CN1708968A - 使用偏移锁相环的通信发射机 - Google Patents

Abstract

一种变频环发射机使用最多一个锁相环(PLL)电路来生成射频信号。在一个实施例中，单个PLL生成两个本地振荡信号。第一振荡信号与基带信号混频以生成中频信号。第二振荡信号被输入到所述变频环，以便将压控振荡器调整到期望的载频。为了进行此种类型的调制，设置本地振荡信号的频率，使得它们相对于载频谐波相关。其它各实施例仅生成一个振荡信号。在这些条件下，使用所述振荡信号来生成中频信号，并且使用变频环中的分频器来生成控制信号，用于将压控振荡器调整到载频。在其它实施例中，不使用任何锁相环电路来生成发射机信号。这通过使用晶体振荡器来生成中频信号，然后使用反馈环中的分频器来生成控制信号，用于将压控振荡器调整到载频来完成。通过最小化发射机中的锁相环电路的数目，可显著地降低移动手机的尺寸、成本和功率需求。

Description

使用偏移锁相环的通信发射机

技术领域

本发明一般地涉及信号处理系统，更具体地说，涉及，例如，在一个通信系统内变换所处理的信号的频率的系统与方法。

背景技术

为了在通信系统内发送语音、数据和其它类型的基带信号，必须执行多种功能。这些功能包括滤波、放大，以及随后将所述信号调制到足以满足系统规范的载频上。所执行的调制的类型用作分类发射机的基础。当以两个步骤执行基带信号的调制(或上变频)时，所述发射机被称为具有双变频体系结构。并且，当以一个步骤执行调制时，所述发射机被称为具有直接变频体系结构。

图1示出具有传统的双变频体系结构的发射机。这个发射机包括一个调制器，它以两个步骤进行基带信号的上变频。在第一步骤中，根据被输入到混频器1和2中的本地振荡器信号LO1的相移形式，将基带信号的同相(I)和正交(Q)分量变换到中频(IF)。然后，根据被输入到混频器3中的第二本地振荡器信号LO2，将所述中频信号组合并变换到载频。最后，所得到的射频信号被滤波、放大，并且通过天线被发送出去，用于后续接收机中的解调。

图2示出具有传统的直接变频体系结构的发射机。与双变频体系结构的发射机不同，直接变频的发射机仅使用一个调制步骤来生成射频发送信号。在调制之前，由DAC4将沿I和Q信道的数字信号变换为模拟信号，在低通滤波器5中滤波，并且由可变增益放大器(VGA)6进行放大。然后，在混频器8和9中通过分别将它们与本地振荡器信号LO的相移形式混频，来调制所述信号。由于本地振荡器信号被设置为载频，所以以单个步骤进行调制。为了完成所述处理，已调制信号被组合、放大、滤波，并且通过天线被发送到接收机。这种特定的调制方案被称为直接正交调制。

图3示出具有被称为变频环或偏移锁相环(OPLL，offsetphase-locked-loop)体系结构的第三传统体系结构的发射机。类似于双变频发射机，变频环发射机使用两个PLL电路来生成射频信号。然而，所述变频环发射机以一种非常不同的方式使用它的PLL电路。

变频环发射机与双变频发射机的不同之处在于进行频率变换的方式。在图1的体系结构中，由混频器3将中频信号与第二本地振荡信号混频，将中频(IF)信号变换到载频。在变频环路发射机中，用控制单元20来取代混频器，该控制单元执行变换到载频。

所述控制单元包括相位与频率检测器以及时钟频率(PFD & CF)单元22，滤波器24，位于发射机的前向信号路径中的压控振荡器26，以及位于反馈路径中的混频器27和滤波器28。现在来说明控制电路进行频率变换的方式。首先，含有待发送信息的基带信号被输入到第一混频器10。所述基带信号可以具有高斯最小频移键控(GMSK)数据的形式，并且所述混频器可以是类似于传统双变频发射机的第一混频器。如图所示，混频器10使用由锁相环电路PLL2生成的本地振荡信号F_LO2，将所述GMSK数据从基带频率变换为中频。一旦完成混频之后，由带通滤波器15对中频信号进行滤波，以去除不期望的或者所谓的镜像频率分量。

