KR100968388B1 - 오프셋 위상동기루프의 기저대역 보상 - Google Patents

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Abstract

위상 변조기는 오프셋 위상동기루프 (OPLL) 의 증가한 대역폭을 통해 과다한 잡음을 통과시키지 않고 OPLL 을 사용하여 높은 주파수 변조를 충실히 재생산한다. 직교위상 변조기는 기저대역 신호로부터의 정보를 통과대역 IF 신호로 변조하고, 제한기가 진폭 변화를 없애고 난 후, OPLL 은 RF 신호에서의 위상 변조를 재생산한다. OPLL 은 변조 주파수와 선형으로 변화하지 않는 그룹 지연을 도입하는데, 결과적으로 보상되지 않은 왜곡을 초래한다. 기저대역필터는 기저대역의 진폭을 필터링하고, OPLL 그룹 지연을 보상하는 보완 그룹 지연을 도입하고, 그 결과 기저대역필터, 직교위상 변조기, 제한기 및 OPLL 의 조합된 그룹 지연은 변조 주파수가 변할 때 실질적으로 일정하게 유지된다. OPLL 그룹 지연의 보상은 왜곡 및 RF 신호의 캐리어 주파수로부터 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지를 감소시킨다.
오프셋 위상동기루프, 기저대역 보상, 조합된 그룹 지연

Description

오프셋 위상동기루프의 기저대역 보상{BASEBAND COMPENSATION OF AN OFFSET PHASE LOCKED LOOP}
본 개시는 일반적으로 무선 통신 디바이스들과 관련되고, 더 자세히는, 주파수에 따라 변하는 그룹 지연을 갖는 위상동기루프로부터 야기되는 왜곡을 보상하는 방법과 관련된다.
오프셋 위상동기루프 (OPLL) 들은 위상 잡음을 줄이고 이웃한 무선 채널들의 수신 대역으로 전송된 잡음의 레벨을 낮추기 위해, 보통 무선 주파수 전송기에서 사용된다. 예를 들어, OPLL 들은 이동 통신을 위한 글로벌 시스템 (GSM) 표준에 따르는 전송기에서 사용된다. 위상동기루프 (PLL) 와 OPLL 간의 한가지 차이점은, OPLL 은 피드백 루프 내의 디바이더 (divider) 에 대체하는 오프셋 하향변환 믹서를 갖는 것이다. OPLL 은 위상 변조 중간 주파수 (IF) 신호를 높은 주파수 출력 RF 신호로 변환한다. IF 신호의 위상 변조는 OPLL 에 의한 캐리어 RF 신호 출력에서 높은 주파수로 재생산된다.
OPLL 은 저역통과 필터의 특징을 나타낸다. 낮은 주파수 위상 변조가 출력 RF 신호로 통과되는 반면에 높은 주파수 잡음은 필터링된다. OPLL 의 루프 대역폭이 증가함에 따라 더 많은 잡음이 오프셋 주파수에서 전송된다. 그러나, 전송되는 잡음의 감소와 위상 오차의 증가 사이에는 트레이드 오프가 존재한다. 만약 OPLL 에 의해 수신된 위상 변조의 대역폭이 OPLL 의 대역폭에 가까워진다면, 몇몇 위상 변조들 역시 필터링될 것이고, 그에 따라 위상 오차가 증가한다. 무선 통신 표준들은 최대 위상 오차 및 캐리어 주파수로부터 소정의 오프셋 주파수에서 방출될 수도 있는 최대 잡음의 양 모두를 지정한다. 루프 대역폭이 증가함에 따라 잡음은 더 큰 오프셋 주파수에서 전송된다. 그러므로 위상 오차 및 전송되는 잡음 모두 지정된 임계치를 넘지 않는 사용 가능한 루프 대역폭이 있다.
도 1 (종래기술) 은 GSM 트랜스시버에 적용된 OPLL 의 사용 가능한 루프 대역폭을 도시한다. 곡선 (10) 은 루프 대역폭이 1 MHz 넘어 증가함에 따라 OPLL 로부터 전송되는 잡음 레벨이 증가하는 것을 도시한다. 곡선 (11) 은 루프 대역폭이 1 MHz 아래로 감소함에 따라 위상 잡음이 급격히 증가하는 것을 도시한 것이다. 따라서, 약 1.6 MHz 의 사용 가능한 대역폭은, 위상 오차 및 전송되는 잡음이 GSM 표준에 의해 지정된 최대 임계치 아래로 떨어지는 오프셋 주파수 범위 내에 존재한다. 예를 들어, 전송된 잡음은 -165 dBc/Hz 미만이어야 하고 위상 잡음은 2 도 rms 미만이어야 한다. GSM 트랜스시버에 OPLL 을 적용하는 추가적인 정보에 대해서는, Yamawaki 등의 "A 2.7-V GSM RF Transceivr IC", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.12, Dececmber 1997 에서 볼 수 있다. 그러나, GSM 이 오직 위상 변조만을 사용하는 반면, 위상 변조 및 진폭 변조 모두가 Enhanced Data rates for GSM Evolution (EDGE) 표준 및 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 에 기반한 표준들과 같은 다른 무선 표준들에서는 사용된다.
OPLL 들은 EDGE 및 CDMA 표준들을 따르는 폴라 RF 전송기에 역시 사용된다. 폴라 RF 전송기들은 진폭과 위상 변조 모두를 수행하고, 진폭과 위상 신호를 독립적으로 프로세스한다. 그러나, 지정된 위상 오차 및 잡음 임계치들을 얻어내어 EDGE 및 CDMA 표준들의 변조 정확성 요구사항을 충족하는 폴라 전송기를 디자인하는 것은 위상 및 진폭 변조의 조합에 의해 더 어려워진다. 진폭 변조가 적용되었을 때, 위상 오차의 영향은 더 심각해지고, 이는 스펙트럼 재생성의 증가를 초래한다. 또한, EDGE 및 CDMA 표준들은 작은 루프 대역폭보다는 더 큰 루프 대역폭을 요구하는 높은 주파수 변조 방식을 적용한다. 순수한 위상 변조는 루프 대역폭을 증가시킴으로써 높은 주파수 변조로 얻어질 수 있다. 그러나, 빠른 위상 변조에 적응하기 위한 OPPL 의 대역폭 증가는 EDGE 및 CDMA 표준들에 의해 지정된 잡음 임계치를 초과하게 할 수 있다. 무선 표준의 엄격함에 따라, 몇몇 폴라 전송기는 위상 오차 및 전송된 잡음이 지정된 임계치 아래로 떨어지는 사용 가능하지 않은 루프 대역폭을 갖는다.
도 2 는 EDGE 표준에서 사용 가능한 루프 대역폭을 갖지 못하는 폴라 RF 전송기에서의 루프 대역폭, 전송된 잡음 및 스펙트럼 재생성 간의 관계를 도시한다. 스펙트럼 재생성은 EDGE 시스템의 ORFS (output RF spectrum) 로 일컬어진다. 곡선 (12) 은 폴라 전송기의 출력 신호에서의 ORFS 가 루프 대역폭이 1 MHz 넘을 때만 허용 가능한 ORFS 임계치 밑으로 떨어짐을 도시한다. 곡선 (13) 은 폴라 전송기로부터 전송된 잡음이 루프 대역폭이 1 MHz 아래일 때만 허용 가능한 잡음 임계치 밑으로 떨어짐을 도시한다. 따라서, ORFS 및 전송된 잡음 모두가 EDGE 표준에 의해 지정된 최대 임계치 아래로 떨어지는 사용 가능하지 않은 대역폭은 있다.
