JPH0697731B2 - 電子同調式受信機 - Google Patents
電子同調式受信機Info
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- JPH0697731B2 JPH0697731B2 JP60092808A JP9280885A JPH0697731B2 JP H0697731 B2 JPH0697731 B2 JP H0697731B2 JP 60092808 A JP60092808 A JP 60092808A JP 9280885 A JP9280885 A JP 9280885A JP H0697731 B2 JPH0697731 B2 JP H0697731B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電子同調式受信機に関する。
本発明は電子同調式受信機に関し、局部発振器の発振周
波数を制御する第１の同調制御電圧発生回路よりの同調
制御電圧の周波数特性を、同調回路の同調周波数が選局
周波数に略追従するように補正し、この補正された同調
制御電圧を同調回路に供給する第２の同調制御電圧発生
回路を設けたことにより、高周波増幅回路のトラッキン
グエラーを大幅に減少せるようにしたものである。
波数を制御する第１の同調制御電圧発生回路よりの同調
制御電圧の周波数特性を、同調回路の同調周波数が選局
周波数に略追従するように補正し、この補正された同調
制御電圧を同調回路に供給する第２の同調制御電圧発生
回路を設けたことにより、高周波増幅回路のトラッキン
グエラーを大幅に減少せるようにしたものである。
以下に第７図を参照して、従来の電子同調式FMラジオ受
信機について説明する。アンテナ（１）よりの受信信号
は高周波増幅回路RAに供給される。この高周波増幅回路
RAは高周波増幅器（３）及びその前後の高周波同調回路
（２），（４）から構成されている。高周波同調回路
（２），（４）は夫々例えば複同調回路を構成してお
り、夫々一対の電磁結合されたコイルL1,L2と、これに
夫々並列接続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型
可変容量素子（バラクタダイオード）VCの直列回路とか
ら構成されている。高周波増幅回路RAよりの高周波信号
は、周波数変換回路（５）を構成する混合回路（６）に
供給される。混合回路（６）より得られた中間周波信号
は中間周波増幅回路（８）を介して周波数検波回路
（９）に供給される。（10）は周波数検波出力の得られ
る出力端子である。（７）は周波数変換回路（５）を構
成する局部発振器で、コイルＬと、これに夫々並列接続
されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素子
（バラクタダイオード）VCの直列回路とから構成された
共振回路（7A）を備えている。
信機について説明する。アンテナ（１）よりの受信信号
は高周波増幅回路RAに供給される。この高周波増幅回路
RAは高周波増幅器（３）及びその前後の高周波同調回路
（２），（４）から構成されている。高周波同調回路
（２），（４）は夫々例えば複同調回路を構成してお
り、夫々一対の電磁結合されたコイルL1,L2と、これに
夫々並列接続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型
可変容量素子（バラクタダイオード）VCの直列回路とか
ら構成されている。高周波増幅回路RAよりの高周波信号
は、周波数変換回路（５）を構成する混合回路（６）に
供給される。混合回路（６）より得られた中間周波信号
は中間周波増幅回路（８）を介して周波数検波回路
（９）に供給される。（10）は周波数検波出力の得られ
る出力端子である。（７）は周波数変換回路（５）を構
成する局部発振器で、コイルＬと、これに夫々並列接続
されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素子
（バラクタダイオード）VCの直列回路とから構成された
共振回路（7A）を備えている。
（11）は同調制御電圧発生回路としてのPLLで、基準発
振器（12）、位相比較器（13）、プログラマブル分周器
（14）及びローパスフィルタ（15）を有している。そし
て、局部発振器（７）よりの発振信号がプログラマブル
