JP2009509424A - オフセット位相同期ループのベースバンド補償の方法と装置 - Google Patents
オフセット位相同期ループのベースバンド補償の方法と装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009509424A JP2009509424A JP2008531438A JP2008531438A JP2009509424A JP 2009509424 A JP2009509424 A JP 2009509424A JP 2008531438 A JP2008531438 A JP 2008531438A JP 2008531438 A JP2008531438 A JP 2008531438A JP 2009509424 A JP2009509424 A JP 2009509424A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- group delay
- baseband
- opll
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 33
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims abstract description 26
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 31
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 14
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 12
- 230000004044 response Effects 0.000 description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 4
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000012885 constant function Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009472 formulation Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 238000005316 response function Methods 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/361—Modulation using a single or unspecified number of carriers, e.g. with separate stages of phase and amplitude modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/0966—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop modulating the reference clock
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/0983—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop containing in the loop a mixer other than for phase detection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
位相変調器はオフセット位相同期ループ(OPLL)の増加された帯域幅により過度のノイズを通過させること無しにOPLLを使用してより高い周波数変調を忠実に再現する。直交変調器は通過域IF信号の上にベースバンド信号からの情報を変調し、そしてリミッタが振幅変動を取り除く後に、OPLLはRF信号上で位相変調を再現する。OPLLは変調周波数でリニアに変化せず、必然的に補償されない時にひずみを引き起こす群遅延を持ち込む。ベースバンドフィルタはベースバンド信号の振幅をフィルタし、OPLL群遅延を補償する相補的な群遅延を持ち込み、そしてベースバンドフィルタ、直交変調器、リミッタおよび変調周波数が変化する時に実質的に一定のままであるOPLLの総合群遅延という結果になる。OPLL群遅延を補償することはRF信号の搬送周波数からオフセット周波数でのひずみとスペクトルエネルギーとを減少させる。
Description
[分野]
本開示は一般に無線通信装置に関しそして、より詳しくは、それの群遅延(group delay)が周波数で変化する位相同期ループ(phase-locked loop)の結果として起こるひずみを補償することについての方法に関する。
本開示は一般に無線通信装置に関しそして、より詳しくは、それの群遅延(group delay)が周波数で変化する位相同期ループ(phase-locked loop)の結果として起こるひずみを補償することについての方法に関する。
オフセット位相同期ループ(OPLL;offset phase-locked loop)は一般に位相ノイズを減少させ、そして近隣の無線チャネルの受信帯域内に送信されたノイズのレベルを抑えるために無線周波数(RF)送信器内で使用される。例えば、OPLLは移動通信用グローバルシステム(GSM)標準に従う送信器内で使用される。位相同期ループ(PLL)とOPLLとの間の1つの違いは、OPLLはフィードバックループ内のディバイダに対するものとしてオフセットダウンコンバータミキサを有することである。OPLLは位相変調された中間周波数(IF)信号をより高い周波数の出力RF信号に変換する。IF信号の位相変調はOPLLによって搬送RF信号出力上のより高い周波数で再現される。
OPLLはローパスフィルタの特性を示す。より低い周波数の位相変調が出力RF信号の方に渡される一方で、より高い周波数のノイズはフィルタアウトされる。OPLLのループ帯域幅が増加する時に、より多くのノイズがオフセット周波数で送信される。しかしながら、送信されたノイズにおける減少と位相誤りにおける増加との間にはトレードオフがある。もしもOPLLによって受信された位相変調の帯域幅がOPLLの帯域幅に達すれば、それによって位相誤りが増加して、位相変調の一部もフィルタアウトされるであろう。無線通信標準は最大位相誤りと、所定のオフセット周波数で搬送周波数から発せられる可能性がある最大量のノイズとの両者を指定する。ループ帯域幅が増加する時に、ノイズはより大きいオフセット周波数で送信される。従って、それについては、位相誤りと送信されたノイズとの両者が指定された閾値を超えない使用可能なループ帯域幅がある。
図1(従来の技術)はGSMトランシーバ内で使用されたOPLLの使用可能なループ帯域幅を示す。カーブ10はループ帯域幅が1MHzより以上に増加する時にOPLLから送信されたノイズレベルが増加することを示す。カーブ11はループ帯域幅が1MHzより以下に減少する時に位相ノイズが急に増加することを示す。従って、約1.6MHzの使用可能な帯域幅は位相誤りおよび送信されたノイズの両者がGSM標準によって指定された最大閾値未満にあるオフセット周波数レンジ内に存在する。例えば、送信されたノイズは−165dBc/Hz未満でなければならず、そして位相ノイズは2度rms未満でなければならない。GSMトランシーバ内でOPLLを使用する上での追加情報については、山脇等、 “2.7−V GSM RFトランシーバIC(A 2.7−V GSM RF Transceiver IC)”、1997年12月、固体回路のIEEEジャーナル、を調べられたい。これに反してGSMは位相変調のみを使用し、位相変調および振幅変調の両者はGSM展開用強化データレート(EDGE)標準および符号分割多重アクセス(CDMA)に基づく標準類のような、他の無線標準によって使用される。