사용 가능한 변조 대역폭을 증가시키는 한 방법은 듀얼 포인트 변조와 관련있다. 듀얼 포인트 변조는 OPLL이 과다한 잡음을 통과시키지 않고 높은 주파수 변조를 충실히 재생산하는 것을 허용한다. 듀얼 포인트 변조에서, OPLL 입력 신호 (위상 검출기에 의해 수신된 기준 신호) 및 전압 제어 오실레이터 (VCO) 로의 제어 신호를 독립적으로 변조하는 것에 의해 변조 대역폭 및 OPLL 의 루프의 대역폭 간의 결합이 끊어진다. 따라서, VCO 에 의한 주파수 출력은 OPLL 의 루프 필터에서의 신호 출력에 의해 전적으로 제어되지는 못한다. 그러므로 캐리어 RF 신호는 루프 대역폭 및 OPLL 역학에 의해 제한되지 않고 변조될 수 있다. 출력 RF 신호 내에서 높은 주파수 변조가 충실히 재생산되는 동안 OPLL 의 작은 대역폭이 유지될 수 있어 과다한 잡음을 통과시키지 않는다. 듀얼 포인트 변조에 대한 추가적인 정보는 Neurauter 등의, "GSM 900/DCS 1800 Fractional-N Modulator with Two-Point-Modulation," IEEE MTT-S, International Microwave Symposium 2002, pp.425-428, 및 Hunter 등의, "Using Two-Point Modulation to Reduce Synthesizer Problems When Designing DC-Coupled GMSK Modulators," MX-COM,Inc.,Winston-Salem,NC,December 2002,12pages 에서 볼 수 있다.
그러나, 듀얼 포인트 변조를 적용하는 폴라 전송기로부터 만족스러운 성능을 얻는 것은 힘들 수 있는데, 이는 듀얼 포인트 변조가 변조의 두 패스 (path) 들의 이득에 민감하기 때문이다. OPLL 의 루프 이득은 위상 검출기에 의해 수신된 변조된 기준 신호 패스의 이득과 섬세하게 매칭되어야 한다. 루프의 각 구성요소가 루프 이득에 기여하기 때문에 매칭은 어렵다. VCO 의 이득은, 예를 들어, 온도 및 부품 간의 편차에 특히 민감하다. 폴라 전송기의 변조 정확성은 두 변조 패스들의 이득들이 분기함에 따라 감소한다.
폴라 전송기는 복수의 변조 패스들에서의 이득의 섬세한 매칭을 요구하지 않으나, EDGE 및 CDMA 표준들에 의해 지정된 임계치를 넘어가는 전송 잡음 없이 넓고 사용 가능한 루프 대역폭의 빠른 위상 변조를 공급하는 것으로 여겨진다. 또한, 방법은 OPLL 을 통해 과다한 잡음을 통과시키지 않고 OPLL 을 사용하여 더 높은 주파수 변조를 충실히 재생산하는 것으로 여겨진다.
요약
위상 변조기는 오프셋 위상동기루프 (OPLL) 를 이용하여 높은 주파수 변조를 충실히 재생산한다. 방법은 OPLL 의 대역폭의 증가 없이 위상 오차를 줄이고, 따라서 OPLL 을 통해 과다한 잡음이 통과되지 않도록 한다. 위상 변조기는 기저대역필터, 직교위상 (quadrature) 변조기, 제한기 (limiter) 및 OPLL 을 포함한다. 직교위상 변조기는 필터링된 기저대역 I 및 Q 신호로부터의 정보를 통과대역 중간 주파수 (IF) 신호로 변조한다. 그 후, 제한기는 통과대역 IF 신호의 진폭의 임의의 변화를 제거한다. 그 후 OPLL 은 제한된 통과대역 IF 신호의 위상 변조를 출력 RF 신호로 재생산한다. 폴라 전송기는 출력 RF 신호를 수신하고, 진폭 변조를 수행하고, 이 후 전송 RF 신호를 전송한다. OPLL 은 높은 주파수 잡음을 필터링하고 낮은 주파수 위상 변조를 출력 RF 신호로 통과시키는 저역 통과 필터로서 동작한다. 그러나 더 많은 잡음을 필터링하기 위해서 OPLL 의 루프 대역폭이 감소하면, OPLL 이 더 많은 그룹 지연을 출력 RF 신호로 도입함에 따라 위상 오차는 증가한다.
OPLL 에 의해 도입된 그룹 지연은 변조 주파수에 따라 변화하고, 결과적으로 보상되지 않은 것이 남으면 왜곡을 초래한다. 왜곡은 위상 오차를 초래하고, 전송 RF 신호의 캐리어 주파수로부터 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양을 증가시킨다. 왜곡은 OPLL 의 대역폭을 증가시킴으로써 감소시킬 수 있다. 그러나 OPLL 의 대역폭의 증가는 OPLL 을 통해 통과하는 잡음의 양을 증가시킨다.
OPLL 의 일정하지 않은 그룹 지연을 보상하는 방법은 OPLL 의 대역폭의 증가 없이 왜곡을 감소시킬 수 있게 한다. 기저대역필터들은 기저대역 I 및 Q 신호들의 진폭을 필터링하여 필터링된 기저대역 I 및 Q 신호들을 생성한다. 직교위상 변조기는 필터링된 기저대역 I 및 Q 신호들을 수신하고, 위상 변조된 IF 신호들을 생성한다. 기저대역 I 및 Q 신호들의 진폭을 필터링함으로써, OPLL 의 그룹 지연을 보상하는 보완적인 그룹 지연이 도입된다. 기저대역필터 그룹 지연과 OPLL 그룹 지연의 조합은 OPLL 그룹 지연 단독보다 변조 주파수의 상수함수와 매우 흡사하다. 기저대역 I 및 Q 신호들을 필터링하는 것은 기저대역필터들, 직교위상 변조기, 제한기 및 OPLL 의 조합된 그룹 지연을 생기게 하는데 이는 변조 주파수의 변화에 대해 더욱 거의 일정하다. OPLL 그룹 지연을 보상하는 것은 폴라 전송기로부터 전송 RF 신호 내의 캐리어 주파수로부터 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양은 물론 출력 RF 신호에서의 위상 오차도 감소시킨다.
일 실시형태에서, 0 헤르츠인 변조 주파수에서 OPLL 의 그룹 지연은 0 이다. OPLL 은 0 이 아닌 변조 주파수에서 최대 그룹 지연을 가진다. 방법은, 기저대역필터가 0 헤르츠에서 OPLL 의 최대 그룹 지연과 대략 동일한 그룹 지연을 갖도록 기저대역필터를 조절하여 OPLL 그룹 지연을 보상한다.
