CN1977507A - 双点调制型相位调制装置、双极调制发送装置、无线发送装置以及无线通信装置 - Google Patents

Abstract

提供一种双点调制型相位调制装置，即使输入了宽带的基带调制信号，也能以低功耗和简易的结构而得到调制精度高的RF相位调制信号。在D/A变换器(6)的前级设置微分器(21)，该微分器具有与抗混叠滤波器(22)的衰减特性的相反的特性。由此，能够不提高D/A变换器(6)的采样频率(也就是低功耗)，而且使用比PLL的调制带宽窄的带宽的、阶数低的简易结构(也就是成本低)的抗混叠滤波器(22)，充分地抑制混叠信号，并且得到良好地反映了输入数字基带调制信号(S1)的全频带的RF相位调制信号。

Description

双点调制型相位调制装置、双极调制发送装置、无线发送装置以及无线通信装置

技术领域

本发明特别涉及双点调制型的相位调制装置、以及使用该双点调制型相位调制装置的双极调制(polaf modulation)发送装置、无线发送装置、无线通信装置，该双点调制型相位调制装置利用PLL(Phase Locked Loop，锁相环)进行双点调制，通过输入数字基带调制信号而调制载波频率信号。

背景技术

以往，在通过基带的调制信号来调制载波信号而形成发送信号(也就是将基带调制信号上变频为无线频率)时，采用PLL电路的相位调制装置被广泛地使用。这类相位调制装置一般需要低成本、低消耗功率、良好的噪声特性和调制精度。利用PLL进行调制的情况下，为了提高调制精度，最好展宽PLL的频带(PLL频带)的带宽，使其比调制信号的频带(调制频带)的带宽宽。

但是，使PLL带宽变宽时，会导致噪声特性的恶化。于是，将PLL带宽设定得比调制带宽窄，将PLL频带中的调制和PLL频带外的调制在不同的两个地方进行，也就是所谓双点调制的技术方案被提出了(比如，参照专利文献)。

图1表示以往的双点调制型的相位调制装置的结构例。双点调制型相位调制装置10具有PLL电路，该PLL电路包括：电压控制振荡器(VCO)2，根据控制电压端子的电压来改变振荡频率；分频器3，将由VCO2输出的RF相位调制信号的频率分频；相位比较器4，比较分频器3的输出信号与基准信号的相位，并输出对应相位差的信号；以及环路滤波器5，对相位比较器4的输出信号进行平均并输出。

除此之外，双点调制型相位调制装置10还包括DDS(Direct DigitalSynthesizer)1。DDS1基于输入数字基带调制信号S1来形成基准信号，并将其送出到相位比较器4。相位比较器4比较由DDS1输入的基准信号与由分频器3的输入的分频信号的相位，并将对应相位差的信号送出到环路滤波器5。由此，双点调制型相位调制装置10进行基于输入数字基带调制信号S1的第一点的调制。

进一步，双点调制型相位调制装置10还包括：D/A变换器6，将输入数字基带调制信号S1进行模拟变换；抗混叠滤波器(antialiasing filter)7，抑制包含于D/A变换器6的输出信号中的混叠分量；加法器8，将抗混叠滤波器7的输出信号S3和PLL电路的环路滤波器5的输出进行加法运算，并将该相加信号输出到VCO2的控制电压端子。由此，双点调制型相位调制装置10进行基于输入数字基带调制信号S1的第二点的调制。

利用如上所述的双点调制技术，即使将PLL频带宽度设定得比调制频带宽度窄，也能够输出直至PLL频带外的宽带的RF相位调制信号。结果，能够通过PLL来抑制噪声特性的恶化。