控制环路根据下列步骤，将中频信号变换为载频。首先，压控振荡器(VCO)输出预设频率F_VCO的信号。混频器27将这个信号与由锁相环PLL1生成的第二本地振荡信号F_LO1混频。混频器的输出含有两个镜像频率F_VCO+F_LO1和F_VCO-F_LO1。带通滤波器28去除较高频率信号，并将较低频率信号输入到PFD & CP单元。

PFD & CP单元确定从滤波器15输出的中频信号的频率是否匹配从滤波器28输出的信号的频率。如果这些信号不匹配，则PFD &CP单元生成一个差值信号，表示存在的频率失配量。这个差值信号由滤波器22进行滤波，并且被输入到VCO，以控制F_VCO的频率，使得从滤波器28输出的频率将匹配中频信号频率。由于VCO被调整直到滤波器28的输出(F_VCO-F_LO1)匹配F_LO2，所以所述中频信号可以被称为参考信号。

一旦在这两个信号之间出现频率匹配，PFD & CP单元将比较从滤波器28输出的信号的相位与中频信号的相位。如果存在失配，则PFD & CP单元输出一个差值信号，用以调整VCO的输出，直到从滤波器28输出的信号的相位匹配中频信号的相位为止。当滤波器28输出的频率和相位匹配中频信号时，VCO的频率将被设置到期望的载频。然后，VCO将载频的调制基带信号输出到天线用于发送。

每一个上述的发射机都有有利和不利之处。

由于可在中频(IF)级有效地实施窄带滤波和增益控制，所以双变频发射机是人们所期望的。还有，通过使用两个本地振荡频率来生成发送信号，双变频发射机避免了被称为注入频率牵引(injectionpulling)的问题，该问题是在直接变频发射机中经常出现的现象。双变频发射机与其它类型的射频发射机相比，也已经证明问题是比较少的。

不管这些优点如何，双变频发射机也存在一些缺点，在一些实例中，这些缺点使它们成为不合要求的。或许最明显的是，双变频发射机比，例如，直接变频发射机需要更多的硬件。这些硬件中的大多数是用于进行基带信号的第一(或中频)上变频的滤波器和振荡电路的形式。双变频发射机还使用分离的锁相环(PLL)电路来生成上变频所需的振荡信号。虽然这些缺点在成本和复杂性方面已经证明是明显的，但是今天使用的许多码分多址(CDMA)和时分多址(TDMA)移动电话系统使用这种类型的发射机。

直接变频发射机提供了双变频发射机和变频环发射机无法实现的优点。例如，如同前面所讨论的那样，由于直接变频发射机仅使用一个本地振荡频率来生成发送信号，所以它使用的硬件少于双变频发射机。因而，只需要一个PLL。相对于也使用两个PLL电路来生成射频信号的变频环发射机来说，也存在同样的优点。直接变频发射机也不需要在变频环发射机中出现的反馈环路。因此，直接变频发射机使用较少的硬件，从而更适用于手机和其它高度集成的应用。

不管这些优点如何，直接变频发射机也具有许多明显的缺点。例如，直接变频发射机使用双工滤波器来满足通信系统的接收频段中对降低噪声的规范。这些滤波器导致在发射机中出现几个dB的损耗，这必须由来自功率放大器的附加功率来补偿。这种所谓的“回退”功率显著地缩短了通话时间。因而，对许多移动应用来说，直接变频发射机不是最佳选择。例如，与直接变频体系结构相比，变频环滤波器(不使用双工滤波器)已经更普遍地在TDMA应用(例如，GSM)中使用。

变频环发射机提供了前面两种类型的发射机所不能得到的优点。在反馈环路中使用的PLL，例如，通过起到类似于一个跟踪窄带带通滤波器的作用，来使外部滤波最小化。这使得变频环发射机期望用在GSM手机中，以便降低成本和功耗需求。