회로는 기저대역필터들의 그룹 지연으로 OPLL 의 그룹 지연을 보상하여 왜곡을 줄인다. 기저대역필터들은 I 및 Q 신호들의 진폭을 필터링하고, 그룹 지연을 도입한다. 직교위상 변조기는 필터링된 I 및 Q 신호들을 수신하고 위상 변조된 통과대역 신호를 출력한다. 제한기는 위상 변조된 통과대역 신호의 진폭을 제한한다. OPLL 은 제한된 위상 변조된 통과대역 신호의 위상을 필터링하고, 그룹 지연을 도입하고, 출력 신호를 출력한다. 폴라 전송기는 출력 신호를 수신하고 진폭을 변조하고, 전송 신호를 출력한다. 기저대역필터들의 그룹 지연은 OPLL 의 그룹 지연을 보상하여 OPLL 에 의한 신호 출력 내의 왜곡을 감소시키고, 폴라 전송기에 의한 오프셋 주파수에서의 전송 신호 내의 스펙트럼 에너지의 양을 감소시킨다. 회로의 출력 신호는 위상 오차 및 잡음을 나타낸다. OPLL 의 대역폭이 줄어듬에 따라 위상 오차는 증가하고, 잡음은 감소한다. 회로는 위상 오차 및 잡음이 동시에 감소할 수 있도록 한다.
다른 실시예 및 장점은 아래의 상세한 설명에서 설명된다. 이 요약은 본 발명을 한정하기 위한 의도는 아니다. 본 발명은 청구항에 의해 정의된다.
첨부된 도면은 본 발명의 실시예를 도시하고, 동일한 숫자는 동일한 구성을 가리킨다.
도 1 (종래기술) 은 GSM 시스템에서의 위상 오차, 전송된 잡음 및 오프셋 위상동기루프 (OPLL) 의 루프 대역폭 간의 관계에 대한 그래프이다.
도 2 는 폴라 전송기에서의 스펙트럼 재생성, 전송된 잡음 및 OPLL 의 루프 대역폭 간의 관계에 대한 그래프이다.
도 3 은 기저대역필터들 및 OPLL 을 포함하는 위상 변조기의 간단한 블록 다이어그램으로서, 기저대역필터들의 그룹 지연은 OPLL 의 그룹 지연을 보상하는 블록 다이어그램이다.
도 4 는 변조 주파수 및 도 3 의 OPLL 의 그룹 지연 간의 관계에 대한 그래프이다.
도 5 는 도 3 의 위상 변조기의 동작을 설명하는 전달 함수 식에 대한 다이어그램이다.
도 6 은 도 2 의 위상 변조기에 의한 신호 출력에서의 위상 오차를 감소시키기 위한 OPLL 의 그룹 지연을 보상하는 단계들의 플로우 차트이다.
도 7 은 변조 주파수 및 RC 시간 상수의 네 값에 대한 도 3 의 기저대역필터들의 그룹 지연 간의 관계를 나타낸 그래프이다.
도 8 은 기저대역필터들에 의해 제공된 그룹 지연 보상이 있고 없음에 따라 도 3 의 위상 변조기에 의한 신호 출력으로부터 생성된 전송 신호의 파워 스펙트럼 밀도에 대한 다이어그램이다.
첨부된 도면에 설명된 예시인, 본 발명의 몇몇 실시형태에 대해 상세히 언급한다.
도 3 은 오프셋 위상동기루프 (OPLL; 21), 제 1 기저대역필터 (22) 및 제 2 기저대역필터 (23) 를 포함하는 이동국 내 위상 변조기 (20) 의 간단한 블록 다이어그램이다. 위상 변조기 (20) 은 진폭 및 위상 변조 모두를 수행하는 폴라 EDGE 전송기의 일부분이다. 위상 변조기 (20) 가 위상 변조를 수행하고 난 후, 폴라 전송기의 다른 회로는 진폭 변조를 수행한다. 위상 변조기 (20) 는 정보를 갖는 디지털 기저대역 신호 (24) 를 수신하고 높은 주파수 무선 주파수 (RF) 신호 (25) 로 변조된 정보를 출력한다. 폴라 EDGE 전송기의 다른 회로는 RF 신호 (25) 를 수신하고, 진폭 변조를 수행하고, 전송 RF 신호를 출력한다. 전송 RF 신호는 안테나를 통해 이동국에서 기지국으로 전송된다.
OPLL (21) 은 위상 검출기 (26), 차지 펌프 (27), 루프 필터 (28), 전압 제어 오실레이터 (29), 믹서 (30), 오실레이터 (31) 및 제한기 (32) 를 포함한다. OPLL (21) 은 2차 차지 펌프 위상동기루프인 타입-2이다. 위상 변조기 (20) 는 또한 추가적인 제한기 (33), 직교위상 변조기 (34), 로컬 오실레이터 (35), 두 개의 디지털아날로그 변환기 (36 및 37) 및 디지털 I/Q 생성기 (38) 를 포함한다. 기저대역필터들 (22 및 23) 을 OPLL (21) 과 결합하여 적용하는 것은, 전송된 잡음 및 위상 오차 모두가 EDGE 표준에 의해 지정된 최대 임계치를 넘지않는, 사용 가능한 루프 대역폭을 확장시킨다. 확장된 사용 가능한 루프 대역폭은, 위상 변조기 (20) 가, 높은 변조 주파수를 요구하는 변조 및 코딩 방식 (MCS) 을 사용하여 정보를 캐리어 신호로 변조할 수 있게 한다. 예를 들어, 위상 변조기 (20) 는 8 위상 편이 키잉 (8-PSK) 을 사용하는 5 내지 9 의 가장 높은 5 개의 MCS 들을 사용하여 변조를 수행하기에 적당하다. 기저대역필터들 (22 및 23) 의 적용 없이는, OPLL (21) 의 그룹 지연은 사용 가능한 루프 대역폭을 감소시키는 왜곡을 초래할 수 있다.
도 4 는 OPLL (21) 의 다양한 실시형태에 대한 그룹 지연이 변조 주파수의 함수에 따라 어떻게 변화하는지 도시한다. OPLL (21) 은 입력 신호의 주파수를 고정하고, 입력 주파수의 배수의 주파수를 가지는 신호를 출력한다. 이 예에서, OPLL (21) 은 약 100 MHz 정도의 주파수를 가지는 제한된 통과대역 중간 주파수 (IF) 신호 (39) 를 수신하고 약 900 MHz 의 주파수를 가지는 RF 신호 (25) 를 출력한다. IF 신호 (39) 가 변조되는 곳에서, OPLL (21) 은 RF 신호 (25) 에 변조를 재생산한다. 그러나 변조 주파수가 증가하고 IF 신호 (39) 의 위상이 급격히 바뀜에 따라, 루프의 역학은 변조의 충실한 재생산을 생성하는데 더 이상 충분히 빨리 응답하지 못한다. 변조 대역폭이 OPLL (21) 의 대역폭에 가까이 가고 OPLL (21) 이 변조된 스펙트럼의 부분을 필터링함에 따라, IF 신호 (39) 로 변조된 주파수 및 RF 신호 (25) 로 변조된 그에 대응하는 주파수 사이의 위상이 변조 주파수의 상수함수로부터 점점 더 멀어지게 된다. 따라서, OPLL (21) 의 그룹 지연은 변조 주파수에 따라 더 변화하고, 왜곡은 증가한다.
