KR19980021417A

KR19980021417A - 아날로그 디지탈(a d)변환장치

Info

Publication number: KR19980021417A
Application number: KR1019960040240A
Authority: KR
Inventors: 허정권; 오영남
Original assignee: 김광호; 삼성전자 주식회사
Priority date: 1996-09-16
Filing date: 1996-09-16
Publication date: 1998-06-25
Also published as: CN1179650A; JPH10107639A; GB9719420D0; US6034629A; MY124114A; JP3115265B2; GB2317287B; CN1110901C; GB2317287A

Abstract

개시된 내용은 입력되는 아날로그신호를 디지탈형태로 변환하기 위한 A/D변환장치에 관한 것이다. 본 발명의 장치는 입력되는 아날로그신호와 소정의 궤환 입력되는 아날로그신호간의 차분신호를 구하는 차분기와, 차분신호에 소정치를 곱하여 크기를 조절하는 곱셈기와, 차분신호를 일정한 대역폭으로 필터링하여 주파수를 제한시키는 필터기와, 크기조절된 신호와 대역제한된 신호를 합하는 가산기와, 가산기의 출력신호를 양자화하여 디지탈신호로 출력하는 양자화부, 및 디지탈신호를 아날로그형태로 변환하여 차분기로 궤환 입력시키는 D/A변환기로 구성된다. 따라서, 본 발명은 크기조절된 차분신호를 대역제한된 차분신호에 합하여 양자화하므로써 고주파영역에 대해 양자화잡음을 감소시킬 뿐 아니라 전체적으로 양자화잡음의 증가율을 감소시켜 양자화잡음에 영향을 덜 받는 디지탈신호를 생성할 수 있으며, 그 통과대역을 보다 넓게 설정할 수 있어 차세대 오디오기기에 적합한 성능의 A/D변환장치를 제공한다.

Description

아날로그/디지탈(A/D)변환장치

본 발명의 목적은 입력되는 아날로그신호를 디지탈신호로 변환시 고주파영역에서의 양자화잡음(quantization noise)을 감소하여 A/D변환의 성능을 향상시킬 수 있도록 한 A/D변환장치를 제공함에 있다.

본 발명은 로우패스필터(Low Pass Filter; LPF)를 사용하는 델타시그마(ΔΣ)방식의 A/D변환장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 입력되는 아날로그신호를 디지탈신호로 변환시 고주파영역에서의 양자화잡음을 감소시켜 그 성능을 향상시킬 수 있도록 한 새로운 A/D변환장치에 관한 것이다.

대부분의 디지탈 통신시스템에서 아날로그신호를 디지탈화하는 많은 A/D변환기술이 개발되고 있다. 그중 오디오신호 대역에서 많이 사용되고 있는 기술이 델타시그마(ΔΣ)방식이다. 델타시그마(ΔΣ)방식은 아날로그신호를 일정한 대역폭을 갖는 로우패스필터로 그 주파수를 제한하고, 대역제한된 신호를 나이퀴스트(Nyquist)주파수 이상의 샘플링주파수로 샘플링하는 오버샘플링(oversampling)기법을 사용한다. 그 일예를 도 1에 도시하였다.

도 1은 종래 A/D변환장치를 나타낸 구성도이다. 도시된 바와 같이, 종래 장치는 입력되는 아날로그신호와 소정의 궤환 입력되는 아날로그신호간의 차분을 구하는 차분기(11)와, 그 차분신호를 일정한 대역폭으로 필터링하여 그 주파수를 제한하는 로우패스필터(12)를 구비하고 있다. 로우패스필터(12)에는 대역제한된 신호를 양자화하여 디지탈신호를 출력하는 양자화부(13)가 연결된다. 양자화부(13)는 대역제한된 신호에 소정치를 곱하여 크기를 조절하는 곱셈기(14)와, 크기 조절된 신호를 소정의 샘플링주파수로 샘플링하여 양자화된 디지탈신호로 출력하는 혼합기(15)를 구비하고 있다. 양자화부(13)에는 디지탈신호를 아날로그신호로 변환하여 차분기(11)로 궤환 입력하는 D/A변환기(16)가 연결되도록 구성된다.

