JP4410128B2

JP4410128B2 - 周波数変調装置及びポーラ変調送信装置

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Publication number: JP4410128B2
Application number: JP2005069386A
Authority: JP
Inventors: 俊介平野; 護荒屋敷
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-03-12
Filing date: 2005-03-11
Publication date: 2010-02-03
Anticipated expiration: 2025-03-11
Also published as: JP2005295536A

Description

本発明は、特にＰＬＬ（Phase Locked Loop ：位相同期ループ）を用いて周波数変調を行う周波数変調装置及びポーラ変調送信装置に関する。

従来、ベースバンドの変調信号によりキャリア信号を変調して送信信号を形成する（すなわち、ベースバンド変調信号を無線周波数にアップコンバートする）にあたって、ＰＬＬを用いた周波数変調装置が広く用いられている。この種の周波数変調装置においては、一般に、低コスト、低消費電力、良好なノイズ特性と変調精度が求められる。ＰＬＬを用いて変調を行う場合、変調精度を良くするためには変調信号の周波数帯域（変調帯域）幅よりもＰＬＬの周波数帯域（ＰＬＬ帯域）幅を広くすることが望ましい。

しかしながら、ＰＬＬ帯域幅を広くすると、ノイズ特性の劣化を招く。そこで、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定し、ＰＬＬ帯域内の変調とＰＬＬ帯域外の変調を異なる２箇所でかける２点変調という技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１５に、従来の２点変調ＰＬＬを用いた周波数変調装置の構成を示す。周波数変調装置１０は、制御電圧端子の電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１と、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ変調信号の周波数を分周する分周器２と、分周器２の出力信号と基準信号の位相を比較し位相差に応じた信号を出力する位相比較器３と、位相比較器３の出力信号を平均化して出力するループフィルタ４とを有する。そしてキャリア周波数データに、変調信号生成部５によって生成された変調データを加算したものを分周器の分周比として与えることで１点目の変調を行う。

加えて、周波数変調装置１０は、変調データをディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）６でアナログ電圧に変換し、Ｄ／Ａ変換器６の出力に現れる折り返しノイズをポストフィルタ７によって抑圧した後に、これをループフィルタ４の出力に加算してＶＣＯ１の制御電圧端子に供給することで２点目の変調を行うようになっている。
米国特許第４，３０８，５０８号

上述したような２点変調技術を用いると、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定しても、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ広帯域なＲＦ変調信号を出力することが可能となる。この結果、ＰＬＬによるノイズ特性の劣化を抑制できるようになる。

先ず、２点変調を用いた場合の周波数特性について考察する。図１６は、２点変調ＰＬＬの動作を説明するためのベースバンド領域の周波数特性を示す図である。ここで、ＰＬＬの周波数特性を表す伝達関数をＨ（ｓ）（但し、ｓ＝ｊω）とする。Ｈ（ｓ）は図１６に示すような低域通過特性をもつ。分周器２に設定する分周比に加えられた変調信号には、ＰＬＬによって伝達関数Ｈ（ｓ）の低域通過フィルタがかけられる。一方、ポストフィルタ７から出力される変調信号はＶＣＯ１の制御電圧端子に加えられることで、図１６に示すような伝達関数１−Ｈ（ｓ）の高域通過フィルタがかけられる。すなわち、変調データをΦ（ｓ）とおくと、ＶＣＯ１出力のＲＦ変調信号に含まれるベースバンド成分は、次式に表されるようにＰＬＬの周波数特性とは無関係になる。
Ｈ（ｓ）Φ（ｓ）＋｛１−Ｈ（ｓ）｝Φ（ｓ）＝Φ（ｓ） ……… （１）

このように、ＰＬＬに２点変調を適用すると、ＶＣＯ１から、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ、広帯域なＲＦ変調信号を出力することが可能となる。なお、ｆｓはサンプリング周波数（Ｄ／Ａ変換器６の動作周波数）である。

ところで、Ｄ／Ａ変換器６の出力には図１６に示すような量子化ノイズが発生する。ポストフィルタ７で、この量子化ノイズを抑圧することが求められる。ポストフィルタ７は、図１６に示すように低域通過特性をもつ。帯域幅が狭すぎると図１６に示した変調信号を抑圧してしまう。逆に、帯域幅を広げすぎると変調信号への影響は回避できるが、量子化ノイズなどのノイズを十分に抑圧できなくなる。