变频环发射机还实现了一个低噪声平台。这允许用一个简单开关来取代在直接变频体系结构中使用的双工滤波器。结果，消除了与双工滤波器有关的插入损耗，这允许发射机中的功率放大器工作于低输出功率。不同于许多其它发射机体系结构，可以使用C类功率放大器，提供良好的功率增加功效。在调制为恒定包络信号的GSM系统中，这是特别重要的。

变频环系统的一个附带的好处在于VCO去除了可能存在的任何残余调幅(AM)分量。这允许更强地驱动C类放大器，由此提供一种功率增加功效的附加措施。

相对于它们的所有优点而言，变频环发射机也有许多缺点，使得它们在应用于移动通信系统时，在效能方面不是最佳的。或许最明显的是，这些发射机必须使用多个PLL电路来生成将基带信号变换为载频所需的振荡信号。这些附加的振荡器增加了手机的物理尺寸和成本，也增加了功率需求。结果，传统的变频环发射机在消耗存储在手机电池中的电荷方面比预期的速率更快。

因此，存在一种对用于在变频环发射机中调制信号的改进的系统与方法的需求，并且更具体地说，与传统的变频环路发射机相比，它以一种更经济和节能的方式来生成调制信号，同时，它具有更高集成的体系结构，当被装入例如一个移动手机时，占用更小的空间。

发明内容

本发明的一个目的是，提供一种用于在变频环发射机中调制信号的改进的系统与方法。

本发明的另一个目的是，通过以一种比传统的变频环发射机更经济和节能的方式生成调制信号，来达到上述目的。

本发明的再一个目的是，通过使用比传统的变频环发射机更少的振荡电路和/或复杂性更低的硬件，来达到上述目的。

本发明的又一个目的是，提供一个变频环发射机，它具有比传统的此种类型的发射机更高集成度，因此，当被装入例如一个移动手机时，占用更小的空间。

本发明的还一个目的是，提供一种改进的生成振荡信号的方法，用于在变频环调制器中进行频率变换。

通过提供一种使用最多一个锁相环电路来生成发射机信号的系统与方法，来实现本发明的这些和其它的目的和优点。根据本发明的一个实施例，该系统包括：生成参考振荡信号的锁相环单元，以及从参考信号生成第一振荡信号和第二振荡信号的本地振荡信号发生器。第一和第二振荡信号相对于期望的载频谐波相关，并且选择它们的频率以保证它们之和等于载频。为了生成所述发射机信号，第一振荡信号与基带信号混频以形成中频信号，并且第二振荡信号被输入到一个变频环，被用作将中频信号变换到载频的基础。

本发明的第二实施例包括：第一振荡器，用于生成振荡信号；混频器，用于将所述振荡信号与一个输入信号混频以生成中频信号；分频器，用于对第二振荡器的频率进行分频以生成反馈信号；以及比较器，用于比较所述反馈信号与所述中频信号以生成一个差值信号，根据所述差值信号输出一个控制信号，用于将第二振荡器设置到期望的载频。所述分频器和比较器可以被包括在发射机的变频环中。在这些情况下，如果第一振荡器的频率为(N/M)F_C，则所述分频器被设置为将第二振荡器的频率乘以(N/M)，其中，N和M为整数。第一振荡器可以是一个锁相环单元，并且第二振荡器可以是一个压控振荡器。

本发明的系统的第三实施例类似于第二实施例，所不同的是，如果第一振荡器被设置为频率(N/M)F_C，则分频器将第一振荡器的输出乘以(1/M)，并且第二振荡器的频率被乘以分数(1/N)。给出这些参数之后，所述发射机的变频环在期望的载频输出所述已调制信号。

本发明的第四实施例根本不使用锁相环而生成振荡信号。这个系统包括：第一振荡器，用于生成晶振信号；混频器，用于将一个输入信号与所述晶振信号混频以生成中频信号；分频器，用于对第二振荡器的频率进行分频以生成反馈信号；以及比较器，用于比较所述反馈信号与所述中频信号以得到一个差值信号，并根据所述差值信号输出一个控制信号，用于将第二振荡器设置到期望的载频。所述分频器将第二振荡器的频率除以一个数值，使得所述反馈信号的频率等于所述中频信号的频率。并且，所述第二振荡器可以是一个压控振荡器。