이와 같이 구성된 종래 A/D변환장치에서, 차분기(11)는 입력되는 아날로그신호(x)와 D/A변환기(16)로부터 궤환 입력되는 아날로그신호(y)와의 차분을 구하여 로우패스필터(12)로 출력한다. 로우패스필터(12)는 입력되는 차분신호(x-y)를 H(f)의 전달함수로 표현되는 대역폭으로 로우패스필터링하여 양자화부(13)로 출력한다. 양자화부(13)에서 곱셈기(14)는 필터링된 신호[(x-y)H(f)]에 일정한 계수(g)를 곱하여 크기를 조절하고, 혼합기(15)는 크기 조절된 신호[(x-y)H(f)g]를 샘플링주파수(Fs)에 따라 샘플링한다. 여기서, 샘플링주파수(Fs)는 나이퀴스트주파수보다 휠씬 높은 주파수를 사용하여 오버샘플링기법을 적용한다. 혼합기(15)는 샘플링된 신호를 양자화된 신호로 출력한다. 이와 같은 양자화 작용은 샘플링값을 이산적인 진폭으로 변환시키는 것이며, 그 과정에서 입력과 양자화된 출력간의 차이에 해당하는 잡음이 발생한다. 그래서, 양자화된 신호에는 양자화과정에서 발생하는 양자화잡음(q)이 포함되어 있다. 양자화부(13)에서 출력되는 디지탈신호(y)는 샘플당 1비트만을 사용하며, D/A변환기(16)는 단일비트의 디지탈신호(y)를 아날로그신호로 변환하여 차분기(11)로 궤환 입력한다. 이와 같은 A/D변환장치에서 출력되는 디지탈신호(y)는 다음의 수학식 1로 정의된다.

[수학식1]

위의 수학식 1을 y에 대하여 정리하면, 다음의 수학식 2로 정의된다.

[수학식2]

여기서, H(f)는 로우패스필터(12)의 전달함수로, H(f)g가 '1'보다 충분히 크게 되면 양자화잡음은 다음의 수학식 3으로 나타낼 수 있다.

[수학식3]

위의 수학식 3에서, 양자화잡음은 도 2의 특성곡선에서 보듯이 주파수가 높아질수록 더욱 커짐을 알 수 있다. 즉, 로우패스필터(12)는 입력되는 신호의 대역이 고주파로 갈수록 통과신호가 작아지고, 양자화잡음에 대해 그 전달함수 H(f)가 반비례하므로 주파수가 높아질수록 양자화잡음이 커진다. 또한, 곱셈기(14)의 계수(g)가 일정한 경우 양자화잡음은 로우패스필터(12)의 전달함수 H(f)에 의해서 결정되며, 주파수가 높아질수록 H(f)의 크기가 줄어들어 양자화잡음이 커진다. 반면에, H(f)가 '1'인 경우 양자화잡음은 최소가 되고, 다음의 수학식 4가 된다.

[수학식4]

하지만, 위와 같은 델타시그마(ΔΣ)방식의 A/D변환장치에서는 고주파영역으로 갈수록 양자화잡음의 크기는 커지고, 신호의 크기는 작아지므로 양자화잡음에 고주파신호가 묻히게 되는 문제가 있다. 이는 현재보다 높은 샘플링주파수 예를 들어, 최대 대역폭을 약 100㎑까지로 정하고 있는 슈퍼오디오(Super Audio)개념의 차세대 오디오기기에서는 현재보다 더 높은 신호대잡음비(signal to noise ratio; SNR)를 요구함에도 불구하고 양자화잡음이 더욱 커지게 된다. 그래서, 본 발명은 고역으로 갈수록 양자화잡음이 커지는 종래 A/D변환장치의 구조를 바꾸어 절대적인 양자화잡음의 감소를 꾀할 수 있는 새로운 A/D변환장치를 제시한다.