곡선 (40 내지 44) 은 3.0 MHz, 2.5 MHz, 2.0 Mhz, 1.5 Mhz 및 1.0 MHz 의 루프 대역폭에 대한 그룹 지연에 각각 해당된다. OPLL (21) 의 루프 대역폭은 루프 필터 (28) 의 시간 상수에 의해 우선적으로 영향을 받는다. 도 3 의 실시형태에서 루프 필터 (28) 은 캐패시터 CL 및 저항 RL 을 가진 간단한 폴 (pole) 이다. 왜곡은 루프 대역폭이 가장 좁은 곳에서 가장 심하다. 곡선 (44) 은 OPLL (21) 의 그룹 지연이 1.0 MHz 의 루프 대역폭에서 주목할만하게 변화하는 것을 도시하고, 상수 값으로부터 주목할만하게 떨어져 있는 것을 도시한다. 예를 들어, 변조 주파수가 0 (캐리어 주파수) 일 때 그룹 지연은 0 인데, 약 0.18 MHz 의 변조 주파수에서는 약 0.325 마이크로세컨드로 그룹 지연이 증가한다. 그 후, 약 1 MHz 의 변조 주파수에서 약 0.13 마이크로세컨드로 그룹 지연이 감소한다. 보상도 되지 않고 남겨진, 이 일정하지 않은 그룹 지연은 전송 RF 신호의 캐리어 주파수로부터 오프셋 주파수에서의 주목할만한 스펙트럼 에너지는 물론, 주목할만한 RF 신호 (25) 의 위상 오차를 초래할 수 있다. 일정하지 않은 그룹 지연을 보상하지 않는 폴라 전송기는 위상 오차 및 전송된 잡음 모두가 EDGE 표준에 의해 지정된 최대 임계치를 넘지않는 OPLL 대역폭을 갖지 못할 수도 있다. 왜곡을 감소시키기 위한 루프 대역폭의 증가는 필터링된 잡음의 양을 감소시킬 수도 있는데, 이는 소정의 오프셋 주파수에서 방출되는 잡음의 임계치를 초과하게 한다.
도 5 는 위상 변조기 (20) 의 동작을 대표하는 식을 보여준다. 식 (45) 은 s-도메인에서의 OPLL (21) 에 대한 전달 함수 HOPLL(s) 로서, 저항의 저항값 RL, 캐패시터의 캐패시턴스 CL, 위상 검출기 (26) 의 이득 Kφ 및 VCO (29) 의 이득 KV 의 텀으로 표현된다. 식 (45) 는 전달함수를 ωn,ζ 및 δ 의 텀으로 더 편한 형식으로 나타낼 수 있는데, ωn 은 시스템의 자연 주파수, ζ 은 감쇠 인수이다. ωn,ζ 및 δ 는 식 (46 내지 48) 에 각각에서 나타나는 바와 같이, 각각 RL , CL , Kφ 및 KV 표현된다. 식 (49) 는 s-도메인에서의 전달함수 HOPLL(s) 의 간편한 형식을 보여준다. OPLL (21) 은 주파수 도메인에서 전달함수 HOPLL(jω) 로 서술될 수 있으며, 시간 도메인에서의 그의 임펄스 응답 hOPLL(t) 로 서술될 수 있다.
식 (50) 은 0 인 변조 주파수에서의 OPLL (21) 의 그룹 지연 τOPLL(ω) 을 보여주고, 식 (49) 의 전달함수 HOPLL(s) 로부터 유도될 수 있다. 그룹 지연 τOPLL(ω) 은 주파수 도메인에서의 전달함수 HOPLL(jω) 에 대한 위상의 음 도함수이다. 식 (50) 은 OPLL (21) 의 그룹 지연이 0 MHz 의 변조 주파수에서 0 임을 나타낸다. 이것은 도 4 의 각 곡선 (40 내지 44) 에 도시된 0 MHz 의 변조 주파수에서의 그룹 지연에 해당된다.
도 6 은 과다한 잡음을 통과시키지 않는 상대적으로 좁은 대역폭을 가지는 오프셋 위상동기루프를 사용하여 높은 주파수 변조를 충실히 재생산하는 단계들을 나타내는 플로우차트이다. 도 6 에서 설명된 단계들은 도 3 의 위상 변조기 (20) 에 의해 수행된다. 단계들은 위상 변조기 (20) 에 의한 RF 신호 (25) 출력 내 위상 오차를 줄이기 위해 OPLL (21) 의 일정하지 않은 그룹 지연을 보상하는 방법을 설명한다.
첫 단계 51 에서, 위상 변조기 (20) 는 시간에 대한 함수로 변화하는 입력 위상 φ1(t) 을 가지는 디지털 기저대역 신호 (24) 를 수신한다. 단계 52 에서, 디지털 I/Q 생성기 (38) 는 입력 위상 φ1(t) 을 디지털 I 및 Q 신호로 이루어진 데카르트 (Cartesian) 형식으로 변환한다. 단계 53 에서, 디지털아날로그 변환기 (36 및 37) 는 디지털 I 및 Q 신호를 아날로그 동위상 (I) 신호 (42) 및 아날로그 직교위상 (Q) 신호 (43) 로 각각 변환한다. I 신호 (42) 는 A 배의 cos[φ1(t)]로 표현될 수 있는데, A 는 진폭이다. Q 신호 (43) 는 B 배의 sin[φ1(t)]로 표현될 수 있는데, B 는 진폭이다. 도 5 의 식 (54) 는 입력 위상 φ1(t) 과 기저대역 I 및 Q 신호 (42 및 43) 사이의 관계를 나타내고, 진폭 A 와 진폭 B 값이 동일하다.
단계 55 에서, 기저대역 I 신호 (42) 는 제 1 기저대역필터 (22) 에 의해 필터링되고, 기저대역 Q 신호 (43) 는 제 2 기저대역필터 (23) 에 의해 필터링된다. 이 실시형태에서 기저대역필터 (22 및 23) 들은 동일한 구조를 가진다. 각각의 기저대역필터들 (22 및 23) 은 저항 RB 및 캐패시터 CB 를 가지고, 도 5 의 식 (56) 에서 보여진대로 s-도메인의 전달함수 HBBF(s) 를 나타낸다. 식 (57) 은 식 (56) 의 텀 "a" 가 기저대역필터들의 RC 시간 상수의 역수임을 가리킨다. 각각의 기저대역필터들 (22 및 23) 은 또한 시간 도메인에서 대응하는 임펄스 응답 hBBF(s) 을 나타낸다. 제 1 기저대역필터 (22) 는 필터링된 기저대역 I 신호 (58) 로 그룹 지연을 도입한다. 제 2 기저대역필터 (23) 역시 필터링된 기저대역 Q 신호 (59) 로 그룹 지연을 도입한다. 기저대역필터들 (22 및 23) 의 그룹 지연 τBFF(ω) 은 도 5 의 식 (60) 에 서술되어 있는데, 주파수 ω 는 초당 라디안으로 표현한다. 식 (60) 은 식 (56) 의 전달함수 HBBF(s) 에 의해 유도될 수 있고, 주파수 도메인에서 전달함수 HBBF(jω) 에 대한 위상의 음 도함수이다. 식 (60) 은 변조 주파수가 0 일 때의 기저대역필터들 (22 및 23) 의 그룹 지연이 "a"의 역수임을 보여주는데, 기저대역필터들 (22 및 23) 의 RC 시간 상수이다. 변조 주파수가 증가함에 따라, 기저대역필터들 (22 및 23) 의 그룹 지연은 감소한다. 따라서, 기저대역필터들 (22 및 23) 은 OPLL (21) 를 보완하는데, 이는 기저대역필터들의 그룹 지연들과 오프셋 위상동기루프의 조합은 OPLL (21) 단독의 그룹 지연보다 더욱 변조 주파수에 거의 일정한 관계를 나타내는 경향이 있기 때문이다.