OPLLはまたEDGEおよびCDMA標準に従う極性RF送信器内でも使用される。極性RF送信器は振幅および位相変調の両者を実行し、そして振幅および位相信号を別々に処理する。しかしながら、指定された位相誤りおよびノイズ閾値を達成することによってEDGEおよびCDMA標準の変調忠実度条件を満たすことができる極性送信器を設計することは、位相および振幅変調の組合わせによってもっと困難になる。振幅変調が適用される時には、位相誤りの影響はより深刻になり、そして増大したスペクトル再生という結果になる。さらに、EDGEおよびCDMA標準はより小さいよりもむしろより大きいループ帯域幅を必要とする、より高い周波数変調スキームを使用する。間違いのない位相変調はループ帯域幅を増加させることによってより高い周波数変調を用いて達成される。しかしながら、より速い位相変調を適合させるためにOPLLの帯域幅を増加することは、EDGEおよびCDMA標準内に指定されたノイズ閾値を超えさせるようにすることができる。無線標準の厳しさ次第で、いくつかの極性送信器は位相誤りおよび送信されたノイズの両者が指定された閾値未満にある使用可能なループ帯域幅を持たない。
図2はEDGE標準のもとで使用可能なループ帯域幅を持たない極性RF送信器内のループ帯域幅、送信されたノイズおよびスペクトル再生間の関係を示す。スペクトル再生はEDGEシステムではORFS(出力RFスペクトル)と呼ばれる。カーブ12は極性送信器の出力信号内のORFSが1MHzより上のループ帯域幅に関してのみ受入れ可能なORFS閾値未満にあることを示す。カーブ13は極性送信器から送信されたノイズが1MHz未満のループ帯域幅に関してのみ受入れ可能なノイズ閾値未満にあることを示す。従ってORFSおよび送信されたノイズの両者がEDGE標準によって指定された最大閾値未満にあることについての使用可能なループ帯域幅はない。
使用可能な変調帯域幅を増加させることに関する1つの方法は二重点変調を含む。二重点変調はOPLLに過度のノイズを通過させずに正確に高い周波数変調を再現させる。二重点変調では、変調帯域幅およびOPLLのループの帯域幅はOPLL入力信号(位相検出器によって受信された基準信号)と電圧制御発振器(VCO)への制御信号とを別々に変調することによって切り離される。従って、VCOによる周波数出力はOPLLのループフィルタによる信号出力によって全く制御されない。したがって搬送RF信号はループ帯域幅およびOPLL動的特性によって限定されること無しに変調されることができる。OPLLのより小さい帯域幅は過度のノイズを通過させないことを維持可能であり、一方より高い周波数変調は出力RF信号内に正確に再現されることができる。二重点変調上での追加情報については、ニューラウタ等“2点変調付きのGSM900/DCS1800比−N変調器(GSM900/DCS1800 Fractional−N Modulator with Two−Point−Moduration)”IEEE MTT−S、国際マイクロウェーブシンポジューム2002、pp.425−428、およびハンター等“DC結合GMSK変調器設計時のシンセサイザ問題を低減させるために2点変調を使用すること(Using Two−Point Moduration to Reduce Synthesizer Problems When Designing DC−Coupled GMSK Modulators)”、MX−COM,Inc.、ウインストンセーレム、NC、2002年12月、12ページを調べられたい。
しかしながら、二重点変調は変調の2つのパスの利得に鋭敏であるので、二重点変調を使用する極性送信器から受入れ可能な性能を達成することは困難でありうる。OPLLのループ利得は位相検出器によって受信された変調された基準信号のパスの利得に正確にマッチされねばならない。ループの各コンポーネントがループ利得に寄与するので、このマッチングは困難である。例えば、VCOの利得は温度と部品対部品の偏差とに特に鋭敏である。極性送信器の変調忠実度は2つの変調パスの利得が分かれるので下がる。
極性送信器は複数の変調パス内の利得の正確なマッチングを必要としないこと、しかしなおEDGEおよびCDMA標準内に指定された閾値より上でノイズを伝送すること無しに広い使用可能なループ帯域幅でより速い位相変調に適合させることを求められる。さらに、1方法はOPLLを介して過度のノイズを通過させること無しにOPLLを使用してより高い周波数変調を忠実に再現することを求められる。
[概要]
位相変調器はオフセット位相同期ループ(OPLL)を使用してより高い周波数変調を忠実に再現する。1方法はOPLLの帯域幅を増加させること無しに、従って過度のノイズにOPLLを通過させること無しに位相誤りを減少させる。位相変調器はベースバンドフィルタ(baseband-filter)、直交変調器、リミッタおよびOPLLを含む。直交変調器は通過域(passband)中間周波数(IF)信号の上にフィルタされたベースバンドIおよびQ信号からの情報を変調する。リミッタはその後通過域IF信号の振幅内のどんな変動をも取り除く。OPLLはその後出力RF信号の上に限定通過域IF信号の位相変調を再現する。極性送信器(polar transmitter)は出力RF信号を受信し、振幅変調を実行してその後送信されたRF信号を送信する。OPLLはより高周波数のノイズをフィルタアウトし、そしてより低周波数の位相変調を出力RF信号の上に通過させることによってローパスフィルタとして働く。しかしながら、もしもより多くのノイズをフィルタアウトするためにOPLLのループ帯域幅が減少されれば、OPLLが出力RF信号により多くの群遅延を持ち込むように位相誤りは増加する。
位相変調器はオフセット位相同期ループ(OPLL)を使用してより高い周波数変調を忠実に再現する。1方法はOPLLの帯域幅を増加させること無しに、従って過度のノイズにOPLLを通過させること無しに位相誤りを減少させる。位相変調器はベースバンドフィルタ(baseband-filter)、直交変調器、リミッタおよびOPLLを含む。直交変調器は通過域(passband)中間周波数(IF)信号の上にフィルタされたベースバンドIおよびQ信号からの情報を変調する。リミッタはその後通過域IF信号の振幅内のどんな変動をも取り除く。OPLLはその後出力RF信号の上に限定通過域IF信号の位相変調を再現する。極性送信器(polar transmitter)は出力RF信号を受信し、振幅変調を実行してその後送信されたRF信号を送信する。OPLLはより高周波数のノイズをフィルタアウトし、そしてより低周波数の位相変調を出力RF信号の上に通過させることによってローパスフィルタとして働く。しかしながら、もしもより多くのノイズをフィルタアウトするためにOPLLのループ帯域幅が減少されれば、OPLLが出力RF信号により多くの群遅延を持ち込むように位相誤りは増加する。
OPLLによって持ち込まれた群遅延は変調周波数と共に変化し、そしてもしも補償されないままならば必然的にひずみを引き起こす。ひずみは位相誤りを引き起こし、そして送信されたRF信号の搬送周波数からのオフセット周波数でのスペクトルエネルギーを増加させる。ひずみはOPLLの帯域幅を増加させることによって減少させうる。しかしながら、OPLLの帯域幅を増加させることはOPLLを通過するノイズの量を増加させる。
OPLLの非一定の群遅延を補償することに関する1方法はOPLLの帯域幅を増加させること無しにひずみを減少させる。ベースバンドフィルタはフィルタされたベースバンドIおよびQ信号を発生するためにベースバンドIおよびQ信号の振幅をフィルタする。直交変調器はフィルタされたベースバンドIおよびQ信号を受信して、位相変調されたIF信号を発生する。ベースバンドIおよびQ信号の振幅をフィルタすることによって、相補的な群遅延はOPLLの群遅延を補償することを持ち込まれる。ベースバンドフィルタの群遅延とOPLL群遅延(PLL group delay)との組合わせは変調周波数の一定の関数がOPLL群遅延のみと似ているよりもより厳密に似ている。ベースバンドIおよびQ信号をフィルタすることはベースバンドフィルタ、直交変調器、リミッタおよび変動している変調周波数でほとんど一定であるOPLLの総合群遅延(combined group delay)という結果になる。極性送信器から送信されたRF信号内の搬送周波数からのオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量と同様に、OPLL群遅延を補償することは出力RF信号内の位相誤りを減少させる。