図１７は、ＶＣＯ１の出力に現れるＲＦ変調信号のスペクトルを図示したものである。変調信号に量子化ノイズが重畳された波形がＶＣＯ１から出力される。中心周波数（ｆｖｃｏ）近傍の量子化ノイズが抑圧されているのは、図１６の１−Ｈ（ｓ）の特性によるものである。また、ｆｖｃｏから離れたところで量子化ノイズが抑圧されているのは、ポストフィルタ７の周波数特性によるものである。

ところで、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）規格等では、送信波のスペクトルが図中点線で示すようなスペクトルマスクからはみ出してはいけないことが定められている。

しかしながら、従来の２点変調型の周波数変調装置においては、図１７に示すように、量子化ノイズの影響により、送信波のスペクトルがスペクトルマスクからはみ出すおそれがある。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置及びポーラ変調送信装置を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明の周波数変調装置の一つの態様は、次の（ｉ）−（ｉｖ）の構成を有する。
（ｉ）ベースバンド変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて分周比を設定し、前記分周比に基づいて、入力されるＲＦ変調信号を分周する分周器と、前記分周器から出力された分周信号の位相と基準信号の位相とを比較し、位相差に応じた信号を出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力される信号を平均化するループフィルタと、前記ループフィルタの出力信号に、前記ベースバンド変調信号をアナログ変換することにより得られるアナログ電圧信号を加算し、加算信号を出力する加算器と、前記加算信号が入力され、入力される信号の電圧に応じた発振周波数を有するＲＦ変調信号を出力する電圧制御発振器とを備え、前記電圧制御発振器から出力される前記ＲＦ変調信号は、前記分周器に入力されるＰＬＬ回路と、
（ｉｉ）前記ベースバンド変調信号を微分する微分器と、前記微分器の後段に配置され、入力される信号を量子化することにより得られる信号を出力する量子化器と、前記微分器の後段に、前記量子化器と並列に配置され、前記量子化器から出力される信号と前記微分器の出力信号とを加算して得られる信号を、前記量子化器に入力させるフィードバック回路とを具備し、前記ベースバンド変調信号をアナログ変換することにより得られるアナログ電圧信号を前記加算器に対して出力するノイズシェーパと、
（ｉｉｉ）前記ノイズシェーパと前記加算器との間に配置され、前記ノイズシェーパから出力されるアナログ電圧信号の低周波帯域のみを通過させるポストフィルタと
を具備し、
（ｉｖ）前記ノイズシェーパは、入力される前記ベースバンド変調信号に、前記アナログ変換により生じる量子化ノイズを積分した成分を加算した信号を出力することにより、周波数がゼロ付近では量子化ノイズが無限大となり、周波数が高い領域ほど量子化ノイズが減衰する伝達関数をもつ。

この構成によれば、量子化ノイズを含めた送信波をスペクトルマスク内に収め易くなる。また、ノイズシェーパは、入力されるベースバンド変調信号に、アナログ変換により生じる量子化ノイズを積分した成分を加算した信号を出力することにより、周波数がゼロ付近では量子化ノイズが無限大となり、周波数が高い領域ほど量子化ノイズが減衰する伝達関数をもつ構成とされているので、送信波をスペクトルマスク内に収め易くなる。なお量子化ノイズの低周波成分は、ＰＬＬ回路の特性によって抑圧できるので問題にならない。さらに、ノイズシェーパによって量子化ノイズの周波数特性を変化させつつポストフィルタによって高周波帯域の信号を抑制することができるので、量子化ノイズを含めた送信波をスペクトルマスク内に収め易くなる。例えばノイズシェーパによって量子化ノイズの高周波成分を抑圧するようにすれば、ポストフィルタの低域通過特性を、ベースバンド変調信号についての変調信号波形を抑圧するほど狭くしなくてもよくなる。この結果、変調信号波形を維持しつつ、量子化ノイズを含めた送信波をスペクトルマスク内に収めることができるようになる。