图2表示用来说明双点调制型相位调制装置的动作的基带范围的频率特性。这里，设表示PLL的频率特性的传递函数为H(s)(其中，s＝jω)。H(s)具有如图2所示的低通特性。对于经由DDS1以及相位比较器4而输出到PLL电路的输入数字基带调制信号S1，相当于进行取决于PLL的传递函数H(s)的低通滤波器的滤波处理。另一方面，对于经由D/A变换器6、抗混叠滤波器7以及加法器8而输出到PLL电路的输入数字基带调制信号S1，相当于进行如图2所示的传递函数1-H(s)的高通滤波器的滤波处理。也就是，如果设输入数字基带调制信号S1为(s)，则包含于从电压控制振荡器2输出的RF相位调制信号的基带分量如下式所示与PLL的频率特性无关。

H(s)Φ(s)+{1-H(s)}Φ(s)＝Φ(s)             (1)

如上所述，将双点调制适用于PLL时，PLL的频带中的基带调制信号分量主要从环路滤波器5传到VCO2，另一方面，PLL的频带外的基带调制信号分量主要从抗混叠滤波器7传到VCO2。其结果，在VCO2中，PLL频带内与频带外的基带调制信号分量被相加，因此能够输出直至PLL频带外的宽带的RF相位调制信号。

另外，输入数字基带调制信号S1需要是频率的尺度(dimension)。VCO2作为积分器来发挥作用，所以从VCO2输出的RF相位调制信号为根据VCO2变换为相位的尺度的信号。在此，比如一般来讲，GSM方式的基带调制信号的尺度为相位。因此，实际上像GSM方式那样的尺度为相位的基带调制信号，在被微分而变换成频率的尺度后，作为如图1的输入数字基带调制信号S1而输入。

[专利文献1]美国专利5,952,895号专利说明书

发明内容发明需要解决的问题

在此，利用图3来说明抗混叠滤波器7的动作。如图3A所示的输入数字基带调制信号S1通过D/A变换器6变换为模拟信号S2。在从D/A变换器6输出的模拟信号S2中，如图3B所示，以D/A变换器6的采样频率(fs)的1/2的频率为界在频率轴会发生折回的混叠信号。该混叠信号通过抗混叠滤波器7的频率特性而被抑制。结果，如图3C所示，从抗混叠滤波器7输出不含混叠分量的基带模拟调制信号S3。另外，图3的横轴为将频率取对数(logarithm)的轴。

为了满足无线的频带外的噪音的规格，需要充分地抑制混叠信号。因此，最好使混叠信号的频率的抗混叠滤波器7的衰减量取较大的值。但是，如果为了增加混叠信号(图3B中的模拟信号S2的右侧部分)的抑制量而过窄地设定抗混叠滤波器7的带宽，则会导致本来的基带调制信号分量(图3B中的模拟信号S2的左侧部分)被抑制而使调制精度恶化。

于是，一般来说，将采样频率fs设定得比基带调制带宽足够高，从而将混叠信号的发生频率提高。由此，即使比起基带调制带宽抗混叠滤波器7的带宽足够宽，也能够在导致混叠信号发生的频率取得较大的衰减量。

但是，在近年来的无线通信中，如图4A所示，作为基带调制信号S1使用宽带的信号的情形很多。在该情形中，如果不抑制本来的基带调制信号分量(图4B中的模拟信号S2的左侧部分)，而只抑制混叠信号部分(图4B中的模拟信号S2的右侧部分)，则如图4B所示，作为抗混叠滤波器7，需要带宽比PLL的带宽宽而且在本来的基带调制信号分量和混叠信号分量之间频率特性急剧地变化。也就是，需要阶数高的抗混叠滤波器7。但是，如果提高抗混叠滤波器7的阶数，就意味着增加由电阻以及电容构成的电路的级联数，所以有使抗混叠滤波器7的结构变得复杂的缺点。

另一方面，作为不提高抗混叠滤波器7的阶数(也就是不使抗混叠滤波器7的结构变得复杂)而只抑制混叠信号分量的方法，如上述所述，可以考虑提高D/A变换器6的采样频率fs。但是，为了提高D/A变换器6的采样频率fs，需要提高时钟频率，结果会导致增加消耗功率而产生其它的问题。

