JP2003510899A - Ｐｌｌとデルタシグマ変調器とを有する無線転送器機構 - Google Patents
Ｐｌｌとデルタシグマ変調器とを有する無線転送器機構Info
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Abstract
(57)【要約】
位相ロックループ機構に基づき、２点変調を伴なうデルタシグマ変調器を用いる転送回路機構を開示している。ＰＬＬの帯域幅を制限するために、補助アナログ変調器を採用し、これは、デルタシグマ変調との調整を必要とする。変調の調整は、ＰＬＬの残留変調を変調後信号入力と関連させることで、ＰＬＬ電圧制御発振器の変調への感度を訂正することによって実現される。変調相関器の作用によって、転送器の通常動作を乱すことなく変調及びＰＬＬ帯域幅が整えられ、ＰＬＬ帯域幅よりも大きな変調器帯域幅の使用が可能となる。
Description
【０００１】
本発明は、無線通信に用いられる送信器機構に関し、特に、定数エンベロープ
変調スキームと非定数エンベロープ変調スキームとの両方を用いる移動送信器に
適した送信器機構に関する。
変調スキームと非定数エンベロープ変調スキームとの両方を用いる移動送信器に
適した送信器機構に関する。
【０００２】
移動通信の市場では、定数エンベロープ変調スキームと非定数エンベロープ変
調スキームいずれもサポートするための多重モード操作の実行機能を備えた装置
の小型化、低価格化の傾向が高まっている。このような装置は、トランシーバ部
品を拠り多くシリコン上に集積することにより、また好ましくは種々の電圧制御
発振器（VCO）を含むこの集積回路に組み込むことにより実現されることが多い
。しかしながら発振器をシリコン上に組み込むと、制御電圧の感度の許容許可不
定性が大きくなってしまい、このような感度では組み込まれた発振器による測定
が困難になると言う結果につながり易い。この問題は電圧利得の可変制御を行う
発振器を用いることにより解決できるものの、このような可変利得発振器はシン
セイザパフォーマンスを大きく損うことになる。
調スキームいずれもサポートするための多重モード操作の実行機能を備えた装置
の小型化、低価格化の傾向が高まっている。このような装置は、トランシーバ部
品を拠り多くシリコン上に集積することにより、また好ましくは種々の電圧制御
発振器（VCO）を含むこの集積回路に組み込むことにより実現されることが多い
。しかしながら発振器をシリコン上に組み込むと、制御電圧の感度の許容許可不
定性が大きくなってしまい、このような感度では組み込まれた発振器による測定
が困難になると言う結果につながり易い。この問題は電圧利得の可変制御を行う
発振器を用いることにより解決できるものの、このような可変利得発振器はシン
セイザパフォーマンスを大きく損うことになる。
【０００３】
上述の多重モード操作は、固定振幅エンベローブ変調スキームと非固定振幅エ
ンベローブ変調スキームとの両方をサポートする機能を意味する。いずれの変調
スキームも、変調ベクトルで表される搬送波の瞬間振幅と位相とをコンステーレ
ション・ダイアグラムとして知られる複雑なプロットにおいて図表化することに
より表される。定数エンベローブ変調スキームでは、ダイアグラム上の全ての点
は中心から等距離の位置に表れ、これに対し非定数エンベローブ変調スキームで
は、ダイアグラムの中心に向かう軌道が複数表れる。変調信号の位相は変調ベク
トルのダイアグラムの中心に対する角度により表され、かかる角度の変化が変調
信号の位相の帯域幅を表す。このようにダイアグラムの中心に向かって接近する
変調ベクトルの軌道が表れており、上述の角度における変化率と、ひいては変調
帯域幅とが定数エンベローブ変調スキームの場合に比べ増加することになる。
ンベローブ変調スキームとの両方をサポートする機能を意味する。いずれの変調
スキームも、変調ベクトルで表される搬送波の瞬間振幅と位相とをコンステーレ
ション・ダイアグラムとして知られる複雑なプロットにおいて図表化することに
より表される。定数エンベローブ変調スキームでは、ダイアグラム上の全ての点
は中心から等距離の位置に表れ、これに対し非定数エンベローブ変調スキームで
は、ダイアグラムの中心に向かう軌道が複数表れる。変調信号の位相は変調ベク
トルのダイアグラムの中心に対する角度により表され、かかる角度の変化が変調
信号の位相の帯域幅を表す。このようにダイアグラムの中心に向かって接近する
変調ベクトルの軌道が表れており、上述の角度における変化率と、ひいては変調
帯域幅とが定数エンベローブ変調スキームの場合に比べ増加することになる。
【０００４】
近年まで、デジタル無線通信装置の大半は、ガウス最小シフトキーイング（Ga
ussian minimum shift keying、以下、ＧＭＳＫと称する）等の定振幅位相変調
スキームとガウス周波数シフトキーイング（Gaussian Frequency shift keying
、以下、ＧＦＳＫ称する）などの周波数変調スキームを用いたものであった。Ｇ
ＦＳＫは特定の送信器機構を要求するものではなく、単純な機構（例えば、送信
中においてフリーランモードの送信発振器を備えた単一ループＰＬＬによりシン
セサイズされたＬＯ）を用いることが可能である。しかし、これに対しＧＭＳＫ
などの位相変調スキームを用いた無線通信システムは、送信器の機構に関し全体
としてより細かな要求を有するので単純な機構であるＧＦＳＫ送信器機構は適さ
ない。
ussian minimum shift keying、以下、ＧＭＳＫと称する）等の定振幅位相変調
スキームとガウス周波数シフトキーイング（Gaussian Frequency shift keying
、以下、ＧＦＳＫ称する）などの周波数変調スキームを用いたものであった。Ｇ
ＦＳＫは特定の送信器機構を要求するものではなく、単純な機構（例えば、送信
中においてフリーランモードの送信発振器を備えた単一ループＰＬＬによりシン
セサイズされたＬＯ）を用いることが可能である。しかし、これに対しＧＭＳＫ
などの位相変調スキームを用いた無線通信システムは、送信器の機構に関し全体
としてより細かな要求を有するので単純な機構であるＧＦＳＫ送信器機構は適さ
ない。
【０００５】
適切なＧＭＳＫトランシーバを提供するために、初期のＧＭＳＫ変調用の送信
器機構は中間周波数での変調とこれに続いて行われる無線周波数へのアップコン
バージョンとから成っていた。このためには、送信器の出力中に存在するノイズ
からＲＸ帯域を保護するため、大掛かりで無駄の多いフィルタリングを送信器の
後段に設ける必要があった。次の発展段階の定数エンベローブ無線通信装置は、
図１に先行技術として示しまた以下により詳しく述べる様な位相ロックループに
よる位相変調スキームを用いた装置であった。
器機構は中間周波数での変調とこれに続いて行われる無線周波数へのアップコン
バージョンとから成っていた。このためには、送信器の出力中に存在するノイズ
からＲＸ帯域を保護するため、大掛かりで無駄の多いフィルタリングを送信器の
後段に設ける必要があった。次の発展段階の定数エンベローブ無線通信装置は、
図１に先行技術として示しまた以下により詳しく述べる様な位相ロックループに
よる位相変調スキームを用いた装置であった。
【０００６】
図１は、米国特許第５，５１１，２３６号に開示されるような、アップコンバ
ージョンループ変調器であって、現在では当業界で一般に用いられるアップコン
バージョンループ変調器を先行技術として示す。Ｔｘの出力周波数は。次の式で
決定される。
ージョンループ変調器であって、現在では当業界で一般に用いられるアップコン
バージョンループ変調器を先行技術として示す。Ｔｘの出力周波数は。次の式で
決定される。
【式１】
式中のＮｒは基準分周器３の分周比であり、ＮｌはＩＦ分周器（１３）の分周
比である。位相検知器（４）は、分周器（３）と（１３）との出力を同一の周波
数に保つ。第１局部発振器信号（Ｌｏ１（９））と第２局部発振器信号（Ｌｏ２
（１））とはそれぞれ基準結晶によりシンセサイズされる。Ｌｏ１は、デジタル
論理回路を駆動するためにレベル調節器（２）により変換されたレベルである。
Ｌｏ１（９）は送信器出力周波数ではなく、従って、ＰＡプリング現象の影響は
受けない、また低ＢＷの高分周比シンセサイザは従来技術において一般に用いら
れている。Ｌｏ１は主に出力周波数を決定するように設定されている。変調は、
フィードバックループ内のアナログＩＱ変調器（１２）により中間周波数で行わ
れる。この中間周波数はダウンコンバージョンミキサ（８）により生成される。
変調後、この中間周波数は分周を経て位相検知器に渡される。位相検知器は、ル
ープダイナミクスを決定するループフィルタ（６）を介してＴＸ ＬＯ（７）を
制御する。このＴＸ ＬＯは、電力増幅器とアンテナとを駆動する送信信号を生
成するのに用いられる。ＩＦフィルタ（１０）はスプリアスミクシングプロダク
ションの除去に用いられ、ポスト変調フィルタ（１１）は変調器の出力からのス
プリアス信号の除去に用いられる。
比である。位相検知器（４）は、分周器（３）と（１３）との出力を同一の周波
数に保つ。第１局部発振器信号（Ｌｏ１（９））と第２局部発振器信号（Ｌｏ２
（１））とはそれぞれ基準結晶によりシンセサイズされる。Ｌｏ１は、デジタル
論理回路を駆動するためにレベル調節器（２）により変換されたレベルである。
Ｌｏ１（９）は送信器出力周波数ではなく、従って、ＰＡプリング現象の影響は