分周器（14）に供給されて1/Nに分周され、この分周さ
れた信号と基準発振器（12）よりの基準信号とが位相比
較器（13）に供給されて位相比較され、その比較出力が
ローパスフィルタ（15）に供給される。
振器（12）、位相比較器（13）、プログラマブル分周器
（14）及びローパスフィルタ（15）を有している。そし
て、局部発振器（７）よりの発振信号がプログラマブル
分周器（14）に供給されて1/Nに分周され、この分周さ
れた信号と基準発振器（12）よりの基準信号とが位相比
較器（13）に供給されて位相比較され、その比較出力が
ローパスフィルタ（15）に供給される。
そして、このローパスフィルタ（15）より得られた同調
制御電圧が局部発振器（７）の共振回路（7A）の各電圧
制御型可変容量素子VCのカソードに供給される。更に、
この同調制御電圧が高周波増幅回路RAの各高周波同調回
路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VCの各カ
ソードにも供給されている。
制御電圧が局部発振器（７）の共振回路（7A）の各電圧
制御型可変容量素子VCのカソードに供給される。更に、
この同調制御電圧が高周波増幅回路RAの各高周波同調回
路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VCの各カ
ソードにも供給されている。
斯る電式同調式FMラジオ受信機においては、PLL（11）
のプログラマブル分周器（14）の分周比を選択すること
によって、選局周波数が決定される。即ちプログラマブ
ル分周器（14）の分周比の変更によって、局部発振器
（７）の発振周波数が変更せしめられると共に、高周波
増幅回路RAの高周波同調回路（２），（４）の通過帯域
中心周波数が選局周波数に略一致するように変更せしめ
られる。
のプログラマブル分周器（14）の分周比を選択すること
によって、選局周波数が決定される。即ちプログラマブ
ル分周器（14）の分周比の変更によって、局部発振器
（７）の発振周波数が変更せしめられると共に、高周波
増幅回路RAの高周波同調回路（２），（４）の通過帯域
中心周波数が選局周波数に略一致するように変更せしめ
られる。
かかる従来の電子同調式FMラジオ受信機では、PLL（1
1）よりの同調制御電圧を局部発振器（７）の共振回路
（7A）の電圧制御型可変容量素子VCに供給すると共に、
高周波増幅回路RAの各高周波同調回路（２），（４）の
可変容量素子VCにも直接供給している。
1）よりの同調制御電圧を局部発振器（７）の共振回路
（7A）の電圧制御型可変容量素子VCに供給すると共に、
高周波増幅回路RAの各高周波同調回路（２），（４）の
可変容量素子VCにも直接供給している。
このため、第２図に破線にて示すように、高周波同調回
路（２），（４）にトラッキングエラーが生じる。即
ち、高周波同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波
数（同調周波数）を、受信帯域（例えば76MHz〜90MHz）
に亘って無変調時の高周波受信周波数に一致させること
ができず、第２図の場合受信帯域の両端（その周波数を
fa,feとする）で両周波数が一致するようにしている
が、その中間に行くに従って両者の周波数差（トラッキ
ングエラー）が大となる。その最大周波数は例えば100k
Hz程度である。
路（２），（４）にトラッキングエラーが生じる。即
ち、高周波同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波
数（同調周波数）を、受信帯域（例えば76MHz〜90MHz）
に亘って無変調時の高周波受信周波数に一致させること
ができず、第２図の場合受信帯域の両端（その周波数を
fa,feとする）で両周波数が一致するようにしている
が、その中間に行くに従って両者の周波数差（トラッキ
ングエラー）が大となる。その最大周波数は例えば100k
Hz程度である。
この原因は、同調周波数（共振周波数）の異なる同調回
路（共振回路）の同調周波数（共振周波数）を、夫々の
電圧制御型可変容量素子に同じ同調制御電圧を供給し
て、制御していることによるものである。
路（共振回路）の同調周波数（共振周波数）を、夫々の
電圧制御型可変容量素子に同じ同調制御電圧を供給し
て、制御していることによるものである。