本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、前記周波数変調装置と、前記周波数変調装置の前段に配置され、入力される変調信号に基づいて、位相変調信号と振幅変調信号とを形成し、前記周波数変調装置に対して前記位相変調信号を前記ベースバンド変調信号として出力する振幅位相分離部と、前記振幅位相分離部の後段に、前記周波数変調装置と並列に配置され、前記振幅変調信号を増幅して、増幅された振幅変調信号を出力する振幅変調信号増幅部と、前記振幅変調信号増幅部から出力される増幅された振幅変調信号に応じて設定された電源電圧に基づいて、前記周波数変調装置に含まれる前記電圧制御発振器から出力される前記ＲＦ変調信号を増幅する増幅部とを具備する構成を採る。

この構成によれば、量子化ノイズの影響で送信波がスペクトルマスクをはみ出すことのない、２点変調型のポーラ変調送信装置を実現できる。この結果、ポーラ変調方式による電力効率の向上効果、及び２点変調による変調精度の向上効果に加えて、送信波を確実にスペクトルマスク内に収めることができるポーラ変調送信装置を実現できる。

本発明によれば、送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置及びポーラ変調送信装置を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１５との対応部分に同一符号を付して示す図１に、本発明の実施の形態１に係る２点変調型の周波数変調装置の構成を示す。図１の周波数変調装置１００は、図１５の周波数変調装置１０と比較して、Ｄ／Ａ変換器６に代えてノイズシェーパ１０１が設けられている。

ノイズシェーパ１０１は、変調データ（ディジタルのベースバンド変調信号）に応じたアナログ電圧値を形成する機能と、その際に発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させる機能とを有する。

この実施の形態のノイズシェーパ１０１は、図２に示すように構成されている。なお図２では、変調データをＸ、出力アナログ電圧をＹと示す。ノイズシェーパ１０１は、大きく分けて、変調データを微分する微分器１０２と、量子化器１０３と、微分器１０２の出力信号と量子化器１０３の出力信号（すなわち出力アナログ電圧Ｙ）とをタイミングを合わせて加算して量子化器１０３に入力させるフィードバック回路１０４とを有する。

微分器１０２は、遅延素子１０５によってＺ^−１分（すなわち、ノイズシェーパ１０１の動作クロックの１クロック分）だけ遅延された入力信号Ｘと、現入力信号Ｘとを、減算器１０６で減算することにより、微分出力を得る。因みに、ＺはＺ変換を表す。この微分出力は加算器１０７を介して量子化器１０３に入力される。

量子化器１０３は、入力信号を、少なくとも変調データＸのサンプリング周波数の２倍以上のサンプリング周波数で量子化することにより、出力アナログ電圧Ｙを得る。実際上、量子化器１０３は、変調データＸのサンプリング周波数の数十倍のサンプリング周波数で量子化を行うことで、出力アナログ電圧Ｙを得るようになっている。また量子化器１０３の出力は、Ｚ^−１分の遅延時間を与える遅延素子１０８を介して加算器１０７に送出される。

次に、本実施の形態のノイズシェーパ１０１、周波数変調装置１００の動作及び特性について説明する。

微分器１０２の伝達関数は、（１−ｚ^−１）で表すことができる。ここで量子化器１０３で発生する量子化ノイズをＱとすると、変調データＸと出力アナログ電圧Ｙとの関係は、次式で表すことができる。
Ｙ＝（１−ｚ^−１）Ｘ＋ｚ^−１Ｙ＋Ｑ ……… （２）

（２）式を展開すると、次式となる。
Ｙ＝Ｘ＋Ｑ／（１−ｚ^−１） ……… （３）

（３）式において量子化ノイズＱに乗算されている１／（１−ｚ^−１）は、積分の伝達関数である。つまり、入力信号Ｘに積分された量子化ノイズが加えられたものが出力に現れることになる。積分の周波数特性は低域通過特性をもつ。

図３に、周波数変調装置１００のベースバンド領域の周波数特性を示す。図１６と比較して、量子化ノイズＱの分布が異なる。これは、（３）式で示した積分１／（１−ｚ^−１）の周波数特性によるものである。これにより量子化ノイズＱはＤＣ（０Ｈｚ）で無限大になるが、この後｛１−Ｈ（ｓ）｝の高域通過特性がかけられることになるので、結果としてＤＣ近傍のノイズは抑圧される。

