）は合成した位相特性であって、完全に補
償されて平坦となっている。
【００４３】具体的に上記した図２に示したフィルタに
おいて、音声信号によるＦＭ変調を行っていたＰＬＬ回
路のループフィルタ１２における定数、抵抗１５の抵抗
値Ｒ15＝２．７ｋΩ、抵抗１６の抵抗値をＲ16＝５．６
ｋΩ、コンデンサ１７の静電容量をＣ17＝１．１μＦの
ままで（ＫはＫ＝１５０）、補償回路４を追加し補償回
路４の定数を上記の各抵抗値および静電容量値に対して
最も近い汎用部品の値、抵抗３５および抵抗４５の抵抗
値をＲ35＝３．９ｋΩ、抵抗３６および４６の抵抗値を
Ｒ36＝３．９ｋΩ、コンデンサ３７および４７の静電容
量をＣ37＝１．１μＦとしたときの特性は図３に対して
図４に示すようになる。
おいて、音声信号によるＦＭ変調を行っていたＰＬＬ回
路のループフィルタ１２における定数、抵抗１５の抵抗
値Ｒ15＝２．７ｋΩ、抵抗１６の抵抗値をＲ16＝５．６
ｋΩ、コンデンサ１７の静電容量をＣ17＝１．１μＦの
ままで（ＫはＫ＝１５０）、補償回路４を追加し補償回
路４の定数を上記の各抵抗値および静電容量値に対して
最も近い汎用部品の値、抵抗３５および抵抗４５の抵抗
値をＲ35＝３．９ｋΩ、抵抗３６および４６の抵抗値を
Ｒ36＝３．９ｋΩ、コンデンサ３７および４７の静電容
量をＣ37＝１．１μＦとしたときの特性は図３に対して
図４に示すようになる。
【００４４】図３の特性（ハ）に比較して図４の特性
（ハ）は多少波打ちの傾向があるが、従来に比較して相
当改善されている。
（ハ）は多少波打ちの傾向があるが、従来に比較して相
当改善されている。
【００４５】図５は、補償回路４が図４に示した特性が
得られ定数としたときの効果を示すものである。図５
（ａ）は入力されるデータ信号の波形で、その周波数は
ＰＬＬ回路５の自然角周波数ωnより低い周波数のパル
ス波形である。この信号を図８に示した構成のＰＬＬ回
路５に直接入力した場合は、既に説明したようにＰＬＬ
回路５のループ誤差応答特性のため、その出力は図５
（ｂ）のような歪み波形となる。
得られ定数としたときの効果を示すものである。図５
（ａ）は入力されるデータ信号の波形で、その周波数は
ＰＬＬ回路５の自然角周波数ωnより低い周波数のパル
ス波形である。この信号を図８に示した構成のＰＬＬ回
路５に直接入力した場合は、既に説明したようにＰＬＬ
回路５のループ誤差応答特性のため、その出力は図５
（ｂ）のような歪み波形となる。
【００４６】これに対して、図５（ａ）のデータ信号を
図１に示す構成のように補償回路４を通して入力する
と、ＰＬＬ回路５には補償回路４の特性により図５
（ｃ）のような波形となって入力される。この場合図５
（ｂ）と（ｃ）の波形は逆関数関係になり、ＰＬＬ回路
５の出力波形は図５（ｂ）、（ｃ）を重ね合せた波形と
なって、図５（ｄ）のような入力信号に近いパルス波形
となって出力される。
図１に示す構成のように補償回路４を通して入力する
と、ＰＬＬ回路５には補償回路４の特性により図５
（ｃ）のような波形となって入力される。この場合図５
（ｂ）と（ｃ）の波形は逆関数関係になり、ＰＬＬ回路
５の出力波形は図５（ｂ）、（ｃ）を重ね合せた波形と
なって、図５（ｄ）のような入力信号に近いパルス波形
となって出力される。
【００４７】このように、ＰＬＬ回路５のループフィル
タ１２として使用されたものと同型のフィルタをそのル
ープ誤差応答関数の次数にあわせて複数個縦続すること
によって、容易にＰＬＬ回路５の自然角周波数以下の低
い周波数の変調特性が改善される。
タ１２として使用されたものと同型のフィルタをそのル
ープ誤差応答関数の次数にあわせて複数個縦続すること
によって、容易にＰＬＬ回路５の自然角周波数以下の低
い周波数の変調特性が改善される。
【００４８】次に、ループフィルタ１２に図１１に示し
たラグリードフィルタを使用した場合も、同様に図６に
示すように補償回路４に抵抗６５および６６、コンデン
サ６７、演算増幅器７０からなるラグリードフィルタ７
１と、抵抗７５および７６、コンデンサ７７、演算増幅
器８０からなりラグリードフィルタ７１に縦続接続され
たラグリードフィルタ８１とからなる、同一形のラグリ
ードフィルタの２段縦続接続されたフィルタを用いた場
合について説明する。
たラグリードフィルタを使用した場合も、同様に図６に
示すように補償回路４に抵抗６５および６６、コンデン
サ６７、演算増幅器７０からなるラグリードフィルタ７
１と、抵抗７５および７６、コンデンサ７７、演算増幅
器８０からなりラグリードフィルタ７１に縦続接続され
たラグリードフィルタ８１とからなる、同一形のラグリ
ードフィルタの２段縦続接続されたフィルタを用いた場
合について説明する。
【００４９】ここで、抵抗６５および抵抗７５の抵抗値
をＲ65、抵抗６６および７６の抵抗値をＲ66、コンデン
サ６７および７７の静電容量をＣ67として、τ10＝Ｃ67
Ｒ65（コンデンサ６７と抵抗６５との時定数）、τ20＝
Ｃ67Ｒ66（コンデンサ６７と抵抗６６との時定数）とす
る。
をＲ65、抵抗６６および７６の抵抗値をＲ66、コンデン
