JP4804458B2 - ２点変調型位相変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、特にＰＬＬ（Phase Locked Loop ：位相同期ループ）を用いて２点変調を行うことで、入力ディジタルベースバンド変調信号によってキャリア周波数信号を変調する２点変調型の位相変調装置、及びその２点変調型位相変調装置を用いたポーラ変調送信装置、無線送信装置、無線通信装置に関する。

従来、ベースバンドの変調信号によりキャリア信号を変調して送信信号を形成する（すなわち、ベースバンド変調信号を無線周波数にアップコンバートする）にあたって、ＰＬＬを用いた位相変調装置が広く用いられている。この種の位相変調装置においては、一般に、低コスト、低消費電力、良好なノイズ特性と変調精度が求められる。ＰＬＬを用いて変調を行う場合、変調精度を良くするためには変調信号の周波数帯域（変調帯域）幅よりもＰＬＬの周波数帯域（ＰＬＬ帯域）幅を広くすることが望ましい。

しかしながら、ＰＬＬ帯域幅を広くすると、ノイズ特性の劣化を招く。そこで、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定し、ＰＬＬ帯域内の変調とＰＬＬ帯域外の変調を異なる２箇所でかける２点変調という技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１に、従来の２点変調型の位相変調装置の構成例を示す。２点変調型位相変調装置１０は、制御電圧端子の電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）２と、ＶＣＯ２から出力されるＲＦ位相変調信号の周波数を分周する分周器３と、分周器３の出力信号と基準信号の位相を比較し位相差に応じた信号を出力する位相比較器４と、位相比較器４の出力信号を平均化して出力するループフィルタ５とからなる、ＰＬＬ回路を有する。

これに加えて、２点変調型位相変調装置１０は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）１を有する。ＤＤＳ１は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づいて基準信号を形成し、これを位相比較器４に送出する。位相比較器４は、ＤＤＳ１から入力される基準信号と分周器３から分周信号との位相を比較し位相差に応じた信号をループフィルタ５に送出する。これにより、２点変調型位相変調装置１０は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づく１点目の変調を行う。

さらに、２点変調型位相変調装置１０は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１をアナログ変換するＤ/Ａ変換器６と、Ｄ／Ａ変換器６の出力信号Ｓ２に含まれるエイリアス成分を抑圧するアンチエイリアスフィルタ７と、アンチエイリアスフィルタ７の出力信号Ｓ３とＰＬＬ回路のループフィルタ５の出力とを加算し、当該加算信号をＶＣＯ２の制御電圧端子へ出力する加算器８とを有する。これにより、２点変調型位相変調装置１０は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づく２点目の変調を行う。

このような２点変調技術を用いると、ＰＬＬ帯域幅を変調帯域幅よりも狭く設定しても、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ広帯域なＲＦ位相変調信号を出力することが可能となる。この結果、ＰＬＬによるノイズ特性の劣化を抑制できるようになる。

図２は、２点変調型位相変調装置の動作を説明するためのベースバンド領域の周波数特性を示す図である。ここで、ＰＬＬの周波数特性を表す伝達関数をＨ（ｓ）（但し、ｓ＝ｊω）とする。Ｈ（ｓ）は図２に示すような低域通過特性をもつ。ＤＤＳ１及び位相比較
器４を介してＰＬＬ回路に入力された入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１には、ＰＬＬによって伝達関数Ｈ（ｓ）の低域通過フィルタがかけられることになる。一方、Ｄ／Ａ変換器６、アンチエイリアスフィルタ７及び加算器８を介してＰＬＬ回路に入力された入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１には、図２に示すような伝達関数１−Ｈ（ｓ）の高域通過フィルタがかけられることになる。すなわち、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１をΦ（ｓ）とおくと、電圧制御発振器２から出力されるＲＦ位相変調信号に含まれるベースバンド成分は、次式に表されるようにＰＬＬの周波数特性とは無関係になる。
Ｈ（ｓ）Φ（ｓ）＋｛１−Ｈ（ｓ）｝Φ（ｓ）＝Φ（ｓ） ……… （１）