具体的には、ＰＬＬの次数を高くすれば｛１−Ｈ（ｓ）｝の減衰の傾斜を急にできるので、図３のＤＣ近傍の量子化ノイズの盛り上がりを打ち消すようにＰＬＬの次数を設定すればよい。また、ＰＬＬのカットオフ周波数を高くして｛１−Ｈ（ｓ）｝のＤＣ近傍の減衰量を大きくし、これを利用してＤＣ近傍のノイズを抑圧してもよい。

図４に、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ変調信号のスペクトルを示す。変調信号に、量子化ノイズＱが重畳された波形がＶＣＯ１から出力される。図４からも分かるように、変調信号に重畳される量子化ノイズＱは、ノイズシェーパ１０１の作用により、図１７と比べて、中心周波数から離れたところのノイズレベルが小さくなる。これによりスペクトルマスクの規格を満足できる。

かくして本実施の形態によれば、周波数が高くなるに従って量子化ノイズが減衰する特性を有するノイズシェーパ１０１を介して、ＶＣＯ１の前段に設けられた加算器に、変調データをアナログ変換する際に発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させて供給するようにしたことにより、送信波（ＲＦ変調信号）のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置１００を実現できる。

なおこの実施の形態では、ノイズシェーパ１０１の次数を１次で説明したが、２次以上の構成としてもよい。またノイズシェーパ１０１は、図２に示す構成のものに限らず、要は量子化ノイズを高周波数にいくに従って減衰させる特性を有するものであればよい。

また上述した実施の形態では、分周器２の詳細構成については言及しなかったが、例えば一般に知られているフラクショナル方式のものが好ましい。これは、以下に説明する実施の形態でも同様である。

（実施の形態２）
本実施の形態では、ノイズシェーパとして、図５に示すような構成のバンドパスデルタシグマ変調器を用いることを提案する。ノイズシェーパ１１０は、図１のノイズシェーパ１０１に代えて周波数変調装置１００に用いられる。

ノイズシェーパ１１０は、実施の形態１のノイズシェーパ１０１と同様に、変調データに応じたアナログ電圧値を形成する機能と、その際に発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させる機能とを有する。但し、量子化ノイズの周波数特性の変化のさせ方が実施の形態１と異なる。

ノイズシェーパ１１０は、変調データを減算器１１１に入力し、減算結果を図６に示すような共振特性を有するフィルタ（Ｆ（ｚ））１１２に入力する。フィルタ出力は量子化器１１３によって量子化されることで、出力アナログ電圧Ｙとされる。また出力アナログ電圧Ｙは、遅延素子１１４によりｚ^−１分だけ遅延された後、減算器１１１の減算入力としてフィードバックされる。

次に、本実施の形態のノイズシェーパ１１０及びそれを用いた周波数変調装置１００の動作及び特性について説明する。

量子化器１１３で発生する量子化ノイズをＱとすると、変調データＸと出力アナログ電圧Ｙとの関係は、次式で表すことができる。
Ｙ＝Ｘ＋Ｑ／Ｆ（ｚ） ……… （４）

量子化ノイズＱに乗算されている１／Ｆ（ｚ）は、ノッチの伝達関数である。つまり、入力信号Ｘにノッチを含んだ量子化ノイズＱが加えられたものが出力に現れることになる。

図７に、本実施の形態のノイズシェーパ１１０を用いた場合の周波数変調装置１００のベースバンド領域の周波数特性を示す。図１６と比較して、量子化ノイズＱの分布が異なる。これは、（４）式で示したノッチ１／Ｆ（ｚ）の周波数特性によるものである。ノッチは、帯域通過型（ローパス）フィルタ特性を有するポストフィルタ７の帯域内で、かつ、変調帯域の外側のノイズを抑圧できるような周波数に設定するのが好ましい。

図８に、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ変調信号のスペクトルを示す。変調信号に量子化ノイズＱが重畳された波形がＶＣＯ１から出力される。図８からも分かるように、変調信号に重畳される量子化ノイズＱは、ノイズシェーパ１１０のノッチの効果により、図１７と比べて、中心周波数ｆ_ＶＣＯから離れたところのノイズレベルが小さくなる。これによりスペクトルマスクの規格を満足できる。

かくして本実施の形態によれば、バンドパスデルタシグマ変調器構成であるノイズシェーパ１１０を介して、ＶＣＯ１の制御電圧端子に変調データに応じた電圧を供給するようにしたことにより、送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置１００を実現できる。