高周波同調回路（２），（４）にトラッキングエラーが
あると、電子同調式FM受信機では高周波受信信号が位相
変化による歪を受け、電子同調式AM受信機では高周波受
信信号が減衰して、感度低下を招来する。
あると、電子同調式FM受信機では高周波受信信号が位相
変化による歪を受け、電子同調式AM受信機では高周波受
信信号が減衰して、感度低下を招来する。
かかる点に鑑み本発明は、高周波増幅回路のトラッキン
グエラーを大幅に減少させることのできる電子同調式受
信機を提案しようとするものである。
グエラーを大幅に減少させることのできる電子同調式受
信機を提案しようとするものである。
本発明による電子同調式受信機は、同調回路（２），
（４）を備える高周波増幅回路RAと、その高周波増幅回
路RAよりの受信信号が供給される周波数変換回路（５）
と、その周波数変換回路（５）よりの中間周波信号が供
給される中間周波増幅回路（８）と、その中間周波増幅
回路（８）よりの中間周波信号が供給される検波回路
（９）と、周波数変換回路（５）の局部発振器（７）に
同調制御電圧を供給して、その発振周波数を制御する第
１の同調制御電圧発生回路（11）とを有する電子同調式
受信機において、第１の同調制御電圧発生回路（11）よ
りの同調制御電圧に応じたオフセット電圧を発生させる
と共に、そのオフセット電圧と第１の同調制御電圧発生
回路（11）よりの同調制御電圧との比較出力を高周波増
幅回路RAの同調回路（２），（４）に供給して、その同
調周波数を制御する第２の同調制御電圧発生回路（25）
を設けたことを特徴とするものである。
（４）を備える高周波増幅回路RAと、その高周波増幅回
路RAよりの受信信号が供給される周波数変換回路（５）
と、その周波数変換回路（５）よりの中間周波信号が供
給される中間周波増幅回路（８）と、その中間周波増幅
回路（８）よりの中間周波信号が供給される検波回路
（９）と、周波数変換回路（５）の局部発振器（７）に
同調制御電圧を供給して、その発振周波数を制御する第
１の同調制御電圧発生回路（11）とを有する電子同調式
受信機において、第１の同調制御電圧発生回路（11）よ
りの同調制御電圧に応じたオフセット電圧を発生させる
と共に、そのオフセット電圧と第１の同調制御電圧発生
回路（11）よりの同調制御電圧との比較出力を高周波増
幅回路RAの同調回路（２），（４）に供給して、その同
調周波数を制御する第２の同調制御電圧発生回路（25）
を設けたことを特徴とするものである。
上述せる本発明によれば、第１の同調電圧発生回路（1
1）よりの同調制御電圧を、第２の同調電圧発生回路（2
5）によって補正して、高周波増幅回路RAの同調回路
（２），（４）に供給することにより、高周波増幅回路
のトラッキングエラーを減少させる。
1）よりの同調制御電圧を、第２の同調電圧発生回路（2
5）によって補正して、高周波増幅回路RAの同調回路
（２），（４）に供給することにより、高周波増幅回路
のトラッキングエラーを減少させる。
以下に第１図を参照して、本発明の一実施例を説明す
る。第１図は電子同調式FMラジオ受信機を示し、アンテ
ナ（１）よりの高周波受信信号は、高周波増幅回路RAに
供給される。この高周波増幅回路RAは高周波増幅器
（３）と、その前段及び後段に設けられた高周波同調回
路（２），（４）とから構成されている。高周波同調回
路（２），（４）は夫々例えば複同調回路にて構成さ
れ、電磁結合されたコイルL1,L2と、これに夫々並列接
続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素
子（バラクタダイオード）VCの直列回路とから構成され
ている。高周波増幅回路RAの出力は、周波数変換回路
（５）を構成する混合回路（６）に供給され、これより
得られた中間周波数信号は中間周波増幅回路（８）を介
して周波数検波回路（９）に供給され、出力端子（10）
に検波出力が得られる。（７）は周波数変換回路（５）
を構成する局部発振器であって、コイルＬと、これに並
列接続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容
量素子（バラクタダイオード）VCの直列回路とから成る
共振回路（7A）を備えている。
る。第１図は電子同調式FMラジオ受信機を示し、アンテ
ナ（１）よりの高周波受信信号は、高周波増幅回路RAに