도 1은 종래 A/D변환장치를 나타낸 구성도,

도 2는 도 1 장치의 양자화잡음 특성곡선을 나타낸 도면,

도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 A/D변환장치를 나타내는 구성도,

도 4a는 도 3 장치의 필터기를 로우패스필터를 사용하는 경우의 양자화잡음 특성곡선이고, 도 4b는 도 3 장치의 필터기를 하이패스필터를 사용하는 경우의 양자화잡음 특성곡선을 나타내는 도면.

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

31 : 차분기 32,36 : 곱셈기

33 : 필터기 34 : 가산기

35 : 양자화부 37 : 혼합기

38 : D/A변환기

따라서, 본 발명의 A/D변환장치는 입력되는 아날로그신호와 소정의 궤환 입력되는 아날로그신호와의 차분을 구하는 차분기와, 그 차분신호를 로우패스필터링하는 로우패스필터와, 필터링된 신호를 양자화하여 디지탈신호로 출력하는 양자화부, 및 그 디지탈신호를 아날로그신호로 변환하여 차분기로 궤환 입력하는 D/A변환기로 구성되는 델타시그마(ΔΣ)방식의 A/D변환장치에 있어서, 상기 차분신호를 입력받아 소정의 계수를 곱하여 크기를 조절하는 곱셈기와, 상기 차분신호를 입력받아 일정한 대역폭으로 필터링하여 그 주파수를 제한시키고, 대역제한된 신호를 출력하는 필터기와, 상기 크기 조절된 신호와 대역제한된 신호를 합하여 출력하는 가산기, 및 상기 가산기의 출력신호를 양자화하고, 그 양자화된 신호를 디지탈신호로 출력하는 양자화부를 포함한다.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 기술하기로 한다.

도 3은 본 발명에 따른 A/D변환장치를 나타내는 구성도이다. 도시된 바와 같이, 본 발명의 장치는 종래 도 1 장치의 구성과 동일하게 구성되며, 단지 도 1 장치의 로우패스필터(12) 대신에 차분기(31)를 통해 입력되는 차분신호에 소정치를 곱하여 크기를 조절하는 곱셈기(32)와, 그 차분신호를 일정한 대역폭으로 필터링시켜 주파수를 제한시키는 필터기(33)를 포함한다. 또한, 곱셈기(32)와 필터기(33)의 출력신호를 합하여 양자화부(35)로 출력하는 가산기(34)를 포함하도록 구성된다.

이와 같이 구성된 본 발명의 A/D변환장치에 대한 동작을 도 4a 및 도 4b를 참조하여 좀더 구체적으로 설명한다.

도 4a는 도 3 장치의 필터기(33)를 로우패스필터(LPF)를 사용하는 경우의 양자화잡음 특성곡선이고, 도 4b는 도 3 장치의 필터기(33)를 하이패스필터(High Pass Filter; HPF)를 사용하는 경우의 양자화잡음 특성곡선을 나타내는 도면이다.