受けない、また低ＢＷの高分周比シンセサイザは従来技術において一般に用いら
れている。Ｌｏ１は主に出力周波数を決定するように設定されている。変調は、
フィードバックループ内のアナログＩＱ変調器（１２）により中間周波数で行わ
れる。この中間周波数はダウンコンバージョンミキサ（８）により生成される。
変調後、この中間周波数は分周を経て位相検知器に渡される。位相検知器は、ル
ープダイナミクスを決定するループフィルタ（６）を介してＴＸ ＬＯ（７）を
制御する。このＴＸ ＬＯは、電力増幅器とアンテナとを駆動する送信信号を生
成するのに用いられる。ＩＦフィルタ（１０）はスプリアスミクシングプロダク
ションの除去に用いられ、ポスト変調フィルタ（１１）は変調器の出力からのス
プリアス信号の除去に用いられる。
【０００７】
（１２）において導入された変調をＴＸ発振器（７）に歪みなく伝えるには、
十分なＰＬＬ帯域幅が必要である。ループには多くのアナログ段階があり、この
各段階において変調位相の正確さは劣化してしまう。また、変調に対するＰＬＬ
応答は、全体としてさらなる劣化をもたらす。結果として、アナログ成分の許容
誤差による格差を伴う位相誤差が多く残存してしまう。ＰＬＬは、オープンルー
プ応答が次式により決定されるネガティブフィードバックループである。
十分なＰＬＬ帯域幅が必要である。ループには多くのアナログ段階があり、この
各段階において変調位相の正確さは劣化してしまう。また、変調に対するＰＬＬ
応答は、全体としてさらなる劣化をもたらす。結果として、アナログ成分の許容
誤差による格差を伴う位相誤差が多く残存してしまう。ＰＬＬは、オープンルー
プ応答が次式により決定されるネガティブフィードバックループである。
【式２】
式中のＫｐｄは位相検知器利得であり、Ｋｖｃｏはｖｃｏ制御信号利得であり
、以降Ｋｖｃｏと称する。このＫｖｃｏは、実質的なプロダクションスプレッド
の対象となる。時間ロックとノイズターゲットを一致させるには、大きな設計マ
ージンを許容する必要がある。この構成は、ＲＸ帯域中の送信成分に対しては有
効なフィルタとして機能するが、重大な欠点を多数有している。特に、いくつか
の欠点を以下に述べる。
、以降Ｋｖｃｏと称する。このＫｖｃｏは、実質的なプロダクションスプレッド
の対象となる。時間ロックとノイズターゲットを一致させるには、大きな設計マ
ージンを許容する必要がある。この構成は、ＲＸ帯域中の送信成分に対しては有
効なフィルタとして機能するが、重大な欠点を多数有している。特に、いくつか
の欠点を以下に述べる。
【０００８】
ａ） 複数のアナログ要因に起因する変調誤差の増加
ｂ） 複数のＶＣＯ使用による製造コストの増加、及び、スクリーニングの
問題や周波数計画の問題 ｃ） 低い比較周波数を用いてのシンセサイザの使用によるスイッチング時
間の増加 ｄ） 機構が定数エンベローブに限定されること ｅ） 多重帯域操作は綿密な周波数計が必要とすること ｆ） ＧＦＳＫのみの場合に比べ、多重モードＧＦＳＫ／ＧＭＳＫ装置はよ
り複雑であること
問題や周波数計画の問題 ｃ） 低い比較周波数を用いてのシンセサイザの使用によるスイッチング時
間の増加 ｄ） 機構が定数エンベローブに限定されること ｅ） 多重帯域操作は綿密な周波数計が必要とすること ｆ） ＧＦＳＫのみの場合に比べ、多重モードＧＦＳＫ／ＧＭＳＫ装置はよ
り複雑であること
【０００９】
既存のＧＭＳＫ機構を不定振幅エンベローブ変調スキームにおいて用いるには
、ベースバンド変調を振幅成分と位相成分とに分解する方法がある。これはつま
り、定数エンベローブ変調機構は位相成分を提供するのに用いることができ、別
個の振幅変調回路はＴＸ出力で用いることができることを意味する。このように
、定数エンベローブ変調器は、定数エンベローブと非定数エンベローブとの二重
モードシステムにおいても用いることができる。しかしながら、上述したように
、非定数エンベローブ変調スキームが必要とするような帯域幅に変調帯域幅を増
加させることは、アップコンバージョンループのような現在用いられているＧＭ
ＳＫ機構を多重モード送信器に用いた場合に深刻な問題を生じさせ得ない。図１
に示すようなアップコンバージョンループ機構はＰＬＬ帯域幅が変調帯域幅より
実質的に高いことと必要とし、このためＰＬＬに厳密な要求を課すことになる。
、ベースバンド変調を振幅成分と位相成分とに分解する方法がある。これはつま
り、定数エンベローブ変調機構は位相成分を提供するのに用いることができ、別
個の振幅変調回路はＴＸ出力で用いることができることを意味する。このように
、定数エンベローブ変調器は、定数エンベローブと非定数エンベローブとの二重
モードシステムにおいても用いることができる。しかしながら、上述したように
、非定数エンベローブ変調スキームが必要とするような帯域幅に変調帯域幅を増
加させることは、アップコンバージョンループのような現在用いられているＧＭ
ＳＫ機構を多重モード送信器に用いた場合に深刻な問題を生じさせ得ない。図１
に示すようなアップコンバージョンループ機構はＰＬＬ帯域幅が変調帯域幅より
実質的に高いことと必要とし、このためＰＬＬに厳密な要求を課すことになる。
【００１０】
図１に示したアップコンバージョンループの代替物としては、元来用いられて
いたミキサによるダイレクトアップコンバージョン機構を使用するか、拡大され
た変調帯域幅をサポートするＰＬＬを変調する手段を設けるかのいずれかである
。
いたミキサによるダイレクトアップコンバージョン機構を使用するか、拡大され
た変調帯域幅をサポートするＰＬＬを変調する手段を設けるかのいずれかである
。
【００１１】
このような選択肢の一つは二重変調を用いることである。二重変調を用いる目
的は、全体の変調転送機能をＰＬＬの転送機能から独立させることにある。この
場合、変調帯域幅にはＰＬＬ帯域幅により限定されないので、広い帯域での変調
が可能である。先行技術による二重変調Ｔｘ機構を図２に示す。
的は、全体の変調転送機能をＰＬＬの転送機能から独立させることにある。この
場合、変調帯域幅にはＰＬＬ帯域幅により限定されないので、広い帯域での変調
が可能である。先行技術による二重変調Ｔｘ機構を図２に示す。
【００１２】
図２は、米国特許第４，０５２，３７２号に開示されるような二重変調Ｔｘ機
構を先行技術として示す。この場合、周波数分周器（１３）を用いることにより
、ダウンコンバージョンミキサと第１局部発振器ＬＯ１は省略される。
構を先行技術として示す。この場合、周波数分周器（１３）を用いることにより
、ダウンコンバージョンミキサと第１局部発振器ＬＯ１は省略される。
【００１３】
図２において、変調はベースバンドソース（１４）から周波数（ＦＭ）表現で
出力され、ＰＬＬループフィルタ（６）の出力と加算手段（１８）によって加算
され、続いてＴｘ発振器（７）制御入力に直接出力される。変調信号と同一の表
現が積分器（１６）にも与えら、加算手段（１７）によりこれを変調チャージポ
ンプ（１６）による位相変調として位相検知器（５）に与える。これは１７の出
力における変調成分を残らず全て除去することを目的とする。
出力され、ＰＬＬループフィルタ（６）の出力と加算手段（１８）によって加算
され、続いてＴｘ発振器（７）制御入力に直接出力される。変調信号と同一の表
現が積分器（１６）にも与えら、加算手段（１７）によりこれを変調チャージポ
ンプ（１６）による位相変調として位相検知器（５）に与える。これは１７の出
力における変調成分を残らず全て除去することを目的とする。
【００１４】
ＶＣＯ分周器（１３）において高い分周比を使用すると、ノイズレベルが上が
る。従って、この場合、デジタル無線通信システムのノイズ及び誤差ベクトルの
要求値を満たすためには、狭いＰＬＬ帯域幅を使用することが必要となる。
る。従って、この場合、デジタル無線通信システムのノイズ及び誤差ベクトルの
要求値を満たすためには、狭いＰＬＬ帯域幅を使用することが必要となる。
【００１５】
ＶＣＯ（７）はアンテナと同周波数であるために実質的なプリングが生じるの
で、低いループ帯域幅を使用することが必要になると、本機構の使用は大幅に制
限される。又、二つの変調入力は、アナログ手段により処理されるので、プロダ
クションスプレッドが生じる。従って、ＧＭＳＫのように精度を要求する変調ス
キームには適さない。又、二重変調に関しては、一般的に、ループにおける両方
の点において変調が平等に行われない場合、変調の余り成分は、ＰＬＬの転送機
能により転送される。その後、変調には歪みが生じてしまう。更に、ＰＬＬシン
セサイザにおける典型的な問題として、ＰＬＬのサブブロックの各利得パラメタ
において、ＰＬＬダイナミクスに大幅な許容スプレッドが生じることが挙げられ
る。この問題により、近代的な高速データレート無線通信システムにおける重要
なパラメタであるノイズやスイッチ時間といった性能が劣化することになる。
で、低いループ帯域幅を使用することが必要になると、本機構の使用は大幅に制
限される。又、二つの変調入力は、アナログ手段により処理されるので、プロダ
クションスプレッドが生じる。従って、ＧＭＳＫのように精度を要求する変調ス
キームには適さない。又、二重変調に関しては、一般的に、ループにおける両方
の点において変調が平等に行われない場合、変調の余り成分は、ＰＬＬの転送機
能により転送される。その後、変調には歪みが生じてしまう。更に、ＰＬＬシン
セサイザにおける典型的な問題として、ＰＬＬのサブブロックの各利得パラメタ
において、ＰＬＬダイナミクスに大幅な許容スプレッドが生じることが挙げられ
る。この問題により、近代的な高速データレート無線通信システムにおける重要
なパラメタであるノイズやスイッチ時間といった性能が劣化することになる。
【００１６】
従来技術の機構において、定数エンベロープ変調を応用することにより、アッ
プコンバージョンループに一般的に使用されるＩＱ変調器に代えて、位相変調器
又は周波数変調器を使用することが出来る。位相変調を使用する場合は、原則的
に積分によって位相変調を周波数変調に変換することが出来る。しかし、周波数
変調器に求められる精度は位相変調と周波数変調では異なる。ＧＦＳＫの場合、
周波数ずれに対する限度は、使用する特定の送信基準によって設けられるもので
あって、特に厳しいものではない。ＧＭＳＫ変調の場合は、大幅な位相誤差を避
ける為に、正確に周波数偏差を1/4データレートに保たなければならない。従っ
て、位相変調を使用する場合、デジタル技術によってのみ実際に十分な精度を保
証することが出来る。このことは、低い誤差ベクトル値を維持するにあたって低
い位相誤差が不可欠であるＮ−ＰＳＫやＷ−ＣＤＭＡの様な非定数エンベロープ
スキームにおいても同様である。デジタル技術を使用して十分な精度を提供して
いる公知の機構を図３に示す。
プコンバージョンループに一般的に使用されるＩＱ変調器に代えて、位相変調器
又は周波数変調器を使用することが出来る。位相変調を使用する場合は、原則的
に積分によって位相変調を周波数変調に変換することが出来る。しかし、周波数
変調器に求められる精度は位相変調と周波数変調では異なる。ＧＦＳＫの場合、
周波数ずれに対する限度は、使用する特定の送信基準によって設けられるもので
あって、特に厳しいものではない。ＧＭＳＫ変調の場合は、大幅な位相誤差を避
ける為に、正確に周波数偏差を1/4データレートに保たなければならない。従っ
て、位相変調を使用する場合、デジタル技術によってのみ実際に十分な精度を保
証することが出来る。このことは、低い誤差ベクトル値を維持するにあたって低
い位相誤差が不可欠であるＮ−ＰＳＫやＷ−ＣＤＭＡの様な非定数エンベロープ
スキームにおいても同様である。デジタル技術を使用して十分な精度を提供して
いる公知の機構を図３に示す。
【００１７】
図３は、米国特許4994768に開示される、ＰＬＬにおけるＦＭ変調手段として
デルタシグマ変調器を使用している従来技術の変調機構を示す。図３に示すよう
に、Ｔｘ機構は、シンセサイザＰＬＬループにより構成される。シンセサイザＰ
ＬＬループは、図１及び２に関して説明したのと同様に、同一ブロック（１）〜
（７）により構成されるが、図３における分周器（１３）の分周比Ｎは、一サイ
クルごとに、基準サイクルにより変更される。デルタシグマ変調器（２４）は、
当該技術分野において公知の方法により、変調のオーバーサンプル及びノイズシ
ェイプを行う。メモリ等から提供されるプログラム可能な定数Ｐ（２６）は、分
周器を最も近い基準周波数の整数倍数にオフセットし、これを加算手段（２５）
によりデルタシグマ出力に加算する。第二のプログラム可能な定数Ｆ（２２）は
、合計手段（２３）により変調に対して分数オフセットを提供して出力チャネル
を選択する。
デルタシグマ変調器を使用している従来技術の変調機構を示す。図３に示すよう
に、Ｔｘ機構は、シンセサイザＰＬＬループにより構成される。シンセサイザＰ
ＬＬループは、図１及び２に関して説明したのと同様に、同一ブロック（１）〜
（７）により構成されるが、図３における分周器（１３）の分周比Ｎは、一サイ
クルごとに、基準サイクルにより変更される。デルタシグマ変調器（２４）は、
当該技術分野において公知の方法により、変調のオーバーサンプル及びノイズシ
ェイプを行う。メモリ等から提供されるプログラム可能な定数Ｐ（２６）は、分
周器を最も近い基準周波数の整数倍数にオフセットし、これを加算手段（２５）
によりデルタシグマ出力に加算する。第二のプログラム可能な定数Ｆ（２２）は
、合計手段（２３）により変調に対して分数オフセットを提供して出力チャネル
を選択する。
【００１８】
シンセサイザの瞬間周波数は、以下の数式により決定される。
【式３】
ここで、ｗはデルタシグマセクションの算術部のバス幅を示す。
【００１９】
デルタシグマ変調方法の利点を以下に述べる。
１）デジタル領域で変調が行われるので、変調の過程において精度が保証される
。 ２）分周比Ｎとして低い分周比を使用が出来るので、位相探知器や分周器がシン
セサイザの出力に及ぼすノイズの影響を大幅に削減することが出来る。 ３）ノイズシェイプを行うことにより、結果として、量子化ノイズはループ帯域
幅の外に移動する。 ４）量子化ノイズが送信チャネルの中及び周囲に存在することになるが、ノイズ
レベルは完全に決定性を有しているので、プロダクションスプレッドは生じない
。
。 ２）分周比Ｎとして低い分周比を使用が出来るので、位相探知器や分周器がシン
セサイザの出力に及ぼすノイズの影響を大幅に削減することが出来る。 ３）ノイズシェイプを行うことにより、結果として、量子化ノイズはループ帯域
幅の外に移動する。 ４）量子化ノイズが送信チャネルの中及び周囲に存在することになるが、ノイズ
レベルは完全に決定性を有しているので、プロダクションスプレッドは生じない
。
【００２０】
ＧＭＳＫ又は非定数エンベロープスキームにおいてデルタシグマ変調器を使用
することにより、低い誤差を保証するのに十分な精度を提供することが出来る。
本発明の特徴は、後述する通り、デルタシグマ変調器の精度機能を利用すること
である。
することにより、低い誤差を保証するのに十分な精度を提供することが出来る。
本発明の特徴は、後述する通り、デルタシグマ変調器の精度機能を利用すること
である。
【００２１】
デルタシグマ変調方法を単独で使用する欠点を以下に述べる。
ｉ）アップコンバージョンループに関して上述した通り、ＰＬＬループ帯域幅の
限界が低くなるので、高いＰＬＬ帯域幅により、ＴＸ出力において隣接チャネル
間で過剰なエミッションが生じることがある。 ｉｉ）成分の許容により、ＰＬＬのループ帯域幅に大幅なばらつきが生じる。 尚、デルタシグマ変調器の使用は、変調の低周波数情報の内容に関して精度を
保証する。
限界が低くなるので、高いＰＬＬ帯域幅により、ＴＸ出力において隣接チャネル
間で過剰なエミッションが生じることがある。 ｉｉ）成分の許容により、ＰＬＬのループ帯域幅に大幅なばらつきが生じる。 尚、デルタシグマ変調器の使用は、変調の低周波数情報の内容に関して精度を
保証する。
【００２２】
図４は、米国特許5729182に開示される、上記二つの問題を克服する従来技術
の機構を示す。以下の説明おいて、図１、２、及び３においてすでに説明した機
構と同様の特徴をもつ構成要素に関しては、同じ参照番号を付与している。 図４に示すように、積分器（１５）は、図２に示される機構と同様、合計手段
（１７）においてチャージポンプ（１６）を変調することにより、発振器（７）
を変調する効果を減じる変調を提供している。これは、変調のためのアナログ補
間による単純分数Ｎについて説明している。位相の軌道が2*pi境界を越えた場合
は、分周器Ｎ（１３）は、ＶＣＯ分周器に対するｖｏｃ位相の一サイクルを加え
る又は減じるべく、インクリメント又はデクリメントされる。変調経路のスケー
リングを追跡してＰＬＬにおける余りを出来るだけ少なくする為に、変調には、
ＰＬＬと同様の転送機能により転送される。そして、この二つは、相関器（２０
）において乗算することによって相関付けされる。ＶＯＣ利得（Ｋｖｏｃ）が大
きい場合、ＰＬＬ転送機能フィルター（１９）によりフィルタリングされた後に
変調を行うことにより、ＰＬＬの位相には変調余りが生じる。その結果、相関器
（２０）からは正の相関値が得られる。ＶＯＣ変調が低すぎる場合は、相関器（
２０）における波形は逆位相となり、その結果、負の相関値が得られる。従って
、相関器（２０）による出力は、利得コントローラ２１のスケーリングをインク
リメント又はデクリメントするために使用することが出来る。このことは、ＰＬ
Ｌループ帯域幅と変調帯域幅のリンクが不要となるという点において、従来の機
構を超える主な利点である。従って、ＰＬＬループ帯域幅は、整定時間と、位相
探知器や分周器によるノイズの影響との間で最適なトレードオフを選択すること
が出来るようになる。米国特許5729182も又、デルタシグマから変調を応用する
可能性について言及しているが、変調の精度を保証するためにデルタシグマを使
用する方法に関しては言及していない。デルタシグマを使用しない場合、何らか
の形でのアナログ補間又は変調が必要となる。アナログ補間の場合、分数Ｎの変
調における精度を実現するために、長期間にわたり補間を行わなければならない
。この場合、相関器を正確に操作する唯一の方法として、フィルター（１９）を
使用してＰＬＬの応答をミラリングする必要がある。
の機構を示す。以下の説明おいて、図１、２、及び３においてすでに説明した機
構と同様の特徴をもつ構成要素に関しては、同じ参照番号を付与している。 図４に示すように、積分器（１５）は、図２に示される機構と同様、合計手段
（１７）においてチャージポンプ（１６）を変調することにより、発振器（７）
を変調する効果を減じる変調を提供している。これは、変調のためのアナログ補
間による単純分数Ｎについて説明している。位相の軌道が2*pi境界を越えた場合
は、分周器Ｎ（１３）は、ＶＣＯ分周器に対するｖｏｃ位相の一サイクルを加え