本发明旨在提供一种双点调制型相位调制装置，即使在宽带调制中，也无需提高采样频率(也就是低功耗)、并且使用简单结构的抗混叠滤波器(也就是低成本)而得到调制精度高的RF相位调制信号。

解决该问题的方案

本发明的双点调制型相位调制装置，采用的结构包括：PLL电路；微分器，对输入数字基带调制信号进行微分；D/A变换器，将微分器的输出信号变换成模拟信号；抗混叠滤波器，抑制包含于D/A变换器的输出信号中的混叠分量；以及加法单元，将抗混叠滤波器的输出信号和PLL电路的环路滤波器的输出相加，并将该加法信号输出到PLL电路的电压控制振荡器的控制电压端子。

根据该结构，即使处理宽带的输入数字基带调制信号时，也能够不提高D/A变换器的采样频率，而且使用比PLL的带宽窄的通过带宽的、阶数低的简易结构的抗混叠滤波器，充分地抑制混叠信号，从而得到良好地反映在输入数字基带调制信号的全频带的RF相位调制信号。也就是，能够实现一种双点调制型相位调制装置，通过低功耗和简易的结构，从宽带的基带调制信号来得到调制精度较高的RF相位调制信号。

发明的有益效果

根据本发明，不提高D/A变换器的采样频率，而且不提高抗混叠滤波器的阶数，就能够得到调制精度高的RF相位调制信号，因此能够实现低消耗功率且结构简易的双点调制型相位调制装置、双极调制发送装置、无线发送装置以及无线通信装置。

附图说明

图1是表示以往的双点调制型相位调制装置的结构例的方框图；

图2是用来说明双点调制型相位调制装置的动作的图；

图3是用来说明双点调制型相位调制装置的动作的图，图3A表示输入数字基带调制信号的频率特性，图3B表示混叠信号和抗混叠滤波器的频率特性，图3C表示滤波后的基带模拟调制信号的频率特性；

图4是用来说明以往的双点调制型相位调制装置的动作的图，图4A表示宽带的输入数字基带调制信号的频率特性，图4B表示混叠信号和抗混叠滤波器的频率特性，图4C表示滤波后的基带模拟调制信号的频率特性；

图5是表示本发明的实施方式1的双点调制型相位调制装置的结构的方框图；

图6是用来说明实施方式1的双点调制型相位调制装置的动作的图，图6A表示微分器的频率特性和微分信号的频率特性，图6B表示混叠信号和抗混叠滤波器的频率特性，图6C表示滤波后的基带模拟调制信号的频率特性；

图7是表示实施方式2的双点调制型相位调制装置的结构的方框图；

图8是用来说明实施方式2的双点调制型相位调制装置的动作的图，图8A表示微分器的频率特性和微分信号的频率特性，图8B表示混叠信号和积分器的频率特性，图8C表示积分后的基带模拟调制信号的频率特性；

图9是表示实施方式3的双点调制型相位调制装置的结构的方框图；

图10是用来说明实施方式3的双点调制型相位调制装置的动作的图，图10A表示宽带的输入数字基带调制信号频率特性和预加重信号的频率特性，图10B表示混叠信号和抗混叠滤波器的频率特性，图10C表示滤波后的基带模拟调制信号的频率特性；

图11是表示本发明的其它实施方式的双点调制型相位调制装置的结构的方框图；

图12是表示本发明的其它实施方式的双点调制型相位调制装置的结构的方框图；

图13是表示本发明的其它实施方式涉及的双点调制型相位调制装置的结构的方框图；

图14是表示采用了本发明的双点调制型相位调制装置的双极调制装置的结构的方框图；

图15是表示采用了本发明的双点调制型相位调制装置的无线发送装置的结构的方框图；以及

图16是表示采用了本发明的双点调制型相位调制装置的无线通信装置的结构的方框图。

具体实施方式

以下参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图5中表示本发明的实施方式1涉及的双点调制型相位调制装置的结构。双点调制型相位调制装置20具有PLL电路，该PLL电路包括：电压控制振荡器(VCO)2，根据控制电压端子的电压来改变振荡频率；分频器3，将由VCO2输出的RF相位调制信号的频率分频；相位比较器4，比较分频器3的输出信号与基准信号的相位，输出对应相位差的信号；以及环路滤波器5，对相位比较器4的输出信号进行平均并输出。