도 7 은 0 헤르츠와 1 MHz 사이의 변조 주파수에서의 RC 시간 상수의 네 값에 대한 기저대역필터들 (22 및 23) 의 그룹 지연의 기간을 도시한다. 도 4 의 곡선 (44) 은 루프 대역폭이 1.0 MHz 일때 OPLL (21) 의 그룹 지연을 보이며 재생산된다. 곡선 (61) 은, RC 시간 상수가 곡선 (44) 에서 OPLL (21) 의 그룹 지연의 최대값일 때인 0.325 마이크로세컨드로 설정될 때의 기저대역필터들 (22 및 23) 의 그룹 지연을 도시한다. 0.325 마이크로세컨드의 시간 상수는 약 490 라디안/초의 대역폭에 대응한다. 비록 비선형 시스템에서 그룹 지연을 더하는 것이 전적으로 정확해지지 않더라도, 곡선 (62) 은 OPLL (21) 의 그룹 지연과 기저대역의 필터들 (22 및 23) 의 그룹 지연의 조합을 곡선 (44) 및 (61) 의 합으로 도시하여 접근한다. OPLL (21) 의 그룹 지연과 기저대역의 필터들 (22 및 23) 의 그룹 지연의 조합은, 곡선 (44) 에서 보여진 변조 주파수에 대한 OPLL (21) 단독의 그룹 지연의 관계보다, 더욱 거의 일정한 변조 주파수에 대한 관계를 가진다.
단계 63 에서, 직교위상 변조기 (34) 는 필터링된 기저대역 I 신호 (58) 및 필터링된 기저대역 Q 신호 (59) 를 수신한다. 직교위상 변조기 (34) 는 필터링된 I 및 Q 신호들 (58 및 59) 을 더 높은 중간 주파수 (IF) 로 쉬프트하고, 위상 변조된 IF 신호 (64) 를 출력한다. 직교위상 변조기 (34) 에서, 필터링된 I 및 Q 신호는 로컬 오실레이터 (35) 에 의해 제공되는 로컬 오실레이터 신호와 함께 중간 주파수로 믹스된다. 필터링된 I 및 Q 신호들 (58 및 59) 은 기저대역 신호들이고, 하나의 숫자들로 정보를 담는다. 예를 들어, 정보는 필터링된 I 신호 (58) 의 진폭에 담겨진다. 반면에, IF 신호 (64) 는 통과대역 신호이고, 숫자들의 쌍으로 정보를 담는다. 예를 들어, 정보는 진폭과 관련된 위상으로 IF 신호 (64) 에서 운송된다.
단계 65 에서, 제한기 (33) 는 위상 변조된 IF 신호 (64) 를 수신하고, 중간 주파수에서의 위상 변조된 캐리어 신호만을 남긴 채 진폭의 모든 변화를 없앤다. 제한기 (33) 는 위상 φ2(t) 있는 제한된 대역통과 신호 (39) 를 출력한다.
단계 66 에서 OPLL (21) 은 제한된 대역통과 신호 (39) 를 수신하고, 제한된 대역통과 신호 (39) 를 필터링하고, 그에 따라 제 2 그룹 지연을 도입한다. OPLL (21) 은 OPLL (21) 이, 제한된 통과대역 신호 (39) 에서 높은 주파수 잡음을 필터링하고, RF 신호 (25) 로 낮은 주파수 위상 변조를 통과시키는 저역통과 필터처럼 행동하는 때에, 제 2 그룹 지연을 도입한다. 위상 검출기 (26) 은 제한기 (32) 로부터의 피드백 신호의 위상과 제한된 통과 대역 신호 (39) 의 위상을 비교한다. 위상 차에 따라, 위상 검출기 (26) 는 업 및 다운 제어 신호를 출력하는데, 이는 차지 펌프 (27) 가 그 출력 리드에서 차지를 더하고 빼게 한다. 루프 필터 (28) 에 의해 필터링된 후, 차지 펌프 (27) 의 출력 리드의 전압은 전압 제어 오실레이터 (29) 의 제어 전압이 된다. 전압 제어 오실레이터 (29) 는 제어 전압이 증가할 때 높은 주파수를 갖고, 제어 전압이 감소할 때 낮은 주파수를 가지는 RF 신호 (25) 를 출력한다. 믹서 (30) 는 RF 신호 (25) 를 수신하고, 믹서 (30) 에 의해 생성된 신호를 사용하여 RF 신호 (25) 를 낮은 주파수로 하향 믹스한다. 그 후, 낮은 주파수 신호는 피드백 신호를 생산하기 위해 제한기 (32) 에 의해 제한된다.
단계 55 에서 기저대역 I 및 Q 신호들 (42 및 43) 을 필터링하고 그에 따라 제 1 그룹 지연을 도입함에 의해, 기저대역필터들 (22 및 23), 직교위상 변조기 (34), 제한기 (33) 및 OPLL (21) 의 조합된 그룹 지연은 변조 주파수의 변화에도 실질적으로 일정하게 유지된다.
실험 결과는 기저대역필터들 (22 및 23) 의 대역폭이 OPLL (21) 에서의 최대 그룹 지연과 대략 동일한 0 헤르츠에서의 필터들의 그룹 지연이 될 때 위상 변조기 (20) 의 왜곡이 가장 작다는 것을 보여준다. 기저대역필터들 (22 및 23) 과 OPLL (21) 사이의 제한기 (33) 의 존재는 기저대역필터들 (22 및 23), 직교위상 변조기 (34), 제한기 (33) 및 OPLL (21) 의 조합된 그룹 지연이 도 7 의 곡선 (62) 에서 보여진 기저대역필터들 (22 및 23) 및 OPLL (21) 의 그룹 지연의 합으로부터 떨어지게 한다. 또한, 그룹 지연은 진폭 응답에서의 오차보다 왜곡에 더 기여한다는 것이 실험적으로 판정되었다. 따라서 기저대역필터들 (22 및 23) 의 0 헤르츠에서의 그룹 지연이 OPLL (21) 의 최대 그룹 지연과 대략 동일해지도록 기저대역필터들 (22 및 23) 이 조절되는 경우에, 위상 변환기 (20) 의 구성요소의 그룹 지연의 조합은 IF 신호 (39) 의 변조 주파수의 변화에 가장 거의 일정하게 유지된다. 따라서, 도 3 의 실시형태에서, 변조 주파수에 따라 달라지는 OPLL (21) 의 그룹 지연에 대한 최고의 보상은, 도 7 의 곡선 (61) 에서 보여진 대로 기저대역필터들 (22 및 23) 의 시간 상수를 제 2 그룹 지연의 최대 기간인 약 0.325 마이크로세컨드로 설정함으로써 얻어질 수 있다. 기저대역필터들 (22 및 23), 직교위상 변조기 (34), 제한기 (33) 및 OPLL (21) 의 실제 조합된 그룹 지연은 도 7 의 곡선 (62) 에서 보여진 관계보다 변조의 상수 함수에 더 거의 가까운데, 이는 제한기 (33) 의 영향 때문이다.