このように、ＰＬＬに２点変調を適用すると、主にＰＬＬの帯域内のベースバンド変調信号成分はループフィルタ５からＶＣＯ２に伝えられる一方、主にＰＬＬの帯域外のベースバンド変調信号成分はアンチエイリアスフィルタ７からＶＣＯ２に伝えられる。この結果、ＶＣＯ２において、ＰＬＬ帯域内と帯域外のベースバンド変調信号成分が加算されることになり、ＰＬＬ帯域外まで及ぶ、広帯域なＲＦ位相変調信号を出力することが可能となる。

なお、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１は周波数のディメンジョンである必要がある。ＶＣＯ２は積分器として働くので、ＶＣＯ２から出力されるＲＦ位相変調信号はＶＣＯ２によって位相のディメンジョンに変換されたものとなる。ここで、例えばＧＳＭ方式のベースバンド変調信号のディメンジョンは位相が一般的である。このため、実際上、ＧＳＭ方式のようなディメンジョンが位相であるベースバンド変調信号は、微分して周波数のディメンジョンに変換した後に、図１の入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１として入力する。
米国特許第５，９５２，８９５号明細書

ここで、アンチエイリアスフィルタ７の動作を、図３を用いて説明する。図３Ａに示した入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１はＤ／Ａ変換器６でアナログ信号Ｓ２に変換される。Ｄ／Ａ変換器６から出力されるアナログ信号Ｓ２では、図３Ｂのように、Ｄ／Ａ変換器６のサンプリング周波数（ｆｓ）の１／２の周波数を境に周波数軸で折り返したエイリアス信号が発生する。このエイリアス信号は、アンチエイリアスフィルタ７の周波数特性によって抑圧される。この結果、アンチエイリアスフィルタ７からは、図３Ｃに示すような、エイリアス成分の無いベースバンドアナログ変調信号Ｓ３が出力される。なお、図３の横軸は、周波数のＬｏｇをとって示したものである。

無線の帯域外雑音の規格を満足するためには、エイリアス信号を十分に抑圧することが必要となる。このためには、エイリアス信号の周波数におけるアンチエイリアスフィルタ７の減衰量を大きく取ることが好ましい。しかし、エイリアス信号（図３Ｂにおけるアナログ信号Ｓ２の右側部分）の抑圧量を大きくするために、アンチエイリアスフィルタ７の帯域幅を狭くし過ぎると、本来のベースバンド変調信号成分（図３Ｂにおけるアナログ信号Ｓ２の左側部分）が抑圧されて変調精度が劣化してしまう。

そこで一般には、サンプリング周波数ｆｓをベースバンド変調帯域幅に比べ十分高く設定してエイリアス信号の発生周波数を高くすることが行われる。これにより、ベースバンド変調帯域幅よりもアンチエイリアスフィルタ７の帯域幅が十分広くても、エイリアス信号の発生周波数での減衰量を大きく取ることが可能となる。

しかしながら、近年の無線通信においては、図４Ａに示すように、ベースバンド変調信
号Ｓ１として広帯域の信号が用いられる場合が多い。このような場合、本来のベースバンド変調信号成分（図４Ｂにおけるアナログ信号Ｓ２の左側部分）を抑圧せずに、エイリアス信号成分（図４Ｂにおけるアナログ信号Ｓ２の右側部分）のみを抑圧しようとすると、図４Ｂに示すように、アンチエイリアスフィルタ７として、帯域幅がＰＬＬの帯域幅よりも広く、かつ、本来のベースバンド変調信号成分とエイリアス信号成分との間で周波数特性が急激に変化するようなものが必要となる。すなわち、次数の高いアンチエイリアスフィルタ７が必要となる。しかしながら、アンチエイリアスフィルタ７の次数を高くするということは、抵抗及びキャパシタからなる回路の従続数を増やすことを意味するので、アンチエイリアスフィルタ７の構成が複雑化してしまうという欠点がある。