另外，双点调制型相位调制装置20还包括DDS(Direct DigitalSynthesizer)1。DDS1基于输入数字基带调制信号S1而形成基准信号，并将其输出到相位比较器4。相位比较器4比较由DDS1输入的基准信号与由分频器3的输入的分频信号的相位，并输出对应于相位差的信号。由此，双点调制型相位调制装置20基于输入数字基带调制信号S1进行第一点的调制。

进一步，双点调制型相位调制装置20还包括：微分器21，对输入数字基带调制信号S1进行微分；D/A变换器6，将微分器21的输出信号S10变换为模拟信号S11；抗混叠滤波器22，抑制在D/A变换器6的输出信号S11中所包含的混叠分量；加法器8，将抗混叠滤波器22的输出信号S12和PLL电路的环路滤波器5的输出进行加法运算，并将该相加信号输出到VCO2的控制电压端子。由此，双点调制型相位调制装置20基于输入数字基带调制信号S 1进行第二点的调制。

本实施方式的双点调制型相位调制装置20，与如图1所示的以往的双点调制型相位调制装置10相比，不同之处在于：将输入数字基带调制信号S1通过微分器21进行微分以后输入到D/A变换器6；以及，使抗混叠滤波器22的通过带宽比PLL的带宽窄。另外，在微分器21的频率特性中，特别是如图6A所示的倾斜部分AR1设定为与抗混叠滤波器22的衰减特性(图6B的倾斜部分AR2)相反的特性。由此，抗混叠滤波器22的衰减特性通过微分器21缓和，使得通过微分器21的倾斜部分AR1和抗混叠滤波器22的倾斜部分AR2的双方的信号，基本上维持平滑的频率特性。

下面，利用图6来说明本实施方式的双点调制型相位调制装置20的动作。如图6A所示，使输入数字基带调制信号S1通过微分器21，由此利用微分器21的频率特性而得到低频分量被抑制且高频分量被放大的微分信号S10。该微分信号S10，通过D/A变换器6变换成模拟信号，如图6B所示，发生以D/A变换器6的采样频率(fs)的1/2的频率为界而在频率轴折回的混叠信号(图6B的模拟信号S11的右侧部分)。抗混叠滤波器22具有如相同的附图所示的通过频率特性，通过该滤波器混叠信号被抑制，同时本来的基带调制信号分量(图6B的模拟信号S11的左侧部分)也被滤波，结果从抗混叠滤波器22输出如图6C所示的模拟信号S12。

这里，因为将抗混叠滤波器22的通过带宽设定得比PLL的带宽窄，所以会发生如图6C所示的在PLL的频带中的频率范围欠缺低频分量。但是，根据双点调制的原理，PLL频带中的基带调制信号分量在VCO2的输入级被相加，如图6C所示的低频分量的欠缺实际上不会成为问题。

另外，通过微分器21，输入数字基带调制信号S1的DC附近的分量会发生欠缺，无论抗混叠滤波器22的频率特性如何也不会复原。图6因为横轴通过对数表示所以未表示出来。但是，在双点调制的PLL中，因为提供给VCO2的控制电压端子上的调制信号，原理上要通过高通滤波器，所以本来就不需要基带调制信号的低频分量。根据双点调制的原理，基带调制信号的低频分量与VCO2的输入进行相加，所以即使如图6C所示发生低频分量的欠缺，实际上也不没有问题。