る又は減じるべく、インクリメント又はデクリメントされる。変調経路のスケー
リングを追跡してＰＬＬにおける余りを出来るだけ少なくする為に、変調には、
ＰＬＬと同様の転送機能により転送される。そして、この二つは、相関器（２０
）において乗算することによって相関付けされる。ＶＯＣ利得（Ｋｖｏｃ）が大
きい場合、ＰＬＬ転送機能フィルター（１９）によりフィルタリングされた後に
変調を行うことにより、ＰＬＬの位相には変調余りが生じる。その結果、相関器
（２０）からは正の相関値が得られる。ＶＯＣ変調が低すぎる場合は、相関器（
２０）における波形は逆位相となり、その結果、負の相関値が得られる。従って
、相関器（２０）による出力は、利得コントローラ２１のスケーリングをインク
リメント又はデクリメントするために使用することが出来る。このことは、ＰＬ
Ｌループ帯域幅と変調帯域幅のリンクが不要となるという点において、従来の機
構を超える主な利点である。従って、ＰＬＬループ帯域幅は、整定時間と、位相
探知器や分周器によるノイズの影響との間で最適なトレードオフを選択すること
が出来るようになる。米国特許5729182も又、デルタシグマから変調を応用する
可能性について言及しているが、変調の精度を保証するためにデルタシグマを使
用する方法に関しては言及していない。デルタシグマを使用しない場合、何らか
の形でのアナログ補間又は変調が必要となる。アナログ補間の場合、分数Ｎの変
調における精度を実現するために、長期間にわたり補間を行わなければならない
。この場合、相関器を正確に操作する唯一の方法として、フィルター（１９）を
使用してＰＬＬの応答をミラリングする必要がある。
【００２３】
上述の相関方法の利点を考慮に入れたとしても、従来技術には、以下に述べる
大きな問題点が残る。 ｉ） フィルター（１９）により、ＰＬＬの応答をミラリングする必要がある。
更に上述の通り、ＰＬＬとミラリングされた応答の両方にプロダクションスプレ
ッドが生じる。更に、異なる帯域や操作モード等に関して、バリエーションが必
要となる。フィルター（１９）を使用してトラッキングを行うことは、特に送信
機が内蔵されている場合に、実際上、大きな問題となる。 ｉｉ） ＤＣを相関器入力から取り除くことによって、アナログ／デジタルコン
バータ等の回路が更に必要となる。 ｉｉｉ）ＶＣＯ利得のスプレッドは、ＰＬＬダイナミクスのスプレッドにつなが
り、結果として、ＰＬＬの整定時間や分周器及び探知器によるノイズの影響とい
った性能を劣化する。つまり、ＰＬＬのオープンループ位相マージンの不確定性
により、クローズドループノイズピークの上昇やＰＬＬのステップ応答時間の延
長が生じる。
大きな問題点が残る。 ｉ） フィルター（１９）により、ＰＬＬの応答をミラリングする必要がある。
更に上述の通り、ＰＬＬとミラリングされた応答の両方にプロダクションスプレ
ッドが生じる。更に、異なる帯域や操作モード等に関して、バリエーションが必
要となる。フィルター（１９）を使用してトラッキングを行うことは、特に送信
機が内蔵されている場合に、実際上、大きな問題となる。 ｉｉ） ＤＣを相関器入力から取り除くことによって、アナログ／デジタルコン
バータ等の回路が更に必要となる。 ｉｉｉ）ＶＣＯ利得のスプレッドは、ＰＬＬダイナミクスのスプレッドにつなが
り、結果として、ＰＬＬの整定時間や分周器及び探知器によるノイズの影響とい
った性能を劣化する。つまり、ＰＬＬのオープンループ位相マージンの不確定性
により、クローズドループノイズピークの上昇やＰＬＬのステップ応答時間の延
長が生じる。
【００２４】
発明のサマリー
本発明は、高度に集積化されたトランシーバでの使用のために、高いレベルで
の集積（integration）が可能な転送器回路手段を提供することを目的とする。 また、本発明は、繰り返し可能な変調精度に備える転送器回路手段であって、
しかも、無線通信システムで使用される様々な変調フォーマットが適用可能とな
るような転送器回路手段を提供することを目的とする。
の集積（integration）が可能な転送器回路手段を提供することを目的とする。 また、本発明は、繰り返し可能な変調精度に備える転送器回路手段であって、
しかも、無線通信システムで使用される様々な変調フォーマットが適用可能とな
るような転送器回路手段を提供することを目的とする。
【００２５】
上記の目的を達成し、トリミングを必要としない精度変調を実現するために、
本発明は、デルタシグマ変調器を２点変調と共に採用している。ＰＬＬの帯域幅
を限定するために、補助アナログ変調器を用いなければならない。これについて
は、デルタシグマ変調器とアラインする必要がある。変調に合うようにループの
トリミングを行うが、これは、ＰＬＬ内の残余変調を変調後信号入力と相関させ
ることで、電圧制御発振器の感度を変調に訂正することにより実現する。また、
理想的な形としては、ＰＬＬの応答と共にプログラムされたフィルタを使ってフ
ィルタ処理されるようにするべきである。しかしながら、ＰＬＬ応答は、初期の
ＰＬＬロックでは未知であろうから、変調相関ループについては、既知のＰＬＬ
応答がなくても動作するように、特別な設計をしておく方が良いかもしれない。
変調相関器の作用によって、転送器の通常動作を乱すことなく、変調及びＰＬＬ
帯域幅が整えられる。
本発明は、デルタシグマ変調器を２点変調と共に採用している。ＰＬＬの帯域幅
を限定するために、補助アナログ変調器を用いなければならない。これについて
は、デルタシグマ変調器とアラインする必要がある。変調に合うようにループの
トリミングを行うが、これは、ＰＬＬ内の残余変調を変調後信号入力と相関させ
ることで、電圧制御発振器の感度を変調に訂正することにより実現する。また、
理想的な形としては、ＰＬＬの応答と共にプログラムされたフィルタを使ってフ
ィルタ処理されるようにするべきである。しかしながら、ＰＬＬ応答は、初期の
ＰＬＬロックでは未知であろうから、変調相関ループについては、既知のＰＬＬ
応答がなくても動作するように、特別な設計をしておく方が良いかもしれない。
変調相関器の作用によって、転送器の通常動作を乱すことなく、変調及びＰＬＬ
帯域幅が整えられる。
【００２６】
上記の内容に鑑み、本発明が提供するのは、転送器回路手段であって、
位相検知器手段と加算手段と直列に配置された電圧制御発振器、そして、電圧
制御発振器の出力を位相検知器の入力にフィードバックする制御可能分周器、を
有すると位相ロックループと、 転送対象の情報に対応した変調信号を生成するように配置されたベースバンド
変調ソースと、を有し、 前記転送器回路手段はその特徴的構成として、 前記変調信号を受け取って、前記信号を位相ロックループ内の残留変調と相関
させることで１以上の変調訂正信号を発生させるように配置された変調相関回路
手段と、 前記変調信号を受け取り、これからデルタシグマ制御信号を発生させるように
配置されたデルタシグマ変調手段と、そして、 変調信号と変調訂正信号とを受け取り、これらに応じて、変調信号の振幅をス
ケーリングするように配置された変調振幅スケーリング手段と、を更に有し、 スケーリング後の変調信号は加算手段において位相ロックループに入力され、
それによって、電圧制御発振器を変調して変調後ＲＦ出力信号を作らせ、 デルタシグマ制御信号は制御可能分周器に入力され、それによって、これの分
周比を制御し、その結果、制御可能分周器は、実質的に、位相検知器への入力に
おける変調後ＲＦ出力信号から変調を取り除くように働く、 という転送器回路手段である。
制御発振器の出力を位相検知器の入力にフィードバックする制御可能分周器、を
有すると位相ロックループと、 転送対象の情報に対応した変調信号を生成するように配置されたベースバンド
変調ソースと、を有し、 前記転送器回路手段はその特徴的構成として、 前記変調信号を受け取って、前記信号を位相ロックループ内の残留変調と相関
させることで１以上の変調訂正信号を発生させるように配置された変調相関回路
手段と、 前記変調信号を受け取り、これからデルタシグマ制御信号を発生させるように
配置されたデルタシグマ変調手段と、そして、 変調信号と変調訂正信号とを受け取り、これらに応じて、変調信号の振幅をス
ケーリングするように配置された変調振幅スケーリング手段と、を更に有し、 スケーリング後の変調信号は加算手段において位相ロックループに入力され、
それによって、電圧制御発振器を変調して変調後ＲＦ出力信号を作らせ、 デルタシグマ制御信号は制御可能分周器に入力され、それによって、これの分
周比を制御し、その結果、制御可能分周器は、実質的に、位相検知器への入力に
おける変調後ＲＦ出力信号から変調を取り除くように働く、 という転送器回路手段である。
【００２７】
更に、本発明は、位相検知器手段と加算手段と直列に配置された電圧制御発振
器、そして、電圧制御発振器ヘの出力を位相検知器の入力にフイードバックする
ように配置された制御可能分周器、を有する位相ロックループにおいて、変調後
ＲＦ出力信号を生成する方法であって、 当該方法は、転送対象の情報に対応した変調信号を生成するステップを有し、
その特徴として、 デルタシグマ変調器において変調信号からデルタシグマ制御信号を生成するス
テップと、 変調信号を加算手段に入力して電圧制御発振器に変調を行わせて、前記発振器
の出力としての変調後ＲＦ出力信号を作らせるステップと、 デルタシグマ制御信号を制御可能分周器に入力することで、これの分周比を制
御するステップと、 制御可能分周器において、変調後ＲＦ出力信号を分周器の分周比に従って分周