一方、アンチエイリアスフィルタ７の次数を高くせずに（すなわちアンチエイリアスフィルタ７の構成を複雑化させずに）、エイリアス信号成分のみを抑圧する方法として、上述したように、Ｄ／Ａ変換器６のサンプリング周波数ｆｓを高くすることが考えられる。しかしながら、Ｄ／Ａ変換器６のサンプリング周波数ｆｓを高くするためにはクロック周波数を上げる必要があり、この結果消費電力が増大するといった別の問題を招く。

本発明の目的は、広帯域変調においても、サンプリング周波数を高くする必要がなく（すなわち低消費電力）、かつ簡単な構成のアンチエイリアスフィルタを用いて（すなわち低コスト）、変調精度の良好なＲＦ位相変調信号を得ることができる２点変調型位相変調装置を提供することである。

本発明の２点変調型位相変調装置は、ＰＬＬ回路と、入力ディジタルベースバンド変調信号を微分する微分器と、微分器の出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力信号に含まれるエイリアス成分を抑圧するアンチエイリアスフィルタと、アンチエイリアスフィルタの出力信号とＰＬＬ回路のループフィルタの出力とを加算し、当該加算信号をＰＬＬ回路の電圧制御発振器の制御電圧端子へ出力する加算手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、広帯域の入力ディジタルベースバンド変調信号を扱う場合でも、Ｄ／Ａ変換器のサンプリング周波数を上げることなく、かつＰＬＬの帯域幅より狭い通過帯域幅の次数の低い簡易な構成のアンチエイリアスフィルタを用いて、エイリアス信号を十分抑圧しつつ、入力ディジタルベースバンド変調信号の全帯域が良好に反映されたＲＦ位相変調信号を得ることができるようになる。すなわち、低消費電力かつ簡易な構成で、広帯域なベースバンド変調信号から変調精度の良いＲＦ位相変調信号を得ることができる２点変調型位相変調装置を実現できる。

本発明によれば、Ｄ／Ａ変換器のサンプリング周波数を高くすることなく、かつアンチエイリアスフィルタの次数を上げることなく、変調精度の良好なＲＦ位相変調信号を得ることができるので、低消費電力でかつ簡易な構成の２点変調型位相変調装置、ポーラ変調送信装置、無線送信装置及び無線通信装置を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図５に、本発明の実施の形態１に係る２点変調型位相変調装置の構成を示す。２点変調型位相変調装置２０は、制御電圧端子の電圧に応じて発振周波数が変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）２と、ＶＣＯ２から出力されるＲＦ位相変調信号の周波数を分周する分周器３と、分周器３の出力信号と基準信号の位相を比較し位相差に応じた信号を出力する位相比較器４と、位相比較器４の出力信号を平均化して出力するループフィルタ５とからなる、ＰＬＬ回路を有する。

また、２点変調型位相変調装置２０は、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）１を有する。ＤＤＳ１は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づいて基準信号を形成し、これを位相比較器４に送出する。位相比較器４は、ＤＤＳ１から入力される基準信号と分周器３から分周信号との位相を比較し位相差に応じた信号を出力する。これにより、２点変調型位相変調装置２０は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づく１点目の変調を行う。

さらに、２点変調型位相変調装置２０は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１を微分する微分器２１と、微分器２１の出力信号Ｓ１０をアナログ信号Ｓ１１に変換するＤ／Ａ変換器６と、Ｄ／Ａ変換器６の出力信号Ｓ１１に含まれるエイリアス成分を抑圧するアンチエイリアスフィルタ２２と、アンチエイリアスフィルタ２２の出力信号Ｓ１２とＰ
ＬＬ回路のループフィルタ５の出力とを加算し、当該加算信号をＶＣＯ２の制御電圧端子へ出力する加算器８とを有する。これにより、２点変調型位相変調装置２０は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づく２点目の変調を行う。