먼저, 차분기(31)는 입력되는 아날로그신호(x)와 D/A변환기(38)로부터 궤환 입력되는 아날로그신호(y)와의 차분을 구하고, 그 차분신호(x-y)를 곱셈기(32)와 필터기(33)로 출력한다. 곱셈기(32)는 입력되는 차분신호(x-y)에 일정 계수(g′)를 곱하여 크기를 조절한 후 가산기(34)로 출력한다. 한편, 필터기(33)는 입력되는 차분신호(x-y)를 H(f)의 전달함수로 표현되는 일정한 대역폭을 갖는 로우패스필터 또는 하이패스필터를 통해 필터링하여 그 주파수를 제한시켜 가산기(34)로 출력한다. 가산기(34)는 크기 조절된 신호[(x-y)g′]와 대역 제한된 신호[(x-y)H(f)]를 서로 합하여 양자화부(35)로 출력한다. 양자화부(35)의 곱셈기(36)는 가산기(34)의 출력신호[(x-y)g′+(x-y)H(f)]에 일정 계수(g)를 곱하여 크기를 조절한 후 혼합기(37)로 출력한다. 혼합기(37)는 크기 조절된 신호[((x-y)g′+(x-y)H(f))g]를 샘플링주파수(Fs)로 샘플링하고, 샘플링된 신호를 양자화된 디지탈신호(y)로 출력한다. 이때, 양자화된 디지탈신호에는 양자화과정에서 발생하는 양자화잡음(q)이 포함된다. 여기서, 양자화부(35)는 나이퀴스트주파수보다 휠씬 높은 주파수를 샘플링주파수(Fs)로 사용하는 오버샘플링기법을 적용한다. 양자화부(35)의 출력은 1비트단위로, D/A변환기(38)에서 아날로그신호로 변환되어 차분기(31)로 궤환 입력된다. 이와 같은 A/D변환장치에서 출력되는 디지탈신호(y)는 다음의 수학식 5로 정의된다.

[수학식5]

위의 수학식 5을 y에 대하여 정리하면, 다음의 수학식 6으로 정의된다.

[수학식5]

여기서, H(f)는 필터기(33)의 전달함수로, (1+H(f))g가 '1'보다 충분히 크면 양자화잡음은 다음의 수학식 6으로 나타낼 수 있다.

[수학식6]

위의 수학식 6에서, 필터기(33)가 로우패스필터인 경우 양자화잡음은 도 4a에 나타낸 바와 같은 특성을 갖는다. 즉, 로우패스필터(LPF)는 입력되는 신호의 대역이 고주파로 갈수록 통과신호가 작아지고, 양자화잡음에 대해 그 전달함수 H(f)가 반비례하므로 주파수가 높아질수록 양자화잡음이 커진다. 또한, 신호의 크기를 조절하는 곱셈기(32,36)의 계수(g′,g)가 일정한 경우 양자화잡음은 로우패스필터(LPF)의 전달함수 H(f)에 의해서 결정되며, 주파수가 높아질수록 H(f)의 크기가 줄어들어 양자화잡음이 커진다. 한편, H(f)의 최대치와 곱셈기(32)의 계수(g′)가 '1'인 경우 수학식 6의 양자화잡음은 최소가 되고, 이는 다음의 수학식 7이 된다.

[수학식7]

이는 도 1의 종래 델타시그마(ΔΣ)방식의 A/D변환장치에서 동일한 전달함수를 갖는 로우패스필터(LPF)를 사용하는 경우의 양자화잡음(수학식 4 참조)보다 더 작아지게 됨을 알 수 있다(도 4a참조). 그리고, 곱셈기(32)의 계수(g′)가 '1'보다 커지게 되더라도 양자화잡음이 훨씬 작아지게 됨을 알수 있다. 또한, 양자화잡음의 증가율도 종래에 비해 낮은 특성을 보여 양자화잡음이 적은 통과대역(Passband)을 종래보다 더 넓게 정할 수 있다.

한편, 필터기(33)가 하이패스필터(HPF)인 경우 양자화잡음은 도 4b에 나타낸 바와 같은 특성을 갖는다. 즉, 하이패스필터(HPF)는 입력되는 신호의 대역이 고주파로 갈수록 통과신호가 많아져 그 전달함수 H(f)가 증가하므로 양자화잡음이 적어진다. 또한, 곱셈기(32,36)의 계수(g′,g)가 일정한 경우 양자화잡음은 하이패스필터(HPF)의 전달함수 H(f)에 의해서 결정되며, 주파수가 높아질수록 H(f)의 크기가 커져 양자화잡음이 줄어든다. 반면에, H(f)가 최소치 '0'이고 곱셈기(32)의 계수(g′)가 '1'인 경우 양자화잡음은 최대가 되고, 이는 수학식 4로 나타나며 종래 A/D변환장치에서의 양자화잡음 최소와 같게 된다. 즉, 하이패스필터(HPF)를 사용하는 경우 도 4b에 나타낸 바와 같이 전 주파수영역에서 종래보다 양자화잡음이 작음을 알 수 있다. 그리고, 곱셈기(32)의 계수(g′)가 '1'보다 더 커지게 되면 양자화잡음은 다음의 수학식 8로 나타낸 바와 같이 더욱 작아지게 된다.