위상 변조기 (20) 에 의해 나타난 실제 조합된 그룹 지연은 단순히 기저대역필터들 (22 및 23) 및 OPLL (21) 의 전달 함수들을 케스케이드 (cascade) 하여 표현할 수 없다. 먼저, 기저대역필터들 (22 및 23) 은 기저대역 I 및 Q 의 신호 (42 및 43) 의 진폭을 필터링하는 반면에, OPLL (21) 이 제한된 통과대역 신호 (39) 의 위상을 필터링한다. 도 5 의 식 (67) 은 출력 위상 φ3(t)를, OPLL (21) 에 의해 수신된 위상 φ2(t) 과 OPLL (21) 의 시간 도메인에서의 임펄스 응답 hOPLL(t) 이 콘벌브된 함수로서 나타낸다. 출력 위상 φ3(t) 는 기저대역필터들 (22 및 23) 의 임펄스 응답 대신에 그들의 그룹 지연을 사용하여 계산될 수 없는데, 이는 기저대역필터들 (22 및 23) 이 위상에 반대되는 진폭을 필터링하기 때문이다. 수신된 위상 φ2(t) 은 기저대역필터들 (22 및 23) 의 시간 도메인에서의 임펄수 응답 hBBF(t) 의 함수를 포함하는 아크탄젠트의 형태로 표현된다. 또한, 두 임펄스 응답 함수들 hBBF(t) 은 서로 상쇄되지 않는데, 이것들이 I 및 Q 신호들로 곱해지는 것이 아니라 I 및 Q 신호들 (42 및 43; A·cos[φ1(t)] 및 B·sin[φ1(t)]) 과 컨볼브되기 때문이다.
두번째로, 제한기 (33) 는 위상 변조기 (20) 의 조합된 전달 함수가 비선형이 되게 한다. IF 신호 (64) 의 다양한 진폭이 없어지기 때문에, 기저대역필터들 (22 및 23) 로부터 제 1 그룹 지연의 실제 기여도는 식 (60) 에서 표현된 그룹 지연과 상이하다. 따라서 제한기 (33) 는 도 5 에서의 식 (67) 의 출력 위상 φ3(t) 이 아크탄젠트 함수의 텀으로 표현되게 하는데, 이는 진폭 구성요소가 관련된 위상 정보로부터 없어지기 때문이다. 따라서, 조합된 그룹 지연의 정확한 수학적 공식화는 과다하게 복잡하므로, 위상 변조기 (20) 에 의해 나타나는 실제 조합된 그룹 지연은 실험으로 결정된다. 그럼에도 불구하고 식 (67) 은 통과대역 필터들 (22 및 23) 의 대역폭이 무한대로 증가함에 따라 임펄스 응답 hBBF(t) 은 델타 함수로 다가가고, 출력 위상 φ3(t) 은 OPLL (21) 의 임펄스 응답 hOPLL(t) 과 컨볼브된 입력 위상 φ1(t) 이 되는 것을 보여준다. 식 (68) 은 무한대로 넓은 대역폭을 가지는 기저대역필터들일 때의 출력 위상 φ3(t) 을 보여준다. 여기서, 기저대역필터들 (22 및 23) 의 그룹 지연 (제 1 그룹 지연) 은 OPLL (21) 의 그룹 지연 (제 2 그룹 지연) 에 추가되지 않는다.
도 8 은 RF 신호 (25) 에서 진폭 변조를 수행하는 폴라 전송기에 의해 전송 RF 신호 출력의 출력 스펙트럼을 도시한다. OPLL (21) 의 그룹 지연에 의한 전송 RF 신호의 왜곡은 기저대역필터들 (22 및 23) 에 의해 도입된 제 1 그룹 지연에 의해 보상된다. 곡선 (69) 는 기저대역필터들 (22 및 23) 이 매우 넓은 대역폭을 가질 때, 캐리어 주파수로부터 ±0.3 MHz 보다 더 큰 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 주목할 만한 양을 나타낸다. 이 예에서, 캐리어 주파수는 900 MHz 이고, 매우 넓은 대역폭은 4.5 MHz 초과이다. 곡선 (70) 은 캐리어 주파수로부터 ±0.3 MHz 의 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양이 기저대역 I 신호 (42) 및 기저대역 Q 신호 (43) 를 필터링함에 의해 감소됨을 나타낸다. 약 540 kHz 의 대역폭을 가진 기저대역필터들 (22 및 23) 로 I 및 Q 신호들을 필터링하여, 전송 RF 신호의 출력 스펙트럼의 스커트들에서의 파워 스펙트럼 밀도를 약 10 내지 20 dB 감소시킨다. 위상 오차 및 전송된 잡음의 최대 임계치의 지정과 더불어, EDGE 표준은 결정된 오프셋 주파수에서 틀림없이 이루어져야 하는 최소 신호 감쇠 역시 지정한다. 예를 들어, ±0.6 MHz 의 오프셋 주파수에서 곡선 (69) 에서의 스펙트럼 재생성은 EDGE 표준에 의해 허용되는 임계치 위인데, 곡선 (70) 에서의 스펙트럼 재생성은, 비선형 그룹 지연을 보상하기 위해 기저대역필터링을 사용함으로써 EDGE 표준에 따른다. 스펙트럼 재생성의 감소는, 기저대역 I 및 Q 신호들의 진폭이 먼저 필터링된 때의 직교위상 변조기 (34) 에 의해 알려진 위상 변조의 더 충실한 감소를 위상 변조기 (20) 가 수행하는 것을 의미한다.
도 6 의 방법은 OPLL (21) 의 일정하지 않은 그룹 지연을 보상하여, RF 신호 (25) 에서의 위상 오차 및 캐리어 주파수로부터 오프셋 주파수에서의 전송 RF 신호 내의 스펙트럼 에너지를 감소시킨다. OPLL (21) 을 통해 과다한 잡음을 통과시키지 않고 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 재생성을 감소시킴으로써, 위상 변조기 (20) 를 포함하는 폴라 EDGE 전송기의 사용 가능한 루프 대역폭이 확장된다. 시간 도메인에서, 위상 오차 및 전송된 잡음 모두가 지정된 임계치 아래인 대역폭을 확장하는 것은 주파수 도메인에서의 스펙트럼 재생성을 감소시키는 것에 대응된다. 증가된 사용 가능한 대역폭은 본 변조보다 더 높은 주파수 변조 방식을 허용하고, 8-PSK 변조를 적용하는 코딩 방식을 허용한다. 높은 주파수 변조 방식은 스펙트럼 대역폭에 의해 설정된 데이터 속도의 상한선에 더 가까이 다가가는 높은 데이터 속도를 허용할 것이다.
비록 본 발명이 안내의 목적으로 어떤 특정된 실시형태와 관련해 설명되었어도, 본 발명은 거기에 한정되지 않는다. 오프셋 위상동기루프를 통해 과다한 잡음 통과 없이 위상 오차 및 스펙트럼 재생성을 감소시키는 방법은 이동국 내의 위상 변조기와 관련되어 설명된다. 본 방법은 이동국으로 위상 변조된 RF 신호들을 전송하는 기지국에도 이용될 수도 있다. 비록 위상 변조기 (20) 가 폴라 EDGE 전송기의 일부분으로 서술되었으나, 위상 변조기 (20) 는, (1) 통신 산업 협회/전자 산업 협회에 의해 공표된 IS-95 표준 (2) 이동국 모뎀에 대한 관련 IS-98 표준 (3) "3세대 파트너십 프로젝트" (3GPP) 으로 명칭된 컨소시엄에 의해 제시된 표준 (W-CDMA 표준) 및 (4) "3세대 파트너십 프로젝트2" (3GPP2) 으로 명칭된 컨소시엄에 의해 제시된 표준 (IS-2000 표준) 들인 CDMA 표준들과 같이 진폭 및 위상 변조 모두를 적용하는 다른 무선 표준들을 적용하는 전송기들에서도 사용 가능하다. 상술된 위상 변조기 (20) 의 실시형태에서 기저대역필터들 (22 및 23) 은 아날로그 기저대역 I 및 Q 신호들 (42 및 43) 을 필터링한다. 다른 실시형태들에서 그룹 지연을 보상하는 기저대역필터들은 디지털 I/Q 생성기 (38) 에 의해 출력되는 디지털 I 및 Q 신호들을 필터링한다.