本実施の形態の２点変調型位相変調装置２０は、図１に示した従来の２点変調型位相変調装置１０と比較すると、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１を微分器２１によって微分した後にＤ／Ａ変換器６に入力する点と、アンチエイリアスフィルタ２２の通過帯域幅をＰＬＬの帯域幅よりも狭くした点が異なる。また微分器２１の周波数特性のうち特に図６Ａに示す傾き部分ＡＲ１は、アンチエイリアスフィルタ２２の減衰特性（図６Ｂの傾き部分ＡＲ２）と逆特性となるように設定されている。これにより、アンチエイリアスフィルタ２２の減衰特性が微分器２１により緩和され、微分器２１の傾き部分ＡＲ１とアンチエイリアスフィルタ２２の傾き部分ＡＲ２の両方を通過した信号は、ほぼフラットな周波数特性が維持されるようになされている。

次に、図６を用いて本実施の形態の２点変調型位相変調装置２０の動作を説明する。図６Ａに示すように、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１が微分器２１を通過することで、微分器２１の周波数特性により低周波成分が抑圧されかつ高周波成分が増幅された微分信号Ｓ１０が得られる。この微分信号Ｓ１０は、Ｄ／Ａ変換器６でアナログ信号に変換されると、図６Ｂのように、Ｄ／Ａ変換器６のサンプリング周波数（ｆｓ）の１／２の周波数を境に周波数軸で折り返したエイリアス信号（図６Ｂにおけるアナログ信号Ｓ１１の右側部分）が発生する。同図に示した狭帯域の通過周波数特性を有するアンチエイリアスフィルタ２２によってエイリアス信号が抑圧されると共に、本来のベースバンド変調信号成分（図６Ｂにおけるアナログ信号Ｓ１１の左側部分）もフィルタリングされ、その結果、アンチエイリアスフィルタ２２からは図６Ｃに示すようなアナログ信号Ｓ１２が出力される。

ここで、アンチエイリアスフィルタ２２の通過帯域幅をＰＬＬの帯域幅よりも狭く設定しているので、図６Ｃのように低周波成分の欠落はＰＬＬの帯域内の周波数領域で発生する。しかし、２点変調の原理によりＰＬＬ帯域内のベースバンド変調信号成分はＶＣＯ２の入力段で加算されるので、図６Ｃのような低周波成分の欠落は実質的には問題とならない。

また、微分器２１により、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１のＤＣ近傍の成分は欠落し、アンチエイリアスフィルタ２２の周波数特性でも元に戻らない。図６は横軸をＬｏｇであらわしているため図示していない。しかし、２点変調のＰＬＬでは、ＶＣＯ２の制御電圧端子に加えられる変調信号には原理的に高域通過フィルタがかけられるため、もともとベースバンド変調信号の低周波成分は必要ないものである。２点変調の原理により、ベースバンド変調信号の低周波成分とＶＣＯ２の入力で加算されるので、図６Ｃのように低周波成分が欠落していても、実質的には問題はない。

すなわち、２点変調型位相変調装置２０においては、微分器２１、Ｄ／Ａ変換器６、アンチエイリアスフィルタ２２の伝送ラインで入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１の低周波成分が失われたとしても、ＤＤＳ１、位相比較器４及びループフィルタ５の伝送ラインで入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１の低周波成分は残るので、結果としてＶＣＯ２から出力されるＲＦ位相変調信号は入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１の全帯域成分が良好に反映されたものとなる。

つまり、本発明は、このような２点変調型位相変調装置の特徴を有効に活用して、Ｄ／Ａ変換器６の前段にアンチエイリアスフィルタ２２の減衰特性と逆特性の微分器２１を設けたことにより、Ｄ／Ａ変換器６のサンプリング周波数ｆｓを上げたり、アンチエイリア
スフィルタ２２の次数を上げたりすることなく、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１の全帯域が良好に反映されかつノイズ特性の良好なＲＦ位相変調信号を得ることができる。なお、本実施の形態の２点変調型位相変調装置２０においては、図１の２点変調型位相変調装置１０と比較すると、微分器２１の分だけ部品点数が増えるが、微分器２１は例えば１つのフリップフロップ回路で構成できるため構成が簡易であり、アンチエイリアスフィルタ２２の次数を上げる場合よりも格段に簡易な構成で済む。