サ６７および７７の静電容量をＣ67として、τ10＝Ｃ67
Ｒ65（コンデンサ６７と抵抗６５との時定数）、τ20＝
Ｃ67Ｒ66（コンデンサ６７と抵抗６６との時定数）とす
る。
【００５０】したがって、（８）式および（７）式から
次の（１４）式および（１５）式が導かれる。（１４）
式は（８）式を再記したものである。 Δω(s)＝ＫvＫi ×｛（τ1〃＋τ2〃）ｓ2＋ｓ｝／｛(τ1〃＋τ2〃)ｓ2＋ｓ＋Ｋ(τ2〃ｓ＋１) ｝ ……（１４） Ｆ(s)＝（τ20 2ｓ2＋２τ20ｓ＋１）／｛(τ10＋τ20)8ｓ8＋２（τ10＋ τ20)ｓ＋１｝ ……（１５） この両式（１４）式および（１５）式からＦ(s)・Δω
(s)＝１となる関係を求めればよい。
次の（１４）式および（１５）式が導かれる。（１４）
式は（８）式を再記したものである。 Δω(s)＝ＫvＫi ×｛（τ1〃＋τ2〃）ｓ2＋ｓ｝／｛(τ1〃＋τ2〃)ｓ2＋ｓ＋Ｋ(τ2〃ｓ＋１) ｝ ……（１４） Ｆ(s)＝（τ20 2ｓ2＋２τ20ｓ＋１）／｛(τ10＋τ20)8ｓ8＋２（τ10＋ τ20)ｓ＋１｝ ……（１５） この両式（１４）式および（１５）式からＦ(s)・Δω
(s)＝１となる関係を求めればよい。
【００５１】このラグリード型を使用した補償回路４を
用いた場合に、ｋ＝１５０とし、ループフィルタ１２の
定数を、抵抗２５の抵抗値を１０ｋΩ、抵抗２６の抵抗
値を０．４７ｋΩ、コンデンサ２７の静電容量を０．０
３μＦとし、抵抗６５および抵抗７５の抵抗値を２．２
ｋΩ、抵抗６６および７６の抵抗値を１ｋΩ、コンデン
サ６７および７７の静電容量を１１μＦとしたとき、Ｆ
(s)・Δω(s)＝１となる関係をほぼ満たす値となって、
汎用の抵抗、コンデンサを用いたときの定数である。
用いた場合に、ｋ＝１５０とし、ループフィルタ１２の
定数を、抵抗２５の抵抗値を１０ｋΩ、抵抗２６の抵抗
値を０．４７ｋΩ、コンデンサ２７の静電容量を０．０
３μＦとし、抵抗６５および抵抗７５の抵抗値を２．２
ｋΩ、抵抗６６および７６の抵抗値を１ｋΩ、コンデン
サ６７および７７の静電容量を１１μＦとしたとき、Ｆ
(s)・Δω(s)＝１となる関係をほぼ満たす値となって、
汎用の抵抗、コンデンサを用いたときの定数である。
【００５２】このときの振幅特性および位相特性を図７
に示す。この場合、図７（ａ）の（イ）は補償回路４の
振幅特性を、図７（ｂ）の（イ）は補償回路４の位相特
性を、図７（ａ）の（ロ）はＰＬＬ回路５側の振幅特性
を、図７（ｂ）の（ロ）は補償回路４の位相特性であっ
て、図７（ａ）の（ハ）は合成した振幅特性、図７
（ｂ）の（ハ）は位相特性であって、補償されてほぼ平
坦になって、図５に示した場合と同様に補償がなされ
る。
に示す。この場合、図７（ａ）の（イ）は補償回路４の
振幅特性を、図７（ｂ）の（イ）は補償回路４の位相特
性を、図７（ａ）の（ロ）はＰＬＬ回路５側の振幅特性
を、図７（ｂ）の（ロ）は補償回路４の位相特性であっ
て、図７（ａ）の（ハ）は合成した振幅特性、図７
（ｂ）の（ハ）は位相特性であって、補償されてほぼ平
坦になって、図５に示した場合と同様に補償がなされ
る。
【００５３】補償回路４の他の適用例として、ＦＭ受信
機の検波回路出力に直列に補償回路４を挿入すれば、図
８のような構成を含む送信機から送信されてきた品質の
悪いデータ信号（図５（ｂ）のような信号波形となって
いる）に対して、その通信エラーを補償することができ
る。この場合は、その波形の劣化程度に見合ってフィル
タの特性を切り換えられるように構成すれば、種々の受
信信号に対して適応可能となる。
機の検波回路出力に直列に補償回路４を挿入すれば、図
８のような構成を含む送信機から送信されてきた品質の
悪いデータ信号（図５（ｂ）のような信号波形となって
いる）に対して、その通信エラーを補償することができ
る。この場合は、その波形の劣化程度に見合ってフィル
タの特性を切り換えられるように構成すれば、種々の受
信信号に対して適応可能となる。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明にかかるＦ
Ｍ変調回路によれば、簡単な構成によって、直流に近い
低周波を基本波としたパルス波形の変調歪が改善され、
通信エラーの改善できる効果、音声信号の変調特性によ
る低域歪が改善される効果が得られる。
Ｍ変調回路によれば、簡単な構成によって、直流に近い
低周波を基本波としたパルス波形の変調歪が改善され、
通信エラーの改善できる効果、音声信号の変調特性によ
る低域歪が改善される効果が得られる。
【００５５】さらに、本発明にかかるＦＭ変調回路によ
れば、ＰＬＬ回路の自然周波数を大きく選ぶことが可能
となり、周波数が安定するまでのＰＬＬ回路の立ち上が
り特性が改善できるほか、ループフイルタの帯域を広く
設定することが可能となり、ＰＬＬの設計自由度が増す
という効果も得られる。
れば、ＰＬＬ回路の自然周波数を大きく選ぶことが可能
となり、周波数が安定するまでのＰＬＬ回路の立ち上が
り特性が改善できるほか、ループフイルタの帯域を広く
設定することが可能となり、ＰＬＬの設計自由度が増す
という効果も得られる。