供給される。この高周波増幅回路RAは高周波増幅器
（３）と、その前段及び後段に設けられた高周波同調回
路（２），（４）とから構成されている。高周波同調回
路（２），（４）は夫々例えば複同調回路にて構成さ
れ、電磁結合されたコイルL1,L2と、これに夫々並列接
続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容量素
子（バラクタダイオード）VCの直列回路とから構成され
ている。高周波増幅回路RAの出力は、周波数変換回路
（５）を構成する混合回路（６）に供給され、これより
得られた中間周波数信号は中間周波増幅回路（８）を介
して周波数検波回路（９）に供給され、出力端子（10）
に検波出力が得られる。（７）は周波数変換回路（５）
を構成する局部発振器であって、コイルＬと、これに並
列接続されたコンデンサＣ及び一対の電圧制御型可変容
量素子（バラクタダイオード）VCの直列回路とから成る
共振回路（7A）を備えている。
（11）は第１の同調制御電圧発生回路としてのPLLであ
って、基準発振器（12）、位相比較器（13）、プログラ
マブル分周器（14）、ローパスフィルタ（15）を有して
いる。局部発振器（７）よりの局部発振信号が分周器
（14）に供給され1/Nにて分周され、この分周出力と基
準発振器（12）よりの基準発振信号とが位相比較器（1
3）に供給されて位相比較され、その比較出力がローパ
スフィルタ（15）に供給される。このローパスフィルタ
（15）より得られた同調制御電圧は、局部発振器（７）
の共振回路（7A）の各電圧制御型可変容量素子VCのカソ
ードに供給される。
って、基準発振器（12）、位相比較器（13）、プログラ
マブル分周器（14）、ローパスフィルタ（15）を有して
いる。局部発振器（７）よりの局部発振信号が分周器
（14）に供給され1/Nにて分周され、この分周出力と基
準発振器（12）よりの基準発振信号とが位相比較器（1
3）に供給されて位相比較され、その比較出力がローパ
スフィルタ（15）に供給される。このローパスフィルタ
（15）より得られた同調制御電圧は、局部発振器（７）
の共振回路（7A）の各電圧制御型可変容量素子VCのカソ
ードに供給される。
（25）は同調制御電圧発生回路であり、以下にこれにつ
いて説明する。PLL（11）よりの第１の同調制御電圧
が、バッファ増幅器（17）を介して抵抗器（18）及び
（19）の直列回路の両端に印加される。抵抗器（18），
（19）の接続中点より得られた電圧が、演算増幅器（1
6）の非反転入力端子に供給される。演算増幅器（16）
の出力端子及び反転入力端子間に抵抗器（20）が接続さ
れている。
いて説明する。PLL（11）よりの第１の同調制御電圧
が、バッファ増幅器（17）を介して抵抗器（18）及び
（19）の直列回路の両端に印加される。抵抗器（18），
（19）の接続中点より得られた電圧が、演算増幅器（1
6）の非反転入力端子に供給される。演算増幅器（16）
の出力端子及び反転入力端子間に抵抗器（20）が接続さ
れている。
周波数検波回路（９）の検波出力、即ちオーディオ信号
が演算増幅器（21）の非反転入力端子に供給される。演
算増幅器（21）の出力端子及び反転入力端子間には抵抗
器（22）が接続される。そして、演算増幅器（21）の出
力端子が抵抗器（23）を通じて演算増幅器（16）の反転
入力端子に接続される。バッファ増幅器（17）の出力は
ウィンドコンパレータ（24）に供給されて例えば５個の
基準電圧と比較され、その５個の基準電圧の間のいずれ
の領域に入っているかによって、４種類の比較出力を発
生する。演算増幅器（21）の反転入力端子は、夫々オン
オフスイッチS1〜S4、抵抗器R1〜R4及び直流電源E1〜E4
の直列回路を夫々通じて接地される。
が演算増幅器（21）の非反転入力端子に供給される。演
算増幅器（21）の出力端子及び反転入力端子間には抵抗
器（22）が接続される。そして、演算増幅器（21）の出
力端子が抵抗器（23）を通じて演算増幅器（16）の反転
入力端子に接続される。バッファ増幅器（17）の出力は
ウィンドコンパレータ（24）に供給されて例えば５個の
基準電圧と比較され、その５個の基準電圧の間のいずれ
の領域に入っているかによって、４種類の比較出力を発
生する。演算増幅器（21）の反転入力端子は、夫々オン
オフスイッチS1〜S4、抵抗器R1〜R4及び直流電源E1〜E4