本发明的方法的各种各样的实施例执行上述各系统的功能。采用这样一种系统和方法，可以显著地减少或者完全消除传统变频环发射机中所使用的锁相环电路的数目。这允许减少移动手机的尺寸与功率需求，由此改进小型化并提供更长的电池寿命。

附图说明

下面将参照诸附图对本发明进行详细说明，在诸附图中，相同的参考数字表示相同的元件，其中

图1是说明传统双变频发射机的示意图。

图2是说明传统直接变频发射机的示意图。

图3是说明传统变频环(或偏移锁相环)发射机的示意图。

图4是说明根据本发明的第一实施例的变频环发射机的调制部分的示意图，所述调制部分使用单个锁相环用于本地振荡器生成。

图5是说明图4所示的本地振荡(LO)信号发生器的示例性配置的示意图。

图6是说明包括在本发明的方法的一个实施例中的各步骤的流程图。

图7是说明根据本发明的第二实施例的变频环发射机的调制部分的示意图。

图8是说明根据本发明的第三实施例的变频环发射机的调制部分的示意图。

图9是说明根据本发明的第四实施例的变频环发射机的调制部分的示意图。

具体实施方式

本发明是用于在通信系统中对各信号进行调制的系统与方法。本发明特别适用于在无线通信系统的变频环(也可以称为偏移锁相环)发射机中调制信号，然而，本领域的技术人员都能理解，本发明并不局限于这种应用。例如，本发明可以用于在使用恒定包络调制的有线通信系统中，或者在使用调制信号的任何其它系统中对各信号进行调制。本发明也不局限于生成调制信号，它还可以应用于需要频率变换的任何系统中。例如，如果需要的话，本发明可以被用来产生在通信接收机中用以对各种信号进行解调的本地振荡信号。仅仅是为了说明的目的，以下将针对在变频环发射机中的一项应用，对本发明进行说明。

参照图4，根据本发明的第一实施例的用于对各种信号进行调制的系统在变频环发射机中使用单个振荡单元40来产生本地振荡信号。所述振荡单元包括锁相环(PLL)单元41，它被连接到本地振荡(LO)信号发生器42(发射机的其余部分类似于图3中的那些，因此在可用的地方已经使用相同的参考数字)。

在操作中，PLL单元向LO信号发生器提供参考振荡信号，并且所述LO信号发生器从所述参考信号产生两个本地振荡信号。LO信号发生器的示例性配置示于图5。在该图中，LO信号发生器被示出为包括第一分频器51和第二分频器52。第一分频器产生被输入到混频器10的本地振荡信号F_LO2，使得高斯滤波最小频移键控(GMSK)数据信号的频率可以从基带频率上变换到中频。因为需要单边上变频来获得中频，正交信号发生器是优选的。第二分频器产生被输入到变频环发射机的第二调制部分的反馈环部分中的混频器27的本地振荡频率F_LO1。该振荡频率F_LO1用来产生用于调整压控振荡器(VCO)26的控制信号，其将导致将从滤波器15输出的中频信号变换为期望的载频。

LO信号发生器根据来自比率控制单元53的控制信号来产生本地振荡信号F_LO1和F_LO2。在操作中，这个控制单元设置各分频单元的数值，使得频率F_LO1和F_LO2相对于载频谐波相关。具体地说，产生F_LO1，使得它等于(N₁/M₁)F_C，并且产生F_LO2使得它等于(N₂/M₂)F_C，式中，F_C是期望的发射机载频。为了产生这种类型的信号，比率控制单元控制单元51和52的分频因子，使得它们满足下列方程式：

$[\frac{N_1}{M_1}+\frac{N_2}{M_2}]=1,$ 式中，M₁和N₁为整数            (1)

$\frac{N_i}{M_i}\×K\≠1,$ 式中，K为整数                 (2)

$\frac{N_1}{M_1}\×\frac{S}{R}=\frac{N_2}{M_2},$ 式中，S和R为整数              (3)

$f_{\mathrm{LO}1}+f_{\mathrm{LO}2}=[\frac{N_1}{M_1}+\frac{N_2}{M_2}]\mathrm{fc}=\mathrm{fc}---\left(4\right)$