개시되어 있는 실시형태들에 대한 상기의 설명은 당업자로 하여금 본 발명을 실시 또는 이용할 수 있도록 제공된다. 당업자는 이들 실시형태에 대한 다양한 변형들을 명백히 알 수 있으며, 여기에서 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않고 다른 실시형태들에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에서 설명된 실시형태들에 제한되는 것이 아니라, 본문에서 개시하고 있는 원리 및 신규한 특징들과 부합하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

Claims (39)

  1. 진폭과 위상을 가지는 통과대역 신호를 생성하기 위해 직교위상 (quadrature) 변조기로 필터링된 기저대역 신호를 위상 변조하는 단계;
    제한된 통과대역 신호를 생성하기 위해 제한기로 상기 통과대역 신호의 상기 진폭을 제한하는 단계;
    출력 신호를 생성하기 위해 위상동기루프 (phase-locked loop;PLL) 로 상기 제한된 통과대역 신호를 필터링하는 단계로서, 필터링에 의해 PLL 그룹 지연을 도입하는, 상기 필터링 단계; 및
    상기 필터링된 기저대역 신호를 생성하기 위해 기저대역필터로 기저대역 신호를 필터링하는 단계를 포함하고,
    상기 기저대역필터는 기저대역필터 그룹 지연을 도입하고, 상기 기저대역필터 그룹 지연은 상기 PLL 그룹 지연을 보상하는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 신호는 왜곡을 나타내고,
    상기 기저대역필터 그룹 지연은 상기 PLL 그룹 지연을 보상하여 상기 왜곡을 감소시키는, 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 신호는 폴라 전송기에 의해 사용되어 전송 신호를 생성하고,
    상기 전송 신호는 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양을 나타내고,
    상기 기저대역필터 그룹 지연은 상기 PLL 그룹 지연을 보상하여 상기 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양을 감소시키는, 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 통과대역 신호는 변조 주파수를 가지고,
    상기 기저대역필터, 상기 직교위상 변조기, 상기 제한기 및 상기 PLL 은 함께, 조합된 그룹 지연을 나타내고,
    상기 통과대역 신호의 상기 변조 주파수가 변화할 때 상기 조합된 그룹 지연이 실질적으로 일정하게 유지되는, 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 통과대역 신호는 변조 주파수를 가지고,
    상기 기저대역필터 그룹 지연은 상기 변조 주파수가 0 헤르츠 (Hertz) 일 때 최대값을 가지고,
    상기 PLL 그룹 지연은 상기 변조 주파수가 제 1 값일 때 최대값을 가지고,
    상기 기저대역필터 그룹 지연의 상기 최대값은 상기 PLL 그룹 지연의 상기 최대값과 동일한, 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제한된 통과대역 신호를 필터링하는 단계는 오프셋 위상동기루프에 의해 수행되는, 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 신호는 폴라 전송기에 의해 사용되어 전송 신호를 생성하고,
    상기 전송 신호는 무선 주파수 (RF) 신호이며,
    이동국에서 상기 전송 신호를 전송하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 기저대역 신호는 동위상 (in-phase; I) 신호이고,
    상기 통과대역 신호는 중간 주파수 (IF) 신호인, 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 기저대역 신호는 직교위상 (Q) 신호이고,
    상기 기저대역 신호를 필터링하는 단계는 데카르트 좌표를 필터링하고,
    상기 제한된 통과대역 신호는 위상을 가지고,
    상기 제한된 통과대역 신호를 필터링하는 단계는 상기 제한된 통과대역 신호의 상기 위상을 필터링하는, 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터링된 기저대역 신호를 위상 변조하는 단계는 8 위상 편이 키잉 (8-PSK) 을 수행하는, 방법.
  11. 제 1 기저대역 신호 및 제 2 기저대역 신호를 위상 변조하여, 진폭 및 위상을 가지는 통과대역 신호를 생성하는 단계;
    상기 통과대역 신호의 상기 진폭을 제한하여 제한된 통과대역 신호를 생성하는 단계;
    위상동기루프로 상기 제한된 통과대역 신호를 필터링하여, 위상 오차의 양을 나타내는 출력 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제 1 기저대역 신호 및 상기 제 2 기저대역 신호를 필터링하여 상기 위상 오차의 양을 감소시키는 단계를 포함하는, 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 기저대역 신호는 동위상 (I) 신호이고 상기 제 2 기저대역 신호는 직교위상 (Q) 신호인, 방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 통과대역 신호는 위상 변조된 중간 주파수 (IF) 신호인, 방법.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 출력 신호는 폴라 전송기에 의해 사용되어 전송 신호를 생성하고,
    상기 전송 신호는 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양을 나타내고,
    상기 오프셋 주파수에서의 상기 스펙트럼 에너지는, 상기 제 1 기저대역 신호 및 상기 제 2 기저대역 신호를 필터링함으로써 감소되는, 방법.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 제한된 통과대역 신호는 위상을 가지고,
    상기 제한된 통과대역 신호의 필터링은 상기 위상을 필터링하는, 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1 기저대역 신호 및 상기 제 2 기저대역 신호의 필터링은 데카르트 좌표를 필터링하는, 방법.
  17. (a) I 및 Q 신호들을 생성하는 단계;
    (b) 기저대역필터로 상기 I 및 Q 신호들을 필터링하여, 필터링된 I 및 Q 신호를 생성하는 단계;
    (c) 상기 필터링된 I 및 Q 신호들로부터 위상 변조된 중간 주파수 (IF) 신호들을 생성하는 단계; 및
    (d) 오프셋 위상동기루프 (OPLL) 에서 상기 위상 변조된 IF 신호를 필터링하 여 출력 신호를 생성하는 단계를 포함하고,
    상기 OPLL 은 대역폭을 가지고, 상기 출력 신호는 위상 오차를 나타내고, 상기 위상 오차는 상기 OPLL 의 상기 대역폭이 감소함에 따라 증가하는, 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 기저대역필터는 제 1 그룹 지연을 나타내고 상기 OPLL 은 제 2 그룹 지연을 나타내고,
    상기 위상 변조된 IF 신호는 변조 주파수를 가지고,
    상기 제 2 그룹 지연은 상기 변조 주파수가 0 헤르츠일 때 최소값을 갖고 상기 변조 주파수가 제 1 값일 때 최대값을 가지며,
    (e) 상기 변조 주파수가 0 헤르츠일 때의 상기 제 1 그룹 지연이, 상기 변조 주파수가 제 1 값일 때의 상기 제 2 그룹 지연의 상기 최대값과 동일한 값을 갖도록 상기 기저대역필터를 조절하여, 상기 위상 오차를 감소시키는 단계를 더 포함하는, 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 위상 변조된 IF 신호는 진폭과 위상을 가지고,
    상기 (c) 단계와 (d) 단계 사이에,
    (e) 상기 위상 변조된 IF 신호의 상기 진폭을 제한하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  20. 제 17 항에 있어서,
    상기 I 및 Q 신호들은 기저대역 신호이고,
    상기 위상 변조된 IF 신호는 통과대역 신호인, 방법.