の直列回路を夫々通じて接地される。
そして、演算増幅器（16）よりの同調制御電圧が高周波
増幅回路RAの各高周波同調回路（２），（４）の各電圧
制御型可変容量素子VCのカソードに供給される。
増幅回路RAの各高周波同調回路（２），（４）の各電圧
制御型可変容量素子VCのカソードに供給される。
次に、この電子同調式FMラジオ受信機の動作を説明す
る。PLL（11）のプログラマブル分周器（14）の分周比
を可変することにより、選局を行うことができる。即
ち、プログラマブル分周器（14）の分周比が変化するこ
とによって、局部発振器（７）の局部発信周波数が変化
すると共に、高周波増幅回路RAの各高周波同調回路
（２），（４）の帯域通過中心周波数が選局周波数、即
ち高周波受信信号の搬送波周波数に略一致するようにト
ラッキングがとられる。
る。PLL（11）のプログラマブル分周器（14）の分周比
を可変することにより、選局を行うことができる。即
ち、プログラマブル分周器（14）の分周比が変化するこ
とによって、局部発振器（７）の局部発信周波数が変化
すると共に、高周波増幅回路RAの各高周波同調回路
（２），（４）の帯域通過中心周波数が選局周波数、即
ち高周波受信信号の搬送波周波数に略一致するようにト
ラッキングがとられる。
ところで、電圧制御型可変容量素子（バラクタダイオー
ド）の容量及び制御電圧の関係は非直線で、これを用い
た同調回路の場合、同調周波数が高くなるにつれて、同
一周波数偏位を得るための制御電圧偏位は大となる。即
ち、制御電圧は同調周波数の２〜３乗に比例する。そこ
で、この点を考慮して、演算増幅器（21）の利得を、次
のように折れ線近似によって変更する。即ち、バッファ
増幅器（17）よりの同調制御電圧をウィンドコンパレー
タ（20）に供給して、例えば５個の基準電圧Va,Vb,Vc,V
d,Ve（但しVa＜Vb＜Vc＜Vd＜Ve）と比較する。そして、
同調制御電圧がこれら基準電圧Va〜Veの間の４つの領域
のいずれにあるかによって、スイッチS1〜S4を選択的に
オンにして、演算増幅器（21）の利得を抵抗器R1〜R4の
抵抗値の如何によって変更し、これによって検波回路
（９）の検波出力電圧を補正して、同調回路（２），
（４）の同調周波数と制御電圧との関係を、上述の特性
に合わせるようにする。
ド）の容量及び制御電圧の関係は非直線で、これを用い
た同調回路の場合、同調周波数が高くなるにつれて、同
一周波数偏位を得るための制御電圧偏位は大となる。即
ち、制御電圧は同調周波数の２〜３乗に比例する。そこ
で、この点を考慮して、演算増幅器（21）の利得を、次
のように折れ線近似によって変更する。即ち、バッファ
増幅器（17）よりの同調制御電圧をウィンドコンパレー
タ（20）に供給して、例えば５個の基準電圧Va,Vb,Vc,V
d,Ve（但しVa＜Vb＜Vc＜Vd＜Ve）と比較する。そして、
同調制御電圧がこれら基準電圧Va〜Veの間の４つの領域
のいずれにあるかによって、スイッチS1〜S4を選択的に
オンにして、演算増幅器（21）の利得を抵抗器R1〜R4の
抵抗値の如何によって変更し、これによって検波回路
（９）の検波出力電圧を補正して、同調回路（２），
（４）の同調周波数と制御電圧との関係を、上述の特性
に合わせるようにする。
更に、受信周波数帯域（例えば76MHz〜90MHz）内に於い
て、高周波同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波
数（同調周波数）が選局周波数（高周波受信搬送波周波
数）に略一致するように、バッファ増幅器（17）よりの
同調制御電圧を、その電圧に応じて直流電源E1〜E4を切
換えて、演算増幅器（21）のオフセット電圧を変更する
ことによって、補正する。
て、高周波同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波
数（同調周波数）が選局周波数（高周波受信搬送波周波
数）に略一致するように、バッファ増幅器（17）よりの
同調制御電圧を、その電圧に応じて直流電源E1〜E4を切
換えて、演算増幅器（21）のオフセット電圧を変更する
ことによって、補正する。
尚、演算増幅器（21）の非反転入力端子に供給される周
波数検波出力電圧をV4、演算増幅器（21）の出力電圧を
V3、バッファ増幅器（17）の出力電圧をV1、演算増幅器