也就是说，在双点调制型相位调制装置20中，经由微分器21、D/A变换器6、抗混叠滤波器22的传输线路，输入数字基带调制信号S1的低频分量即使消失，因为在DDS1、相位比较器4以及环路滤波器5的传输线路中输入数字基带调制信号S 1的低频分量仍保留，作为结果从VCO2输出的RF相位调制信号为输入数字基带调制信号S1的全频带分量被良好地反映的信号。

也就是说，本发明有效地利用了此类双点调制型相位调制装置的特征，在D/A变换器6的前级设置微分器21，该微分器具有与抗混叠滤波器22的衰减特性的相反的特性，通过该微分器21能够得到输入数字基带调制信号S1的总频带良好地被反映、并且具有良好的噪音特性的RF相位调制信号，而不需提高D/A变换器6的采样频率fs，或提高抗混叠滤波器22的阶数。另外，与图1的双点调制型相位调制装置10相比较，在本实施方式的双点调制型相位调制装置20中，只增加了相当于微分器21的部件数目，因为微分器21比如由一个触发电路即可构成，所以结构简易，比起提高抗混叠滤波器22的阶数来，通过特别简易的结构就可以完成。

顺便提一下，比如像W-CDMA那样的宽带的调制信号的情形下，即使10KHz以下的基带调制信号分量完全没有，也基本上不影响无线信号的质量。VCO2的输入，也即通过加法器8生成的基带调制信号，从严密的角度来讲，与原有的基带调制信号在低频范围并不相同，但是如果在W-CDMA时为10kHz以下的范围的话，可以说不会成为问题。但是，W-CDMA的调制信号含有包络线分量，所以另外需要用来在RF相位调制信号乘上包络线分量的混合部件。

综上所述，根据本实施方式，在D/A变换器6的前级设置微分器21，该微分器具有与抗混叠滤波器22的衰减特性的相反的特性，通过该微分器21即使处理宽带的输入数字基带调制信号S1时，也不需提高D/A变换器6的采样频率(也就是低功耗)，并且使用比PLL的调制带宽窄的带宽的、阶数低的简易结构(也就是成本低)的抗混叠滤波器22，能够充分地抑制混叠信号，从而得到良好地反映在输入数字基带调制信号(S1)的总频带上的RF相位调制信号。也就是，通过低功耗和简易的结构能够实现可从宽带的基带调制信号而得到调制精度高的RF相位调制信号的双点调制型相位调制装置20。

(实施方式2)

图7表示本实施方式的双点调制型相位调制装置30，在图7中与图5相对应的部分附加相同的标号。本实施方式的双点调制型相位调制装置30与实施方式1的双点调制型相位调制装置20的不同之处在于：使用积分器31来代替抗混叠滤波器22。由此，能够得到与实施方式1同样的效果。

这里，积分器31的频率特性设定为带宽比PLL的调制带宽窄。另外，微分器21的频率特性(斜率)设定为与积分器31的衰减特性(斜率)相反。

图8表示本实施方式的双点调制型相位调制装置30的动作。如图8B所示的积分器31因为具有与抗混叠滤波器22同样的频率特性，如图8C所示由积分器31输出除掉混叠信号分量的信号S20。

如上所述，根据本实施方式，在实施方式1的结构中，将抗混叠滤波器22通过积分器31而构成，由此通过低功耗和简易的结构，能够得到从宽带的基带调制信号而得到调制精度高的RF相位调制信号这样的与实施方式1同样的效果。

(实施方式3)

图9表示本实施方式的双点调制型相位调制装置40，在图7中与图5相对应的部分附加相同的标号。本实施方式的双点调制型相位调制装置40与实施方式1的双点调制型相位调制装置20的不同之处在于：使用预加重滤波器41来代替微分器21。

在此预加重滤波器41的频率特性设定为与抗混叠滤波器22的频率特性相反。

图10表示本实施方式的双点调制型相位调制装置40的动作。如图10A所示，输入数字基带调制信号S1通过预加重滤波器41，由此基于预加重滤波器41的频率特性得到高频分量被放大的预加重信号S30。该预加重信号S30通过D/A变换器6被变换为模拟信号后，如图10B所示，会发生混叠信号(图10B的模拟信号S31的右侧部分)。该混叠信号分量通过抗混叠滤波器22被抑制，由抗混叠滤波器22输出如图10C所示的模拟信号S32。