（実施の形態３）
本実施の形態では、ノイズシェーパとして、図９に示すような構成のデルタ変調器を用いることを提案する。ノイズシェーパ１２０は、図１のノイズシェーパ１０１に代えて周波数変調装置１００に用いられる。

ノイズシェーパ１２０は、実施の形態１や実施の形態２のノイズシェーパ１０１、１１０と同様に、変調データに応じたアナログ電圧値を形成する機能と、その際に発生する量子化ノイズの周波数特性を変化させる機能とを有する。但し、量子化ノイズの周波数特性の変化のさせ方が実施の形態１や実施の形態２と異なる。

ノイズシェーパ１２０は、変調データを減算器１２１を介して量子化器１２２に入力する。量子化器１２２は、入力信号を、少なくとも変調データのサンプリング周波数の２倍以上のサンプリング周波数で量子化することにより、アナログ電圧を得る。実際上、量子化器１２２は、変調データのサンプリング周波数の数十倍のサンプリング周波数で量子化を行うことで、アナログ電圧を得るようになっている。量子化器１２２により得られたアナログ電圧は、積分器１２３によって積分されることにより、出力アナログ電圧Ｙとされる。また量子化器１２２の出力は、ｚ^−１分の遅延時間を与える遅延素子１２４及び積分器１２５を順次介して減算器１２１の減算入力としてフィードバックされる。

次に、本実施の形態のノイズシェーパ１２０及びこれを用いた周波数変調装置の動作及び特性について説明する。

積分器１２３、１２５の伝達関数は、１／（１−ｚ^−１）で表すことができる。したがって、図９のＡ点での信号レベルをＡ、量子化器１２２で発生する量子化ノイズをＱとすると、次式が成り立つ。
Ａ＝Ｘ−ｚ^−１Ａ／（１−ｚ^−１）＋Ｑ
Ａ＝（１−ｚ^−１）（Ｘ＋Ｑ） ……… （５）

これより、ノイズシェーパ１２０の出力アナログ電圧Ｙは、次式で表すことができる。
Ｙ＝Ａ／（１−ｚ^−１）
Ｙ＝Ｘ＋Ｑ ……… （６）

ここで（６）式からも分かるように、入力信号Ｘに量子化ノイズＱが加えられたものが出力に現れることになる。しかし、（５）式に示されているようにＡ点では入力信号Ｘと量子化ノイズＱが微分された信号が現れる。これは、入力信号ＸのＤＣ成分が出力に伝わらないことを意味する。

図１０に、本実施の形態のノイズシェーパ１２０を用いた場合の周波数変調装置１００のベースバンド領域の周波数特性を示す。量子化ノイズＱが一様に分布する点は図１６と同じであるが、ノイズシェーパ１２０の動作周波数を高くすることにより、図１０に示すように量子化ノイズの絶対レベルを低くすることができる。

図１１に、ＶＣＯ１から出力されるＲＦ変調信号のスペクトルを示す。変調信号に量子化ノイズＱが重畳された波形がＶＣＯ１から出力される。図１１からも分かるように、変調信号に重畳された量子化ノイズＱは、ノイズシェーパ１２０の作用により、図１７と比べて、中心周波数ｆ_ＶＣＯから離れたところのノイズレベルが小さくなる。これによりスペクトルマスクの規格を満足できる。

また本実施の形態のノイズシェーパ１２０として用いたデルタ変調器は、１ビットの量子化器を用いて実現できるため、従来の技術におけるＤ／Ａ変換器６（図１５）のように多ビットの量子化器を使用しなくてよい。因みに、実施の形態１、２の量子化器１０３、１１３においても１ビット量子化器を適用できる。これにより、精度の高い信号処理ができる。このようなデルタ変調器を２点変調ＰＬＬに適用すると、ＲＦ変調信号の変調精度特性が向上するというメリットがある。但し、デルタ変調器はＤＣ成分を通さないというデメリットがあるが、２点変調型のＰＬＬの｛１−Ｈ（ｓ）｝の高域通過特性をもつパスは本質的にＤＣ成分を通さないため、２点変調ＰＬＬのシステム全体で見た場合はデメリットとならない。

かくして本実施の形態によれば、デルタ変調器構成であるノイズシェーパ１２０を介して、ＶＣＯ１の制御電圧端子に変調データに応じた電圧を供給するようにしたことにより、送信波のスペクトルをスペクトルマスク内に収めることができる２点変調型の周波数変調装置１００を実現できる。