（16）の出力電圧をV2とする。そして、V3＝０のとき、
V2＝V1となるように、演算増幅器（16）の利得を制御す
る。
波数検波出力電圧をV4、演算増幅器（21）の出力電圧を
V3、バッファ増幅器（17）の出力電圧をV1、演算増幅器
（16）の出力電圧をV2とする。そして、V3＝０のとき、
V2＝V1となるように、演算増幅器（16）の利得を制御す
る。
そして、PLL（11）よりの同調制御電圧を直接各高周波
同調回路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VC
に供給した場合に於ける、トラッキングエラーの周波数
特性が第２図の破線に示す如く、例えば下に凸の特性を
有するものとすると、各同調回路（２），（４）の各電
圧制御型可変容量素子VCに供給する制御電圧は、これの
逆特性のものであればよいことになる。そこで、高周波
受信周波数範囲を周波数fa〜feの間とし、その間を４等
分して両端を含めた基準周波数fa,fb,fc,fd,feを設定
し、その各領域における略平均の制御電圧Ｖα,Vβ,V
γ,Vδを上述の直流電源E1〜E4で得る。即ち、第２図に
実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器（2
1）の出力側の電圧V3となる。
同調回路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VC
に供給した場合に於ける、トラッキングエラーの周波数
特性が第２図の破線に示す如く、例えば下に凸の特性を
有するものとすると、各同調回路（２），（４）の各電
圧制御型可変容量素子VCに供給する制御電圧は、これの
逆特性のものであればよいことになる。そこで、高周波
受信周波数範囲を周波数fa〜feの間とし、その間を４等
分して両端を含めた基準周波数fa,fb,fc,fd,feを設定
し、その各領域における略平均の制御電圧Ｖα,Vβ,V
γ,Vδを上述の直流電源E1〜E4で得る。即ち、第２図に
実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器（2
1）の出力側の電圧V3となる。
又、抵抗器R1〜R4によって演算増幅器（21）の利得を上
述の各周波数fa〜fe間の各領域において異ならしめて、
同調回路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VC
に供給する制御電圧の勾配を異ならしめ、第３図に示す
ごとき周波数特性の同調制御電圧V2を演算増幅器（16）
の出力端子に得て、各同調回路（２），（４）の各電圧
制御型可変容量素子VCの各カソードに供給する。
述の各周波数fa〜fe間の各領域において異ならしめて、
同調回路（２），（４）の各電圧制御型可変容量素子VC
に供給する制御電圧の勾配を異ならしめ、第３図に示す
ごとき周波数特性の同調制御電圧V2を演算増幅器（16）
の出力端子に得て、各同調回路（２），（４）の各電圧
制御型可変容量素子VCの各カソードに供給する。
尚、各スイッチを省略し、各抵抗器の代りにFET等の１
個の可変抵抗素子を用いると共に、各直流電源の代りに
１個の可変直流電源を用いて、演算増幅器（21）の利得
及びオフセットを夫々連続可変するようにすることもで
きる。
個の可変抵抗素子を用いると共に、各直流電源の代りに
１個の可変直流電源を用いて、演算増幅器（21）の利得
及びオフセットを夫々連続可変するようにすることもで
きる。
かくして、第４図に示す如く、高周波増幅回路RAに供給
される高周波受信信号の受信周波数f0−Δｆに応じて、
同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波数（同調周
波数）がこの周波数f0−Δｆと略一致するように変化す
る。このため第５図Ａに示す如く、高周波受信周波数に
対する振幅特性は最大周波数偏位を±Δｆとするとき、
f0−Δｆ及びf0＋Δｆ間の範囲で略平坦となる。又、第
５図Ｂに示す如く、高周波受信信号の位相特性もf0−Δ
ｆ及びf0＋Δｆ間の範囲で略平坦となり、これにより高
周波受信信号の高周波増幅回路RAに於ける歪が大幅に減
少する。
される高周波受信信号の受信周波数f0−Δｆに応じて、
同調回路（２），（４）の通過帯域中心周波数（同調周
波数）がこの周波数f0−Δｆと略一致するように変化す