方程式(1)和(4)清楚地表明，本地振荡信号F_LO1和F_LO2表示不同分数的载频(f_C)，并且这些分数加起来必须为1。方程式(2)清楚地表明，没有哪一分数可以是1的整数倍(例如，没有哪一分数可以是1/2，因为当它乘以整数2时，其结果为1)。这是优选的以保证不使用谐波相关的本地振荡信号，以减小谐波混频和寄生泄漏。

方程式(3)使各振荡信号之间的关系变得更加清楚。例如，如果S＜R，则振荡信号F_LO2是比F_O1更大的载频分数。在下面的表中，说明了F_LO1和F_LO2相对于发射机的载频不谐波相关的某些可能。

FLO1	FLO2	总和
			(3/5)fc	(2/5)fc	fc
(4/7)fc	(3/7)fc	fc
			(5/9)fc	(4/9)fc	fc
(7/9)fc	(2/9)fc	fc

给出上述方程式之后，会出现其中F_LO1＝3/5f_C而F_LO2＝2/5f_C的示例性情况。在这组情况下，根据本发明用于接收振荡信号的变频环发射机可以按照下述方式进行工作。这将参照图6来进行说明，该图示出被包括在本发明的方法的第一实施例中的各步骤。

在初始步骤中，PLL41向LO信号发生器42输出参考振荡信号。LO信号发生器中的比率控制单元53(根据参考信号的幅度)输入一个分频因子，使得分频单元51和52输出振荡信号F_LO1和F_LO2，这两个信号以满足上述方程式(1)至(4)的方式不与期望的发射机载频谐波相关(方框60)。在这个实例中，F_LO1＝3/5f_C，并且F_LO2＝2/5f_C。

在调制步骤中，混频器10混频输入的基带信号与从LO信号发生器输出的振荡信号F_LO2，以产生频率为2/5f_C的中频信号(方框61)。然后，带通滤波器15对这个信号进行滤波，以除去不期望的(例如，镜像频率)频率分量。

在频率变换步骤中，使用振荡信号F_LO1将中频变换为载频。在进行该变换过程中，中频信号用作参考频率，用于控制压控振荡器26的输出电压。根据下列各步骤来完成这一过程。首先，压控振荡器(VCO)输出预置频率F_VCO的信号，混频器27混频这个信号与从LO信号发生器输出的本地振荡信号F_LO1＝3/5f_C(方框62)。混频器的输出含有两个镜像频率F_VCO+F_LO1以及F_VCO-F_LO1。带通滤波器28去除较高频率的信号，同时向PFD & CP单元22输入较低频率的信号(方框63)。

PFD & CP单元确定从滤波器15输出的中频信号的频率是否匹配从滤波器28输出的信号的频率(方框64)。如果这些信号不匹配，则PFD & CP单元产生一个表示频率失配量的差值信号。这个差值信号被滤波器24滤波，并且被输入到VCO，以控制频率F_VCO，使得从滤波器28输出的频率匹配中频信号频率，即，使得F_VCO-F_LO1＝F_LO2(方框65)。

一旦在这两个信号之间存在频率匹配，PFD & CP单元比较从滤波器28输出的信号的相位与中频信号的相位(方框66)。如果存在不匹配，则PFD & CP单元输出一个差值信号，用于调整VCO的输出，直到从滤波器28输出的信号的相位匹配中频信号的相位为止(方框67)。当滤波器28输出的频率和相位都匹配中频信号的相同参数时，VCO的频率将被设置为期望的载频f_C。从方程式(4)可以清楚地看出这一点，该方程式表明VCO输出等于F_LO1+F_LO2＝(2/5+3/5)f_C＝f_C的频率。因此，VCO将载频的已调制基带信号输出到天线用于发送(方框68)。

参照图7，根据本发明的第二实施例的用于对信号进行调制的系统在两个方面不同于第一实施例。第一个差别涉及产生本地振荡信号的方式。跟第一实施例不同，第二实施例仅生成一个本地振荡信号，以便将基带信号调制到期望的载频。由锁相环(PLL)单元75来生成这个振荡信号，所述锁相环单元向混频器10输出振荡信号F_LO，以便生成一个中频信号，所述中频信号随后由带通滤波器15进行滤波。