するステップと、 位相ロックループ内の残留変調を変調信号と相関させ、相関させた結果は変調
訂正信号を発生させるのに用いられる、という相関ステップと、そして、 加算手段に入力された変調信号を変調訂正信号に応じてスケーリングするステ
ップと、を更に有し、 前記分周するステップによって、実質的に、位相検知器への入力におけるＲＦ
出力信号から変調が取り除かれること、 を特徴とする方法を提供する。
器、そして、電圧制御発振器ヘの出力を位相検知器の入力にフイードバックする
ように配置された制御可能分周器、を有する位相ロックループにおいて、変調後
ＲＦ出力信号を生成する方法であって、 当該方法は、転送対象の情報に対応した変調信号を生成するステップを有し、
その特徴として、 デルタシグマ変調器において変調信号からデルタシグマ制御信号を生成するス
テップと、 変調信号を加算手段に入力して電圧制御発振器に変調を行わせて、前記発振器
の出力としての変調後ＲＦ出力信号を作らせるステップと、 デルタシグマ制御信号を制御可能分周器に入力することで、これの分周比を制
御するステップと、 制御可能分周器において、変調後ＲＦ出力信号を分周器の分周比に従って分周
するステップと、 位相ロックループ内の残留変調を変調信号と相関させ、相関させた結果は変調
訂正信号を発生させるのに用いられる、という相関ステップと、そして、 加算手段に入力された変調信号を変調訂正信号に応じてスケーリングするステ
ップと、を更に有し、 前記分周するステップによって、実質的に、位相検知器への入力におけるＲＦ
出力信号から変調が取り除かれること、 を特徴とする方法を提供する。
【００２８】
また、本発明の転送器回路手段については、基準周波数信号を生成するように
配置された基準周波数ソースを更に有しており、位相検知器手段は第２入力にお
いて基準周波数信号を受け取り、基準周波数信号を制御可能分周器からの出力Ｒ
Ｆ信号と比較することで、両者の間の相対位相誤差に応じた位相誤差信号を生成
するように配置されている、とするのが好ましい。また、好適な実施例としては
、位相検知手段が更に、検知された位相誤差に応じて所定量の電荷を提供するよ
うに配置されたチャージポンプを有すると共に、チャージポンプで生成された位
相誤差信号の振幅をスケーリングする形にチャージポンプを制御するように配置
されたチャージポンプスケーリング手段を更に備え、当該チャージポンプスケー
リング手段は、変調相関回路手段によって生成されるチャージポンプ訂正信号に
対応すること、とする。また、チャージポンプを制御することによって、更に、
位相ロックループ内の残余変調の制御が実現され、その結果、２重点変調をより
正確にアラインすることが可能となる。
配置された基準周波数ソースを更に有しており、位相検知器手段は第２入力にお
いて基準周波数信号を受け取り、基準周波数信号を制御可能分周器からの出力Ｒ
Ｆ信号と比較することで、両者の間の相対位相誤差に応じた位相誤差信号を生成
するように配置されている、とするのが好ましい。また、好適な実施例としては
、位相検知手段が更に、検知された位相誤差に応じて所定量の電荷を提供するよ
うに配置されたチャージポンプを有すると共に、チャージポンプで生成された位
相誤差信号の振幅をスケーリングする形にチャージポンプを制御するように配置
されたチャージポンプスケーリング手段を更に備え、当該チャージポンプスケー
リング手段は、変調相関回路手段によって生成されるチャージポンプ訂正信号に
対応すること、とする。また、チャージポンプを制御することによって、更に、
位相ロックループ内の残余変調の制御が実現され、その結果、２重点変調をより
正確にアラインすることが可能となる。
【００２９】
また、好適な実施例として、変調相関回路手段は更に、位相検知手段から位相
誤差信号を受け取り、前記信号を微分することで周波数偏差信号を提供するよう
に配置された微分器を有する。また、加えて、ベースバンド変調ソースから変調
信号を受け取り、変調信号をフィルタ処理していかなる低周波数成分も取り除く
ように配置されたハイパスフィルタを有し、フィルタ処理された変調信号は相関
器を通され、当該相関器は、フィルタ処理された変調信号を周波数偏差信号と相
関させてマスタ制御信号を出力する。さらに、これに続いて制御信号生成手段が
、前記マスタ制御信号を受け取り、少なくとも変調振幅スケーリング手段の制御
に用いられる変調訂正信号を生成する、という形で設けられている。また、好適
な実施例はチャージポンプスケーリング手段を有しており、制御信号生成手段は
またチャージポンプ訂正信号を生成し、当該チャージポンプ訂正信号はチャージ
ポンプを制御して、ここで生成された位相誤差信号をスケーリングさせる。ハイ
パスフィルタを組み入れた形の好適な実施例が有する変調相関回路手段による効
果は、高周波数のみを相関させることで、位相ロックループ帯域幅への影響を実
質的に低減でき、変調の長いシーケンスが必要になる場合に仕べて、相関器によ
る誤差訂正がはるかに高速になるであろう、ということである。このようにすれ
ば、２重点変調のより一層効果的なアラインが実現できる。
誤差信号を受け取り、前記信号を微分することで周波数偏差信号を提供するよう
に配置された微分器を有する。また、加えて、ベースバンド変調ソースから変調
信号を受け取り、変調信号をフィルタ処理していかなる低周波数成分も取り除く
ように配置されたハイパスフィルタを有し、フィルタ処理された変調信号は相関
器を通され、当該相関器は、フィルタ処理された変調信号を周波数偏差信号と相
関させてマスタ制御信号を出力する。さらに、これに続いて制御信号生成手段が
、前記マスタ制御信号を受け取り、少なくとも変調振幅スケーリング手段の制御
に用いられる変調訂正信号を生成する、という形で設けられている。また、好適
な実施例はチャージポンプスケーリング手段を有しており、制御信号生成手段は
またチャージポンプ訂正信号を生成し、当該チャージポンプ訂正信号はチャージ
ポンプを制御して、ここで生成された位相誤差信号をスケーリングさせる。ハイ
パスフィルタを組み入れた形の好適な実施例が有する変調相関回路手段による効
果は、高周波数のみを相関させることで、位相ロックループ帯域幅への影響を実
質的に低減でき、変調の長いシーケンスが必要になる場合に仕べて、相関器によ
る誤差訂正がはるかに高速になるであろう、ということである。このようにすれ
ば、２重点変調のより一層効果的なアラインが実現できる。
【００３０】
本発明の効果は、位相ロックループが、基準を備えた単一のループと転送器発
振器とだけで構成される、という点である。これは、集積化ＶＣＯが、電圧感度
のチューニング中にかなり大きな許容不確実性を受けやすく、単一ループを用い
ることで、こうした不確実性の影響を小さくできるからである。 さらに、本発明の効果としては、ＰＬＬ帯域幅よりも大きな変調帯域幅の使用
を認めることで、非固定エンベロープ変調モードの位相変調後成分の提供のため
に本発明を用いることができる、ということがある。これは、ＧＦＳＫシンセサ
イザとも仕較しうる複雑さのレベルを持って実現でき、それによって、低コスト
のマルチモード動作を実現することが可能な機構を可能とする。
振器とだけで構成される、という点である。これは、集積化ＶＣＯが、電圧感度
のチューニング中にかなり大きな許容不確実性を受けやすく、単一ループを用い
ることで、こうした不確実性の影響を小さくできるからである。 さらに、本発明の効果としては、ＰＬＬ帯域幅よりも大きな変調帯域幅の使用
を認めることで、非固定エンベロープ変調モードの位相変調後成分の提供のため
に本発明を用いることができる、ということがある。これは、ＧＦＳＫシンセサ
イザとも仕較しうる複雑さのレベルを持って実現でき、それによって、低コスト
のマルチモード動作を実現することが可能な機構を可能とする。
【００３１】
以下、図５を参照しながら、本発明の特に好適な実施の形態について説明する
。
。
【００３２】
図５から、本発明は、図３および４を参照しながら説明された従来技術と同じ
基礎に基づいていることが明らかであろう。具体的には、基準発振器１は基準周
波数信号をリミッタ２（任意に備えられる）に供給し、リミッタ２は基準周波数
信号を制限し、その信号を分周器３（任意に備えられる）に送り、分周器３は基
準信号を、本発明の位相ロックループの一部を形成する位相・周波数検知器４に
出力する。位相・周波数検知器４は、分周器１３から出力された変調信号の形で
第２の入力を受信する。分周器１３の分周率は、デルタ−シグマ変調器２４から
の制御信号によってプログラム可能である。分周器１３は本発明の第１の変調点
手段に対応する。分周器１３への入力は、電圧制御された発振器であるループ送
信器局部発振器（ＴＸＬＯ）７の出力から得られる。位相・周波数検知器４は、
基準周波数と分周器１３が出力した信号との相対的位相差を検知し、位相誤差信
号をチャージポンプ５に出力する。チャージポンプ５は、信号をスケーリングし
てローパスフィルタとしてのループフィルタ６に供給する。このローパスフィル
タを通過した信号は、本発明の第２の変調点手段に対応する加算手段１８に送ら
れる。
基礎に基づいていることが明らかであろう。具体的には、基準発振器１は基準周
波数信号をリミッタ２（任意に備えられる）に供給し、リミッタ２は基準周波数
信号を制限し、その信号を分周器３（任意に備えられる）に送り、分周器３は基
準信号を、本発明の位相ロックループの一部を形成する位相・周波数検知器４に