因みに、例えばＷ−ＣＤＭＡのような広帯域な変調信号の場合、１０ｋＨｚ以下のベースバンド変調信号成分が全くなくても無線信号の品質にはほとんど影響がない。ＶＣＯ２の入力すなわち加算器８で生成されたベースバンド変調信号は、厳密にはもとのベースバンド変調信号とは低周波領域で同じにならないが、それがＷ−ＣＤＭＡの場合には１０ｋＨｚ以下の領域であれば問題ないといえる。ただし、Ｗ−ＣＤＭＡの変調信号はエンベロープ成分が含まれるため、ＲＦ位相変調信号にエンベロープ成分を掛け合わせるための混合手段が別途必要である。

以上のように、本実施の形態によれば、Ｄ／Ａ変換器６の前段にアンチエイリアスフィルタ２２の減衰特性と逆特性の微分器２１を設けたことにより、広帯域の入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１を扱う場合でも、Ｄ／Ａ変換器６のサンプリング周波数を上げることなく（すなわち低消費電力）、かつＰＬＬの変調帯域幅より狭い帯域幅の次数の低い簡易な構成（すなわち低コスト）のアンチエイリアスフィルタ２２を用いて、エイリアス信号を十分抑圧しつつ、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１の全帯域が良好に反映されたＲＦ位相変調信号を得ることができる。すなわち、低消費電力かつ簡易な構成で、広帯域なベースバンド変調信号から変調精度の良いＲＦ位相変調信号を得ることができる２点変調型位相変調装置２０を実現できる。

（実施の形態２）
図５との対応部分に同一符号を付して示す図７に、本実施の形態の２点変調型位相変調装置３０の構成を示す。本実施の形態の２点変調型位相変調装置３０が実施の形態１の２点変調型位相変調装置２０と異なる点は、アンチエイリアスフィルタ２２の代わりに積分器３１を用いたことである。これにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

ここで積分器３１の周波数特性は、ＰＬＬの変調帯域幅より狭い帯域幅に設定されている。また微分器２１の周波数特性（傾き）は、積分器３１の減衰特性（傾き）と逆特性となるように設定されている。

図８に、本実施の形態の２点変調型位相変調装置３０の動作を示す。図８Ｂに示すように積分器３１は、アンチエイリアスフィルタ２２と同様の周波数特性を有するため、積分器３１からは図８Ｃに示すようにエイリアス信号成分の除去された信号Ｓ２０が出力される。

このように、本実施の形態によれば、実施の形態１の構成において、アンチエイリアスフィルタ２２を積分器３１により構成したことで、低消費電力かつ簡易な構成で、広帯域なベースバンド変調信号から変調精度の良いＲＦ位相変調信号を得ることがといった実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

（実施の形態３）
図５との対応部分に同一符号を付して示す図９に、本実施の形態の２点変調型位相変調装置４０の構成を示す。本実施の形態の２点変調型位相変調装置４０が実施の形態１の２点変調型位相変調装置２０と異なる点は、微分器２１に換えてプリエンファシスフィルタ
４１を用いたことである。

ここでプリエンファイスフィルタ４１の周波数特性は、アンチエイリアスフィルタ２２の周波数特性の逆特性に設定されている。

図１０に、本実施の形態の２点変調型位相変調装置４０の動作を示す。図１０Ａに示すように、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１がプリエンファシスフィルタ４１を通過することで、プリエンファシスフィルタ４１の周波数特性により高周波成分が増幅されたプリエンファシス信号Ｓ３０が得られる。このプリエンファシス信号Ｓ３０は、Ｄ／Ａ変換器６でアナログ信号に変換されると、図１０Ｂのように、エイリアス信号（図１０Ｂにおけるアナログ信号Ｓ３１の右側部分）が発生する。このエイリアス信号成分は、アンチエイリアスフィルタ２２により抑圧され、アンチエイリアスフィルタ２２からは図１０Ｃに示すようなアナログ信号Ｓ３２が出力される。