第二个差别涉及将频率向上变换为载频的方式。与第一实施例不同，频率变换不是基于本地振荡信号来进行的。相反，图4中的混频器27被分频器单元78取代。所述分频器被设置为将VCO频率F_VCO的输出除以一个数值，使得滤波器28输出一个等于从滤波器15输出的中频信号的频率的信号。因此，如果振荡信号F_LO是载频F_C的分数N/M，则分频器78被设置为将压控振荡器的输出除以相同的数值N/M。

为了使用图7的实施例来调制期望的载频，必须满足下列附加的方程式：

$f_{\mathrm{IF},\mathrm{IN}}=\left[\frac{N}{M}\right]f_B---\left(5\right)$

$K\×\frac{N}{M}\≠1---\left(6\right)$

式中，K为整数，f_B表示来自基带的携带信息的原始信号，同时f_IF，IN表示中频信号，它是偏移PLL中的混频器的输入之一。

由于输入信号发生一定的压缩(在图中被标记为压缩的GMSK数据)，所以上述条件必须满足。由于反馈路径中的分频器78对GMSK已调制输入信号进行压缩，所以可以期待来自基带调制解调器的输入数据通过方程式(5)中所示的因子具有更精细的分辨率。如果反馈因子不是异常地大，则频率变换可以毫无困难地进行。通过下列计算可以得到期望的载波信号生成。带通滤波器28的输出频率变为VCO的输出除以N/M，即(N/M)F_VCO，并且带通滤波器15的输出变为(N/M)f_C+(N/M)f_B。由于相位与频率检测器22尝试去匹配这两个输入信号的相位与频率，所以带通滤波器15和带通滤波器28的输出将是相同的。这意味着：

$\frac{N}{M}{f}_{\mathrm{vco}}=\frac{N}{M}{f}_C+\frac{N}{M}{f}_B---\left(7\right)$

              f_vco＝f_C+f_B              (8)

从方程式(8)可以清楚地看出，通过恰当地设计分频因子，可以获得调制的载波信号。

方程式(6)的要求类似于用于本发明的第一实施例的方程式(2)。为了避免违反此项条件并由此避免可能的谐波损害，分频器的分子N必须不等于1。而且，为了满足方程式(6)，LO信号的任何谐波分量都不应当落入期望的载波信号内。因此，分频器78可用于频率生成以及分频。

参照图8，根据本发明的第三实施例的用于对信号进行调制的系统类似于第二实施例，但有两点除外。首先，一个运行的分频器85被包括在锁相环(PLL)75和混频器10之间。这个分频器被设置为将从PLL75(F_LO＝N/M F_C)输出的频率除以分数1/N。因此，从分频器85输出的振荡信号等于F_LO＝1/M F_C。

第二点，为了匹配输入到PFD & CP单元的中频信号，在控制单元80的反馈环路中包括了一个具有分频因子1/M的整数分频器88。这个分频器的一个优点是，它可以被设计为一个简单的整数N分频器，而不是一个更复杂的分数分频器。尽管如此，具有大的频谱泄漏的VCO频率不与载频谐波相关，因此，本发明的这一优点得以保持。

参照图9，根据本发明的第四实施例的用于对信号进行调制的系统不使用锁相环电路来将基带信号向上调制到期望的载频。在进行信号调制的过程中，振荡器91以晶体参考频率F_ref的形式向混频器10输入本地振荡信号，以便将基带信号变换为中频信号。在这种情况下，有效的压缩比增加，并因此需要更精确的基带信号，以便满足所需的调制精度。

为了提供更精确的基带信号，可以使用∑-Δ数字-模拟转换器92将数字形式的信号(GMSK数据)转换为模拟信号。这种类型的转换器由于具有非常高的分辨率，并因此能输出具有利用晶体参考频率实现适当的调制所需的精度的基带信号，所以它是优选的。在被输入到混频器之前，可以用有源低通滤波器93对模拟信号进行滤波，以去除不需要的量化噪声。