なおこの実施の形態では、ノイズシェーパ１２０として１次のデルタ変調器を用いた場合について説明したが、デルタ変調器を２次以上としてもよい。

（実施の形態４）
本実施の形態では、実施の形態１から実施の形態３で説明した周波数変調装置１００をポーラ変調送信装置への適用することを提示する。

図１２に、本実施の形態のポーラ変調送信装置２００の構成を示す。周波数変調装置１００は、図中の周波数シンセサイザ２０６として用いられる。なお図１２では、周波数変調装置１００が用いられる周波数シンセサイザ２０６の周辺部分のみを示す。

ポーラ変調送信装置２００は、振幅位相分離部２０２にＩ（同相）成分及びＱ（直交）成分からなるベースバンド変調信号２０１を入力する。振幅位相分離部２０２は、ベースバンド変調信号２０１の振幅成分（すなわち、√（Ｉ^２＋Ｑ^２））を振幅変調信号２０３として振幅変調信号増幅器２０５に送出すると共に、ベースバンド変調信号２０１の位相成分（例えば、変調シンボルとＩ軸のなす角度）をベースバンド位相変調信号２０４として周波数シンセサイザ２０６に送出する。

ポーラ変調送信装置２００は、周波数シンセサイザ２０６として、上述した実施の形態１、実施の形態２又は実施の形態３の周波数変調装置１００が用いられている。またベースバンド位相変調信号２０４が実施の形態１から実施の形態３で説明した変調データに相当する。

周波数シンセサイザ２０６は、キャリア周波数をベースバンド位相変調信号（位相データ）２０４で変調することにより高周波位相変調信号（ＲＦ変調信号）２０７を生成し、これを高周波電力増幅器２０８に送出する。

高周波電力増幅器２０８は非線形増幅器でなり、電源電圧値が振幅変調信号増幅器２０５により増幅された振幅変調信号２０３に応じて設定されるようになされている。これにより、高周波電力増幅器２０８からは、電源電圧値と周波数シンセサイザ２０６から出力された高周波位相変調信号２０７を掛け合わされた信号が高周波電力増幅器２０８の利得分だけ増幅された送信信号２０９が出力される。送信信号２０９はアンテナ２１０から送信される。

このようにポーラ変調送信装置２００においては、高周波電力増幅器２０８に入力される高周波位相変調信号２０７を、振幅方向の変動成分をもたない定包絡線信号とすることができるため、高周波電力増幅器２０８として高効率の非線形増幅器を用いることができるようになる。

加えて、ポーラ変調送信装置２００の周波数シンセサイザ２０６に実施の形態１、実施の形態２又は実施の形態３の周波数変調装置１００を用いることにより、スペクトルマスク内に量子化ノイズが収まった送信信号２０９を得ることができる。この結果、ポーラ変調方式による電力効率の向上効果、及び２点変調による変調精度の向上効果に加えて、送信波を確実にスペクトルマスク内に収めることができるポーラ変調送信装置２００を実現できる。

（他の実施の形態）
なお上述した実施の形態４では、実施の形態１、実施の形態２又は実施の形態３の周波数変調装置１００をポーラ変調送信装置２００に設けられる周波数シンセサイザ２０６に適用した場合について述べたが、本発明の周波数変調装置はこれに限らず、定められた周波数帯域内に送信信号の帯域を収めることが求められる無線通送信装置及び無線通信装置に広く適用できる。

図１３に、実施の形態１〜３の周波数変調装置を搭載した無線送信装置の構成を示す。無線送信装置３００は、実施の形態１〜３のいずれかの周波数変調装置１００と、周波数変調装置１００により得られたＲＦ変調信号を増幅する増幅器３０１と、増幅された信号を送信するアンテナ３０２とを有する。

図１４に、実施の形態１〜３の周波数変調装置を搭載した無線通信装置の構成を示す。無線通信装置４００は、実施の形態１〜３いずれかの周波数変調装置１００及び増幅器３０１を有する送信部４０１と、受信信号に対して復調処理を含む所定の受信処理を施す受信部４０２と、送信信号と受信信号との切替えを行う共用器４０３と、アンテナ３０２とを備えている。