【図１】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路に
おける補償回路の一例を示す回路図である。
おける補償回路の一例を示す回路図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路の
作用の説明に供する特性図である。
作用の説明に供する特性図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路の
作用の説明に供する特性図である。
作用の説明に供する特性図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路の
作用の説明に供する波形図である。
作用の説明に供する波形図である。
【図６】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路に
おける補償回路の他の例を示す回路図である。
おける補償回路の他の例を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の一形態にかかるＦＭ変調回路の
作用の説明に供する特性図である。
作用の説明に供する特性図である。
【図８】従来のＦＭ変調回路の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図９】従来のＦＭ変調回路におけるＰＬＬ回路の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１０】従来のＦＭ変調回路におけるループフィルタ
の一例の構成を示す回路図である。
の一例の構成を示す回路図である。
【図１１】従来のＦＭ変調回路におけるループフィルタ
の他の例の構成を示す回路図である。
の他の例の構成を示す回路図である。
【図１２】従来のＦＭ変調回路におけるＰＬＬ回路の作
用の説明に供する特性図である。
用の説明に供する特性図である。
【図１３】従来のＦＭ変調回路におけるＰＬＬ回路の作
用の説明に供する特性図である。
用の説明に供する特性図である。
２ 瞬時周波数偏移制限回路 ６ パルス ４ 補償回路 ５ ＰＬＬ回路 ８ 加算器 １２ ループフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03C 3/00 H03L 7/093 H04L 27/12
Claims (3)
- 【請求項１】ＰＬＬ回路に変調信号を与えて前記ＰＬＬ
回路を周波数変調器として動作させるＦＭ変調回路にお
いて、Ｐ ＬＬ回路に用いられるループフィルタと同一形式のフ
ィルタからなり、かつ伝達関数が前記ループフィルタと
逆数の関係となるフィルタを複数段備えた補償回路を介
して、変調信号をＰＬＬ回路に与えることを特徴とする
ＦＭ変調回路。 - 【請求項２】請求項１記載のＦＭ変調回路において、ル
ープフィルタは完全積分２次フィルタであることを特徴
とするＦＭ変調回路。 - 【請求項３】請求項１記載のＦＭ変調回路において、ル
ープフィルタはラグリード型フィルタであることを特徴
とするＦＭ変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22945696A JP3253860B2 (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | Ｆｍ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22945696A JP3253860B2 (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | Ｆｍ変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065451A JPH1065451A (ja) | 1998-03-06 |
| JP3253860B2 true JP3253860B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
ID=16892493
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22945696A Expired - Fee Related JP3253860B2 (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | Ｆｍ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3253860B2 (ja) |
-
1996
- 1996-08-13 JP JP22945696A patent/JP3253860B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1065451A (ja) | 1998-03-06 |
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