混频器10输出一个晶体振荡器的参考频率的中频信号。这个频率被描述为26MHz，但是，本领域技术人员都能理解，也可以容易地使用其它的晶体振荡器频率。在本发明中，可以不再需要用于本地信号生成的PLL。这显著地减少了实现本系统所需的硬件量以及相关的电流消耗。取代PLL，使用晶体振荡频率来生成本地振荡信号，由于其本身的高稳定性和高Q因子是有利的，

在生成中频信号之后，由带通滤波器15对它进行滤波，随后将它输入到将该信号向上变换为载频的控制单元90。为了执行此项功能，在反馈环路中使用分频器98，以便将压控振荡器的频率降低到等于中频信号的频率的值。这通过将分频器的因子N设置为使得F_VCO/N＝晶体振荡器频率(在本例中，该频率为26MHz)的值来完成。

总之，由于本发明使用较少的锁相环电路来生成将基带信号调制到载频所需的本地振荡信号，所以它展现了对传统的变频环发射机的显著改进。如图3所示，传统的此种类型的发射机使用两个PLL电路来生成将基带信号变换为载频所需的振荡信号。本发明的第一至第三实施例使用单个PLL来执行此项功能，并且第四实施例不使用PLL来调制基带信号。结果，本发明能降低移动电话手机的物理尺寸、成本以及其功率需求，由此，改进了小型化并且提供更长的电池寿命。

通过以上所公开的内容，对本领域的技术人员来说，本发明的其它修改和变动也将是显而易见的。因此，虽然在这里仅就本发明的一些实施例专门地作了说明，但是，在不离开本发明的精神实质和范围的前提下，可以对其作出各种各样的修改，这是显而易见的。

Claims (26)