1つの実施形態では、OPLLの群遅延はゼロヘルツの変調周波数でゼロである。OPLLは非ゼロの変調周波数で最大の群遅延を有する。この方法はゼロヘルツでOPLLの最大の群遅延にほぼ等しい群遅延を有するようにベースバンドフィルタを調整することによってOPLL群遅延を補償する。
1回路はベースバンドフィルタの群遅延と共にOPLLの群遅延を補償することによってひずみを減少させる。ベースバンドフィルタはIおよびQ信号の振幅をフィルタして群遅延を持ち込む。直交変調器はフィルタされたIおよびQ信号を受信して位相変調された通過域信号(passband signal)を出力する。リミッタは位相変調された通過域信号の振幅を限定する。OPLLは位相変調された限定通過域信号(limited phase-modulated passband signal)の位相をフィルタし、群遅延を持ち込みそして出力信号を出力する。極性送信器は出力信号を受信し、振幅を変調しそして送信された信号を送信する。ベースバンドフィルタの群遅延は、OPLLによって信号出力内のひずみが減少されるようにOPLLの群遅延を補償し、そして極性送信器によってオフセット周波数で送信された信号内のスペクトルエネルギーの量は減少される。この回路の出力信号は位相誤りとノイズとを示す。OPLLの帯域幅が減少する時に、位相誤りは増加しそしてノイズは減少する。この回路は位相誤りとノイズとが同時に減少されることを可能にする。
他の実施形態および利点は下文の詳細な明細書内に記述される。この概要はこの発明を限定することを意図しない。この発明はクレームによって限定される。
[詳細な記載]
同じ数字が同じコンポーネントを示す添付された図面は、この発明の実施形態を図示する。
同じ数字が同じコンポーネントを示す添付された図面は、この発明の実施形態を図示する。
それの実例が添付された図面に示されるであろう引用は、ここでこの発明のいくつかの実施形態について詳細になされる。
図3はオフセット位相同期ループ(OPLL)21、第1のベースバンドフィルタ22および第2のベースバンドフィルタ23を含む移動局内の位相変調器20の単純化されたブロック図である。位相変調器20は振幅および位相変調の両者を実行する極性EDGE送信器の一部である。位相変調器20が位相変調を実行したあとで、極性送信器の他の回路は振幅変調を実行する。位相変調器20は情報を含んでいるディジタルベースバンド信号(digital baseband signal)24を受信し、そしてより高い周波数の無線(RF)信号25の上に変調されたその情報を出力する。極性EDGE送信器の他の回路はRF信号25を受信し、振幅変調を実行して送信されたRF信号を出力する。送信されたRF信号はアンテナによって移動局から基地局に送信される。
OPLL21は位相検出器26、チャージポンプ27、ループフィルタ28、電圧制御発振器29、ミキサ30、発振器31およびリミッタ32を含む。OPLL21はタイプ2の、第2次チャージポンプ位相同期ループである。位相変調器20はまた追加リミッタ33、直交変調器34、局部発振器35、2つのディジタル・アナログ変換器36,37およびディジタルI/Q発生器38を含む。OPLL21とともにベースバンドフィルタ22,23を使用することは、その中では送信されたノイズおよび位相誤りの両者がEDGE標準によって指定された最大閾値未満である、使用可能なループ帯域幅を拡張する。拡張された使用可能なループ帯域幅は位相変調器20に、より高い周波数を必要とする変調および符号化スキーム(MCS)を使用している搬送波信号上で情報を変調させる。例えば、位相変調器20は、8位相シフトキーイング(8−PSK)を使用する、最高の5つのMCS5乃至9を使用して変調を実行するのにふさわしい。ベースバンドフィルタ22,23の適用無しに、OPLL21の群遅延は使用可能なループ帯域幅を減少させるであろうひずみを引き起こすであろう。
図4はOPLL21のいろいろな実施形態について群遅延が変調周波数の関数としてどのように変わるかを示す。OPLL21は入力信号の周波数にロックし、そして入力周波数の倍数である1周波数を有する信号を出力する。この例では、OPLL21は約100MHzの周波数を有する限定通過域中間周波数(IF)信号39を受信し、そして約900MHzの周波数を有するRF信号を出力する。IF信号39が変調される場合には、OPLL21はRF信号25上で変調を再現する。しかしながら、変調周波数が増加し、そしてIF信号39の位相が急に変化する時には、このループの動的特性はもはや変調の忠実な再現を生成するのに十分に速くは対応できない。変調帯域幅がOPLL21の帯域幅に近づいてOPLL21が変調スペクトルの一部をフィルタアウトし始める時には、IF信号39内への変調された周波数とRF信号25上の変調された類似の周波数との間の位相は定関数の変調周波数からだんだんはずれる。従って、OPLL21の群遅延は変調周波数と共にだんだん変化し、そしてひずみは増加する。
カーブ40〜44はそれぞれ、3.0MHz,2.5MHz,2.0MHz,1.5MHzおよび1.0MHzのループ帯域幅についての群遅延に対応する。OPLL21のループ帯域幅はまずループフィルタ28の時定数によって影響される。図3の実施形態では、ループフィルタ28は抵抗器RLおよびコンデンサCLを有する単極である。ひずみはループ帯域幅が最も狭い所で最も厳しい。カーブ44はOPLL21の群遅延が1.0MHzのループ帯域幅の範囲において有意に変化しそして一定値であることから有意にはずれることを示す。例えば、群遅延はゼロ(搬送周波数)の変調周波数でゼロであり、これに反して群遅延は約0.18MHzの変調周波数で約0.325マイクロ秒に増加する。その後群遅延は約1MHzの変調周波数で約0.13マイクロ秒に減少する。補償されないままにして、この非一定の群遅延は、送信されたRF信号内の搬送周波数からのオフセット周波数での有意のスペクトルエネルギーと同様に、RF信号25内に有意の位相誤りをもたらすことができる。非一定の群遅延を補償しない極性送信器はその中では位相誤りと送信されたノイズとの両者がEDGE標準によって指定された最大閾値未満にあるOPLL帯域幅を持たないかもしれない。ひずみを減少させるためにループ帯域幅を増加させることは、所定のオフセット周波数で出されたノイズの閾値が超えられるように、フィルタアウトされるノイズの量を減少させることができる。
図5は位相変調器20の動作を表す式である。式45は抵抗器RLの抵抗、コンデンサCLの容量、位相検出器26の利得(Kφ)、およびVCO29の利得(Kv)の表現で表現された、s定義域内のOPLL21に関する伝達関数HOPLL(s)である。式45は伝達関数をωn,ζおよびδの表現で表現することによってもっと便利な形式で書かれることができ、ここでωnはシステムの固有周波数であり、そしてζは減衰係数である。式46〜48に示されたように、ωn,ζおよびδはそれぞれ、順番にRL,CL,KφおよびKvの表現で表現される。式49はs定義内の伝達関数HOPLL(s)の便利な形式を示す。OPLL21はまた周波数領域内のそれの伝達関数HOPLL(jω)および時間領域内のそれのインパルス応答hOPLL(t)によっても記述されることができる。
式50はゼロの変調周波数でのOPLL21の群遅延τOPLL(ω)を示し、そして式49の伝達関数HOPLL(s)から引き出されることができる。群遅延τOPLL(ω)は周波数領域内の伝達関数HOPLL(jω)に関する位相の負の導函数である。式50はOPLL21の群遅延が0MHzの変調周波数でゼロであることを示す。これは図4のカーブ40〜44の各々について示された0MHzの変調周波数での群遅延に対応する。