ここで本実施の形態の２点変調型位相変調装置４０においては、実施の形態１の２点変調型位相変調装置２０と比較すると、図１０Ｃと図６Ｃを比較すると明らかなように、低周波成分が残ったままのアナログ信号Ｓ３２を得ることができるといった長所がある。

本実施の形態によれば、実施の形態１の微分器２１に換えてプリエンファシスフィルタ４１を設けたことにより、実施の形態１の効果と同様の効果を得ることができる。また、プリエンファシスフィルタ４１、Ｄ／Ａ変換器６及びアンチエイリアスフィルタ２２の伝送ラインにおいても、低周波成分が残ったままのアナログ信号Ｓ３２を得ることができる。

（他の実施の形態）
なお、上述した実施の形態１〜３では、本発明を、ＤＤＳ１を設け、ＰＬＬ回路の位相比較器４の基準信号を入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づいて設定するタイプの２点変調型位相変調装置に適用した場合について述べたが、ＰＬＬ回路の分周器３の分周比を入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づいて設定するタイプの２点変調型位相変調装置に適用した場合でも上述した実施の形態１〜３と同様の効果を得ることができる。

図１１、図１２及び図１３に、本発明を、ＰＬＬ回路の分周器３の分周比を入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に基づいて設定するタイプの２点変調型位相変調装置に適用した場合の構成を示す。

図１１の２点変調型位相変調装置５０と実施の形態１の２点変調型位相変調装置２０との違いは、１点目の変調をＤＤＳ１を用いて行うのではなく、デルタシグマ変調器５１を用いる点である。２点変調型位相変調装置５０は、入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１をデルタシグマ変調器５１によってデルタシグマ変調し、デルタシグマ変調した信号を分周比として分周器３に与える。これにより、１点目の変調が行われる。２点目の変調のパスとしては実施の形態１と同様に動作し、同様の効果が得られる。

なお、デルタシグマ変調器５１にベースバンドの変調信号を入力することで時間的に変化する分周比を生成し、それを分周器３に設定する方式は、一般に、Fractional-N方式と呼ばれている。このFractional-N方式を用いると、ＤＤＳを用いて基準信号に変調をかける方式と比較して、位相比較器４での比較周波数を高く設定でき、その分だけＰＬＬのロックアップタイムを短くできる。これによりＰＬＬの起動タイミングを遅らせることができるため、実質的な消費電力を低減できるという別の効果がある。

同様に、図１２の２点変調型位相変調装置６０と実施の形態２の２点変調型位相変調装置３０との違い、図１３の２点変調型位相変調装置７０と実施の形態３の２点変調型位相変調装置４０との違いは、１点目の変調をＤＤＳ１を用いて行うのではなく、デルタシグマ変調器５１を用いるようにした点である。図１２及び図１３の２点変調型位相変調装置６０、７０においても、実施の形態２及び３の２点変調型位相変調装置３０、４０と同様の効果を得ることができる。

（応用例）
図１４に、本発明の２点変調型位相変調装置を用いたポーラ変調送信装置１００の構成を示す。ポーラ変調送信装置１００は、振幅位相分離部１０１にＩ（同相）成分及びＱ（直交）成分からなるベースバンド変調信号Ｓ１００を入力する。振幅位相分離部１０１は、ベースバンド変調信号Ｓ１００の振幅成分（すなわち、√（Ｉ^２＋Ｑ^２））を振幅変調信号Ｓ１０２として高周波電力増幅器１０３に送出すると共に、ベースバンド変調信号Ｓ１００の位相成分（例えば、変調シンボルとＩ軸のなす角度）をベースバンド位相変調信号Ｓ１０１として微分器１０２に送出する。微分器１０２は、ベースバンド位相変調信号Ｓ１０１のディメンジョンを周波数に変換する。これにより、微分器１０２からは、実施の形態１〜３で述べた入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１に相当する信号が出力される。