1.一种用于生成振荡信号的方法，包括：

从参考振荡信号生成第一振荡信号；以及

从所述参考振荡信号生成第二振荡信号；

其中，第一振荡信号和第二振荡信号相对于期望信号谐波相关。

2.根据权利要求1的方法，其中，所述期望信号是期望的载频。

3.根据权利要求2的方法，其中，所述第一振荡信号等于

并且所述第二振荡信号等于

式中，F_C是所述期望的载波信号，并且其中：

$[\frac{N_1}{M_1}+\frac{N_2}{M_2}]=1,$ 式中，M₁和N₁为整数

$\frac{N_i}{M_i}\×K\≠1,$ 式中，K为整数，以及

$\frac{N_1}{M_1}\×\frac{S}{R}=\frac{N_2}{M_2},$ 式中，S和R为整数。

4.根据权利要求3的方法，还包括：

将第二振荡信号与基带信号混频以生成中频信号；和

根据第一振荡信号来设置变频环中的压控振荡器的频率，所述压控振荡器的频率对应于所述期望的载频。

5.一种用于生成振荡信号的系统，包括：

生成参考振荡信号的锁相环单元；

从所述参考振荡信号生成第一振荡信号和第二振荡信号的本地振荡信号发生器，其中，第一振荡信号和第二振荡信号相对于期望的载频谐波相关。

6.根据权利要求5的系统，其中，所述第一振荡信号等于 并且所述第二振荡信号等于

式中，F_C是所述期望的载波信号，并且其中：

$[\frac{N_1}{M_1}+\frac{N_2}{M_2}]=1,$ 式中，M₁和N₁为整数，

$\frac{N_i}{M_i}\×K\≠1,$ 式中，K为整数，以及

$\frac{N_1}{M_1}\×\frac{S}{R}=\frac{N_2}{M_2},$ 式中，S和R为整数。

7.根据权利要求6的系统，还包括：

第一混频器，混频第二振荡信号和基带信号以生成中频信号；和

变频环，接收所述第一混频器的输出，所述变频环包括一个压控振荡器，具有根据第一振荡信号而设置的频率，所述压控振荡器的频率对应于所述期望的载频。

8.根据权利要求7的系统，其中，所述变频环包括：

第二混频器，混频压控振荡器的输出和第一振荡信号以生成反馈信号；

相位/频率检测器，比较所述反馈信号和中频信号以获得一个控制信号，用于将所述压控振荡器设置到所述期望的载频。

9.一种用于生成发射机信号的方法，包括：

生成一个振荡信号；

混频所述振荡信号与一个输入信号以生成一个中频信号；

对压控振荡器的频率进行分频以生成一个反馈信号；

比较所述反馈信号与所述中频信号；以及

根据所述比较步骤的结果，将所述压控振荡器设置到期望的载频。

10.根据权利要求9的方法，其中，所述振荡信号的频率等于并且其中，所述分频步骤包括将压控振荡器的频率乘以 式中，N和M为整数，并且F_C对应于所述期望的载频。

11.根据权利要求11的方法，其中，所述中频信号的频率满足 $f_{\mathrm{IF},\mathrm{IN}}=\left[\frac{M}{N}\right]f_B,$ 并且其中， $K\×\frac{N}{M}\≠1,$ 式中，K为整数。

12.根据权利要求9的方法，其中，由锁相环单元生成所述振荡信号。

13.根据权利要求9的方法，还包括：

通过对参考振荡信号进行分频来生成所述振荡信号，其中，所述参考振荡信号的频率等于

并且其中，所述分频步骤包括将压控振荡器的频率乘以1/M，并且其中，所述生成步骤包括将所述参考振荡信号乘以1/N。

14.根据权利要求13的方法，其中，由锁相环单元生成所述参考振荡信号。

15.一种用于生成发射机信号的系统，包括：

第一振荡器，生成一个振荡信号；

混频器，将所述振荡信号与输入信号混频以生成中频信号；

分频器，对第二振荡器的频率进行分频以生成反馈信号；以及

比较器，比较所述反馈信号与所述中频信号以生成一个差值信号，并根据所述差值信号输出一个控制信号，用于将第二振荡器设置到期望的载频。

16.根据权利要求15的系统，其中，所述第一振荡器是一个锁相环单元。

17.根据权利要求15的系统，其中，所述第二振荡器是一个压控振荡器。

18.根据权利要求15的系统，其中，所述振荡信号的频率等于

并且其中，所述分频器将第二振荡器的频率乘以 式中，N和M为整数，并且F_C对应于所述期望的载频。

19.根据权利要求18的系统，其中，所述中频信号的频率满足 $f_{\mathrm{IF},\mathrm{IN}}=\left[\frac{M}{N}\right]f_B,$ 并且其中， $K\×\frac{N}{M}\≠1,$ 式中，K为整数。

20.根据权利要求15的系统，其中，所述第一振荡器包括：

锁相环单元，生成参考振荡信号；以及

第二分频器，对所述参考振荡信号进行分频，

其中，所述参考振荡信号的频率等于

所述分频器将第二振荡器的频率乘以

并且所述第二分频器将所述参考振荡信号的频率乘以

21.一种用于生成发射机信号的方法，包括：

生成一个晶体振荡信号；

将所述晶体振荡信号与输入信号混频以生成中频信号；

对第二振荡器的频率进行分频以生成反馈信号；

比较所述反馈信号与所述中频信号；以及

根据所述比较步骤的结果，将所述第二振荡器设置到期望的载频。

22.根据权利要求21的方法，其中，分频步骤包括将第二振荡器的频率除以一个值，使得所述反馈信号的频率等于所述中频信号的频率。

23.根据权利要求21的方法，其中，所述第二振荡器是一个压控振荡器。

24.一种用于生成发射机信号的系统，包括：

第一振荡器，生成一个晶体振荡信号；

混频器，将输入信号与所述振荡信号混频以生成中频信号；

分频器，对第二振荡器的频率进行分频以生成反馈信号；以及

比较器，比较所述反馈信号与所述中频信号以获得一个差值信号，根据所述差值信号输出一个控制信号，用于将第二振荡器设置到期望的载频。

25.根据权利要求24的系统，其中，所述分频器将第二振荡器的频率除以一个值，使得所述反馈信号的频率等于所述中频信号的频率。

26.根据权利要求24的系统，其中，所述第二振荡器是一个压控振荡器。

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