[수학식8]

상술한 바와 같이, 본 발명은 A/D변환장치에 관한 것으로 입력되는 아날로그신호의 주파수영역이 고역으로 갈수록 양자화잡음이 커지는 종래 델타시그마(ΔΣ)방식의 A/D변환장치에 비해서 인접한 두 아날로그신호의 차분신호를 로우패스필터 또는 하이패스필터로 필터링하며, 이 차분신호의 크기를 조절하여 크기조절된 신호와 필터링된 신호를 합한 신호로 양자화하므로써 전 주파수영역에 대해 양자화잡음을 줄일 수 있어 하드웨어적 구성의 큰 변형없이 A/D변환장치의 성능을 개선할 수 있는 효과를 갖는다.

Claims

입력되는 아날로그신호와 소정의 궤환 입력되는 아날로그신호와의 차분을 구하는 차분기와, 그 차분신호를 로우패스필터링하는 로우패스필터와, 필터링된 신호를 양자화하여 디지탈신호로 출력하는 양자화부, 및 그 디지탈신호를 아날로그신호로 변환하여 차분기로 궤환 입력하는 D/A변환기로 구성되는 델타시그마(ΔΣ)방식의 A/D변환장치에 있어서,

상기 차분신호를 입력받아 소정의 계수를 곱하여 크기를 조절하는 곱셈기;

상기 차분신호를 입력받아 일정한 대역폭으로 필터링하여 그 주파수를 제한시키고, 대역제한된 신호를 출력하는 필터기;

상기 크기 조절된 신호와 대역제한된 신호를 합하여 출력하는 가산기; 및

상기 가산기의 출력신호를 양자화하고, 그 양자화된 신호를 디지탈신호로 출력하는 양자화부를 포함하는 A/D변환장치.
제 1항에 있어서, 상기 디지탈신호는 하기 식으로 정의되는 것을 특징으로 하는 A/D변환장치.

이고, 이를 y로 정리하면

여기서, y는 출력되는 디지탈신호, x는 입력되는 아날로그신호, g′과 g는 크기 조절을 위한 계수, H(f)는 필터기의 전달함수이다.
제 2항에 있어서, 상기 식으로 정의되는 디지탈신호에서 (1+H(f))g가 '1'보다 충분히 크면 양자화잡음은 하기 식으로 정의되는 것을 특징으로 하는 A/D변환장치.
제 3항에 있어서, 상기 필터기는 로우패스필터인 것을 특징으로 하는 A/D변환장치.
제 4항에 있어서, 상기 식으로 정의되는 양자화잡음은 입력되는 신호의 주파수영역과 상기 곱셈기의 계수(g′)에 따라 가변되며, 상기 로우패스필터에 의해 필터링된 신호를 양자화하는 경우에 비해 양자화잡음의 최소값이 작아지고, 주파수의 증가에 따른 양자화잡음의 증가율이 낮아지는 것을 특징으로 하는 A/D변환장치.
제 3항에 있어서, 상기 필터기는 하이패스필터인 것을 특징으로 하는 A/D변환장치.
제 6항에 있어서, 상기 식으로 정의되는 양자화잡음은 입력되는 신호의 주파수영역과 상기 곱셈기의 계수(g′)에 따라 가변되며, 상기 로우패스필터에 의해 필터링된 신호를 양자화하는 경우의 양자화잡음의 최소값이 최대값이 되는 것을 특징으로 하는 A/D변환장치.