这里，与实施方式1的双点调制型相位调制装置20相比较，在本实施方式的双点调制型相位调制装置40中，通过比较图10C图与图6C可知，具有能够得到保留了低频分量的模拟信号S32的长处。

根据本实施方式，通过设置预加重滤波器41来代替实施方式1的微分器21，能够得到与实施方式1同样的效果。另外，在预加重滤波器41、D/A变换器6、抗混叠滤波器22的传输线路，也能够得到保留低频分量的模拟信号S32。

(其他的实施方式)

另外，在上述的实施方式1～3中，说明了将本发明适用于以下类型的双点调制型相位调制装置时的情形：设置DDS1，将PLL电路的相位比较器4的基准信号基于输入数字基带调制信号S1来设定。但是，将本发明应用于将PLL电路的分频器3的分频比基于输入数字基带调制信号S1来设定的类型的双点调制型相位调制装置，也可以得到与上述的实施方式1～3同样的效果。

在图11、图12以及图13，表示将本发明适用于将PLL电路的分频器3的分频比基于输入数字基带调制信号S1来设定的类型的双点调制型相位调制装置时的结构。

图11的双点调制型相位调制装置50与实施方式1的双点调制型相位调制装置20的不同之处在于：第一点的调制不是利用DDS1来进行而是利用增量-总和调制器51来进行。双点调制型相位调制装置50将输入数字基带调制信号S1通过增量-总和调制器51进行增量-总和调制，并将经增量-总和调制的信号作为分频比提供给分频器3。由此进行第一点的调制。作为第二点的调制的路径与实施方式1发挥同样的作用并得到同样的结果。

另外，将基带的调制信号输入到差值-总和调制器51，由此生成在时间上发生变化的分频比，并将其设定于分频器3，这样的方式一般称做Fractional-N方式。如果利用该Fractional-N方式，与使用DDS对基准信号进行调制的方式相比，能够较高地设定相位比较器4的比较频率，从而缩短相当于该程度的PLL的锁定时间。因为由此也能够延迟PLL的起动时机，所以具有能够降低实际的消耗功率的特殊的效果。

同样的，图12的双点调制型相位调制装置60与实施方式2的双点调制型相位调制装置30的不同之处，图13的双点调制型相位调制装置70与实施方式3的双点调制型相位调制装置40的不同之处都在于：第一点的调制不是利用DDS 1来进行而是利用差值-总和调制器51来进行。图12以及图13的双点调制型相位调制装置60、70，能够得到与实施方式2以及3的双点调制型相位调制装置30、40同样的效果。

(应用例)

图14表示使用本发明的双点调制型相位调制装置的双极调制发送装置100的结构。双极调制发送装置100将由I(同相)分量以及Q(正交)分量构成的基带调制信号S100输入到振幅相位分离单元101。振幅相位分离单元101，将基带调制信号分量S100的振幅分量(也就是√(I2+Q2))作为振幅调制信号S102送出到高频功率放大器103，同时将基带调制信号分量S100的相位分量(比如调制码元与I轴所成的角度)作为基带相位调制信号S101送出到微分器102。微分器102将基带相位调制信号S101的尺度变换为频率。由此，从微分器102输出相当于实施方式1～3所述的输入数字基带调制信号S1的信号。

双极调制装置100通过在实施方式1～3或者其它实施方式说明的双点调制型相位调制装置20(30、40、50、60、70)，通过输入数字基带调制信号S1对载波频率信号进行调制，并将由此得到的RF相位调制信号送出到高频功率放大器103。

高频功率放大器103为非线性放大器，其电源电压值根据振幅调制信号S102来设定。由此，从高频功率放大器103输出发送信号S103，该信号为电源电压值与从双点调制型相位调制装置20(30、40、50、60、70)输出的RF相位调制信号相乘的信号被放大高频功率放大器103的增益的信号。发送信号S103由天线104发送。

这样，在双极调制发送装置100中，能够通过使用在实施方式1～3或者其它实施方式的双点调制型相位调制装置20(30、40、50、60、70)，采用低功耗和简易的结构来从宽带的基带调制信号得到调制精度较高的RF相位调制信号。结果，比如将其配备于携带型终端时，能够实现可长时间使用的小型携带型终端。

另外，本发明的双点调制型相位调制装置不仅限于双极调制发送装置，还能够广泛地适用于其它的无线发送装置或无线通信装置。

图15表示配备了实施方式1～3或者其它实施方式的双极调制发送装置的无线发送装置的结构。无线发送装置200包括：在实施方式1～3或者其它实施方式其中的任意的一个双点调制型相位调制装置20(30、40、50、60、70)；放大器201，放大由双极调制发送装置20(30、40、50、60、70)得到的RF相位调制信号；天线202，发送被放大过的信号。

图16表示配备了实施方式1～3或者其它实施方式的双极调制发送装置的无线通信装置的结构。无线通信装置300包括：发送单元401，其具有在实施方式1～3或者其它实施方式其中的任意的一个双点调制型相位调制装置20(30、40、50、60、70)以及放大器201；接收单元402，对接收信号实施包含解调处理等的预定的接收处理；双共器403，进行对发送信号和接收信号的切换；天线404。

由此，在无线发送装置200以及无线通信装置300中，通过配备本发明的双点调制型相位调制装置，采用低功耗和简易的结构来从宽带的基带调制信号得到调制精度较高的RF相位调制信号。结果，在将无线发送装置200或无线通信装置300配备于比如携带型终端时，能够实现可长时间使用的小型携带型终端。

本说明书，是根据2004年4月27日申请的日本专利特愿第2005-129791号。其内容全部包括于此。

工业实用性

本发明能够以低功耗和简易的结构，能够从宽带的基带调制信号得到调制精度较高的RF相位调制信号，能够广泛地应用于比如携带型电话装置等的便携型终端或其基站等的无线机器。

Claims (7)

1.一种双点调制型相位调制装置，包括：

PLL电路；

微分器，对所述输入数字基带调制信号进行微分；

D/A变换器，将所述微分器的输出信号变换成模拟信号；

抗混叠滤波器，抑制包含于所述D/A变换器的输出信号中的混叠分量；以及

加法单元，将所述抗混叠滤波器的输出信号和所述PLL电路的环路滤波器的输出相加，并将该加法信号输出到所述PLL电路的电压控制振荡器的控制电压端子。

2.如权利要求1所述的双点调制型相位调制装置，其中，使所述抗混叠滤波器的通过带宽比所述PLL电路的带宽窄。

3.如权利要求1所述的双点调制型相位调制装置，其中，通过积分器构成所述抗混叠滤波器。

4.如权利要求1所述的双点调制型相位调制装置，其中，使用预加重滤波器来代替所述微分器。

5.一种双极调制发送装置，包括：

振幅相位分离单元，基于基带调制信号而形成基带的相位调制信号和振幅调制信号；

权利要求1所述的双点调制型相位调制装置，将所述基带的相位调制信号作为输入数字基带调制信号输入，并输出RF相位调制信号；以及

高频功率放大器，使从所述双点调制型相位调制装置输出的所述RF相位调制信号的振幅随着所述振幅调制信号而变动。

6.一种无线发送装置，包括：

权利要求1所述的双点调制型相位调制装置；以及

放大器，放大由该双点调制型相位调制装置获得的RF相位调制信号。

7.一种无线通信装置，包括：

发送单元，具有权利要求1所述的双点调制型相位调制装置；

接收单元，解调接收信号；

天线；以及

发送接收切换单元，对由所述发送单元向所述天线的发送信号的供给和由所述天线向所述接收单元的接收信号的供给进行切换。

Images