る。このため第５図Ａに示す如く、高周波受信周波数に
対する振幅特性は最大周波数偏位を±Δｆとするとき、
f0−Δｆ及びf0＋Δｆ間の範囲で略平坦となる。又、第
５図Ｂに示す如く、高周波受信信号の位相特性もf0−Δ
ｆ及びf0＋Δｆ間の範囲で略平坦となり、これにより高
周波受信信号の高周波増幅回路RAに於ける歪が大幅に減
少する。
又、演算増幅器（21）のオフセット電圧を、上述のよう
にPLL（11）よりの同調制御電圧の値に応じて変化させ
るので、高周波増幅回路RAの高周波同調回路（２），
（４）は確実にトラッキングをとることができる。
にPLL（11）よりの同調制御電圧の値に応じて変化させ
るので、高周波増幅回路RAの高周波同調回路（２），
（４）は確実にトラッキングをとることができる。
次に、第６図を参照して、本発明の他の実施例を説明す
る。この実施例では、検波回路（９）よりの検波出力に
よって、高周波同調回路（２），（４）の通過帯域中心
周波数（同調周波数）を変化させることを省略し、これ
に伴って、第２の同調制御電圧発生回路（25）に於ける
演算増幅器（21）を省略した場合である。即ち、第６図
に於いては、スイッチS1〜S4及び直流電源E1〜E4の各直
列回路の一端を接地し、他端を抵抗器（23）を通じて、
演算増幅器（16）の反転入力端子に接続する。その他の
構成は第１図と同様である。
る。この実施例では、検波回路（９）よりの検波出力に
よって、高周波同調回路（２），（４）の通過帯域中心
周波数（同調周波数）を変化させることを省略し、これ
に伴って、第２の同調制御電圧発生回路（25）に於ける
演算増幅器（21）を省略した場合である。即ち、第６図
に於いては、スイッチS1〜S4及び直流電源E1〜E4の各直
列回路の一端を接地し、他端を抵抗器（23）を通じて、
演算増幅器（16）の反転入力端子に接続する。その他の
構成は第１図と同様である。
尚、本発明は電子同調式AM（ラジオ）受信機にも適用で
きる。
きる。
上述せる本発明によれば、局部発振器に供給する同調制
御電圧の周波数特性を高周波同調回路の同調周波数が選
局周波数に略追従するように補正し、この補正された同
調制御電圧を高周波同調回路に供給するようにしたの
で、高周波増幅回路のトラッキングエラーを大幅に減少
させることができる。
御電圧の周波数特性を高周波同調回路の同調周波数が選
局周波数に略追従するように補正し、この補正された同
調制御電圧を高周波同調回路に供給するようにしたの
で、高周波増幅回路のトラッキングエラーを大幅に減少
させることができる。
そして、特に、本発明によれば、トラッキングエラーの
理論値を基に、常にどんな場合でも、高周波増幅回路の
同調回路の同調周波数の補正が行われ、且つ、同調周波
数が受信信号にリアルタイムで追従せしめられるので、
受信信号が弱いときは受信感度が改善され、受信信号が
強いときは同調が正確に行える。
理論値を基に、常にどんな場合でも、高周波増幅回路の
同調回路の同調周波数の補正が行われ、且つ、同調周波
数が受信信号にリアルタイムで追従せしめられるので、
受信信号が弱いときは受信感度が改善され、受信信号が
強いときは同調が正確に行える。
従って、電子同調式FM受信機の場合は、高周波受信信号
の高周波増幅回路に於ける歪が減少し、電子同調式AM受
信機の場合は、高周波受信信号の高周波増幅回路に於け
る感度低下が軽減される。
の高周波増幅回路に於ける歪が減少し、電子同調式AM受
信機の場合は、高周波受信信号の高周波増幅回路に於け
る感度低下が軽減される。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は演算
増幅器（21）の出力電圧の周波数特性を示す特性曲線
図、第３図は高周波同調回路の各電圧制御型可変容量素
子に供給される同調制御電圧の周波数特性を示す特性曲
線図、第４図は高周波同調回路の周波数特性と高周波受
信信号の周波数関係を示す特性曲線図、第５図は高周波
同調回路における振幅周波数特性及び位相周波数特性を
示す特性曲線図、第６図は本発明の他の実施例の一部を
示す回路図、第７図は従来例の回路図である。 RAは高周波増幅回路、（２），（４）は高周波同調回
路、（３）は高周波増幅器、（５）は周波数変換回路、
（６）は周波数混合器、（７）は局部発振器、（８）は
中間周波増幅回路、（９）は周波数検波回路、（11）は