図6は過度のノイズを通過させない比較的狭い帯域幅を有するオフセット位相同期ループを使用して、より高い周波数変調を忠実に再現することに関するステップのフローチャートである。図6内に示されたステップは図3の位相変調器20によって実行される。このステップは位相変調器20によるRF信号25出力内の位相誤りを減少させるためにOPLL21の非一定の群遅延を補償することに関する方法を示す。
最初のステップ51で、位相変調器20は時間の関数として変化する入力位相Φ1(t)を有するディジタルベースバンド信号24を受信する。ステップ52で、ディジタルI/Q発生器38はその後入力位相Φ1(t)をディジタルIおよびQ信号から成るデカルト形式に変換する。ステップ53で、ディジタルアナログコンバータ36,37は、それぞれ、ディジタルIおよびQ信号をアナログ同位相(I)信号42およびアナログ直交(Q)信号43に変換する。I信号42はcos[Φ1(t)]のA倍として表現されることができ、ここでAは振幅である。Q信号43はsin[Φ1(t)]のB倍として表現されることができ、ここでBは振幅である。図5内の式54は入力位相Φ1(t)とベースバンドIおよびQ信号42,43との間の関係を示し、ここで振幅Aは振幅Bと等しい。
ステップ55で、ベースバンドI信号42は第1のベースバンドフィルタ22によってフィルタされ、そしてベースバンドQ信号43は第2のベースバンドフィルタ23によってフィルタされる。この実施形態では、ベースバンドフィルタ22,23は同じ構造を有する。ベースバンドフィルタ22,23の各々は抵抗器RBとコンデンサCBとを有し、そして図5内の式56によって示されたようにs定義域内の伝達関数HBBF(s)を示す。式57は式56内の“a”項がベースバンドフィルタのRC時定数の逆数であることを示す。ベースバンドフィルタ22,23の各々はまた時間領域内の対応するインパルス応答hBBF(t)も示す。第1のベースバンドフィルタ22はフィルタされたベースバンドI信号58に群遅延を持ち込む。第2のベースバンドフィルタ23もまたフィルタされたベースバンドQ信号59に群遅延を持ち込む。ベースバンドフィルタ22,23の群遅延τBBF(ω)は図5の式60によって記述され、ここで周波数ωはラジアン/秒として表現される。式60は式56の伝達関数HBBF(s)から得られることができ、そして周波数領域内の伝達関数HBBF(jω)について位相の負の逆数である。式60はゼロの変調周波数でのベースバンドフィルタ22,23の群遅延が、ベースバンドフィルタ22,23のRC時定数である、“a”の逆数であることを示す。変調周波数が増加する時に、ベースバンドフィルタ22,23の群遅延は減少する。このように、ベースバンドフィルタの群遅延およびオフセット位相同期ループの組合わせはOPLL21単独の群遅延が示すよりも変調周波数により多くほとんど一定の関係を示す傾向があるので、ベースバンドフィルタ22,23はOPLL21と相補的である。
図7はゼロヘルツと1MHzとの間の変調周波数での4値のRC時定数についてベースバンドフィルタ22,23の群遅延の持続時間を示す。図4からのカーブ44はループ帯域幅が1.0MHzであるOPLL21の群遅延を示して再現される。カーブ61はRC時定数が、カーブ44におけるOPLL21の群遅延の最大値、0.325マイクロ秒で設定されるベースバンドフィルタ22,23の群遅延を示す。0.325マイクロ秒の時定数は約490ラジアン/秒の帯域幅に相当する。非線形システムにおいて群遅延を合計することは全く正確ではないけれども、カーブ62はカーブ44と61との合計を示すことによってOPLL21の群遅延とベースバンドフィルタ22,23の群遅延との組合わせを近似する。OPLL21の群遅延とベースバンドフィルタ22,23の群遅延との組合わせは、カーブ44内に示されたような変調周波数に対するOPLL21単独の群遅延の関係であるよりもより多くほとんど一定である変調周波数に対する関係を有する。
ステップ63で、直交変調器34はフィルタされたベースバンドI信号58およびフィルタされたベースバンドQ信号59を受信する。直交変調器34はフィルタされたIおよびQ信号58,59をより高い中間周波数(IF)にシフトし、そして位相変調されたIF信号64を出力する。直交変調器34では、フィルタされたIおよびQ信号は局部発振器35によって供給された局部発振器信号と共に中間周波数にミックスアップされる。フィルタされたIおよびQ信号58,59はベースバンド信号であり、そして単数としての情報を含む。例えば、情報はフィルタされたI信号58の振幅内に含まれる。これに反して、IF信号64は通過域信号であり、そしてペアの数としての情報を含む。例えば、情報は振幅および関連位相としてIF信号64内で伝達される。
ステップ65で、リッミタ33は位相変調されたIF信号64を受信し、そして中間周波数で位相変調された搬送波信号のみを残して、振幅内のどんな変動も取り除く。リミッタ33は位相Φ2(t)を有する限定通過域信号39を出力する。
ステップ66で、OPLL21は限定通過域信号39を受信し、限定通過域信号39をフィルタし、そしてそれによって第2の群遅延を持ち込む。OPLL21は、限定通過域信号39内のより高い周波数ノイズをフィルタアウトし、そしてRF信号25上により低い周波数の位相変調をパスさせて、OPLL21がローパスフィルタとして働くように第2の群遅延を持ち込む。位相検出器26はリミッタ32からのフィードバック信号の位相を限定通過域信号39の位相と同等にみなす。その位相差次第で、位相検出器26はチャージポンプ27にそれの出力リードに電荷を加えさせおよびそれから電荷を引き去らせてアップおよびダウン制御信号を出力する。チャージポンプ27の出力リード上の電圧は、ループフィルタ28によってフィルタされる後には、電圧制御発振器29用の制御電圧になる。電圧制御発振器29は制御電圧が増加する時にはより高い周波数を、そして制御電圧が減少する時にはより低い電圧を有するRF信号25を出力する。ミキサ30はRF信号25を受信し、そしてミキサ30によって発生された信号を使用してRF信号25をより低い周波数にミックスダウンする。より低い周波数信号はその後フィードバック信号を生成するためにリミッタ32によって限定される。
ステップ55でベースバンドIおよびQ信号42,43をフィルタし、そしてそれによって第1の群遅延を持ち込むことによって、ベースバンドフィルタ22,23、直交変調器34、リミッタ33およびOPLL21の総合群遅延は変調周波数を変えるにもかかわらず実質的に一定のままである。
経験による結果は、位相変調器20のひずみはOPLL21の最大群遅延にほぼ等しいゼロヘルツでのこのフィルタの群遅延という結果になるベースバンドフィルタ22,23の帯域幅について最小であることを示す。ベースバンドフィルタ22,23とOPLL21との間のリミッタ33の存在はベースバンドフィルタ22,23、直交変調器34、リミッタ33およびOPLL21の総合群遅延を、図7のカーブ62によって示されたように、ベースバンドフィルタ22,23およびOPLL21の群遅延の合計からはずれさせる。さらに、群遅延は振幅応答内の誤りの一因となるよりもより多くひずみの一因となることが経験的に決定された。従って、ここでベースバンドフィルタ22,23はゼロヘルツでのそれらの群遅延がOPLL21の最大群遅延とほぼ等しくなり、位相変調器20のコンポーネントの総合群遅延はIF信号39の変調周波数が変化する時にほとんど一定のままであるように調整される。したがって、図3の実施形態について、変調周波数と共に変化するOPLL21の群遅延についての最良の補償はベースバンドフィルタ22,23の時定数を、図7のカーブ61に示されるように、約0.325マイクロ秒である、第2の群遅延の最大持続時間に設定することによって達成される。ベースバンドフィルタ22,23、直交変調器34、リミッタ33およびOPLL21の実際の総合群遅延はリミッタ33の効果のために図7のカーブ62によって示された関係よりも定関数の変調によりほとんど似ている。