出力する。位相・周波数検知器４は、分周器１３から出力された変調信号の形で
第２の入力を受信する。分周器１３の分周率は、デルタ−シグマ変調器２４から
の制御信号によってプログラム可能である。分周器１３は本発明の第１の変調点
手段に対応する。分周器１３への入力は、電圧制御された発振器であるループ送
信器局部発振器（ＴＸＬＯ）７の出力から得られる。位相・周波数検知器４は、
基準周波数と分周器１３が出力した信号との相対的位相差を検知し、位相誤差信
号をチャージポンプ５に出力する。チャージポンプ５は、信号をスケーリングし
てローパスフィルタとしてのループフィルタ６に供給する。このローパスフィル
タを通過した信号は、本発明の第２の変調点手段に対応する加算手段１８に送ら
れる。
【００３３】
位相ロックループの変調は変調ソース１４から供給される。変調ソース１４は
周波数変調を、変調振幅スケーリング手段２１を経て加算手段１８に直接供給す
る。また、変調ソース１４は、周波数変調をデルタ−シグマ変調器２４を経て分
周器１３に供給する。具体的には、変調ソース１４から出力された変調には、ま
ず加算器２３によって部分オフセット定数Ｆが加算され、その合計はデルタ−シ
グマ変調器２４に送られる。デルタ−シグマ変調器２４からその後出力される値
には、さらに加算器２５によってプログラム可能な基準オフセットＰが加算され
、この合計はデルタ−シグマ制御信号として分周器１３に送られ、位相ロックル
ープの第1の変調点が提供される。
周波数変調を、変調振幅スケーリング手段２１を経て加算手段１８に直接供給す
る。また、変調ソース１４は、周波数変調をデルタ−シグマ変調器２４を経て分
周器１３に供給する。具体的には、変調ソース１４から出力された変調には、ま
ず加算器２３によって部分オフセット定数Ｆが加算され、その合計はデルタ−シ
グマ変調器２４に送られる。デルタ−シグマ変調器２４からその後出力される値
には、さらに加算器２５によってプログラム可能な基準オフセットＰが加算され
、この合計はデルタ−シグマ制御信号として分周器１３に送られ、位相ロックル
ープの第1の変調点が提供される。
【００３４】
図５と従来技術の図３とを比較すると、変調振幅スケーリング手段２１が備え
られている点が異なっていることが分かる。また、チャージポンプ５から出力さ
れる位相誤差信号をスケーリングするように設定されたチャージポンプスケーリ
ング手段２７が備えられている点でも異なっている。変調振幅スケーリング手段
２１は入力信号Ｋａに反応し、適用されるスケーリングを制御する。また、同様
に、チャージポンプスケーリング手段２７は、制御入力信号Ｉｐａに反応し、位
相誤差信号に適用されるスケーリングを制御する。信号ＫａおよびＩｐａは、本
発明の変調修正回路によって生成される。以下、本発明の変調修正回路について
詳述する。
られている点が異なっていることが分かる。また、チャージポンプ５から出力さ
れる位相誤差信号をスケーリングするように設定されたチャージポンプスケーリ
ング手段２７が備えられている点でも異なっている。変調振幅スケーリング手段
２１は入力信号Ｋａに反応し、適用されるスケーリングを制御する。また、同様
に、チャージポンプスケーリング手段２７は、制御入力信号Ｉｐａに反応し、位
相誤差信号に適用されるスケーリングを制御する。信号ＫａおよびＩｐａは、本
発明の変調修正回路によって生成される。以下、本発明の変調修正回路について
詳述する。
【００３５】
上記につづいて、変調の短期間（すなわちＨＦ部品）における精度を如何にし
て維持するか、また、ループダイナミクスからＶＣＯ利得（Ｋｖｃｏ）のスプレ
ッドを取り除く方法について説明する。
て維持するか、また、ループダイナミクスからＶＣＯ利得（Ｋｖｃｏ）のスプレ
ッドを取り除く方法について説明する。
【００３６】
上記のような結果を達成するために、瞬間周波数偏差として表わされる変調が
、スケーリング手段（２１）を通して同時にＴＸＬＯ（７）に適用される。チャ
ージポンプ電流はまた、同じアライメント制御信号から制御手段Ｉｐａによって
分離させられたチャージポンプスケーリング手段（２７）によっても変えられる
。このやり方では、もしＫｖｃｏが過度である場合、ＦＭ偏差信号およびチャー
ジポンプ信号をスケーリングすることにより、補償が可能である。このような機
構によって変調が修正されるのみならず、ダイナミクスは主に絶対チャージポン
プ電流の変化のみによって影響され、Ｋｖｃｏのスプレッドからは独立している
ようなＰＬＬが得られる。
、スケーリング手段（２１）を通して同時にＴＸＬＯ（７）に適用される。チャ
ージポンプ電流はまた、同じアライメント制御信号から制御手段Ｉｐａによって
分離させられたチャージポンプスケーリング手段（２７）によっても変えられる
。このやり方では、もしＫｖｃｏが過度である場合、ＦＭ偏差信号およびチャー
ジポンプ信号をスケーリングすることにより、補償が可能である。このような機
構によって変調が修正されるのみならず、ダイナミクスは主に絶対チャージポン
プ電流の変化のみによって影響され、Ｋｖｃｏのスプレッドからは独立している
ようなＰＬＬが得られる。
【００３７】
ＰＬＬアライメント制御電圧の偏差について説明する。これはＰＬＬダイナミ
クス設定への依存を取り除くという目的に沿って設計されている。本発明は、デ
ータ率がＰＬＬ帯域幅を超える事例において最も効果を発揮するように設計され
ている。高い周波数のみを相関させることにより、ＰＬＬ帯域幅に対する効果は
実質的に減少させられ、相関器は、長い変調列を要する場合よりも相当速く誤差
について修正を行なう。これによりＶＣＯ利得スケーリング値を格納する手段の
必要性が減じることになる。これを達成するために、本発明は、変調の高周波数
成分を取り除くためのハイパスフィルタおよび反転ゲートの使用と、変調の高周
波数成分を高精度でＰＬＬおよび相関器に適用可能とするためのオーバーサンプ
ルデルタシグマ変調器の使用とを実施する任意の手段を利用することにより、全
体の変調入力のほんの一部を用いるにも関わらず、変調スケーリングの精度を維
持するように意図されている。
クス設定への依存を取り除くという目的に沿って設計されている。本発明は、デ
ータ率がＰＬＬ帯域幅を超える事例において最も効果を発揮するように設計され
ている。高い周波数のみを相関させることにより、ＰＬＬ帯域幅に対する効果は
実質的に減少させられ、相関器は、長い変調列を要する場合よりも相当速く誤差
について修正を行なう。これによりＶＣＯ利得スケーリング値を格納する手段の
必要性が減じることになる。これを達成するために、本発明は、変調の高周波数
成分を取り除くためのハイパスフィルタおよび反転ゲートの使用と、変調の高周
波数成分を高精度でＰＬＬおよび相関器に適用可能とするためのオーバーサンプ
ルデルタシグマ変調器の使用とを実施する任意の手段を利用することにより、全
体の変調入力のほんの一部を用いるにも関わらず、変調スケーリングの精度を維
持するように意図されている。
【００３８】
図（６）に示される以下の説明は、本発明の好適な実施例の一例である。ただ
し、この他の実施例も可能であり、それは当業者には明らかであろう。しかし、
ここに提供される好適な実施例においては、アライメント制御信号ＫａおよびＩ
ｐａを得るために、変調の瞬間周波数偏差が乗算器（２９）の１入力に適用され
る。乗算器（２９）は、変調の低周波数成分を取り除くハイパスフィルタ（３１
）を経由して、相関器として実行される。このフィルタを経由することにより、
確実に変調の高周波数成分のみが相関手段に適用される。この相関手段はＰＬＬ
ダイナミクスの影響を受けにくい。チャージポンプ出力（５）はＰＬＬにおける
位相誤差を表わす。これは微分器（２７）によって微分され、周波数誤差に変換
される。これは同時に、ループの中にある任意のＤＣオフセットを削除するとい
う機能を提供する。微分器（２７）の出力は、デルタシグマ（２４）によってシ
ェイプされたノイズを取り除くために、ローパスフィルタ（２８）により、乗算
器（２９）の第２の入力で適用される。相関器乗算器（２９）の後で、ゲートが
備えられ（３２）、このゲートはビット変転が存在するときにはいつでも閉じる
。ビット反復が存在するときは、ビット反復はＰＬＬダイナミクスによって影響
を受ける可能性が高く、したがって相関器の有効性を減じないようにゲートは開
いている。この他、ゲートは３３および３４に配置されてもよく、これらはその
位置が任意であることを示すために点線で表わされている。さらに、反転ゲート
のタイミングを助けるために、１ビット遅延器（３５）が変調器の出力に備えら
れている。
し、この他の実施例も可能であり、それは当業者には明らかであろう。しかし、
ここに提供される好適な実施例においては、アライメント制御信号ＫａおよびＩ
ｐａを得るために、変調の瞬間周波数偏差が乗算器（２９）の１入力に適用され
る。乗算器（２９）は、変調の低周波数成分を取り除くハイパスフィルタ（３１
）を経由して、相関器として実行される。このフィルタを経由することにより、
確実に変調の高周波数成分のみが相関手段に適用される。この相関手段はＰＬＬ
ダイナミクスの影響を受けにくい。チャージポンプ出力（５）はＰＬＬにおける
位相誤差を表わす。これは微分器（２７）によって微分され、周波数誤差に変換
される。これは同時に、ループの中にある任意のＤＣオフセットを削除するとい
う機能を提供する。微分器（２７）の出力は、デルタシグマ（２４）によってシ
ェイプされたノイズを取り除くために、ローパスフィルタ（２８）により、乗算
器（２９）の第２の入力で適用される。相関器乗算器（２９）の後で、ゲートが
備えられ（３２）、このゲートはビット変転が存在するときにはいつでも閉じる
。ビット反復が存在するときは、ビット反復はＰＬＬダイナミクスによって影響
を受ける可能性が高く、したがって相関器の有効性を減じないようにゲートは開
いている。この他、ゲートは３３および３４に配置されてもよく、これらはその
位置が任意であることを示すために点線で表わされている。さらに、反転ゲート
のタイミングを助けるために、１ビット遅延器（３５）が変調器の出力に備えら
れている。
【００３９】
上記機能の全てはデジタルでもアナログでも、便宜のよい方で実施可能である
。相関器フィルタ（３０）の出力は、例えば図７に示すように、１対の比較器（
３６、３７）に適用可能である。これらの比較器は、相関器の誤差の方向にした
がって、カウンタ（３８）のインクリメントかデクリメントを行なう。このカウ
ンタは、本発明で用いられる積分器を実施する唯一の方法であり、この代替手段
としては、標準アナログ又はスイッチトキャパシタ積分手段がある。これらの選
択は、シリコン領域または開始時間の使用が最適化されるかどうかによって設定
される。このアップ／ダウンカウンタは、低解像デジタル−アナログ変換器（Ｄ
ＡＣ）（３４）によってアナログ電圧に変換される。ＤＡＣは、変調相関信号Ｋ
ａを変調スケーリング手段（２１）に供給する。また、ＤＡＣは、チャージポン
プ相関信号Ｉｐａをチャージポンプスケーリング手段（２７）に供給する。制御
信号の全体的な作用の結果、ＶＯＣの変調とデルタ−シグマ変調による変調が、
位相検知器の入力において相殺し合うように、ＶＣＯに適用される変調の振幅を
スケーリングする。このようにして自動アラインＰＬＬが得られる。
。相関器フィルタ（３０）の出力は、例えば図７に示すように、１対の比較器（
３６、３７）に適用可能である。これらの比較器は、相関器の誤差の方向にした
がって、カウンタ（３８）のインクリメントかデクリメントを行なう。このカウ
ンタは、本発明で用いられる積分器を実施する唯一の方法であり、この代替手段
としては、標準アナログ又はスイッチトキャパシタ積分手段がある。これらの選
択は、シリコン領域または開始時間の使用が最適化されるかどうかによって設定
される。このアップ／ダウンカウンタは、低解像デジタル−アナログ変換器（Ｄ
ＡＣ）（３４）によってアナログ電圧に変換される。ＤＡＣは、変調相関信号Ｋ
ａを変調スケーリング手段（２１）に供給する。また、ＤＡＣは、チャージポン
プ相関信号Ｉｐａをチャージポンプスケーリング手段（２７）に供給する。制御
信号の全体的な作用の結果、ＶＯＣの変調とデルタ−シグマ変調による変調が、
位相検知器の入力において相殺し合うように、ＶＣＯに適用される変調の振幅を
スケーリングする。このようにして自動アラインＰＬＬが得られる。
【００４０】
以上から明らかなように、本発明は従来技術の様々な機能を統合し、新規な機
能の組み合わせから生ずる新規な機構を提供するものである。しかし、新規な組
み合わせに加えて、本発明の機構は、この分野の関連従来技術のいずれにも見出
されない２つの機能を追加するものである。この２つの機能とは、 ｉ) 修正機能を実行するために、位相誤差ではなく周波数誤差を用いること、
ｉｉ) 反転ゲートの使用、 である。
能の組み合わせから生ずる新規な機構を提供するものである。しかし、新規な組
み合わせに加えて、本発明の機構は、この分野の関連従来技術のいずれにも見出
されない２つの機能を追加するものである。この２つの機能とは、 ｉ) 修正機能を実行するために、位相誤差ではなく周波数誤差を用いること、
ｉｉ) 反転ゲートの使用、 である。
【００４１】
上記第１の特徴については、位相検知器の出力は微分されるため、位相誤差で
はなく瞬間周波数誤差が得られる。これにより、位相検知器の出力からＤＣオフ
セットを取り除くことが可能となる。さらなる利点は、任意のデジタル通信シス
テムに対して、変調信号の周波数レンジは厳しい制限の中で保持されなければな
らないことである。これに対し、位相は制限を受けない。したがって、周波数誤
差信号は、十分に定義された振幅を有することとなる。これによって相関器の操
作性が向上する。
はなく瞬間周波数誤差が得られる。これにより、位相検知器の出力からＤＣオフ
セットを取り除くことが可能となる。さらなる利点は、任意のデジタル通信シス
テムに対して、変調信号の周波数レンジは厳しい制限の中で保持されなければな
らないことである。これに対し、位相は制限を受けない。したがって、周波数誤
差信号は、十分に定義された振幅を有することとなる。これによって相関器の操
作性が向上する。
【００４２】
上記第２の特徴については、反転ゲートを用いることにより、変調の低周波数
成分への依存性が取り除かれる。これにより、ＰＬＬのループＢＷに対する操作
の依存性が取り除かれ、成分の選択が簡単になる。さらにこれにより、修正処理
の速度が速くなり、係数を格納する必要が最小限度に抑えられる。
成分への依存性が取り除かれる。これにより、ＰＬＬのループＢＷに対する操作
の依存性が取り除かれ、成分の選択が簡単になる。さらにこれにより、修正処理
の速度が速くなり、係数を格納する必要が最小限度に抑えられる。
【００４３】
本発明が純粋に提供するものは、チャージポンプ電流のスプレッドおよびルー
プフィルタ値のみによってダイナミクスが決定される送信機回路機構である。こ
れらチャージポンプ電流のスプレッドおよびループフィルタ値は、特に発振器が
積分される場合には、実質的にＶＣＯ利得スプレッドよりも小さいと思われる。
したがって、本発明は技術水準に対して著しい改良であり、技術水準に対して無
数の利点を提供するものである。
プフィルタ値のみによってダイナミクスが決定される送信機回路機構である。こ
れらチャージポンプ電流のスプレッドおよびループフィルタ値は、特に発振器が
積分される場合には、実質的にＶＣＯ利得スプレッドよりも小さいと思われる。
したがって、本発明は技術水準に対して著しい改良であり、技術水準に対して無
数の利点を提供するものである。
本発明に関する他の特徴および効果は、本文書でなされた特に好適な実施の形
態（単なる例として示したもの）の説明を、添付図面を参照しながら読めば明ら
かになるであろう。図中、同一の部分には同一の番号を付してある。その図面と
は以下のものである。
態（単なる例として示したもの）の説明を、添付図面を参照しながら読めば明ら
かになるであろう。図中、同一の部分には同一の番号を付してある。その図面と
は以下のものである。
【図１】
従来技術のアップコンバーションループ機構を示すダイアグラムである。
【図２】
従来技術の２重点変調機構を示すダイアグラムである。
【図３】
さらに、従来技術のＶＣＯ利得変数補償用の機構を示すダイアグラムである。
【図４】
さらに、従来技術のデルタシグマ変調を含む機構を示すダイアグラムである。
【図５】
本発明の好適な実施の形態による転送器機構を示す図である。
【図６】
本発明の好適な実施の形態による変調訂正回路の一部を示すブロック図である
。
。
【図７】
本発明の好適な実施の形態による変調訂正回路の別の一部を示すブロック図で
ある。
ある。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，
ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ
Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ
，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，
ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ
Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ
，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，
ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，
ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，Ｃ
Ａ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ
，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，
ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，Ｋ
Ｅ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ
，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，
ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ
Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ
，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，
ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ
Claims (18)
- 【請求項１】 転送器回路手段であって、 位相検知器手段と加算手段と直列に配置された電圧制御発振器、そして、電圧
制御発振器の出力を位相検知器の入力にフィードバックする制御可能分周器、を
有すると位相ロックループと、 転送対象の情報に対応した変調信号を生成するように配置されたベースバンド
変調ソースと、を有し、 前記転送器回路手段はその特徴的構成として、 前記変調信号を受け取って、前記信号を位相ロックループ内の残留変調と相関
させることで１以上の変調訂正信号を発生させるように配置された変調相関回路
手段と、 前記変調信号を受け取り、これからデルタシグマ制御信号を発生させるように
配置されたデルタシグマ変調手段と、そして、 変調信号と変調訂正信号とを受け取り、これらに応じて、変調信号の振幅をス
ケーリングするように配置された変調振幅スケーリング手段と、を更に有し、 スケーリング後の変調信号は加算手段において位相ロックループに入力され、
それによって、電圧制御発振器を変調して変調後ＲＦ出力信号を作らせ、 デルタシグマ制御信号は制御可能分周器に入力され、それによって、これの分
周比を制御し、その結果、制御可能分周器は、実質的に、位相検知器への入力に
おける変調後ＲＦ出力信号から変調を取り除くように働く、 という転送器回路手段。 - 【請求項２】 基準周波数信号を生成するように配置された基準周波数ソー
スを更に有し、 前記位相検知器手段は、前記基準周波数信号を第２入力において受け取り、基
準周波数信号と出力ＲＦ信号との間の相対位相誤差に応じた位相誤差信号を生成
するように配置されていること、 を特徴とする請求項１に記載の転送器回路手段。 - 【請求項３】 前記位相検知器手段は、更に、 前記基準周波数信号と前記出力ＲＦ信号との相対位相を検知するように配置さ
れた位相誤差検知器手段と、 検知された位相誤差に応じて前記位相誤差信号を生成するように配置されたチ
ャージポンプと、を有すること、 を特徴とする請求項２に記載の転送器回路手段。 - 【請求項４】 チャージポンプを制御し、チャージポンプで生成された位相
誤差信号の振幅をスケーリングするように配置されたチャージポンプスケーリン
グ手段を更に有し、 前記チャージポンプスケーリング手段は、前記変調相関回路手段によって生成
されるチャージポンプ訂正信号に対応すること、 を特徴とする請求項３に記載の転送器回路手段。 - 【請求項５】 前記位相誤差信号を受け取って、フィルタ処理した後の位相
誤差信号を前記加算手段に対し、前記手段への入力として出力するように配置さ
れたローパスループフィルタを更に有すること、 を特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載の転送器回路手段。 - 【請求項６】 プログラム可能な基準マルチプライア定数Ｐ、及び、プログ
ラム可能な分数周波数オフセット定数Ｆを格納するように配置された、少なくと
も１つの格納手段と、 変調信号と定数Ｆとの合計を求め、その結果をデルタシグマ変調器に出力する
ように配置された第１の加算器と、 デルタシグマ変調器からの出力と定数Ｐとの合計を求めてデルタシグマ制御信
号を提供するように配置された第２の加算器と、を更に有すること、 を特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の転送器回路手段。 - 【請求項７】 前記変調訂正回路手段が、更に、 位相誤差信号を受け取り、前記信号を微分することで位相ロックループ内の残
留変調に応じた周波数偏差信号を提供するように配置された微分器と、 前記ベースバンド変調ソースから変調信号を受け取り、前記変調信号をフィル
タ処理していかなる低周波数成分も取り除くように配置されたハイパスフィルタ
と、 前記周波数偏差信号と前記フィルタ処理後変調信号とを受け取り、マスタ制御
信号を出力するように配置された相関器と、 前記マスタ制御信号を受け取り、少なくとも、これに応じた前記変調訂正信号
を生成するように配置された制御信号生成手段と、を有すること、 を特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の転送器回路手段。 - 【請求項８】 前記制御信号生成手段は、また、前記マスタ制御信号に応じ
た前記チャージポンプ訂正信号を生成すること、 を特徴とする請求項７に記載の転送器回路手段。 - 【請求項９】 前記変調訂正回路手段は、更に、 前記ベースバンド変調ソースからの前記変調信号出力に対し、前記ハイパスフ
ィルタへの導入に先立って、１ビットの遅延を与えるように配置された遅延手段
と、 前記相関器と前記制御信号生成手段との間に配置されたスイッチ手段であって
、更に、前記ベースバンド変調ソースからの反転信号出力に応じて動作するよう
に配置された前記スイッチ手段と、を有し、 前記スイッチ手段は、前記反転信号が１ビットの反復の発生を示す場合に開き
、前記反転信号が１ビットの反転の発生を示す場合に閉じること、 を特徴とする請求項７又は８に記載の転送器回路手段。 - 【請求項１０】 前記変調訂正回路手段は、更に、 前記ベースバンド変調ソース手段からの前記変調信号出力に対し、前記ハイパ
スフィルタへの導入に先立って、１ビットの遅延を与えるように配置された遅延
手段と、 前記位相検知器手段と前記微分器との間に配置された第１のスイッチ手段と、
そして、 前記遅延手段の出力と前記ハイパスフィルタの入力との間に配置された第２の
スイッチ手段と、を有し、 前記第１のスイッチ手段及び前記第２のスイッチ手段は、更に、前記ベースバ
ンド変調ソースからの反転信号出力に応じて動作するように配置され、前記第１
のスイッチ手段及び前記第２のスイッチ手段は、前記反転信号が１ビットの反復
の発生を示す場合に開き、前記反転信号が１ビットの反転の発生を示す場合に閉
じること、 を特徴とする請求項７又は８に記載の転送器回路手段。 - 【請求項１１】 前記変調相関回路手段は、更に、 前記微分器の出力と前記相関器の入力との間で、前記周波数偏差信号をローパ
スフィルタ処理するように配置された第２のローパスフィルタを有すること、 を特徴とする請求項7乃至1０のいずれかに記載の転送器回路手段。 - 【請求項１２】前記変調相関手段は、更に、 前記制御信号生成手段への入力の所で、前記マスタ制御信号をローパスフィル
タ処理するように配置された第２のローパスフィルタを有すること、 を特徴とする請求項７乃至１１のいずれかに記載の転送器回路手段。 - 【請求項１３】 前記制御信号生成手段は、 マスタ制御信号を基準値ａと比較して、前記マスタ制御信号が（＋ａ）よりも
大きい場合に第１の結果信号を出力するように配置された第１の比較器と、 マスタ制御信号を前記基準値ａと比較して、前記マスタ制御信号が（−ａ）よ
りも小さい場合に第２の結果信号を出力するように配置された第２の比較器と、 前記第１の結果信号に応じてデクリメントされ、前記第２の結果信号に応じて
インクリメントされるように配置されたカウンタと、そして、 前記カウンタの値のアナログ信号表現を生成するデジタルアナログ変換器（Ｄ
ＡＣ）と、を有し、 前記変調相関信号は前記ＤＡＣのアナログ出力から引き出されること、 を特徴とする請求項７乃至１２のいずれかに記載の転送器回路手段。 - 【請求項１４】 前記電荷ポンプ訂正信号は前記ＤＡＣの出力から引き出さ れること、 を特徴とする請求項１３に記載の転送器回路手段。
- 【請求項１５】 前記ハイパスフィルタ、前記ローパスフィルタ、そして前記
第２のローパスフィルタは、それぞれが、ディジタル式、アナログ式、又は切り
替え型のキャパシタフイルタのうちいずれか１つであること、 を特徴とする請求項７乃至１４のいずれかに記載の転送器回路手段。 - 【請求項１６】 前記転送回路手段は位相変調後出力を提供すること、 を特徴とする請求項１乃至１５のいずれかに記載の転送器回路手段。
- 【請求項１７】 実質的に、これ以降、添付図面を参照しながら説明するよ
うな転送器回路手段。 - 【請求項１８】 位相検知器手段と加算手段と直列に配置された電圧制御発
振器、そして、電圧制御発振器ヘの出力を位相検知器の入力にフイードバックす
るように配置された制御可能分周器、を有する位相ロックループにおいて、変調
後ＲＦ出力信号を生成する方法であって、 当該方法は、転送対象の情報に対応した変調信号を生成するステップを有し、
その特徴として、 デルタシグマ変調器において変調信号からデルタシグマ制御信号を生成するス
テップと、 変調信号を加算手段に入力して電圧制御発振器に変調を行わせて、前記発振器
の出力としての変調後ＲＦ出力信号を作らせるステップと、 デルタシグマ制御信号を制御可能分周器に入力することで、これの分周比を制
御するステップと、 制御可能分周器において、変調後ＲＦ出力信号を分周器の分周比に従って分周
するステップと、 位相ロックループ内の残留変調を変調信号と相関させ、相関させた結果は変調
訂正信号を発生させるのに用いられる、という相関ステップと、そして、 加算手段に入力された変調信号を変調訂正信号に応じてスケーリングするステ
ップと、を更に有し、 前記分周するステップによって、実質的に、位相検知器への入力におけるＲＦ
出力信号から変調が取り除かれること、 を特徴とする方法。
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