ポーラ変調送信装置１００は、実施の形態１〜３又は他の実施の形態の説明した２点変調型位相変調装置２０（３０、４０、５０、６０、７０）によって入力ディジタルベースバンド変調信号Ｓ１でキャリア周波数信号を変調し、これにより得たＲＦ位相変調信号を高周波電力増幅器１０３に送出する。

高周波電力増幅器１０３は非線形増幅器でなり、電源電圧値が振幅変調信号Ｓ１０２に応じて設定されるようになされている。これにより、高周波電力増幅器１０３からは、電源電圧値と２点変調型位相変調装置２０（３０、４０、５０、６０、７０）から出力されたＲＦ位相変調信号を掛け合わされた信号が高周波電力増幅器１０３の利得分だけ増幅された送信信号Ｓ１０３が出力される。送信信号Ｓ１０３はアンテナ１０４から送信される。

このようにポーラ変調送信装置１００においては、実施の形態１〜３又は他の実施の形態の２点変調型位相変調装置２０（３０、４０、５０、６０、７０）を用いたことにより、低消費電力かつ簡易な構成で、広帯域なベースバンド変調信号から変調精度の良いＲＦ位相変調信号を得ることができる。この結果、例えば携帯端末に搭載した場合には、長時間の使用が可能な小型の携帯端末を実現できるようになる。

なお、本発明の２点変調型位相変調装置は、ポーラ変調送信装置に限らず、他の無線送信装置や無線通信装置にも広く適用可能である。

図１５に、実施の形態１〜３又は他の実施の形態の２点変調型位相変調装置を搭載した無線送信装置の構成を示す。無線送信装置２００は、実施の形態１〜３又は他の実施の形態のいずれかの２点変調型位相変調装置２０（３０、４０、５０、６０、７０）と、２点変調型位相変調装置２０（３０、４０、５０、６０、７０）により得られたＲＦ位相変調信号を増幅する増幅器２０１と、増幅された信号を送信するアンテナ２０２とを有する。

図１６に、実施の形態１〜３又は他の実施の形態の２点変調型位相変調装置を搭載した無線通信装置の構成を示す。無線通信装置３００は、実施の形態１〜３又は他の実施の形態のいずれかの２点変調型位相変調装置２０（３０、４０、５０、６０、７０）及び増幅器２０１を有する送信部４０１と、受信信号に対して復調処理を含む所定の受信処理を施
す受信部４０２と、送信信号と受信信号との切替えを行う共用器４０３と、アンテナ４０４とを備えている。

これにより、無線送信装置２００及び無線通信装置３００においては、本発明の２点変調型位相変調装置を搭載して構成することにより、低消費電力かつ簡易な構成で、広帯域なベースバンド変調信号から変調精度の良いＲＦ位相変調信号を得ることができる。この結果、無線送信装置２００又は無線通信装置３００を例えば携帯端末に搭載した場合には、長時間の使用が可能な小型の携帯端末を実現できるようになる。

本明細書は、２００５年４月２７日出願の特願２００５−１２９７９１に基づく。その内容は、全てここに含めておく。

本発明は、消費電力かつ簡易な構成で、広帯域なベースバンド変調信号から変調精度の良いＲＦ位相変調信号を得ることができ、例えば携帯電話機等の携帯端末やその基地局等の無線機器に広く適用可能である。