これにより、無線送信装置３００及び無線通信装置４００においては、２点変調による高精度の周波数変調を行うことができるので高品質の送信信号を得ることができるのに加えて、送信波を確実にスペクトルマスク内に収めることができるので他の無線機器への干渉を抑制できるようになる。

本発明は、例えば携帯電話機等の携帯端末やその基地局等の無線通信装置に適用して好適なものである。

実施の形態の周波数変調装置の構成を示すブロック図実施の形態１のノイズシェーパの構成を示すブロック図実施の形態１におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図実施の形態１におけるＲＦ信号スペクトルを示す特性曲線図実施の形態２のノイズシェーパの構成を示すブロック図実施の形態２の伝達関数Ｆ（ｚ）の特性を示す特性曲線図実施の形態２におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図実施の形態２におけるＲＦ信号スペクトルを示す特性曲線図実施の形態３のノイズシェーパの構成を示すブロック図実施の形態３におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図実施の形態３におけるＲＦ信号スペクトルを示す特性曲線図実施の形態４におけるポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図他の実施の形態における無線送信装置の構成を示すブロック図他の実施の形態における無線通信装置の構成を示すブロック図従来の２点変調型の周波数変調装置の構成を示すブロック図従来の２点変調型の周波数変調装置におけるベースバンド信号スペクトルを示す特性曲線図従来の２点変調型の周波数変調装置におけるＲＦ信号スペクトルを示す特性曲線図

符号の説明

１電圧制御発振器（ＶＣＯ）
２分周器
３位相比較器
４ループフィルタ
７ポストフィルタ
１００周波数変調装置
１０１、１１０、１２０ノイズシェーパ
１０２微分器
１０３量子化器
１０４フィードバック回路
２００ポーラ変調送信装置
３００無線送信装置
４００無線通信装置

Claims

ベースバンド変調信号及びキャリア周波数信号に基づいて分周比を設定し、前記分周比に基づいて、入力されるＲＦ変調信号を分周する分周器と、前記分周器から出力された分周信号の位相と基準信号の位相とを比較し、位相差に応じた信号を出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力される信号を平均化するループフィルタと、前記ループフィルタの出力信号に、前記ベースバンド変調信号をアナログ変換することにより得られるアナログ電圧信号を加算し、加算信号を出力する加算器と、前記加算信号が入力され、入力される信号の電圧に応じた発振周波数を有するＲＦ変調信号を出力する電圧制御発振器とを備え、前記電圧制御発振器から出力される前記ＲＦ変調信号は、前記分周器に入力されるＰＬＬ回路と、
前記ベースバンド変調信号を微分する微分器と、前記微分器の後段に配置され、入力される信号を量子化することにより得られる信号を出力する量子化器と、前記微分器の後段に、前記量子化器と並列に配置され、前記量子化器から出力される信号と前記微分器の出力信号とを加算して得られる信号を、前記量子化器に入力させるフィードバック回路とを具備し、前記ベースバンド変調信号をアナログ変換することにより得られるアナログ電圧信号を前記加算器に対して出力するノイズシェーパと、
前記ノイズシェーパと前記加算器との間に配置され、前記ノイズシェーパから出力されるアナログ電圧信号の低周波帯域のみを通過させるポストフィルタと
を具備し、
前記ノイズシェーパは、入力される前記ベースバンド変調信号に、前記アナログ変換により生じる量子化ノイズを積分した成分を加算した信号を出力することにより、周波数がゼロ付近では量子化ノイズが無限大となり、周波数が高い領域ほど量子化ノイズが減衰する伝達関数をもつ
ことを特徴とする周波数変調装置。
請求項１記載の周波数変調装置と、
前記周波数変調装置の前段に配置され、入力される変調信号に基づいて、位相変調信号と振幅変調信号とを形成し、前記周波数変調装置に対して前記位相変調信号を前記ベースバンド変調信号として出力する振幅位相分離部と、
前記振幅位相分離部の後段に、前記周波数変調装置と並列に配置され、前記振幅変調信号を増幅して、増幅された振幅変調信号を出力する振幅変調信号増幅部と、
前記振幅変調信号増幅部から出力される増幅された振幅変調信号に応じて設定された電源電圧に基づいて、前記周波数変調装置に含まれる前記電圧制御発振器から出力される前記ＲＦ変調信号を増幅する増幅部と
を具備するポーラ変調送信装置。