  21. 제 17 항에 있어서,
    상기 OPLL 은 최대값을 갖는 그룹 지연을 나타내고,
    상기 그룹 지연의 최대값은 역수를 가지고,
    상기 기저대역필터는 적어도 상기 그룹 지연의 상기 최대값의 역수만큼 큰 대역폭을 가지고,
    상기 출력 신호는 폴라 전송기에 의해 사용되어 전송 신호를 생성하고,
    상기 전송 신호는 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양을 나타내고,
    상기 오프셋 주파수에서의 상기 스펙트럼 에너지의 양은 상기 기저대역필터의 상기 대역폭이 감소함에 따라 감소하는, 방법.
  22. 제 17 항에 있어서,
    상기 위상 변조된 IF 신호는 변조 주파수를 가지고,
    상기 기저대역필터는 제 1 그룹 지연을 나타내고 상기 OPLL 은 제 2 그룹 지연을 나타내고,
    상기 변조 주파수가 0 헤르츠일 때 상기 제 1 그룹 지연은 제 1 최대값을 가지고, 상기 제 2 그룹 지연은 최소값을 가지고,
    상기 제 2 그룹 지연은 제 2 최대값을 가지며,
    (e) 상기 제 1 최대값이 상기 제 2 최대값과 동일하도록 상기 기저대역필터를 조절하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  23. (a) 제 1 그룹 지연을 나타내는 필터링된 기저대역 신호를 생성하기 위해 기저대역 신호를 필터링하는 수단;
    (b) 진폭, 위상 및 변조 주파수를 가지는 통과대역 신호를 생성하기 위해 상기 필터링된 기저대역 신호를 위상 변조하는 수단;
    (c) 제한된 통과대역 신호를 생성하기 위해 상기 통과대역 신호의 상기 진폭을 제한하는 수단; 및
    (d) 상기 제한된 통과대역 신호를 필터링하는 수단으로, 필터링을 의해 제 2 그룹 지연을 도입하는, 필터링하는 수단을 구비하고,
    상기 기저대역 신호를 필터링 하는 수단, 상기 위상 변조하는 수단, 상기 제한하는 수단 및 상기 제한된 통과대역 신호를 필터링하는 수단은 조합된 그룹 지연을 나타내고,
    상기 통과대역 신호의 상기 변조 주파수가 변화할 때 상기 조합된 그룹 지연이 실질적으로 일정하게 유지되는, 디바이스.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 (d) 에서 필터링하는 수단은 오프셋 위상동기루프를 구비하는, 디바이스.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 (d) 에서 필터링하는 수단은 출력 신호를 생성하고,
    상기 출력 신호는 폴라 전송기에 의해 사용되어 전송 신호를 생성하며,
    (e) 이동국에서 상기 전송 신호를 전송하는 수단을 더 구비하는, 디바이스.
  26. 제 23 항에 있어서,
    상기 위상 변조하는 수단은 8 위상 편이 키잉 (8-PSK) 을 수행하는, 디바이스.
  27. I 및 Q 신호들을 수신하고 필터링된 I 및 Q 신호들을 출력하고, 제 1 그룹 지연을 나타내는 기저대역필터;
    상기 필터링된 I 및 Q 신호들을 수신하고 위상 변조된 통과대역 신호를 출력하는 직교위상 (quadrature) 변조기; 및
    상기 위상 변조된 통과대역 신호를 필터링하고 출력 신호를 출력하는 오프셋 위상동기루프 (OPLL) 를 구비하고,
    상기 출력 신호는 위상 오차의 양을 나타내고, 상기 OPLL 은 제 2 그룹 지연을 나타내고, 상기 위상 오차의 양이 감소되도록 상기 제 1 그룹 지연은 상기 제 2 그룹 지연을 보상하는, 회로.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 위상 변조된 통과대역 신호는 진폭과 위상을 가지며,
    상기 OPLL 에 의해 필터링된 상기 위상 변조된 통과대역 신호의 상기 진폭을 제한하는 제한기를 더 구비하는, 회로.
  29. 제 27 항에 있어서,
    상기 위상 변조된 통과대역 신호는 변조 주파수를 갖고,
    상기 변조 주파수가 0 헤르츠일 때, 상기 제 1 그룹 지연은 최대값을 가지고, 상기 제 2 그룹 지연은 최소값을 가지고,
    상기 변조 주파수가 제 1 값일 때, 상기 제 2 그룹 지연은 최대값을 가지고,
    상기 제 1 그룹 지연의 상기 최대값은 상기 제 2 그룹 지연의 상기 최대값과 동일한, 회로
  30. 제 27 항에 있어서,
    상기 OPLL 은 대역폭을 가지고, 상기 출력 신호는 위상 오차를 나타내고, 상기 위상 오차는 상기 OPLL 의 대역폭이 감소함에 따라 증가하는, 회로.
  31. 제 27 항에 있어서,
    상기 OPLL 은 대역폭을 가지고, 상기 출력 신호는 잡음을 나타내고, 상기 잡음은 상기 OPLL 의 상기 대역폭이 감소함에 따라 감소하는, 회로.
  32. 제 27 항에 있어서,
    상기 직교위상 변조기는 8 위상 편이 키잉 (8-PSK) 을 수행하는, 회로.
  33. 제 27 항에 있어서,
    상기 제 2 그룹 지연은 0 헤르츠와 1 메가헤르츠 사이에서 발생하는 최대값을 갖는, 회로.
  34. 제 27 항에 있어서,
    상기 위상 변조된 통과대역 신호는 진폭 및 위상을 가지고, 상기 OPLL 은 상기 위상 변조된 통과대역 신호의 상기 위상을 필터링하는, 회로.
  35. 제 27 항에 있어서,
    상기 위상 변조된 통과대역 신호는 중간 주파수 (IF) 신호인, 회로.
  36. 전압 제어 오실레이터 (VCO) 및 루프 필터를 가진 위상동기루프 (PLL) 로서, 상기 PLL 은 위상 변조된 통과대역 신호를 수신하고, 상기 VCO 는 주파수를 갖는 출력 신호를 출력하고, 상기 루프 필터는 필터링된 신호를 출력하고, 상기 출력 신호의 주파수는 상기 필터링된 신호에 의해 전적으로 제어되고, 상기 PLL 는 대역폭을 가지고, 상기 출력 신호는 잡음 및 위상 오차를 나타내고, 상기 PLL 의 상기 대역폭이 감소함에 따라 상기 위상 오차는 증가하고 상기 잡음은 감소하는, 상기 위상동기루프; 및
    상기 잡음 및 상기 위상 오차를 동시에 감소시키는 수단을 구비하는, 회로.
  37. 제 36 항에 있어서,
    상기 수단은 상기 PLL 의 상기 대역폭의 증가없이 상기 출력 신호의 상기 위상 오차를 감소시키는, 회로.
  38. 제 36 항에 있어서,
    상기 수단은 기저대역필터를 구비하고,
    상기 PLL 은 최대값을 가진 그룹 지연을 나타내고,
    상기 그룹 지연의 최대값은 역수를 갖고,
    상기 기저대역필터는 적어도 상기 그룹 지연의 상기 최대값의 역수만큼 큰 대역폭을 가지고,
    상기 출력 신호는 폴라 전송기에 의해 사용되어 전송 신호를 생성하고,
    상기 전송 신호는 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양을 나타내고,
    상기 오프셋 주파수에서의 스펙트럼 에너지의 양은 상기 기저대역필터의 상기 대역폭이 감소함에 따라 감소하는, 회로.
  39. 제 36 항에 있어서,
    상기 PLL 은 오프셋 위상동기루프인, 회로.
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