従来の２点変調型位相変調装置の構成例を示すブロック図 ２点変調型位相変調装置の動作の説明に供する図 従来の２点変調型位相変調装置の動作の説明に供する図であり、図３Ａは入力ディジタルベースバンド変調信号の周波数特性を示し、図３Ｂはエイリアス信号とアンチエイリアスフィルタの周波数特性を示し、図３Ｃはフィルタリング後のベースバンドアナログ変調信号の周波数特性を示す図 従来の２点変調型位相変調装置の動作の説明に供する図であり、図４Ａは広帯域の入力ディジタルベースバンド変調信号の周波数特性を示し、図４Ｂはエイリアス信号とアンチエイリアスフィルタの周波数特性を示し、図４Ｃはフィルタリング後のベースバンドアナログ変調信号の周波数特性を示す図 本発明の実施の形態１に係る２点変調型位相変調装置の構成を示すブロック図 実施の形態１の２点変調型位相変調装置の動作を説明する図であり、図６Ａは微分器の周波数特性と微分信号の周波数特性を示し、図６Ｂはエイリアス信号とアンチエイリアスフィルタの周波数特性を示し、図６Ｃはフィルタリング後のベースバンドアナログ変調信号の周波数特性を示す図 実施の形態２に係る２点変調型位相変調装置の構成を示すブロック図 実施の形態２の２点変調型位相変調装置の動作を説明する図であり、図８Ａは微分器の周波数特性と微分信号の周波数特性を示し、図８Ｂはエイリアス信号と積分器の周波数特性を示し、図８Ｃは積分後のベースバンドアナログ変調信号の周波数特性を示す図 実施の形態３に係る２点変調型位相変調装置の構成を示すブロック図 実施の形態３の２点変調型位相変調装置の動作を説明する図であり、図１０Ａは広帯域の入力ディジタルベースバンド変調信号とそのプリエンファシス信号の周波数特性を示し、図１０Ｂはエイリアス信号とアンチエイリアスフィルタの周波数特性を示し、図１０Ｃはフィルタリング後のベースバンドアナログ変調信号の周波数特性を示す図 他の実施の形態の２点変調型位相変調装置の構成を示すブロック図 他の実施の形態の２点変調型位相変調装置の構成を示すブロック図 他の実施の形態の２点変調型位相変調装置の構成を示すブロック図 本発明の２点変調型位相変調装置を適用したポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図 本発明の２点変調型位相変調装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図 本発明の２点変調型位相変調装置を適用した無線通信装置の構成を示すブロック図

Claims (7)

1. ＰＬＬ回路と、
   前記入力ディジタルベースバンド変調信号を微分する微分器と、
   前記微分器の出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、
   前記Ｄ／Ａ変換器の出力信号に含まれるエイリアス成分を抑圧するアンチエイリアスフィルタと、
   前記アンチエイリアスフィルタの出力信号と前記ＰＬＬ回路のループフィルタの出力とを加算し、当該加算信号を前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器の制御電圧端子へ出力する加算部と、
   を具備する２点変調型位相変調装置。
2. 前記アンチエイリアスフィルタの通過帯域幅を前記ＰＬＬ回路の帯域幅よりも狭くした
   請求項１に記載の２点変調型位相変調装置。
3. 前記アンチエイリアスフィルタを積分器により構成した
   請求項１に記載の２点変調型位相変調装置。
4. 前記微分器に代えてプリエンファシスフィルタを用いた
   請求項１に記載の２点変調型位相変調装置。
5. ベースバンド変調信号に基づいて、ベースバンドの位相変調信号と振幅変調信号とを形成する振幅位相分離部と、
   前記ベースバンドの位相変調信号を入力ディジタルベースバンド変調信号として入力し、ＲＦ位相変調信号を出力する請求項１に記載の２点変調型位相変調装置と、
   前記２点変調型位相変調装置から出力される前記ＲＦ位相変調信号の振幅を、前記振幅変調信号に応じて変動させる高周波電力増幅器と、
   を具備するポーラ変調送信装置。
6. 請求項１に記載の２点変調型位相変調装置と、
   当該２点変調型位相変調装置により得られたＲＦ位相変調信号を増幅する増幅器と、
   を具備する無線送信装置。
7. 請求項１に記載の２点変調型位相変調装置を有する送信部と、
   受信信号を復調する受信部と、
   アンテナと、
   前記送信部から前記アンテナへの送信信号の供給と、前記アンテナから前記受信部への受信信号の供給とを切り替える送受切替部と、
   を具備する無線通信装置。

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