位相変調器20によって示された実際の総合群遅延はベースバンドフィルタ22,23およびOPLL21の伝達関数を直列接続することによって単純に表現されることはできない。まず第1に、ベースバンドフィルタ22,23はベースバンドIおよびQ信号42,43の振幅をフィルタし、これに反してOPLL21は限定通過域信号39をフィルタする。図5内の式67はOPLL21によって受信された位相Φ2(t)で巻き付かれたOPLL21の時間領域内のインパルス応答hOPLL(t)の1関数としてのΦ3(t)を表す。ベースバンドフィルタ22,23は位相に対立するものとして振幅をフィルタするので、出力位相Φ3(t)はそれらのインパルス応答の代わりにベースバンドフィルタ22,23の群遅延を使用して計算されることはできない。受信された位相Φ2(t)はベースバンドフィルタ22,23の時間領域内のインパルス応答hBBF(t)の1関数を含む式のアークタンジェントとして表現される。さらに、2つのインパルス応答関数hBBF(t)はIおよびQ信号によって多重化されていることに対立するものとしてIおよびQ信号42,43(A・cos[Φ1(t)]およびB・sin[Φ1(t)])で巻き付かれるので、互いに相殺しない。
第2に、リミッタ33は位相変調器20の総合伝達関数を非線形にする。IF信号64の振幅を変えることは取り除かれるので、ベースバンドフィルタ22,23からの第1の群遅延の実際の貢献は式60によって表現された群遅延からとは異なる。従って、振幅コンポーネントが関連する位相情報から取り除かれるので、リミッタ33は図5における式67内の出力位相Φ3(t)をアークタンジェント関数の表現で表現させる。このように、総合群遅延の正確な数学的公式化は非常に複雑であり、それで位相変調器20によって示された実際の総合群遅延は経験的に決定される。それにもかかわらず、式67はベースバンドフィルタ22,23の帯域幅が無限大に増加する時に、インパルス応答hBBF(t)はデルタ関数に近づき、そして出力位相Φ3(t)はOPLL21のインパルス応答hOPLL(t)で巻き付かれた入力位相Φ1(t)になることを示す。式68はベースバンドフィルタが無限に広い帯域幅を有する時に出力位相Φ3(t)を示す。この場合には、ベースバンドフィルタ22,23の群遅延(第1の群遅延)はOPLL21の群遅延(第2の群遅延)に加えない。
図8はRF信号25上で振幅変調を実行する極性送信器による送信されたRF信号出力の出力スペクトルを示す。OPLL21の群遅延によって引き起こされた送信されたRF信号内のひずみはベースバンドフィルタ22,23によって持ち込まれた第1の群遅延によって補償された。カーブ69はベースバンドフィルタ22,23が非常に広い帯域幅を有する時に送信されたRF信号は搬送周波数から±0.3MHzより多いオフセット周波数で有意なスペクトルエネルギー量を示すことを表す。この例では、搬送波周波数は900MHzであり、そして非常に広い帯域幅は4.5MHz以上である。カーブ70は搬送波周波数からオフセット周波数±0.3MHzでのスペクトルエネルギー量がベースバンドI信号42およびベースバンドQ信号43をフィルタすることによって減少されたことを表す。IおよびQ信号42,43を約540kHzの帯域幅を有するベースバンドフィルタ22,23でフィルタすることによって、パワースペクトル密度内の約10〜20dBの減少が、送信されたRF信号の出力スペクトルの端で達成された。位相誤りおよび送信されたノイズの最大閾値を指定することのほかに、EDGE標準はまた定義されたオフセット周波数で達成されねばならない最小の信号減衰も指定する。例えば、±0.6MHzのオフセット周波数で、カーブ69内のスペクトル再生はEDGE標準によって許可された閾値より上であり、これに反してカーブ70内のスペクトル再生は非線形群遅延を補償するためにベースバンドフィルタリングを使用することによってEDGE標準に従う。スペクトル再生における低減は、ベースバンドIおよびQ信号42,43の振幅がまず最初にフィルタされる時に、位相変調器20が直交変調器34によって与えられた位相変調のより忠実な再現を実行することを示す。
図6の方法はRF信号25内の位相誤りおよびOPLL21の非一定の群遅延を補償することによって搬送波周波数からのオフセット周波数での送信されたRF信号内のスペクトルエネルギーを減少させる。OPLL21を通して過度のノイズをパスさせること無しにオフセット周波数でのスペクトル再生を減少させることによって、位相変調器20を含む極性EDGE送信器の使用可能なループ帯域幅は拡張される。この時間領域では、位相誤りおよび送信されたノイズの両者が指定された閾値未満であるために帯域幅を拡張することは周波数領域内のスペクトル再生を減少させることに相当する。増加された使用可能なループ帯域幅は8−PSK変調を使用する現在の変調および符号化スキームよりもさらにより高い周波数変調スキームの使用を可能とする。より高い周波数変調スキームは割り当てられたスペクトル帯域幅によって設定されたデータレートの上限により密接に近づくより高いデータレートを許すであろう。
本発明は説明目的のためのある特定の実施形態に関して記述されたが、本発明はこれに限定されない。オフセット位相同期ループにより過度のノイズをパスさせること無しに位相誤りおよびスペクトル再生を減少させることに関するこの方法は移動局内の位相変調器に関して記述される。この方法はまた位相変調されたRF信号を移動局に送信する基地局内で実行されてもよい。位相変調器20は極性EDGE送信器の部品として記述されるが、位相変調器20はまた、CDMA標準:(1)電気通信工業協会/電子工業協会によって公布されたIS−95標準、(2)移動局モデム用のIS−98関連標準、(3)“第3世代パートナーシッププロジェクト”(3GPP)と命名されたコンソーシアムによって提供された標準(W−CDMA標準)および(4)“第3世代パートナーシッププロジェクト2”(3GPP2)と命名されたコンソーシアムによって提供された標準(IS−2000標準)、のような、振幅および位相変調の両方を使用する他の無線標準に従う送信器内でも使用可能である。上記された位相変調器20の実施形態では、ベースバンドフィルタ22,23はアナログベースバンドIおよびQ信号42,43をフィルタする。他の実施形態では、群遅延を補償することを持ち込むベースバンドフィルタはディジタルI/Q発生器38によるディジタルIおよびQ信号出力をフィルタする。
開示された実施形態の前の説明はこの分野の任意の技術者が本発明を製作または使用することを可能とするように提供される。これらの実施形態へのいろいろな変更はこの分野の技術者にはたやすく明白であるだろうし、そしてこの中に定義された包括的な原理はこの発明の精神または範囲から逸脱すること無しに他の実施形態に適用されてもよい。従って、本発明はこの中に示された実施形態に制限されるつもりはなく、しかしむしろこの中に開示された原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲が許容されるべきである。
Claims (39)
- 通過域信号を発生するためにフィルタされたベースバンド信号を直交変調器で位相変調し、なお該通過域信号は振幅および位相を有し、
限定通過域信号を発生するために該通過域信号の該振幅をリミッタで限定し、
出力信号を発生するために該限定通過域信号を位相同期ループ(PLL)でフィルタしそしてそれによってPLL群遅延を持ち込み、そして
該フィルタされたベースバンド信号を発生するためにベースバンド信号をベースバンドフィルタでフィルタし、なお該ベースバンドフィルタはベースバンドフィルタ群遅延を持ち込み、そして、なお該ベースバンドフィルタ群遅延は該PLL群遅延を補償する
ことを含む方法。 - 該出力信号はひずみを示し、そして該ベースバンドフィルタ群遅延は該ひずみが縮小されるように該PLL群遅延を補償する、請求項1記載の方法。
- 該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、ここで該送信された信号はオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量を示し、そして該ベースバンドフィルタ群遅延は該オフセット周波数での該スペクトルエネルギーの量が減少されるように該PLL群遅延を補償する、請求項1記載の方法。
- 該通過域信号は変調周波数を有し、該ベースバンドフィルタ、該直交変調器、該リミッタおよび該PLLは共に総合群遅延を示し、そして該通過域信号の該変調周波数が変化する時に該総合群遅延は実質的に一定のままである、請求項1記載の方法。
- 該通過域信号は変調周波数を有し、該ベースバンドフィルタ群遅延は該変調周波数が0ヘルツである時に最大値を有し、該PLL群遅延は該変調周波数が第1の値である時に最大値を有し、そして該ベースバンドフィルタ群遅延の該最大値は該PLL群遅延の該最大値にほぼ等しい、請求項1記載の方法。
- 該限定通過域信号を該フィルタすることはオフセット位相同期ループによって実行される、請求項1記載の方法。
- 該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、該送信された信号は無線周波数(RF)信号であり、
該送信された信号を移動局から送信することをさらに含む請求項1記載の方法。 - 該ベースバンド信号は同位相(I)信号であり、そして該通過域信号は中間周波数(IF)信号である、請求項1記載の方法。
- 該ベースバンド信号は直交(Q)信号であり、該ベースバンド信号を該フィルタすることはデカルト座標をフィルタすることであり、該限定通過域信号は位相を有し、そして該限定通過域信号を該フィルタすることは該限定通過域信号の該位相をフィルタすることである、請求項1記載の方法。
- 該フィルタされたベースバンド信号を該位相変調することは8位相シフトキーイング(8−PSK)を実行することである、請求項1記載の方法。
- 第1のベースバンド信号および第2のベースバンド信号を位相変調することによって通過域信号を発生し、なお該通過域信号は振幅および位相を有し、
該通過域信号の該振幅を限定することによって限定通過域信号を発生し、
該限定通過域信号を位相同期ループでフィルタすることによって出力信号を発生し、なお該出力信号は位相誤りの量を示し、そして
該第1のベースバンド信号および該第2のベースバンド信号をフィルタすることによって該位相誤りの量を減少させる
ことを含む方法。 - 該第1のベースバンド信号は同位相(I)信号であり、そして該第2のベースバンド信号は直交(Q)信号である、請求項11記載の方法。
- 該通過域信号は位相変調された中間周波数(IF)信号である、請求項11記載の方法。
- 該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、該送信された信号はオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量を示し、そして該オフセット周波数での該スペクトルエネルギーは該第1のベースバンド信号および該第2のベースバンド信号をフィルタすることによって減少される、請求項11記載の方法。
- 該限定通過域信号は位相を有し、そして該限定通過域信号を該フィルタすることは該位相をフィルタすることである、請求項11記載の方法。
- 該第1のベースバンド信号および該第2のベースバンド信号を該フィルタすることはデカルト座標をフィルタすることである、請求項15記載の方法。
- (a)IおよびQ信号を発生し、
(b)該IおよびQ信号をベースバンドフィルタでフィルタすることによってフィルタされたIおよびQ信号を発生し、
(c)該フィルタされたIおよびQ信号から位相変調された中間周波数(IF)信号を発生し、
(d)オフセット位相同期ループ(OPLL)内の該位相変調されたIF信号をフィルタすることによって出力信号を発生し、ここで該OPLLは帯域幅を有し、ここで該出力信号は位相誤りを示し、そして該OPLLの該帯域幅が減少する時に該位相誤りは増加することを含む方法。 - 該ベースバンドフィルタは第1の群遅延を示しそして該OPLLは第2の群遅延を示し、該位相変調IF信号は変調周波数を有し、該第2の群遅延は該変調周波数がゼロヘルツである時に最小値を、および該変調周波数が非ゼロ値である時に最大値を有する請求項17記載の方法であって
(e)該変調周波数が0ヘルツである時に該第1の群遅延は該変調周波数が該非ゼロ値である時の該第2の群遅延の該最大値にほぼ等しい値を有するように該ベースバンドフィルタを調整することによって該位相誤りを減少させることをさらに含む方法。 - (c)および(d)の間にさらに
(e)該位相変調されたIF信号の該振幅を限定することを含む、
請求項17記載の方法。 - 該IおよびQ信号はベースバンド信号であり、そして該位相変調されたIF信号は通過域信号である、請求項17記載の方法。
- 該OPLL信号は最大値を有する群遅延を示し、該群遅延の該最大値は逆数を有し、該ベースバンドフィルタは該群遅延の該最大値の該逆数と少なくとも同じぐらい大きい帯域幅を有し、該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、該送信された信号はオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量を示し、該ベースバンドフィルタの該帯域幅が減少する時に該オフセット周波数での該スペクトルエネルギーの量は減少する、請求項17記載の方法。
- 該位相変調されたIF信号は変調周波数を有し、該ベースバンドフィルタは第1の群遅延を示すおよび該OPLLは第2の群遅延を示し、該変調周波数がゼロヘルツである時に該第1の群遅延は第1の最大値を有しそして該第2の群遅延は最小値を有し、ここで該第2の群遅延は第2の最大値を有する、請求項17記載の方法であって、
(e)該第1の最大値が該第2の最大値にほぼ等しいように該ベースバンドフィルタを調整することを含む。 - (a)フィルタされたベースバンド信号を発生するためにベースバンド信号をフィルタするための手段、なお該フィルタされたベースバンド信号は第1の群遅延を示し、
(b)通過域信号を発生するために該フィルタされたベースバンド信号を位相変調するための手段、なお該通過域信号は振幅、位相および変調周波数を有し、
(c)限定通過域信号を発生するために該通過域信号の該振幅を限定するための手段、そして
(d)該限定通過域信号をフィルタしそしてそれによって第2の群遅延を持ち込むための手段とを含み、ここで該ベースバンド信号をフィルタするための該手段、位相変調をするための該手段、限定するための該手段および該限定通過域信号をフィルタするための該手段は総合群遅延を示し、そしてここで該通過域信号の該変調周波数が変化する時に該総合群遅延は実質的に一定のままである
装置。 - (d)におけるフィルタするための該手段はオフセット位相同期ループを含む、請求項23記載の装置。
- ここで(d)内のフィルタするための該手段は出力信号を発生し、該出力信号は送信された信号を発生するために極性送信器によって使用され、
さらに(e)該送信された信号を移動局から送信するための手段を含む、
請求項23記載の装置。 - 位相変調するための該手段は8位相シフトキーイング(8−PSK)を実行する、請求項23記載の装置。
- IおよびQ信号を受信しそしてフィルタされたIおよびQ信号を出力するベースバンドフィルタと、なお該ベースバンドフィルタは第1の群遅延を示し、
該フィルタされたIおよびQ信号を受信しそして位相変調された通過域信号を出力する直交変調器と、そして
該位相変調された通過域信号をフィルタしそして出力信号を出力するオフセット位相同期ループ(OPLL)とを含み、該出力信号は位相誤りの量を示し、該OPLLは第2の群遅延を示し、そして該第1の群遅延は該位相誤りの量が減少されるように該第2の群遅延を補償する、
回路。 - 該位相変調された通過域信号は振幅および位相を有し、さらに該OPLLによってフィルタされる該位相変調された通過域信号の該振幅を限定するリミッタを含む請求項27記載の回路。
- 該位相変調された通過域信号は変調周波数を有し、該変調周波数がゼロヘルツである時に該第1の群遅延は最大値を有するおよび該第2の群遅延は最小値を有し、該第2の群遅延は非ゼロ周波数で最大値を有し、そして該第1の群遅延の該最大値は該第2の群遅延の該最大値にほぼ等しい、請求項27記載の回路。
- 該OPLLは帯域幅を有し、該出力信号は位相誤りを示し、そして該OPLLの該帯域幅が減少する時に該位相誤りは増加する、請求項27記載の回路。
- 該OPLLは帯域幅を有し、該出力信号はノイズを示し、そして該OPLLの該帯域幅が減少する時に該ノイズは減少する、請求項27記載の回路。
- 該直交変調器は8位相シフトキーイング(8−PSK)を実行する、請求項27記載の回路。
- 該第2の群遅延はゼロヘルツと1メガヘルツとの間で発生する最大値を有する、請求項27記載の回路。
- 該位相変調された通過域信号は振幅および位相を有し、そして該OPLLは該位相変調された通過域信号の該位相をフィルタする、請求項27記載の回路。
- 該位相変調された通過域信号は中間周波数(IF)信号である、請求項27記載の回路。
- 電圧制御発振器(VCO)およびループフィルタ付きの位相同期ループ(PLL)と、ここで該PLLは位相変調された通過域信号を受信するおよび該VCOは1周波数を持つ出力信号を出力し、該ループフィルタはフィルタされた信号を出力し、該出力信号の該周波数は該フィルタされた信号によって完全に制御され、該PLLは帯域幅を有し、該出力信号はノイズおよび位相誤りを示し、そして該PLLの該帯域幅が減少する時に該位相誤りは増加するおよび該ノイズは減少し、そして
該ノイズおよび該位相誤りを同時に減少させるための手段と
を含む回路。 - 該手段は該PLLの該帯域幅を増加させること無しに該出力信号の該位相誤りを減少させる、請求項36記載の回路。
- 該手段はベースバンドフィルタを具備し、該PLLは最大値を持つ群遅延を示し、該群遅延の該最大値は逆数を有し、該ベースバンドフィルタは該群遅延の該最大値の該逆数と少なくとも同じぐらい大きい帯域幅を有し、該出力信号は送信された信号を発生するために極性発振器によって使用され、該送信された信号はオフセット周波数でのスペクトルエネルギーの量を示し、そして該ベースバンドフィルタの該帯域幅が減少する時に該オフセット周波数での該スペクトルエネルギーの量は減少する、請求項36記載の回路。
- 該PLLはオフセット位相同期ループである、請求項36記載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US11/228,090 US7548593B2 (en) | 2005-09-15 | 2005-09-15 | Baseband compensation of an offset phase locked loop |
PCT/US2006/036490 WO2007035738A2 (en) | 2005-09-15 | 2006-09-15 | Baseband compensation of an offset phase locked loop |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009509424A true JP2009509424A (ja) | 2009-03-05 |
Family
ID=37758628
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008531438A Pending JP2009509424A (ja) | 2005-09-15 | 2006-09-15 | オフセット位相同期ループのベースバンド補償の方法と装置 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7548593B2 (ja) |
EP (1) | EP1932309A2 (ja) |
JP (1) | JP2009509424A (ja) |
KR (1) | KR100968388B1 (ja) |
CN (1) | CN101310497A (ja) |
TW (1) | TWI330967B (ja) |
WO (1) | WO2007035738A2 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7548593B2 (en) | 2005-09-15 | 2009-06-16 | Qualcomm Incorporated | Baseband compensation of an offset phase locked loop |
US7907909B2 (en) * | 2008-09-18 | 2011-03-15 | Motorola Mobility, Inc. | Method and system for radio frequency (RF) group delay compensation in a broadcast system |
KR101426863B1 (ko) * | 2014-03-19 | 2014-08-06 | 국방과학연구소 | 특징인자를 이용한 레이더 펄스내 변조형태 인식 방법 |
CN106664268B (zh) * | 2014-09-05 | 2020-01-17 | 华为技术有限公司 | 补偿通信信号的群延迟的通信接收器 |
DE102016124783A1 (de) * | 2016-12-19 | 2018-06-21 | Infineon Technologies Ag | Hochfrequenzvorrichtung und entsprechendes Verfahren |
CN110535575B (zh) * | 2019-08-01 | 2021-05-14 | 电子科技大学 | 一种计算并补偿i/q信号线性相位失衡的方法 |
CN112003579B (zh) * | 2020-08-26 | 2021-04-27 | 广西电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种物联网信号传输降噪系统 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000031881A1 (en) * | 1998-11-19 | 2000-06-02 | Cadence Design Systems Inc. | Linear rf power amplifier and transmitter |
JP2001045079A (ja) * | 1999-05-10 | 2001-02-16 | Securicor Wireless Technology Ltd | 無線周波数信号発生装置 |
WO2003103162A1 (en) * | 2002-05-31 | 2003-12-11 | Hitachi, Ltd. | Transmitter and wireless communication apparatus using the transmitter |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6002923A (en) | 1997-11-07 | 1999-12-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Signal generation in a communications transmitter |
US7299006B1 (en) * | 1999-10-21 | 2007-11-20 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver |
US7027780B2 (en) * | 2003-09-30 | 2006-04-11 | Broadcom Corporation | Technique for improving modulation performance of translational loop RF transmitters |
US7359680B2 (en) * | 2004-09-14 | 2008-04-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Delay calibration in polar modulation transmitters |
US7394862B2 (en) * | 2004-12-21 | 2008-07-01 | Broadcom Corporation | Multi-mode wireless polar transmitter architecture |
US7548593B2 (en) | 2005-09-15 | 2009-06-16 | Qualcomm Incorporated | Baseband compensation of an offset phase locked loop |
-
2005
- 2005-09-15 US US11/228,090 patent/US7548593B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2006
- 2006-09-15 CN CNA2006800425429A patent/CN101310497A/zh active Pending
- 2006-09-15 WO PCT/US2006/036490 patent/WO2007035738A2/en active Application Filing
- 2006-09-15 TW TW095134249A patent/TWI330967B/zh not_active IP Right Cessation
- 2006-09-15 KR KR1020087009036A patent/KR100968388B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2006-09-15 EP EP06814949A patent/EP1932309A2/en not_active Withdrawn
- 2006-09-15 JP JP2008531438A patent/JP2009509424A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000031881A1 (en) * | 1998-11-19 | 2000-06-02 | Cadence Design Systems Inc. | Linear rf power amplifier and transmitter |
JP2001045079A (ja) * | 1999-05-10 | 2001-02-16 | Securicor Wireless Technology Ltd | 無線周波数信号発生装置 |
WO2003103162A1 (en) * | 2002-05-31 | 2003-12-11 | Hitachi, Ltd. | Transmitter and wireless communication apparatus using the transmitter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US7548593B2 (en) | 2009-06-16 |
KR20080050494A (ko) | 2008-06-05 |
WO2007035738A2 (en) | 2007-03-29 |
CN101310497A (zh) | 2008-11-19 |
US20070058750A1 (en) | 2007-03-15 |
WO2007035738A3 (en) | 2007-05-10 |
TWI330967B (en) | 2010-09-21 |
EP1932309A2 (en) | 2008-06-18 |
TW200718123A (en) | 2007-05-01 |
KR100968388B1 (ko) | 2010-07-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR101831208B1 (ko) | 트랜시버 캘리브레이션을 위한 장치 및 방법 | |
US7394862B2 (en) | Multi-mode wireless polar transmitter architecture | |
JP4414100B2 (ja) | 極座標空間変調を用いた線形変調信号を発生する方法および装置 | |
US7860188B2 (en) | Digital modulator for a GSM/GPRS/EDGE wireless polar RF transmitter | |
US7215215B2 (en) | Phase modulation apparatus, polar modulation transmission apparatus, wireless transmission apparatus and wireless communication apparatus | |
US7570187B2 (en) | Technique for improving modulation performance of translational loop RF transmitters | |
US7224237B2 (en) | Modulator and correction method thereof | |
US7961812B2 (en) | Digital compensation for nonlinearities in a polar transmitter | |
US7457586B1 (en) | Method of in-device phase measurement and correlation to programmable factors | |
US10063366B2 (en) | Fast frequency hopping phase locked loop | |
US8190111B2 (en) | Two-point polar modulator and method for generating a polar-modulated signal based on amplitude information and phase information | |
US8583060B2 (en) | Polar modulator and method for generating a polar modulated signal | |
JP2009509424A (ja) | オフセット位相同期ループのベースバンド補償の方法と装置 | |
US20060088123A1 (en) | Method and system for Gaussian filter modification for improved modulation characteristics in Bluetooth RF transmitters | |
US20070165708A1 (en) | Wireless transceiver with modulation path delay calibration | |
US9257999B1 (en) | Compensating for a known modulated interferer to a controlled oscillator of a phase-locked loop | |
US7397863B2 (en) | Implementation technique for linear phase equalization in multi-mode RF transmitters | |
US7639992B2 (en) | Digital compensation for nonlinearities in a phase-locked loop of a polar transmitter | |
US7440732B2 (en) | Apparatus and method of local oscillator leakage cancellation |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101216 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101221 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110906 |