第１の同調制御電圧発生回路としてのPLL、（25）は第
２の同調制御電圧発生回路である。
増幅器（21）の出力電圧の周波数特性を示す特性曲線
図、第３図は高周波同調回路の各電圧制御型可変容量素
子に供給される同調制御電圧の周波数特性を示す特性曲
線図、第４図は高周波同調回路の周波数特性と高周波受
信信号の周波数関係を示す特性曲線図、第５図は高周波
同調回路における振幅周波数特性及び位相周波数特性を
示す特性曲線図、第６図は本発明の他の実施例の一部を
示す回路図、第７図は従来例の回路図である。 RAは高周波増幅回路、（２），（４）は高周波同調回
路、（３）は高周波増幅器、（５）は周波数変換回路、
（６）は周波数混合器、（７）は局部発振器、（８）は
中間周波増幅回路、（９）は周波数検波回路、（11）は
第１の同調制御電圧発生回路としてのPLL、（25）は第
２の同調制御電圧発生回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】同調回路を備える高周波増幅回路と、該高
周波増幅回路よりの受信信号が供給される周波数変換回
路と、該周波数変換回路よりの中間周波信号が供給され
る中間周波増幅回路と、検波回路と、上記周波数変換回
路の局部発振器に同調制御電圧を供給して、その発振周
波数を制御する第１の同調制御電圧発生回路とを有する
電子同調式受信機において、 上記第１の同調制御電圧発生回路よりの同調制御電圧に
応じたオフセット電圧を発生させると共に、該オフセッ
ト電圧と上記第１の同調制御電圧発生回路よりの同調制
御電圧との比較出力を上記高周波増幅回路の同調回路に
供給して、その同調周波数を制御する第２の同調制御電
圧発生回路を設けたことを特徴とする電子同調式受信
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092808A JPH0697731B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092808A JPH0697731B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61251314A JPS61251314A (ja) | 1986-11-08 |
| JPH0697731B2 true JPH0697731B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=14064709
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60092808A Expired - Fee Related JPH0697731B2 (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 電子同調式受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697731B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5428829A (en) * | 1992-09-28 | 1995-06-27 | Delco Electronics Corporation | Method and apparatus for tuning and aligning an FM receiver |
| JP5606364B2 (ja) * | 2011-03-09 | 2014-10-15 | パナソニック株式会社 | 無線装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS616649Y2 (ja) * | 1979-07-13 | 1986-02-28 | ||
| JPS6014527U (ja) * | 1983-07-08 | 1985-01-31 | 日本ビクター株式会社 | 電子同調チユ−ナ |
-
1985
- 1985-04-30 JP JP60092808A patent/JPH0697731B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61251314A (ja) | 1986-11-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |